(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-05-02
(45)【発行日】2024-05-14
(54)【発明の名称】電力変換装置
(51)【国際特許分類】
H02M 3/155 20060101AFI20240507BHJP
【ＦＩ】
H02M3/155 P
【請求項の数】
2
(21)【出願番号】P 2020155227
(22)【出願日】2020-09-16
(65)【公開番号】P2022049159
(43)【公開日】2022-03-29
【審査請求日】2023-07-03
(73)【特許権者】
【識別番号】000000262
【氏名又は名称】株式会社ダイヘン
(74)【代理人】
【識別番号】110002572
【氏名又は名称】弁理士法人平木国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】河野 真吾
【審査官】上野 力
(56)【参考文献】
【文献】特開２０２０－０９６４６０（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０２０－１０８３１６（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１５－１１１９７２（ＪＰ，Ａ）
【文献】国際公開第２０１９／２３４８４６（ＷＯ，Ａ１）
【文献】特開２０１７－１６３７２９（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００８－０６１４３３（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００５－１９２３２３（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ３／１５５
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
入力端子と基準電圧端子の間に直列に接続される第１スイッチ及び第２スイッチを含む第１スイッチ群と、出力端子と前記基準電圧端子の間に直列に接続される第３スイッチ及び第４スイッチを含む第２スイッチ群と、
前記第１スイッチ群の中間ノードと前記第２スイッチ群の中間ノードとの間に接続されるインダクタと、
昇降圧比に相当する制御量を決定する制御部と、
前記制御部から出力された制御量の大きさに応じて前記第１スイッチ群に関する第１デューティ比Ｄ１及び前記第２スイッチ群に関する第２デューティ比Ｄ２を設定し、前記第１デューティ比Ｄ１に基づいて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをオン・オフ制御するとともに、前記第２デューティ比Ｄ２に基づいて前記第３スイッチ及び前記第４スイッチをオン・オフ制御する関数／デューティ比設定部と
を備え、
前記関数／デューティ比設定部は、
制御量Ｐが０以上で切り替え閾値Ｘ未満の場合（Ｘは１よりも微少量ΔＸだけ小さい値）、制御量Ｐを変数とする第１の関数に従って設定された前記第１デューティ比Ｄ１によって前記第１スイッチ群をオン・オフ制御すると共に、予め定めた第２スイッチ群用固定デューティ比によって前記第２スイッチ群をオン・オフ制御し、
前記制御量Ｐが切り替え閾値Ｘ以上の場合、制御量Ｐを変数とする前記第１の関数とは異なる第２の関数に従って設定された前記第２デューティ比Ｄ２によって前記第２スイッチ群をオン・オフ制御すると共に、予め定めた第１スイッチ群用固定デューティ比によって前記第１スイッチ群をオン・オフ制御し、
前記第１の関数は、前記制御量Ｐと前記第１デューティ比Ｄ１が比例する関係を与える関数であり、
前記第２の関数は、前記制御量Ｐと前記第２デューティ比Ｄ２とに、Ｄ２＝１－Ｘ／Ｐ＋α（αは定数）の関係を与える関数である
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項2】
前記切り替え閾値Ｘと前記第１スイッチ群用固定デューティ比とが同じ値である請求項１に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【0002】
プラズマ処理システムは、チャンバ内に一対の電極を備えており、その一対の電極に対し高周波電源から高周波電力を供給してプラズマを発生させるよう構成されている。このような高周波電源には、直流／直流電力変換回路（以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ）と直流／高周波電力変換回路（以下、ＤＣ／ＲＦ変換回路）を備え、ＤＣ／ＤＣコンバータから出力する直流電力の電圧値を変化させることによって、ＤＣ／ＲＦ変換回路から出力する高周波電力の電力値を変化させる方式を採用したものがある。なお、本明細書では、電力変換を司る電気回路を電力変換回路と称し、電力変換回路と制御部とを含み電力の変換を司る装置を電力変換装置と称する。
【0003】
入力直流電圧を異なる値の出力直流電圧に昇圧又は降圧する電力変換回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）として、入力直流電圧を異なる値の出力直流電圧に昇圧又は降圧する昇降圧チョッパが知られている。昇降圧チョッパは様々な形式のものが提案されているが、そのうち、直列接続された２つのスイッチング素子からなる昇圧用スイッチング回路と、直列接続された２つのスイッチング素子からなる降圧用スイッチング回路と、両者の中間ノードの間にインダクタを含んだ昇降圧チョッパが、例えば特許文献１により知られている。
【0004】
このような昇降圧チョッパでは、昇圧動作時には、出力端子側に接続された昇圧用スイッチング回路中の上側トランジスタと下側トランジスタがパルス幅変調（ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）動作）により交互に導通する。また、入力端子側に接続された降圧用スイッチング回路中の上側トランジスタが常に導通状態とされ、下側トランジスタは常に非導通状態とされる。一方、降圧動作時には、降圧用スイッチング回路中の上側トランジスタと下側トランジスタがＰＷＭ制御されて交互に導通する。また、昇圧用スイッチング回路中の上側トランジスタが常に導通状態とされ、下側トランジスタは常に非導通状態とされる。このような昇降圧チョッパでは、上側トランジスタと下側トランジスタのデューティ比を調整することにより、昇圧比及び降圧比（出力電圧／入力電圧）を調整することができる。
【0005】
このような昇降圧チョッパにおいては、昇降圧比に相当する制御量が０（０％）から２（２００％）の間で変化し、制御量が０～１では降圧動作を行ない、制御量が１～２では昇圧動作を行うように構成されている。しかし、昇降圧比（制御量）が１付近では、出力が安定しないという問題があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【文献】特開２０２０－１０８３１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
本発明に係る電力変換装置は、昇降圧比（制御量）が１付近であっても出力電圧の制御を安定的に行うことを可能にした電力変換装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【0008】
上記の課題を解決するため、本発明に係る電力変換装置は、入力端子と基準電圧端子の間に直列に接続される第１スイッチ及び第２スイッチを含む第１スイッチ群と、出力端子と前記基準電圧端子の間に直列に接続される第３スイッチ及び第４スイッチを含む第２スイッチ群と、前記第１スイッチ群の中間ノードと前記第２スイッチ群の中間ノードとの間に接続されるインダクタと、昇降圧比に相当する制御量を決定する制御部と、前記制御部から出力された制御量の大きさに応じて前記第１スイッチ群に関する第１デューティ比Ｄ１及び前記第２スイッチ群に関する第２デューティ比Ｄ２を設定し、前記第１デューティ比Ｄ１に基づいて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをオン・オフ制御するとともに、前記第２デューティ比Ｄ２に基づいて前記第３スイッチ及び前記第４スイッチをオン・オフ制御する関数／デューティ比設定部とを備える。
【0009】
前記関数／デューティ比設定部は、制御量Ｐが０以上で切り替え閾値Ｘ未満の場合（Ｘは１よりも微少量ΔＸだけ小さい値）、制御量Ｐを変数とする第１の関数に従って設定された前記第１デューティ比Ｄ１によって前記第１スイッチ群をオン・オフ制御すると共に、予め定めた第２スイッチ群用固定デューティ比によって前記第２スイッチ群をオン・オフ制御し、前記制御量Ｐが切り替え閾値Ｘ以上の場合、制御量Ｐを変数とする前記第１の関数とは異なる第２の関数に従って設定された前記第２デューティ比Ｄ２によって前記第２スイッチ群をオン・オフ制御すると共に、予め定めた第１スイッチ群用固定デューティ比によって前記第１スイッチ群をオン・オフ制御する。前記第１の関数は、前記制御量Ｐと前記第１デューティ比Ｄ１が比例する関係を与える関数であり、前記第２の関数は、前記制御量Ｐと前記第２デューティ比Ｄ２とに、Ｄ２＝１－Ｘ／Ｐ＋α（αは定数）の関係を与える関数である。
【発明の効果】
【0010】
本発明によれば、昇降圧比が１付近であっても、制御量に対する出力電圧の関係を線形にすることができ、これにより出力電圧の制御を安定的に行うことを可能にした昇降圧型の電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【0011】
【図1】本発明の実施の形態に係る電力変換回路（昇降圧チョッパ）を含む、プラズマ処理システムの全体構成を示すブロック図である。
【図3】ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２としての昇降圧チョッパ１０の回路構成図である。
【図4】ｎＭＯＳトランジスタの寄生容量（Ｃｉｓｓ）の影響による、入力信号（Ｉｎｐｕｔ）とゲート電圧（Ｇａｔｅ ｖｏｌｔａｇｅ）との関係を説明するための図である。
【図5】デューティ比Ｄが１又は０に近い場合の入力信号とゲート電圧との関係を示す図である。
【図6】制御量Ｐが１（１００％）の近傍である場合の制御量Ｐと昇降圧比の関係を示すグラフである。
【図7】実施の形態の昇降圧チョッパの動作を説明するグラフである。
【発明を実施するための形態】
【0012】
以下、添付図面を参照して本実施形態について説明する。添付図面では、機能的に同じ要素は同じ番号で表示される場合もある。なお、添付図面は本開示の原理に則った実施形態と実装例を示しているが、これらは本開示の理解のためのものであり、決して本開示を限定的に解釈するために用いられるものではない。本明細書の記述は典型的な例示に過ぎず、本開示の特許請求の範囲又は適用例を如何なる意味においても限定するものではない。
【0013】
本実施形態では、当業者が本開示を実施するのに十分詳細にその説明がなされているが、他の実装・形態も可能で、本開示の技術的思想の範囲と精神を逸脱することなく構成・構造の変更や多様な要素の置き換えが可能であることを理解する必要がある。従って、以降の記述をこれに限定して解釈してはならない。
【0014】
図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置を含む、プラズマ処理システムの全体構成を示すブロック図である。このプラズマ処理システムは、高周波電源１００、インピーダンス整合器２００、及びプラズマ処理装置３００を備えている。
【0015】
高周波電源１００は、商用電源から供給される電力を高周波電力に変換する。インピーダンス整合器２００は、高周波電源１００とプラズマ処理装置３００の間のインピーダンス整合を行う回路である。プラズマ処理装置３００は、図示しない一対の電極と、該一対の電極を内部に含みエッチングガス等を封入されるチャンバを備えている。この一対の電極に対し、高周波電源１００で発生させた高周波電力が印加される。
【0016】
図２は、高周波電源１００のより詳細な構造を説明するブロック図である。この高周波電源１００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２、高周波生成部１０３、フィルタ回路１０４、電力検出部１０５、制御部１０６、及び関数／デューティ比設定部１０７を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２、制御部１０６、及び関数／デューティ比設定部１０７により、直流電力を異なる直流電力に変換する電力変換装置が提供される。
【0017】
ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１は、商用電源の交流電力を直流電力に変換するための回路である。ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１は、例えば複数個の半導体素子をブリッジ接続してなる整流回路（図示せず）と、整流された電流（脈流）を平滑化する平滑化回路とを備えることができる。
【0018】
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１が出力した直流電圧を、更に異なる電圧値の直流電圧に変換する回路である。後述するように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、関数／デューティ比設定部１０７で定められた関数に従って定まるデューティ比Ｄ１、Ｄ２に従い昇降圧比を変化させて入力直流電圧を降圧又は昇圧する昇降圧チョッパである。なお、デューティ比Ｄ１は、本発明の第１デューティ比の一例であり、デューティ比Ｄ２は、本発明の第２デューティ比の一例である。
【0019】
高周波生成部１０３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２から出力される直流電力を高周波電力に変換する。高周波電力の基本波成分の周波数は、例えば２．０ＭＨｚや１３．５６ＭＨｚなどプラズマ処理装置３００で使用される周波数である。この基本波成分の周波数は、例えば、図示しない内蔵の発振部の発振信号の周波数によって定まる。また、高周波生成部１０３は、後述する制御部１０６から出力される制御信号φに基づいて、出力する高周波電力の電力値を調整する機能を有する。例えば、高周波生成部１０３には、複数の増幅部と少なくとも１つの合成部とが内蔵されており、各増幅部から出力する高周波電力の電圧波形の位相差を制御することによって、合成部における合成度合を調整することができる。このような調整機能は公知である（例えば、特開２０１５－１４４５０５号公報、特開２０１７－２０１６３０号公報を参照）。もちろん、このような調整機能が不要であれば、制御部１０６から制御信号φを入力する必要は無い。
【0020】
フィルタ回路１０４は、高周波生成部１０３から出力される高周波電力に含まれる高調波成分を除去し、基本波成分を含む低周波部分を抽出する機能を有する。フィルタ回路１０４としては、所謂ローパスフィルタが用いられる。バンドパスフィルタを用いることも可能である。
【0021】
電力検出部１０５は、高周波電源１００が出力する進行波電力を検出する機能を有する。電力検出部１０５は、方向性結合器を含み、その方向性結合器から高周波電力中に含まれる進行波電圧を検出し、進行波電力に変換して制御部１０６に出力する。なお、電力検出部１０５は、進行波電力に加えて反射波電力も検出し、これを反射波電力に変換して出力するよう構成することも可能である。
【0022】
制御部１０６は、上述したように、高周波生成部１０３における出力電力値の調整を行うための制御信号φを出力する。また、制御部１０６は、電力検出部１０５での検出結果に従い、昇降圧比に相当する制御量Ｐを決定し、その制御量Ｐのデータを関数／デューティ比設定部１０７に供給する。制御量Ｐは、０（０％）から２（２００％）の間で変化し、Ｐ＝０～１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は降圧動作を行ない、Ｐ＝１～２では昇圧動作を行う。
【0023】
関数／デューティ比設定部１０７は、制御部１０６から出力された制御量Ｐの大きさに応じて、後述する降圧用スイッチング回路１１中のｎＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２に関するデューティ比Ｄ１及び昇圧スイッチング回路１２中のｎＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４に関するデューティ比Ｄ２を設定する。また、関数／デューティ比設定部１０７は、設定したデューティ比Ｄ１及びデューティ比Ｄ２に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２に含まれるスイッチング素子をオン・オフ制御する。これにより、制御量Ｐの変化に対して出力電圧Ｖｏｕｔを線形に変化させることができる。この点は後述する。
【0024】
図３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２としての昇降圧チョッパ１０の回路構成図である。この昇降圧チョッパ１０は、入力端子Ｔ１に入力された直流の入力電圧Ｖｉｎを昇圧又は降圧して、出力端子Ｔ２から直流の出力電圧Ｖｏｕｔを出力する回路である。昇降圧チョッパ１０は、制御部１０６から出力される制御量Ｐに基づいて関数／デューティ比設定部１０７で関数を選択し、更に決定されるデューティ比Ｄ１、Ｄ２が変化することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを変化させることができる。
【0025】
昇降圧チョッパ１０は、一例として、降圧用スイッチング回路１１と、昇圧用スイッチング回路１２と、インダクタ１３と、キャパシタ１４（キャパシタンスＣ）とを備える。出力端子Ｔ２には、一例として、負荷１５（抵抗Ｒ）が接続される。
【0026】
降圧用スイッチング回路１１は、スイッチング素子であるｎＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２を有する。ｎＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２は、入力端子Ｔ１と基準電圧端子Ｔ３（基準電圧端子Ｔ３は、通常は接地端子）との間に直列に、中間ノードＮ１を介して接続される。なお、ｎＭＯＳトランジスタＱ１は、本発明の第１スイッチの一例であり、ｎＭＯＳトランジスタＱ２は、本発明の第２スイッチの一例である。また、ｎＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２は、本発明の第１スイッチ群の一例である。
【0027】
昇圧用スイッチング回路１２は、スイッチング素子であるｎＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４を有する。ｎＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４は、出力端子Ｔ２と基準電圧端子Ｔ３との間に直列に、中間ノードＮ２を介して接続される。なお、ＭＯＳトランジスタに代えて、バイポーラトランジスタ等の他のスイッチング素子を用いることもできる。なお、ｎＭＯＳトランジスタＱ３は、本発明の第３スイッチの一例であり、ｎＭＯＳトランジスタＱ４は、本発明の第４スイッチの一例である。また、ｎＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４は、本発明の第２スイッチ群の一例である。
【0028】
インダクタ１３は、中間ノードＮ１とＮ２の間に接続される。また、キャパシタ１４は、出力端子Ｔ２と基準電圧端子Ｔ３との間に接続される。
【0029】
次に、本実施の形態の昇降圧チョッパ１０の動作について説明する。この昇降圧チョッパ１０は、制御量Ｐに従って動作し、制御量Ｐが０～１．０の間では降圧動作を実行し、制御量Ｐが１．０～２．０の間では昇圧動作を行うよう構成されている。
【0030】
［比較例の動作説明］
比較のため、最初に特許文献１に記載の技術を比較例とし、比較例の昇降圧チョッパの動作を説明する。この比較例の昇降圧チョッパは、本実施の形態と同様に、制御量Ｐに従って動作し、制御量Ｐが０～１．０の間では降圧動作を実行し、制御量Ｐが１．０～２．０の間では昇圧動作を行うよう構成されている。降圧動作においては、デューティ比Ｄ１は制御量Ｐに正比例する値、例えば制御量Ｐと等しい値に設定され（Ｄ１＝Ｐ）、デューティ比Ｄ２は０に設定される（すなわち、昇圧スイッチング回路１２はＰＷＭ制御の対象とされない）。
比較のため、最初に特許文献１に記載の技術を比較例とし、比較例の昇降圧チョッパの動作を説明する。この比較例の昇降圧チョッパは、本実施の形態と同様に、制御量Ｐに従って動作し、制御量Ｐが０～１．０の間では降圧動作を実行し、制御量Ｐが１．０～２．０の間では昇圧動作を行うよう構成されている。降圧動作においては、デューティ比Ｄ１は制御量Ｐに正比例する値、例えば制御量Ｐと等しい値に設定され（Ｄ１＝Ｐ）、デューティ比Ｄ２は０に設定される（すなわち、昇圧スイッチング回路１２はＰＷＭ制御の対象とされない）。
【0031】
また、昇圧動作においては、デューティ比Ｄ２は制御量Ｐから１を減算した値に設定され（Ｄ２＝Ｐ－１）、デューティ比Ｄ１は１に設定される（すなわち、降圧スイッチング回路１１はＰＷＭ制御の対象とされない）。
【0032】
図３の昇降圧チョッパ１０の降圧動作時の伝達関数Ｇｄ（ｓ）は、キャパシタ１４の容量Ｃ、インダクタ１３のインダクタンスＬ、及びデューティ比Ｄ１を用いて下記の[数１]によって表現される。また、昇降圧チョッパ１０の昇圧動作時の伝達関数Ｇｂ（ｓ）は、キャパシタ１４の容量Ｃ、インダクタ１３のインダクタンスＬ、及びデューティ比Ｄ２を用いて以下の[数２]によって表される。
【0033】
【数1】
【数2】
【0034】
直流成分のみを考慮して［数１］、［数２］でｓ＝０とすると、［数１］、［数２］は次の［数３］、［数４］のように表現される。
【0035】
【数3】
【数4】
【0036】
すなわち、［数３］、［数４］に基づいて制御量Ｐに応じたデューティ比Ｄ１とデューティ比Ｄ２とを算出することができるので、ＰＷＭ制御によって出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。しかし、後述する不感領域の問題が生じてしまう。
【0037】
＜不感領域について＞
矩形波の入力信号が”Ｈ”か”Ｌ”かにより、ｎＭＯＳトランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ１～Ｑ４は導通状態（オン）と非導通状態（オフ）との間で切り替えられる。しかし、図４に示すように、ｎＭＯＳトランジスタの寄生容量（Ｃｉｓｓ）により、ゲート電圧（Ｇａｔｅ ｖｏｌｔａｇｅ）は入力信号（Ｉｎｐｕｔ）のような矩形波ではなく、寄生容量に応じた鈍った波形となる。ｎＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４の導通／非導通は、ゲート電圧が閾値電圧（Ｖｔｈ）を超えたか否かで決まる。しかし、図５（ａ）（ｂ）に示すように、デューティ比Ｄが１（１００％）に近いか、又は０（０％）に近い場合、入力信号は極端に太い（または細い）パルスとなるため、図５（ａ）に示すように、ゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈ未満に落ち込まない、又は図５（ｂ）に示すように、閾値電圧Ｖｔｈ以上にならないため、ｎＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４のオン／オフが意図通りに切り替わらないことが生じ得る（不感領域）。
矩形波の入力信号が”Ｈ”か”Ｌ”かにより、ｎＭＯＳトランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ１～Ｑ４は導通状態（オン）と非導通状態（オフ）との間で切り替えられる。しかし、図４に示すように、ｎＭＯＳトランジスタの寄生容量（Ｃｉｓｓ）により、ゲート電圧（Ｇａｔｅ ｖｏｌｔａｇｅ）は入力信号（Ｉｎｐｕｔ）のような矩形波ではなく、寄生容量に応じた鈍った波形となる。ｎＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４の導通／非導通は、ゲート電圧が閾値電圧（Ｖｔｈ）を超えたか否かで決まる。しかし、図５（ａ）（ｂ）に示すように、デューティ比Ｄが１（１００％）に近いか、又は０（０％）に近い場合、入力信号は極端に太い（または細い）パルスとなるため、図５（ａ）に示すように、ゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈ未満に落ち込まない、又は図５（ｂ）に示すように、閾値電圧Ｖｔｈ以上にならないため、ｎＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４のオン／オフが意図通りに切り替わらないことが生じ得る（不感領域）。
【0038】
これにより、比較例では、図６に示すように、制御量Ｐが１（１００％）の近傍である場合、制御量Ｐと昇降圧比の関係が線形とならないことが生じ得る。
【0039】
［本実施の形態の動作説明］
これに対して本実施の形態では、不感領域の問題を回避又は不感領域の影響を低減する対策が取られている。比較例との違いを、関数／デューティ比設定部１０７を中心に説明する。
これに対して本実施の形態では、不感領域の問題を回避又は不感領域の影響を低減する対策が取られている。比較例との違いを、関数／デューティ比設定部１０７を中心に説明する。
【0040】
上述したように、関数／デューティ比設定部１０７は、制御部１０６から出力された制御量Ｐの大きさに応じて、後述する降圧スイッチング回路１１中のｎＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２に関するデューティ比Ｄ１及び昇圧スイッチング回路１２中のｎＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４に関するデューティ比Ｄ２を設定する。また、関数／デューティ比設定部１０７は、設定したデューティ比Ｄ１及びデューティ比Ｄ２に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２に含まれるスイッチング素子をオン・オフ制御（例えばＰＷＭ制御）する。
【0041】
この際、関数／デューティ比設定部１０７は、制御部１０６から出力された制御量Ｐの大きさに応じて、デューティ比Ｄ１及びデューティ比Ｄ２のそれぞれを変動値にするか固定値にするかを決定する。具体的には、制御量Ｐが切り替え閾値Ｘ未満の場合は、デューティ比Ｄ１を変動値とし、デューティ比Ｄ２は固定値とする。制御量Ｐが切り替え閾値Ｘ以上の場合は、デューティ比Ｄ１は固定値とし、デューティ比Ｄ２は変動値とする。なお、切り替え閾値Ｘは、例えば１よりも微小量ΔＸだけ小さい値（１－ΔＸ）である。また、微小量ΔＸは、特定の値には限定されない。一例として、微小量ΔＸは、０．０３（３％）程度の値に設定され得る。この場合、切り替え閾値Ｘは、０．９７（９７％）になる。微小量ΔＸについては、後述する。
【0042】
また、固定値の場合のデューティ比Ｄ１又はデューティ比Ｄ２は、予め定められた値である。固定値は、図示しない記憶部に記憶し、それを読み出して取得するか、外部から入力する等の方法によって設定すればよい。変動値の場合のデューティ比Ｄ１又はデューティ比Ｄ２は、制御量Ｐを変数とする所定の関数に、上記の固定値等を入力することによって取得する。以降では、固定値のデューティ比Ｄ１を固定デューティ比Ｄｆｉｘ１、固定値のデューティ比Ｄ２を固定デューティ比Ｄｆｉｘ２として表す。
また、本実施の形態では、固定デューティ比Ｄｆｉｘ１は、制御量Ｐの大小に拘わらず一定値であり、例えばＤｆｉｘ１＝０．９７（９７％）あるが、特定の値には限定されない。また、固定デューティ比Ｄｆｉｘ２は、制御量Ｐの大小に拘わらず一定値であり、例えばＤｆｉｘ２＝０．００５（０．５％）であるが、特定の値には限定されない。
なお、固定デューティ比Ｄｆｉｘ１は、本発明の第１スイッチ群用固定デューティ比の一例であり、固定デューティ比Ｄｆｉｘ２は、本発明の第２スイッチ群用固定デューティ比の一例である。
また、本実施の形態では、固定デューティ比Ｄｆｉｘ１は、制御量Ｐの大小に拘わらず一定値であり、例えばＤｆｉｘ１＝０．９７（９７％）あるが、特定の値には限定されない。また、固定デューティ比Ｄｆｉｘ２は、制御量Ｐの大小に拘わらず一定値であり、例えばＤｆｉｘ２＝０．００５（０．５％）であるが、特定の値には限定されない。
なお、固定デューティ比Ｄｆｉｘ１は、本発明の第１スイッチ群用固定デューティ比の一例であり、固定デューティ比Ｄｆｉｘ２は、本発明の第２スイッチ群用固定デューティ比の一例である。
【0043】
次に、制御量Ｐを変数とする所定の関数について説明する。
本実施の形態の昇降圧チョッパ１０の伝達関数Ｇｄｂ（０）は、降圧スイッチング回路１１の伝達関数及び昇圧スイッチング回路１２の伝達関数の積として、[数５]のように表される。
本実施の形態の昇降圧チョッパ１０の伝達関数Ｇｄｂ（０）は、降圧スイッチング回路１１の伝達関数及び昇圧スイッチング回路１２の伝達関数の積として、[数５]のように表される。
【0044】
【数5】
【0045】
[数５]から分かるように、上記の調整値αは、制御量Ｐに対する昇降圧比の関係における傾き（昇降圧比／制御量Ｐ）を微調整する役割を果たす。すなわち、調整値αによって、実際の傾きが所望の傾き（例えば１）に近づくように微調整することができる。そのため、例えば、実験を行い、実際の傾きが所望の傾きに近づくような調整値αを定めればよい。調整値αは、特定の値には限定されないが、一例として、α＝０．００５程度に設定され得る。また、制御量Ｐの値に応じて、調整値αを変更してもよい。例えば、制御量Ｐが切り替え閾値Ｘ未満であるか、切り替え閾値Ｘ以上であるかによって、調整値αを変更してもよい。
【0046】
制御量Ｐが切り替え閾値Ｘ未満（本実施形態では切り替え閾値Ｘ＝０．９７）である場合には、[数５]に示した伝達関数Ｇｄｂ（０）に制御量Ｐを代入する。また、デューティ比Ｄ２として固定デューティ比Ｄｆｉｘ２を代入するとともに、調整値αを代入することによって、[数６]に示すように、デューティ比Ｄ１を算出することができる。なお、[数６]は、本発明の第１の関数の一例である。
【0047】
【数6】
【0048】
本実施の形態では、固定デューティ比Ｄｆｉｘ２＝０．００５（０．５％）、調整値α＝０．００５なので、Ｄ１＝Ｐとなる。そのため、図７に示すように、制御量Ｐが０．９７（９７％）未満では、降圧スイッチング回路１１中のｎＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２は、制御量Ｐに比例するデューティ比Ｄ１に従って交互に導通状態となっていわゆるＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）される。また、昇圧スイッチング回路１２中のｎＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４は、固定のデューティ比Ｄｆｉｘ２でＰＷＭ制御される。
【0049】
制御部１０６から出力される制御量Ｐが切り替え閾値Ｘ以上である場合、[数５]に示した伝達関数Ｇｄｂ（０）に制御量Ｐを代入する。また、デューティ比Ｄ１として固定デューティ比Ｄｆｉｘ１を代入するとともに、調整値αを代入することによって、[数７]に示すように、デューティ比Ｄ２を算出することができる。なお、[数７]は、本発明の第２の関数の一例である。
【0050】
【数7】
【0051】
本実施の形態では、固定デューティ比Ｄｆｉｘ１＝０．９７（９７％）、調整値α＝０．００５なので、Ｄ２＝１－０．９７／Ｐ＋０．００５となる。そのため、図７に示すように、制御量Ｐが０．９７（９７％）以上になると、昇圧スイッチング回路１２中のｎＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４は、制御量Ｐを関数に与えて得られるデューティ比Ｄ２に従って交互に導通状態となっていわゆるＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）される。また、降圧スイッチング回路１１中のｎＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２は、固定のデューティ比Ｄｆｉｘ１でＰＷＭ制御される。
【0052】
[数６]及び[数７]に示した関数は、いずれも[数５]に示した伝達関数Ｇｄｂ（０）に制御量Ｐを代入することによって得られたものである。そのため、制御量Ｐが切り替え閾値Ｘ未満では、デューティ比Ｄ１と固定デューティ比Ｄｆｉｘ２とを用いて降圧スイッチング回路１１及び昇圧スイッチング回路１２のスイッチング素子（ｎＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４）をＰＷＭ制御することによって、制御量Ｐに対する昇降圧比の関係を線形にすることができる。
また、制御量Ｐが切り替え閾値Ｘ以上では、固定デューティ比Ｄｆｉｘ１とデューティ比Ｄ２とを用いて降圧スイッチング回路１１及び昇圧スイッチング回路１２のスイッチング素子（ｎＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４）をＰＷＭ制御することによって、制御量Ｐに対する昇降圧比の関係が線形性を示すようになる。
そのため、制御量Ｐが０（０％）から２（２００％）の間の範囲において、制御量Ｐに対する昇降圧比の関係を線形にすることができる。
また、制御量Ｐが切り替え閾値Ｘ以上では、固定デューティ比Ｄｆｉｘ１とデューティ比Ｄ２とを用いて降圧スイッチング回路１１及び昇圧スイッチング回路１２のスイッチング素子（ｎＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４）をＰＷＭ制御することによって、制御量Ｐに対する昇降圧比の関係が線形性を示すようになる。
そのため、制御量Ｐが０（０％）から２（２００％）の間の範囲において、制御量Ｐに対する昇降圧比の関係を線形にすることができる。
【0053】
＜不感領域の改善について＞
上述したように、比較例では図６に示すように、制御量Ｐが１（１００％）の近傍である場合、制御量Ｐに対する昇降圧比の関係が線形とならない場合が生じ得る。換言すれば、制御量Ｐに対する出力電圧Ｖｏｕｔの関係が線形とならない場合が生じ得る。
図６の例では、制御量Ｐが０．９８２程度から１．００３程度まで非線形になっている。そのため、デューティ比Ｄ１は０．９８２程度よりも小さい値にすることが望ましい。これを踏まえて、本実施の形態ではデューティ比Ｄ１は０．９７としている。また、デューティ比Ｄ２は０．００３程度以上にすることが望ましい。これを踏まえて、本実施の形態ではデューティ比Ｄ２は０．００５としている。このようにすることで、不感領域を回避し、線形性を改善することができる。なお、切り替え閾値Ｘ＝（１－ΔＸ）なので、本実施の形態の場合は、微小量ΔＸを０．３程度に設定すれば、切り替え閾値を０．９７程度にすることができる。また、固定デューティ比Ｄｆｉｘ１を０．９７程度、固定デューティ比Ｄｆｉｘ２を０．００５程度にすれば、不感領域を回避したオン・オフ制御をすることができる。また、上記から分かるように、切り替え閾値Ｘと固定デューティ比Ｄｆｉｘ１とは同じ値にすることが望ましい。
上述したように、比較例では図６に示すように、制御量Ｐが１（１００％）の近傍である場合、制御量Ｐに対する昇降圧比の関係が線形とならない場合が生じ得る。換言すれば、制御量Ｐに対する出力電圧Ｖｏｕｔの関係が線形とならない場合が生じ得る。
図６の例では、制御量Ｐが０．９８２程度から１．００３程度まで非線形になっている。そのため、デューティ比Ｄ１は０．９８２程度よりも小さい値にすることが望ましい。これを踏まえて、本実施の形態ではデューティ比Ｄ１は０．９７としている。また、デューティ比Ｄ２は０．００３程度以上にすることが望ましい。これを踏まえて、本実施の形態ではデューティ比Ｄ２は０．００５としている。このようにすることで、不感領域を回避し、線形性を改善することができる。なお、切り替え閾値Ｘ＝（１－ΔＸ）なので、本実施の形態の場合は、微小量ΔＸを０．３程度に設定すれば、切り替え閾値を０．９７程度にすることができる。また、固定デューティ比Ｄｆｉｘ１を０．９７程度、固定デューティ比Ｄｆｉｘ２を０．００５程度にすれば、不感領域を回避したオン・オフ制御をすることができる。また、上記から分かるように、切り替え閾値Ｘと固定デューティ比Ｄｆｉｘ１とは同じ値にすることが望ましい。
【0054】
また、不感領域を完全に回避しなくても、その影響が小さい場合は、切り替え閾値Ｘを上記よりも大きくすることができる。例えば、切り替え閾値Ｘを０．９８（９８％）程度にしても、線形性が許容できるのであれば、この値を切り替え閾値Ｘとしてもよい。固定デューティ比Ｄｆｉｘ２についても、同様に不感領域を完全に回避しなくても、その影響が小さく、線形性が許容できるのであれば、固定デューティ比Ｄｆｉｘ２の値を小さくしてもよい。
上記のようにすれば、上記の不感領域を回避する、又は不感領域の影響を低減することができる。ひいては、制御量Ｐに対する昇降圧比（又は出力電圧Ｖｏｕｔ）の関係の線形性を向上させることができる。
上記のようにすれば、上記の不感領域を回避する、又は不感領域の影響を低減することができる。ひいては、制御量Ｐに対する昇降圧比（又は出力電圧Ｖｏｕｔ）の関係の線形性を向上させることができる。
【0055】
以上説明したように、本実施の形態の電力変換装置によれば、制御量に対する出力電圧の関係の線形性を向上させることができる。これにより出力電圧の制御を安定的に行うことを可能にした電力変換装置を提供することができる。
【0056】
本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
【符号の説明】
【0057】
１１…降圧用スイッチング回路、 １２…昇圧用スイッチング回路、 １３…インダクタ、 １４…キャパシタ、 １５…負荷、 Ｑ１～Ｑ４…ｎＭＯＳトランジスタ、 Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３…端子、 １０１…ＡＣ／ＤＣコンバータ、 １０２…ＤＣ／ＤＣコンバータ、 １０３…高周波生成部、 １０４…フィルタ回路、 １０５…電力検出部、 １０６…制御部、 １０７…関数／デューティ比設定部。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】