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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-04-22
(45)【発行日】2024-05-01
(54)【発明の名称】スイッチング素子駆動回路
(51)【国際特許分類】
H03K 17/16 20060101AFI20240423BHJP
H02M 1/08 20060101ALI20240423BHJP
H03K 17/695 20060101ALI20240423BHJP
【ＦＩ】
H03K17/16 H
H02M1/08 A
H03K17/695
【請求項の数】
14
(21)【出願番号】P 2020188183
(22)【出願日】2020-11-11
(65)【公開番号】P2022077362
(43)【公開日】2022-05-23
【審査請求日】2023-04-10
(73)【特許権者】
【識別番号】000004260
【氏名又は名称】株式会社デンソー
(74)【代理人】
【識別番号】110001519
【氏名又は名称】弁理士法人太陽国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】中村 祐太
(72)【発明者】
【氏名】牧田 真治
【審査官】工藤 一光
(56)【参考文献】
【文献】特開２０１９－２２０９５５（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００７－２２１３６８（ＪＰ，Ａ）
【文献】米国特許出願公開第２０１９／００７４８２７（ＵＳ，Ａ１）
【文献】米国特許出願公開第２０１４／０２０３８４６（ＵＳ，Ａ１）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ１／０８－１／０９６
Ｈ０３Ｋ１７／０８－１７／０８２
Ｈ０３Ｋ１７／１６
Ｈ０３Ｋ１７／６８７－１７／６９５
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
制御端子及び入出力端子を備え、前記制御端子に印加される電気信号に応じて前記入出力端子間がスイッチングされるスイッチング素子（４４Ｕ）の前記入出力端子の電圧の時間変化を示す電圧時系列情報を検出する電圧検出部（２４Ｕ）と、前記スイッチング素子（４４Ｕ）の素子電流の時間変化を示す電流時系列情報を検出する電流検出部（２６Ｕ）と、
前記スイッチング素子（４４Ｕ）の第１のスイッチングにおいて前記電圧検出部（２４Ｕ）が検出した第１の電圧時系列情報、及び前記第１のスイッチングと異なる第２のスイッチングにおいて前記電圧検出部（２４Ｕ）が検出した第２の電圧時系列情報に基づいて導出され、かつ前記入出力端子間の電圧変化率を示す電圧スルーレートと、前記第１のスイッチングにおいて前記電流検出部（２６Ｕ）が検出した第１の電流時系列情報、及び前記第２のスイッチングにおいて前記電流検出部（２６Ｕ）が検出した第２の電流時系列情報に基づいて導出され、かつ前記素子電流の変化率を示す電流スルーレートとのいずれか一方に基づいて、前記電気信号の電流値を制御する制御部（３０Ｕ）と、
を含むスイッチング素子駆動回路。
【請求項2】
前記制御部（３０Ｕ）は、第1閾値電圧と前記第1閾値電圧よりも大きな第２閾値電圧との電圧差分を、前記第１の電圧時系列情報から抽出した時間であって、前記入出力端子の電圧が、前記電気信号が変化したタイミングから第1閾値電圧に達するまでの第１電圧時間と、第２の電圧時系列情報から抽出した時間であって、前記入出力端子の電圧が、前記電気信号が変化したタイミングから前記第２閾値電圧に達するまでの第２電圧時間との時間差分で、除算して前記電圧スルーレートを算出する請求項1に記載のスイッチング素子駆動回路。
【請求項3】
前記制御部（３０Ｕ）は、第1閾値電流と前記第1閾値電流よりも大きな第２閾値電流との電流差分を、前記第１の電流時系列情報から抽出した時間であって、前記素子電流が前記電気信号が変化したタイミングから前記第1閾値電流に達するまでの第１電流時間と、前記第２の電流時系列情報から抽出した時間であって、前記素子電流が、前記電気信号が変化したタイミングから前記第２閾値電流に達するまでの第２電流時間との時間差分で、除算して前記電流スルーレートを算出する請求項1に記載のスイッチング素子駆動回路。
【請求項4】
前記制御部（３０Ｕ）は、前記第１電圧時間を記憶部（３０ＵＣ）に保持した後、前記第２電圧時間を複数回検出し、該複数回検出した第２電圧時間の各々と前記記憶部（３０ＵＣ）に保持した第１電圧時間とを用いて複数の前記電圧スルーレートを算出する請求項２に記載のスイッチング素子駆動回路。
【請求項5】
前記制御部（３０Ｕ）は、前記第１電流時間を記憶部（３０ＵＣ）に保持した後、前記第２電流時間を複数回検出し、該複数回検出した第２電流時間の各々と前記記憶部（３０ＵＣ）に保持した第１電流時間とを用いて複数の前記電流スルーレートを算出する請求項３に記載のスイッチング素子駆動回路。
【請求項6】
前記制御部（３０Ｕ）は、前記電圧スルーレートの算出に係る第２電圧時間を記憶部（３０ＵＣ）に保持した後、新たに第１電圧時間と第２電圧時間とを検出し、新たに検出した第２電圧時間と前記記憶部（３０ＵＣ）に保持した第２電圧時間との差分が所定値以上の場合に、前記新たに検出した第１電圧時間と第２電圧時間とで算出した電圧スルーレートに基づいて前記電気信号の電流値を制御する請求項２に記載のスイッチング素子駆動回路。
【請求項7】
前記制御部（３０Ｕ）は、前記電流スルーレートの算出に係る第２電流時間を記憶部（３０ＵＣ）に保持した後、新たに第１電流時間と第２電流時間とを検出し、新たに検出した第２電流時間と前記記憶部（３０ＵＣ）に保持した第２電流時間との差分が所定値以上の場合に、前記新たに検出した第１電流時間と第２電流時間とで算出した電流スルーレートに基づいて前記電気信号の電流値を制御する請求項３に記載のスイッチング素子駆動回路。
【請求項8】
前記制御部（３０Ｕ）は、各々異なる複数の閾値電圧に対応して、前記スイッチング素子（４４Ｕ）の各々異なるスイッチングにおいて検出された複数の電圧時系列情報の各々から、前記電気信号が変化したタイミングから前記各々異なる複数の閾値電圧に達するまでの時間を各々抽出すると共に、値が隣接する閾値電圧同士の差分を、前記電気信号が変化したタイミングから値が隣接する閾値電圧に達するまでの各々の時間の差分で除算して複数の電圧スルーレートを算出し、該複数の電圧スルーレートの時系列での変化率に基づいて前記電気信号の電流値を制御する請求項１に記載のスイッチング素子駆動回路。
【請求項9】
前記制御部（３０Ｕ）は、各々異なる複数の閾値電流に対応して、前記スイッチング素子（４４Ｕ）の各々異なるスイッチングにおいて検出された複数の電流時系列情報の各々から、前記電気信号が変化したタイミングから前記各々異なる複数の閾値電流に達するまでの時間を各々抽出すると共に、値が隣接する閾値電流同士の差分を、前記電気信号が変化したタイミングから値が隣接する閾値電流に達するまでの各々の時間の差分で除算して複数の電流スルーレートを算出し、該複数の電流スルーレートの時系列での変化率に基づいて前記電気信号の電流値を制御する請求項１に記載のスイッチング素子駆動回路。
【請求項10】
前記第２のスイッチングは、前記第１のスイッチングに後続するスイッチングである請求項1～３のいずれか１項に記載のスイッチング素子駆動回路。
【請求項11】
前記第２のスイッチングは、前記スイッチング素子（４４Ｕ）から電力負荷（１２）に供給される電流が、前記第１のスイッチングの際に前記スイッチング素子（４４Ｕ）から前記電力負荷（１２）に供給される電流と、略同じになる電気角周期毎に出現するタイミングでのスイッチングである請求項1～３のいずれか１項に記載のスイッチング素子駆動回路。
【請求項12】
前記第２のスイッチングは、同一電気角周期において、前記スイッチング素子（４４Ｕ）から電力負荷（１２）に供給される電流が、前記第１のスイッチングの際に前記スイッチング素子（４４Ｕ）から前記電力負荷（１２）に供給される電流と、略同じになるタイミングでのスイッチングである請求項1～３のいずれか１項に記載のスイッチング素子駆動回路。
【請求項13】
前記第１のスイッチング後、前記電圧検出部（２４Ｕ）及び前記電流検出部（２６Ｕ）の各々による検出を停止する間引き区間を少なくとも１回のスイッチングの間設ける請求項1～３のいずれか１項に記載のスイッチング素子駆動回路。
【請求項14】
前記電圧スルーレート及び前記電流スルーレートの算出後、前記電圧検出部（２４Ｕ）及び前記電流検出部（２６Ｕ）の各々による検出と前記制御部（３０Ｕ）による電圧スルーレート及び前記電流スルーレートの算出とを停止する間引き区間を少なくとも１回のスイッチングの間設ける請求項1～３のいずれか１項に記載のスイッチング素子駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、スイッチング素子のゲートを駆動するスイッチング素子駆動回路に関する。
【背景技術】
【0002】
ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ） などのスイッチング素子のゲートを駆動するスイッチング素子駆動回路では、スイッチング損失の低減とスイッチングノイズの抑制とが求められている。
【0003】
図１９は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴのスイッチングによるゲートソース間電圧Ｖgs、ドレインソース間電圧Ｖds及びドレイン電流Ｉdの変化を示した説明図である。ｎ型ＭＯＳＦＥＴのゲートに正電圧のゲート信号が印加（ＯＮ）されると、ゲート直下のシリコン酸化物で構成された絶縁層に面したドレインソース間に電子が引き寄せられ、ドレインソース間が導通状態になる。その結果、ゲートソース間電圧Ｖgsがゲート閾値を超えて大きくなるに従ってドレインソース間の電流であるドレイン電流（素子電流）Ｉdが大きくなり、極大値であるサージ電流Ｐ１を経て一定となる。
【0004】
ドレイン電流Ｉdが大きくなるに従って、ドレインソース間の電位差であるドレインソース間電圧（入出力端子間電圧）Ｖdsは低下し始め、同時にゲートソース間電圧Ｖgsが一定となるミラー期間となる。ミラー期間においてドレインソース間電圧Ｖdsは極小値まで低下して一定となる。
【0005】
図１９において、ゲートソース間電圧Ｖgsがゲート閾値を超えたことにより、ドレイン電流Ｉdが大きくなり始めたときからゲートソース間電圧Ｖgsがミラー期間になるまで、換言すればゲートソース間電圧Ｖgsがゲート閾値を超えたときからドレインソース間電圧Ｖdsが低下し始める直前までの期間を電流遷移期間と称する。また、ゲートソース間電圧Ｖgsが一定となるミラー期間は、ドレインソース間電圧Ｖdsが低下し始めたときから極小値に達するまでの期間でもあるので、当該期間を電圧遷移期間と称する。そして、電流遷移期間と電圧遷移期間とで構成される期間をターンオン期間と称し、かかるターンオン期間においてＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子におけるスイッチング損失が生じる。
【0006】
ｎ型ＭＯＳＦＥＴのゲートに印加されていた正電圧のゲート信号がＯＦＦになると、ゲートソース間電圧Ｖgsは低下し始め、ドレインソース間に引き寄せられていた電子が分散してドレインソース間が徐々に絶縁状態になる。ゲートソース間電圧Ｖgsが一定となるミラー期間が始まると、極小値だったドレインソース間電圧Ｖdsが大きくなり、極大値であるサージ電圧Ｐ２を経て一定となる。そして、ミラー期間が終了するタイミングでドレイン電流Ｉdは低下し始め、ゲートソース間電圧Ｖgsがゲート閾値に達するとドレイン電流Ｉdは極小値まで低下して一定となる。
【0007】
図１９において、ゲートソース間電圧Ｖgsが低下して一定値となるミラー期間を電圧遷移期間と称する。電圧遷移期間は、ドレインソース間電圧Ｖdsが大きくなり始めたときからドレイン電流Ｉdが低下し始めるときまでの期間でもある。また、ゲートソース間電圧Ｖgsがミラー期間経過後にゲート閾値に達するまで、換言すればドレイン電流Ｉdが低下し始めて極小値に達するまでの期間を電流遷移期間と称する。そして、電流遷移期間と電圧遷移期間とで構成される期間をターンオフ期間と称し、かかるターンオフ期間においてもＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子におけるスイッチング損失が生じる。
【0008】
スイッチング損失は、ターンオン期間及びターンオフ期間の各々の長さに比例するので、スイッチング損失を低下させるには、ターンオン期間及びターンオフ期間の各々を短縮化することが望まれる。
【0009】
ターンオン期間及びターンオフ期間の各々を短縮化するには、電流遷移期間におけるドレイン電流Ｉdの変化率である電流スルーレート及び電圧遷移期間におけるドレインソース間電圧Ｖdsの変化率である電圧スルーレートの各々を大きくすることが効果的である。ターンオン時の電流と電圧スルーレートとを大きくするには、ゲート信号ＯＮの際にゲートチャージ電流を大きくすることで達成できる。また、ターンオフ時は、ゲートＯＦＦの際にゲートディスチャージ電流を大きくすることで達成できる。
【0010】
従って、スイッチング損失の低減とスイッチングノイズの抑制とを実現するために、スイッチング時の電圧スルーレート及び電流スルーレートのフィードバック制御が検討されている。
【0011】
しかしながら、かかるフィードバック制御では、スイッチング時の電圧スルーレート及び電流スルーレートが増加すると電磁ノイズが増大し、ＥＭＣ規格を満足できないおそれがあるため、ＥＭＣ規格が満足できるようにスイッチング時の電圧スルーレート及び電流スルーレートを調整する必要がある。
【0012】
従来はＭＯＳＦＥＴの機差バラツキを考慮して電圧スルーレート及び電流スルーレートが許容値以内となるようにゲート抵抗値を設定しており、高スルーレートによりノイズ大とならないようにマージンをとっているため、スイッチング損失が大きくなってしまうという問題があった。
【0013】
下記特許文献１には、第１のスイッチングサイクル中に負荷の電圧を測定し、その情報に基づき第２のスイッチングサイクルで駆動するプロファイルを生成する発明が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0014】
【文献】米国特許第９３７４０８１号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0015】
しかしながら、特許文献１に係る発明は、１サイクル中の複数の異なる時点での波形を検出するため、検出情報の処理負荷が増大するという問題があった。
【0016】
本発明は上記課題に鑑みて創作されたものであり、検出情報の処理負荷を抑制しながら、電流スルーレート及び電圧スルーレートをモニターできるスイッチング素子駆動回路を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0017】
上記目的を達成するために本発明に係るスイッチング素子駆動回路は、制御端子及び入出力端子を備え、前記制御端子に印加される電気信号に応じて前記入出力端子間がスイッチングされるスイッチング素子（４４Ｕ）の前記入出力端子の電圧の時間変化を示す電圧時系列情報を検出する電圧検出部（２４Ｕ）と、前記スイッチング素子（４４Ｕ）の素子電流の時間変化を示す電流時系列情報を検出する電流検出部（２６Ｕ）と、前記スイッチング素子の第１のスイッチングにおいて前記電圧検出部（２４Ｕ）が検出した第１の電圧時系列情報、及び前記第１のスイッチングと異なる第２のスイッチングにおいて前記電圧検出部が検出した第２の電圧時系列情報に基づいて導出され、かつ前記入出力端子間の電圧変化率を示す電圧スルーレートと、前記第１のスイッチングにおいて前記電流検出部（２６Ｕ）が検出した第１の電流時系列情報、及び前記第２のスイッチングにおいて前記電流検出部（２６Ｕ）が検出した第２の電流時系列情報に基づいて導出され、かつ前記素子電流の変化率を示す電流スルーレートとのいずれか一方に基づいて、前記電気信号の電流値を制御する制御部（３０Ｕ）と、を含んでいる。
【0018】
この様に構成することで、電圧スルーレート及び電流スルーレートの算出に係る複数の時間情報を各々異なるタイミングでのスイッチングの際に検出でき、閾値を用いた制御端子電圧等の変化の検出に係るスイッチング素子駆動回路の負荷を抑制することができる。
【0019】
また、算出した電圧スルーレート及び電流スルーレートに基づいてスイッチング素子（４４Ｕ）の制御端子に印加される電気信号の電流を制御することにより、サージ電圧等の発生を抑制すると共に、スイッチング素子（４４Ｕ）のスイッチング損失を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【0020】
【図1】第１の実施形態に係るスイッチング素子駆動回路を備えたインバータの一例を示したブロック図である。
【図2】スイッチング素子のゲートに設けられたゲートドライバの構成の一例を示したブロック図である。
【図3】制御部の具体的な構成の一例を示すブロック図である。
【図4】電圧スルーレート算出時の説明図である。
【図5】電流スルーレート算出時の説明図である。
【図6】電圧スルーレートと電流スルーレートとの関係及び、ゲート電流への影響を示した説明図である。
【図7】本実施形態における一般的なスルーレート算出の説明図である。
【図8】低閾値検出を初回に限定した場合の説明図である。
【図9】低閾値検出を初回に限定した場合の処理の一例を示したフローチャートである。
【図10】高閾値検出において前回の高閾値検出と差異が生じた場合にスルーレートの算出及びゲート電流の制御を行う場合のフローチャートである。
【図11】４つ以上の閾値比較によるスルーレート算出の説明図である。
【図12】モータ相電流が略同じ場合に、低閾値検出及び高閾値検出の各々を行う場合の説明図である。
【図13】同一電気角周期中でモータ相電流が略同じ場合に、低閾値検出及び高閾値検出の各々を行う場合の説明図である。
【図14】低閾値検出と高閾値検出との間に間引き区間を設けた場合の説明図である。
【図15】ゲート電流の制御後、閾値検出を行わない間引き区間を設けた場合の説明図である。
【図16】第２の実施形態に係る、スイッチング素子のゲートに設けられたゲートドライバの構成の一例を示したブロック図である。
【図17】制御端子電圧によるスルーレート検出の概要を示した説明図である。
【図18】制御端子電圧による電圧スルーレート及び電流スルーレートの算出、並びに、ゲート電流の制御の一例を示した説明図である。
【図19】ｎ型ＭＯＳＦＥＴのスイッチングによるゲートソース間電圧、ドレインソース間電圧及びドレイン電流の変化を示した説明図である。
【発明を実施するための形態】
【0021】
［第１の実施形態］
以下、本実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態に係るスイッチング素子駆動回路を備えたインバータ１０の一例を示したブロック図である。インバータ１０は、例えば車載のバッテリである直流電源８０から供給される直流電圧を、例えばＵ相、Ｖ相およびＷ相の三相交流電圧に変換してモータ１２へと出力する三相インバータである。
以下、本実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態に係るスイッチング素子駆動回路を備えたインバータ１０の一例を示したブロック図である。インバータ１０は、例えば車載のバッテリである直流電源８０から供給される直流電圧を、例えばＵ相、Ｖ相およびＷ相の三相交流電圧に変換してモータ１２へと出力する三相インバータである。
【0022】
図１に示したように、本実施形態に係るインバータ１０は、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子４２Ｕ、４２Ｖ、４２Ｗ、４４Ｕ、４４Ｖ、４４Ｗを備え、モータ１２のステータのコイルに供給する電力を、スイッチング素子４２Ｕ、４２Ｖ、４２Ｗ、４４Ｕ、４４Ｖ、４４Ｗをオンオフさせるスイッチングによって生成する。例えば、スイッチング素子４２Ｕ、４４ＵはＵ相のコイルに、スイッチング素子４２Ｖ、４４ＶはＶ相のコイルに、スイッチング素子４２Ｗ、４４ＷはＷ相のコイルに、各々供給する電力のスイッチングを行う。
【0023】
スイッチング素子４２Ｕ、４２Ｖ、４２Ｗの各々のドレインは、直流電源８０の正極（＋）に接続されており、スイッチング素子４２Ｕ、４２Ｖ、４２Ｗの各々のソースは、スイッチング素子４４Ｕ、４４Ｖ、４４Ｗの各々のドレインに接続されている。また、スイッチング素子４４Ｕ、４４Ｖ、４４Ｗの各々のソースは、直流電源８０の負極（－）に接続されている。
【0024】
スイッチング素子４２Ｕのソースとスイッチング素子４４Ｕのドレインとが接続されるノード４６Ｕはモータ１２のＵ相コイルに接続されている。一例として、スイッチング素子４２Ｕがオンになると共にスイッチング素子４４Ｕがオフになると、ノード４６Ｕを介してモータ１２のＵ相コイルに直流電源８０の電力が供給される。同時に、一例として、スイッチング素子４２Ｗがオフになると共にスイッチング素子４４Ｗがオンになると、Ｕ相コイルに流れた電流がモータ１２のコイルの中性点を経由してＷ相コイルを流れる。当該電流はスイッチング素子４２Ｗのソースとスイッチング素子４４Ｗのドレインとが接続されるノード４６Ｗとスイッチング素子４４Ｗを介して直流電源８０の負極（－）に流れる。Ｕ相コイルとＷ相コイルとが通電されることにより、Ｕ相コイルとＷ相コイルとに磁界が生じる。
【0025】
スイッチング素子４２Ｖのソースとスイッチング素子４４Ｖのドレインとが接続されるノード４６Ｖはモータ１２のＶ相コイルに接続されている。一例として、スイッチング素子４２Ｖがオンになると共にスイッチング素子４４Ｖがオフになると、ノード４６Ｖを介してモータ１２のＶ相コイルに直流電源８０の電力が供給される。同時に、一例として、スイッチング素子４２Ｕがオフになると共にスイッチング素子４４Ｕがオンになると、Ｖ相コイルに流れた電流がモータ１２のコイルの中性点を経由してＵ相コイルを流れる。当該電流はノード４６Ｕとスイッチング素子４４Ｕを介して直流電源８０の負極（－）に流れる。Ｖ相コイルとＵ相コイルとが通電されることにより、Ｖ相コイルとＵ相コイルとに磁界が生じる。
【0026】
また、一例として、スイッチング素子４２Ｗがオンになると共にスイッチング素子４４Ｗがオフになると、ノード４６Ｗを介してモータ１２のＷ相コイルに直流電源８０の電力が供給される。同時に、一例として、スイッチング素子４２Ｖがオフになると共にスイッチング素子４４Ｖがオンになると、Ｗ相コイルに流れた電流がモータ１２のコイルの中性点を経由してＶ相コイルを流れる。当該電流はノード４６Ｖとスイッチング素子４４Ｖを介して直流電源８０の負極（－）に流れる。Ｗ相コイルとＶ相コイルとが通電されることにより、Ｗ相コイルとＶ相コイルとに磁界が生じる。
【0027】
上述のように、スイッチング素子４２Ｕ、４２Ｖ、４２Ｗ、４４Ｕ、４４Ｖ、４４Ｗ（以下、「スイッチング素子４２Ｕ～４４Ｗ」と略記）のスイッチングにより、モータ１２のコイルに磁界が発生する相を切り替えることにより、モータ１２のコイルには永久磁石等で構成されたロータ（回転子）を回転させるいわゆる回転磁界が発生する。実際のモータの回転制御では、スイッチング素子４２Ｕ～４４Ｗの各々を小刻みにオンオフさせるＰＷＭ（パルス幅変調）制御により、三相交流様の電圧を生成してモータ１２の各相のコイルに印加する。
【0028】
スイッチング素子４２Ｕ～４４Ｗのスイッチングにより、図１に示したような寄生インダクタンス５０、５２、５４、５６、５８、６０、６２、６４、６６、６８、７０、７２が発生する場合がある。寄生インダクタンス５０～７２はサージ電圧の発生に寄与し得る。本実施形態では、スルーレート（電流スルーレート及び電圧スルーレート）を適切に制御することにより、スイッチング素子４２Ｕ～４４Ｗのスイッチングによるサージ電圧の発生を抑制することも可能なので、寄生インダクタンス５０～７２による影響を結果的に相殺できる場合がある。
【0029】
上述のように、ｎ型ＭＯＳＦＥＴは、ゲートに正電圧のゲート信号が印加されることによりオンとなる。図１に示したように、本実施形態では、スイッチング素子４２Ｕ～４４Ｗの各々には、ゲート信号の電流値を制御するゲートドライバ２０Ｕ、２０Ｖ、２０Ｗ、２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗ（以下、「ゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗ」と略記）が各々接続されている。また、ゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗの各々は、車両ＥＣＵ（Electronic Control Unit）等の上位の制御装置（図示せず）に接続されている。ゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗの各々は、上位の制御装置から入力されたゲート信号を増幅すると共に、増幅したゲート信号を可変抵抗器により電流値を調整してスイッチング素子４２Ｕ～４４Ｗの各々のゲートに印加する。
【0030】
図２は、スイッチング素子４４Ｕのゲートに設けられたゲートドライバ２２Ｕの構成の一例を示したブロック図である。上述のように、ゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗは、スイッチング素子４２Ｕ～４４Ｗの各々に設けられているが、代表例としてゲートドライバ２２Ｕを説明し、その他のゲートドライバについては説明を省略する。
【0031】
図２に示したように、ゲートドライバ２２Ｕは、スイッチング素子４４Ｕの入出力端子の電圧である入出力端子間電圧（ドレインソース間電圧Ｖds）を時間情報に対応付けて検出する入出力端子間電圧検出部２４Ｕと、スイッチング素子４４Ｕの素子電流（ドレイン電流Ｉd）を時間情報に対応付けて検出する素子電流検出部２６Ｕと、入出力端子間電圧検出部２４Ｕ及び素子電流検出部２６Ｕの各々の検出信号を、後述する制御部３０Ｕで処理可能な形式の信号に変換する検出処理部２８Ｕと、上位の制御装置から入力されるスルーレート目標値及び検出処理部２８Ｕの出力に基づきスイッチング素子４４Ｕのゲートに印加するゲート信号の制御演算を行う制御部３０Ｕと、ゲート駆動能力を変化させる操作部３２Ｕと、を備えている。入出力端子間電圧検出部２４Ｕ及び素子電流検出部２６Ｕの各々は、例えば、制御部３０Ｕの制御クロックを用いて時間情報を検出する。
【0032】
素子電流検出部２６Ｕは、一例として、シャント抵抗の両端部の電位差に基づいて電流値を検出してもよいし、スイッチング素子４４Ｕのソースと接地領域との間の通電によって生じる誘導電流に基づいて電流値を算出してもよい。
【0033】
検出処理部２８Ｕは、例えば、入出力端子間電圧検出部２４Ｕ及び素子電流検出部２６Ｕの各々の検出信号がアナログ信号である場合、制御部３０Ｕで処理可能なデジタル信号に変換する一種のＡ／Ｄコンバータを含む回路である。
【0034】
操作部３２Ｕは、制御部３０Ｕからの制御により抵抗値を変化させてスイッチング素子４４Ｕのゲートに印加するゲート信号の電流値を変化させる可変抵抗器である。操作部３２Ｕは、スイッチング素子４４Ｕのゲートに印加する正電圧のゲート信号の電流値を変化させる可変抵抗器３２ＵＯと、スイッチング素子４４Ｕのゲートに印加する負電圧のゲート信号の電流値を変化させる可変抵抗器３２ＵＦとを含む。
【0035】
操作部３２Ｕには、上位の制御装置からアンプ３４Ｕ及び反転回路の一種である相補型ＭＯＳ３６Ｕを介してゲート信号が入力される。上位の制御装置から入力されたゲート信号は、アンプで増幅された後、相補型ＭＯＳ３６Ｕで正負が反転される。上位の制御装置から入力されるゲート信号の正負の態様によっては、相補型ＭＯＳ３６Ｕを省略してもよい。
【0036】
図３は、制御部３０Ｕの具体的な構成の一例を示すブロック図である。制御部３０Ｕは、一種のコンピュータであり、ＣＰＵ（Central Processing Unit）３０ＵＢ、ＲＯＭ（Read Only Memory）３０ＵＡ、ＲＡＭ（Random Access Memory）３０ＵＣ、及び入出力ポート３０ＵＤを備える。
【0037】
制御部３０Ｕでは、ＣＰＵ３０ＵＢ、ＲＯＭ３０ＵＡ、ＲＡＭ３０ＵＣ、及び入出力ポート３０ＵＤがアドレスバス、データバス、及び制御バス等の各種バスを介して互いに接続されている。入出力ポート３０ＵＤには、各種の入出力機器として、検出処理部２８Ｕ、操作部３２Ｕ、及び上位の制御装置４００等が各々接続されている。
【0038】
ＲＯＭ３０ＵＡには、スルーレートを算出する演算プログラム及び算出したスルーレートに基づいて操作部３２Ｕを操作するための指令を生成する制御指令プログラム等がインストールされている。本実施形態では、ＣＰＵ３０ＵＢが演算プログラムを実行することにより、スルーレートを算出する。また、ＣＰＵ３０ＵＢは、制御指令プログラムにより、操作部３２Ｕを操作するための指令を生成する。ＲＡＭ３０ＵＣは、データを一時的に記憶する記憶部であり、例えば、検出処理部２８Ｕから入力されたデータ等が保持される。
【0039】
次に、制御部３０ＵのＣＰＵ３０ＵＢが演算プログラム及び制御指令プログラムを実行することで実現される各種機能について説明する。ＣＰＵ３０ＵＢが演算プログラム及び制御指令プログラムを実行することで、ＣＰＵ３０ＵＢは、図３に示すように、スルーレートを算出する演算部３００Ａ及び操作部３２Ｕを操作するための指令を生成する制御指令部３００Ｂとして機能する。
【0040】
図４は、電圧スルーレート算出時の説明図である。電圧スルーレートには、ゲート信号がオフになった場合に検出されるターンオフ電圧スルーレートと、ゲート信号がオンになった場合に検出されるターンオン電圧スルーレートとが存在する。
【0041】
ターンオフ電圧スルーレートの算出について説明する。ターンオフ電圧スルーレートを算出するには、ゲート信号がオフになってから、入出力端子間電圧検出部２４Ｕで検出した入出力端子間電圧が第１閾値電圧Ｖth1に達するまでの時間Ｔsr_off_v1を検出する。本実施形態では、ゲート信号がオフになって入出力端子間電圧が第１閾値電圧Ｖth1に達するまでの時間Ｔsr_off_v1を検出した後、ゲート信号がオンとなって再びオフになるまでの期間を低閾値検出区間と称する。
【0042】
ゲート信号が再びオフになってから、入出力端子間電圧検出部２４Ｕで検出した入出力端子間電圧が第１閾値電圧Ｖth1よりも高い第２閾値電圧Ｖth2に達するまでの時間Ｔsr_off_v2を検出する。本実施形態では、ゲート信号がオフになって入出力端子間電圧が第２閾値電圧Ｖth2に達するまでの時間Ｔsr_off_v2を検出した後、ゲート信号がオンとなって再びオフになるまでの期間を高閾値検出区間と称する。
【0043】
高閾値検出区間に後続する区間は、検出したＴsr_off_v1及び時間Ｔsr_off_v2を用いてターンオフ電圧スルーレートを算出し、算出したターンオフ電圧スルーレートに基づいて、ゲート信号の電流値であるゲート電流を制御するｄｖ／ｄｔ算出＆制御演算区間である。ｄｖ／ｄｔ算出＆制御演算区間において、ターンオフ電圧スルーレートは、下記の式（１）により算出される。
【0044】
【0045】
続いてターンオン電圧スルーレートの算出について説明する。ターンオン電圧スルーレートを算出するには、低閾値検出区間においてゲート信号がオンになってから、入出力端子間電圧検出部２４Ｕで検出した入出力端子間電圧が第１閾値電圧Ｖth1に低下するまでの時間Ｔsr_on_v1を検出する。
【0046】
低閾値検出区間に後続する高閾値検出区間において、ゲート信号がオンになってから、入出力端子間電圧検出部２４Ｕで検出した入出力端子間電圧が第１閾値電圧Ｖth1よりも高い第２閾値電圧Ｖth2に低下するまでの時間Ｔsr_on_v2を検出する。
【0047】
高閾値検出区間に後続するｄｖ／ｄｔ算出＆制御演算区間では、検出した時間Ｔsr_on_v1及び時間Ｔsr_on_v2を用いてターンオン電圧スルーレートを算出し、算出したターンオン電圧スルーレートに基づいて、ゲート信号の電流値であるゲート電流を制御する。ｄｖ／ｄｔ算出＆制御演算区間において、ターンオン電圧スルーレートは、下記の式（２）により算出される。
【0048】
【0049】
ｄｖ／ｄｔ算出＆制御演算区間に後続する操作区間では、算出したターンオフ電圧スルーレートｄｖoff／ｄｔ及びターンオン電圧スルーレートｄｖon／ｄｔに基づいて、ゲート信号の電流値であるゲート電流を制御する。
【0050】
例えば、ターンオフ電圧スルーレートｄｖoff／ｄｔの絶対値が低い場合は、操作区間のターンオフ時操作区間９０において、負電圧であるゲート信号のゲート電流を大きくしてスイッチング素子４４Ｕのドレインソース間に引き寄せられた電子の分散を促す。また、ターンオフ電圧スルーレートｄｖoff／ｄｔの絶対値が高い場合は、操作区間のターンオフ時操作区間９０において、負電圧であるゲート信号のゲート電流を小さくしてスイッチング素子４４Ｕのドレインソース間に引き寄せられた電子の分散を抑制する。
【0051】
例えば、ターンオン電圧スルーレートｄｖon／ｄｔの絶対値が低い場合は、操作区間のターンオン時操作区間９２において、正電圧であるゲート信号のゲート電流を大きくしてスイッチング素子４４Ｕのドレインソース間への電子の集中を促す。また、ターンオン電圧スルーレートｄｖon／ｄｔの絶対値が高い場合は、操作区間のターンオン時操作区間９２において、正電圧であるゲート信号のゲート電流を小さくしてスイッチング素子４４Ｕのドレインソース間への電子の集中を抑制する。
【0052】
図５は、電流スルーレート算出時の説明図である。電流スルーレートには、ゲート信号がオンになった場合に検出されるターンオン電流スルーレートと、ゲート信号がオフになった場合に検出されるターンオフ電流スルーレートとが存在する。
【0053】
ターンオン電流スルーレートの算出について説明する。ターンオン電流スルーレートを算出するには、ゲート信号がオンになってから、素子電流検出部２６Ｕで検出した素子電流が第１閾値電流Ｉth1に達するまでの時間Ｔsr_on_i1を検出する。本実施形態では、ゲート信号がオンになって素子電流が第１閾値電流Ｉth1に達するまでの時間Ｔsr_on_v1を検出した後、ゲート信号がオフとなって再びオンになるまでの期間を低閾値検出区間と称する。
【0054】
ゲート信号が再びオンになってから、素子電流検出部２６Ｕで検出した素子電流が第１閾値電流Ｉth1よりも高い第２閾値電流Ｉth2に達するまでの時間Ｔsr_on_i2を検出する。本実施形態では、ゲート信号がオンになって素子電流が第２閾値電流Ｉth2に達するまでの時間Ｔsr_on_i2を検出した後、ゲート信号がオフとなって再びオンになるまでの期間を高閾値検出区間と称する。
【0055】
高閾値検出区間に後続する区間は、検出したＴsr_on_i1及び時間Ｔsr_on_i2を用いてターンオン電流スルーレートを算出し、算出したターンオン電流スルーレートに基づいて、ゲート信号の電流値であるゲート電流を制御するｄｖ／ｄｔ算出＆制御演算区間である。ｄｖ／ｄｔ算出＆制御演算区間において、ターンオン電流スルーレートは、下記の式（３）により算出される。
【0056】
【0057】
続いてターンオフ電流スルーレートの算出について説明する。ターンオフ電流スルーレートを算出するには、低閾値検出区間においてゲート信号がオフになってから、素子電流検出部２６Ｕで検出した素子電流が第１閾値電流Ｉth1に低下するまでの時間Ｔsr_off_i1を検出する。
【0058】
低閾値検出区間に後続する高閾値検出区間において、ゲート信号がオフになってから、素子電流検出部２６Ｕで検出した素子電流が第１閾値電流Ｉth1よりも高い第２閾値電流Ｉth2に低下するまでの時間Ｔsr_off_i2を検出する。
【0059】
高閾値検出区間に後続するｄｖ／ｄｔ算出＆制御演算区間では、検出したＴsr_off_i1及び時間Ｔsr_off_i2を用いてターンオフ電流スルーレートを算出し、算出したターンオフ電流スルーレートに基づいて、ゲート信号の電流値であるゲート電流を制御する。ｄｖ／ｄｔ算出＆制御演算区間において、ターンオフ電流スルーレートは、下記の式（４）により算出される。
【0060】
【0061】
ｄｖ／ｄｔ算出＆制御演算区間に後続する操作区間では、算出したターンオン電流スルーレートｄｉon／ｄｔ及びターンオフ電流スルーレートｄｉoff／ｄｔに基づいて、ゲート信号の電流値であるゲート電流を制御する。
【0062】
例えば、ターンオン電流スルーレートｄｉon／ｄｔの絶対値が低い場合は、操作区間のターンオン時操作区間９４において、正電圧であるゲート信号のゲート電流を大きくしてスイッチング素子４４Ｕのドレインソース間への電子の集中を促す。また、ターンオン電流スルーレートｄｉon／ｄｔの絶対値が高い場合は、操作区間のターンオン時操作区間９４において、正電圧であるゲート信号のゲート電流を小さくしてスイッチング素子４４Ｕのドレインソース間への電子の集中を抑制する。
【0063】
例えば、ターンオフ電流スルーレートｄｉoff／ｄｔの絶対値が低い場合は、操作区間のターンオフ時操作区間９６において、負電圧であるゲート信号のゲート電流を大きくしてスイッチング素子４４Ｕのドレインソース間に引き寄せられた電子の分散を促す。また、ターンオフ電流スルーレートｄｉoff／ｄｔの絶対値が高い場合は、操作区間のターンオフ時操作区間９６において、負電圧であるゲート信号のゲート電流を小さくしてスイッチング素子４４Ｕのドレインソース間に引き寄せられた電子の分散を抑制する。
【0064】
図６は、電圧スルーレートと電流スルーレートとの関係及び、ゲート電流への影響を示した説明図であり、前述の図４と図５とを１つの図にまとめたものである。図６に示したように、入出端子間電圧波形及び素子電流波形は、一方が増大すれば他方が減少し、一方が増大すれば他方が増大するという相補的な関係にある。
【0065】
また、操作区間において、入出力端子間電圧が大きくなり始めるタイミングは、素子電流が減少を始めるタイミングよりも早く、極小値まで減少した素子電流が再び大きくなり始めるタイミングは、入出力端子間電圧が減少を開始するタイミングよりも早い。従がって、操作区間を図６に示したように第１区間９８、第２区間１００、第３区間１０２そして第４区間１０４のように４分割し、第１区間９８でターンオフ電圧スルーレートを、第２区間１００でターンオフ電流スルーレートを、第３区間１０２でターンオン電流スルーレートを、そして第４区間１０４でターンオン電圧スルーレートを各々個別に変更する制御が可能となる。
【0066】
以上説明したように、本実施形態によれば、検出情報の処理負荷を抑制しながら、電流スルーレート及び電圧スルーレートをモニターできる。
【0067】
本実施形態では、ゲート信号がオフになってからオンになり、再びオフになる直前まで又はゲート信号がオンになってからオフになり、再びオンになる直前までを１単位のサイクルとする。そして、１のサイクルを低閾値検出区間とし、低閾値検出区間に後続するサイクルを高閾値検出区間としている。第１閾値電圧Ｖth1又は第１閾値電流Ｉth1による検出は低閾値検出区間で、第２閾値電圧Ｖth2又は第２閾値電流Ｉth2による検出は高閾値検出区間で各々行うことにより、閾値を用いた制御端子電圧等の変化の検出に係るゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗの負荷を抑制することができる。
【0068】
また、算出したターンオン電圧スルーレート、ターンオフ電圧スルーレート、ターンオン電流スルーレート及びターンオフ電流スルーレートに基づいてゲート電流を制御することにより、サージ電圧等の発生を抑制すると共に、スイッチング素子４２Ｕ～４４Ｗのスイッチング損失を低減できる。
【0069】
図７は、本実施形態における一般的なスルーレート算出の説明図である。図７に示した場合では、図４～６で示した低閾値による閾値比較である低閾値検出、高閾値による閾値比較である高閾値検出、スルーレートを算出する制御演算及び算出したスルーレートに基づいたゲート電流の操作からなる一連のサイクルを原則として反復する。しかしながら、インバータ１０の温度、モータ相電流、及び直流電源８０の電源電圧に応じて、低閾値検出、高閾値検出、制御演算及び操作の一連のサイクルを、又はかかる一連のサイクルに含まれる低閾値検出、高閾値検出、制御演算及び操作のいずれかを中断することにより、ゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗの負荷を低減してもよい。以下、本実施形態の変形例について説明する。
【0070】
［第１の変形例］
図８は、低閾値検出を初回に限定した場合の説明図である。低閾値検出をモータ１２の駆動中に少なくとも１回実施し、かかる低閾値検出の結果を制御部３０Ｕの記憶部であるＲＡＭ３０ＵＣ等に保持しておく。以後、高閾値検出、制御演算及び操作を一連のサイクルとして行い、制御演算では、保持していた低閾値検出の結果と、新たに検出した高閾値検出の結果とを用いて電圧スルーレート又は電流スルーレートを算出し、後続する操作では算出した電圧スルーレート又は電流スルーレートに基づいてゲート電流を制御する。
図８は、低閾値検出を初回に限定した場合の説明図である。低閾値検出をモータ１２の駆動中に少なくとも１回実施し、かかる低閾値検出の結果を制御部３０Ｕの記憶部であるＲＡＭ３０ＵＣ等に保持しておく。以後、高閾値検出、制御演算及び操作を一連のサイクルとして行い、制御演算では、保持していた低閾値検出の結果と、新たに検出した高閾値検出の結果とを用いて電圧スルーレート又は電流スルーレートを算出し、後続する操作では算出した電圧スルーレート又は電流スルーレートに基づいてゲート電流を制御する。
【0071】
図９は、図８に示した低閾値検出を初回に限定した場合の処理の一例を示したフローチャートである。ステップ８００では、初回の低閾値検出か否かが判定され、初回検出の場合は手順をステップ８０２に移行し、初回検出でない場合は手順をステップ８０６に移行する。
【0072】
ステップ８０２では、低閾値を用いた低閾値検出を行い、検出結果を保持する。ステップ８０４及びステップ８０６では、高閾値を用いた高閾値検出を行う。
【0073】
ステップ８０８では、保持していた低閾値検出の検出結果とステップ８０４又はステップ８０６で検出した高閾値検出の検出結果とを用いて電圧スルーレート又は電流スルーレートを算出する。そしてステップ８１０では、算出した電圧スルーレート又は電流スルーレートに基づいてゲート電流の制御を行って処理を終了する。
【0074】
本変形例では、低閾値検出を初回に限定することにより、ゲート電流の制御に係る一連の処理を簡素化し、ゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗの負荷を軽減することができる。
【0075】
［第２の変形例］
図１０は、高閾値検出において前回の高閾値検出と差異が生じた場合にスルーレートの算出及びゲート電流の制御を行う場合のフローチャートである。本変形例では、制御演算区間で電圧スルーレート又は電流スルーレートを算出した際に高閾値検出の検出結果を制御部３０Ｕの記憶部であるＲＡＭ３０ＵＣ等に保持した後、新たに低閾値検出と高閾値検出とを行い、新たに行った高閾値検出の検出結果と保持した高閾値検出の検出結果との差分が所定値以上の場合に、新たに検出した低閾値検出の検出結果と新たに検出した高閾値検出の検出結果とで算出した電圧スルーレート又は電流スルーレートに基づいてゲート電流を制御する。所定値は、電圧スルーレート又は電流スルーレートにおいて有意な変化が認められる程度の値であり、実験等を通じて具体的に決定する。
図１０は、高閾値検出において前回の高閾値検出と差異が生じた場合にスルーレートの算出及びゲート電流の制御を行う場合のフローチャートである。本変形例では、制御演算区間で電圧スルーレート又は電流スルーレートを算出した際に高閾値検出の検出結果を制御部３０Ｕの記憶部であるＲＡＭ３０ＵＣ等に保持した後、新たに低閾値検出と高閾値検出とを行い、新たに行った高閾値検出の検出結果と保持した高閾値検出の検出結果との差分が所定値以上の場合に、新たに検出した低閾値検出の検出結果と新たに検出した高閾値検出の検出結果とで算出した電圧スルーレート又は電流スルーレートに基づいてゲート電流を制御する。所定値は、電圧スルーレート又は電流スルーレートにおいて有意な変化が認められる程度の値であり、実験等を通じて具体的に決定する。
【0076】
図１０は、予め高閾値検出の検出結果が保持されている処理を示している。ステップ９００では、低閾値を用いた低閾値検出を行う。ステップ９０２では、高閾値を用いた高閾値検出を行う。
【0077】
ステップ９０４では、ステップ９０２で検出した高閾値検出の検出結果と、保持している高閾値検出の検出結果とを比較し、両者の差分が所定値以上か否かを判定する。ステップ９０４で、両者の差分が所定値以上の場合は手順をステップ９０６に移行し、両者の差分が所定値以上ではない場合は、手順をステップ９０２に移行して、高閾値検出を行う。
【0078】
ステップ９０６では、ステップ９００で検出した低閾値検出の検出結果とステップ９０２で検出した高閾値検出の検出結果とを用いて電圧スルーレート又は電流スルーレートを算出する。そしてステップ９０８では、算出した電圧スルーレート又は電流スルーレートに基づいてゲート電流の制御を行って処理を終了する。
【0079】
本変形例では、新たに取得した高閾値検出の検出結果が前回値との差異が認められる場合に電圧スルーレート又は電流スルーレートの算出とゲート電流の制御を行うことにより、ゲート電流の制御に係る一連の処理を簡素化し、インバータ１０又はゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗの負荷を軽減することができる。
【0080】
［第３の変形例］
図１１は、４つ以上の閾値比較によるスルーレート算出の説明図である。本変形例では、電圧スルーレートを検出する場合、各々異なる複数の閾値電圧において、隣接する閾値電圧同士の差分を、ゲート信号がオンからオフ又はオフからオンに変化したタイミングから入出力端子間電圧検出部２４Ｕが検出した電圧が閾値電圧同士の差分に係る閾値電圧に各々達するまでの時間の差分で除算して複数の電圧スルーレートを算出する。そして、算出した複数の電圧スルーレートの時系列での変化率に基づいてゲート電流の制御を行う。
図１１は、４つ以上の閾値比較によるスルーレート算出の説明図である。本変形例では、電圧スルーレートを検出する場合、各々異なる複数の閾値電圧において、隣接する閾値電圧同士の差分を、ゲート信号がオンからオフ又はオフからオンに変化したタイミングから入出力端子間電圧検出部２４Ｕが検出した電圧が閾値電圧同士の差分に係る閾値電圧に各々達するまでの時間の差分で除算して複数の電圧スルーレートを算出する。そして、算出した複数の電圧スルーレートの時系列での変化率に基づいてゲート電流の制御を行う。
【0081】
図１１に示した例では、閾値電圧Ｖth1a、Ｖth2a、Ｖth3a、Ｖth4aの４つの閾値電圧が設定されている。隣接する閾値電圧の組合せは、Ｖth1aとＶth2a、Ｖth2aとＶth3a、そしてＶth3aとＶth4aである。本変形例では、Ｖth2aとＶth1aとの差分Ｖth2a－Ｖth1aを入出力端子間電圧検出部２４Ｕが検出した電圧が閾値電圧Ｖth1a、Ｖth2aに各々達するまでの時間Ｔ1、Ｔ2の差分であるＴ2－Ｔ1で除算して、下記の初期スルーレートを算出する。
【0082】
【0083】
また、本変形例では、Ｖth3aとＶth2aとの差分Ｖth3a－Ｖth2aを入出力端子間電圧検出部２４Ｕが検出した電圧が閾値電圧Ｖth2a、Ｖth3aに各々達するまでの時間Ｔ2、Ｔ3の差分であるＴ3－Ｔ2で除算して、下記の中期スルーレートを算出する。
【0084】
【0085】
さらに、本変形例では、Ｖth4aとＶth3aとの差分Ｖth4a－Ｖth3aを入出力端子間電圧検出部２４Ｕが検出した電圧が閾値電圧Ｖth3a、Ｖth4aに各々達するまでの時間Ｔ3、Ｔ4の差分であるＴ4－Ｔ3で除算して、下記の後期スルーレートを算出する。
【0086】
【0087】
本変形例では、上述のように算出した初期スルーレート、中期スルーレート及び後期スルーレートの変化率を算出することにより、ゲート電流が同一の場合の入出力端子間電圧の波形の立ち上がりの初期から終期までのスルーレートの変化を把握できる。初期スルーレート、中期スルーレート及び後期スルーレートの変化率は、一例として、初期スルーレートと中期スルーレートとの差分、及び中期スルーレートと後期スルーレートとの差分を各々算出する。さらには、初期スルーレートと中期スルーレートとの差分と、中期スルーレートと後期スルーレートとの差分との差分を算出して、スルーレートの変化率を把握してもよい。
【0088】
図１１では、電圧スルーレートを算出する場合を示したが、電流スルーレートを算出する場合も手順は同様である。電流スルーレートを算出する場合は、閾値電流Ｉth1a、Ｉth2a、Ｉth3a、Ｉth4aの４つの閾値電流を設定する。隣接する閾値電流の組合せは、Ｉth1aとＩth2a、Ｉth2aとＩth3a、そしてＩth3aとＩth4aである。本変形例では、Ｉth2aとＩth1aとの差分Ｉth2a－Ｉth1aを素子電流検出部２６Ｕが検出した電流が閾値電流Ｉth1a、Ｉth2aに各々達するまでの時間Ｔ1、Ｔ2の差分であるＴ2－Ｔ1で除算して、初期スルーレートを算出する。
【0089】
以下同様に、Ｉth3aとＩth2aとの差分Ｉth3a－Ｉth2aを素子電流検出部２６Ｕが検出した電流が閾値電流Ｉth2a、Ｉth3aに各々達するまでの時間Ｔ2、Ｔ3の差分であるＴ3－Ｔ2で除算して、中期スルーレートを算出し、Ｉth4aとＩth3aとの差分Ｉth4a－Ｉth3aを素子電流検出部２６Ｕが検出した電流が閾値電流Ｉth3a、Ｉth4aに各々達するまでの時間Ｔ3、Ｔ4の差分であるＴ4－Ｔ3で除算して、後期スルーレートを算出する。
【0090】
そして、算出した初期スルーレート、中期スルーレート及び後期スルーレートの変化率を、電圧スルーレートの場合と同様に算出する。
【0091】
［第４の変形例］
図１２は、モータ相電流が略同じ場合に、低閾値検出及び高閾値検出の各々を行う場合の説明図である。前述のように、実際のモータの回転制御では、スイッチング素子４２Ｕ～４４Ｗの各々を小刻みにオンオフさせるＰＷＭ制御により、三相交流様の電圧を生成してモータ１２の各相のコイルに印加するので、モータ１２に供給されるモータ相電流は、図１２中段に示したように略正弦波状に変化する。モータ相電流が異なる場合、入出力端子間電圧の波形であるＶds波形も異なってくる。モータ相電流が高いタイミングでのＶds波形は、図１２の上段に示したように急峻となりやすい。また、モータ相電流が低いタイミングでのＶds波形は、図１２の下段に示したように、モータ相電流が高いタイミングでのＶds波形よりも緩やかになりやすい。
図１２は、モータ相電流が略同じ場合に、低閾値検出及び高閾値検出の各々を行う場合の説明図である。前述のように、実際のモータの回転制御では、スイッチング素子４２Ｕ～４４Ｗの各々を小刻みにオンオフさせるＰＷＭ制御により、三相交流様の電圧を生成してモータ１２の各相のコイルに印加するので、モータ１２に供給されるモータ相電流は、図１２中段に示したように略正弦波状に変化する。モータ相電流が異なる場合、入出力端子間電圧の波形であるＶds波形も異なってくる。モータ相電流が高いタイミングでのＶds波形は、図１２の上段に示したように急峻となりやすい。また、モータ相電流が低いタイミングでのＶds波形は、図１２の下段に示したように、モータ相電流が高いタイミングでのＶds波形よりも緩やかになりやすい。
【0092】
図１２に示したように、モータ相電流が異なるタイミングでは、各々のＶds波形に差異が生じる。本変形例では、電気角周期毎に出現するモータ相電流が略同じとなるタイミングで低閾値検出と高閾値検出とを行って電圧スルーレートを算出する。モータ相電流が略同じとなるタイミングではＶds波形がほぼ同じになるので、電圧スルーレートを精度よく算出でき、その結果、高精度なゲート電流の制御が可能となる。モータ相電流が略同じとなるタイミングは、一例として、制御部３０Ｕの制御クロックをカウントして、電気角周期内の同じタイミングとして検出する。
【0093】
また、モータ相電流が略同じとなるタイミングを、電気角周期毎に検出して低閾値検出と高閾値検出とを行うことにより、ゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗの負荷を低減することができる。
【0094】
本変形例では、電圧スルーレートを算出した場合を示したが、電流スルーレートを算出する場合も同様の手順で算出することができる。
【0095】
［第５の変形例］
図１３は、同一電気角周期中でモータ相電流が略同じ場合に、低閾値検出及び高閾値検出の各々を行う場合の説明図である。略正弦波状に変化するモータ相電流は、極大値又は極小値でない限り、同一の電気角周期内で同一の値が２回出現する。本変形例では、同一の電気角周期内で２回出現するモータ相電流が略同じタイミングで低閾値検出と高閾値検出とを行って電圧スルーレートを算出する。前述のように、モータ相電流が略同じとなるタイミングではＶds波形がほぼ同じになるので、電圧スルーレートを精度よく算出でき、その結果、高精度なゲート電流の制御が可能となる。
図１３は、同一電気角周期中でモータ相電流が略同じ場合に、低閾値検出及び高閾値検出の各々を行う場合の説明図である。略正弦波状に変化するモータ相電流は、極大値又は極小値でない限り、同一の電気角周期内で同一の値が２回出現する。本変形例では、同一の電気角周期内で２回出現するモータ相電流が略同じタイミングで低閾値検出と高閾値検出とを行って電圧スルーレートを算出する。前述のように、モータ相電流が略同じとなるタイミングではＶds波形がほぼ同じになるので、電圧スルーレートを精度よく算出でき、その結果、高精度なゲート電流の制御が可能となる。
【0096】
同一電気角周期内でモータ相電流が略同じとなるタイミングは、一例として、電気角周期内で制御部３０Ｕの制御クロックをカウントして検出する。
【0097】
また、同一電気角周期内でモータ相電流が略同じとなるタイミングは、ＰＷＭ制御でのスイッチング素子４２Ｕ～４４Ｗのスイッチング周期よりも長いので、単位時間当たりの低閾値検出及び高閾値検出の頻度を抑制でき、その結果、ゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗの負荷を低減することができる。
【0098】
本変形例では、電圧スルーレートを算出した場合を示したが、電流スルーレートを算出する場合も同様の手順で算出することができる。
【0099】
［第６の変形例］
図１４は、低閾値検出と高閾値検出との間に間引き区間を設けた場合の説明図である。本実施形態では、図７に示したように、スイッチング素子４２Ｕ～４４ＷのＰＷＭ制御でのスイッチング毎に、低閾値検出、高閾値検出、電圧スルーレート又は電流スルーレートを算出する制御演算、及びゲート電流の操作を行うが、かかる動作ではゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗの負荷が問題となる。
図１４は、低閾値検出と高閾値検出との間に間引き区間を設けた場合の説明図である。本実施形態では、図７に示したように、スイッチング素子４２Ｕ～４４ＷのＰＷＭ制御でのスイッチング毎に、低閾値検出、高閾値検出、電圧スルーレート又は電流スルーレートを算出する制御演算、及びゲート電流の操作を行うが、かかる動作ではゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗの負荷が問題となる。
【0100】
本変形例では、図１４に示したように、低閾値検出後、高閾値検出を行わない間引き区間を設け、当該間引き区間に後続して高閾値検出を行う。間引き区間は、例えば制御部３０Ｕが入出力端子間電圧検出部２４Ｕ及び素子電流検出部２６Ｕの各々に対して動作停止信号を出力することにより行われる。高閾値検出後は、間引き区間を経て制御演算を行い、制御演算後は、間引き区間を経て操作を行う。そして、操作後は、間引き区間を経て再び低閾値検出を行う。間引き区間は少なくとも１回のスイッチングを含む区間であり、複数回のスイッチングに及んでもよい。
【0101】
図１４に示したように、検出、演算、及び操作を行わない間引き区間を設けることにより、ゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗの負荷を低減することができる。
【0102】
［第７の変形例］
図１５は、ゲート電流の制御後、閾値検出を行わない間引き区間を設けた場合の説明図である。図１５に示したように、ゲート電流の操作後、少なくとも１回のスイッチングの間、検出、演算、及び操作を行わない間引き区間を設けることにより、ゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗの負荷を低減することができる。
図１５は、ゲート電流の制御後、閾値検出を行わない間引き区間を設けた場合の説明図である。図１５に示したように、ゲート電流の操作後、少なくとも１回のスイッチングの間、検出、演算、及び操作を行わない間引き区間を設けることにより、ゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗの負荷を低減することができる。
【0103】
［第２の実施形態］
図１６は、本実施形態に係る、スイッチング素子４４Ｕのゲートに設けられたゲートドライバ１２２Ｕの構成の一例を示したブロック図である。本実施形態に係るゲートドライバ１２２Ｕは、スイッチング素子４４Ｕの制御端子電圧に基づくスルーレート検出を行う点で第１の実施形態に係るゲートドライバ２２Ｕと相違する。 また、本実施形態に係るゲートドライバは、ゲートドライバ１２０Ｕのように、スイッチング素子４２Ｕ～４４Ｗの各々に設けられた他のゲートドライバが存在するが、代表例としてゲートドライバ１２２Ｕを説明し、その他のゲートドライバについては説明を省略する。
図１６は、本実施形態に係る、スイッチング素子４４Ｕのゲートに設けられたゲートドライバ１２２Ｕの構成の一例を示したブロック図である。本実施形態に係るゲートドライバ１２２Ｕは、スイッチング素子４４Ｕの制御端子電圧に基づくスルーレート検出を行う点で第１の実施形態に係るゲートドライバ２２Ｕと相違する。 また、本実施形態に係るゲートドライバは、ゲートドライバ１２０Ｕのように、スイッチング素子４２Ｕ～４４Ｗの各々に設けられた他のゲートドライバが存在するが、代表例としてゲートドライバ１２２Ｕを説明し、その他のゲートドライバについては説明を省略する。
【0104】
図１６に示したように、本実施形態に係るゲートドライバ１２２Ｕは、スイッチング素子４４Ｕの制御端子電圧（ゲートソース間電圧Ｖgs）を時間情報に対応付けて検出する制御端子電圧検出部１２４Ｕ、ノード４６Ｕとモータ１２との間に設けられ素子電流（ドレイン電流Ｉd）がハイレベルで一定となる状態の負荷電流ＩＬを検出する負荷電流検出部１３２Ｕ、及び直流電源８０の電源電圧ＶＨを検出する電源電圧検出部１３４Ｕを含み、検出処理部１２８Ｕは、制御端子電圧検出部１２４Ｕ、負荷電流検出部１３２Ｕ及び電源電圧検出部１３４Ｕの各々の検出信号を、後述する制御部１３０Ｕで処理可能な形式の信号に変換し、制御部１３０Ｕは、上位の制御装置から入力されるスルーレート目標値及び検出処理部１２８Ｕの出力に基づきスイッチング素子４４Ｕのゲートに印加するゲート信号の制御演算を行う点で第１の実施形態と相違するが、その他の構成については、第１の実施形態と同一の符号を付して詳細な説明は省略する。制御部１３０Ｕの構成も、図３に示した制御部３０Ｕと実質的に同じなので、詳細な説明は省略する。また、制御端子電圧検出部１２４Ｕは、例えば、制御部１３０Ｕの制御クロックを用いて時間情報を検出する。
【0105】
負荷電流検出部１３２Ｕは、一例として、シャント抵抗の両端部の電位差に基づいて電流値を検出してもよいし、ノード４６Ｕとモータ１２との間の通電によって生じる誘導電流に基づいて電流値を算出してもよい。本実施形態では、負荷電流検出部１３２Ｕに代えて、第１の実施形態の素子電流検出部２６Ｕを備えていてもよい。負荷電流ＩＬは、スイッチング素子４４Ｕがオンになった場合に検出される素子電流だからである。また、負荷電流ＩＬは、スイッチング素子４４Ｕに固有の値であるから、負荷電流検出部１３２Ｕによる検出値に代えて、スイッチング素子４４Ｕに固有の定数としてもよい。
【0106】
検出処理部１２８Ｕは、例えば、制御端子電圧検出部１２４Ｕ、負荷電流検出部１３２Ｕ及び電源電圧検出部１３４Ｕの各々の検出信号がアナログ信号である場合、制御部１３０Ｕで処理可能なデジタル信号に変換する一種のＡ／Ｄコンバータを含む回路である。
【0107】
電源電圧検出部１３４Ｕに代えて、第１の実施形態の入出力端子間電圧検出部１２４Ｕを備えていてもよい。電源電圧ＶＨは、スイッチング素子４４Ｕがオフになった場合に検出される入出力端子間電圧だからである。また、電源電圧ＶＨは直流電源８０の仕様に応じた値なので、直流電源８０の出力が安定している場合は、電源電圧検出部１３４Ｕ等による検出値に代えて、直流電源８０の公称電圧を電源電圧ＶＨとしてもよい。
【0108】
図１７は、制御端子電圧によるスルーレート検出の概要を示した説明図である。図１７は、前述の図１９と同じ態様でゲート信号、制御端子電圧、入出力端子間電圧、及び素子電流の時系列での変化を示している。本実施形態では、制御端子電圧に以下の（１）、（２）の情報が出現することを利用してスルーレートを検出する。
【0109】
（１）制御端子電圧が、ゲート閾値電圧に到達してから、ミラー電圧に到達して一定となるミラー期間までのドレイン電流遷移期間Ｔ１。
（２）ミラー期間に相当するドレインソース間電圧遷移期間Ｔ２。
（２）ミラー期間に相当するドレインソース間電圧遷移期間Ｔ２。
【0110】
本実施形態では、１サイクル目閾値Ｖth1c、２サイクル目閾値Ｖth2c、及び３サイクル目閾値Ｖth3cの３つの制御端子電圧の閾値を設定する。１サイクル目閾値Ｖth1cはゲート閾値電圧Ｖthそのものである。２サイクル目閾値Ｖth2cは、ミラー電圧Ｖmに近似するがミラー電圧Ｖmより小さい値であり、３サイクル目閾値Ｖth3cは、ミラー電圧Ｖmに近似するがミラー電圧Ｖmより大きい値である。
【0111】
ミラー電圧は、下記の式で算出される。下記の式中のＶthはゲート閾値電圧であり、ＩＬは素子電流がハイレベルで一定となる負荷電流であり、ｇｍは相互コンダクタンス（制御端子電圧の変化に対する素子電流の変化）である。
Ｖm＝Ｖth＋ＩＬ／ｇｍ
Ｖm＝Ｖth＋ＩＬ／ｇｍ
【0112】
本実施形態では、負荷電流ＩＬをドレイン電流遷移期間Ｔ１で除算して電流スルーレートｄｉ／ｄｔを導出し、電源電圧ＶＨをドレインソース間電圧遷移期間Ｔ２で除算して電圧スルーレートｄｖ／ｄｔを導出する。
【0113】
図１９を用いて説明したように、ゲート信号がオフになると、入出力端子間電圧が大きくなると共に、素子電流が低下するターンオフ期間となるが、ターンオフ期間もターンオン期間と同様に、ドレイン電流遷移期間Ｔ１と負荷電流ＩＬとから電流スルーレートｄｉ／ｄｔを導出し、ドレインソース間電圧遷移期間Ｔ２と電源電圧ＶＨとから電圧スルーレートｄｖ／ｄｔを導出することができる。
【0114】
図１７では、１のゲート信号のオン又はオフに際して、１サイクル目閾値Ｖth1c、２サイクル目閾値Ｖth2c、及び３サイクル目閾値Ｖth3cの３つの制御端子電圧の閾値を適用した例を示した。しかしながら、かかる場合は、短時間で３つの閾値を用いた検出を行うことを要し、ゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗの負荷が高くなるおそれがあるので、本実施形態では、図１８を用いて後述するように、１サイクル目閾値Ｖth1c、２サイクル目閾値Ｖth2c、及び３サイクル目閾値Ｖth3cの各々の閾値を用いた検出は、異なるタイミングでのゲート信号のオン又はオフに際して行う。
【0115】
図１８は、制御端子電圧による電圧スルーレート及び電流スルーレートの算出、並びに、ゲート電流の制御の一例を示した説明図である。本実施形態では、ゲート信号がオフになってからオンになり、再びオフになる直前までを１単位のサイクルとする。そして、１のサイクルを第１閾値検出区間とし、第１閾値検出区間に後続するサイクルを第２閾値検出区間とし、第２閾値検出区間に後続するサイクルを第３閾値検出区間としている。
【0116】
第１閾値検出区間では、ゲート信号がオフになってから制御端子電圧が１サイクル目閾値Ｖth1c、に達する間までの時間Ｔsr_off_1を検出し、同じく第１閾値検出区間では、ゲート信号がオンになってから制御端子電圧が１サイクル目閾値Ｖth1cに達する間までの時間Ｔsr_on_1を検出する。
【0117】
第２閾値検出区間では、ゲート信号がオフになってから制御端子電圧が２サイクル目閾値Ｖth2c、に達する間までの時間Ｔsr_off_2を検出し、同じく第２閾値検出区間では、ゲート信号がオンになってから制御端子電圧が２サイクル目閾値Ｖth2cに達する間までの時間Ｔsr_on_2を検出する。
【0118】
第３閾値検出区間では、ゲート信号がオフになってから制御端子電圧が３サイクル目閾値Ｖth3c、に達する間までの時間Ｔsr_off_3を検出し、同じく第３閾値検出区間では、ゲート信号がオンになってから制御端子電圧が３サイクル目閾値Ｖth3cに達する間までの時間Ｔsr_on_3を検出する。
【0119】
スルーレート算出＆制御演算区間では、第１閾値検出区間、第２閾値検出区間、及び第３閾値検出区間の各々で検出した時間と、電源電圧検出部１３４Ｕで検出した電源電圧ＶＨと、負荷電流検出部１３２Ｕで検出した負荷電流ＩＬとを用いて、ターンオフ電圧スルーレート、ターンオン電圧スルーレート、ターンオフ電流スルーレート及びターンオン電流スルーレートを算出する。
【0120】
ターンオフ電圧スルーレートは、下記の式（５）により算出される。式（５）の分母は、前述のドレインソース間電圧遷移期間Ｔ２に相当する。
【0121】
【0122】
ターンオン電圧スルーレートは、下記の式（６）により算出される。式（６）の分母は、前述のドレインソース間電圧遷移期間Ｔ２に相当するが、電源電圧ＶＨは正の値であり、ターンオン電圧スルーレートは負の値になるので、時間Ｔsr_on_2から時間Ｔsr_on_3を減算することにより、分母を負の値にしている。
【0123】
【0124】
ターンオフ電流スルーレートは、下記の式（７）により算出される。式（７）の分母は、前述のドレイン電流遷移期間Ｔ１に相当するが、負荷電流ＩＬは正の値であり、ターンオフ電流スルーレートは負の値になるので、時間Ｔsr_off_2から時間Ｔsr_off_1を減算することにより、分母を負の値にしている。
【0125】
【0126】
ターンオン電流スルーレートは、下記の式（８）により算出される。式（８）の分母は、前述のドレイン電流遷移期間Ｔ１に相当する。
【0127】
【0128】
操作区間では、算出したターンオフ電圧スルーレート、ターンオン電圧スルーレート、ターンオフ電流スルーレート及びターンオン電流スルーレートに基づいて、ゲート信号の電流値であるゲート電流を制御する。ゲート電流の制御の態様は、第１の実施形態と同様なので、詳細な説明は省略する。
【0129】
以上説明したように、本実施の形態によれば、検出値が一定で、安定して検出できる電源電圧ＶＨ及び負荷電流ＩＬに基づいて、ターンオフ電圧スルーレート、ターンオン電圧スルーレート、ターンオフ電流スルーレート及びターンオン電流スルーレートの各々を算出できる。
【0130】
ターンオフ電圧スルーレート、ターンオン電圧スルーレート、ターンオフ電流スルーレート及びターンオン電流スルーレートの算出に係る各々の時間は、１サイクル目閾値Ｖth1c、２サイクル目閾値Ｖth2c、及び３サイクル目閾値Ｖth3cの３つの制御端子電圧の閾値を適用して検出される。本実施形態では、ゲート信号がオフになってからオンになり、再びオフになる直前までを１単位のサイクルとする。そして、１のサイクルを第１閾値検出区間とし、第１閾値検出区間に後続するサイクルを第２閾値検出区間とし、第２閾値検出区間に後続するサイクルを第３閾値検出区間としている。そして、１サイクル目閾値Ｖth1cを用いて制御端子電圧の変化を検出するタイミングを第１閾値検出区間とし、２サイクル目閾値Ｖth2cを用いて制御端子電圧の変化を検出するタイミングを第２閾値検出区間とし、３サイクル目閾値Ｖth3cを用いて制御端子電圧の変化を検出するタイミングを第３閾値検出区間とすることにより、閾値を用いた制御端子電圧の変化の検出に係るゲートドライバ２０Ｕ～２２Ｗの負荷を抑制することができる。
＜付記＞
本発明の特徴を以下の通り示す。
（付記１）
制御端子及び入出力端子を備え、前記制御端子に印加される電気信号に応じて前記入出力端子間がスイッチングされるスイッチング素子（４４Ｕ）の前記入出力端子の電圧の時間変化を示す電圧時系列情報を検出する電圧検出部（２４Ｕ）と、
前記スイッチング素子（４４Ｕ）の素子電流の時間変化を示す電流時系列情報を検出する電流検出部（２６Ｕ）と、
前記スイッチング素子（４４Ｕ）の第１のスイッチングにおいて前記電圧検出部（２４Ｕ）が検出した第１の電圧時系列情報、及び前記第１のスイッチングと異なる第２のスイッチングにおいて前記電圧検出部（２４Ｕ）が検出した第２の電圧時系列情報に基づいて導出され、かつ前記入出力端子間の電圧変化率を示す電圧スルーレートと、前記第１のスイッチングにおいて前記電流検出部（２６Ｕ）が検出した第１の電流時系列情報、及び前記第２のスイッチングにおいて前記電流検出部（２６Ｕ）が検出した第２の電流時系列情報に基づいて導出され、かつ前記素子電流の変化率を示す電流スルーレートとのいずれか一方に基づいて、前記電気信号の電流値を制御する制御部（３０Ｕ）と、
を含むスイッチング素子駆動回路。
（付記２）
前記制御部（３０Ｕ）は、第1閾値電圧と前記第1閾値電圧よりも大きな第２閾値電圧との電圧差分を、前記第１の電圧時系列情報から抽出した時間であって、前記入出力端子の電圧が、前記電気信号が変化したタイミングから第1閾値電圧に達するまでの第１電圧時間と、第２の電圧時系列情報から抽出した時間であって、前記入出力端子の電圧が、前記電気信号が変化したタイミングから前記第２閾値電圧に達するまでの第２電圧時間との時間差分で、除算して前記電圧スルーレートを算出する付記１に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記３）
前記制御部（３０Ｕ）は、第1閾値電流と前記第1閾値電流よりも大きな第２閾値電流との電流差分を、前記第１の電流時系列情報から抽出した時間であって、前記素子電流が前記電気信号が変化したタイミングから前記第1閾値電流に達するまでの第１電流時間と、前記第２の電流時系列情報から抽出した時間であって、前記素子電流が、前記電気信号が変化したタイミングから前記第２閾値電流に達するまでの第２電流時間との時間差分で、除算して前記電流スルーレートを算出する付記１に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記４）
前記制御部（３０Ｕ）は、前記第１電圧時間を記憶部（３０ＵＣ）に保持した後、前記第２電圧時間を複数回検出し、該複数回検出した第２電圧時間の各々と前記記憶部（３０ＵＣ）に保持した第１電圧時間とを用いて複数の前記電圧スルーレートを算出する付記２に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記５）
前記制御部（３０Ｕ）は、前記第１電流時間を記憶部（３０ＵＣ）に保持した後、前記第２電流時間を複数回検出し、該複数回検出した第２電流時間の各々と前記記憶部（３０ＵＣ）に保持した第１電流時間とを用いて複数の前記電流スルーレートを算出する付記３に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記６）
前記制御部（３０Ｕ）は、前記電圧スルーレートの算出に係る第２電圧時間を記憶部（３０ＵＣ）に保持した後、新たに第１電圧時間と第２電圧時間とを検出し、新たに検出した第２電圧時間と前記記憶部（３０ＵＣ）に保持した第２電圧時間との差分が所定値以上の場合に、前記新たに検出した第１電圧時間と第２電圧時間とで算出した電圧スルーレートに基づいて前記電気信号の電流値を制御する付記２に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記７）
前記制御部（３０Ｕ）は、前記電流スルーレートの算出に係る第２電流時間を記憶部（３０ＵＣ）に保持した後、新たに第１電流時間と第２電流時間とを検出し、新たに検出した第２電流時間と前記記憶部（３０ＵＣ）に保持した第２電流時間との差分が所定値以上の場合に、前記新たに検出した第１電流時間と第２電流時間とで算出した電流スルーレートに基づいて前記電気信号の電流値を制御する付記３に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記８）
前記制御部（３０Ｕ）は、各々異なる複数の閾値電圧に対応して、前記スイッチング素子（４４Ｕ）の各々異なるスイッチングにおいて検出された複数の電圧時系列情報の各々から、前記電気信号が変化したタイミングから前記各々異なる複数の閾値電圧に達するまでの時間を各々抽出すると共に、値が隣接する閾値電圧同士の差分を、前記電気信号が変化したタイミングから値が隣接する閾値電圧に達するまでの各々の時間の差分で除算して複数の電圧スルーレートを算出し、該複数の電圧スルーレートの時系列での変化率に基づいて前記電気信号の電流値を制御する付記１に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記９）
前記制御部（３０Ｕ）は、各々異なる複数の閾値電流に対応して、前記スイッチング素子（４４Ｕ）の各々異なるスイッチングにおいて検出された複数の電流時系列情報の各々から、前記電気信号が変化したタイミングから前記各々異なる複数の閾値電流に達するまでの時間を各々抽出すると共に、値が隣接する閾値電流同士の差分を、前記電気信号が変化したタイミングから値が隣接する閾値電流に達するまでの各々の時間の差分で除算して複数の電流スルーレートを算出し、該複数の電流スルーレートの時系列での変化率に基づいて前記電気信号の電流値を制御する付記１に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記１０）
前記第２のスイッチングは、前記第１のスイッチングに後続するスイッチングである付記１～３のいずれか１項に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記１１）
前記第２のスイッチングは、前記スイッチング素子（４４Ｕ）から電力負荷（１２）に供給される電流が、前記第１のスイッチングの際に前記スイッチング素子（４４Ｕ）から前記電力負荷（１２）に供給される電流と、略同じになる電気角周期毎に出現するタイミングでのスイッチングである付記１～３のいずれか１項に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記１２）
前記第２のスイッチングは、同一電気角周期において、前記スイッチング素子（４４Ｕ）から電力負荷（１２）に供給される電流が、前記第１のスイッチングの際に前記スイッチング素子（４４Ｕ）から前記電力負荷（１２）に供給される電流と、略同じになるタイミングでのスイッチングである付記１～３のいずれか１項に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記１３）
前記第１のスイッチング後、前記電圧検出部（２４Ｕ）及び前記電流検出部（２６Ｕ）の各々による検出を停止する間引き区間を少なくとも１回のスイッチングの間設ける付記１～３のいずれか１項に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記１４）
前記電圧スルーレート及び前記電流スルーレートの算出後、前記電圧検出部（２４Ｕ）及び前記電流検出部（２６Ｕ）の各々による検出と前記制御部（３０Ｕ）による電圧スルーレート及び前記電流スルーレートの算出とを停止する間引き区間を少なくとも１回のスイッチングの間設ける付記１～３のいずれか１項に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記１５）
制御端子及び入出力端子を備え、前記制御端子に印加される電気信号に応じて前記入出力端子間がスイッチングされるスイッチング素子（４４Ｕ）の前記制御端子の電圧の時間変化を示す制御端子電圧時系列情報を検出する制御端子電圧検出部（１２４Ｕ）と、
前記制御端子電圧時系列情報から抽出した前記制御端子の電圧が前記スイッチング素子（４４Ｕ）のゲート閾値電圧からミラー電圧に到達するまでのドレイン電流遷移期間に基づいて導出され、かつ前記スイッチング素子（４４Ｕ）の素子電流の変化率を示す電流スルーレートと、前記制御端子電圧時系列情報から抽出した前記制御端子の電圧が前記ミラー電圧となるミラー期間に基づいて導出され、かつ前記入出力端子間の電圧変化率を示す電圧スルーレートとのいずれか一方に基づいて、前記電気信号の電流値を制御する制御部（１３０Ｕ）と、
を含むスイッチング素子駆動回路。
（付記１６）
前記制御部（１３０Ｕ）は、前記制御端子の電圧が、前記電気信号がオンからオフ又はオフからオンに変化した第１のタイミングから前記ゲート閾値電圧に達するまでの第1時間と、前記第１のタイミング後に前記電気信号がオンからオフ又はオフからオンに各々変化した第２のタイミングから前記制御端子の電圧が、前記ゲート閾値電圧より大きく、かつ前記ミラー電圧より小さく前記ミラー電圧に近似する値の制御端子閾値電圧に達するまでの第２時間と、の差分を前記ドレイン電流遷移期間とし、前記スイッチング素子（４４Ｕ）の負荷電流を、前記ドレイン電流遷移期間で除算して前記電流スルーレートを算出する付記１５に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記１７）
前記制御部（１３０Ｕ）は、前記第２時間と、前記第２のタイミング後に前記電気信号がオンからオフ又はオフからオンに各々変化した第３のタイミングから前記制御端子の電圧が、前記ミラー電圧よりも大きく、かつ前記ミラー電圧に近似する他の制御端子閾値電圧に達するまでの第３時間との差分を前記ミラー期間とし、電源電圧を、前記ミラー期間で除算して前記電圧スルーレートを算出する付記１６に記載のスイッチング素子駆動回路。
＜付記＞
本発明の特徴を以下の通り示す。
（付記１）
制御端子及び入出力端子を備え、前記制御端子に印加される電気信号に応じて前記入出力端子間がスイッチングされるスイッチング素子（４４Ｕ）の前記入出力端子の電圧の時間変化を示す電圧時系列情報を検出する電圧検出部（２４Ｕ）と、
前記スイッチング素子（４４Ｕ）の素子電流の時間変化を示す電流時系列情報を検出する電流検出部（２６Ｕ）と、
前記スイッチング素子（４４Ｕ）の第１のスイッチングにおいて前記電圧検出部（２４Ｕ）が検出した第１の電圧時系列情報、及び前記第１のスイッチングと異なる第２のスイッチングにおいて前記電圧検出部（２４Ｕ）が検出した第２の電圧時系列情報に基づいて導出され、かつ前記入出力端子間の電圧変化率を示す電圧スルーレートと、前記第１のスイッチングにおいて前記電流検出部（２６Ｕ）が検出した第１の電流時系列情報、及び前記第２のスイッチングにおいて前記電流検出部（２６Ｕ）が検出した第２の電流時系列情報に基づいて導出され、かつ前記素子電流の変化率を示す電流スルーレートとのいずれか一方に基づいて、前記電気信号の電流値を制御する制御部（３０Ｕ）と、
を含むスイッチング素子駆動回路。
（付記２）
前記制御部（３０Ｕ）は、第1閾値電圧と前記第1閾値電圧よりも大きな第２閾値電圧との電圧差分を、前記第１の電圧時系列情報から抽出した時間であって、前記入出力端子の電圧が、前記電気信号が変化したタイミングから第1閾値電圧に達するまでの第１電圧時間と、第２の電圧時系列情報から抽出した時間であって、前記入出力端子の電圧が、前記電気信号が変化したタイミングから前記第２閾値電圧に達するまでの第２電圧時間との時間差分で、除算して前記電圧スルーレートを算出する付記１に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記３）
前記制御部（３０Ｕ）は、第1閾値電流と前記第1閾値電流よりも大きな第２閾値電流との電流差分を、前記第１の電流時系列情報から抽出した時間であって、前記素子電流が前記電気信号が変化したタイミングから前記第1閾値電流に達するまでの第１電流時間と、前記第２の電流時系列情報から抽出した時間であって、前記素子電流が、前記電気信号が変化したタイミングから前記第２閾値電流に達するまでの第２電流時間との時間差分で、除算して前記電流スルーレートを算出する付記１に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記４）
前記制御部（３０Ｕ）は、前記第１電圧時間を記憶部（３０ＵＣ）に保持した後、前記第２電圧時間を複数回検出し、該複数回検出した第２電圧時間の各々と前記記憶部（３０ＵＣ）に保持した第１電圧時間とを用いて複数の前記電圧スルーレートを算出する付記２に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記５）
前記制御部（３０Ｕ）は、前記第１電流時間を記憶部（３０ＵＣ）に保持した後、前記第２電流時間を複数回検出し、該複数回検出した第２電流時間の各々と前記記憶部（３０ＵＣ）に保持した第１電流時間とを用いて複数の前記電流スルーレートを算出する付記３に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記６）
前記制御部（３０Ｕ）は、前記電圧スルーレートの算出に係る第２電圧時間を記憶部（３０ＵＣ）に保持した後、新たに第１電圧時間と第２電圧時間とを検出し、新たに検出した第２電圧時間と前記記憶部（３０ＵＣ）に保持した第２電圧時間との差分が所定値以上の場合に、前記新たに検出した第１電圧時間と第２電圧時間とで算出した電圧スルーレートに基づいて前記電気信号の電流値を制御する付記２に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記７）
前記制御部（３０Ｕ）は、前記電流スルーレートの算出に係る第２電流時間を記憶部（３０ＵＣ）に保持した後、新たに第１電流時間と第２電流時間とを検出し、新たに検出した第２電流時間と前記記憶部（３０ＵＣ）に保持した第２電流時間との差分が所定値以上の場合に、前記新たに検出した第１電流時間と第２電流時間とで算出した電流スルーレートに基づいて前記電気信号の電流値を制御する付記３に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記８）
前記制御部（３０Ｕ）は、各々異なる複数の閾値電圧に対応して、前記スイッチング素子（４４Ｕ）の各々異なるスイッチングにおいて検出された複数の電圧時系列情報の各々から、前記電気信号が変化したタイミングから前記各々異なる複数の閾値電圧に達するまでの時間を各々抽出すると共に、値が隣接する閾値電圧同士の差分を、前記電気信号が変化したタイミングから値が隣接する閾値電圧に達するまでの各々の時間の差分で除算して複数の電圧スルーレートを算出し、該複数の電圧スルーレートの時系列での変化率に基づいて前記電気信号の電流値を制御する付記１に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記９）
前記制御部（３０Ｕ）は、各々異なる複数の閾値電流に対応して、前記スイッチング素子（４４Ｕ）の各々異なるスイッチングにおいて検出された複数の電流時系列情報の各々から、前記電気信号が変化したタイミングから前記各々異なる複数の閾値電流に達するまでの時間を各々抽出すると共に、値が隣接する閾値電流同士の差分を、前記電気信号が変化したタイミングから値が隣接する閾値電流に達するまでの各々の時間の差分で除算して複数の電流スルーレートを算出し、該複数の電流スルーレートの時系列での変化率に基づいて前記電気信号の電流値を制御する付記１に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記１０）
前記第２のスイッチングは、前記第１のスイッチングに後続するスイッチングである付記１～３のいずれか１項に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記１１）
前記第２のスイッチングは、前記スイッチング素子（４４Ｕ）から電力負荷（１２）に供給される電流が、前記第１のスイッチングの際に前記スイッチング素子（４４Ｕ）から前記電力負荷（１２）に供給される電流と、略同じになる電気角周期毎に出現するタイミングでのスイッチングである付記１～３のいずれか１項に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記１２）
前記第２のスイッチングは、同一電気角周期において、前記スイッチング素子（４４Ｕ）から電力負荷（１２）に供給される電流が、前記第１のスイッチングの際に前記スイッチング素子（４４Ｕ）から前記電力負荷（１２）に供給される電流と、略同じになるタイミングでのスイッチングである付記１～３のいずれか１項に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記１３）
前記第１のスイッチング後、前記電圧検出部（２４Ｕ）及び前記電流検出部（２６Ｕ）の各々による検出を停止する間引き区間を少なくとも１回のスイッチングの間設ける付記１～３のいずれか１項に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記１４）
前記電圧スルーレート及び前記電流スルーレートの算出後、前記電圧検出部（２４Ｕ）及び前記電流検出部（２６Ｕ）の各々による検出と前記制御部（３０Ｕ）による電圧スルーレート及び前記電流スルーレートの算出とを停止する間引き区間を少なくとも１回のスイッチングの間設ける付記１～３のいずれか１項に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記１５）
制御端子及び入出力端子を備え、前記制御端子に印加される電気信号に応じて前記入出力端子間がスイッチングされるスイッチング素子（４４Ｕ）の前記制御端子の電圧の時間変化を示す制御端子電圧時系列情報を検出する制御端子電圧検出部（１２４Ｕ）と、
前記制御端子電圧時系列情報から抽出した前記制御端子の電圧が前記スイッチング素子（４４Ｕ）のゲート閾値電圧からミラー電圧に到達するまでのドレイン電流遷移期間に基づいて導出され、かつ前記スイッチング素子（４４Ｕ）の素子電流の変化率を示す電流スルーレートと、前記制御端子電圧時系列情報から抽出した前記制御端子の電圧が前記ミラー電圧となるミラー期間に基づいて導出され、かつ前記入出力端子間の電圧変化率を示す電圧スルーレートとのいずれか一方に基づいて、前記電気信号の電流値を制御する制御部（１３０Ｕ）と、
を含むスイッチング素子駆動回路。
（付記１６）
前記制御部（１３０Ｕ）は、前記制御端子の電圧が、前記電気信号がオンからオフ又はオフからオンに変化した第１のタイミングから前記ゲート閾値電圧に達するまでの第1時間と、前記第１のタイミング後に前記電気信号がオンからオフ又はオフからオンに各々変化した第２のタイミングから前記制御端子の電圧が、前記ゲート閾値電圧より大きく、かつ前記ミラー電圧より小さく前記ミラー電圧に近似する値の制御端子閾値電圧に達するまでの第２時間と、の差分を前記ドレイン電流遷移期間とし、前記スイッチング素子（４４Ｕ）の負荷電流を、前記ドレイン電流遷移期間で除算して前記電流スルーレートを算出する付記１５に記載のスイッチング素子駆動回路。
（付記１７）
前記制御部（１３０Ｕ）は、前記第２時間と、前記第２のタイミング後に前記電気信号がオンからオフ又はオフからオンに各々変化した第３のタイミングから前記制御端子の電圧が、前記ミラー電圧よりも大きく、かつ前記ミラー電圧に近似する他の制御端子閾値電圧に達するまでの第３時間との差分を前記ミラー期間とし、電源電圧を、前記ミラー期間で除算して前記電圧スルーレートを算出する付記１６に記載のスイッチング素子駆動回路。
【符号の説明】
【0131】
１０ インバータ、１２ モータ、２２Ｕ ゲートドライバ、２４Ｕ 入出力端子間電圧検出部、２６Ｕ 素子電流検出部、３０Ｕ 制御部、３２Ｕ 操作部、３２ＵＦ、３２ＵＯ 可変抵抗器、４４Ｕ スイッチング素子、９０ ターンオフ時操作区間、９２ ターンオン時操作区間、９４ ターンオン時操作区間、９６ ターンオフ時操作区間、１２２Ｕ ゲートドライバ、１２４Ｕ 制御端子電圧検出部、１２４Ｕ 入出力端子間電圧検出部、１３０Ｕ 制御部、１３２Ｕ 負荷電流検出部、１３４Ｕ 電源電圧検出部、Ｉd ドレイン電流、Ｉth1 第１閾値電流、Ｉth2 第２閾値電流、Ｉth1aＩth2a、Ｉth3a、Ｉth4a 閾値電流、ＩＬ 負荷電流、Ｔ１ ドレイン電流遷移期間、Ｔ２ ドレインソース間電圧遷移期間、Ｔ1、Ｔ2、Ｔ3、Ｔ4、Ｔsr_off_1、Ｔsr_off_2、Ｔsr_off_3、Ｔsr_on_1、Ｔsr_on_2、Ｔsr_on_3、Ｔsr_off_v1、Ｔsr_off_v2、Ｔsr_on_v1、Ｔsr_on_v2、Ｔsr_off_i1、Ｔsr_off_i2、Ｔsr_on_i1、Ｔsr_on_i2 時間、Ｖds ドレインソース間電圧、Ｖgs ゲートソース間電圧、Ｖm ミラー電圧、Ｖth ゲート閾値電圧、Ｖth1 第１閾値電圧、Ｖth2 第２閾値電圧、Ｖth1a、Ｖth2a、Ｖth3a、Ｖth4a 閾値電圧、Ｖth1c １サイクル目閾値、Ｖth2c ２サイクル目閾値、Ｖth3c ３サイクル目閾値、ＶＨ 電源電圧
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
