特許 7468253 受信装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-04-08

(45)【発行日】2024-04-16

(54)【発明の名称】受信装置

(51)【国際特許分類】

   H04B 15/06 20060101AFI20240409BHJP

【ＦＩ】

H04B15/06

【請求項の数】 3

(21)【出願番号】P 2020143540

(22)【出願日】2020-08-27

(65)【公開番号】P2022038850

(43)【公開日】2022-03-10

【審査請求日】2023-03-31

(73)【特許権者】

【識別番号】308036402

【氏名又は名称】株式会社ＪＶＣケンウッド

(74)【代理人】

【識別番号】100105924

【弁理士】

【氏名又は名称】森下 賢樹

(72)【発明者】

【氏名】西▲辻▼ 啓行

(72)【発明者】

【氏名】久保島 涼

(72)【発明者】

【氏名】塩澤 秀章

【審査官】鴨川 学

(56)【参考文献】

【文献】特開２００５－２６０８６０（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００９－０７１３５９（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００６－２５３８１６（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１７－１３５５２５（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０４Ｂ １５／０６

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

基準発振器と、
前記基準発振器が発振する周波数を基準周波数としてＰＬＬ制御を実行する発振回路と、
前記発振回路におけるＰＬＬ制御により出力されるローカル信号により受信信号を直交検波する直交検波器と、
前記直交検波器により直交検波された受信信号の同相成分における高域成分を通過させる第１高域通過フィルタと、
前記直交検波器により直交検波された受信信号の直交成分における高域成分を通過させる第２高域通過フィルタとを備え、
前記基準発振器が発振する周波数には、前記発振回路のループフィルタの帯域内での変調がなされることを特徴とする受信装置。

【請求項2】

前記基準発振器に変調を実行させるための変調信号を前記基準発振器に出力する変調信号生成部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。

【請求項3】

前記第１高域通過フィルタから受け取った信号の帯域制限を行う第１帯域制限フィルタと、
前記第２高域通過フィルタから受け取った信号の帯域制限を行う第２帯域制限フィルタと、
前記第１帯域制限フィルタで帯域制限した信号と、前記第２帯域制限フィルタで帯域制限した信号を復調する復調器とを更に有し、
前記基準発振器の変調度は、受信信号の帯域が、前記第１高域通過フィルタ、前記第２高域通過フィルタ、前記第１帯域制限フィルタ、及び前記第２帯域制限フィルタの帯域内となるように設定されることを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、受信技術に関し、特に信号を受信する受信装置に関する。

【背景技術】

【0002】

一般的に、無線通信装置は、外部から送信された信号波をアンテナを介して受信し、受信したＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号をＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に周波数変換し、復調を行う受信回路と、周波数変換を行うためのローカル信号を出力する発振回路とを備える。発振回路は基準発振器を備え、基準発振器が発振する周波数を基準周波数としてＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）制御を行う。基準発振器は基準周波数の基準信号を出力する。通常、基準発振器は、基準周波数で発振するときにその高調波も発生してしまう。高調波が受信回路へ輻射され、高調波がＲＦ信号に干渉すると受信感度の抑圧を発生させる要因となる。特許文献１には、基準周波数を変更することにより、高調波の干渉による受信感度の抑圧を低減することが記載されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】特開２０１１－１４９６１号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

しかしながら、特許文献１に記載されているような無線通信装置では、受信周波数に応じて基準周波数を変更するかしないかを設定する必要がある。

【0005】

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、高調波の干渉による受信感度の抑圧を自動的に低減する技術を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0006】

上記課題を解決するために、本発明のある態様の受信装置は、基準発振器と、基準発振器が発振する周波数を基準周波数としてＰＬＬ制御を実行する発振回路と、発振回路におけるＰＬＬ制御により出力されるローカル信号により受信信号を直交検波する直交検波器と、直交検波器により直交検波された受信信号の同相成分における高域成分を通過させる第１高域通過フィルタと、直交検波器により直交検波された受信信号の直交成分における高域成分を通過させる第２高域通過フィルタとを備える。基準発振器が発振する周波数には、発振回路のループフィルタの帯域内での変調がなされる。

【0007】

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

【発明の効果】

【0008】

本発明によれば、高調波の干渉による受信感度の抑圧を自動的に低減できる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】実施例に係る受信装置の構成を示す図である。

【図2】受信信号のスペクトラムを示す図である。

【図3】基準発振器によるスプリアスのスペクトラムを示す図である。

【図4】受信信号と基準発振器によるスプリアスのスペクトラムを示す図である。

【図5】検波後の受信信号と基準発振器によるスプリアスのスペクトラムを示す図である。

【図6】検波後の受信信号と基準発振器によるスプリアスとＨＰＦの関係を示す図である。

【図7】図１の発振回路から出力されるローカル信号のスペクトラムを示す図である。

【図8】図１の直交検波器での検波後の受信信号と基準発振器によるスプリアスのスペクトラムを示す図である。

【図9】図１の直交検波器での検波後の受信信号と基準発振器によるスプリアスとＨＰＦとの関係を示す図である。

【図10】図１の発振回路から出力される別のローカル信号のスペクトラムを示す図である。

【図11】変形例に係る受信装置の構成を示す図である。

【図12】別の変形例に係る受信装置の構成を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0010】

本発明を具体的に説明する前に、まず概要を述べる。本実施例は、無線の信号を受信する受信装置に関する。受信装置は、例えば、ダイレクトコンバージョン型の直交検波を実行する。受信装置は、基準発振器における基準周波数をもとにＰＬＬ制御によってローカル信号を生成し、ミキサにおいてローカル信号により受信信号を直交検波する。その際、基準発振器から発生される高調波が受信信号に重畳される。高調波が受信信号に重畳されることによって、検波後において、基準発振器の高調波が受信信号と干渉するスプリアスは常にＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）となる。その結果、高調波の干渉による受信感度の抑圧が生じる。受信信号と干渉するスプリアスを低減するために、直交検波された受信信号の同相成分と直交成分がＨＰＦ（Ｈｉｇｈ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）処理される。しかしながら、ＨＰＦ処理により受信信号も低減されるので、受信歪みによる劣化が発生する。受信歪みの劣化により、受信音声の劣化、２ｔｏｎｅ／５ｔｏｎｅのようなシグナリングの復号失敗が発生しやすくなる。

【0011】

本実施例における受信装置は、基準発振器のコントロール電圧に低い周波数の周波数変調（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を実行することによって、周波数変調がなされたローカル信号がミキサに入力される。このようなローカル信号により直交検波を実行することによって、受信信号の同相成分と直交成分にも周波数変調がなされる。直交検波された受信信号の同相成分と直交成分をＨＰＦ処理して受信信号と干渉するスプリアスが低減されるが、受信信号の成分も残る。これより、スプリアスによる受信感度の抑圧が低減され、受信歪みによる劣化も低減される。

【0012】

図１は、受信装置１００の構成を示す。受信装置１００は、変調信号生成器１０、第１フィルタ１２、基準発振器１６、発振回路１８、アンテナ２０、第２フィルタ２２、ＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２４、第３フィルタ２６、ミキサ２８と総称される第１ミキサ２８ａ、第２ミキサ２８ｂ、可変増幅器３０と総称される第１可変増幅器３０ａ、第２可変増幅器３０ｂ、ＡＡＦ（Ａｎｔｉ－Ａｌｉａｓｉｎｇ Ｆｉｌｔｅｒ）３２と総称される第１ＡＡＦ３２ａ、第２ＡＡＦ３２ｂ、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）３４と総称される第１ＡＤＣ３４ａ、第２ＡＤＣ３４ｂ、ＨＰＦ（Ｈｉｇｈ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）３６と総称される第１ＨＰＦ３６ａ、第２ＨＰＦ３６ｂ、第４フィルタ３８、第５フィルタ４０、復調器４２を含む。発振回路１８は、ＰＬＬ５０、ループフィルタ５２、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ－Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）５４を含む。

【0013】

ここでは、（１）従来の受信装置と共通の構成、（２）従来の受信装置の課題、（３）本実施例における構成の順に説明する。
（１）従来の受信装置と共通の構成
アンテナ２０は、図示しない送信装置からのＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を受信する。ＲＦ信号は受信信号に相当する。ＲＦ信号には、例えば、ＦＭ変調がなされているが、これに限定されない。アンテナ２０は、受信したＲＦ信号を第２フィルタ２２へ出力する。第２フィルタ２２は、ＲＦ信号に含まれる雑音成分を低減する。第２フィルタ２２は、雑音成分を低減させたＲＦ信号（以下、これもまた「ＲＦ信号」という）をＬＮＡ２４へ出力する。

【0014】

ＬＮＡ２４は、第２フィルタ２２からのＲＦ信号を増幅する。ＬＮＡ２４は、増幅したＲＦ信号を第３フィルタ２６へ出力する。第３フィルタ２６は、増幅したＲＦ信号に含まれる雑音成分を低減する。第３フィルタ２６は、雑音成分を低減させ、かつ増幅したＲＦ信号（以下、これもまた「ＲＦ信号」という）を第１ミキサ２８ａと第２ミキサ２８ｂへ出力する。

【0015】

基準発振器１６は、基準となる周波数（以下、「基準周波数」という）を発振回路１８に出力する。発振回路１８は、基準発振器１６が発振する基準周波数をもとにＰＬＬ制御を実行する。ＰＬＬ制御は、ＰＬＬ５０、ループフィルタ５２、ＶＣＯ５４によりなされ、ローカル信号が第１ミキサ２８ａと第２ミキサ２８ｂに出力される。ここで、第２ミキサ２８ｂへ出力されるローカル信号の位相は、第１ミキサ２８ａへ出力されるローカル信号の位相から９０度位相シフトされている。

【0016】

第１ミキサ２８ａは、第３フィルタ２６からのＲＦ信号と発振回路１８からのローカル信号とを乗算することによって、Ｉ相のベースバンド信号（以下、「Ｉ信号」という）を生成する。Ｉ信号はＲＦ信号の同相成分である。第１ミキサ２８ａは、Ｉ信号を第１可変増幅器３０ａへ出力する。第２ミキサ２８ｂは、第３フィルタ２６からのＲＦ信号と発振回路１８からのローカル信号とを乗算することによって、Ｉ相ベースバンド信号とは直交したＱ相のベースバンド信号（以下、「Ｑ信号」という）を生成する。Ｑ信号はＲＦ信号の直交成分である。第２ミキサ２８ｂは、Ｑ信号を第２可変増幅器３０ｂへ出力する。第１ミキサ２８ａと第２ミキサ２８ｂは直交検波器に相当し、直交検波器はローカル信号によりＲＦ信号を直交検波する。

【0017】

第１可変増幅器３０ａは、Ｉ信号のレベルを調節する。第１可変増幅器３０ａは、レベルを調節したＩ信号（以下、これもまた「Ｉ信号」という）を第１ＡＡＦ３２ａへ出力する。第２可変増幅器３０ｂは、Ｑ信号のレベルを調節する。第２可変増幅器３０ｂは、レベルを調節したＱ信号（以下、これもまた「Ｑ信号」という）を第２ＡＡＦ３２ｂへ出力する。

【0018】

第１ＡＡＦ３２ａは、Ｉ信号の帯域制限を実行する。第１ＡＡＦ３２ａは、帯域制限を実行したＩ信号（以下、これもまた「Ｉ信号」という）を第１ＡＤＣ３４ａへ出力する。第２ＡＡＦ３２ｂは、Ｑ信号の帯域制限を実行する。第２ＡＡＦ３２ｂは、帯域制限を実行したＱ信号（以下、これもまた「Ｑ信号」という）を第２ＡＤＣ３４ｂへ出力する。

【0019】

第１ＡＤＣ３４ａは、第１ＡＡＦ３２ａからのＩ信号に対してアナログ／デジタル変換を実行する。第１ＡＤＣ３４ａは、デジタル信号に変換したＩ信号（以下、これもまた「Ｉ信号」という）を第１ＨＰＦ３６ａへ出力する。第２ＡＤＣ３４ｂは、第２ＡＡＦ３２ｂからのＱ信号に対してアナログ／デジタル変換を実行する。第２ＡＤＣ３４ｂは、デジタル信号に変換したＱ信号（以下、これもまた「Ｑ信号」という）を第２ＨＰＦ３６ｂへ出力する。第１ＡＤＣ３４ａ、第２ＡＤＣ３４ｂは、直交検波した信号を所定のタイミングでサンプリングするサンプリング部であるといえる。

【0020】

第１ＨＰＦ３６ａは、第１ＡＤＣ３４ａからのＩ信号のうちの高域成分を通過させるフィルタである。第１ＨＰＦ３６ａは、高域成分のＩ信号（以下、これもまた「Ｉ信号」という）を第４フィルタ３８へ出力する。第２ＨＰＦ３６ｂは、第２ＡＤＣ３４ｂからのＱ信号のうちの高域成分を通過させるフィルタである。第２ＨＰＦ３６ｂは、高域成分のＱ信号（以下、これもまた「Ｑ信号」という）を第５フィルタ４０へ出力する。

【0021】

第４フィルタ３８は、Ｉ信号の帯域制限を実行する。第４フィルタ３８は、帯域制限を実行したＩ信号（以下、これもまた「Ｉ信号」という）を復調器４２へ出力する。第５フィルタ４０は、Ｑ信号の帯域制限を実行する。第５フィルタ４０は、帯域制限を実行したＱ信号（以下、これもまた「Ｑ信号」という）を復調器４２へ出力する。

【0022】

復調器４２は、第４フィルタ３８からのＩ信号と第５フィルタ４０からのＱ信号に対して復調を実行し、復調した音声信号やデータを出力する。復調処理には公知の技術が使用されればよいので、ここでは説明を省略する。

【0023】

（２）従来の受信装置の課題
図２は、受信信号のスペクトラムを示す。これは、図１の第１ミキサ２８ａと第２ミキサ２８ｂに入力されるＲＦ信号に相当する。図示のごとく、受信信号は例えば無変調信号である。図３は、基準発振器によるスプリアスのスペクトラムを示す。これは、基準発振器１６から発振される高調波に相当する。ここでは、基準発振器によるスプリアスのいずれかの周波数が図２の受信信号の周波数と同一である場合を想定する。図４は、受信信号と基準発振器によるスプリアスのスペクトラムを示す。これは、受信信号に基準発振器によるスプリアスが重畳された信号であり、かつ図１の第１ミキサ２８ａと第２ミキサ２８ｂに入力される信号である。基準発振器によるスプリアスのいずれかと受信信号とが重なる。

【0024】

図５は、検波後の受信信号と基準発振器によるスプリアスのスペクトラムを示す。これは、図４の信号を直交検波した信号であり、前述のＩ信号とＱ信号である。直交検波の結果、基準発振器によるスプリアスのうち、受信信号と干渉する成分と受信信号とがＤＣ成分として出力される。基準発振器によるスプリアスによる干渉の影響を低減するために、図１の第１ＨＰＦ３６ａと第２ＨＰＦ３６ｂにおいて高域成分が抽出される。図６は、検波後の受信信号と基準発振器によるスプリアスとＨＰＦの関係を示す。これは、図５に加えてＨＰＦ３６の周波数特性を示す。第１ＨＰＦ３６ａと第２ＨＰＦ３６ｂによって基準発振器によるスプリアスのうち、受信信号と干渉する成分は除去される。しかしながら、受信信号も除去される。このように、受信信号が無変調である場合、受信信号はすべて除去されてしまうので、受信信号の受信が不可能になる。また、受信信号が変調波である場合にＤＣ成分をＨＰＦ３６で除去することによって、受信歪みが大きくなる。

【0025】

（３）本実施例における構成
図１の変調信号生成器１０は、基準発振器１６に変調を実行させるための変調信号を第１フィルタ１２経由で基準発振器１６に出力する。基準発振器１６のコントロール電圧端子には、第１フィルタ１２からの変調信号が入力され、変調信号により基準発振器１６が発振する周波数には周波数変調がなされる。ループフィルタ５２の帯域内の周波数の変調レートで周波数変調した場合、発振回路１８から出力されるローカル信号にも周波数変調がなされる。図７は、発振回路１８から出力されるローカル信号のスペクトラムを示す。図示のごとく、周波数変調されたローカル信号が示される。図１に戻る。

【0026】

第１ミキサ２８ａと第２ミキサ２８ｂは、周波数変調されたローカル信号によって受信信号と基準発振器によるスプリアスとを直交検波する。図８は、直交検波器での検波後の受信信号と基準発振器によるスプリアスのスペクトラムを示す。これは、図５と同様に示されるが、Ｉ信号とＱ信号が周波数変調されており、基準発振器によるスプリアスのうち、受信信号と干渉する成分はＤＣ成分となる。

【0027】

前述の説明と同様に、基準発振器によるスプリアスによる干渉の影響を低減するために、図１の第１ＨＰＦ３６ａと第２ＨＰＦ３６ｂにおいて高域成分が抽出される。図９は、直交検波器での検波後の受信信号と基準発振器によるスプリアスとＨＰＦとの関係を示す。第１ＨＰＦ３６ａと第２ＨＰＦ３６ｂによって受信信号と干渉するスプリアスは除去される。また、受信信号は、一部分除去されるが、残る部分も存在する。つまり、受信信号が無変調波であっても変調波であっても、受信信号に対して、ＨＰＦ３６により除去される部分が低減される。これにより、受信歪み劣化が低減される。

【0028】

ここで、基準発振器１６が発振する周波数を第１周波数と呼ぶ場合、ＲＦ信号の周波数は第２周波数と呼ばれる。基準発振器１６の変調度をｍ、発振回路１８の変調度をｎとした場合、以下の関係式が成り立つ。
ｎ＝ｍ×第２周波数／第１周波数
発振回路１８の変調度nを大きくした場合、受信信号の帯域も広がる。受信信号の帯域が第１ＨＰＦ３６ａ、第２ＨＰＦ３６ｂ、第４フィルタ３８、第５フィルタ４０の通過帯域よりも広がると、フィルタによって受信信号の一部が除去されて歪み劣化の原因になるので、基準発振器１６の変調度は適切な値を設定する。

【0029】

変調信号生成器１０から出力される変調信号には、ベッセル関数の搬送波レベルがゼロになる条件が適用されてもよい。そのときのローカル信号には、ベッセル関数の搬送波レベルがゼロになる条件の周波数変調がなされる。図１０は、発振回路１８から出力される別のローカル信号のスペクトラムを示す。このようなローカル信号により直交検波がなされることによって、Ｉ信号およびＱ信号のＤＣ成分が小さくなる。第１ＨＰＦ３６ａと第２ＨＰＦ３６ｂによってＤＣ成分を除去しても、受信信号に対する除去の影響が小さくなり、受信歪みの劣化がさらに低減される。

【0030】

この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされたプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。

【0031】

これまで、受信装置１００はダイレクトコンバージョンを実行しているが、ダイレクトコンバージョンに限定されない。図１１は、変形例に係る受信装置１００の構成を示す。受信装置１００は、Ｌｏｗ ＩＦ受信機の構成を有する。受信装置１００は、図１の構成に対して、発振器６０、ミキサ６２と総称される第１ミキサ６２ａ、第２ミキサ６２ｂをさらに含む。第１ミキサ２８ａと第２ミキサ２８ｂは、直交検波を実行することにより、Ｌｏｗ ＩＦのＩ信号とＱ信号とを生成する。第１ミキサ６２ａは、発振器６０からの発振信号をもとにＩ信号をＬｏｗ ＩＦからベースバンドに変換する。第２ミキサ６２ｂは、発振器６０からの発振信号をもとにＱ信号をＬｏｗ ＩＦからベースバンドに変換する。

【0032】

図１２は、別の変形例に係る受信装置の構成を示す。受信装置１００は、ヘテロダイン受信機の構成を有する。受信装置１００は、図１の構成に対して、ミキサ７０、ＭＣＦ７２、ＩＦアンプ７４、可変増幅器７６をさらに含み、発振回路１８と総称される第１発振回路１８ａ、第２発振回路１８ｂを含む。第１発振回路１８ａは第１ＰＬＬ５０ａ、第１ループフィルタ５２ａ、第１ＶＣＯ５４ａを含み、第２発振回路１８ｂは、第２ＰＬＬ５０ｂ、第２ループフィルタ５２ｂ、第２ＶＣＯ５４ｂを含む。第１ＰＬＬ５０ａ、第２ＰＬＬ５０ｂは、ＰＬＬ５０と総称され、第１ループフィルタ５２ａ、第２ループフィルタ５２ｂは、ループフィルタ５２と総称され、第１ＶＣＯ５４ａ、第２ＶＣＯ５４ｂは、ＶＣＯ５４と総称される。ヘテロダイン受信機として公知の技術が使用されればよいので、ここでは説明を省略する。

【0033】

本実施例によれば、直交検波された受信信号の同相成分および直交成分における高域成分を通過させることによって、基準発振器からの高調波成分が低減されるので、高調波の干渉による受信感度の抑圧を自動的に低減できる。また、基準周波数に周波数変調を実行するので、受信信号をローカル信号により周波数変調できる。また、受信信号がローカル信号により周波数変調されるので、Ｉ信号およびＱ信号をＨＰＦにより処理しても除去される成分を少なくできる。また、Ｉ信号およびＱ信号をＨＰＦにより処理しても除去される成分が少なくなるので、受信歪み劣化を低減できる。また、受信歪み劣化が低減されるので、２ｔｏｎｅ／５ｔｏｎｅなどの復号を実行できる。また、基準発振器に変調を実行させるための変調信号を基準発振器に出力するので、基準発振器における変調を実行できる。また、受信信号の帯域が第１ＨＰＦ３６ａ、第２ＨＰＦ３６ｂ、第４フィルタ３８、第５フィルタ４０の通過帯域内になるように、基準発振器にかける変調の変調度を設定するので、変調による影響を低減できる。

【0034】

以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

【符号の説明】

【0035】

１０ 変調信号生成器、 １２ 第１フィルタ、 １６ 基準発振器、 １８ 発振回路、 ２０ アンテナ、 ２２ 第２フィルタ、 ２４ ＬＮＡ、 ２６ 第３フィルタ、 ２８ ミキサ、 ３０ 可変増幅器、 ３２ ＡＡＦ、 ３４ ＡＤＣ、 ３６ ＨＰＦ、 ３８ 第４フィルタ、 ４０ 第５フィルタ、 ４２ 復調器、 ５０ ＰＬＬ、 ５２ ループフィルタ、 ５４ ＶＣＯ、 ６０ 発振器、 ６２，７０ ミキサ、 ７２ ＭＣＦ、 ７４ ＩＦアンプ、 ７６ 可変増幅器、 １００ 受信装置。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】