特許 7479196 探触子及びそれを用いる超音波診断装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-04-25

(45)【発行日】2024-05-08

(54)【発明の名称】探触子及びそれを用いる超音波診断装置

(51)【国際特許分類】

   A61B 8/00 20060101AFI20240426BHJP

【ＦＩ】

A61B8/00

【請求項の数】 15

(21)【出願番号】P 2020090443

(22)【出願日】2020-05-25

(65)【公開番号】P2021184791

(43)【公開日】2021-12-09

【審査請求日】2023-04-05

(73)【特許権者】

【識別番号】320011683

【氏名又は名称】富士フイルムヘルスケア株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001210

【氏名又は名称】弁理士法人ＹＫＩ国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】五十嵐 豊

(72)【発明者】

【氏名】梶山 新也

(72)【発明者】

【氏名】今川 健吾

【審査官】永田 浩司

(56)【参考文献】

【文献】米国特許第０４８５２５７６（ＵＳ，Ａ）

【文献】特開２０１２－２４４４４８（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０１２／１３９６６５（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開平０８－０４５４６０（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許第０８８４７６８５（ＵＳ，Ｂ２）

【文献】米国特許第０５９６３０９４（ＵＳ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ａ６１Ｂ ８／００ ー ８／１５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

診断部位に超音波を送信し反射波である受信信号を受信する探触子であって、
前記探触子は、
複数の振動子と、
前記複数の振動子に対応して設けられた複数の低雑音増幅回路であって、各低雑音増幅回路が、可変抵抗制御端子に入力される可変抵抗制御信号により抵抗値が変わる可変抵抗帰還部を有する、複数の低雑音増幅回路と、
制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、
前記各低雑音増幅回路の前記可変抵抗帰還部のバイアス電圧に相当するレプリカ電圧であって前記バイアス電圧の変動に伴って変動するレプリカ電圧を生成するレプリカ電圧生成回路と、
前記レプリカ電圧生成回路により生成された前記レプリカ電圧と、時間の経過と共に上昇または下降するＴＧＣ用制御信号と、を加算して加算信号を出力する加算回路と、
を有し、
前記複数の低雑音増幅回路が有する複数の可変抵抗制御端子に対して前記加算信号に基づく前記可変抵抗制御信号が入力され、これにより前記各低雑音増幅回路の利得が可変制御されることを特徴とする探触子。

【請求項2】

請求項１に記載の探触子であって、
前記レプリカ電圧生成回路は、
前記複数の低雑音増幅回路とは別のレプリカ電圧生成用低雑音増幅回路と、
前記レプリカ電圧生成用低雑音増幅回路の入出力間に接続された帰還抵抗と、
を含む、
ことを特徴とする探触子。

【請求項3】

請求項２に記載の探触子であって、
前記レプリカ電圧生成回路は、前記複数の低雑音増幅回路が実装された半導体ダイに実装されている、
ことを特徴とする探触子。

【請求項4】

請求項１に記載の探触子であって、
前記制御回路は、更に、フローティング電圧回路を有し、
前記フローティング電圧回路は、制御端子に入力される電気信号により抵抗値が変わる可変抵抗を有し、
前記可変抵抗の前記制御端子に前記電気信号として直流電気信号が給電され、これにより前記可変抵抗に直流電流が流れてフローティング電圧が生成され、
前記フローティング電圧回路において、前記加算回路から出力された前記加算信号が有する電圧を基準として、前記フローティング電圧分のレベルシフトを行った電圧を有する信号として前記可変抵抗制御信号が生成される、
ことを特徴とする探触子。

【請求項5】

請求項４に記載の探触子であって、
前記各低雑音増幅回路が有する前記可変抵抗帰還部は、第１のＮチャネルまたはＰチャネル電界効果トランジスタで構成され、
前記各低雑音増幅回路が有する前記可変抵抗帰還部の前記可変抵抗制御端子は、前記第１のＮチャネルまたはＰチャネル電界効果トランジスタのゲート端子であり、
前記フローティング電圧回路の前記可変抵抗は、ゲートとドレインを接続した第２のＮチャネルまたはＰチャネル電界効果トランジスタであり、これに直流電気信号を給電することにより、そのゲートソース間電圧として前記フローティング電圧が生成される、
ことを特徴とする探触子。

【請求項6】

請求項５に記載の探触子であって、
前記各低雑音増幅回路は、反転入力端子及び非反転入力端子を有する演算増幅器であり、
前記第１のＮチャネルまたはＰチャネル電界効果トランジスタは、前記演算増幅器の出力から前記反転入力端子へ負帰還をかける前記可変抵抗帰還部であり、
前記演算増幅器の前記非反転入力端子には、基準電圧が供給されている、
ことを特徴とする探触子。

【請求項7】

請求項１に記載の探触子であって、
前記各低雑音増幅回路は、２つの電界効果トランジスタを並置した差動増幅回路であり、
前記各低雑音増幅回路の前記可変抵抗帰還部は、前記２つの電界効果トランジスタのソース間に接続した第３の電界効果トランジスタであり、当該第３の電界効果トランジスタのゲートに前記可変抵抗制御信号が入力される、
ことを特徴とする探触子。

【請求項8】

請求項１に記載の探触子であって、
前記各低雑音増幅回路は、第１のＰチャネル電界効果トランジスタと第１のＮチャネル電界効果トランジスタを直列接続したインバータ回路であり、
前記各低雑音増幅回路の前記可変抵抗帰還部は、第２のＮチャネル電界効果トランジスタと第２のＰチャネル電界効果トランジスタを並列接続したものであり、
前記第２のＮチャネル電界効果トランジスタと前記第２のＰチャネル電界効果トランジスタとの並列接続の一端は、前記第１のＰチャネル電界効果トランジスタと前記第１のＮチャネル電界効果トランジスタとの接続点に接続されており、前記並列接続の他端は、前記第１のＰチャネル電界効果トランジスタのゲート及び前記第１のＮチャネル電界効果トランジスタのゲートに接続されている、
ことを特徴とする探触子。

【請求項9】

請求項８に記載の探触子であって、
前記ＴＧＣ用制御信号は、第１のＴＧＣ用制御信号と第２のＴＧＣ用制御信号とを含み、
前記加算信号は、第1の加算信号と第２の加算信号とを含み、
前記可変抵抗制御信号は、第１の可変抵抗制御信号と第２の可変抵抗制御信号とを含み、
前記加算回路は、前記レプリカ電圧生成回路により生成された前記レプリカ電圧と、時間の経過と共に上昇または下降する前記第１のＴＧＣ用制御信号とを加算し、これにより前記第１の加算信号を出力し、
前記第１の加算信号の電圧を基準として、第３のＮチャネル電界効果トランジスタのゲートソース間電圧分のレベルシフトを行った電圧を有する信号として前記第１の可変抵抗制御信号が生成され、
前記第１の可変抵抗制御信号が前記各低雑音増幅回路の前記第２のＮチャネル電界効果トランジスタのゲート端子に入力され、
前記加算回路は、前記レプリカ電圧生成回路により生成された前記レプリカ電圧と、前記第１のＴＧＣ用制御信号とは時間の経過と共に傾斜が逆となる前記第２のＴＧＣ用制御信号とを加算し、これにより前記第２の加算信号を出力し、
前記第２の加算信号の電圧を基準として、第３のＰチャネル電界効果トランジスタのゲートソース間電圧分のレベルシフトを行った電圧を有する信号として前記第２の可変抵抗制御信号が生成され、
前記第２の可変抵抗制御信号が前記各低雑音増幅回路の前記第２のＰチャネル電界効果トランジスタのゲート端子に入力される、
ことを特徴とする探触子。

【請求項10】

請求項９に記載の探触子であって、
容量を定電流で充電することにより時間の経過と共に上昇または下降する元信号を生成する定電流生成回路と、
前記元信号と基準直流信号との差を入力し前記第１及び第２のＴＧＣ用制御信号を生成するシングル差動信号変換回路と、
を有することを特徴とする探触子。

【請求項11】

請求項１０に記載の探触子であって、
前記シングル差動信号変換回路の利得を可変することにより、前記各低雑音増幅回路の利得を可変可能であることを特徴とする探触子。

【請求項12】

請求項１０に記載の探触子であって、
前記基準直流信号を可変することにより、前記各低雑音増幅回路の利得を可変可能であることを特徴とする探触子。

【請求項13】

請求項１に記載の探触子であって、
容量を定電流で充電することにより前記ＴＧＣ用制御信号を生成する制御信号生成回路を有することを特徴とする探触子。

【請求項14】

請求項１３に記載の探触子であって、
前記制御信号生成回路は、前記容量を放電する機能、および／または電源電圧に固定する機能を備えることを特徴とする探触子。

【請求項15】

請求項１～１４の何れか１項に記載の探触子と、
前記探触子の受信信号に基づいて診断に必要な情報を得る信号処理回路と、
を有する超音波診断装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、探触子及びそれを用いる超音波診断装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

超音波診断装置向けの２Ｄ（Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ）アレイ探触子は、２次元に振動子を配置した２Ｄアレイ振動子と、２Ｄアレイ振動子を駆動する２ＤアレイＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）から構成される。２Ｄアレイ探触子には、数千から１万素子の振動子アレイに対し、約２００本の信号端子から送受信を可能とする２ＤアレイＩＣが必須である。２ＤアレイＩＣは、各振動子の駆動タイミングを制御し、超音波ビームの送受信方向を操作する。

【0003】

２Ｄアレイ振動子の個々の振動子と送受信回路（以下、「素子チャネル回路」或いはＥＣｈ（Ｅｌｅｍｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）回路と記す）は、１対１で接続する。また、ＥＣｈ回路Ｎ個（Ｎは正の整数）を束ねたサブチャネル（以下、「サブチャネル」或いはＳＣｈ（Ｓｕｂ Ｃｈａｎｎｅｌ）と記す）と送受信信号入出力ケーブルは、１対１で接続する。「束ねる」の意味は後で説明する。

【0004】

２Ｄアレイ振動子の個々の振動子から送受信される超音波ビームを任意の生体内診断部位に合焦させるためには、超音波の生体内速度が均一であるとすると、合焦点と２Ｄアレイ振動子の個々の振動子までの距離に比例した遅延時間をＥＣｈ回路は付与しなければならない。合焦点に近い振動子ほど大きな遅延を与え、遠い振動子には小さな遅延時間を与える。

【0005】

受信時には１ＳＣｈ内の全てのＥＣｈ回路出力信号を加算する。これを整相加算と呼ぶ。この加算信号をケーブルから超音波診断装置に出力する。送信時は超音波診断装置から送信された信号を１ＳＣｈ内の全てのＥＣｈ回路に分岐し、各ＥＣｈ回路で信号に遅延を与え、各振動子から出力する。これが、「束ねる」の意味である。

【0006】

この２Ｄアレイ探触子から受信された信号を処理し生成した超音波断層像の分解能は振動子１個の寸法に依存し、例えば２００～３００μｍ□の寸法が求められる。また、ＥＣｈ回路の遅延回路が設定できる遅延時間分解能にも依存する。超音波断層像の視野角は、ＥＣｈ回路の遅延回路が設定できる最大遅延時間に依存する。

【0007】

２Ｄアレイ探触子は、自ら超音波を送信し、その反射波を受信するというシステムであるため、体表に近い部位の画像取得時に骨などからの反射による強音圧の影響を受ける。２ＤアレイＩＣの受信系、特に初段低雑音増幅回路（以下、ＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）とも記す）を強音圧でも飽和しないようにレベル設計すると、利得が小さく、雑音特性が悪くなるので、深部画像の信号対雑音比ＳＮＲが劣化する。このため、２Ｄアレイ探触子ではない通常の超音波診断装置では、受信開始からの時刻経過に応じて利得を上げていくシステムが用いられており、これをタイムゲインコントロール（以下、「ＴＧＣ」とも記載する）と呼ぶ。

【0008】

ＴＧＣ回路実現の背景技術として、特許文献１、特許文献２がある。
特許文献１記載の超音波診断装置は、送信信号が超音波プローブを介して被検体に超音波信号を送信する送信部と、被検体内で反射されて得られた受信信号を処理する受信部を備え、受信部は、送信信号の受信部への回り込みを防止する送受分離のための送受切換えスイッチ部と、受信信号を増幅する増幅部と、送受切換えスイッチ部と増幅部の間に配置され、受信信号を減衰させる減衰部とを備える。減衰部は、送信終了直後から大振幅の信号を受信する近距離からの反射信号を減衰させ、信号振幅の小さい遠距離から信号を減衰させないように、受信時間の経過と共に減衰量を大から小へ変化させる。（要約参照）
特許文献２には、超音波画像の受信回路において、トランスデューサ素子１２に接続したプリアンプ１４のバイアス電流を変化させることにより、或いは、プリアンプ１２の後段に設けた差動出力アンプ２２の帰還量を調節することにより、アンプのゲインを可変にすることが、開示されている。(図３，４)

【先行技術文献】

【特許文献】

【0009】

【文献】特開２０１３－１８８４２１号公報

【文献】米国特許第８２２６５６３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0010】

特許文献１記載の超音波診断装置は、増幅部の前段に減衰部を有するが、制御信号の生成は外部回路からの入力となる。ダイオードを用いるので可変減衰器の減衰度のばらつきが大きいという課題がある。

【0011】

特許文献２記載の超音波装置は、プリアンプでＴＧＣを行い、バイアス電流の可変や、ＭＯＳＦＥＴを抵抗に使用した電流帰還型とすることにより利得可変機能を実現しているが、バイアス電流の可変では利得可変幅は小さく、電流値が小さいときに歪が大きくなる課題がある。また、ＭＯＳＦＥＴを抵抗に使用した電流帰還型とした場合、利得のプロセス依存性が大きい課題がある。

【0012】

２Ｄアレイ探触子に搭載するＴＧＣ回路は、数千から１万素子の振動子アレイ一つ一つにそれぞれ一つの独立な利得可変機能を有するＬＮＡが必要である。特許文献１、特許文献２に記載の構成では、数千から１万個のＬＮＡに必要な利得可変機能（３０ｄＢ以上）を持たせながら、各ＬＮＡの利得のばらつきを最小にすることは困難である。そのため、２Ｄアレイ状（マトリクス状）に配置された多数のＬＮＡ群に利得制御信号を供給し、各ＬＮＡの面積を増加させることなくＴＧＣ制御するための構成を実現できない。

【0013】

本発明の目的は、上述した課題を解決し、２Ｄアレイ探触子への搭載に適したＴＧＣ回路を実現した探触子及びそれを用いる超音波診断装置を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0014】

上記課題を解決するための、本発明の「探触子」の一例を挙げるならば、
診断部位に超音波を送信し反射波である受信信号を受信する探触子であって、前記探触子は、複数の振動子と、前記複数の振動子のそれぞれに対応し、制御端子に入力される電気信号により抵抗値を可変可能な可変抵抗帰還部を有する複数の低雑音増幅回路と、制御回路とを備え、前記制御回路は、前記低雑音増幅回路の帰還部のバイアス電圧を生成するダミー回路と、前記ダミー回路によるバイアス電圧と、時間の経過と共に上昇または下降する制御信号との加算信号を出力する加算回路と、を有し、前記複数の低雑音増幅回路は、前記可変抵抗帰還部の制御端子に前記加算回路の出力を入力することを特徴とするものである。

【発明の効果】

【0015】

本発明によれば、２Ｄアレイ探触子への搭載に適したＴＧＣ回路を実現した探触子及びそれを用いる超音波診断装置を提供できる。

【0016】

上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

【図面の簡単な説明】

【0017】

【図1】実施例１におけるＬＮＡ及びその周辺のブロック構成図である。

【図2】実施例２におけるＬＮＡ及びその周辺のブロック構成図である。

【図3】実施例３におけるＬＮＡ及びその周辺のブロック構成図である。

【図4】実施例４におけるＬＮＡ及びその周辺のブロック構成図である。

【図5】実施例５におけるＬＮＡ及びその周辺のブロック構成図である。

【図6】実施例６におけるＴＧＣ制御信号生成回路のブロック構成図である。

【図7】実施例７における２ＤアレイＩＣにＬＮＡを多数実装する場合の第１のブロック構成図である。

【図8】実施例７における２ＤアレイＩＣにＬＮＡを多数実装する場合の第２のブロック構成図である。

【図9】実施例８における超音波診断装置の構成図である。

【発明を実施するための形態】

【0018】

以下、本発明の実施例につき、図面を用いて説明する。なお、実施例を説明するための各図において、同一の構成要素には同一の名称、符号を付して、その繰り返しの説明を省略する。

【0019】

本明細書等における「第１」、「第２」、「第３」などの表記は、構成要素を識別するために付するものであり、必ずしも、数または順序を限定するものではない。また、構成要素の識別のための番号は文脈毎に用いられ、一つの文脈で用いた番号が、他の文脈で必ずしも同一の構成を示すとは限らない。また、ある番号で識別された構成要素が、他の番号で識別された構成要素の機能を兼ねることを妨げるものではない。

【実施例1】

【0020】

図１は、実施例１におけるＬＮＡ及びその周辺のブロック構成図であり、ＴＧＣ回路を構成する。図１において、符号Ｌ１１～ＬＭＮは低雑音増幅回路ＬＮＡを表し、その内のＡは増幅回路、ＶＲは可変抵抗である。符号１００はＴＧＣ制御回路を表し、レプリカ信号１３２を出力するＬＮＡのダミー回路１１０、ＴＧＣ制御信号１２０が入力し反転信号を出力する信号傾き反転回路１２１、加算回路１５０から構成されている。ＴＧＣ制御回路１００は、可変抵抗制御信号２００を出力する。

【0021】

Ｍ×Ｎ個のＬＮＡ（Ｌ１１～ＬＭＮ）は、すべて同じ回路定数で設計された回路であり、増幅回路Ａに可変抵抗ＶＲにより負帰還をかけたものである。同一の半導体ダイの上に実装されるので、それらの特性ばらつきは十分に小さい。ＬＮＡの利得は、増幅回路Ａの利得が十分に大きいとき、負帰還をかけるために接続したＶＲの素子値により定まる。各入力端子Ｉ１１～ＩＭＮへ入力された信号を利得分増幅し、それぞれの出力端子Ｏ１１～ＯＭＮから出力する。可変抵抗ＶＲは、矢印端子に入力される電圧により抵抗値を可変する。このとき、矢印端子へは電流の流入や流出はないものとする。矢印端子に入力される電圧を可変し、ＶＲの値を可変すれば、ＬＮＡの利得はＶＲの素子値により定まるので、その利得を可変することができる。ＶＲの抵抗値が小さければＬＮＡの利得は低く、ＶＲの抵抗値が大きければＬＮＡの利得は大きい。

【0022】

ＴＧＣ制御信号１２０は、時間の経過と共に上昇する信号である。ＴＧＣ制御信号１２０は、後に実施例６で述べるＴＧＣ制御信号生成回路で生成される。ＴＧＣ制御信号生成回路は探触子に内蔵してもよいし、ＴＧＣ制御信号を探触子の外部からケーブルで供給するようにしてもよい。

【0023】

信号傾き反転回路１２１は、ＬＮＡのＶＲの矢印端子に入力する電圧が上昇すると抵抗値が上がるのであれば、ＴＧＣ制御信号１２０を同一の傾き極性のまま出力する。逆に、ＶＲの矢印端子に入力する電圧が下降すると抵抗値が上がるのであれば、ＴＧＣ制御信号１２０とは逆極性である「時間の経過と共に下降する信号」に変換して出力する。

【0024】

ＬＮＡのダミー回路１１０は、増幅回路Ａと抵抗Ｒで構成され、ＬＮＡの帰還部に接続される可変抵抗ＶＲのバイアス電圧のレプリカ信号１３２を出力するものである。レプリカ信号１３２を得るためにＬＮＡと同様、可変抵抗ＶＲを使用してもよいが、ダミー回路は信号を増幅する機能は不要なので、図１では、矢印端子の不要な通常の抵抗Ｒを使用し、負帰還をかけた回路としている。ダミー回路１１０は、複数のＬＮＡと同一の半導体ダイの上に実装される。可変抵抗ＶＲの矢印端子の電圧と可変抵抗ＶＲのバイアス電圧との差により可変抵抗ＶＲの抵抗値が決まる。可変抵抗ＶＲのバイアス電圧をＶＲＢ、矢印端子の電圧をＶＲＣとすると、可変抵抗ＶＲの抵抗値ＲＶＲは、
ＲＶＲ∝１／（ＶＲＣ－ＶＲＢ）
となる。ＶＲＢはＬＮＡを製造した半導体のプロセスばらつきや電源電圧、環境温度などの条件で変動するため、ＲＶＲもそれに従って変動することになる。そのため、ＬＮＡのダミー回路から可変抵抗ＶＲのバイアス電圧のレプリカ信号１３２を生成し、これに信号傾き反転回路１２１の出力を加算した可変抵抗制御信号２００を可変抵抗ＶＲの矢印端子に供給する。これにより、前記理由からＶＲＢが変動しても、レプリカ信号１３２もそれに伴って変動するため、ＲＶＲは固定値となる。これにより、ＴＧＣで必要となる時間の経過と共に上昇するばらつきの少ない利得特性を持つ動作をＬＮＡに行わせることが可能となる。また、可変抵抗ＶＲの矢印端子へは電流の流入や流出はないため、１本の可変抵抗制御信号２００をＭ×Ｎ個のＬＮＡ（Ｌ１１～ＬＭＮ）の可変抵抗ＶＲの矢印端子に電力を消費せずに供給できるため、すべてのＬＮＡに同じ動作をさせることができる。

【0025】

Ｍ×Ｎ個のＬＮＡは同一の半導体ダイの上にマトリクス状に実装されるが、その周辺に１つのＴＧＣ制御回路を自由度高く配置することができ、回路サイズの増大を抑えることができる。

【0026】

本実施例によれば、数千から１万素子の振動子アレイ一つ一つに、それぞれ一つの独立なばらつきの小さい利得可変機能を有するＬＮＡを実現できる。そして、それらを多数２Ｄアレイ状に配置した上で、回路サイズと消費電力を抑えながらタイムゲインコントロールすることが可能となり、近傍・深部両診断画像のＳＮＲを向上した２Ｄアレイ探触子を備えた超音波診断装置を提供することができる。

【実施例2】

【0027】

図２は、実施例２におけるＬＮＡ及びその周辺のブロック構成図であり、ＴＧＣ回路を構成する。図２において、図１と同じ構成要素には、図１と同じ符号を付与し、説明を略す。

【0028】

図２において、符号１３０はフローティング電圧回路である。ここでは、ＬＮＡの可変抵抗ＶＲは矢印端子に入力する電圧が上昇すると抵抗値が下がるものとして説明する。実施例１では、可変抵抗ＶＲの抵抗値ＲＶＲは、矢印端子の電圧信号とバイアス電圧との差により決まると説明したが、可変抵抗ＶＲによっては、その半導体製造プロセスに依存したばらつきを持っている。製造プロセスにより変化する変数をＶＲＰとすると、
ＲＶＲ∝１／（ＶＲＣ－ＶＲＢ－ＶＲＰ）
と表現できる。このような可変抵抗ＶＲを用いた場合、実施例１の手段ではＲＶＲはＶＲＣ－ＶＲＢに対しては不感であっても、ＶＲＰによりＲＶＲが変化してしまうため、ＬＮＡの利得誤差が生じる。これを補正するため、ＴＧＣ制御回路１００内にフローティング電圧回路１３０を設ける。フローティング電圧回路１３０は可変抵抗ＶＲと同じ素子を用いた可変抵抗ＶＲ２を用い、可変抵抗ＶＲ２の上下に定電流源Ｉ１、Ｉ２を設ける。可変抵抗ＶＲ２の矢印端子は、「電圧が上昇すると抵抗値が下がる」ので、矢印端子以外の可変抵抗ＶＲ２の端子のうち電位の高いほうに接続する。電位の低いほうに接続すると抵抗値が大きくなりすぎて、定電流源Ｉ１、Ｉ２から電流を流すと可変抵抗ＶＲ２の端子間電圧が大きくなりすぎて動作困難である。定電流源Ｉ１とＩ２の電流値は同じとする。このとき加算回路１５０の出力に可変抵抗ＶＲ２の端子間電圧分のレベルシフトを付加した電圧が可変抵抗制御信号２００となる。

【0029】

このようにすることで、製造プロセスによりＶＲＰが大きければ、ＲＶＲが大きくなるが可変抵抗ＶＲ２の端子間電圧も大きくなるのでＶＲＰの影響は補正される。これにより、前記理由からＶＲＢやＶＲＰが変動しても、ＴＧＣ制御回路１００はそれに伴って変動する可変抵抗制御信号２００を出力するため、ＲＶＲは固定値となり、ＴＧＣで必要となる時間の経過と共に上昇するばらつきの少ない利得特性を持つ動作をＬＮＡに行わせることが可能となる。また、ＶＲの矢印端子へは電流の流入や流出はないため、１本の可変抵抗制御信号２００をＭ×Ｎ個のＬＮＡ（Ｌ１１～ＬＭＮ）の可変抵抗ＶＲの矢印端子に電力を消費せずに供給できるため、すべてのＬＮＡに同じ動作をさせることができる。

【0030】

本実施例によれば、実施例１の効果に加えて、可変抵抗ＶＲの半導体製造プロセスに依存したばらつきを補正した超音波診断装置を提供できる。

【実施例3】

【0031】

図３は、実施例３におけるＬＮＡ及びその周辺のブロック構成図であり、ＴＧＣ回路を構成する。図３において、図１～２と同じ構成要素は図１～２と同じ符号を付与し、説明を略すが、簡略化のため、Ｌ１１のみ図示し、その他は積み上げた破線矩形で示す。

【0032】

図３において、符号ＶＲＭ、ＶＲＭ２はＮチャネル電界効果トランジスタ、ＶＲＥＦは基準電圧である。ＬＮＡ（Ｌ１１～ＬＭＮ）は、増幅回路Ａとして演算増幅器（ＯＰアンプ）を、演算増幅器の出力から反転入力端子へ負帰還をかける可変抵抗ＶＲとしてはＮチャネル電界効果トランジスタＶＲＭを用いる。この回路は、電流信号入力で、これをＲＶＲ倍した電圧信号を出力する。また、非反転入力端子と反転入力端子は等電位となる。このため、電流信号入力がゼロであれば、ＶＲＭには電流が流れず、ＶＲＭは基準電圧ＶＲＥＦにバイアスされる。

【0033】

可変抵抗ＶＲ２としては、ダイオード接続したＮチャネル電界効果トランジスタＶＲＭ２を用いる。このＬＮＡの場合、ＶＲＭのバイアス電圧は基準電圧ＶＲＥＦそのものであるので、ＬＮＡのダミー回路１１０としては、基準電圧ＶＲＥＦを供給するだけでレプリカ信号１３２として用いることができる。

【0034】

このＬＮＡの、図１、２の可変抵抗ＶＲの矢印端子に相当する端子はＶＲＭのゲートであり、電流の流入や流出はないため、１本の可変抵抗制御信号２００をＭ×Ｎ個のＬＮＡ（Ｌ１１～ＬＭＮ）へ電力を消費せずに供給できる。このため、すべてのＬＮＡに同じ動作をさせることができる。

【0035】

本実施例によれば、ダミー回路を設けることなく、実施例２の効果を奏することができる。

【実施例4】

【0036】

図４は、実施例４におけるＬＮＡ及びその周辺のブロック構成図であり、ＴＧＣ回路を構成する。図４において、図１～２と同じ構成要素は図１～２と同じ符号を付与し、説明を略すが、簡略化のため、ＬＮＡ（Ｌ１１）のみ図示し、その他は積み上げた破線矩形で示す。

【0037】

図４において、Ｒｘｘｘ、ＲＤｘｘｘは抵抗を、Ｃｘｘｘは容量を、Ｍｘｘｘ、ＭＤｘｘｘはＮチャネル電界効果トランジスタを、Ｉｘｘｘ、ＩＤｘｘｘは電流源を表す。ここで、ｘｘｘは数字である。

【0038】

ＬＮＡ（Ｌ１１～ＬＭＮ）において、増幅回路Ａは差動増幅回路を、可変抵抗ＶＲとしてはＮチャネル電界効果トランジスタＶＲＭを用いる。差動増幅回路を構成する２つのＮチャネル電界効果トランジスタＭ１１１とＭ１１２のソース間にＮチャネル電界効果トランジスタＶＲＭを接続する。このようにソース間に抵抗素子を接続した差動増幅回路をソースデジェネレーションと呼ぶが、これにより利得を下げ、大きな振幅の入力信号も低歪で増幅できる。ＬＮＡ（Ｌ１１～ＬＭＮ）はソース間の抵抗素子を電界効果トランジスタＶＲＭに置き換えており、そのゲート電圧を変えることにより、利得を変える機能を持たせる。

【0039】

ＬＮＡのダミー回路１１０としては、差動増幅回路そのものを用いてもよいが、図４に示すように、抵抗ＲＤ１と、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭＤ１と、電流源ＩＤ１とを直列接続した、その半回路を用いてもレプリカ信号１３２を生成できる。Ｎチャネル電界効果トランジスタＭＤ１のゲートには、抵抗ＲＤ２を介して基準電圧ＶＲＥＦが加えられている。

【0040】

このＬＮＡの、図１、２の可変抵抗ＶＲの矢印端子に相当する端子はＮチャネル電界効果トランジスタＶＲＭのゲートであり、電流の流入や流出はないため、１本の可変抵抗制御信号２００をＭ×Ｎ個のＬＮＡ（Ｌ１１～ＬＭＮ）へ電力を消費せずに供給できる。このため、すべてのＬＮＡに同じ動作をさせることができる。

【0041】

本実施例によれば、数千から１万素子の振動子アレイ一つ一つにそれぞれ一つの独立なばらつきの小さい利得可変機能を有するＬＮＡを実現できる。そして、それらを多数２Ｄアレイ状に配置した上で、回路サイズと消費電力を抑えながらＴＧＣ制御することが可能となり、近傍・深部両診断画像のＳＮＲを向上した２Ｄアレイ探触子を備えた超音波診断装置を提供できる。

【実施例5】

【0042】

図５は、実施例５におけるＬＮＡ及びその周辺のブロック構成図であり、ＴＧＣ回路を構成する。図５において、図１～２と同じ構成要素は図１～２と同じ符号を付与し、説明を略すが、簡略化のため、ＬＮＡ（Ｌ１１）のみ図示し、その他は積み上げた破線矩形で示す。

【0043】

図５において、ＲＴｘｘｘは可変抵抗を、ＲＡｘｘｘ、ＲＤｘｘｘは抵抗を、ＶＲＭＮ、ＶＲＭＮ２、ＭＮｘｘｘ、ＭＮＤｘｘｘ、ＭＮＴｘｘｘはＮチャネル電界効果トランジスタを、ＶＲＭＰ、ＶＲＭＰ２、ＭＰｘｘｘ、ＭＰＤｘｘｘ、ＭＰＴｘｘｘはＰチャネル電界効果トランジスタを、ＩＦｘｘｘ、ＩＴｘｘｘは電流源を、ＶＢは基準電圧を、表す。ここで、ｘｘｘは数字である。

【0044】

ＬＮＡ（Ｌ１１～ＬＭＮ）において、増幅回路ＡはＮチャネル電界効果トランジスタＭＮｘｘｘとＰチャネル電界効果トランジスタＭＰｘｘｘを直列接続したＣＭＯＳインバータ回路を、可変抵抗ＶＲとしてはＰチャネル電界効果トランジスタＶＲＭＰとＮチャネル電界効果トランジスタＶＲＭＮを並列接続して用いる。これは、入力端子Ｉｘｘに信号を入力したときに、電源電圧以下の範囲で、出力端子Ｏｘｘがおよそ電源電圧×０．５の電位を中心に大きく変動するため電源電圧×０．５の電位より大きい電位でも小さい電位でもなるべく一定の帰還抵抗値を実現するためである。

【0045】

Ｐチャネル電界効果トランジスタは、ソースに対するゲート電位が大きくなるとドレインソース間抵抗値は大きく、ソースに対するゲート電位が小さくなるとドレインソース間抵抗値は小さくなる。逆に、Ｎチャネル電界効果トランジスタは、ソースに対するゲート電位が大きくなるとドレインソース間抵抗値は小さく、ソースに対するゲート電位が小さくなるとドレインソース間抵抗値は大きくなる。すなわち、信号傾き反転回路１２１でＴＧＣ制御信号１２０の傾きを変え、Ｎチャネル電界効果トランジスタＶＲＭＮ、Ｐチャネル電界効果トランジスタＶＲＭＰのどちらも時間の経過と共に抵抗値が上昇するようにする。これは、ＭＮＴｘｘｘ、ＭＰＴｘｘｘ、ＩＴｘｘｘから成る、信号傾き反転回路１２１を構成するシングル差動変換回路で実現できる。

【0046】

Ｎチャネル電界効果トランジスタＭＮＴｘｘｘ、Ｐチャネル電界効果トランジスタＭＰＴｘｘｘ、電流源ＩＴｘｘｘから成るシングル差動変換回路において、電流源ＩＴ１とＩＴ２は同一電流値、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭＮＴ５とＭＮＴ６、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭＮＴ７とＭＮＴ８、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭＮＴ１～４とＰチャネル電界効果トランジスタＭＰＴ１～４は同一サイズである。この回路では、ＴＧＣ制御信号１２０が大きくなっていくと、ＭＰＴ４とＭＮＴ４の節点から流出する電流ＩＯＵＴ＋と、ＭＰＴ１とＭＮＴ１の節点に流入する電流ＩＯＵＴ－が増えていく。ＩＯＵＴ＋とＩＯＵＴ－は同じ値であり、加算回路１５０内の抵抗ＲＡ１とＲＡ２（ＲＡ１と同一値）の直列接続回路に入力される。加算回路１５０内の抵抗ＲＡ１とＲＡ２の接続される節点には、レプリカ信号１３２が入力される。これは時間の経過と共に上昇するＴＧＣ制御信号１２０により、レプリカ信号１３２のレベルを中心にＭＰＴ４とＭＮＴ４の節点電位が上昇し、ＭＰＴ１とＭＮＴ１の節点が下降する動作をする。つまり、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２からなる簡単な回路で時間の経過と共に上昇、または下降する信号とレプリカ信号１３２との加算動作を実現できる。

【0047】

信号傾き反転回路１２１の可変抵抗ＲＴ１を可変し、時間の経過と共に抵抗値が上昇する速度を変換することができる。また、基準電圧ＶＢを可変すると、ＴＧＣ制御信号１２０と実際に抵抗値が上昇するタイミングを変えることもできる。すなわち、シングル差動変換回路の利得を可変することにより、或いは、基準電圧を可変することにより、ＬＮＡの利得を可変可能とすることができる。

【0048】

加算回路１５０の出力にＮチャネル電界効果トランジスタＶＲＭＮ、Ｐチャネル電界効果トランジスタＶＲＭＰに対応するフローティング電圧分のレベルシフトをフローティング電圧回路１３０で行い、ペアとなる可変抵抗制御信号２００をＬＮＡ（Ｌ１１～ＬＭＮ）のＮチャネル電界効果トランジスタＶＲＭＮ、Ｐチャネル電界効果トランジスタＶＲＭＰのゲート端子に接続する。

【0049】

このＬＮＡの、図１、２の可変抵抗ＶＲの矢印端子に相当する端子はＮチャネル電界効果トランジスタＶＲＭＮ、Ｐチャネル電界効果トランジスタＶＲＭＰのゲートであり、電流の流入や流出はないため、１ペアの可変抵抗制御信号２００をＭ×Ｎ個のＬＮＡ（Ｌ１１～ＬＭＮ）へ電力を消費せずに供給できる。このため、すべてのＬＮＡに同じ動作をさせることができる。

【0050】

本実施例によれば、数千から１万素子の振動子アレイ一つ一つにそれぞれ一つの独立なばらつきの小さい利得可変機能を有するＬＮＡを実現できる。そして、それらを多数２Ｄアレイ状に配置した上で、回路サイズと消費電力を抑えながらＴＧＣ制御することが可能となり、近傍・深部両診断画像のＳＮＲを向上した２Ｄアレイ探触子を備えた超音波診断装置を提供できる。

【実施例6】

【0051】

図６は、実施例６におけるＴＧＣ制御信号１２０の生成回路を説明するブロック構成図である。図６において、充放電電流生成器３００と容量ＣＣＨＧがスイッチＳＷＡを介して接続され、その接続点からＴＧＣ制御信号１２０が生成される。また、スイッチ（ＳＷＡとＳＷＢ）と容量接続制御信号３０２、遅延回路３０３を備え、ＴＧＣ制御信号１２０の配線に容量ＣＣＨＧを接続したり切り離したりすることができる。

【0052】

Ｉｃｈｇは電流源、Ｖｒｅｆは電源であって、ＭＯＤＥＣＴＬ信号により、定電流を容量ＣＣＨＧに流すモードと、ＴＧＣ制御信号１２０を電源電位かグランド電位にするモードを有する。また、定電流を容量ＣＣＨＧに流すモードでは、タイミング信号３０１により、定電流を容量ＣＣＨＧに流すタイミングを決定する。また、電流源Ｉｃｈｇは定電流値を可変することができる。

【0053】

定電流を容量ＣＣＨＧに流すモードにおいては、容量接続制御信号３０２によりスイッチＳＷＡをオン、スイッチＳＷＢをオフとし、タイミング信号３０１をＴＧＣ開始時刻から立ち上げることにより電流源Ｉｃｈｇが接続され、ＴＧＣ開始時刻から定電流を容量ＣＣＨＧに流す。これにより、時間の経過と共に上昇する信号をＴＧＣ制御信号１２０として生成することができる。

【0054】

ＴＧＣ制御信号１２０は、充放電電流生成器３００を動作させるための電源電圧で飽和し、ＬＮＡは最大利得となる。つまり、ここがＴＧＣ終了時刻となる。受信が終了し、次のＴＧＣ動作を行う場合は、容量ＣＣＨＧの電荷を放電する。電荷の放電は、容量接続制御信号３０２により、遅延回路３０３を用いてスイッチＳＷＡをオフにし、容量ＣＣＨＧから電流源Ｉｃｈｇを切り離してから、スイッチＳＷＢをオンにし、容量ＣＣＨＧをグランド電位に接続することによって行う。このようにすることで、放電電流の流れる経路を容量ＣＣＨＧの近傍のループに限定することができる。

【0055】

パルスドプラなどタイムゲインコントロールＴＧＣを使用しない診断モードである場合、充放電電流生成器３００の電流出力はオフとし、ＴＧＣ制御信号１２０として電源電位かグランド電位を出力するモードに切替える。

【実施例7】

【0056】

図７は、実施例７において、２ＤアレイＩＣに実施例１～５で説明したＬＮＡを多数実装する場合の第１のブロック構成図である。図７において、図１、図２、図６と同様の構成部分には同じ符号を付し、その説明は省略する。

【0057】

図７において、ＩＣは２ＤアレイＩＣ、探触子は２Ｄアレイ探触子、ＴＤ１～８は振動子、ＳＷ１～８は送受切替スイッチ、Ｌ１～８はＬＮＡ、Ｄ１～８は遅延回路、ＡＤＤ１～２は加算回路、ＣＢＵＦ１～２はバッファ回路であり、さらにケーブルと本体装置を備える。

【0058】

図７において、２Ｄアレイ探触子では、左側に示す振動子ＴＤ１～８のように、振動子がマトリクス状に配置されている。図７では、長軸方向に４個、短軸方向に２個、計８個の配列となっている。振動子ＴＤ１～８のそれぞれに対して、２ＤアレイＩＣに実装された独立の送受信回路が１経路づつ対応する。

【0059】

図７では、図示しない送信回路と、送受切替スイッチＳＷ、ＬＮＡ、遅延回路Ｄが独立した送受信回路に対応する。

【0060】

例えば振動子ＴＤ１により超音波から電気信号に変換された信号は、図示しない送信回路からの大振幅信号からＬＮＡを保護するための送受切替スイッチＳＷ１（受信時なのでオンとなり低インピーダンスで接続される）を経てＬＮＡ（Ｌ１）へ入力される。このＬＮＡ（Ｌ１）により、前記実施例１～５で説明したＴＧＣ手段により飽和を回避しながら可能な限りＳＮＲを劣化させずに増幅し、遅延回路Ｄ１に入力される。遅延回路Ｄ１を通過し、所望の時間遅延され、加算回路ＡＤＤ１へ入力される。

【0061】

振動子ＴＤ２～４により超音波から電気信号に変換された信号も同様にそれぞれのＬＮＡ（Ｌ２～４）、遅延回路Ｄ２～４を通過し、加算回路ＡＤＤ１へ入力される。加算回路ＡＤＤ１はこれら信号を加算し、バッファ回路ＣＢＵＦ１で電力増幅され、ケーブルを駆動し、本体装置へ送られる。

【0062】

送信時は、図示しない加算回路ＡＤＤ１は同じ送信信号を遅延回路Ｄ１～Ｄ４へ分岐する。分岐された信号は遅延回路Ｄ１～Ｄ４で所望の時間遅延され、図示しない送信回路を経てそれぞれに接続される振動子ＴＤ１～４を駆動する。送信時は、送信回路からの大振幅信号からＬＮＡ（Ｌ）を保護するための送受切替スイッチＳＷはオフとなり、高インピーダンスでＬＮＡ（Ｌ）と接続する。高耐圧トランジスタを用いて構成される送信回路と振動子の間には特にスイッチは設けない。振動子ＴＤ５～８による電気信号も同様に処理される。

【0063】

遅延回路Ｄ１～Ｄ８に設定される遅延時間は、例えば、ある目標となる合焦点から、振動子群の中心までの距離を計算し、最も短い距離に配置される送受信回路が最も遅い時刻に送受信するように設定する。すなわち２ＤアレイＩＣを用いて擬似的なレンズ動作を行う。

【0064】

ＴＧＣ制御信号１２０はタイムゲインコントロールＴＧＣを開始したい時刻から徐々に上昇する信号である。ＴＧＣ制御信号１２０はＴＧＣ制御回路１００により可変抵抗制御信号２００となり、ＬＮＡ（Ｌ）内の増幅回路Ａの帰還部に接続される可変抵抗ＶＲの矢印端子へ入力されるが、８経路の送受信回路で共用する。つまり、８個のＬＮＡを１本の配線でＴＧＣ制御することが可能となる。

【0065】

図８に、実施例７の第２のブロック構成図を示す。図８において、ＢＵＦ１～２はバッファ回路であり、ＴＧＣ制御信号１２０はＴＧＣ制御回路１００により可変抵抗制御信号２００となり、ＬＮＡ（Ｌ）内の増幅回路Ａの帰還部に接続される可変抵抗ＶＲの矢印端子へ入力されるが、バッファ回路ＢＵＦ１によりＬＮＡ（Ｌ１、２、５、６）へ、ＢＵＦ２によりＬＮＡ（Ｌ３、４、７、８）へバッファリングされて接続される。これにより長距離布線の影響を軽減する役割を持つ。

【0066】

図８では、左側の振動子配列の長軸方向に布線する配線を４経路の送受信回路で共用する。図８では８個の振動子であるが、例えば長軸方向に６４個、短軸方向に３２個、合計２０４８個のＬＮＡをＴＧＣ制御する場合は、図８に倣い、３２個のＢＵＦを並べることにより、長軸方向６４個の差動電圧のみを共用するだけで２０４８個のＬＮＡを１つの制御可変抵抗制御信号２００によりＴＧＣ制御することが可能となる。

【0067】

バッファ回路ＢＵＦ１～２は、図５の例でいえば、信号傾き反転回路１２１内のＭＮＴ１～４とＭＰＴ１～４をカレントミラー回路で並列化し、その電流出力を別途個別に設けたＬＮＡのダミー回路１１０、加算回路１５０、フローティング電圧回路１３０に入力することにより容易に実現できる。

【実施例8】

【0068】

図９は、実施例８における超音波診断装置の構成図である。図９において、Ｕ１０，Ｕ１１は２Ｄアレイ探触子、Ｕ２０，Ｕ２１はケーブル、Ｕ３０，Ｕ３１はコネクタボックス、Ｕ４０はプローブセレクタ、Ｕ４１はプローブ切替スイッチ、Ｕ１２０，Ｕ１２１は増幅器、Ｕ５１はデジタルアナログ変換器、Ｕ３２０は送受切替スイッチ、Ｕ５４はアナログデジタル変換器、Ｕ６０は信号処理回路、Ｕ７０は操作パネル、Ｕ８０はディスプレイ、Ｕ９０は本体装置、Ｕ１１００，Ｕ１１０１は２ＤアレイＩＣ、Ｕ２００，Ｕ２０１は整合層、Ｕ２１０，Ｕ２１１は音響レンズ、Ｕ１０００，Ｕ１００１はキャスターである。

【0069】

これまでに説明したＴＧＣ回路を搭載する２ＤアレイＩＣは、Ｕ１１００，Ｕ１１０１に対応している。本体装置Ｕ９０には２つのコネクタボックスＵ３０，Ｕ３１があり、ケーブルＵ２０，Ｕ２１を介して２つの２Ｄアレイ探触子Ｕ１０，Ｕ１１が接続されるが、２本に限定されることはない。また、コネクタボックスＵ３０，Ｕ３１には従来の１Ｄアレイ探触子等も接続可能である。また、ドプラ専用などの特殊な探触子を接続するためのコネクタボックス接続端子を設けた装置もある。本体装置Ｕ９０はキャスターＵ１０００，Ｕ１００１により床面上を自在に移動可能である。

【0070】

回路的にはプローブセレクタＵ４０、プローブ切替スイッチＵ４１で２Ｄアレイ探触子Ｕ１０と２Ｄアレイ探触子Ｕ１１を切り替えて使用する。

【0071】

２Ｄアレイ探触子Ｕ１０，Ｕ１１の内部には２ＤアレイＩＣ（Ｕ１１００，Ｕ１１０１）がそれぞれ内蔵される。２ＤアレイＩＣ（Ｕ１１００）の外部端子接続部が実装される面には図示しない２Ｄアレイ振動子が接続されている。先に説明したように２Ｄアレイ探触子には、数千から１万素子の振動子がアレイ状に実装されたものである。２Ｄアレイ振動子には効率よく超音波の送受信が可能なように２Ｄアレイ振動子と生体の音響インピーダンスを整合する整合層Ｕ２００、超音波ビームを収束させる音響レンズＵ２１０が実装される。２ＤアレイＩＣ（Ｕ１１０１）にも同様に２Ｄアレイ振動子、整合層Ｕ２０１、音響レンズＵ２１１が実装される。

【0072】

増幅器Ｕ１２１は送信信号の増幅を、送受切替スイッチＵ３２０は送信信号の受信系への回り込みを防ぐ役割を、増幅器Ｕ１２０は受信信号の増幅を行う。信号処理回路Ｕ６０は論理回路であり、増幅器Ｕ１２０の信号をアナログデジタル変換器Ｕ５４を介してデジタル信号として入力し、信号処理を行う。また、信号処理を行った信号をデジタルアナログ変換器Ｕ５１を介して増幅器Ｕ１２１へ入力し、２Ｄアレイ探触子Ｕ１０，Ｕ１１へプローブセレクタＵ４０、コネクタボックスＵ３０，Ｕ３１、ケーブルＵ２０，Ｕ２１を経て信号を送信する。

【0073】

患者の体内のどの部位を見るかなど本体装置Ｕ９０の様々な操作は操作パネルＵ７０から行う。また、本体装置Ｕ９０は様々な診断モードを備えており、診断モードの切替も操作パネルＵ７０から行う。診断モードにはＢ（Ｂｒｉｇｈｔｎｅｓｓ）、ＰＷ（Ｐｕｌｓｅｄ Ｗａｖｅ Ｄｏｐｐｌｅｒ）、ＤＦＭ（Ｃｏｌｏｒ Ｆｌｏｗ Ｍａｐｐｉｎｇ）、ＳＴＣＷ（Ｓｔｅｅｒａｂｌｅ ＣＷ Ｄｏｐｐｌｅｒ）モードなどがある。Ｂモードは組織から反射された超音波の受信振幅強度を明るさに対応付けて表示するモード、ＰＷモードは、超音波をある深さに向けて繰り返し送信し、この部位から反射した信号の繰り返し送信毎の周波数偏移を測定することにより、血流速を求めるモード、ＣＦＭはカラードプラとも呼ばれ、超音波送信毎の受信信号の自己相関を求めることにより血流速を可視化するモードである。ＳＴＣＷモードも血流速を測定するモードであるが、これは速い血流速測定に適している。ＰＷモードでは特定の位置の血流速がわかり、Ｂモード画像に重ねて表示できる。ＣＦＭモードでは超音波の受信ビーム上の多数のポイントにおける位置の平均速度がわかり、逆流などの発見に用いられる。

【0074】

信号処理回路Ｕ６０は、アナログデジタル変換器Ｕ５４からの信号を処理し、上記様々なモードの診断画像を得る。この画像はディスプレイＵ８０に表示する。

【0075】

本実施例におけるＴＧＣ回路は２ＤアレイＩＣに限らず、１Ｄなど通常の超音波探触子による超音波信号の受信に用いることが可能である。また、探触子ではなく装置側へ実装しても同等のＴＧＣ機能を実現できる。

【0076】

以上実施例について説明したが、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。

【符号の説明】

【0077】

Ｌ１１～ＬＭＮ…低雑音増幅回路ＬＮＡ
Ａ…増幅回路
ＶＲ，ＶＲ２…可変抵抗
Ｒ…抵抗
１００…ＴＧＣ制御回路
１１０…ＬＮＡのダミー回路
１２０…ＴＧＣ制御信号
１２１…信号傾き反転回路
１３２…レプリカ信号
１５０…加算回路
２００…可変抵抗制御信号
１３０…フローティング電圧回路
ＶＲＭ，ＶＲＭ２…Ｎチャネル電界効果トランジスタ
ＶＲＥＦ…基準電圧
３００…充放電電流生成器
ＣＣＨＧ…容量
ＳＷＡ，ＳＷＢ…スイッチ
３０２…容量接続制御信号
３０３…遅延回路
３０１…タイミング信号
ＴＤ１～８…振動子
ＳＷ１～８…送受切替スイッチ
Ｌ１～８…ＬＮＡ
Ｄ１～８…遅延回路
ＡＤＤ１～２…加算回路
ＣＢＵＦ１～２…バッファ回路
ＢＵＦ１～２…バッファ回路
Ｕ１０，Ｕ１１…２Ｄアレイ探触子
Ｕ２０，Ｕ２１…ケーブル
Ｕ３０，Ｕ３１…コネクタボックス
Ｕ４０…プローブセレクタ
Ｕ４１…プローブ切替スイッチ
Ｕ１２０，Ｕ１２１…増幅器
Ｕ５１…デジタルアナログ変換器
Ｕ３２０…送受切替スイッチ
Ｕ５４…アナログデジタル変換器
Ｕ６０…信号処理回路
Ｕ７０…操作パネル
Ｕ８０…ディスプレイ
Ｕ９０…本体装置
Ｕ１１００，Ｕ１１０１…２ＤアレイＩＣ
Ｕ２００，Ｕ２０１…整合層
Ｕ２１０，Ｕ２１１…音響レンズ
Ｕ１０００，Ｕ１００１…キャスター

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】