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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-04-05
(45)【発行日】2024-04-15
(54)【発明の名称】広帯域通過型フィルタ
(51)【国際特許分類】
H01P 1/205 20060101AFI20240408BHJP
H03H 7/075 20060101ALI20240408BHJP
【ＦＩ】
H01P1/205 C
H03H7/075 A
【請求項の数】
4
(21)【出願番号】P 2020083640
(22)【出願日】2020-05-12
(65)【公開番号】P2021180373
(43)【公開日】2021-11-18
【審査請求日】2023-03-02
(73)【特許権者】
【識別番号】000227892
【氏名又は名称】日本アンテナ株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100102635
【弁理士】
【氏名又は名称】浅見 保男
(74)【代理人】
【識別番号】100199820
【弁理士】
【氏名又は名称】西脇 博志
(72)【発明者】
【氏名】新井 敏夫
(72)【発明者】
【氏名】星 宏幸
【審査官】白井 亮
(56)【参考文献】
【文献】特開昭６１－０１３７０６（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１０－２８８１７９（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開平１１－２３９０７２（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１１－２５０１６０（ＪＰ，Ａ）
【文献】米国特許出願公開第２００７／０２９０７６７（ＵＳ，Ａ１）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０１Ｐ １／２０５
Ｈ０３Ｈ ７／０７５
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
入力端子と出力端子との間に接続された複数の集中定数の共振回路と、該複数の集中定数の共振回路の前記入力端子側あるいは前記出力端子側に開放端が接続され短絡端がアースに接続されている複数のショートスタブとを備え、
前記共振回路は、インダクタンスＬｓとキャパシタンスＣｓからなる直列共振回路と、該直列共振回路にキャパシタンスＣｐが並列に接続された並列共振回路とを組み合わせた直並列共振回路とされ、使用周波数帯域の中心周波数をＦｏとし、Ｆｏの波長をλとした時に、前記直列共振回路の共振周波数がＦｏに設定され、前記並列共振回路の共振周波数がＦｏの所定倍に設定され、前記ショートスタブの電気長が約λ／４に設定されており、 前記共振回路の数と前記ショートスタブの数の合計が奇数とされて、前記共振回路と前記ショートスタブとが交互に接続されており、前記共振回路の数が前記ショートスタブの数より１つ多いＴ型接続とされていることを特徴とする広帯域通過型フィルタ。
【請求項2】
入力端子と出力端子との間に接続された複数の集中定数の共振回路と、該複数の集中定数の共振回路の前記入力端子側あるいは前記出力端子側に開放端が接続され短絡端がアースに接続されている複数のショートスタブとを備え、
前記共振回路は、インダクタンスＬｓとキャパシタンスＣｓからなる直列共振回路と、該直列共振回路にキャパシタンスＣｐが並列に接続された並列共振回路とを組み合わせた直並列共振回路とされ、使用周波数帯域の中心周波数をＦｏとし、Ｆｏの波長をλとした時に、前記直列共振回路の共振周波数がＦｏに設定され、前記並列共振回路の共振周波数がＦｏの所定倍に設定され、前記ショートスタブの電気長が約λ／４に設定されており、
前記共振回路の数と前記ショートスタブの数の合計が奇数とされて、前記共振回路と前記ショートスタブとが交互に接続されており、前記ショートスタブの数が前記共振回路の数より１つ多いπ型接続とされていることを特徴とする広帯域通過型フィルタ。
【請求項3】
前記直列共振回路の共振周波数をＦＬとし、前記並列共振回路の共振周波数をＦＨとした時に、ＦＨ／ＦＬが約√５となるように前記キャパシタンスＣｐの値が設定されていることを特徴とする請求項１または２に記載の広帯域通過型フィルタ。
【請求項4】
前記直列共振回路を構成するキャパシタンスＣｓに対し、前記並列共振回路の前記キャパシタンスＣｐの値が、前記キャパシタンスＣｓの静電容量の１／４を中心値とし、１／５より大きく１／３より小さい範囲の静電容量に設定されていることを特徴とする請求項１または２に記載の広帯域通過型フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、ＵＨＦ帯に好適な広帯域通過型フィルタに関する。
【背景技術】
【0002】
地上波デジタルテレビ放送の周波数は４７０ＭＨｚ～７１０ＭＨｚとされ、その周波数帯域は２４０ＭＨｚの広帯域とされ、中心周波数Ｆｏは５９０ＭＨｚとなる。中心周波数５９０ＭＨｚを基準とした地上波デジタルテレビ放送の比帯域は、約４０％と広いことが知られている。すると、地上波デジタル放送の周波数帯域を通過周波数帯域とするバンドパスフィルタは広帯域通過型フィルタとなる。４７０ＭＨｚ～７１０ＭＨｚはＵＨＦ帯であるから、対応するバンドパスフィルタとしては半同軸型が一般的である。
【0003】
特許文献１に示す従来のＵＨＦ帯に使用される半同軸型バンドパスフィルタの構成を図１８に示す。以下の説明においては、バンドパスフィルタをＢＰＦと称することとする。第１８図に示す半同軸型ＢＰＦ１００は、外導体となる直方体状の筐体１１１を備え、この筐体１１１の内部は仕切板１１２，１１３により３つの部屋に分割されており、各部屋に電気長が約λ／４の棒状の共振素子１１４，１１５，１１６がそれぞれ配設されている。仕切板１１２，１１３にはそれぞれ共振素子１１４，１１５，１１６間に適当な結合度を与えるために結合窓１１７，１１８がそれぞれ設けられている。また、入力接栓１１９には結合プローブ１２１が設けられており、結合プローブ１２１は共振素子１１４に結合しており、出力接栓１２０には結合プローブ１２２が設けられており、結合プローブ１２２は共振素子１１６に結合している。
第１８図に示す半同軸型ＢＰＦ１００の周波数特性は、共振素子１１４，１１５，１１６の共振周波数の（２ｎ＋１）倍（ｎ＝１，２，３，…）毎に高次共振が存在し、通過域が発生する。従来の半同軸型ＢＰＦ１００を送信機出力端側に挿入すると、送信機の高調波出力成分のうち上記共振周波数の２ｎ倍の高調波出力成分が除去され、（２ｎ＋１）倍の高調波出力成分が通過するようになる。
第１８図に示す半同軸型ＢＰＦ１００の周波数特性は、共振素子１１４，１１５，１１６の共振周波数の（２ｎ＋１）倍（ｎ＝１，２，３，…）毎に高次共振が存在し、通過域が発生する。従来の半同軸型ＢＰＦ１００を送信機出力端側に挿入すると、送信機の高調波出力成分のうち上記共振周波数の２ｎ倍の高調波出力成分が除去され、（２ｎ＋１）倍の高調波出力成分が通過するようになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【文献】実開平２－１４１１０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
しかしながら、従来の半同軸型ＢＰＦ１００においては、共振器間の電磁気的結合を大きくすることにより広帯域特性を実現することになるが、比帯域が約４０％と広くなると、電磁気的結合が大きくなり過ぎて半同軸型ＢＰＦを設計することが不能となり、このような広帯域特性を実現するのは技術的に極めて困難となる。
また、広帯域通過型フィルタとして広く知られているリングフィルタを用いることが考えられる。しかしながら、ＵＨＦ帯用のバンドパスフィルタとしてリングフィルタを採用するには、リングの一周が１波長必要であるため形状が大型化するなどの問題点があった。
また、広帯域通過型フィルタとして広く知られているリングフィルタを用いることが考えられる。しかしながら、ＵＨＦ帯用のバンドパスフィルタとしてリングフィルタを採用するには、リングの一周が１波長必要であるため形状が大型化するなどの問題点があった。
【0006】
そこで、本発明は、広帯域化しても小型化することが可能な分布定数の共振素子と集中定数の共振回路とを組み合わせた広帯域通過型フィルタを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【0007】
本発明の広帯域通過型フィルタは、入力端子と出力端子との間に接続された複数の集中定数の共振回路と、該複数の集中定数の共振回路間に開放端が接続され短絡端がアースに接続されているショートスタブとを備え、前記共振回路は、インダクタンスＬｓとキャパシタンスＣｓからなる直列共振回路と、該直列共振回路にキャパシタンスＣｐが並列に接続された並列共振回路とを組み合わせた直並列共振回路とされ、使用周波数帯域の中心周波数をＦｏとし、Ｆｏの波長をλとした時に、前記直列共振回路の共振周波数がＦｏに設定され、前記並列共振回路の共振周波数がＦｏの所定倍に設定され、前記ショートスタブの電気長が約λ／４に設定されていることを最も主要な特徴としている。
【0008】
本発明の広帯域通過型フィルタにおいて、前記直列共振回路の共振周波数をＦＬとし、前記並列共振回路の共振周波数をＦＨとした時に、ＦＨ／ＦＬが約√５となるように前記キャパシタンスＣｐの値が設定されている。
また、本発明の広帯域通過型フィルタにおいて、前記直列共振回路を構成するキャパシタンスＣｓに対し、前記並列共振回路の前記キャパシタンスＣｐの値が、前記キャパシタンスＣｓの静電容量の１／４を中心値とし、１／５より大きく１／３より小さい範囲の静電容量に設定されている。
さらに、本発明の広帯域通過型フィルタにおいて、前記共振回路の数と前記ショートスタブの数の合計が奇数とされて、前記共振回路と前記ショートスタブとが交互に接続されており、前記共振回路の数が前記ショートスタブの数より１つ多いＴ型接続とされていてもよい。
さらにまた、本発明の広帯域通過型フィルタにおいて、前記共振回路の数と前記ショートスタブの数の合計が奇数とされて、前記共振回路と前記ショートスタブとが交互に接続されており、前記ショートスタブの数が前記共振回路の数より１つ多いπ型接続とされていてもよい。
また、本発明の広帯域通過型フィルタにおいて、前記直列共振回路を構成するキャパシタンスＣｓに対し、前記並列共振回路の前記キャパシタンスＣｐの値が、前記キャパシタンスＣｓの静電容量の１／４を中心値とし、１／５より大きく１／３より小さい範囲の静電容量に設定されている。
さらに、本発明の広帯域通過型フィルタにおいて、前記共振回路の数と前記ショートスタブの数の合計が奇数とされて、前記共振回路と前記ショートスタブとが交互に接続されており、前記共振回路の数が前記ショートスタブの数より１つ多いＴ型接続とされていてもよい。
さらにまた、本発明の広帯域通過型フィルタにおいて、前記共振回路の数と前記ショートスタブの数の合計が奇数とされて、前記共振回路と前記ショートスタブとが交互に接続されており、前記ショートスタブの数が前記共振回路の数より１つ多いπ型接続とされていてもよい。
【発明の効果】
【0009】
本発明の広帯域通過型フィルタは、複数の集中定数の共振回路と、該複数の集中定数の共振回路間に開放端が接続され短絡端がアースに接続されているショートスタブとを組み合わせた広帯域通過型フィルタとしたことから、広帯域化しても小型化することを可能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【0010】
【図1】本発明の第１実施例の広帯域通過型フィルタの回路構成を示す図である。
【図2】本発明の第１実施例の広帯域通過型フィルタにおける挿入損失・減衰量およびリターンロスの周波数特性を示す図である。
【図3】本発明の第２実施例の広帯域通過型フィルタの回路構成を示す図である。
【図4】本発明の第２実施例の広帯域通過型フィルタにおける挿入損失・減衰量およびリターンロスの周波数特性を示す図である。
【図5】本発明の第１実施例の広帯域通過型フィルタを説明する直列共振回路の構成を示す図である。
【図7】本発明の第１実施例の広帯域通過型フィルタを説明するショートスタブの構成を示す図である。
【図11】本発明の第１実施例の広帯域通過型フィルタを説明する直並列共振回路の構成を示す図である。
【図14】本発明の第３実施例の広帯域通過型フィルタの回路構成を示す図である。
【図15】本発明の第３実施例の広帯域通過型フィルタの挿入損失・減衰量およびリターンロスの周波数特性を示す図である。
【図16】本発明の第４実施例の広帯域通過型フィルタの回路構成を示す図である。
【図17】本発明の第４実施例の広帯域通過型フィルタの挿入損失・減衰量およびリターンロスの周波数特性を示す図である。
【図18】従来の半同軸型ＢＰＦの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0011】
＜本発明の第１実施例＞
本発明にかかる第１実施例の広帯域通過型フィルタ１の回路構成を図１に示す。
図１に示す本発明の第１実施例の広帯域通過型フィルタ１は、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に直並列共振回路ＳＰ１と、直並列共振回路ＳＰ２と、直並列共振回路ＳＰ３と、直並列共振回路ＳＰ４とが縦続に接続され、ＳＰ１とＳＰ２との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳ１が設けられ、ＳＰ２とＳＰ３との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳ２が設けられ、ＳＰ３とＳＰ４との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳ３が設けられている。図１に示す広帯域通過型フィルタ１の回路は、直並列共振回路ＳＰ１～ＳＰ４の数が、ショートスタブＳＳ１～ＳＳ３の数より１つ多いことから、Ｔ型接続と称することとする。
入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとのインピーダンスをＺｏとして、使用周波数帯域の中心周波数をＦｏとする。直並列共振回路ＳＰ１は、インダクタンスＬｓ１とキャパシタンスＣｓ１との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐ１を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。また、直並列共振回路ＳＰ２は、インダクタンスＬｓ２とキャパシタンスＣｓ２との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐ２を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。さらに、直並列共振回路ＳＰ３は直並列共振回路ＳＰ２と同じ構成とされ、直並列共振回路ＳＰ４は直並列共振回路ＳＰ１と同じ構成とされている。さらにまた、ショートスタブＳＳ１のインピーダンスはＷ１とされ、ショートスタブＳＳ２のインピーダンスはＷ２とされ、ショートスタブＳＳ３のインピーダンスはＳＳ１と同じＷ１とされている。
本発明にかかる第１実施例の広帯域通過型フィルタ１の回路構成を図１に示す。
図１に示す本発明の第１実施例の広帯域通過型フィルタ１は、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に直並列共振回路ＳＰ１と、直並列共振回路ＳＰ２と、直並列共振回路ＳＰ３と、直並列共振回路ＳＰ４とが縦続に接続され、ＳＰ１とＳＰ２との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳ１が設けられ、ＳＰ２とＳＰ３との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳ２が設けられ、ＳＰ３とＳＰ４との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳ３が設けられている。図１に示す広帯域通過型フィルタ１の回路は、直並列共振回路ＳＰ１～ＳＰ４の数が、ショートスタブＳＳ１～ＳＳ３の数より１つ多いことから、Ｔ型接続と称することとする。
入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとのインピーダンスをＺｏとして、使用周波数帯域の中心周波数をＦｏとする。直並列共振回路ＳＰ１は、インダクタンスＬｓ１とキャパシタンスＣｓ１との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐ１を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。また、直並列共振回路ＳＰ２は、インダクタンスＬｓ２とキャパシタンスＣｓ２との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐ２を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。さらに、直並列共振回路ＳＰ３は直並列共振回路ＳＰ２と同じ構成とされ、直並列共振回路ＳＰ４は直並列共振回路ＳＰ１と同じ構成とされている。さらにまた、ショートスタブＳＳ１のインピーダンスはＷ１とされ、ショートスタブＳＳ２のインピーダンスはＷ２とされ、ショートスタブＳＳ３のインピーダンスはＳＳ１と同じＷ１とされている。
【0012】
直並列共振回路ＳＰ１～ＳＰ４における直列共振回路の共振周波数はＦｏに設定されており、直並列共振回路ＳＰ１～ＳＰ４の通過周波数はＦｏとされている。入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴのインピーダンスＺｏは７５Ωとされて、テレビ受信機器に適用するに好適とされている。ショートスタブＳＳ１ないしショートスタブＳＳ３の電気長Ｈ１は、Ｆｏの１波長をλｏとしたとき、λｏ／４の電気長とされている。Ｆｏは、例えば地上波デジタルテレビ放送の周波数帯域の中心周波数である５９０ＭＨｚとされている。図１に示す広帯域通過型フィルタ１の回路は、４つの直並列共振回路ＳＰ１～ＳＰ４と、３つのショートスタブＳＳ１～ＳＳ３の合計７素子から構成されることから、通過帯域内にリターンロスの極が７個存在する所謂チェビシェフ特性の７次のバンドパスフィルタとなる。
図１に示す広帯域通過型フィルタ１において、通過周波数Ｆｏが５９０ＭＨｚとなり、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴのインピーダンスＺｏが７５Ωとされる回路定数について説明する。ショートスタブＳＳ１，ＳＳ３の特性インピーダンスＷ１は約１８．６５７Ω、ショートスタブＳＳ２の特性インピーダンスＷ２は約１５．９２Ωとされる。直並列共振回路ＳＰ１，ＳＰ４における直列共振用のインダクタンスＬｓ１は約３６．７８８ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓ１は約１．９７８ｐＦとされて、Ｌｓ１とＣｓ１はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。また、この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐ１は約０．４９５ｐＦとされている。並列共振用のキャパシタンスの静電容量をどのように設定するかについては後述する。また、直並列共振回路ＳＰ２，ＳＰ３における直列共振用のインダクタンスＬｓ２は約８０．４０５ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓ２は約０．９０５ｐＦとされて、Ｌｓ２とＣｓ２はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐ２は約０．２２６ｐＦとされる。
図１に示す広帯域通過型フィルタ１において、通過周波数Ｆｏが５９０ＭＨｚとなり、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴのインピーダンスＺｏが７５Ωとされる回路定数について説明する。ショートスタブＳＳ１，ＳＳ３の特性インピーダンスＷ１は約１８．６５７Ω、ショートスタブＳＳ２の特性インピーダンスＷ２は約１５．９２Ωとされる。直並列共振回路ＳＰ１，ＳＰ４における直列共振用のインダクタンスＬｓ１は約３６．７８８ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓ１は約１．９７８ｐＦとされて、Ｌｓ１とＣｓ１はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。また、この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐ１は約０．４９５ｐＦとされている。並列共振用のキャパシタンスの静電容量をどのように設定するかについては後述する。また、直並列共振回路ＳＰ２，ＳＰ３における直列共振用のインダクタンスＬｓ２は約８０．４０５ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓ２は約０．９０５ｐＦとされて、Ｌｓ２とＣｓ２はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐ２は約０．２２６ｐＦとされる。
【0013】
図１に示す広帯域通過型フィルタ１の挿入損失・減衰量およびリターンロスの周波数特性を図２に示す。
図２において、横軸は９０ＭＨｚ～１０９０ＭＨｚの周波数とされ、縦軸は挿入損失・減衰量［ｄＢ］とリターンロス［ｄＢ］とされている。広帯域通過型フィルタ１の設計上の通過周波数帯域幅ＢＷは、地上波デジタルテレビ放送の周波数帯域幅とされる２４０ＭＨｚに、１チャンネル分の占有周波数帯域幅６ＭＨｚを低域端と高域端との各々に設計上の冗長分として設定した２５２ＭＨｚとしている。図２を参照すると、リターンロスが約２６ｄＢ得られる周波数帯域を基準とした時の通過周波数帯域幅は約２５０ＭＨｚが得られており、設計上の通過周波数帯域幅ＢＷをほぼ満足していることが分かる。なお、ショートスタブＳＳ１～ＳＳ３は同軸線路で図示されているが、マイクロストリップ線路や誘電体を用いた同軸構造と同様のＴＥＭモードの分布定数線路としても良い。また、地上波デジタルテレビ放送の周波数帯に対しての妨害波となる恐れのある携帯電話システムの周波数として、運用低限周波数である７７０ＭＨｚが考えられるが、図２を参照すると、７７０ＭＨｚにおける減衰量は約２５ｄＢが得られており、上記周波数による妨害を極力受けないようになる。
図２において、横軸は９０ＭＨｚ～１０９０ＭＨｚの周波数とされ、縦軸は挿入損失・減衰量［ｄＢ］とリターンロス［ｄＢ］とされている。広帯域通過型フィルタ１の設計上の通過周波数帯域幅ＢＷは、地上波デジタルテレビ放送の周波数帯域幅とされる２４０ＭＨｚに、１チャンネル分の占有周波数帯域幅６ＭＨｚを低域端と高域端との各々に設計上の冗長分として設定した２５２ＭＨｚとしている。図２を参照すると、リターンロスが約２６ｄＢ得られる周波数帯域を基準とした時の通過周波数帯域幅は約２５０ＭＨｚが得られており、設計上の通過周波数帯域幅ＢＷをほぼ満足していることが分かる。なお、ショートスタブＳＳ１～ＳＳ３は同軸線路で図示されているが、マイクロストリップ線路や誘電体を用いた同軸構造と同様のＴＥＭモードの分布定数線路としても良い。また、地上波デジタルテレビ放送の周波数帯に対しての妨害波となる恐れのある携帯電話システムの周波数として、運用低限周波数である７７０ＭＨｚが考えられるが、図２を参照すると、７７０ＭＨｚにおける減衰量は約２５ｄＢが得られており、上記周波数による妨害を極力受けないようになる。
【0014】
ところで、図１に示す第１実施例の広帯域通過型フィルタ１の回路では、ショートスタブＳＳ１～ＳＳ３の電気長は特性インピーダンスに関係なく、λｏ／４の電気長に固定されている。従来の半同軸型バンドパスフィルタにおける同軸共振部の電気長は、共振器間の電磁気的な結合の影響を受けて１／４波長より短縮することになり、その短縮率は設定される伝送特性の差異によって変化する。一般に、通過帯域が広帯域化されると、この電磁気的な結合度が増大し、同軸長の短縮率が増加して短くなることから特性劣化を招き、最終的に実現不能に至る。このことが、通常の半同軸型バンドパスフィルタの広帯域通過を困難にしている主因である。これに対して、本発明にかかる広帯域通過型フィルタ１においては、共振素子として使用するショートスタブＳＳ１～ＳＳ３の電気長をλｏ／４の電気長に固定しても、上記したように設計上の通過周波数帯域幅ＢＷを実現することができる。
【0015】
第１実施例の広帯域通過型フィルタ１において設計上の通過周波数帯域幅ＢＷを実現できるのは、次の理由によっている。まず、λｏ／４のショートスタブＳＳ１～ＳＳ３はＦｏにおいて、その開放端からみたアースに対するインピーダンスが∞になるから、Ｆｏが通過周波数となる。また、直並列共振回路ＳＰ１～ＳＰ４における直列共振回路も前述したように、Ｆｏでの合成リアクタンスが０Ωになるように定数設定されているから、Ｆｏが通過周波数となる。そして、直並列共振回路ＳＰ１～ＳＰ４において、直列共振回路と並列にキャパシタンスを接続して並列共振回路を形成し、全体で直並列共振回路としていることで、第１実施例の広帯域通過型フィルタ１では設計上の通過周波数帯域幅ＢＷを実現できるのである。
【0016】
ここで、直並列共振回路ＳＰ１～ＳＰ４における並列共振用のキャパシタンスの静電容量をどのように設定するかについて次に説明する。
インダクタンスＬとキャパシタンスＣからなる直列共振回路を図５に示す。図５に示す直列共振回路において、入力端子Ｔ１と出力端子Ｔ２の入出力インピーダンスＺｏを７５Ωとし、インダクタンスＬを約３６．３８３ｎＨとしキャパシタンスＣを約２ｐＦとした時の周波数特性を図６に示す。図６において、横軸は０～２．５ＧＨｚの周波数軸とされ、縦軸は挿入損失・減衰量［ｄＢ］とリターンロス［ｄＢ］とされている。図６を参照すると、直列共振回路は通過周波数５９０ＭＨｚで共振して挿入損失０ｄＢの通過周波数は約５９０ＭＨｚとなっているが、５９０ＭＨｚより低域側の減衰量の増加が急峻であるのに比べ、高域側の減衰量の変化は極端に緩やかとなっていることが分かる。
インダクタンスＬとキャパシタンスＣからなる直列共振回路を図５に示す。図５に示す直列共振回路において、入力端子Ｔ１と出力端子Ｔ２の入出力インピーダンスＺｏを７５Ωとし、インダクタンスＬを約３６．３８３ｎＨとしキャパシタンスＣを約２ｐＦとした時の周波数特性を図６に示す。図６において、横軸は０～２．５ＧＨｚの周波数軸とされ、縦軸は挿入損失・減衰量［ｄＢ］とリターンロス［ｄＢ］とされている。図６を参照すると、直列共振回路は通過周波数５９０ＭＨｚで共振して挿入損失０ｄＢの通過周波数は約５９０ＭＨｚとなっているが、５９０ＭＨｚより低域側の減衰量の増加が急峻であるのに比べ、高域側の減衰量の変化は極端に緩やかとなっていることが分かる。
【0017】
次に、１波長をλとしたとき、５９０ＭＨｚでλ／４の電気長ＨのショートスタブＳＳが入出力端子間でアースに対して並列接続された回路を図７に示している。図７に示す回路において、入力端子Ｔ３と出力端子Ｔ４の入出力インピーダンスＺｏを７５Ωとし、ショートスタブＳＳの特性インピーダンスＷを約３３Ωとした時の周波数特性を図８に示す。図８において、横軸は０～２．５ＧＨｚの周波数軸とされ、縦軸は挿入損失・減衰量［ｄＢ］とリターンロス［ｄＢ］とされている。図８を参照すると、図７に示す回路は５９０ＭＨｚが通過周波数となる周波数特性となることが分かる。ショートスタブＳＳは分布定数線路であるから、５９０ＭＨｚの２倍の１１８０ＭＨｚで減衰極を持ち、３倍の１７７０ＭＨｚで再び通過特性となるような繰り返しの伝送特性となっていることが分かる。
【0018】
図８に示す周波数特性において、通過周波数を中心に拡大した周波数特性を図９に示す。図９において、横軸は４４０ＭＨｚ～７４０ＭＨｚの周波数軸とされ、縦軸は挿入損失・減衰量［ｄＢ］とリターンロス［ｄＢ］とされている。図９を参照すると、通過周波数５９０ＭＨｚの低域と高域の伝送特性が対称となっていることが分かる。
一方、図６に示す周波数特性において、通過周波数を中心に拡大した周波数特性を図１０に示す。図１０において、横軸は４４０ＭＨｚ～７４０ＭＨｚの周波数軸とされ、縦軸は挿入損失・減衰量［ｄＢ］とリターンロス［ｄＢ］とされている。図１０を参照すると、通過周波数５９０ＭＨｚの低域と高域の伝送特性が非対称となっていることが分かる。そうすると、図５に示す集中定数の直列共振回路と図７に示す分布定数のショートスタブＳＳとを組み合わせた回路の周波数特性は、それぞれの通過周波数の低域と高域での伝送量の変化分に差異があることから、通過周波数の低域と高域の伝送特性を対称にすることが困難になる。
一方、図６に示す周波数特性において、通過周波数を中心に拡大した周波数特性を図１０に示す。図１０において、横軸は４４０ＭＨｚ～７４０ＭＨｚの周波数軸とされ、縦軸は挿入損失・減衰量［ｄＢ］とリターンロス［ｄＢ］とされている。図１０を参照すると、通過周波数５９０ＭＨｚの低域と高域の伝送特性が非対称となっていることが分かる。そうすると、図５に示す集中定数の直列共振回路と図７に示す分布定数のショートスタブＳＳとを組み合わせた回路の周波数特性は、それぞれの通過周波数の低域と高域での伝送量の変化分に差異があることから、通過周波数の低域と高域の伝送特性を対称にすることが困難になる。
【0019】
図１０に示した周波数特性を参照すると、通過周波数の低域より高域において挿入損失・減衰量が劣化している。そこで、図５に示す直列共振回路に、通過周波数の高域で共振する並列共振回路を並列に接続すると、通過周波数の高域において周波数特性を改善できることになる。そこで、直列共振回路に並列共振回路を並列に接続した直並列共振回路の構成を図１１に示す。
図１１に示す直並列共振回路において、入力端子Ｔ５と出力端子Ｔ６の入出力インピーダンスＺｏを７５Ωとし、直列共振回路のインダクタンスＬｓを約３６．３８３ｎＨとしキャパシタンスＣｓを約２ｐＦとする。そして、この直列共振回路に並列に接続されるキャパシタンスＣｐを約０．５ｐＦとした時の周波数特性を図１２に示す。直列共振回路は、通過周波数５９０ＭＨｚで共振している。図１２において、横軸は４４０ＭＨｚ～７４０ＭＨｚの周波数軸とされ、縦軸は挿入損失・減衰量［ｄＢ］とリターンロス［ｄＢ］とされている。図１２を参照すると、通過周波数５９０ＭＨｚの低域と高域で概ね対称に補正されていることが分かる。そして、直列共振回路のキャパシタンスＣｓに対し並列接続されるキャパシタンスＣｐを約Ｃｓ／４の静電容量とすればよいことが分かった。
図１１に示す直並列共振回路において、入力端子Ｔ５と出力端子Ｔ６の入出力インピーダンスＺｏを７５Ωとし、直列共振回路のインダクタンスＬｓを約３６．３８３ｎＨとしキャパシタンスＣｓを約２ｐＦとする。そして、この直列共振回路に並列に接続されるキャパシタンスＣｐを約０．５ｐＦとした時の周波数特性を図１２に示す。直列共振回路は、通過周波数５９０ＭＨｚで共振している。図１２において、横軸は４４０ＭＨｚ～７４０ＭＨｚの周波数軸とされ、縦軸は挿入損失・減衰量［ｄＢ］とリターンロス［ｄＢ］とされている。図１２を参照すると、通過周波数５９０ＭＨｚの低域と高域で概ね対称に補正されていることが分かる。そして、直列共振回路のキャパシタンスＣｓに対し並列接続されるキャパシタンスＣｐを約Ｃｓ／４の静電容量とすればよいことが分かった。
【0020】
直列共振回路のキャパシタンスＣｓに対し並列接続されるキャパシタンスＣｐを約Ｃｓ／４の静電容量とすればよいことについて以下に説明する。
図１１に示す直並列共振回路において、インダクタンスＬｓとキャパシタンスＣｓとの直列共振回路の直列共振周波数をＦＬとし、直列共振回路にキャパシタンスＣｐを並列に接続した並列共振回路の並列共振周波数をＦＨとする。ここで、直列共振周波数ＦＬ＝１５０ＭＨｚ、入出力インピーダンスＺｏ＝５０Ω、Ｌｓ＝９３．８１５ｎＨ、Ｃｓ＝１２．０ｐＦとする。そして、並列共振周波数ＦＨが直列共振周波数ＦＬの√４倍（＝２倍），√５倍，√６倍の３通りの並列キャパシタンスＣｐの静電容量を計算すると、次の様になる。
（ＦＨ／ＦＬ）＝√４の場合：Ｃｐ＝Ｃｓ／３＝４．０ｐＦ
（ＦＨ／ＦＬ）＝√５の場合：Ｃｐ＝Ｃｓ／４＝３．０ｐＦ
（ＦＨ／ＦＬ）＝√６の場合：Ｃｐ＝Ｃｓ／５＝２．４ｐＦ
図１１に示す直並列共振回路において、インダクタンスＬｓとキャパシタンスＣｓとの直列共振回路の直列共振周波数をＦＬとし、直列共振回路にキャパシタンスＣｐを並列に接続した並列共振回路の並列共振周波数をＦＨとする。ここで、直列共振周波数ＦＬ＝１５０ＭＨｚ、入出力インピーダンスＺｏ＝５０Ω、Ｌｓ＝９３．８１５ｎＨ、Ｃｓ＝１２．０ｐＦとする。そして、並列共振周波数ＦＨが直列共振周波数ＦＬの√４倍（＝２倍），√５倍，√６倍の３通りの並列キャパシタンスＣｐの静電容量を計算すると、次の様になる。
（ＦＨ／ＦＬ）＝√４の場合：Ｃｐ＝Ｃｓ／３＝４．０ｐＦ
（ＦＨ／ＦＬ）＝√５の場合：Ｃｐ＝Ｃｓ／４＝３．０ｐＦ
（ＦＨ／ＦＬ）＝√６の場合：Ｃｐ＝Ｃｓ／５＝２．４ｐＦ
【0021】
ＦＨ／ＦＬを√４に設定した場合の伝送特性とリターンロスの周波数特性を図１３（ａ）に示し、ＦＨ／ＦＬを√５に設定した場合の伝送特性とリターンロスの周波数特性を図１３（ｂ）に示し、ＦＨ／ＦＬを√６に設定した場合の伝送特性とリターンロスの周波数特性を図１３（ｃ）に示す。図１３（ａ）（ｂ）（ｃ）において、横軸は１００ＭＨｚ～２００ＭＨｚの周波数軸とされ、縦軸は伝送特性（ＭＡＧ）［ｄＢ］とリターンロス（ＲＬ）［ｄＢ］とされている。図１３（ａ）を参照すると、通過周波数１５０ＭＨｚの低域である１００ＭＨｚの伝送特性は約０．７１ｄＢとなり、高域である２００ＭＨｚの伝送特性は約０．８５ｄＢとなっており周波数特性は非対称となっている。また、図１３（ｂ）を参照すると、通過周波数１５０ＭＨｚの低域である１００ＭＨｚの伝送特性は約０．７５ｄＢとなり、高域である２００ＭＨｚの伝送特性も約０．７５ｄＢとなっており周波数特性は対称となっている。さらに、図１３（ｃ）を参照すると、通過周波数１５０ＭＨｚの低域である１００ＭＨｚの伝送特性は約０．７９ｄＢとなり、高域である２００ＭＨｚの伝送特性は約０．６９ｄＢとなっており周波数特性は非対称となっている。このように、ＦＬ／ＦＨを約√５に設定すると通過周波数の低域から高域の伝送特性における周波数対称性が最も優れている。このとき、Ｃｐ＝Ｃｓ／４となることから、直列共振回路のキャパシタンスＣｓに対し並列接続されるキャパシタンスＣｐを約Ｃｓ／４の静電容量とすればよいことになる。なお、直列共振周波数を維持しながらインダクタンスＬｓとキャパシタンスＣｐの値を変化させた場合でも、ＦＬ／ＦＨを約√５に設定すると通過周波数の低域から高域の伝送特性における周波数対称性が優れていることが確認できた。
【0022】
上記したように、本発明の第１実施例の広帯域通過型フィルタ１は、通過周波数帯域の中心周波数Ｆｏで１／４波長の分布定数からなるショートスタブＳＳをシャント接続素子とし、Ｆｏで通過周波数となるインダクタンスＬｓとキャパシタンスＣｓとが直列に接続された直列共振回路と、この直列共振回路に並列にキャパシタンスＣｓの約１／４の静電容量を持つキャパシタンスＣｐを接続した直並列共振回路をブリッジ接続素子として組み合わせた回路となる。そして、上記したように本発明の第１実施例の広帯域通過型フィルタ１は、比帯域が約４０％と広帯域とされた通過周波数帯域幅を実現することができる。
【0023】
＜本発明の第２実施例＞
本発明にかかる第２実施例の広帯域通過型フィルタ２の回路構成を図３に示す。
図３に示す本発明の第２実施例の広帯域通過型フィルタ２は、入力端子ＩＮａと出力端子ＯＵＴａとの間に直並列共振回路ＳＰａ１と、直並列共振回路ＳＰａ２と、直並列共振回路ＳＰａ３とが縦続に接続され、ＩＮａとＳＰａ１との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳａ１が設けられ、ＳＰａ１とＳＰａ２との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳａ２が設けられ、ＳＰａ２とＳＰａ３との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳａ３が設けられ、ＳＰａ３とＯＵＴａとの接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳａ４が設けられている。図３に示す広帯域通過型フィルタ２の回路は、ショートスタブＳＳａ１～ＳＳａ４の数が、直並列共振回路ＳＰａ１～ＳＰａ３の数より１つ多いことから、π型接続と称することとする。
入力端子ＩＮａと出力端子ＯＵＴａとのインピーダンスをＺｏとして、使用周波数帯域の中心周波数をＦｏとする。直並列共振回路ＳＰａ１は、インダクタンスＬｓａ１とキャパシタンスＣｓａ１との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐａ１を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。また、直並列共振回路ＳＰａ２は、インダクタンスＬｓａ２とキャパシタンスＣｓａ２との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐａ２を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。さらに、直並列共振回路ＳＰａ３は直並列共振回路ＳＰａ１と同じ構成とされている。さらにまた、ショートスタブＳＳａ１のインピーダンスはＷａ１とされ、ショートスタブＳＳａ２のインピーダンスはＷａ２とされ、ショートスタブＳＳａ３のインピーダンスはＳＳａ２と同じＷａ２とされ、ショートスタブＳＳａ４のインピーダンスはＳＳａ１と同じＷａ１とされている。
本発明にかかる第２実施例の広帯域通過型フィルタ２の回路構成を図３に示す。
図３に示す本発明の第２実施例の広帯域通過型フィルタ２は、入力端子ＩＮａと出力端子ＯＵＴａとの間に直並列共振回路ＳＰａ１と、直並列共振回路ＳＰａ２と、直並列共振回路ＳＰａ３とが縦続に接続され、ＩＮａとＳＰａ１との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳａ１が設けられ、ＳＰａ１とＳＰａ２との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳａ２が設けられ、ＳＰａ２とＳＰａ３との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳａ３が設けられ、ＳＰａ３とＯＵＴａとの接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳａ４が設けられている。図３に示す広帯域通過型フィルタ２の回路は、ショートスタブＳＳａ１～ＳＳａ４の数が、直並列共振回路ＳＰａ１～ＳＰａ３の数より１つ多いことから、π型接続と称することとする。
入力端子ＩＮａと出力端子ＯＵＴａとのインピーダンスをＺｏとして、使用周波数帯域の中心周波数をＦｏとする。直並列共振回路ＳＰａ１は、インダクタンスＬｓａ１とキャパシタンスＣｓａ１との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐａ１を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。また、直並列共振回路ＳＰａ２は、インダクタンスＬｓａ２とキャパシタンスＣｓａ２との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐａ２を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。さらに、直並列共振回路ＳＰａ３は直並列共振回路ＳＰａ１と同じ構成とされている。さらにまた、ショートスタブＳＳａ１のインピーダンスはＷａ１とされ、ショートスタブＳＳａ２のインピーダンスはＷａ２とされ、ショートスタブＳＳａ３のインピーダンスはＳＳａ２と同じＷａ２とされ、ショートスタブＳＳａ４のインピーダンスはＳＳａ１と同じＷａ１とされている。
【0024】
直並列共振回路ＳＰａ１～ＳＰａ３における直列共振回路の共振周波数はＦｏに設定されており、直並列共振回路ＳＰａ１～ＳＰａ３の通過周波数はＦｏとされている。入力端子ＩＮａと出力端子ＯＵＴａのインピーダンスＺｏは７５Ωとされて、テレビ受信機器に適用するに好適とされている。ショートスタブＳＳａ１ないしショートスタブＳＳａ４の電気長Ｈ２は、Ｆｏの１波長をλｏとしたとき、λｏ／４の電気長とされている。Ｆｏは、例えば地上波デジタルテレビ放送の周波数帯域の中心周波数である５９０ＭＨｚとされている。図３に示す第２実施例の広帯域通過型フィルタ２の回路は、３つの直並列共振回路ＳＰａ１～ＳＰａ３と、４つのショートスタブＳＳａ１～ＳＳａ４の合計７素子から構成されることから、通過帯域内にリターンロスの極が７個存在する所謂チェビシェフ特性の７次のバンドパスフィルタとなる。
図３に示す第２実施例の広帯域通過型フィルタ２において、通過周波数Ｆｏが５９０ＭＨｚとなり、入力端子ＩＮａと出力端子ＯＵＴａのインピーダンスＺｏが７５Ωとされる回路定数について説明する。ショートスタブＳＳａ１，ＳＳａ４の特性インピーダンスＷａ１は約３２．３２Ω、ショートスタブＳＳａ２，ＳＳａ３の特性インピーダンスＷａ２は約１４．８５Ωとされる。また、直並列共振回路ＳＰａ１，ＳＰａ３における直列共振用のインダクタンスＬｓａ１は約６３．８３ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓａ１は約１．１４ｐＦとされて、Ｌｓａ１とＣｓａ１はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。また、この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐａ１は約０．２８５ｐＦとされている。また、直並列共振回路ＳＰａ２における直列共振用のインダクタンスＬｓａ２は約７４．６３３ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓａ２は約０．９７５ｐＦとされて、Ｌｓａ２とＣｓａ２はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。また、この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐａ２は約０．２４４ｐＦとされている。
なお、直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐａ１，Ｃｐａ２の静電容量は、第１実施例の広帯域通過型フィルタ１と同様とされており、直列共振回路のキャパシタンスＣｓａ１，Ｃｓａ２に対し並列接続されるキャパシタンスＣｐａ１，Ｃｐａ２の静電容量は、それぞれ１／４とされている。
図３に示す第２実施例の広帯域通過型フィルタ２において、通過周波数Ｆｏが５９０ＭＨｚとなり、入力端子ＩＮａと出力端子ＯＵＴａのインピーダンスＺｏが７５Ωとされる回路定数について説明する。ショートスタブＳＳａ１，ＳＳａ４の特性インピーダンスＷａ１は約３２．３２Ω、ショートスタブＳＳａ２，ＳＳａ３の特性インピーダンスＷａ２は約１４．８５Ωとされる。また、直並列共振回路ＳＰａ１，ＳＰａ３における直列共振用のインダクタンスＬｓａ１は約６３．８３ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓａ１は約１．１４ｐＦとされて、Ｌｓａ１とＣｓａ１はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。また、この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐａ１は約０．２８５ｐＦとされている。また、直並列共振回路ＳＰａ２における直列共振用のインダクタンスＬｓａ２は約７４．６３３ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓａ２は約０．９７５ｐＦとされて、Ｌｓａ２とＣｓａ２はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。また、この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐａ２は約０．２４４ｐＦとされている。
なお、直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐａ１，Ｃｐａ２の静電容量は、第１実施例の広帯域通過型フィルタ１と同様とされており、直列共振回路のキャパシタンスＣｓａ１，Ｃｓａ２に対し並列接続されるキャパシタンスＣｐａ１，Ｃｐａ２の静電容量は、それぞれ１／４とされている。
【0025】
図３に示す第２実施例の広帯域通過型フィルタ２の挿入損失・減衰量およびリターンロスの周波数特性を図４に示す。
図４において、横軸は９０ＭＨｚ～１０９０ＭＨｚの周波数軸とされ、縦軸は挿入損失・減衰量［ｄＢ］とリターンロス［ｄＢ］とされている。第２実施例の広帯域通過型フィルタ２の設計上の通過周波数帯域幅ＢＷは、地上波デジタルテレビ放送の周波数帯域幅とされる２４０ＭＨｚに、１チャンネル分の占有周波数帯域幅６ＭＨｚを低域端と高域端との各々に設計上の冗長分として設定した２５２ＭＨｚとしている。図４を参照すると、図２に示す周波数特性とほぼ同様の周波数特性となり、リターンロスが約２６ｄＢ得られる周波数帯域を基準とした時の通過周波数帯域幅は約２５０ＭＨｚが得られている。すなわち、設計上の通過周波数帯域幅ＢＷをほぼ満足していることが分かる。また、地上波デジタルテレビ放送の周波数帯に対しての妨害波となる恐れのある携帯電話システムの周波数として、運用低限周波数である７７０ＭＨｚが考えられるが、図４を参照すると、７７０ＭＨｚにおける減衰量は約２５ｄＢが得られており、上記周波数による妨害を極力受けないようになる。
そして、上記したように本発明の第２実施例の広帯域通過型フィルタ２は、比帯域が約４０％と広帯域とされた通過周波数帯域幅を実現することができる。
図４において、横軸は９０ＭＨｚ～１０９０ＭＨｚの周波数軸とされ、縦軸は挿入損失・減衰量［ｄＢ］とリターンロス［ｄＢ］とされている。第２実施例の広帯域通過型フィルタ２の設計上の通過周波数帯域幅ＢＷは、地上波デジタルテレビ放送の周波数帯域幅とされる２４０ＭＨｚに、１チャンネル分の占有周波数帯域幅６ＭＨｚを低域端と高域端との各々に設計上の冗長分として設定した２５２ＭＨｚとしている。図４を参照すると、図２に示す周波数特性とほぼ同様の周波数特性となり、リターンロスが約２６ｄＢ得られる周波数帯域を基準とした時の通過周波数帯域幅は約２５０ＭＨｚが得られている。すなわち、設計上の通過周波数帯域幅ＢＷをほぼ満足していることが分かる。また、地上波デジタルテレビ放送の周波数帯に対しての妨害波となる恐れのある携帯電話システムの周波数として、運用低限周波数である７７０ＭＨｚが考えられるが、図４を参照すると、７７０ＭＨｚにおける減衰量は約２５ｄＢが得られており、上記周波数による妨害を極力受けないようになる。
そして、上記したように本発明の第２実施例の広帯域通過型フィルタ２は、比帯域が約４０％と広帯域とされた通過周波数帯域幅を実現することができる。
【0026】
上記したように、本発明にかかる広帯域通過型フィルタでは、次数と設定条件が同じであれば、Ｔ型接続とπ型接続のいずれの場合でも同等の伝送特性が得られることが分かる。ただし、第２実施例の広帯域通過型フィルタ２では、直流ではショートスタブＳＳａ１，ＳＳａ４によって入力端子ＩＮａと出力端子ＯＵＴａとのインピーダンスが０Ω（ショート）になるが、第１実施例の広帯域通過型フィルタ１では直並列共振回路ＳＰ１，ＳＰ４のキャパシタンスによって直流はブロックされるので、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとのインピーダンスは∞（オープン）になるから、インピーダンス特性は同一にはならない。しかし、挿入損失・減衰量およびリターンロスの周波数特性に関しては同等の電気的特性となる。また、π型接続の広帯域通過型フィルタ２は直流ショート回路になるので避雷効果を期待する場合には有効であり、Ｔ型接続の広帯域通過型フィルタ１は直流オープン回路になるので信号に直流が重畳されている場合に用いても短絡事故を回避できる。このように、用途によって接続方式を選択するのが好適とされる。
なお、ショートスタブＳＳａ１～ＳＳａ４は同軸線路で図示されているが、マイクロストリップ線路や誘電体を用いた同軸構造と同様のＴＥＭモードの分布定数線路としても良い。
なお、ショートスタブＳＳａ１～ＳＳａ４は同軸線路で図示されているが、マイクロストリップ線路や誘電体を用いた同軸構造と同様のＴＥＭモードの分布定数線路としても良い。
【0027】
＜本発明の第３実施例＞
本発明にかかる第３実施例の広帯域通過型フィルタ３の回路構成を図１４に示す。
図１４に示す本発明の第３実施例の広帯域通過型フィルタ３は、入力端子ＩＮｂと出力端子ＯＵＴｂとの間に直並列共振回路ＳＰｂ１と、直並列共振回路ＳＰｂ２と、直並列共振回路ＳＰｂ３とが縦続に接続され、ＳＰｂ１とＳＰｂ２との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳｂ１が設けられ、ＳＰｂ２とＳＰｂ３との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳｂ２が設けられている。図１４に示す第３実施例の広帯域通過型フィルタ３の回路は、直並列共振回路ＳＰｂ１～ＳＰｂ３の数が、ショートスタブＳＳｂ１，ＳＳｂ２の数より１つ多いＴ型接続とされている。
入力端子ＩＮｂと出力端子ＯＵＴｂとのインピーダンスをＺｏとして、使用周波数帯域の中心周波数をＦｏとする。直並列共振回路ＳＰｂ１は、インダクタンスＬｓｂ１とキャパシタンスＣｓｂ１との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐｂ１を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。また、直並列共振回路ＳＰｂ２は、インダクタンスＬｓｂ２とキャパシタンスＣｓｂ２との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐｂ２を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。さらに、直並列共振回路ＳＰｂ３は直並列共振回路ＳＰｂ１と同じ構成とされている。さらにまた、ショートスタブＳＳｂ１のインピーダンスはＷｂとされ、ショートスタブＳＳｂ２のインピーダンスはＳＳｂ１と同じＷｂとされている。
本発明にかかる第３実施例の広帯域通過型フィルタ３の回路構成を図１４に示す。
図１４に示す本発明の第３実施例の広帯域通過型フィルタ３は、入力端子ＩＮｂと出力端子ＯＵＴｂとの間に直並列共振回路ＳＰｂ１と、直並列共振回路ＳＰｂ２と、直並列共振回路ＳＰｂ３とが縦続に接続され、ＳＰｂ１とＳＰｂ２との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳｂ１が設けられ、ＳＰｂ２とＳＰｂ３との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳｂ２が設けられている。図１４に示す第３実施例の広帯域通過型フィルタ３の回路は、直並列共振回路ＳＰｂ１～ＳＰｂ３の数が、ショートスタブＳＳｂ１，ＳＳｂ２の数より１つ多いＴ型接続とされている。
入力端子ＩＮｂと出力端子ＯＵＴｂとのインピーダンスをＺｏとして、使用周波数帯域の中心周波数をＦｏとする。直並列共振回路ＳＰｂ１は、インダクタンスＬｓｂ１とキャパシタンスＣｓｂ１との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐｂ１を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。また、直並列共振回路ＳＰｂ２は、インダクタンスＬｓｂ２とキャパシタンスＣｓｂ２との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐｂ２を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。さらに、直並列共振回路ＳＰｂ３は直並列共振回路ＳＰｂ１と同じ構成とされている。さらにまた、ショートスタブＳＳｂ１のインピーダンスはＷｂとされ、ショートスタブＳＳｂ２のインピーダンスはＳＳｂ１と同じＷｂとされている。
【0028】
直並列共振回路ＳＰｂ１～ＳＰｂ３における直列共振回路の共振周波数はＦｏに設定されており、直並列共振回路ＳＰｂ１～ＳＰｂ３の通過周波数はＦｏとされている。入力端子ＩＮｂと出力端子ＯＵＴｂのインピーダンスＺｏは５０Ωとされている。Ｆｏは、例えば１５０ＭＨｚとされている。ショートスタブＳＳｂ１およびショートスタブＳＳｂ２の電気長Ｈｂは、Ｆｏの１波長をλｂとしたとき、λｂ／４の電気長とされている。図１４に示す第３実施例の広帯域通過型フィルタ３の回路は、３つの直並列共振回路ＳＰｂ１～ＳＰｂ３と、２つのショートスタブＳＳｂ１，ＳＳｂ２の合計５素子から構成されることから、通過帯域内にリターンロスの極が５個存在する所謂チェビシェフ特性の５次のバンドパスフィルタとなる。
図１４に示す第３実施例の広帯域通過型フィルタ３において、通過周波数Ｆｏが１５０ＭＨｚとなり、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴのインピーダンスＺｏが５０Ωとされる回路定数について説明する。ショートスタブＳＳｂ１，ＳＳｂ２の特性インピーダンスＷｂは約１３Ωとされる。また、直並列共振回路ＳＰｂ１，ＳＰｂ３における直列共振用のインダクタンスＬｓｂ１は約１１２．５７９ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓｂ１は約１０ｐＦとされて、Ｌｓｂ１とＣｓｂ１はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。また、この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐｂ１は約２．５ｐＦとされている。また、直並列共振回路ＳＰｂ２における直列共振用のインダクタンスＬｓｂ２は約２１０．０３５ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓｂ２は約５．３６ｐＦとされて、Ｌｓｂ２とＣｓｂ２はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。また、この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐｂ２は約１．３４ｐＦとされている。
なお、直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐｂ１，Ｃｐｂ２の静電容量は、第１実施例の広帯域通過型フィルタ１と同様とされており、直列共振回路のキャパシタンスＣｓｂ１，Ｃｓｂ２に対し並列接続されるキャパシタンスＣｐｂ１，Ｃｐｂ２の静電容量は、それぞれ１／４とされている。
図１４に示す第３実施例の広帯域通過型フィルタ３において、通過周波数Ｆｏが１５０ＭＨｚとなり、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴのインピーダンスＺｏが５０Ωとされる回路定数について説明する。ショートスタブＳＳｂ１，ＳＳｂ２の特性インピーダンスＷｂは約１３Ωとされる。また、直並列共振回路ＳＰｂ１，ＳＰｂ３における直列共振用のインダクタンスＬｓｂ１は約１１２．５７９ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓｂ１は約１０ｐＦとされて、Ｌｓｂ１とＣｓｂ１はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。また、この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐｂ１は約２．５ｐＦとされている。また、直並列共振回路ＳＰｂ２における直列共振用のインダクタンスＬｓｂ２は約２１０．０３５ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓｂ２は約５．３６ｐＦとされて、Ｌｓｂ２とＣｓｂ２はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。また、この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐｂ２は約１．３４ｐＦとされている。
なお、直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐｂ１，Ｃｐｂ２の静電容量は、第１実施例の広帯域通過型フィルタ１と同様とされており、直列共振回路のキャパシタンスＣｓｂ１，Ｃｓｂ２に対し並列接続されるキャパシタンスＣｐｂ１，Ｃｐｂ２の静電容量は、それぞれ１／４とされている。
【0029】
図１４に示す第３実施例の広帯域通過型フィルタ３の挿入損失・減衰量およびリターンロスの周波数特性を図１５に示す。
図１５において、横軸は５０ＭＨｚ～２５０ＭＨｚの周波数軸とされ、縦軸は挿入損失・減衰量［ｄＢ］とリターンロス［ｄＢ］とされている。第３実施例の広帯域通過型フィルタ３の設計上の通過周波数帯域幅ＢＷｂは、６５．５ＭＨｚとしている。図１５を参照すると、リターンロスが約２０ｄＢ得られる周波数帯域を基準とした時の通過周波数帯域幅は約６６ＭＨｚが得られている。すなわち、設計上の通過周波数帯域幅ＢＷｂを満足していることが分かる。
そして、上記したように本発明の第３実施例の広帯域通過型フィルタ３は、比帯域が約４０％と広帯域とされた通過周波数帯域幅を実現することができる。
第３実施例の広帯域通過型フィルタ３は、第１実施例の広帯域通過型フィルタ１と比較し、次数，Ｚｏ，Ｆｏ，基準のリターンロスおよび通過周波数帯域幅の各パラメータが全て異なっているが、比帯域が約４０％と広帯域とされた、通過帯域内にリターンロスの極が５個存在する５次のバンドパスフィルタ特性が実現されている。このように、本発明にかかる広帯域通過型フィルタは、設計条件（Ｚｏ，Ｆｏ，基準のリターンロスおよび通過周波数帯域幅）を変えても比帯域が約４０％と広帯域とされた広帯域通過型フィルタを実現することができる。
図１５において、横軸は５０ＭＨｚ～２５０ＭＨｚの周波数軸とされ、縦軸は挿入損失・減衰量［ｄＢ］とリターンロス［ｄＢ］とされている。第３実施例の広帯域通過型フィルタ３の設計上の通過周波数帯域幅ＢＷｂは、６５．５ＭＨｚとしている。図１５を参照すると、リターンロスが約２０ｄＢ得られる周波数帯域を基準とした時の通過周波数帯域幅は約６６ＭＨｚが得られている。すなわち、設計上の通過周波数帯域幅ＢＷｂを満足していることが分かる。
そして、上記したように本発明の第３実施例の広帯域通過型フィルタ３は、比帯域が約４０％と広帯域とされた通過周波数帯域幅を実現することができる。
第３実施例の広帯域通過型フィルタ３は、第１実施例の広帯域通過型フィルタ１と比較し、次数，Ｚｏ，Ｆｏ，基準のリターンロスおよび通過周波数帯域幅の各パラメータが全て異なっているが、比帯域が約４０％と広帯域とされた、通過帯域内にリターンロスの極が５個存在する５次のバンドパスフィルタ特性が実現されている。このように、本発明にかかる広帯域通過型フィルタは、設計条件（Ｚｏ，Ｆｏ，基準のリターンロスおよび通過周波数帯域幅）を変えても比帯域が約４０％と広帯域とされた広帯域通過型フィルタを実現することができる。
【0030】
＜本発明の第４実施例＞
本発明にかかる第４実施例の広帯域通過型フィルタ４の回路構成を図１６に示す。
図１６に示す本発明の第４実施例の広帯域通過型フィルタ４は、入力端子ＩＮｃと出力端子ＯＵＴｃとの間に直並列共振回路ＳＰｃ１と、直並列共振回路ＳＰｃ２と、直並列共振回路ＳＰｃ３と、直並列共振回路ＳＰｃ４と、直並列共振回路ＳＰｃ５とが縦続に接続され、ＳＰｃ１とＳＰｃ２との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳｃ１が設けられ、ＳＰｃ２とＳＰｃ３との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳｃ２が設けられ、ＳＰｃ３とＳＰｃ４との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳｃ３が設けられ、ＳＰｃ４とＳＰｃ５との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳｃ４が設けられている。図１６に示す第４実施例の広帯域通過型フィルタ４の回路は、直並列共振回路ＳＰｃ１～ＳＰｃ５の数が、ショートスタブＳＳｃ１～ＳＳｃ４の数より１つ多いＴ型接続とされている。
入力端子ＩＮｃと出力端子ＯＵＴｃとのインピーダンスをＺｏとして、使用周波数帯域の中心周波数をＦｏとする。直並列共振回路ＳＰｃ１は、インダクタンスＬｓｃ１とキャパシタンスＣｓｃ１との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐｃ１を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。また、直並列共振回路ＳＰｃ２は、インダクタンスＬｓｃ２とキャパシタンスＣｓｃ２との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐｃ２を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。さらに、直並列共振回路ＳＰｃ３は、インダクタンスＬｓｃ３とキャパシタンスＣｓｃ３との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐｃ３を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。さらにまた、直並列共振回路ＳＰｃ４は、直並列共振回路ＳＰｃ２と同じ構成とされ、直並列共振回路ＳＰｃ５は、直並列共振回路ＳＰｃ１と同じ構成とされている。さらにまた、ショートスタブＳＳｃ１，ＳＳｃ４のインピーダンスはＷｃ１とされ、ショートスタブＳＳｃ２，ＳＳｃ３のインピーダンスはＷｃ２とされている。
本発明にかかる第４実施例の広帯域通過型フィルタ４の回路構成を図１６に示す。
図１６に示す本発明の第４実施例の広帯域通過型フィルタ４は、入力端子ＩＮｃと出力端子ＯＵＴｃとの間に直並列共振回路ＳＰｃ１と、直並列共振回路ＳＰｃ２と、直並列共振回路ＳＰｃ３と、直並列共振回路ＳＰｃ４と、直並列共振回路ＳＰｃ５とが縦続に接続され、ＳＰｃ１とＳＰｃ２との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳｃ１が設けられ、ＳＰｃ２とＳＰｃ３との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳｃ２が設けられ、ＳＰｃ３とＳＰｃ４との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳｃ３が設けられ、ＳＰｃ４とＳＰｃ５との接続点に開放端が接続されアースに短絡端が接続されたショートスタブＳＳｃ４が設けられている。図１６に示す第４実施例の広帯域通過型フィルタ４の回路は、直並列共振回路ＳＰｃ１～ＳＰｃ５の数が、ショートスタブＳＳｃ１～ＳＳｃ４の数より１つ多いＴ型接続とされている。
入力端子ＩＮｃと出力端子ＯＵＴｃとのインピーダンスをＺｏとして、使用周波数帯域の中心周波数をＦｏとする。直並列共振回路ＳＰｃ１は、インダクタンスＬｓｃ１とキャパシタンスＣｓｃ１との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐｃ１を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。また、直並列共振回路ＳＰｃ２は、インダクタンスＬｓｃ２とキャパシタンスＣｓｃ２との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐｃ２を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。さらに、直並列共振回路ＳＰｃ３は、インダクタンスＬｓｃ３とキャパシタンスＣｓｃ３との直列共振回路と、この直列共振回路にキャパシタンスＣｐｃ３を並列に接続した並列共振回路とを組み合わせて構成されている。さらにまた、直並列共振回路ＳＰｃ４は、直並列共振回路ＳＰｃ２と同じ構成とされ、直並列共振回路ＳＰｃ５は、直並列共振回路ＳＰｃ１と同じ構成とされている。さらにまた、ショートスタブＳＳｃ１，ＳＳｃ４のインピーダンスはＷｃ１とされ、ショートスタブＳＳｃ２，ＳＳｃ３のインピーダンスはＷｃ２とされている。
【0031】
直並列共振回路ＳＰｃ１～ＳＰｃ５における直列共振回路の共振周波数はＦｏに設定されており、直並列共振回路ＳＰｃ１～ＳＰｃ５の通過周波数はＦｏとされている。入力端子ＩＮｃと出力端子ＯＵＴｃのインピーダンスＺｏは７５Ωとされて、テレビ受信機器に適用するに好適とされている。Ｆｏは、例えば５９０ＭＨｚとされている。ショートスタブＳＳｃ１ないしショートスタブＳＳｃ４の電気長Ｈｃは、Ｆｏの１波長をλｃとしたとき、λｃ／４の電気長とされている。図１６に示す第４実施例の広帯域通過型フィルタ４の回路は、５つの直並列共振回路ＳＰｃ１～ＳＰｃ５と、４つのショートスタブＳＳｃ１～ＳＳｃ４の合計９素子から構成されることから、通過帯域内にリターンロスの極が９個存在する所謂チェビシェフ特性の９次のバンドパスフィルタとなる。
図１６に示す第４実施例の広帯域通過型フィルタ４において、通過周波数Ｆｏが５９０ＭＨｚとなり、入力端子ＩＮｃと出力端子ＯＵＴｃのインピーダンスＺｏが７５Ωとされる回路定数について説明する。ショートスタブＳＳｃ１，ＳＳｃ４の特性インピーダンスＷｃ１は約１８．１５Ωとされ、ショートスタブＳＳｃ２，ＳＳｃ３の特性インピーダンスＷｃ２は約１５．１５Ωとされている。また、直並列共振回路ＳＰｃ１，ＳＰｃ５における直列共振用のインダクタンスＬｓｃ１は約３７．４７ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓｃ１は約１．９４２ｐＦとされて、Ｌｓｃ１とＣｓｃ１はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。また、この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐｃ１は約０．４８６ｐＦとされている。また、直並列共振回路ＳＰｃ２，ＳＰｃ４における直列共振用のインダクタンスＬｓｃ２は約８２．７８４ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓｃ２は約０．８７９ｐＦとされて、Ｌｓｃ２とＣｓｃ２はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。また、この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐｃ２は約０．２２ｐＦとされている。さらに、直並列共振回路ＳＰｃ３における直列共振用のインダクタンスＬｓｃ３は約８７．４６ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓｃ３は約０．８３２ｐＦとされて、Ｌｓｃ３とＣｓｃ３はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。また、この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐｃ３は約０．２０８ｐＦとされている。
なお、直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐｃ１，Ｃｐｃ２，Ｃｐｃ３の静電容量は、第１実施例の広帯域通過型フィルタ１と同様とされており、直列共振回路のキャパシタンスＣｓｃ１，Ｃｓｃ２，Ｃｓｃ３に対し並列接続されるキャパシタンスＣｐｃ１，Ｃｐｃ２，Ｃｐｃ３の静電容量は、それぞれ１／４とされている。
図１６に示す第４実施例の広帯域通過型フィルタ４において、通過周波数Ｆｏが５９０ＭＨｚとなり、入力端子ＩＮｃと出力端子ＯＵＴｃのインピーダンスＺｏが７５Ωとされる回路定数について説明する。ショートスタブＳＳｃ１，ＳＳｃ４の特性インピーダンスＷｃ１は約１８．１５Ωとされ、ショートスタブＳＳｃ２，ＳＳｃ３の特性インピーダンスＷｃ２は約１５．１５Ωとされている。また、直並列共振回路ＳＰｃ１，ＳＰｃ５における直列共振用のインダクタンスＬｓｃ１は約３７．４７ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓｃ１は約１．９４２ｐＦとされて、Ｌｓｃ１とＣｓｃ１はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。また、この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐｃ１は約０．４８６ｐＦとされている。また、直並列共振回路ＳＰｃ２，ＳＰｃ４における直列共振用のインダクタンスＬｓｃ２は約８２．７８４ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓｃ２は約０．８７９ｐＦとされて、Ｌｓｃ２とＣｓｃ２はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。また、この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐｃ２は約０．２２ｐＦとされている。さらに、直並列共振回路ＳＰｃ３における直列共振用のインダクタンスＬｓｃ３は約８７．４６ｎＨとされ、キャパシタンスＣｓｃ３は約０．８３２ｐＦとされて、Ｌｓｃ３とＣｓｃ３はＦｏで直列共振することから、Ｆｏにおける合成リアクタンスは０Ωとなる。また、この直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐｃ３は約０．２０８ｐＦとされている。
なお、直列共振回路に並列に接続される並列共振用のキャパシタンスＣｐｃ１，Ｃｐｃ２，Ｃｐｃ３の静電容量は、第１実施例の広帯域通過型フィルタ１と同様とされており、直列共振回路のキャパシタンスＣｓｃ１，Ｃｓｃ２，Ｃｓｃ３に対し並列接続されるキャパシタンスＣｐｃ１，Ｃｐｃ２，Ｃｐｃ３の静電容量は、それぞれ１／４とされている。
【0032】
図１６に示す第４実施例の広帯域通過型フィルタ４の挿入損失・減衰量およびリターンロスの周波数特性を図１７に示す。
図１７において、横軸は９０ＭＨｚ～１０９０ＭＨｚの周波数軸とされ、縦軸は挿入損失・減衰量［ｄＢ］とリターンロス［ｄＢ］とされている。第４実施例の広帯域通過型フィルタ４の設計上の通過周波数帯域幅ＢＷｃは、地上波デジタルテレビ放送の周波数帯域幅とされる２４０ＭＨｚに、１チャンネル分の占有周波数帯域幅６ＭＨｚを低域端と高域端との各々に設計上の冗長分として設定した２５２ＭＨｚとしている。図１７を参照すると、リターンロスが約２６ｄＢ得られる周波数帯域を基準とした時の通過周波数帯域幅は約２５０ＭＨｚが得られている。すなわち、設計上の通過周波数帯域幅ＢＷｃをほぼ満足していることが分かる。また、地上波デジタルテレビ放送の周波数帯に対しての妨害波となる恐れのある携帯電話システムの周波数として、運用低限周波数である７７０ＭＨｚが考えられるが、図１７を参照すると、７７０ＭＨｚにおける減衰量は約４２ｄＢが得られており、第１実施例の広帯域通過型フィルタ１や第２実施例の広帯域通過型フィルタ２の７次のバンドパスフィルタに比べて、１７ｄＢ増加していることが分かる。すなわち、上記周波数による妨害をより受けないようになる。
そして、上記したように本発明の第４実施例の広帯域通過型フィルタ４は、比帯域が約４０％と広帯域とされた通過周波数帯域幅を実現することができる。
第４実施例の広帯域通過型フィルタ４は、第１実施例の広帯域通過型フィルタ１と比較し、次数，Ｚｏ，Ｆｏ，基準のリターンロスおよび通過周波数帯域幅の各パラメータが全て異なっているが、比帯域が約４０％と広帯域とされた、通過帯域内にリターンロスの極が９個存在する９次のバンドパスフィルタ特性が実現されている。このように、本発明にかかる広帯域通過型フィルタは、構成素子数を増加すると、より減衰特性が急峻で通過帯域幅の比帯域が約４０％と広帯域とされた広帯域通過型フィルタを実現することができる。
図１７において、横軸は９０ＭＨｚ～１０９０ＭＨｚの周波数軸とされ、縦軸は挿入損失・減衰量［ｄＢ］とリターンロス［ｄＢ］とされている。第４実施例の広帯域通過型フィルタ４の設計上の通過周波数帯域幅ＢＷｃは、地上波デジタルテレビ放送の周波数帯域幅とされる２４０ＭＨｚに、１チャンネル分の占有周波数帯域幅６ＭＨｚを低域端と高域端との各々に設計上の冗長分として設定した２５２ＭＨｚとしている。図１７を参照すると、リターンロスが約２６ｄＢ得られる周波数帯域を基準とした時の通過周波数帯域幅は約２５０ＭＨｚが得られている。すなわち、設計上の通過周波数帯域幅ＢＷｃをほぼ満足していることが分かる。また、地上波デジタルテレビ放送の周波数帯に対しての妨害波となる恐れのある携帯電話システムの周波数として、運用低限周波数である７７０ＭＨｚが考えられるが、図１７を参照すると、７７０ＭＨｚにおける減衰量は約４２ｄＢが得られており、第１実施例の広帯域通過型フィルタ１や第２実施例の広帯域通過型フィルタ２の７次のバンドパスフィルタに比べて、１７ｄＢ増加していることが分かる。すなわち、上記周波数による妨害をより受けないようになる。
そして、上記したように本発明の第４実施例の広帯域通過型フィルタ４は、比帯域が約４０％と広帯域とされた通過周波数帯域幅を実現することができる。
第４実施例の広帯域通過型フィルタ４は、第１実施例の広帯域通過型フィルタ１と比較し、次数，Ｚｏ，Ｆｏ，基準のリターンロスおよび通過周波数帯域幅の各パラメータが全て異なっているが、比帯域が約４０％と広帯域とされた、通過帯域内にリターンロスの極が９個存在する９次のバンドパスフィルタ特性が実現されている。このように、本発明にかかる広帯域通過型フィルタは、構成素子数を増加すると、より減衰特性が急峻で通過帯域幅の比帯域が約４０％と広帯域とされた広帯域通過型フィルタを実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【0033】
以上説明した本発明にかかる実施例の広帯域通過型フィルタにおいて、電気定数とされるパラメータ値は、上記記載したパラメータ値に限定されるものではなく、各広帯域通過型フィルタにおいて上記記載した機能および作用と同等の機能および作用を奏することができるパラメータ値とされていれば、上記記載したパラメータ値に限定されるものではない。すなわち、このパラメータ値には、上記記載したパラメータ値の上下に許容範囲があり、この許容範囲は各広帯域通過型フィルタにおいて上記記載した機能および作用と同等の機能および作用を奏する範囲とされている。
以上説明した本発明にかかる実施例の広帯域通過型フィルタは、シャント接続素子が通過帯域の中心周波数Ｆｏの１／４波長とされた分布定数である１個のショートスタブからなり、ブリッジ接続素子が集中定数のインダクタンス１個とキャパシタンス１個からなる、通過帯域の中心周波数Ｆｏを共振周波数とする直列共振回路に、キャパシタンス１個が並列接続された直並列共振回路で構成され、それらのシャント接続素子とブリッジ接続素子が交互に合計３素子（３次）以上の奇数素子接続されて構成されており、従来の半同軸型バンドパスフィルタでは実現困難な比帯域が約４０％と広帯域とされた通過周波数帯域幅を実現することができる。
以上説明した本発明にかかる実施例の広帯域通過型フィルタは、シャント接続素子が通過帯域の中心周波数Ｆｏの１／４波長とされた分布定数である１個のショートスタブからなり、ブリッジ接続素子が集中定数のインダクタンス１個とキャパシタンス１個からなる、通過帯域の中心周波数Ｆｏを共振周波数とする直列共振回路に、キャパシタンス１個が並列接続された直並列共振回路で構成され、それらのシャント接続素子とブリッジ接続素子が交互に合計３素子（３次）以上の奇数素子接続されて構成されており、従来の半同軸型バンドパスフィルタでは実現困難な比帯域が約４０％と広帯域とされた通過周波数帯域幅を実現することができる。
【0034】
また、本発明にかかる実施例の広帯域通過型フィルタは、ショートスタブのシャント接続素子と直並列共振回路のブリッジ接続素子から構成されているが、シャント接続素子がブリッジ接続素子よりも１素子多いπ型接続であっても、ブリッジ接続素子の方がシャント続素子よりも１素子多いＴ型接続のいずれの場合でも比帯域が約４０％と広帯域とされた通過周波数帯域幅を実現することができる。
さらに、本発明にかかる実施例の広帯域通過型フィルタは、ブリッジ接続素子として機能させる、集中定数のインダクタンスＬｓとキャパシタンスＣｓからなる直列共振回路と、それに並列に接続されるキャパシタンスＣｐを組み合わせて構成される直並列共振回路において、ＣｐはＣｓの約１／４の静電容量とすることができる。この場合、ＣｐはＣｓの１／４を中心値とし、１／５より大きく１／３より小さい範囲の静電容量としても、広帯域とされた通過周波数帯域幅を実現することができる。
さらにまた、本発明にかかる実施例の広帯域通過型フィルタは、ブリッジ接続素子はシャント接続素子間を結合しているが、従来の半同軸型バンドパスフィルタの様な周辺素子の影響を受ける電磁界結合とは異なり、通過帯域の中心周波数Ｆｏをブリッジ接続素子の通過周波数として、単独の電気特性を保持しながら結合している。また、シャント接続素子であるショートスタブの電気長も、所望する電気特性に関係なく、常に通過帯域の中心周波数Ｆｏの１／４波長に固定されている。従って、ブリッジ接続素子およびシャント接続素子を個別の電気特性に適合するように作成してから広帯域通過型フィルタを構成することが可能なので、従来の半同軸型バンドパスフィルタに比べて、製作時の設計定数再現を、機械的かつ容易に行うことができる。
さらにまた、本発明にかかる実施例の広帯域通過型フィルタは、電磁界解析等の高度な手法を用いずとも、汎用の高周波回路シミュレーションで電気定数を確定できるので設計を容易にすることができる。
さらにまた、本発明にかかる実施例の広帯域通過型フィルタは、集中定数回路と１／４波長線路のショートスタブから構成されているため、リングの一周が１波長必要なリングフィルタに比べて小型化することができる。
さらに、本発明にかかる実施例の広帯域通過型フィルタは、ブリッジ接続素子として機能させる、集中定数のインダクタンスＬｓとキャパシタンスＣｓからなる直列共振回路と、それに並列に接続されるキャパシタンスＣｐを組み合わせて構成される直並列共振回路において、ＣｐはＣｓの約１／４の静電容量とすることができる。この場合、ＣｐはＣｓの１／４を中心値とし、１／５より大きく１／３より小さい範囲の静電容量としても、広帯域とされた通過周波数帯域幅を実現することができる。
さらにまた、本発明にかかる実施例の広帯域通過型フィルタは、ブリッジ接続素子はシャント接続素子間を結合しているが、従来の半同軸型バンドパスフィルタの様な周辺素子の影響を受ける電磁界結合とは異なり、通過帯域の中心周波数Ｆｏをブリッジ接続素子の通過周波数として、単独の電気特性を保持しながら結合している。また、シャント接続素子であるショートスタブの電気長も、所望する電気特性に関係なく、常に通過帯域の中心周波数Ｆｏの１／４波長に固定されている。従って、ブリッジ接続素子およびシャント接続素子を個別の電気特性に適合するように作成してから広帯域通過型フィルタを構成することが可能なので、従来の半同軸型バンドパスフィルタに比べて、製作時の設計定数再現を、機械的かつ容易に行うことができる。
さらにまた、本発明にかかる実施例の広帯域通過型フィルタは、電磁界解析等の高度な手法を用いずとも、汎用の高周波回路シミュレーションで電気定数を確定できるので設計を容易にすることができる。
さらにまた、本発明にかかる実施例の広帯域通過型フィルタは、集中定数回路と１／４波長線路のショートスタブから構成されているため、リングの一周が１波長必要なリングフィルタに比べて小型化することができる。
【符号の説明】
【0035】
１～４ 広帯域通過型フィルタ、ＳＰ１～ＳＰ４ 直並列共振回路、ＳＰａ１～ＳＰａ３ 直並列共振回路、ＳＰｂ１～ＳＰｂ３ 直並列共振回路、ＳＰｃ１～ＳＰｃ５ 直並列共振回路、ＳＳ１～ＳＳ３ ショートスタブ、ＳＳａ１～ＳＳａ４ ショートスタブ、ＳＳｂ１，ＳＳｂ２ ショートスタブ、ＳＳｃ１～ＳＳｃ４ ショートスタブ、１００ 半同軸型ＢＰＦ、１１１ 筐体、１１２，１１３ 仕切板、１１４，１１５，１１６ 共振素子、１１７，１１８ 結合窓、１１９ 入力接栓、１２０ 出力接栓、１２１ 結合プローブ、１２２ 結合プローブ
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】