特許 7476597 電力変換システム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-04-22

(45)【発行日】2024-05-01

(54)【発明の名称】電力変換システム

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20240423BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 E

【請求項の数】 6

(21)【出願番号】P 2020052421

(22)【出願日】2020-03-24

(65)【公開番号】P2021153351

(43)【公開日】2021-09-30

【審査請求日】2023-02-16

(73)【特許権者】

【識別番号】000004260

【氏名又は名称】株式会社デンソー

(74)【代理人】

【識別番号】100093779

【弁理士】

【氏名又は名称】服部 雅紀

(72)【発明者】

【氏名】蛭間 淳之

(72)【発明者】

【氏名】久保 祐輝

【審査官】宮本 秀一

(56)【参考文献】

【文献】特開２００２－０９５２５６（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００２－２７２１１３（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１５－１９２５７８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開平０９－０３７５５９（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｊ３／００－５／００

Ｈ０２Ｍ３／００－３／４４

Ｈ０２Ｍ７／４２－７／９８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電源（１１）に直流配電線（１２）を介して接続され、入力された直流電力を変換して負荷（８０、８０２）に供給する電力変換回路（７２）、及び、前記電力変換回路の動作を制御する電力変換制御部（７５、７５４）を備える電力変換器（７０）と、
前記直流配電線と前記電力変換器との間に配置され、前記直流電源から印加される直流電圧（Ｖｂ）を安定化する電源安定化装置（２０、２０４）と、
を含む電力変換システムであって、
前記電源安定化装置は、
トランスコア（３３）、前記直流配電線と前記電力変換器との間に直列接続された一次巻線（３１）、及び、前記トランスコアを介して前記一次巻線と磁気結合する二次巻線（３２）を含むカレントトランス（３０）と、
前記電力変換器に入力される直流電圧（Ｖｉｎｖ）の変動成分を補償しつつ、前記一次巻線に流れる一次電流（Ｉａｕｘ）の直流電流成分による前記カレントトランスの直流偏磁を抑制するように、前記カレントトランスの電流制御を行う制御電源（５０）と、
を備え、
前記制御電源は、
前記電力変換制御部が前記負荷への通電に係る制御演算に用いる制御情報から演算された電流情報又は電圧情報を取得し、前記電源安定化装置の制御情報として用いる電力変換システム。

【請求項2】

前記電源安定化装置は、前記電力変換器と同一の筐体（９００）に収容されている請求項１に記載の電力変換システム。

【請求項3】

前記電力変換器の負荷は、表面磁石型のモータであり、
前記電力変換制御部または前記制御電源は、前記モータに通電されるｑ軸電流（Ｉｑ）に係数を乗じて前記一次電流の推定値（Ｉａｕｘ＿ｅｓｔ）を演算し、
前記制御電源は、前記一次電流の推定値を用いて前記カレントトランスの電流制御を行う請求項１または２に記載の電力変換システム。

【請求項4】

前記電力変換制御部または前記制御電源は、前記負荷に通電される電圧及び電流から前記電力変換器の電力（Ｐ）を算出し、前記電力変換器の電力を前記電力変換器に入力される直流電圧で除して前記一次電流の推定値（Ｉａｕｘ＿ｅｓｔ）を演算し、
前記制御電源は、前記一次電流の推定値を用いて前記カレントトランスの電流制御を行う請求項１または２に記載の電力変換システム。

【請求項5】

前記電源安定化装置（２０４）は、前記電力変換制御部（７５４）から取得した周波数情報に基づき、前記制御電源の制御遅れを補償する位相補償演算をさらに行う請求項１～４のいずれか一項に記載の電力変換システム。

【請求項6】

前記制御電源は、
前記電力変換器に入力される直流電圧のリップル電圧（Ｖｉｎｖ_ａｃ）を相殺するための電圧制御項（Ｖ^*＿ｖ）、及び、前記一次巻線に流れる一次電流（Ｉａｕｘ）のうち前記一次巻線に直流起磁力を発生させる直流電流成分を相殺するように前記二次巻線に相殺電流（Ｉｃｔ）を注入するための電流制御項（Ｖ^*＿ｉ）を演算し、
前記電圧制御項と前記電流制御項とを加算して得られた電圧指令値（Ｖｏｕｔ^*）に基づいて出力電圧生成回路（５２）を動作させることで、前記二次巻線に出力電圧（Ｖｏｕｔ）を印加する請求項１～５のいずれか一項に記載の電力変換システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換器と電源安定化装置とを含む電力変換システムに関する。

【背景技術】

【0002】

従来、電源と負荷との間に設けられ、電源の直流電圧のリップル成分を補償し、直流電圧を安定化させる装置が知られている。例えば特許文献１に開示された直流リアクトル装置は、直流リアクトル主巻線と、直流リアクトル鉄心を介して直流リアクトル主巻線と磁気的に結合する直流リアクトル補助巻線と、電圧源と、制御手段と、を備える。

【0003】

直流リアクトル主巻線は、交流電源を整流する整流回路と負荷側の平滑コンデンサとの間に接続されている。電圧源は、直流リアクトル補助巻線に接続され任意の電圧波形を発生する。制御手段は、直流リアクトルの磁気飽和を抑制するとともに直流リップルを補償するように電圧源を制御する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【文献】特開２００２－２７２１１３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

ここで、多相インバータやＤＣ－ＤＣコンバータ等の電力変換器に直流電圧を供給する電力変換システムを想定する。電力変換器の入力部において、特許文献１の技術のように３相交流電源をダイオード整流すると、直流電圧リップルが大きくなる。そこで、リップルを平滑し直流電圧を安定化するため、直流リアクトルと平滑コンデンサとからなるＬＣフィルタを用いることが多い。

【0006】

また、３相交流をダイオード整流する構成に限らず、直流電源に直流配電線を介して電力変換器が接続されたシステム構成において、電力変換器のスイッチング動作により高調波電流が発生する。この高調波電流が直流電源側のインダクタンス成分とキャパシタンス成分による共振現象を起こし直流電源が不安定になる場合がある。そのため、直流電源から印加される直流電圧を安定化する電源安定化装置を設けることが求められる。

【0007】

特許文献１の従来技術では、磁気飽和を抑制する制御を行うため、電流センサ（「直流一次巻線電流検出回路」）によりリップルを含む直流一次電流を検出して直流リアクトル装置の電圧源を制御していた。しかしながら、負荷の全電流が流れる直流一次電流の検出には、大電流を検出可能な大型の電流センサが必要となり、装置の大型化や重量増加を招くこととなる。また、一次電流の電流センサに限らず、電力変換器に入力される直流電圧の変動抑制のための電圧センサを電源安定化装置に設ける場合にも同様に、部品点数の増加や装置の大型化の問題が生じる。

【0008】

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、電源安定化装置用のセンサを減らし、部品低減及び装置の小型化を実現する電力変換システムを提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0009】

本発明の電力変換システムは、電力変換器（７０）と電源安定化装置（２０、２０４）とを含む。電力変換器は、直流電源（１１）に直流配電線（１２）を介して接続され、入力された直流電力を変換して負荷（８０、８０２）に供給する電力変換回路（７２）、及び、電力変換回路の動作を制御する電力変換制御部（７５、７５４）を備える。電源安定化装置は、直流配電線と電力変換器との間に配置され、直流電源から印加される直流電圧（Ｖｂ）を安定化する。

【0010】

電源安定化装置は、カレントトランス（３０）と、制御電源（５０）とを備える。カレントトランスは、トランスコア（３３）、直流配電線と電力変換器との間に直列接続された一次巻線（３１）、及び、トランスコアを介して一次巻線と磁気結合する二次巻線（３２）を含む。

【0011】

制御電源は、電力変換器に入力される直流電圧（Ｖｉｎｖ）の変動成分を補償しつつ、一次巻線に流れる一次電流（Ｉａｕｘ）の直流電流成分によるカレントトランスの直流偏磁を抑制するように、カレントトランスの電流制御を行う。制御電源は、「電力変換制御部が負荷への通電に係る制御演算に用いる制御情報」から演算された電流情報又は電圧情報を取得し、電源安定化装置の制御情報として用いる。

【0012】

例えば電力変換器から負荷に通電される電圧及び電流から算出された電力値を、電力変換器に入力される直流電圧で除することで、一次電流の推定値が算出される。この一次電流推定値を制御電源が取得することで、一次電流を検出する大電流用の電流センサを電源安定化装置に設ける必要が無くなる。したがって、電源安定化装置の部品を低減し、小型化することができる。

【0013】

また、本発明の電力変換システムにおいて、電源安定化装置は、電力変換器と同一の筐体（９００）に収容されていることが好ましい。電力変換器と電源安定化装置とを一体に構成することで、信号伝送に係るワイヤハーネスやコネクタを廃止し、部品低減及び小型化をより実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】第１、第３実施形態による電力変換システムの全体構成図。

【図2】制御電源の構成例の図。

【図3】安定化制御回路の制御ブロック図。

【図4】第１実施形態による一次電流推定演算の構成を示す制御ブロック図。

【図5】第２実施形態による電力変換システムの全体構成図。

【図6】第２実施形態による一次電流推定演算の構成を示す制御ブロック図。

【図7】第３実施形態による一次電流推定演算の構成を示す制御ブロック図。

【図8】第４実施形態による電力変換システムの全体構成図。

【図9】第４実施形態において電力変換制御部の周波数情報を電源安定化装置の位相補償演算に用いる構成を示す制御ブロック図。

【図10】位相補償演算部の制御ブロック図。

【図11】電力変換システムにおける背景技術を説明する図。

【発明を実施するための形態】

【0015】

以下、本発明による電力変換システムの複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態で実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。第１～第４実施形態を包括して「本実施形態」という。第１実施形態の図１に示すように、電力変換システム９０は、直流配電系統における電力変換器７０及び電源安定化装置２０を含む。

【0016】

電力変換器７０は、直流電源１１に直流配電線１２を介して接続され、入力された直流電力を変換して負荷に供給する電力変換回路７２、及び、電力変換回路７２の動作を制御する電力変換制御部７５を備える。本実施形態では、「電力変換回路」は３相インバータ回路７２であり、「負荷」は３相モータ８０である。電源安定化装置２０は、直流配電線１２と電力変換器７０との間に直列に配置され、直流電源１１から印加される直流電圧Ｖｂを安定化する。電源安定化装置２０を直列配置とする構成では、電源安定化装置２０による直流電源１１の分担電圧が少なくて済み、装置容量を低減可能である。

【0017】

（背景技術）
本実施形態の説明に先立ち、図１１を参照して背景技術を説明する。一般の電力変換システム９９は、直流電源１１、直流配電線１２、及び、一つ又は複数の電力変換器７０で構成される。図１１に例示する電力変換器７０は、インバータ回路７２により直流電力を３相交流電力に変換し、３相モータ８０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相巻線８１、８２、８３に通電する。以下、電力変換器７０のインバータ回路７２に入力される直流電圧を「インバータ入力電圧Ｖｉｎｖ」と記す。電力変換器７０は、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖを平滑化するため、入力側に平滑コンデンサ７１Ｃを内蔵することが多い。

【0018】

また、電力変換器によってはインダクタンス成分Ｌ及び抵抗成分Ｒを有するリアクトル７１Ｌが追加され、ＬＣフィルタ７１０が構成される。一方、直流配電線１２は配線インダクタンスＬ及び配線抵抗Ｒを有する。こうして、平滑コンデンサ７１ＣのＣ成分と配線１２やリアクトル７１ＬのＬ成分でＬＣ共振回路が形成される。

【0019】

電力変換器７０においてパワー素子のスイッチング動作に伴って高調波電流が発生すると、これが加振源となりＬＣ共振を引き起こす場合がある。或いは、電力変換器が定電力制御されると負性抵抗特性となり、負荷変動等をきっかけに共振が励起されるおそれがある。共振現象が起きると直流配電線１２のインピーダンス降下で直流電圧Ｖｂが大きく変動したり、過大な共振電流が流れ、過電圧や過電流を引き起こしたりする。複数の電力変換器７０が直流配電線１２に接続された場合、さらに高次の複雑なＬＣ共振特性となる。そこで、電源安定化装置により直流電圧Ｖｂの変動を抑制し、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖを安定化することが求められる。

【0020】

直流電源安定化に関する従来文献として特許文献１（特開２００２－２７２１１３号公報）には、「電源安定化装置」に相当する直流リアクトル装置が開示されている。例えば特許文献１の図４に記載の直流リアクトル装置では、一次巻線電流Ｉｄｃ１（１９）及び二次巻線電流Ｉｄｃ２（２０）を検出し、一次巻線電流Ｉｄｃ１の直流成分を二次巻線電流Ｉｄｃ２に重畳してリアクトルの直流偏磁を相殺するように制御する。しかしながら、負荷の全電流が流れる一次巻線電流Ｉｄｃ１の検出には、大電流を検出可能な大型の電流センサが必要となり、装置の大型化や重量増加を招くという問題があった。

【0021】

そこで本実施形態では、電力変換器７０において「モータ８０への通電に係る制御演算に用いる制御情報から演算された電流情報又は電圧情報」を、電源安定化装置の制御情報として用いるシステム構成を提供する。本実施形態では、一次巻線に流れる一次電流を推定演算により求めることで、大電流用の電流センサを電源安定化装置に設ける必要が無くなる。続いて、各実施形態の詳細な構成について説明する。

【0022】

（第１実施形態）
図１～図４を参照し、各実施形態に共通する構成、及び、第１実施形態による一次電流推定演算の構成について説明する。図１に電力変換システム９０の全体構成を示す。上述の通り、電力変換システム９０は電源安定化装置２０及び電力変換器７０を含む。電源安定化装置２０には直流配電線１２を介して直流電源１１から直流電圧Ｖｂが印加される。電力変換器７０のインバータ回路７２にはインバータ入力電圧Ｖｉｎｖが印加される。

【0023】

電源安定化装置２０は、カレントトランス３０及び制御電源５０を備える。カレントトランス３０は、トランスコア３３、一次巻線３１及び二次巻線３２を含む。一次巻線３１は、直流配電線１２と電力変換器７０との間に直列接続されている。二次巻線３２は、制御電源５０に接続されており、トランスコア３３を介して一次巻線３１と磁気結合する。なお、ここでは説明を簡単にするため、カレントトランス３０の巻数比は１：１とする。巻数比が１：ｎの場合、その巻数比に応じて電圧、電流を換算すればよい。

【0024】

直流電源１１から電力変換器７０への経路である一次巻線３１には、直流電流成分とリップル電流成分との両方を含んだ一次電流Ｉａｕｘが流れる。一次電流Ｉａｕｘの直流電流成分はトランスコア３３を直流偏磁させ、電源安定化制御ができなくなる。また、トランスコア３３の磁束密度が増加し、必要な寸法が大きくなる。

【0025】

制御電源５０は、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖの変動成分を補償しつつ、一次電流Ｉａｕｘの直流電流成分によるカレントトランス３０の直流偏磁を抑制するように、カレントトランス３０の電流制御を行う。一次電流Ｉａｕｘの直流電流成分を相殺し、カレントトランス３０の直流偏磁を抑制するために制御電源５０の出力電圧Ｖｏｕｔによって二次巻線３２に注入される電流を相殺電流Ｉｃｔという。制御電源５０の詳細な制御構成は、図２、図３を参照して後述する。

【0026】

電力変換器７０は、インバータ回路７２、平滑コンデンサ７１Ｃ、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖを検出する電圧センサ７３、相電流Ｉｕ、Ｉｖを検出する電流センサ７４、及び電力変換制御部７５等を備える。電圧センサ７３が検出したインバータ入力電圧Ｖｉｎｖ、電流センサ７４が検出した相電流Ｉｕ、Ｉｖ、及び、モータ８０に設けられた回転角度センサ８５が検出したロータ回転角度θは、電力変換制御部７５に入力される。

【0027】

相電流の検出構成に関し、図１の例では、Ｕ相巻線８１及びＶ相巻線８２に設けた２つの電流センサ７４で２相（Ｕ相及びＶ相）の電流Ｉｕ、Ｉｖを検出し、他の１相（Ｗ相）の電流Ｉｗをキルヒホッフの法則（すなわち３相電流和＝０）により算出する。その他の構成として、３相全ての電流を検出してもよい。或いは、インバータ回路７２の各相下アーム素子と低電位側線との間にシャント抵抗を配置し、３シャント方式で電流検出してもよい。また、全相を一括したバスラインにシャント抵抗を配置し、１シャント方式で相電流を検出してもよい。

【0028】

電力変換制御部７５は、入力情報に基づく電流フィードバック制御等の制御演算により、インバータ回路７２を動作させるゲート信号を生成する。また、電力変換制御部７５は、「モータ８０への通電に係る制御演算に用いる制御情報」から「電流情報」である一次電流推定値Ｉａｕｘ＿ｅｓｔを演算し、「電圧情報」であるインバータ入力電圧Ｖｉｎｖと共に電源安定化装置２０の制御電源５０に伝送する。電力変換制御部７５の詳細な制御構成は、図４を参照して後述する。

【0029】

加えて本実施形態では、電源安定化装置２０と電力変換器７０とは、太い一点鎖線で示すように、同一の筐体９００に収容されている。仮に電源安定化装置２０と電力変換器７０とが別の筐体に収容される場合、一次電流推定値Ｉａｕｘ＿ｅｓｔ等の信号を電力変換制御部７５から制御電源５０に伝送するためのワイヤハーネスやコネクタが必要になる。

【0030】

そこで、電源安定化装置２０と電力変換器７０とを同一の筐体に収容し一体に構成することで、信号伝送に係るワイヤハーネスやコネクタを廃止し、部品低減及び小型化をより実現することができる。さらに同一筐体内において制御電源５０及び電力変換制御部７５を同一基板に実装したり、マイコンや電源回路を共用したりすることで、より一体化を進め、大幅な小型化が実現可能となる。

【0031】

次に図２、図３を参照し、電源安定化装置２０の制御電源５０、及びカレントトランス３０の二次巻線３２部分の構成について説明する。制御電源５０は、動作電源５１、出力電圧生成回路５２、及び、安定化制御回路６０を含む。動作電源５１は、図２に示すように専用の直流電源で構成されてもよい。或いは、直流配電線１２から分岐された配電線に接続されることで、直流電源１１の直流電圧Ｖｂが利用されてもよい。

【0032】

出力電圧生成回路５２は、安定化制御回路６０からの指令に従って動作し、二次巻線３２に印加される出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。出力電圧生成回路５２は、高速にＰＷＭ制御された単相インバータ回路等で構成され、必要に応じてＬＣフィルタが追加される。単相インバータ回路の複数のスイッチング素子がＰＷＭ制御により高速スイッチング動作することで、動作電源５１の電源電圧Ｅｓｔｂを変換して出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。

【0033】

安定化制御回路６０は、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖ、動作電源５１の電源電圧Ｅｓｔｂ、相殺電流Ｉｃｔ及び一次電流Ｉａｕｘに基づき、出力電圧生成回路５２をＰＷＭ制御するためのデューティ比Ｄを演算する。図３に安定化制御回路６０の演算構成を示す。安定化制御回路６０は、電圧制御ブロック６１、電流制御ブロック６２、加算器６３及び除算器６４を含む。

【0034】

電圧制御ブロック６１は直流電圧リップルを相殺する出力電圧Ｖｏｕｔを発生させるための電圧制御項Ｖ^*＿ｖを演算する。図３に示すフィードバック制御構成の電圧制御ブロック６１は、ハイパスフィルタ（図中及び以下「ＨＰＦ」）６１１及びゲイン乗算器６１３を含む。ＨＰＦ６１１は、リップル電圧を含んだインバータ入力電圧Ｖｉｎｖ中の直流成分をカットし、リップル電圧成分Ｖｉｎｖ＿ａｃを抽出する。

【0035】

ゲイン乗算器６１３は、リップル電圧成分Ｖｉｎｖ＿ａｃにゲインＫｐｖを乗じて電圧制御項Ｖ^*＿ｖとして演算する。

【0036】

電流制御ブロック６２はカレントトランス３０の直流電流成分を制御し直流偏磁を抑制するための電流制御項Ｖ^*＿ｉを演算する。図３に示す電流制御ブロック６２は、ローパスフィルタ（図中及び以下「ＬＰＦ」）６２１、６２４、偏差算出器６２２、及び電流制御器６２３を含む。ＬＰＦ６２１には一次電流Ｉａｕｘが入力される。ＬＰＦ６２４には相殺電流Ｉｃｔが入力される。本実施形態では、一次電流Ｉａｕｘは電流センサの検出値でなく、電力変換制御部７５の制御情報から演算された一次電流推定値Ｉａｕｘ＿ｅｓｔが用いられる。

【0037】

ＬＰＦ６２１は、一次電流Ｉａｕｘ中の直流電流成分以外をカットし、直流電流成分Ｉｃｔ^*を出力する。ＬＰＦ６２４は、相殺電流Ｉｃｔ中の直流電流成分以外をカットし、直流電流成分Ｉｃｔ_ｄｃを出力する。偏差算出器６２２は、一次電流の直流電流成分Ｉｃｔ^*と、実際に検出された相殺電流の直流電流成分Ｉｃｔ＿ｄｃとの電流偏差を算出する。電流制御器６２３は、電流偏差に比例制御のゲインＫｐｉを乗じて電流制御項Ｖ^*＿ｉを演算する。ゲインＫｐｉには、電流次元の値を電圧次元に変換する抵抗次元の係数が含まれる。或いは、比例制御に積分制御を加えた比例積分制御により電流制御項Ｖ^*＿ｉが演算されてもよい。なお、積分制御ブロックの図示を省略する。

【0038】

加算器６３は、電圧制御項Ｖ^*＿ｖと電流制御項Ｖ^*＿ｉとを加算し、出力電圧生成回路５２の電圧指令値Ｖｏｕｔ^*を算出する。除算器６４は、電圧指令値Ｖｏｕｔ^*を動作電源５１の電源電圧Ｅｓｔｂで除算することで出力電圧生成回路５２のデューティ比Ｄを演算する。出力電圧生成回路５２がデューティ比Ｄに基づくＰＷＭ制御により動作すると、出力電圧Ｖｏｕｔがカレントトランス３０の二次巻線３２に印加される。

【0039】

電圧指令値Ｖｏｕｔ^*の電圧制御項Ｖ^*＿ｖが出力電圧Ｖｏｕｔに反映されることで、一次巻線３１においてインバータ入力電圧Ｖｉｎｖに含まれるリップル電圧に相当する出力電圧Ｖｏｕｔが発生し、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖの変動成分が補償される。

【0040】

さらに電圧指令値Ｖｏｕｔ^*の電流制御項Ｖ^*＿ｉが出力電圧Ｖｏｕｔに反映されることで、二次巻線３２に相殺電流Ｉｃｔを重畳させる磁束成分が供給される。したがって、二次巻線３２に流れる相殺電流Ｉｃｔにより、カレントトランス３０の一次巻線３１に発生する直流磁束成分が相殺される。

【0041】

このように電源安定化装置２０の制御電源５０は、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖの変動成分を補償しつつ、一次電流Ｉａｕｘの直流電流成分によるカレントトランス３０の直流偏磁を抑制するように、カレントトランス３０の電流制御を行う。これにより、直流電圧Ｖｂが安定化される。また、カレントトランス３０の直流偏磁が抑制され、カレントトランス３０の小型化が可能となる。

【0042】

ここで、仮に電流制御ブロック６２の制御応答が電圧制御ブロック６１の制御応答よりも早いと、カレントトランス３０内の磁束が常にゼロに制御されるため、出力電圧Ｖｏｕｔを適切に発生させることできなくなる。すなわち、リップル電圧相殺と直流磁束制御との制御干渉が生じる。そこで、電圧制御ブロック６１の制御応答が電流制御ブロック６２の制御応答より早くなるように構成されることで、制御干渉が防止される。

【0043】

以上のように、制御電源５０の制御演算には一次電流Ｉａｕｘ及び相殺電流Ｉｃｔの情報が必要であり、それらを検出する場合、電流センサが必要となる。特に一次巻線３１は電力変換器７０の大電力の電流が流れるため、一般に巻数が少なく設計される。そのため、一次巻線３１は線径が太くなり、電流センサのコアも大きくなる。したがって、電源安定化装置２０が大型化するという課題が生じる。

【0044】

そこで制御電源５０は、電力変換制御部７５の制御情報から演算された電流情報である一次電流推定値Ｉａｕｘ＿ｅｓｔを取得してカレントトランス３０の電流制御を行う。これにより、電源安定化装置２０に一次電流Ｉａｕｘを検出する電流センサが不要となる。また、制御電源５０は、電力変換制御部７５の制御情報から演算された電圧情報であるインバータ入力電圧Ｖｉｎｖを取得してカレントトランス３０の電流制御を行う。これにより、電源安定化装置２０にインバータ入力電圧Ｖｉｎｖを検出する電圧センサが不要となる。なお、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖについては、電圧センサ７３の検出値がそのまま伝送されたとしても、例えば「インバータ入力電圧Ｖｉｎｖを１倍する」という演算がされた電圧情報であると解釈する。

【0045】

次に図４を参照し、電力変換制御部７５の一般構成、及び、第１実施形態の一次電流推定部７７１による一次電流推定値Ｉａｕｘ＿ｅｓｔの演算構成について説明する。電力変換制御部７５は、ベクトル制御による電流フィードバック制御、且つＰＷＭ制御によってインバータ回路７２の出力を制御し、モータ８０を駆動する。つまり電力変換制御部７５は、相電流センサ７４によって検出されたモータ８０の相電流を回転座標系のｄｑ軸電流に座標変換し、ｄｑ軸電流指令値との偏差を０に近づけるように電圧指令値を演算する。そして電力変換制御部７５は、ＰＷＭ制御により電圧指令値からゲート信号を生成し、インバータ回路７２のスイッチング素子を動作させる。

【0046】

詳しくは、電力変換制御部７５は、電流指令部７６１、座標変換部７６２、電流制御器７６３、座標変換部７６４、キャリア周波数設定部７６５、ゲートドライブ部７６６等を含む。電流指令部７６１は、外部の上位制御回路等からの指令に基づき、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算する。座標変換部７６２は、ロータ回転角度θを用いて相電流Ｉｕ、Ｉｖを、励磁電流であるｄ軸電流Ｉｄ、及び、トルク電流であるｑ軸電流Ｉｑに変換する。電流制御器７６３は、検出電流Ｉｄ、Ｉｑと電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*との偏差を０に近づけるように、ＰＩ演算等によりｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を演算する。

【0047】

座標変換部７６４は、ロータ回転角度θを用いてｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を３相電流指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に変換する。キャリア周波数設定部７６５は、ＰＷＭ制御のキャリア周波数ｆｃを設定する。キャリア周波数ｆｃは、例えばロータ回転速度に依らず一定でもよいし、ロータ回転速度に応じて可変に設定されてもよい。ゲートドライブ部７６６は、３相電流指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*から算出された各相のデューティ比をキャリアと比較し、インバータ回路７２のゲート信号を生成する。

【0048】

さらに第１実施形態の一次電流推定部７７１は、ｄｑ軸の検出電流Ｉｄ、Ｉｑ、及び、電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*から、式（１）により、電力変換器７０の電力Ｐを算出する。ここで、電流制御の応答が十分早ければ、検出電流Ｉｄ、Ｉｑに代えて電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を用いてもよい。
Ｐ＝Ｖｄ^*×Ｉｄ＋Ｖｑ^*＋Ｉｑ ・・・（１）

【0049】

次に一次電流推定部７７１は、得られた電力変換器７０の電力Ｐをインバータ入力電圧Ｖｉｎｖで除することで、電力変換器７０に流れ込む一次電流の推定値Ｉａｕｘ＿ｅｓｔを演算する。
Ｉａｕｘ＿ｅｓｔ＝Ｐ／Ｖｉｎｖ ・・・（２）

【0050】

一次電流推定値Ｉａｕｘ＿ｅｓｔは、電力変換制御部７５から制御電源５０に出力される。ここで、式（２）の演算結果は瞬時値であり、且つ、電力変換器７０のスイッチング素子の損失を含んでいない。そのため、一次電流Ｉａｕｘとして使用するにあたり、ＬＰＦ処理してリップル電流成分を除去したり、ゲインを乗じてスイッチング素子の損失補正を行ったりしてもよい。また、一次電流推定値Ｉａｕｘ＿ｅｓｔに加え、電圧センサ７３で検出されたインバータ入力電圧Ｖｉｎｖが制御電源５０に出力される。

【0051】

（第１実施形態の効果）
［１］電力変換システム９０において、電源安定化装置２０の制御電源５０は、「電力変換制御部７５がモータ８０への通電に係る制御演算に用いる制御情報」から演算された電流情報又は電圧情報を取得し、電源安定化装置２０の制御情報として用いる。具体的に制御電源５０は、一次電流推定値Ｉａｕｘ＿ｅｓｔ及びインバータ入力電圧Ｖｉｎｖを取得する。これにより、一次電流Ｉａｕｘを検出する大電流用の電流センサやインバータ入力電圧Ｖｉｎｖ検出用の電圧センサを電源安定化装置２０に設ける必要が無くなる。したがって、電源安定化装置２０の部品を低減し、小型化することができる。

【0052】

［２］電源安定化装置２０は、電力変換器７０と同一の筐体９００に収容されている。これにより、電力変換制御部７５から制御電源５０への信号伝送に係るワイヤハーネスやコネクタを廃止し、部品低減及び小型化をより実現することができる。

【0053】

［３］制御電源５０の安定化制御回路６０は、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖのリップル電圧Ｖｉｎｖ＿ａｃを相殺するための電圧制御項Ｖ^*＿ｖ、及び、一次電流Ｉａｕｘのうち一次巻線３１に直流起磁力を発生させる直流電流成分を相殺するように二次巻線３２に相殺電流Ｉｃｔを注入するための電流制御項Ｖ^*＿ｉを演算する。そして安定化制御回路６０は、電圧制御項Ｖ^*＿ｖと電流制御項Ｖ^*＿ｉとを加算して得られた電圧指令値Ｖｏｕｔ^*に基づいて出力電圧生成回路５２を動作させることで、二次巻線３２に出力電圧Ｖｏｕｔを印加する。これにより制御電源５０は、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖの変動成分を補償しつつ、カレントトランス３０の直流偏磁を抑制することができる。

【0054】

（第２実施形態）
次に図５、６を参照し、第２実施形態について説明する。図５に示すように、第２実施形態では電力変換器７０が駆動するモータがＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）、すなわち表面磁石型のモータ８０２である。その他、図５は図１と同じである。ＳＰＭモータでは基本的にｄ軸電流Ｉｄが「Ｉｄ＝０」に制御される。そのため、図６に示すように、一次電流推定部７７２はトルク電流であるｑ軸電流Ｉｑのみを取得し、式（３）により、ｑ軸電流Ｉｑに係数ｋを乗じて一次電流推定値Ｉａｕｘ＿ｅｓｔを演算する。
Ｉａｕｘ＿ｅｓｔ＝ｋ×Ｉｑ ・・・（３）

【0055】

第１実施形態と同様に、制御電源５０は、電力変換制御部７５から伝送された一次電流推定値Ｉａｕｘ＿ｅｓｔを用いてカレントトランス３０の電流制御を行う。第２実施形態では、電力変換器７０が駆動するモータをＳＰＭモータに限定することで、一次電流推定演算における電力Ｐの演算が不要となり、演算を簡素化することができる。

【0056】

（第３実施形態）
次に図７を参照し、第３実施形態について説明する。電力変換システム９０の全体構成は第１実施形態の図１と同じである。一次電流推定部７７３は、モータ８０の各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと各相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*とに基づいて、式（４）により、３相電力Ｐを算出する。なお、電流センサ７４で２相の電流を検出する場合、他の１相の電流は、キルヒホッフの法則により算出される。例えばＷ相電流Ｉｗは、Ｕ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖから、「Ｉｗ＝－Ｉｕ－Ｉｖ」で求められる。
Ｐ＝Ｖｕ^*×Ｉｕ＋Ｖｖ^*×Ｉｖ＋Ｖｗ^*×Ｉｗ ・・・（４）

【0057】

各相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に代えて、直接相電圧を検出しＬＰＦで処理した電圧値が用いられてもよい。その後、第１実施形態と同様に、式（２）により電力Ｐをインバータ入力電圧Ｖｉｎｖで除して一次電流推定値Ｉａｕｘ＿ｅｓｔが演算される。なお、図７の電力変換制御部７５は、第１実施形態と同様に座標変換部７６２、７６４を有しベクトル制御を行うものであるが、第３実施形態の一次電流推定は、座標変換によるベクトル制御を行わない電力変換制御部にも適用可能である。

【0058】

（第４実施形態）
次に図８～図１０を参照し、第４実施形態について説明する。電源安定化装置２０は、電力変換器７０が発生する高い周波数の電圧を補償するため、制御電源５０の絶縁回路や駆動素子の遅れ時間、マイコンの演算時間等が無駄時間となり、制御性能を悪化させる。制御性能を改善するためにはこれらの無駄時間分だけ指令値Ｖｉｎｖを進み補償する必要がある。しかし、電力変換器７０によって発生する電圧は、複数の周波数スペクトルが含まれる。各々の周波数スペクトルは無駄時間に相当する遅れ位相角が異なるため各周波数に応じて位相補償を行う必要がある。

【0059】

これに対応するための制御構成として、第４実施形態の電源安定化装置２０４は、第１実施形態の電源安定化装置２０の構成に加え、位相補償演算部５５を有する。また、第４実施形態の電力変換制御部７５４は、モータ８０のロータ回転角度θを微分してモータ回転速度ｆｍを算出する微分器７６７を有する。

【0060】

位相補償演算部５５には、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖ、モータ回転速度ｆｍ及びキャリア周波数ｆｃが入力される。モータ回転速度ｆｍ及びキャリア周波数ｆｃは、電力変換器７０の制御情報のうち、「周波数情報」に相当する。電源安定化装置２０４は、電力変換制御部７５４から取得した周波数情報に基づき、制御電源５０の制御遅れを補償する位相補償演算をさらに行う。

【0061】

電力変換器７０で発生する高調波電流スペクトルの中心周波数ｆｎは、電力変換器７０のモータ回転数ｆｍ、キャリア周波数ｆｃ、及び、３相変調、２相変調等の変調方式に基づき、式（５）に示される離散スペクトルで一義的に決定される。式（５）のＡ、Ｂは正の整数である。
ｆｎ＝ｆｍ×Ａ±ｆｃ×Ｂ ・・・（５）

【0062】

このように、周波数スペクトルが離散スペクトルで一義的に決定されることから、各周波数スペクトルに適応するバンドパスフィルタを設け、周波数スペクトル毎に位相進み補償を行うことで無駄時間の補償ができる。図１０に示すように、位相補償演算部５５は、周波数抽出演算部５６、複数のバンドパスフィルタ（図中「ＢＰＦ」）５７１、５７２、５７３・・・、複数の無駄時間進み補償部５８１、５８２、５８３・・・及び加算器５９を含む。周波数抽出演算部５６は、式（５）により、周波数スペクトルの中心周波数ｆｎ（ｎ＝１、２、３・・・）を演算する。

【0063】

検出されたインバータ入力電圧Ｖｉｎｖのリップル成分は、複数のバンドパスフィルタ５７１、５７２、５７３・・・で離散的な周波数スペクトルに分離される。バンドパスフィルタ５７１、５７２、５７３・・・の中心周波数ｆｎは、式（５）で表されるモータ回転速度ｆｍ及びキャリア周波数ｆｃに応じて可変である。各周波数スペクトルに分離された信号は、複数の無駄時間進み補償部５８１、５８２、５８３・・・において周波数毎に無駄時間に相当する遅れ位相分が進み位相補償される。

【0064】

そして、補償された各周波数スペクトルの信号が加算器５９で再び合算され、出力電圧基準値Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆが算出される。出力電圧基準値Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆは制御電源５０に出力され、出力電圧Ｖｏｕｔの補償指令値となる。すなわち、図３の電圧制御ブロック６１におけるリップル電圧成分Ｖｏｕｔ^*に置き換わる。図８、図９では便宜上、位相補償演算部５５を制御電源５０の外に図示しているが、位相補償演算部５５が図２の安定化制御回路６０に含まれると解釈してもよい。

【0065】

第４実施形態では、電力変換制御部７５４から取得した周波数情報に基づき、制御電源５０の制御遅れを補償することで、電源安定化装置２０の制御性能を改善することができる。なお、図１０の構成に対しバンドパスフィルタの構成段数を低減するため、バンドパスフィルタの通過帯域幅を広くし、隣接した複数の周波数スペクトルを一括して無駄時間補償してもよい。補償性能は多少低下するが、演算は簡素化される。

【0066】

（その他の実施形態）
（ａ）電力変換器７０の駆動対象であるモータ８０は、３相モータに限らず、単相、２相、又は４相以上の多相モータでもよい。また、電力変換器７０はモータ８０を駆動するものに限らず、モータ以外の負荷に電力供給してもよい。電力変換器７０の電力変換回路７２は一つのインバータ回路で構成されるものに限らず、複数のインバータ回路で構成されてもよい。また、電力変換器７０は、制御情報から演算された電流情報又は電圧情報を制御電源５０に出力可能であればよく、電力変換回路７２はインバータ回路に限らずＤＣ－ＤＣコンバータ等であってもよい。

【0067】

（ｂ）上述の通り、電源安定化装置２０は電力変換器７０と同一の筐体９００に収容され、一体に構成されることが好ましい。ただし、本発明の電力変換システム９０は、電源安定化装置２０と電力変換器７０とがそれぞれ別の筐体に収容され、各筐体間で制御情報が通信されるようにしてもよい。その場合、ワイヤハーネスやコネクタの部品が必要となるが、電流センサや電圧センサに比べて搭載スペースや部品費に占める割合は小さいためトータルメリットは確保される。また、既存の装置を改修する場合にも有効である。

【0068】

（ｃ）上記実施形態の各ブロック図では、電力変換制御部７５の内部に一次電流推定部７７１～７７３が図示されているが、制御電源５０側で一次電流推定演算を実施してもよい。また、第１、第３実施形態において、電力Ｐの演算を電力変換制御部７５側で行い、電力Ｐをインバータ入力電圧Ｖｉｎｖで除する演算を制御電源５０側で実施してもよい。特に基板やマイコンが共用される構成では、演算の主体に実質的な区別はない。

【0069】

（ｄ）上記実施形態では制御電源５０が電力変換制御部７５から一次電流推定値Ｉａｕｘ＿ｅｓｔ及びインバータ入力電圧Ｖｉｎｖの両方を取得するため、電源安定化装置２０には一次電流の電流センサ及びインバータ入力電圧の電圧センサがいずれも不要である。これに対し、制御電源５０が電力変換制御部７５から一次電流推定値Ｉａｕｘ＿ｅｓｔ又はインバータ入力電圧Ｖｉｎｖのうち一方のみを取得し、他方を検出するための電流センサ又は電圧センサを電源安定化装置２０に設けてもよい。例えば制御電源５０が一次電流推定値Ｉａｕｘ＿ｅｓｔのみを取得し、電源安定化装置２０に電圧センサを設ける構成においても、大電流用の電流センサを省略することによる小型化の効果が得られる。

【0070】

（ｅ）制御電源５０の出力電圧生成回路５２は、図２に例示する構成に限らず、特許文献１に開示されたチョッパ回路等を用いてもよい。また、出力電圧生成回路５２の動作方式はデューティ比ＤによるＰＷＭ制御方式に限らず、どのような方式で出力電圧Ｖｏｕｔを生成してもよい。

【0071】

以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

【0072】

本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

【符号の説明】

【0073】

１１・・・直流電源、 １２・・・直流配電線、
２０、２０４・・・電力変換システム、
３０・・・カレントトランス、
３１・・・一次巻線、 ３２・・・二次巻線、 ３３・・・トランスコア、
５０・・・制御電源、
７０・・・電力変換器、
７２・・・インバータ回路（電力変換回路）、 ７５・・・電力変換制御部、
８０、８０２・・・モータ（負荷）、
９０・・・電力変換システム、 ９００・・・筐体。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】