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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-04-05
(45)【発行日】2024-04-15
(54)【発明の名称】オープン巻線モータ駆動装置及び冷凍サイクル装置
(51)【国際特許分類】
H02P 21/22 20160101AFI20240408BHJP
H02P 25/16 20060101ALI20240408BHJP
H02P 27/08 20060101ALI20240408BHJP
【ＦＩ】
H02P21/22
H02P25/16
H02P27/08
【請求項の数】
5
(21)【出願番号】P 2020157472
(22)【出願日】2020-09-18
(65)【公開番号】P2022051152
(43)【公開日】2022-03-31
【審査請求日】2023-06-02
(73)【特許権者】
【識別番号】000003078
【氏名又は名称】株式会社東芝
(73)【特許権者】
【識別番号】505461072
【氏名又は名称】東芝キヤリア株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110000567
【氏名又は名称】弁理士法人サトー
(72)【発明者】
【氏名】柴山 武至
(72)【発明者】
【氏名】金森 正樹
(72)【発明者】
【氏名】石田 圭一
(72)【発明者】
【氏名】内山 嘉隆
【審査官】安池 一貴
(56)【参考文献】
【文献】特開２０２０－０３１４５８（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１９－０４７６７０（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｐ ２１／２２
Ｈ０２Ｐ ２５／１６
Ｈ０２Ｐ ２７／０８
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
３相巻線がそれぞれ独立であり、６つの端子を備えるオープン巻線構造のモータが備える６つの端子のうち３つの端子に接続される１次側インバータと、前記モータの端子の残り３つの端子に接続される２次側インバータと、
ＰＷＭ制御における前記１次側及び２次側インバータそれぞれの線間デューティ比に基づいて、前記モータに通電する電流及び回転速度を制御する制御部と、
前記モータに通電される電流を検出する電流検出器とを備え、
前記制御部は、前記１次側，２次側インバータそれぞれの線間のデューティに基づきモータの電流，回転速度を制御すると共に、前記１次側，２次側インバータの間において３相を同方向に流れる零軸電流を抑制する零軸電流抑制部を有し、
前記零軸電流抑制部は、前記１次側及び２次側インバータのオンオフパターンの組合せである６４の電圧ベクトルからなる空間電圧ベクトルについて、
零軸電圧を発生させず且つ前記モータの相間に作用する電圧を発生させない第２スイッチングパターンが２つずつ位置するポイントを中心とし、モータの３相に等しく作用する零軸電圧を発生させず且つ前記モータに印加する電圧を発生させる第１スイッチングパターンがそれぞれ２つずつ位置するポイントを頂点として分割される６領域をさらに２等分した１２のセクタに分割し、各セクタに応じて用いる第１スイッチングパターンを、制御周期中に１パターンのみ選択するオープン巻線モータ駆動装置。
【請求項2】
前記零軸電流抑制部は、隣り合う２つのセクタについて、同一の第１スイッチングパターンを選択する請求項１記載のオープン巻線モータ駆動装置。
【請求項3】
前記零軸電流抑制部は、各セクタに応じて用いる前記第１スイッチングパターンを制御周期中に１パターンのみ出力する前又は後に、零軸電圧を発生させ、且つ前記モータの相間に作用する電圧を発生させる第３スイッチングパターンを挿入し、負極性の零軸電圧を発生させる際には、前記第３スイッチングパターンとして、前記第１スイッチングパターンに基づき、前記１次側インバータを構成するスイッチング素子を全てオフするスイッチングパターンのみを選択し、
正極性の零軸電圧を発生させる際には、前記第３スイッチングパターンとして、前記第１スイッチングパターンに基づき、前記２次側インバータを構成するスイッチング素子を全てオフするスイッチングパターンのみを選択する請求項１又は２記載のオープン巻線モータ駆動装置。
【請求項4】
前記各セクタに応じて用いる第１スイッチングパターンを、制御周期中に１パターンのみ選択する制御を同期パルス制御とすると、前記零軸電流抑制部は、前記インバータを駆動する信号の変調率が閾値に達するまでは、前記制御周期中に、前記第２スイッチングパターンの出力に続いて前記第１スイッチングパターンを２回出力し、その後前記第２スイッチングパターンを再度出力する通常パルス制御を行い、
前記変調率が閾値に達すると、前記同期パルス制御に切り替える請求項３記載のオープン巻線モータ駆動装置。
【請求項5】
３相巻線がそれぞれ独立であり、６つの巻線端子を備えるオープン巻線構造のモータと、請求項１から４の何れか一項に記載のオープン巻線モータ駆動装置とを備える冷凍サイクル装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明の実施形態は、オープン巻線構造のモータを駆動する装置，及びその装置を備えてなる冷凍サイクル装置に関する。
【背景技術】
【0002】
例えば永久磁石同期モータ等の交流モータを駆動する際には、インバータを用いて直流電源を３相交流電力に変換する必要がある。しかし、モータが大容量化するのに伴いインバータに流れる電流も増加するので、インバータを構成するパワーデバイスに発熱等の問題が発生する。
【0003】
この問題に対して、例えば特許文献１では、３相モータの巻線をスター状に結線することなくオープン状態として、３相巻線の両端にそれぞれインバータを接続して駆動するシステムが提案されている。このシステムによれば、２台のインバータを用いることで、３相巻線の両端に印加できる電圧が２倍程度に拡張できるため、モータをより高速に駆動できる。または、巻線の巻数を増やすことで、少ない電流で高いトルクを出力するモータを駆動できる。
【0004】
また、特許文献１では、２台のインバータ間で直流リンク電圧を共有する構成を採用することで発生する、モータの３相に共通に流れる零軸電流を抑制する技術についても提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
【文献】特開２０２０－３１４５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
しかしながら、詳細は後述するが、特許文献１の構成では、通常のインバータの出力電圧を「１」とした場合に、その√３倍までしか出力することができない。
そこで、零軸電流の発生を抑制すると共に、出力電圧をより高めることができるオープン巻線モータ駆動装置，及びその装置を備えてなる冷凍サイクル装置を提供する。
そこで、零軸電流の発生を抑制すると共に、出力電圧をより高めることができるオープン巻線モータ駆動装置，及びその装置を備えてなる冷凍サイクル装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【0007】
実施形態のオープン巻線モータ駆動装置は、３相巻線がそれぞれ独立であり、６つの端子を備えるオープン巻線構造のモータが備える６つの端子のうち３つの端子に接続される１次側インバータと、
前記モータの端子の残り３つの端子に接続される２次側インバータと、
ＰＷＭ制御における前記１次側及び２次側インバータそれぞれの線間デューティ比に基づいて、前記モータに通電する電流及び回転速度を制御する制御部と、
前記モータに通電される電流を検出する電流検出器とを備え、
前記制御部は、前記１次側，２次側インバータそれぞれの線間のデューティに基づきモータの電流，回転速度を制御すると共に、前記１次側，２次側インバータの間において３相を同方向に流れる零軸電流を抑制する零軸電流抑制部を有し、
前記零軸電流抑制部は、前記１次側及び２次側インバータのオンオフパターンの組合せである６４の電圧ベクトルからなる空間電圧ベクトルについて、
零軸電圧を発生させず且つ前記モータの相間に作用する電圧を発生させない第２スイッチングパターンが２つずつ位置するポイントを中心とし、モータの３相に等しく作用する零軸電圧を発生させず且つ前記モータに印加する電圧を発生させる第１スイッチングパターンがそれぞれ２つずつ位置するポイントを頂点として分割される６領域をさらに２等分した１２のセクタに分割し、各セクタに応じて用いる第１スイッチングパターンを制御周期中に１パターンのみ選択する。
また、実施形態の冷凍サイクル装置は、３相巻線がそれぞれ独立であり、６つの巻線端子を備えるオープン巻線構造のモータと、
実施形態のオープン巻線モータ駆動装置とを備える。
前記モータの端子の残り３つの端子に接続される２次側インバータと、
ＰＷＭ制御における前記１次側及び２次側インバータそれぞれの線間デューティ比に基づいて、前記モータに通電する電流及び回転速度を制御する制御部と、
前記モータに通電される電流を検出する電流検出器とを備え、
前記制御部は、前記１次側，２次側インバータそれぞれの線間のデューティに基づきモータの電流，回転速度を制御すると共に、前記１次側，２次側インバータの間において３相を同方向に流れる零軸電流を抑制する零軸電流抑制部を有し、
前記零軸電流抑制部は、前記１次側及び２次側インバータのオンオフパターンの組合せである６４の電圧ベクトルからなる空間電圧ベクトルについて、
零軸電圧を発生させず且つ前記モータの相間に作用する電圧を発生させない第２スイッチングパターンが２つずつ位置するポイントを中心とし、モータの３相に等しく作用する零軸電圧を発生させず且つ前記モータに印加する電圧を発生させる第１スイッチングパターンがそれぞれ２つずつ位置するポイントを頂点として分割される６領域をさらに２等分した１２のセクタに分割し、各セクタに応じて用いる第１スイッチングパターンを制御周期中に１パターンのみ選択する。
また、実施形態の冷凍サイクル装置は、３相巻線がそれぞれ独立であり、６つの巻線端子を備えるオープン巻線構造のモータと、
実施形態のオープン巻線モータ駆動装置とを備える。
【図面の簡単な説明】
【0008】
【図1】第１実施形態であり、モータ駆動システムの構成を示す図
【図2】電流制御部の構成を示す機能ブロック図
【図3】空気調和機の構成を示す機能ブロック図
【図4】モータＵ相電流及び零軸電流の波形を示す図
【図6】１次側及び２次側インバータのスイッチングに伴い発生する零軸電圧の変化を示す図
【図7】一般的な３相モータを駆動する構成に対応した空間電圧ベクトルを示す図
【図8】オープン巻線モータを駆動する構成に対応した空間電圧ベクトルを示す図
【図9】空間電圧ベクトルを６つのセクタに分けて、各セクタで使用する第１及び第２ベクトルパターンを示す図
【図10】空間電圧ベクトルを１２のセクタに分けて、各セクタで使用する第１ベクトルパターンを示す図
【図11】各セクタで使用する第１ベクトルパターンを時系列で示す図（その１）
【図12】各セクタで使用する第１ベクトルパターンを時系列で示す図（その２）
【図13】第２実施形態であり、モータ駆動システムの構成を示す図
【図14】零軸電圧生成部の構成を示す機能ブロック図
【図15】セクタ６において零軸電流を減少させる場合に用いるベクトルパターンを示す図
【図16】セクタ６において零軸電流を増加させる場合に用いるベクトルパターンを示す図
【図17】セクタ７において零軸電流を減少させる場合に用いるベクトルパターンを示す図
【図18】セクタ７において零軸電流を増加させる場合に用いるベクトルパターンを示す図
【図19】空間電圧ベクトル変調部の構成を示す機能ブロック図
【図20】第１実施形態の制御におけるモータの各相電流及び零軸電流の波形を示す図
【図21】第２実施形態の制御におけるモータの各相電流及び零軸電流の波形を示す図
【図22】第３実施形態であり、モータ駆動システムの構成を示す図
【図23】ｄｑ電流制御部の構成を示す機能ブロック図
【図24】通常パルス制御から同期パルス制御への切り替え処理を示すフローチャート
【図25】同期パルス制御から通常パルス制御への切り替え処理を示すフローチャート
【図26】ステップＳ５～Ｓ７の処理を概念的に示す図
【図27】電圧振幅を初期値から目標値まで増加させる処理を概念的に示す図
【図28】通常パルス制御に用いる空間電圧ベクトルから、同期パルス制御に用いる空間電圧ベクトルに切り替える処理を概念的に示す図
【図29】通常パルス制御→同期パルス制御→通常パルス制御のように移行させた場合のシミュレーション結果を示す図
【発明を実施するための形態】
【0009】
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１から図１２を参照して説明する。尚、本実施形態は、特許文献１に開示されている技術をベースとしており、それに改良を加えたものである。図１は、本実施形態のモータ駆動システムの回路構成を示す図である。モータＭは、３相の永久磁石同期モータや誘導機などが想定されるが、本実施形態では永久磁石同期モータとする。モータＭの３相巻線は、それぞれが互いに結線されず両端子がオープン状態となっている。つまり、モータＭは６つの巻線端子Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂを備えている。
以下、第１実施形態について図１から図１２を参照して説明する。尚、本実施形態は、特許文献１に開示されている技術をベースとしており、それに改良を加えたものである。図１は、本実施形態のモータ駆動システムの回路構成を示す図である。モータＭは、３相の永久磁石同期モータや誘導機などが想定されるが、本実施形態では永久磁石同期モータとする。モータＭの３相巻線は、それぞれが互いに結線されず両端子がオープン状態となっている。つまり、モータＭは６つの巻線端子Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂを備えている。
【0010】
１次側インバータ１及び２次側インバータ２はそれぞれ、スイッチング素子であるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３を３相ブリッジ接続して構成されており、これらは直流電源４に並列に接続されている。直流電源４は、交流電源を直流に変換したものでも良い。インバータ１の各相出力端子はモータＭの巻線端子Ｕａ，Ｖａ，Ｗａにそれぞれ接続され、インバータ２の各相出力端子は同巻線端子Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂにそれぞれ接続されている。
【0011】
位置センサ６は、モータＭのロータ回転位置や回転速度を検出するセンサであり、電流センサ７（Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、モータＭの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出するセンサであり、電流検出器に相当する。電圧センサ８は、直流電源４の電圧ＶＤＣを検出する。
【0012】
制御装置１１には、モータを駆動するシステムにおける上位の制御装置から速度指令値ωＲｅｆが与えられ、速度指令値ωＲｅｆに検出したモータ速度ωが一致するように制御を行う。制御装置１１は、電流センサ７が検出した各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、電圧センサ８が検出した直流電圧ＶＤＣとに基づいて、インバータ１及び２を構成する各ＦＥＴ３のゲートに与えるスイッチング信号を生成する。制御装置１１は制御部に相当する。
【0013】
電流検出・座標変換部１２は、検出した各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、ベクトル制御に用いるｄ，ｑ軸座標の電流Ｉｄ,Ｉｑに（１）式により変換する。尚、（１）式に示す零軸電流Ｉ０の変換は、第２実施形態において電流検出・座標変換部４３が行う。
【0014】
【数1】
【0015】
速度・位置検出部１３は、位置センサ６が検出した信号からモータ速度ωとロータ回転位置θを検出する。回転位置θは、電流検出・座標変換部１２及びｄｑ／αβ変換部１７に入力される。また、速度・位置検出部１３は、モータＭの電圧・電流から速度及び位置を推定する構成でも良い。速度制御部１４は、入力された速度指令ωＲｅｆと速度ωとから、例えば両者の差をＰＩ演算することでｑ軸電流指令ＩｑＲｅｆを生成して出力する。
【0016】
電流制御部１６は、入力されるｑ軸の電流指令ＩｑＲｅｆ, 直流電圧ＶＤＣと検出した電流Ｉｄ,Ｉｑ及びモータ速度ωとから、ｄ，ｑ軸電圧指令Ｖｑ,Ｖｄを生成して出力する。ｄｑ／αβ変換部１７は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｑ,Ｖｄを、αβ軸電圧Ｖα，Ｖβに（２）式により変換する。
【0017】
【数2】
【0018】
空間ベクトル変調部１８は、αβ軸電圧Ｖα，Ｖβから空間ベクトル演算を行い、インバータ１の各相デューティＤｕ１,Ｄｖ１,Ｄｗ１と、インバータ２の各相デューティＤｕ２,Ｄｖ２,Ｄｗ２を生成し、ＰＷＭ信号生成部１９に入力する。ＰＷＭ信号生成部１９は、入力された各相デューティよりインバータ１及び２を構成する各ＦＥＴ３のゲートに与えるスイッチング信号，ＰＷＭ信号Ｕ１±，Ｖ１±，Ｗ１±，Ｕ２±，Ｖ２±，Ｗ２±を生成して出力する。
【0019】
本実施形態では、インバータ１，２の変調率は１．０である。図２は、電流制御部１６の詳細構成を示している。減算器２１は、速度制御の結果として得られるｑ軸電流指令ＩｑＲｅｆとｑ軸電流Ｉｑとの差分をとり、ＰＩ制御部２２は、その差分に対してＰＩ制御演算を行う。その演算結果は、電圧位相θＶ＿ＰＩとして出力される。非干渉項演算部２３は、モータ定数と、ｄ軸電流Ｉｄに等しく設定されるｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆとｑ軸電流指令ＩｑＲｅｆと速度ωとから、電圧位相の非干渉制御項θＶ＿ＦＦを演算する。
【0020】
更に、加算器２４により電圧位相θＶ＿ＰＩに非干渉制御項θＶ＿ＦＦを加え、最終的な電圧位相θＶを生成する。ｄ，ｑ軸電圧指令Ｖｄ,Ｖｑは、ｄｑ軸電圧演算部２５によって、直流電圧ＶＤＣに相当する出力電圧振幅Ｖａｍｐと電圧位相θＶとにより生成される。これにより、直流電圧をモータＭに直接印加でき、負荷が変化した際は、電圧位相を調整することでモータＭを高速に制御できる。
【0021】
図３は、本実施形態のモータ駆動システムを適用した空気調和機３０の構成を示す。ヒートポンプシステム３１を構成する圧縮機３２は、圧縮部３３とモータＭを同一の鉄製密閉容器３５内に収容して構成され、モータＭのロータシャフトが圧縮部３３に連結されている。そして、圧縮機３２、四方弁３６、室内側熱交換器３７、減圧装置３８、室外側熱交換器３９は、熱伝達媒体流路たるパイプにより閉ループを構成するように接続されている。尚、圧縮機３２は、例えばロータリ型の圧縮機である。空気調和機３０は、上記のヒートポンプシステム３１を有して構成されている。
【0022】
暖房時には、四方弁３６は実線で示す状態にあり、圧縮機３２の圧縮部３３で圧縮された高温冷媒は、四方弁３６から室内側熱交換器３７に供給されて凝縮し、その後、減圧装置３８で減圧され、低温となって室外側熱交換器３９に流れ、ここで蒸発して圧縮機３２へと戻る。一方、冷房時には、四方弁３６は破線で示す状態に切り替えられる。このため、圧縮機３２の圧縮部３３で圧縮された高温冷媒は、四方弁６から室外側熱交換器３９に供給されて凝縮し、その後、減圧装置３８で減圧され、低温となって室内側熱交換器３７に流れ、ここで蒸発して圧縮機３２へと戻る。そして、室内側、室外側の各熱交換器３７，３９には、それぞれファン４０，４１により送風が行われ、その送風によって各熱交換器３７，３９と室内空気、室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成されている。
【0023】
次に本実施形態の作用について図４から図１２を参照して説明する。オープン巻線モータＭを動作させるには、２つのインバータ１及び２により各端子Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂに電圧を印加する。速度制御及び電流制御の結果得られた電圧は、ｄｑ／αβ変換部１７，空間電圧ベクトル変調部１８，ＰＷＭ信号生成部１９によりインバータ１及び２への電圧指令に分割される。インバータ１の各相デューティＤｕ１,Ｄｖ１,Ｄｗ１と、インバータ２の各相デューティＤｕ２,Ｄｖ２,Ｄｗ２とは、互いに１８０°の位相差を有するＰＷＭ信号として通電される。このようにして、２つのインバータ１及び２でモータＭに逆位相の電圧を印加することで１相当たりの電圧振幅を増加でき、より高速で回転させることができる。
【0024】
前述したように、インバータ１及び２が直流リンク部を共有する構成では、３相を同方向に流れる零軸電流が課題となる。零軸電流は、モータＭに通電される相電流の基本波周波数に対して３倍の周波数成分で流れる低周波の電流と、インバータ１，２のスイッチングに同期して流れるキャリア周波数成分の電流とに分かれる。図４は、零軸電流について抑制制御をしていない場合に流れるオープン巻線モータのＵ相電流Ｉｕと、零軸電流Ｉ０とを示しており、図５は、図４の時間軸を拡大して示した電流波形である。Ｕ相電流Ｉｕ及び零軸電流Ｉ０に同じタイミングで変化するリップルが確認できるが、これがキャリア周波数成分の零軸電流である。また、零軸電流Ｉ０は、相電流の基本波周波数の３倍成分で脈動するため、Ｕ相電流Ｉｕの歪みが大きくなっている。
【0025】
Ｖ０＿rippleは、（３）式のようにインバータ１の３相電圧の平均から、インバータ２の３相電圧の平均を差し引くことで求まる。尚、各相電圧Ｖｕ１,Ｖｖ１,Ｖｗ１,Ｖｕ２,Ｖｖ２,Ｖｗ２は、ＦＥＴ３がオン状態であればＶＤＣ，オフ状態であれば０となる。
【0026】
【数3】
【0027】
図６に示すように、Ｖ０_rippleの波形はスイッチング状態に応じて正負に変動しており、正側に発生している期間で零軸電流Ｉ０は増加し、負側に発生している期間で零軸電流Ｉ０が減少している。したがって、Ｖ０_rippleがゼロになれば零軸電流Ｉ０のリップル，すなわちキャリア周波数成分の変動も無くなる。また、Ｖ０_rippleの発生状態はインバータ１，２のＦＥＴ３がオンしている相数に依存しており、インバータ１，２のオン相数が異なる場合にその差に応じて正負に発生している。つまり、インバータ１及び２のオン相数を揃えれば、Ｖ０_rippleが発生しなくなる。
【0028】
ここで、上述した目的を達するためのインバータ１，２のスイッチングパターンを検討するため、空間電圧ベクトルを検討する。図７は，一般的なモータを３相インバータで通電する場合の空間ベクトルを示している。例えばＶ１（１００）はＵ相上アームがオン，Ｖ，Ｗ相の上アームはオフという状態を示しており、Ｖ０～Ｖ７の８つベクトルが存在する。
【0029】
これに対して図８は、オープン巻線モータの空間電圧ベクトルを表しており、インバータが２台なのでスイッチングパターンは８×８＝６４パターンとなる。例えば、インバータ１がＶ１,インバータ２がＶ４となる組み合わせは「Ｖ１４」と表記している。オープン巻線モータの空間ベクトルでは、ある指令電圧を出力するための電圧ベクトルのパターンが無数にある。例えば、図８中に矢印で示すベクトルを出力するためには、Ｖ０６，Ｖ２１，Ｖ３０，Ｖ３７，Ｖ４５，Ｖ７６の何れかの電圧ベクトルの通電時間と、Ｖ０１，Ｖ３２，Ｖ４０，Ｖ４７，Ｖ５６，Ｖ７１の何れかの電圧ベクトルの通電時間とを調整すれば出力できる。
【0030】
ここで、零軸電圧と空間ベクトルとの関係を考えると、前記６４パターンのうち，モータＭに印加する電圧を発生させ、且つ３相に等しく作用する零軸電圧が発生しないベクトルパターン，つまりオン相数が同じでオンする相の少なくとも２つが不一致となるものは、Ｖ１５，Ｖ２４，Ｖ２６，Ｖ３５，Ｖ３１，Ｖ４６，Ｖ４２，Ｖ５１，Ｖ５３，Ｖ６２，Ｖ６４，Ｖ１３の１２パターン存在する。これらのパターンを空間ベクトルで表したものが図９である。
【0031】
図９では、各電圧ベクトルに対応するＰＷＭ波形も合わせて示している。上記１２のパターンを２つずつのペアとし頂点に配置して正六角形を描き、６つのセクタに分ける。例えば図９中に矢印で示すセクタ４に属するベクトルを出力するには、電圧ベクトルＶ４２，Ｖ３１それぞれの通電時間を調整する。各電圧ベクトルのＰＷＭ波形は、
Ｖ４２：インバータ１（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（オフ，オン，オン）
インバータ２（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（オン，オン，オフ）
Ｖ３１：インバータ１（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（オフ，オン，オフ）
インバータ２（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（オン，オフ，オフ）
である。これらに、インバータ１，２の全相がオンとなるＶ７７，全相がオフとなるＶ００を加える。各ベクトルのＰＷＭ波形から分かるように、インバータ１，２のオン相数が一致するので、零軸電圧Ｖ０が発生しない。つまり、このＰＷＭスイッチングパターンで通電すれば、図４，図５に示した零軸電流のキャリア成分のリップルを抑制できる。
Ｖ４２：インバータ１（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（オフ，オン，オン）
インバータ２（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（オン，オン，オフ）
Ｖ３１：インバータ１（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（オフ，オン，オフ）
インバータ２（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（オン，オフ，オフ）
である。これらに、インバータ１，２の全相がオンとなるＶ７７，全相がオフとなるＶ００を加える。各ベクトルのＰＷＭ波形から分かるように、インバータ１，２のオン相数が一致するので、零軸電圧Ｖ０が発生しない。つまり、このＰＷＭスイッチングパターンで通電すれば、図４，図５に示した零軸電流のキャリア成分のリップルを抑制できる。
【0032】
図９では、下記の第１，第２ベクトルパターンを用いている。第１，第２ベクトルパターンは、第１，第２スイッチングパターンに相当する。
＜第１ベクトルパターン＞
モータＭに印加する電圧を発生させ、且つ３相に等しく作用する零軸電圧が発生しないパターン。上記Ｖ１５，Ｖ２４，Ｖ２６，Ｖ３５，Ｖ３１，Ｖ４６，Ｖ４２，Ｖ５１，Ｖ５３，Ｖ６２，Ｖ６４，Ｖ１３の１２パターン
＜第２ベクトルパターン＞
モータＭの相間に作用する電圧を発生させず、且つ３相に等しく作用する零軸電圧が発生しないパターン。Ｖ７７，Ｖ００は、全セクタにおける第２ベクトルパターンである。
＜第１ベクトルパターン＞
モータＭに印加する電圧を発生させ、且つ３相に等しく作用する零軸電圧が発生しないパターン。上記Ｖ１５，Ｖ２４，Ｖ２６，Ｖ３５，Ｖ３１，Ｖ４６，Ｖ４２，Ｖ５１，Ｖ５３，Ｖ６２，Ｖ６４，Ｖ１３の１２パターン
＜第２ベクトルパターン＞
モータＭの相間に作用する電圧を発生させず、且つ３相に等しく作用する零軸電圧が発生しないパターン。Ｖ７７，Ｖ００は、全セクタにおける第２ベクトルパターンである。
【0033】
図９は、特許文献１の図８に相当するもので、１制御周期中におけるベクトルパターンの出力順序は「第２，第１，第１，第２」となっている。しかし、図９に示すＰＷＭスイッチングパターンでは、通常のインバータの出力を１とした場合、図９内の第１スイッチングパターンがそれぞれ２つずつ位置するポイントを結んだ正六角形の内接円内が駆動範囲となる。これでは、電圧を通常インバータの√３倍までしか出力できない。
【0034】
そこで、本実施形態では、空間電圧ベクトル変調部１８において、制御周期中に１２の第１ベクトルパターンを１つのみ発生させる。これらのパターンを空間ベクトルで表したものが図１０である。図１０では、図９に示す６つのセクタを更に２等分した１２のセクタに分け、各セクタに応じて電気角３０度毎に電圧ベクトルを切り替える。尚、図９及び図１０に示す制御周期は、等しい長さである。
【0035】
例えば図１０中に矢印で示すセクタ７に属するベクトルを出力するには、電圧ベクトルＶ４２のみを選択する。電圧ベクトルのＰＷＭ波形は、
Ｖ４２：インバータ１（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（オフ，オン，オン）
インバータ２（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（オン，オン，オフ）
である。これにより、図１０に示す正六角形の外接円上の６点が駆動点となり、√３×２／√３＝２となるので、出力電圧を通常のインバータの２倍にできる。そして、インバータ１，２のオン相数が一致するので零軸電圧Ｖ０が発生せず、零軸電流のキャリア成分のリップルも抑制できる。空間電圧ベクトル変調部１８は、零軸電流抑制部に相当する。
Ｖ４２：インバータ１（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（オフ，オン，オン）
インバータ２（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（オン，オン，オフ）
である。これにより、図１０に示す正六角形の外接円上の６点が駆動点となり、√３×２／√３＝２となるので、出力電圧を通常のインバータの２倍にできる。そして、インバータ１，２のオン相数が一致するので零軸電圧Ｖ０が発生せず、零軸電流のキャリア成分のリップルも抑制できる。空間電圧ベクトル変調部１８は、零軸電流抑制部に相当する。
【0036】
図１１では、電気角１周分の各電圧ベクトルに対応するモータ３相電圧波形を示している。インバータ１、２のスイッチングパターンにより得られるモータ相電圧波形は、１２０度の方形波電圧となり、従来の擬似正弦波電圧と比較して直流電圧を直接モータに印加して高出力化できる。加えてスイッチング回数が少ないため、ＦＥＴ３のスイッチング損失を低減できる。
【0037】
また、スイッチングパターンの一部を変更して簡略化することもでき、図１２では、例えば、奇数セクタの電圧ベクトルを次の偶数セクタの電圧ベクトルに置き換えている。
【0038】
以上のように本実施形態によれば、３相巻線がそれぞれ独立であり、６つの出力端子Ｕａ～Ｗｂを備えるオープン巻線構造のモータＭを、１次側インバータ１及び２次側インバータ２により駆動する構成において、制御装置１１は、インバータ１，２それぞれの線間のデューティに基づきモータＭの電流，回転速度を制御すると共に、空間電圧ベクトル変調部１８を備える。
【0039】
空間電圧ベクトル変調部１８は、インバータ１，２のオンオフパターンの組合せである６４の電圧ベクトルからなる空間電圧ベクトルについて、第２スイッチングパターンが２つ位置するポイントを中心とし、第１スイッチングパターンがそれぞれ２つずつ位置するポイントを頂点として分割される６領域をさらに２等分した１２のセクタに分割し、各セクタに応じて用いる第１スイッチングパターンを、制御周期中に１パターンのみ選択する。
【0040】
これにより、インバータ１，２のスイッチングに同期して流れるキャリア成分の零軸電流を抑制すると共に、モータＭに対する出力電圧を、１台のインバータで通常の３相モータを駆動する構成に比較して２倍にすることができる。また、空間電圧ベクトル変調部１８は、隣り合う２つのセクタについて、同一の第１スイッチングパターンを選択するので、制御をより簡単に行うことができる。加えて、本実施形態のオープン巻線モータ駆動装置を空気調和機３０に適用することで、空調運転を高出力・高効率で行うことができる。
【0041】
（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。先ず、基本周波数の３倍成分で流れる零軸電流の抑制について説明する。（４）式は，オープン巻線モータのｄｑ０軸電圧と電流の関係式である。
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。先ず、基本周波数の３倍成分で流れる零軸電流の抑制について説明する。（４）式は，オープン巻線モータのｄｑ０軸電圧と電流の関係式である。
【0042】
【数4】
【0043】
ここで，ｄｑ軸電流Ｉｄ,Ｉｑが流れると、（４）式に示す対角項の要素の影響により零軸電圧Ｖ０が発生することが分かる。これがｄｑ軸から０軸への干渉であり、零軸電圧Ｖ０が発生した結果として零軸電流Ｉ０が流れてしまう。
【0044】
図１３に示す第２実施形態の制御装置４２は、電流検出・座標変換部１２に替わる電流検出・座標変換部４３と、零軸電圧生成部４４と、空間電圧ベクトル変調部１８に替わる空間電圧ベクトル変調部４５とを備えている。前述したように、電流検出・座標変換部４３は、検出した各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、ベクトル制御に用いるｄ，ｑ及び０の各軸座標の電流Ｉｄ,Ｉｑ,Ｉ０に（１）式により変換する。
【0045】
図１４は零軸電圧生成部４４の詳細構成を示している。零軸電圧生成部４４は、Ｐ制御部４４Ａ及び共振制御部４４Ｂを備えている。Ｐ制御部４４Ａでは、零軸電流指令Ｉ０Ｒｅｆと検出電流Ｉ０との差分値に比例ゲインＫｐ０を乗じる。共振制御部４４Ｂは、相電流の基本波周波数ωの３倍である３ωの２乗値に対する追従性を向上させるように構成されている。前記差分値に共振ゲインＫｒを乗じ、減算器５０により積分器４６の積分結果との差をとり積分器４７に入力する。
【0046】
積分器４７の積分結果は加算器４８及び乗算器４９に入力される。乗算器４９では、周波数（３ω）２との積がとられ、その結果が積分器４６に入力される。加算器４８では、前記差分値に比例ゲインＫｐ０を乗じた結果が加算されて、零相電圧Ｖ０の（１／√２）倍値が出力される。
【0047】
しかし、第１実施形態で示した零軸電圧Ｖ０を発生させない空間電圧ベクトルパターンのみを用いると、（４）式について述べた、干渉により流れる零軸電流Ｉ０を抑制するための制御に必要な零軸電圧Ｖ０を生成できない。そこで、第２実施形態では、下記の第３ベクトルパターンを追加で用いる。第３ベクトルパターンは、第３スイッチングパターンに相当する。
＜第３ベクトルパターン＞
モータＭの相間に作用する電圧を発生させ、且つ３相に等しく作用する零軸電圧が発生するパターン。
＜第３ベクトルパターン＞
モータＭの相間に作用する電圧を発生させ、且つ３相に等しく作用する零軸電圧が発生するパターン。
【0048】
そして、各セクタに応じて用いる第１ベクトルパターンを制御周期中に１パターンのみ出力する前又は後に、第３ベクトルパターンを挿入する。これにより、平均的に零軸電圧Ｖ０を制御する。
【0049】
ここで、偶数セクタの場合の零軸電圧Ｖ０の制御方法を、図１５及び図１６を参照して説明する。例えば、セクタ６ではＶ３１が第１ベクトルパターンとなる。そして、図１５に示すように、セクタ６において零軸電流Ｉ０を減少させる際には、第３ベクトルパターンとして、第１ベクトルパターンＶ３１から、１次側インバータ１を構成するＦＥＴ３をオフするベクトルパターンであるＶ０１を選択する。第１ベクトルパターンの後に第３ベクトルパターンを挿入する場合は、下記のようにスイッチングパターンが変化する。
一次側インバータ（ＵＶＷ） （０１０）→（０００）
二次側インバータ（ＵＶＷ） （１００）→（１００）
つまり、第３ベクトルパターンＶ０１は、インバータ２のＦＥＴ３がオンする相数が、インバータ１よりも１つ多くなっている。これにより、零軸電流Ｉ０を減少させる。
一次側インバータ（ＵＶＷ） （０１０）→（０００）
二次側インバータ（ＵＶＷ） （１００）→（１００）
つまり、第３ベクトルパターンＶ０１は、インバータ２のＦＥＴ３がオンする相数が、インバータ１よりも１つ多くなっている。これにより、零軸電流Ｉ０を減少させる。
【0050】
尚、零軸電圧Ｖ０が負の場合は、インバータ１のＶ相デューティに（５）式で算出したデューティＶｖの６倍値を加算する。ここで６倍値とするのは、後述の第３実施形態に示すように、非同期ＰＷＭ駆動時より駆動方式を切り替える際に制御量を等しくするためである。非同期ＰＷＭ駆動時は±１／３ＶＤＣの零軸電圧が３回印加される。同期ＰＷＭ駆動時は、偶数セクタでは±１／３ＶＤＣの零軸電圧が１回印加される。デューティの２倍値を更に３倍するので、６倍となる。
ここで「デューティの２倍値」とは、ＰＷＭ信号パルスの生成手法に関わるものである。非同期ＰＷＭ駆動では、パルスをＰＷＭ周期の中間位相を基準として両側に伸縮させるようにパルスを発生させている。これに対して同期ＰＷＭ駆動では、パルスをＰＷＭ周期の一方の端を基準として片側に伸縮させるようにパルスを発生させている。したがって、加減算するパルス幅値は後者が前者の２倍となる。
ここで「デューティの２倍値」とは、ＰＷＭ信号パルスの生成手法に関わるものである。非同期ＰＷＭ駆動では、パルスをＰＷＭ周期の中間位相を基準として両側に伸縮させるようにパルスを発生させている。これに対して同期ＰＷＭ駆動では、パルスをＰＷＭ周期の一方の端を基準として片側に伸縮させるようにパルスを発生させている。したがって、加減算するパルス幅値は後者が前者の２倍となる。
【0051】
【数5】
【0052】
また、図１６に示すように、セクタ６において零軸電流Ｉ０を増加させる際には、第３ベクトルパターンとして、第２ベクトルパターンＶ３１より、２次側インバータ２を構成するＦＥＴ３をオフするベクトルパターンＶ３０を選択する。第１ベクトルパターンの後に第３ベクトルパターンを挿入する場合は、下記のようにスイッチングパターンが変化する。
一次側インバータ（ＵＶＷ） （０１０）→（０１０）
二次側インバータ（ＵＶＷ） （１００）→（０００）
つまり、第３ベクトルパターンＶ３０は、インバータ１のＦＥＴ３がオンする相数が、インバータ２よりも１つ多くなっている。これにより、零軸電流Ｉ０を増加させる。 尚、零軸電圧Ｖ０が正の場合は、インバータ２のＵ相デューティに（５）式で算出したデューティＶｕの６倍値を減算する。
一次側インバータ（ＵＶＷ） （０１０）→（０１０）
二次側インバータ（ＵＶＷ） （１００）→（０００）
つまり、第３ベクトルパターンＶ３０は、インバータ１のＦＥＴ３がオンする相数が、インバータ２よりも１つ多くなっている。これにより、零軸電流Ｉ０を増加させる。 尚、零軸電圧Ｖ０が正の場合は、インバータ２のＵ相デューティに（５）式で算出したデューティＶｕの６倍値を減算する。
【0053】
次に、奇数セクタの場合の零軸電圧Ｖ０の制御方法を、図１７及び図１８を参照して説明する。例えば、セクタ７においては、Ｖ４２が第１ベクトルパターンとなる。図１７に示すように、セクタ７において零軸電流Ｉ０を減少させる際には、第３ベクトルパターンとして、第１ベクトルパターンＶ４２より、１次側インバータ１を構成するＦＥＴ３をオフするベクトルパターンＶ０２を選択する。第１ベクトルパターンの後に第３ベクトルパターンを挿入する場合は、下記のようにスイッチングパターンが変化する。
一次側インバータ（ＵＶＷ） （０１１）→（０００）
二次側インバータ（ＵＶＷ） （１１０）→（１１０）
つまり、第３ベクトルパターンＶ０２は、インバータ２のＦＥＴ３がオンする相数が、インバータ１よりも２つ多くなっている。これにより、零軸電流Ｉ０を減少させる。そして、零軸電圧Ｖ０が負の場合は、インバータ１のＶ，Ｗ相デューティに（５）式で算出したデューティＶｖ，Ｖｗの６倍値を加算する。非同期ＰＷＭ駆動時は±１／３ＶＤＣの零軸電圧が３回印加される。同期ＰＷＭ駆動時、奇数セクタでは±２／３ＶＤＣの零軸電圧が１回印加される。後述するＶ０／２により、偶数セクタと大きさが揃うことになる。
一次側インバータ（ＵＶＷ） （０１１）→（０００）
二次側インバータ（ＵＶＷ） （１１０）→（１１０）
つまり、第３ベクトルパターンＶ０２は、インバータ２のＦＥＴ３がオンする相数が、インバータ１よりも２つ多くなっている。これにより、零軸電流Ｉ０を減少させる。そして、零軸電圧Ｖ０が負の場合は、インバータ１のＶ，Ｗ相デューティに（５）式で算出したデューティＶｖ，Ｖｗの６倍値を加算する。非同期ＰＷＭ駆動時は±１／３ＶＤＣの零軸電圧が３回印加される。同期ＰＷＭ駆動時、奇数セクタでは±２／３ＶＤＣの零軸電圧が１回印加される。後述するＶ０／２により、偶数セクタと大きさが揃うことになる。
【0054】
また、図１８に示すように、セクタ７において零軸電流Ｉ０を増加させる際には、第３ベクトルパターンとして、第２ベクトルパターンＶ４２より、２次側インバータ２を構成するＦＥＴ３をオフするベクトルパターンＶ４０を選択する。第１ベクトルパターンの後に第３ベクトルパターンを挿入する場合は、下記のようにスイッチングパターンが変化する。
一次側インバータ（ＵＶＷ） （０１１）→（０１１）
二次側インバータ（ＵＶＷ） （１１０）→（０００）
一次側インバータ（ＵＶＷ） （０１１）→（０１１）
二次側インバータ（ＵＶＷ） （１１０）→（０００）
【0055】
この場合の第３ベクトルパターンＶ４０は、インバータ１のＦＥＴ３がオンする相数が、インバータ２よりも２つ多くなっている。これにより、零軸電流Ｉ０を増加させる。そして、零軸電圧Ｖ０が正の場合は、インバータ２のＵ，Ｖ相デューティに（５）式で算出したデューティＶｕ，Ｖｖの６倍値を減算する。
【0056】
このように制御することで、零軸電圧Ｖ０＿rippleは，連続的に正側，負側のみにしか発生しない。したがって、図６に示したように、Ｖ０_rippleが正，負に変動することに伴う零軸電流Ｉ０のリップルが発生せず、３倍周波数成分を抑制できる。尚、制御周期中において、第１ベクトルパターンの前に第３ベクトルパターンを挿入しても良い。
【0057】
図１９は、上述した制御原理に基づく空間電圧ベクトル変調部４５の内部構成を示しており、空間ベクトル演算部４５Ａ及び零軸電圧合成部４５Ｂを備えている。空間ベクトル演算部４５Ａは、入力された電圧指令Ｖα,Ｖβの大きさに応じて１２のうちどのセクタに属すかを決定し、セクタに応じて第１ベクトルパターンを選択する。例えばセクタ７であればＶ４２である。
【0058】
選択された１つのベクトルパターンの電圧値及び零軸電圧Ｖ０は、直流電圧ＶＤＣと共に零軸電圧合成部４５Ｂに入力される。零軸電圧合成部４５Ｂでは、図１５～図１８で示したように、セクタ及び零軸電流Ｉ０の増減に応じて、第３ベクトルパターンを選択して挿入する。セクタ７の場合、第１ベクトルパターンはＶ４２，零軸電流を減少させる場合に挿入する第３ベクトルパターンはＶ０２，零軸電流を増加させる場合に挿入する第３ベクトルパターンはＶ４０となる。
【0059】
尚、図１５～図１８では、第３ベクトルパターンの電圧ベクトルを１箇所のみに挿入しているが、偶数セクタと奇数セクタでは発生する零軸電圧の大きさが２倍異なる。第３ベクトルパターンにより発生する零軸電圧は、零軸電圧生成部４４より出力される零軸電圧指令Ｖ０に一致させる必要がある。したがって、零軸電圧指令Ｖ０に対する制御量をセクタ毎に揃えるため、例えば、奇数セクタでは第３ベクトルパターンの電圧ベクトルの大きさはＶ０／２にする。
【0060】
以上の演算によりインバータ１，２それぞれの３相電圧の大きさが得られるため、直流電圧ＶＤＣで除して各相のデューティＤｕ１,Ｄｖ１,Ｄｗ１,Ｄｕ２,Ｄｖ２,Ｄｗ２が決定されて出力される。
【0061】
【0062】
以上のように第２実施形態によれば、空間電圧ベクトル変調部４５は、各セクタに応じて用いる１ベクトルパターンを制御周期中に１パターンのみ出力する前又は後に、第３ベクトルパターンを挿入する。負極性の零軸電圧を発生させる際には第３ベクトルパターンとして、第１ベクトルパターンに基づきインバータ１を構成するＦＥＴ３を全てオフするベクトルパターンを選択し、正極性の零軸電圧を発生させる際には第３ベクトルパターンとして、第１ベクトルパターンに基づきインバータ２を構成するＦＥＴ３を全てオフするベクトルパターンを選択する。
【0063】
これにより、相電流の基本波周波数の３倍成分で流れる低周波の零軸電流と、インバータ１，２のスイッチングに同期して流れるキャリア成分の零軸電流との双方を抑制でき、インバータ１及び２並びにモータＭの低電流化・低損失化を実現できる。
【0064】
（第３実施形態）
第３実施形態は、駆動方式の切り替え制御に関するものである。第１及び第２実施形態は、特にモータＭが高速で運転される領域において変調率を０．８６６より大に設定し、出力電圧を増大させる際に有効である。そこで、モータＭが低速で運転される領域では異なる駆動方式，例えば特許文献１と同様の駆動方式を採用する。以下では、高速運転領域で採用する第１実施形態の駆動方式を「同期パルス制御」と称し、低速運転領域で採用する駆動方式を「通常パルス制御」と称する。
第３実施形態は、駆動方式の切り替え制御に関するものである。第１及び第２実施形態は、特にモータＭが高速で運転される領域において変調率を０．８６６より大に設定し、出力電圧を増大させる際に有効である。そこで、モータＭが低速で運転される領域では異なる駆動方式，例えば特許文献１と同様の駆動方式を採用する。以下では、高速運転領域で採用する第１実施形態の駆動方式を「同期パルス制御」と称し、低速運転領域で採用する駆動方式を「通常パルス制御」と称する。
【0065】
図２２は、通常パルス制御を実行する際の制御装置５１の構成を示す。第２実施形態の構成をベースとして、ｄ軸電流指令生成部５２，電流制御部１６に替わるｄｑ軸電流制御部５３，空間電圧ベクトル変調部４５に替わる空間電圧ベクトル変調部５４を備えている。ｄ軸電流指令生成部５２は、弱め界磁制御のためのｄ軸電流指令値を、直流電圧ＶＤＣとｄｑ軸の電圧振幅Ｖｄｑとから、両者の差をＰＩ演算することで生成して出力する。
【0066】
図２３は、ｄｑ軸電流制御部５３の詳細構成を示す。ｄｑ軸電流制御部５３は、ＰＩ制御部５５ｄ及び５５ｑと非干渉項演算部５６とを備えている。ＰＩ制御部５５ｄは、ｄ軸電流指令値ＩｄＲｅｆとｄ軸電流Ｉｄとの差分から、ＰＩ制御演算によりｄ軸電圧Ｖｄ＿ＰＩを演算する。ＰＩ制御部５５ｑは同様に、ｑ軸電流指令値ＩｑＲｅｆとｑ軸電流Ｉｑとの差分から、ＰＩ制御演算によりｑ軸電圧Ｖｑ＿ＰＩを演算する。
【0067】
非干渉項演算部５６は、ｄｑ軸の干渉を防止するため、図中に示す式で非干渉項Ｖｄ＿ＦＦ，Ｖｑ＿ＦＦを求め、加算器５８ｄ，５８ｑにより、ｄ軸電圧Ｖｄ＿ＰＩ，ｑ軸電圧Ｖｑ＿ＰＩにそれぞれ加算する。そして、加算器５８ｄ，５８ｑの加算結果が、最終的なｄ軸電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑとなる。
【0068】
このように、通常パルス制御と同期パルス制御とで用いる電流制御部の構成を切り分ける理由を述べる。通常パルス制御は、電流制御でｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑを直接生成する一般的なベクトル制御であり、弱め界磁制御と速度制御との結果から得られる電流指令値に電流を追従させる。これにより、電流位相の進み制御とモータの出力トルク制御との応答性が良好なモータ制御を実現する。すなわち、制御性を重視した電流制御を適用する。
【0069】
一方、同期パルス制御はモータの高出力領域で使用するため、通常パルス制御に比較して、出力電圧を直流電圧の最大までにして電流位相を更に進める必要がある。つまり出力を重視した制御である。この場合は、電圧振幅と電圧位相からｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑを演算して出力電圧を指令する方が、モータを制御し易くなる。変調率が１．０であれば電圧振幅は最大値を入力することになり、電圧位相のみ制御してｑ軸電流を制御し、その結果速度を制御する。その結果として弱め界磁制御が行われる。
【0070】
次に、第３実施形態の作用について図２４から図２９を参照して説明する。図２４に示すように、例えば上位の制御装置より入力される、通常パルス制御から同期パルス制御への切り替えを指示する信号がＯＮになると（Ｓ１；ＹＥＳ）、同期パルス制御における電流制御部１６が停止中であることを確認してから（Ｓ２；ＹＥＳ）、現時点での通常パルス制御における電圧振幅Ｖｄｑ，電圧位相θを演算する（Ｓ３，Ｓ４）。電圧振幅Ｖｄｑは、ｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑの２乗和の平方根であり、電圧位相θは、Ａｔａｎ（Ｖｄ／Ｖｑ）である。
【0071】
ここで、通常パルス制御から同期パルス制御への切り替えは、例えば変調率０．８６６を閾値として設定しておき、モータＭの運転状態に伴い変調率を０．８６６より大に設定する必要が生じた際に、上記の切り替え指示信号をＯＮにする。
【0072】
続いて、同期パルス制御を開始する際の電圧振幅，電圧位相の初期値Ｖａｍｐ，θｖを設定する（Ｓ５）。電圧振幅の初期値Ｖａｍｐは電圧振幅Ｖｄｑに設定し、電圧位相の初期値θｖは、電流制御部１６のＰＩ制御部２２が出力するθＶ＿ＰＩの積分項を、上記の電圧位相θから非干渉項θＶ＿ＦＦを減算した値とする。尚，非干渉項θＶ＿ＦＦは切り替え時に演算を開始する。その結果、電圧位相θｖの初期値は、切り替え前の電圧Ｖｄ，Ｖｑから算出した電圧位相θとなる。これにより，電流制御部の切り替え前後で電圧Ｖｄ，Ｖｑの大きさを一致させることができる。
【0073】
次に、同期パルス制御に用いる電流制御部１６の動作を開始させ（Ｓ６）、ｄｑ軸電流制御部５３の動作を、図２６に示すように、ＰＩ制御部５５のみ停止させる（Ｓ７）。図２６は、ステップＳ５～Ｓ７の処理を概念的に示している。非干渉項演算部５６は、後述する逆方向への切り替え時に演算結果を使用するため継続して動作させる。それから、電圧振幅が、初期値のＶｄｑから（ＶＤＣ×２／√３），つまり直流電圧ＶＤＣの２倍値の相電圧換算値以上となったか否かを判断する（Ｓ８，図２７参照）。
【0074】
Ｖａｍｐが（ＶＤＣ×２／√３）に達していなければ（Ｓ８；ＮＯ）、電圧振幅を増加させる（Ｓ１１）。Ｖａｍｐが（ＶＤＣ×２／√３）に達すると（Ｓ８；ＹＥＳ→Ｓ９）、第１実施形態のように空間電圧ベクトルを用いて同期パルス制御を行う（Ｓ１０，図２８参照）。すなわち、空間電圧ベクトル変調部５４から、空間電圧ベクトル変調部１８に切り替える。
【0075】
図２５は、図２４とは逆に、同期パルス制御から通常パルス制御への切り替え処理を示している。同期パルス制御から通常パルス制御への切り替えを指示する信号がＯＮになると（Ｓ２１；ＹＥＳ）、空間電圧ベクトル変調部１８から、空間電圧ベクトル変調部５４に切り替える（Ｓ２２；ＹＥＳ→Ｓ２３）。そして、電圧振幅の目標値を演算する（Ｓ２４）。目標値Ｖｄｑは、通常パルス制御における非干渉項演算部５６で計算されたＶｄ＿ＦＦとＶｑ＿ＦＦとの２乗和の平方根とする。
【0076】
それから、出力電圧Ｖａｍｐを、最大値（ＶＤＣ×２／√３）から目標値Ｖｄｑまで緩やかに減少させる（Ｓ２５，Ｓ３０）。出力電圧Ｖａｍｐが目標値Ｖｄｑに達すると（Ｓ２５；ＹＥＳ→Ｓ２６）、ｄｑ軸電流制御部５３の動作を開始させ（Ｓ２８）電流制御部１６の動作を停止させるが（Ｓ２９）、それに先立ちｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑ及びｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆの初期値を設定する（Ｓ２７）。上述のように、非干渉項が目標値，初期値として入力されるので、ＰＩ制御部５５の積分項の初期値は０とする。また、同期パルス制御時のｄ軸電流はｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆとして上書きされるので、通常パルス制御に切り替える際に、弱め界磁制御部の積分項の初期値として用いる。
【0077】
図２９は、通常パルス制御→同期パルス制御→通常パルス制御のように移行させた場合のシミュレーション結果を示す。６極モータでＰＷＭ制御キャリア周波数は５ｋＨｚ，回転数８０ｒｐｓ，出力トルクは３Ｎ・ｍ，出力電圧Ｖａｍｐの変化率０．７Ｖ／ｍｓである。制御の切り替えに際してモータの回転数は１ｒｐｓ未満であり、殆ど変動することなくスムーズに切り替えができている。
【0078】
尚、第３実施形態の駆動方式の切り替えでは、制御装置１１，４２，５１でそれぞれ使用する機能ブロックを入れ替えているが、実際にこれらの制御装置を構成する際にはマイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）のソフトウェアを用いたり、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等を用いることができる。したがって、機能ブロックの入れ替えは、リアルタイム制御でも柔軟に行うことが可能である。
【0079】
以上のように第３実施形態によれば、インバータ１及び２を駆動する信号の変調率が閾値に達するまでは、制御周期中に第２スイッチングパターンの出力に続いて第１スイッチングパターンを２回出力し、その後第２スイッチングパターンを再度出力する通常パルス制御を行う。そして、変調率が閾値に達すると同期パルス制御に切り替える。これにより、モータＭの運転状態に適した駆動方式を選択的に用いることができる。また、駆動方式を切り替える際に、制御に用いるパラメータの初期値を適切に設定することで、モータＭの回転速度に変動が生じることを抑制し、切り替えをスムーズに行うことができる。
【0080】
（その他の実施形態）
電流センサ７は、シャント抵抗でもＣＴでも良い。
交流電源は単相であっても良い。
スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限ることなく、その他ＩＧＢＴ，パワートランジスタ、ＳｉＣ，ＧａＮ等のワイドバンドギャップ半導体等を使用しても良い。
空気調和機に限ることなく、その他の製品等に適用しても良い。
電流センサ７は、シャント抵抗でもＣＴでも良い。
交流電源は単相であっても良い。
スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限ることなく、その他ＩＧＢＴ，パワートランジスタ、ＳｉＣ，ＧａＮ等のワイドバンドギャップ半導体等を使用しても良い。
空気調和機に限ることなく、その他の製品等に適用しても良い。
【0081】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【0082】
図面中、Ｍはオープン構造巻線モータ、１は１次側インバータ１，２は２次側インバータ、１１は制御装置、１８は空間電圧ベクトル変調部、３０は空気調和機を示す。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【図22】
【図23】
【図24】
【図25】
【図26】
【図27】
【図28】
【図29】
