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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-05-15
(45)【発行日】2024-05-23
(54)【発明の名称】電力変換装置の制御装置
(51)【国際特許分類】
H02M 5/293 20060101AFI20240516BHJP
H02M 7/12 20060101ALI20240516BHJP
【ＦＩ】
H02M5/293 B
H02M7/12 R
【請求項の数】
4
(21)【出願番号】P 2020093006
(22)【出願日】2020-05-28
(65)【公開番号】P2021191070
(43)【公開日】2021-12-13
【審査請求日】2023-04-26
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第２項適用 国立大学法人千葉大学 融合理工学府修士論文審査発表会 令和２年２月４日開催
(73)【特許権者】
【識別番号】597144439
【氏名又は名称】Ｍｙｗａｙプラス株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110004277
【氏名又は名称】弁理士法人そらおと
(74)【代理人】
【識別番号】100130982
【弁理士】
【氏名又は名称】黒瀬 泰之
(73)【特許権者】
【識別番号】304021831
【氏名又は名称】国立大学法人千葉大学
(74)【代理人】
【識別番号】100130982
【弁理士】
【氏名又は名称】黒瀬 泰之
(72)【発明者】
【氏名】住谷 和馬
(72)【発明者】
【氏名】佐藤 之彦
(72)【発明者】
【氏名】徐 進
(72)【発明者】
【氏名】下里 昇
【審査官】三島木 英宏
(56)【参考文献】
【文献】特開２０１７－０４６４５０（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１６－０４６９５７（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ５／２９３
Ｈ０２Ｍ ７／１２
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、一端が三相交流電源の第１相に接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ、一端が前記三相交流電源の第２相に接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ、一端が前記三相交流電源の第３相に接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ、一端が前記第１相に接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ、一端が前記第２相に接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ、及び、一端が前記第３相に接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチを有するマトリックスコンバータと、
一端が直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、
前記第１のノードと前記第１のコイルとの間に挿入されたリアクトルとを有する電力変換装置の制御装置であって、
前記第１乃至第６の双方向スイッチはそれぞれ、前記三相交流電源側から順に直列に接続された第１及び第２の半導体素子と、前記第１及び第２の半導体素子により構成される直列回路と並列に接続されたスナバキャパシタと、前記第１及び第２の半導体素子の接続点にアノードが接続される向きで前記第１の半導体素子と並列に接続された第１のダイオードと、前記第１及び第２の半導体素子の接続点にアノードが接続される向きで前記第２の半導体素子と並列に接続された第２のダイオードとを有し、
前記第１相が前記第２相より大きく、前記第２相が前記第３相より大きい場合に、前記第３及び前記第６の双方向スイッチがオンである第１のモード、前記第１及び前記第６の双方向スイッチがオンである第２のモード、前記第２及び前記第６の双方向スイッチがオンである第３のモード、前記第３及び前記第６の双方向スイッチがオンである第４のモード、前記第３及び前記第４の双方向スイッチがオンである第５のモード、前記第３及び前記第５の双方向スイッチがオンである第６のモード、前記第３及び前記第６の双方向スイッチがオンである第７のモードの順で繰り返し前記マトリックスコンバータを制御するよう構成され、
前記第１のモードから前記第２のモードへの切り替え、及び、前記第４のモードから前記第５のモードへの切り替えを電圧形転流により実行し、
前記第２のモードから前記第３のモードへの切り替え、前記第３のモードから前記第４のモードへの切り替え、前記第５のモードから前記第６のモードへの切り替え、及び、前記第６のモードから前記第７のモードへの切り替えを電流形転流により実行し、
前記電圧形転流は、
前記第１乃至第６の双方向スイッチのうち転流先となる転流先双方向スイッチの一端と前記第１乃至第６の双方向スイッチのうち転流元となる転流元双方向スイッチの一端との間に印加される入力相電圧の符号に応じて、前記転流先双方向スイッチの第１及び第２の半導体素子のうち、前記転流先双方向スイッチの一端と前記転流元双方向スイッチの一端との間を短絡させない一方をターンオンするステップと、
前記転流元双方向スイッチの第１及び第２の半導体素子のうち、ターンオフしても前記リアクトルに流れる出力相電流の経路を該出力相電流の向きによらず確保できる一方をターンオフするステップと、
前記転流先双方向スイッチの第１及び第２の半導体素子のうちの他方をターンオンするステップと、
前記転流元双方向スイッチの第１及び第２の半導体素子のうちの他方をターンオフするステップと、
により実行され、
前記電流形転流は、
前記出力相電流の向きに応じて、前記転流元双方向スイッチの第１及び第２の半導体素子のうち、ターンオフしても前記出力相電流の経路を確保できる一方をターンオフするステップと、
前記出力相電流の向きに応じて、前記転流先双方向スイッチの第１及び第２の半導体素子のうち、ターンオンすることにより前記出力相電流の経路を新たに構成することとなる一方をターンオンするステップと、
前記転流元双方向スイッチの第１及び第２の半導体素子のうちの他方をターンオフするステップと、
前記転流先双方向スイッチの第１及び第２の半導体素子のうちの他方をターンオンするステップと、
により実行される、
制御装置。
【請求項2】
前記第１相が前記第２相より大きく、前記第２相が前記第３相より大きい場合に、前記第３及び前記第６の双方向スイッチがオンである第１のモード、前記第１及び前記第６の双方向スイッチがオンである第２のモード、前記第２及び前記第６の双方向スイッチがオンである第３のモード、前記第３及び前記第６の双方向スイッチがオンである第４のモード、前記第３及び前記第４の双方向スイッチがオンである第５のモード、前記第３及び前記第５の双方向スイッチがオンである第６のモード、前記第３及び前記第６の双方向スイッチがオンである第７のモードの順で繰り返し前記マトリックスコンバータを制御することにより、前記三相交流電源から前記直流電源に電力を供給する動作を前記電力変換装置に行わせる、請求項１に記載の制御装置。
【請求項3】
互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、一端が三相交流電源の第１相に接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ、一端が前記三相交流電源の第２相に接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ、一端が前記三相交流電源の第３相に接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ、一端が前記第１相に接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ、一端が前記第２相に接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ、及び、一端が前記第３相に接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチを有するマトリックスコンバータと、
一端が直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、
前記第１のノードと前記第１のコイルとの間に挿入されたリアクトルとを有する電力変換装置の制御装置であって、
前記第１乃至第６の双方向スイッチはそれぞれ、前記三相交流電源側から順に直列に接続された第１及び第２の半導体素子と、前記第１及び第２の半導体素子により構成される直列回路と並列に接続されたスナバキャパシタと、前記第１及び第２の半導体素子の接続点にアノードが接続される向きで前記第１の半導体素子と並列に接続された第１のダイオードと、前記第１及び第２の半導体素子の接続点にアノードが接続される向きで前記第２の半導体素子と並列に接続された第２のダイオードとを有し、
前記第１相が前記第２相より大きく、前記第２相が前記第３相より大きい場合に、前記第３及び前記第６の双方向スイッチがオンである第１のモード、前記第２及び前記第６の双方向スイッチがオンである第２のモード、前記第１及び前記第６の双方向スイッチがオンである第３のモード、前記第３及び前記第６の双方向スイッチがオンである第４のモード、前記第３及び前記第５の双方向スイッチがオンである第５のモード、前記第３及び前記第４の双方向スイッチがオンである第６のモード、前記第３及び前記第６の双方向スイッチがオンである第７のモードの順で繰り返し前記マトリックスコンバータを制御するよう構成され、
前記第３のモードから前記第４のモードへの切り替え、及び、前記第６のモードから前記第７のモードへの切り替えを電圧形転流により実行し、
前記第１のモードから前記第２のモードへの切り替え、前記第２のモードから前記第３のモードへの切り替え、前記第４のモードから前記第５のモードへの切り替え、及び、前記第５のモードから前記第６のモードへの切り替えを電流形転流により実行し、
前記電圧形転流は、
前記第１乃至第６の双方向スイッチのうち転流先となる転流先双方向スイッチの一端と前記第１乃至第６の双方向スイッチのうち転流元となる転流元双方向スイッチの一端との間に印加される入力相電圧の符号に応じて、前記転流先双方向スイッチの第１及び第２の半導体素子のうち、前記転流先双方向スイッチの一端と前記転流元双方向スイッチの一端との間を短絡させない一方をターンオンするステップと、
前記転流元双方向スイッチの第１及び第２の半導体素子のうち、ターンオフしても前記リアクトルに流れる出力相電流の経路を該出力相電流の向きによらず確保できる一方をターンオフするステップと、
前記転流先双方向スイッチの第１及び第２の半導体素子のうちの他方をターンオンするステップと、
前記転流元双方向スイッチの第１及び第２の半導体素子のうちの他方をターンオフするステップと、
により実行され、
前記電流形転流は、
前記出力相電流の向きに応じて、前記転流元双方向スイッチの第１及び第２の半導体素子のうち、ターンオフしても前記出力相電流の経路を確保できる一方をターンオフするステップと、
前記出力相電流の向きに応じて、前記転流先双方向スイッチの第１及び第２の半導体素子のうち、ターンオンすることにより前記出力相電流の経路を新たに構成することとなる一方をターンオンするステップと、
前記転流元双方向スイッチの第１及び第２の半導体素子のうちの他方をターンオフするステップと、
前記転流先双方向スイッチの第１及び第２の半導体素子のうちの他方をターンオンするステップと、
により実行される、
制御装置。
【請求項4】
前記第１相が前記第２相より大きく、前記第２相が前記第３相より大きい場合に、前記第３及び前記第６の双方向スイッチがオンである第１のモード、前記第２及び前記第６の双方向スイッチがオンである第２のモード、前記第１及び前記第６の双方向スイッチがオンである第３のモード、前記第３及び前記第６の双方向スイッチがオンである第４のモード、前記第３及び前記第５の双方向スイッチがオンである第５のモード、前記第３及び前記第４の双方向スイッチがオンである第６のモード、前記第３及び前記第６の双方向スイッチがオンである第７のモードの順で繰り返し前記マトリックスコンバータを制御することにより、前記直流電源から前記三相交流電源に電力を供給する動作を前記電力変換装置に行わせる、請求項３に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は電力変換装置の制御装置に関し、特に、スイッチングによる転流を行う電力変換装置の制御装置に関する。
【背景技術】
【0002】
近年、蓄電池用の双方向インターフェースなど、さまざまな分野で絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの用途が拡大している。この種のコンバータでは一般に、高周波絶縁リンクを導入することで、高電力密度が実現される。中でも、特許文献１に記載のＭＣ（マトリックスコンバータ）式ＤＡＢ（デュアルアクティブブリッジ）型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータは、かさばる電解コンデンサが不要であり、寿命も長いなど多くの利点を有することから、近年注目されている。
【0003】
ＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの変調方式としては、特許文献１に記載のように、ＭＣの出力電圧ｖＭＣをパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）によって制御し、かつ、出力電圧ｖＭＣがゼロとなる期間を有する変調法を用いることが一般的である。以下、この変調法をＺＰＷＭ（Zero voltage Pulse Width Modulation）変調法と称する。
【0004】
ＺＰＷＭ変調法では、ＭＣを構成する各スイッチ素子のスイッチングにより、出力電圧ｖＭＣの変更が行われる。このスイッチングの際には、ＭＣの入力である３相交流の相間短絡（以下、「電源短絡」と称する）や、ＭＣの出力であるリアクトル電流ｉＬの流路喪失による過電圧の発生（以下、「負荷開放」と称する）を防止するため、１回のスイッチングに関連する４つのスイッチ素子を一度に切り替えるのではなく１つずつ順に切り替えていくという動作（以下、「転流動作」と称する）が行われる。
【0005】
転流動作は、スイッチ素子の切り替え順によって電圧形転流と電流形転流の２種類に大別される。電圧形転流は、リアクトル電流ｉＬの流路が常に確保されるように各スイッチ素子の切り替えを行うというもので、原理的に負荷開放を防ぐことができるが、入力相電圧の大小に応じて切り替えのパターン（以下、「ゲートパターン」と称する）を変える必要があり、入力相電圧の大小判定を誤ると電源短絡を招く。一方、電流形転流は、互いに逆向きに接続された２つのダイオードによって３相側電源の一方入力端と他方入力端との間に電流が流れないようにしつつ各スイッチ素子の切り替えを行うというもので、原理的に電源短絡を防ぐことができるが、リアクトル電流ｉＬの符号に応じてゲートパターンを変える必要があり、リアクトル電流ｉＬの符号判定を誤ると負荷開放を招く。
【0006】
このように、電圧形転流と電流形転流にはそれぞれ一長一短があるが、故障防止の観点で考えると、優先的に防止すべきなのは電源短絡であることから、電源相の大小関係が不安定である場合、通常、ＭＣの転流動作は電流形転流によって実行される。特許文献１の図１２及び図１３には、電流形転流におけるゲートパターンの具体例が開示されている。
【0007】
非特許文献１には、電圧形転流と電流形転流を組み合わせて使用する技術が開示されている。この技術では、ＭＣに入力される３相交流電圧のうち２相の電圧がほぼ等しく電圧形転流の失敗が発生しやすい期間（the critical area）においては電流形転流による転流動作が行われ、それ以外の期間では電圧形転流による転流動作が行われる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0008】
【文献】特開２０２０－００５４６２号公報
【非特許文献】
【0009】
【文献】宅間 春介、外１名、「電流方向の推定を含む、三相単相マトリックスコンバータのためのハイブリッド転流方法(Hybrid commutation method with current direction estimation for three-phase-to-single-phase matrix converter)」、２０１８年アメリカ電気電子工学会応用パワーエレクトロニクス会議及び博覧会(2018 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC))、ｐ．６７２－６７９
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0010】
しかしながら、非特許文献１の技術では、ＭＣの入力電圧に応じ、電流形転流と電圧形転流の間でＭＣの動作モードを切り替えることになる。このような動作モードの切り替えは、ＭＣの動作を複雑化するとともに、切り替え時におけるＭＣの動作を不安定にする可能性があるため、好ましいとは言えない。
【0011】
したがって、本発明の目的の一つは、電流形転流と電圧形転流の間でＭＣの動作モードを切り替えることなく、電源短絡と負荷開放の両方を防止できる電力変換装置の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0012】
本発明による電力変換装置の制御装置は、互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、一端が三相交流の第１相に接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ、一端が前記三相交流の第２相に接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ、一端が前記三相交流の第３相に接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ、一端が前記第１相に接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ、一端が前記第２相に接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ、及び、一端が前記第３相に接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチを有するマトリックスコンバータを有する電力変換装置の制御装置であって、前記第１相が前記第２相より大きく、前記第２相が前記第３相より大きい場合に、前記第３及び前記第６の双方向スイッチがオンである第１のモード、前記第１及び前記第６の双方向スイッチがオンである第２のモード、前記第２及び前記第６の双方向スイッチがオンである第３のモード、前記第３及び前記第６の双方向スイッチがオンである第４のモード、前記第３及び前記第４の双方向スイッチがオンである第５のモード、前記第３及び前記第５の双方向スイッチがオンである第６のモード、前記第３及び前記第６の双方向スイッチがオンである第７のモードの順で繰り返し前記マトリックスコンバータを制御するよう構成され、前記第１のモードから前記第２のモードへの切り替え、及び、前記第４のモードから前記第５のモードへの切り替えを電圧形転流により実行し、前記第２のモードから前記第３のモードへの切り替え、前記第３のモードから前記第４のモードへの切り替え、前記第５のモードから前記第６のモードへの切り替え、及び、前記第６のモードから前記第７のモードへの切り替えを電流形転流により実行する、制御装置である。
【発明の効果】
【0013】
本発明によれば、リアクトル電流ｉＬの符号が不安定で、電流形転流を使うと負荷開放が発生しやすい第１のモードから第２のモードへの切り替え、及び、第４のモードから第５のモードへの切り替えを電圧形転流により実行し、そのような問題の発生しない他の切り替えを電流形電流により実行するので、電流形転流と電圧形転流の間でＭＣの動作モードを切り替えることなく、電源短絡と負荷開放の両方を防止することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【0014】
【図1】本実施の形態による電力変換装置１及びその制御装置４の構成を示す図である。
【図3】力行時における電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ，ｖＭＣ，ｖＩＮＶ、電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗ，Ｉｄｃ，ｉＬ、及び電流Ｉｄｃの指令値Ｉｄｃ
＊（＝Ｐ＊／Ｖｄｃ）の各波形のシミュレーション結果を示す信号波形図である。
【図5】ｎＶｄｃ／ｅＭ＝０．２５の場合における電圧ｖＭＣ，ｎｖＩＮＶ及びリアクトル電流ｉＬの力行時の波形を模式的に示す信号波形図である。
【図6】ｎＶｄｃ／ｅＭ＝０．５の場合における電圧ｖＭＣ，ｎｖＩＮＶ及びリアクトル電流ｉＬの力行時の波形を模式的に示す信号波形図である。
【図7】マトリックスコンバータ１０の制御の詳細を示す図である。
【図8】マトリックスコンバータ１０の制御の詳細を示す図である。
【図9】マトリックスコンバータ１０の制御の詳細を示す図である。
【図10】マトリックスコンバータ１０の制御の詳細を示す図である。
【図11】マトリックスコンバータ１０の制御の詳細を示す図である。
【図12】第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えを電流形転流によって行う場合の転流シーケンスを示す図である。
【図13】第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えを電圧形転流によって行う場合の転流シーケンスを示す図である。
【図14】第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えを電流形転流によって行う場合（ただし、リアクトル電流ｉＬがプラスである間に転流動作が開始された場合）の転流シーケンスを示す図である。
【図15】本発明の実施の形態による制御装置４がモード切り替え時に使用する転流方法を示す図である。
【図16】ｎＶｄｃ／ｅＭ＝０．２５の場合における電圧ｖＭＣ，ｎｖＩＮＶ及びリアクトル電流ｉＬの回生時の波形を模式的に示す信号波形図である。
【図17】ｎＶｄｃ／ｅＭ＝０．５の場合における電圧ｖＭＣ，ｎｖＩＮＶ及びリアクトル電流ｉＬの回生時の波形を模式的に示す信号波形図である。
【図18】（ａ）は、第１の比較例による力行時の電圧ｖＭＣ，ｖＩＮＶ、リアクトル電流ｉＬ、及び入力電流ｉｅｕの測定結果を示す信号波形図であり、（ｂ）は、第１の実施例による力行時の電圧ｖＭＣ，ｖＩＮＶ、リアクトル電流ｉＬ、及び入力電流ｉｅｕの測定結果を示す信号波形図である。
【図19】（ａ）は、第１の比較例及び第１の実施例のそれぞれにおける効率［％］の測定結果を示す図であり、（ｂ）は、第１の比較例及び第１の実施例のそれぞれにおける入力電流のＴＨＤ［％］を示す図である。
【図20】（ａ）は、第２の比較例による力行時の電圧ｖＭＣ，ｖＩＮＶ、リアクトル電流ｉＬ、及び入力電流ｉｅｕの測定結果を示す信号波形図であり、（ｂ）は、第２の実施例による力行時の電圧ｖＭＣ，ｖＩＮＶ、リアクトル電流ｉＬ、及び入力電流ｉｅｕの測定結果を示す信号波形図である。
【図21】（ａ）は、第２の比較例及び第２の実施例のそれぞれにおける効率［％］の測定結果を示す図であり、（ｂ）は、第２の比較例及び第２の実施例のそれぞれにおける入力電流のＴＨＤ［％］を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0015】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【0016】
図１は、本実施の形態による電力変換装置１及びその制御装置４の構成を示す図である。同図に示すように、本実施の形態による電力変換装置１は、三相単相マトリックスコンバータ１０と、トランス２０と、フルブリッジ型のＡＣ／ＤＣコンバータ３０と、保護回路３５とを有するＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータである。マトリックスコンバータ１０、トランス２０、及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、系統電源２と負荷３の間にこの順で接続される。以下では、系統電源２に接続されるマトリックスコンバータ１０の３つの端部をそれぞれ第７のノードｎ７、第８のノードｎ８、第９のノードｎ９と称し、トランス２０に接続されるマトリックスコンバータ１０の２つの端部をそれぞれ第１のノードｎ１、第２のノードｎ２と称し、トランス２０に接続されるＡＣ／ＤＣコンバータ３０の２つの端部をそれぞれ第３のノードｎ３、第４のノードｎ４と称し、負荷３に接続されるＡＣ／ＤＣコンバータ３０の２つの端部をそれぞれ第５のノードｎ５、第６のノードｎ６と称する。また、第２のノードｎ２の電圧に対する第１のノードｎ１の電圧を電圧ｖＭＣと称し、第４のノードｎ４の電圧に対する第３のノードｎ３の電圧を電圧ｖＩＮＶと称する。
【0017】
トランス２０は、互いに磁気結合する２つのコイル２０ａ，２０ｂ（第１及び第２のコイル）を有して構成される。コイル２０ａ，２０ｂの巻き数はそれぞれＮＰ及びＮＳであり、コイル２０ａ，２０ｂの巻き数比ｎは、ｎ＝ＮＰ／ＮＳとなる。コイル２０ａの一端はリアクトルＬを介して第１のノードｎ１でマトリックスコンバータ１０に接続され、コイル２０ａの他端は第２のノードｎ２でマトリックスコンバータ１０に接続される。なお、リアクトルＬは、トランス２０とは別に設けたインダクタンス素子であってもよいし、トランス２０の漏れインダクタンスであってもよい。コイル２０ｂの一端は第３のノードｎ３でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続され、コイル２０ｂの他端は第４のノードｎ４でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続される。以下では、リアクトルＬを流れる電流をリアクトル電流ｉＬと称する。リアクトル電流ｉＬの向きについては、第１のノードｎ１から第２のノードｎ２に向かう方向をプラス方向とし、その逆をマイナス方向とする。リアクトル電流ｉＬは、電圧ｖＭＣ，ｎｖＩＮＶを用いると、次の式（１）のように時間ｔの関数で表される。
【0018】
【数1】
【0019】
ＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、単相交流電圧（コイル２０ｂ側）と直流電圧（負荷３側）とを相互に変換する装置である。負荷３は、例えば蓄電池やハイブリッドカーのモーターを駆動するための電力変換器であり、電力変換装置１から供給される直流電力によって動作する（充電される）場合（力行）と、逆に電力変換装置１に対して直流電力を供給する場合（回生）とがある。負荷３の一端は第５のノードｎ５でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続され、負荷３の他端は第６のノードｎ６でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続される。以下では、第６のノードｎ６の電圧に対する第５のノードｎ５の電圧を電圧Ｖｄｃと称し、第５のノードｎ５から負荷３に向かって流れる電流を電流Ｉｄｃと称する。
【0020】
ＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、一端が第５のノードｎ５に接続され、他端が第３のノードｎ３に接続されたスイッチ素子Ｇ１（第１の片方向スイッチ素子）と、一端が第６のノードｎ６に接続され、他端が第３のノードｎ３に接続されたスイッチ素子Ｇ２（第２の片方向スイッチ素子）と、一端が第５のノードｎ５に接続され、他端が第４のノードｎ４に接続されたスイッチ素子Ｇ３（第３の片方向スイッチ素子）と、一端が第６のノードｎ６に接続され、他端が第４のノードｎ４に接続されたスイッチ素子Ｇ４（第４の片方向スイッチ素子）と、一端が第５のノードｎ５に接続され、他端が第６のノードｎ６に接続されたキャパシタＣ１とを有して構成される。
【0021】
スイッチ素子Ｇ１～Ｇ４はそれぞれ、例えばＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオード及びスナバキャパシタとを含んで構成される片方向スイッチである。なお、スナバキャパシタは、半導体素子の寄生容量であってもよいし、独立した容量素子であってもよい。スイッチ素子Ｇ１は、ダイオードのアノードが第３のノードｎ３に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ２は、ダイオードのカソードが第３のノードｎ３に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ３は、ダイオードのアノードが第４のノードｎ４に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ４は、ダイオードのカソードが第４のノードｎ４に接続されるように回路に組み込まれる。
【0022】
スイッチ素子Ｇ１～Ｇ４を構成する半導体素子の制御電極のそれぞれには、制御装置４から個別の制御信号が供給される。各制御信号は、それぞれハイ又はローいずれかの値を取る信号である。制御装置４は、これらの制御信号の値を個別に制御することにより、スイッチ素子Ｇ１～Ｇ４それぞれのオンオフ状態を個別に制御する。
【0023】
マトリックスコンバータ１０は、三相交流電圧（系統電源２側）と単相交流電圧（コイル２０ａ側）とを相互に変換する装置である。系統電源２は、互いに２π／３ずつ位相のずれた正弦波信号によって表される交流電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗを生成する三相交流電源であり、例えば商用電源である。交流電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗを数式で表すと、次の式（２）のようになる。ただし、Ｅは入力線間電圧実効値（定数）であり、ωｔは入力電圧の位相角（定数）である。
【0024】
【数2】
【0025】
図１に示すように、ｕ相（第１相）に対応する交流電圧ｅｕに対応する系統電源２の出力端は第７のノードｎ７でマトリックスコンバータ１０に接続され、ｖ相（第２相）に対応する交流電圧ｅｖに対応する系統電源２の出力端は第８のノードｎ８でマトリックスコンバータ１０に接続され、ｗ相（第３相）に対応する交流電圧ｅｗに対応する系統電源２の出力端は第９のノードｎ９でマトリックスコンバータ１０に接続される。以下では、第７乃至第９のノードｎ７～ｎ９を流れる電流をそれぞれ電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗと称する。
【0026】
マトリックスコンバータ１０は、一端が第７のノードｎ７に接続され、他端が第１のノードｎ１に接続された双方向スイッチＳ
ｕｐ（第１の双方向スイッチ）と、一端が第８のノードｎ８に接続され、他端が第１のノードｎ１に接続された双方向スイッチＳ
ｖｐ（第２の双方向スイッチ）と、一端が第９のノードｎ９に接続され、他端が第１のノードｎ１に接続された双方向スイッチＳ
ｗｐ（第３の双方向スイッチ）と、一端が第７のノードｎ７に接続され、他端が第２のノードｎ２に接続された双方向スイッチＳ
ｕｎ（第４の双方向スイッチ）と、一端が第８のノードｎ８に接続され、他端が第２のノードｎ２に接続された双方向スイッチＳ
ｖｎ（第５の双方向スイッチ）と、一端が第９のノードｎ９に接続され、他端が第２のノードｎ２に接続された双方向スイッチＳ
ｗｎ（第６の双方向スイッチ）と、交流リアクトルＬｆと、ダンピング抵抗Ｒｆと、入力キャパシタＣｆとを有して構成される。
【0027】
交流リアクトルＬｆは、第７のノードｎ７と双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｕｎの接続点である第１０のノードｎ１０との間に挿入されたインダクタと、第８のノードｎ８と双方向スイッチＳ
ｖｐ，Ｓｖｎの接続点である第１１のノードｎ１１との間に挿入されたインダクタと、第９のノードｎ９と双方向スイッチＳ
ｗｐ，Ｓｗｎの接続点である第１２のノードｎ１２との間に挿入されたインダクタとによって構成される。ダンピング抵抗Ｒｆは、これらのインダクタのそれぞれと並列に接続された３つの抵抗素子によって構成される。入力キャパシタＣｆは、デルタ結線又はスター結線によって互いに接続された３つのキャパシタによって構成されており、その３つの接続点はそれぞれ第１０乃至第１２のノードｎ１０～ｎ１２に接続される。以下では、第１０乃至第１２のノードｎ１０～ｎ１２を流れる電流をそれぞれ入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと称する。
【0028】
双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ、直列に接続された２つのスイッチを含んで構成される双方向スイッチである。具体的には、双方向スイッチＳｕｐは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐと、スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐにより構成される直列回路と並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成される。また、双方向スイッチＳ
ｖｐは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇｐｖ，Ｇｖｐと、スイッチ素子Ｇｐｖ，Ｇｖｐにより構成される直列回路と並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、双方向スイッチＳ
ｗｐは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇｐｗ，Ｇｗｐと、スイッチ素子Ｇｐｗ，Ｇｗｐにより構成される直列回路と並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、双方向スイッチＳ
ｕｎは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇｎｕ，Ｇｕｎと、スイッチ素子Ｇｎｕ，Ｇｕｎにより構成される直列回路と並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、双方向スイッチＳｖｎは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇｎｖ，Ｇｖｎと、スイッチ素子Ｇｎｖ，Ｇｖｎにより構成される直列回路と並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、双方向スイッチＳ
ｗｎは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇｎｗ，Ｇｗｎと、スイッチ素子Ｇｎｗ，Ｇｗｎにより構成される直列回路と並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成される。これらスイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ，Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｖ，Ｇｖｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎはそれぞれ、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオードとを含んで構成される片方向スイッチである。
【0029】
スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐは、第１のノードｎ１と第１０のノードｎ１０との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇｐｖ，Ｇｖｐは、第１のノードｎ１と第１１のノードｎ１１との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇｐｗ，Ｇｗｐは、第１のノードｎ１と第１２のノードｎ１２との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇｎｕ，Ｇｕｎは、第２のノードｎ２と第１０のノードｎ１０との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇｎｖ，Ｇｖｎは、第２のノードｎ２と第１１のノードｎ１１との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇｎｗ，Ｇｗｎは、第２のノードｎ２と第１２のノードｎ１２との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。なお、双方向スイッチを構成する２つのスイッチ素子の接続について、ここではそれぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続されるとしたが、それぞれのダイオードのカソードが相互に接続される向きで接続されることとしてもよい。
【0030】
スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ，Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｖ，Ｇｖｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎを構成する半導体素子の制御電極のそれぞれには、制御装置４から個別の制御信号が供給される。各制御信号は、それぞれハイ又はローいずれかの値を取る信号である。制御装置４は、これらの制御信号の値を個別に制御することにより、スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ，Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｖ，Ｇｖｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎそれぞれのオンオフ状態を個別に制御する。
【0031】
保護回路３５は、転流失敗時のリアクトル電流ｉＬを吸収するための回路であり、フルブリッジ接続された４つのダイオードからなる整流回路と、この整流回路と並列に接続された平滑コンデンサ及び負荷とによって構成される。負荷の両端電圧はＶｐである。整流回路の２つの入力端はそれぞれ、第１のノードｎ１及び第２のノードｎ２に接続される。
【0032】
図２は、電力変換装置１の高周波等価回路を示す図である。同図に示すように、電力変換装置１は、高周波数で動作する場合においては、電圧ｖＭＣを出力する電源回路と、電圧ｎｖＩＮＶを出力する電源回路とがリアクトルＬを挟んで直列に接続された回路と等価である。
【0033】
図１に戻る。制御装置４は、上述したＺＰＷＭ変調法により、外部から供給される電力指令値Ｐ＊及び力率角指令値α＊と、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ，Ｖｄｃの各値とに基づいて双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｇ１～Ｇ４それぞれのオンオフ状態を制御する装置である。制御装置４がこの制御を行うことにより、電力指令値Ｐ＊により指定された電力を力率角指令値α＊により指定された力率角で、系統電源２から負荷３に対し（力行の場合）、又は、負荷３から系統電源２に対し（回生の場合）、伝送することが実現される。力行時と回生時のそれぞれにおける制御装置４の動作は、後述する位相差δの符号が入れ替わることのほかは、基本的に同一である。そこで以下では、力行時に着目して説明を続ける。回生時については、力行時の制御装置４の動作について説明した後、図１６及び図１７を参照して説明する。
【0034】
図３は、力行時における電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ，ｖＭＣ，ｖＩＮＶ、電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗ，Ｉｄｃ，ｉＬ、及び電流Ｉｄｃの指令値Ｉｄｃ
＊（＝Ｐ＊／Ｖｄｃ）の各波形のシミュレーション結果を示す信号波形図である。詳しいシミュレーション条件は、表１に記載したとおりである。図３には、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗによって表される三相交流の１周期分を示している。図４は、図３の一部（０．０１秒から０．０００１４秒分）の拡大図である。
【0035】
【表1】
【0036】
三相交流の１周期は、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗの位相に応じて、図３に示すように１２個の空間Ｉ～ＸＩＩに分けることができる。具体的には、電圧ｅｕの位相が０以上π／６未満である空間Ｉ、π／６以上π／３未満である空間ＩＩ、π／３以上π／２未満である空間ＩＩＩ、π／２以上２π／３未満である空間ＩＶ、２π／３以上５π／６未満である空間Ｖ、５π／６以上π未満である空間ＶＩ、π以上７π／６未満である空間ＶＩＩ、７π／６以上４π／３未満である空間ＶＩＩＩ、４π／３以上３π／２未満である空間ＩＸ、３π／２以上５π／３未満である空間Ｘ、５π／３以上１１π／６未満である空間ＸＩ、１１π／６以上２π未満である空間ＸＩＩに分けることができる。図４に示した波形は、このうち空間ＩＶの一部に相当する。
【0037】
空間Ｉ～ＸＩＩそれぞれにおける制御装置４の動作は、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗの大小関係に応じて制御対象となるスイッチが入れ替わること、及び、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗのうち中間の値を取るものの符号に応じて出力電圧が変わる場合があることのほかは、基本的に同一である。そこで以下では、空間Ｖ（ｅｕ＞ｅｖ＞０＞ｅｗ，ｉｖ
＊＞０）に着目して説明を続ける。
【0038】
図５及び図６はそれぞれ、電圧ｖＭＣ，ｎｖＩＮＶ及びリアクトル電流ｉＬの力行時の波形を模式的に示す信号波形図である。図５には、図１に示した電圧Ｖｄｃの値が相対的に小さい例（具体的には、ｎＶｄｃ／ｅＭ＝０．２５）を示し、図６には、図１に示した電圧Ｖｄｃの値が相対的に大きい例（具体的には、ｎＶｄｃ／ｅＭ＝０．５）を示している。なお、図５及び図６に示した電圧ｅＭ及びｅｍは、それぞれ次の式（３）（４）により表される。ただし、式（３）に示した電流ｉｖ
＊は入力電流ｉｖの指令値である。入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの指令値ｉｕ
＊，ｉｖ
＊，ｉｗ
＊は、式（５）によって表される。
【0039】
【数3】
【0040】
図５を参照しながら制御装置４の動作の概要を説明すると、制御装置４はまず、マトリックスコンバータ１０を周期Ｔで周期的に制御するよう構成される。なお、マトリックスコンバータ１０のスイッチング周波数は、この周期Ｔの逆数となる。図５に示した時刻ｔ１はこの周期Ｔの始期に対応し、時刻ｔ１０は終期に対応している。マトリックスコンバータ１０の制御の詳細については、後述する。
【0041】
また、制御装置４は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０についても、同じ周期Ｔで周期的に制御するよう構成される。図５に示した時刻ｔ２はこの制御周期の始期に対応し、時刻ｔ１１は終期に対応している。具体的に説明すると、制御装置４は、各周期の前半でスイッチＧ１，Ｇ４をオン、スイッチＧ２，Ｇ３をオフとし、各周期の後半でスイッチＧ２，Ｇ３をオン、スイッチＧ１，Ｇ４をオフとするよう構成される。ただし、スイッチの切り替えの際には、一旦すべてのスイッチがオフとなる期間（デッドタイム）が設けられる。制御装置４による制御の結果として、電圧ｎｖｉｎｖの値は、図５に示すように、各周期の前半でｎＶｄｃとなり、各周期の後半で－ｎＶｄｃとなる。なお、以下の説明では、マトリックスコンバータ１０の制御周期の始期から、その後に初めて到来するＡＣ／ＤＣコンバータ３０の制御周期の始期までの経過時間長を位相差δと称する。
【0042】
図７～図１１は、マトリックスコンバータ１０の制御の詳細を示す図である。同図に示した矢印付きの破線は、リアクトル電流ｉＬの経路と向きを表している。以下、図５とともにこれらの図も参照しながら、マトリックスコンバータ１０の制御について詳細に説明する。なお、実際には各スイッチのオンオフの切り替えを行う際に転流動作が行われるが、ここでは転流動作を無視して説明する。転流動作については、後ほど図１２～図１４を参照して詳しく説明する。
【0043】
まず図５に示すように、制御装置４は、各周期において、第１のモードＭＯＤＥ１から第７のモードＭＯＤＥ７までの７つのモードを順次実行することにより、マトリックスコンバータ１０の制御を行うよう構成される。第１のモードＭＯＤＥ１及び第７のモードＭＯＤＥ７の継続時間（デューティー）は互いに同一であり、以下では、この継続時間をｄｚ／２と表記する。第４のモードＭＯＤＥ４の継続時間は第１のモードＭＯＤＥ１及び第７のモードＭＯＤＥ７の継続時間の２倍（＝ｄｚ）である。第３のモードＭＯＤＥ３及び第６のモードＭＯＤＥ６の継続時間も互いに同一であり、以下では、この継続時間をｄｍと表記する。第２のモードＭＯＤＥ２及び第５のモードＭＯＤＥ５の継続時間も互いに同一（＝Ｔ／２－ｄｚ－ｄｍ）である。図５の例ではδ＜ｄｚ／２であり、第１のモードＭＯＤＥ１の実行中にＡＣ／ＤＣコンバータ３０の制御周期の始期が到来する。
【0044】
図７（ａ）には、第１のモードＭＯＤＥ１の始期である時刻ｔ１における各双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を示している。また、図７（ｂ）には、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０の制御周期の始期である時刻ｔ２における各双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を示している。これらの図に示すように、第１のモードＭＯＤＥ１においては、制御装置４は、双方向スイッチＳ
ｗｐ，Ｓｗｎをオンとし、その他の双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎをオフとする。これにより、第１のノードｎ１と第２のノードｎ２との間が短絡されるので、リアクトルＬは電圧ｎｖＩＮＶのみが印加された状態となる。そして、時刻ｔ１～時刻ｔ２ではｎｖＩＮＶ＝－ｎＶｄｃであることから、図５に示すように、電流ｉＬは増加する方向に変化する。一方、時刻ｔ２～時刻ｔ３ではｎｖＩＮＶ＝ｎＶｄｃであることから、図５に示すように、電流ｉＬは減少する方向に変化する。
【0045】
図８（ａ）には、第２のモードＭＯＤＥ２の始期である時刻ｔ３における各双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を示している。同図に示すように、第２のモードＭＯＤＥ２においては、制御装置４は、双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｗｎをオンとし、その他の双方向スイッチＳ
ｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎをオフとする。これにより、第１のノードｎ１と第２のノードｎ２との間に電圧ｅＭが印加されるので、リアクトルＬは電圧ｅＭ－ｎｖＩＮＶが印加された状態となる。そして、時刻ｔ３～時刻ｔ４ではｎｖＩＮＶ＝ｎＶｄｃであるが、一般に電圧ｅＭは電圧ｎＶｄｃより大きい値に設定される（ｅＭ＞ｎＶｄｃ）ので、図５に示すように、電流ｉＬは増加する方向に変化する。
【0046】
図８（ｂ）には、第３のモードＭＯＤＥ３の始期である時刻ｔ４における各双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を示している。同図に示すように、第３のモードＭＯＤＥ３においては、制御装置４は、双方向スイッチＳ
ｖｐ，Ｓｗｎをオンとし、その他の双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎをオフとする。これにより、第１のノードｎ１と第２のノードｎ２との間に電圧ｅｍが印加されるので、リアクトルＬは電圧ｅｍ－ｎｖＩＮＶが印加された状態となる。そして、時刻ｔ４～時刻ｔ５ではｎｖＩＮＶ＝ｎＶｄｃであり、図５に示すように、電圧ｅｍが電圧ｎＶｄｃより大きい値である（ｅｍ＞ｎＶｄｃ）とすると、電流ｉＬは増加する方向に変化する。ただし、電圧ｅｍは電圧ｅＭより小さい値になる（ｅＭ＞ｅｍ）ので、電流ｉＬの増加率は、図５に示すように時刻ｔ３～時刻ｔ４での増加率に比べて小さくなる。電圧ｅｍが電圧ｎＶｄｃより小さい値である（ｅｍ＜ｎＶｄｃ）場合には、電流ｉＬは減少する方向に変化する。
【0047】
図９（ａ）には、第４のモードＭＯＤＥ４の始期である時刻ｔ５における各双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を示している。また、図９（ｂ）には、スイッチ素子Ｇ１～Ｇ４の切り替えタイミングである時刻ｔ６（ｔ６－ｔ２＝Ｔ／２）における各双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を示している。これらの図に示すように、第４のモードＭＯＤＥ４においては、制御装置４は、双方向スイッチＳ
ｗｐ，Ｓｗｎをオンとし、その他の双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎをオフとする。これは、第１のモードＭＯＤＥ１と同じ状態である。したがって、第１のノードｎ１と第２のノードｎ２との間が短絡されるので、リアクトルＬは電圧ｎｖＩＮＶのみが印加された状態となる。そして、時刻ｔ５～時刻ｔ６ではｎｖＩＮＶ＝ｎＶｄｃであることから、図５に示すように、電流ｉＬは減少する方向に変化する。一方、時刻ｔ６～時刻ｔ７ではｎｖＩＮＶ＝－ｎＶｄｃであることから、図５に示すように、電流ｉＬは増加する方向に変化する。
【0048】
図１０（ａ）には、第５のモードＭＯＤＥ５の始期である時刻ｔ７における各双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を示している。同図に示すように、第５のモードＭＯＤＥ５においては、制御装置４は、双方向スイッチＳ
ｗｐ，Ｓｕｎをオンとし、その他の双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎをオフとする。これにより、第１のノードｎ１と第２のノードｎ２との間に電圧－ｅＭが印加されるので、リアクトルＬは電圧－ｅＭ－ｎｖＩＮＶが印加された状態となる。そして、時刻ｔ７～時刻ｔ８ではｎｖＩＮＶ＝－ｎＶｄｃであるので、上記したようにｅＭ＞ｎＶｄｃが成り立つとすると、図５に示すように、電流ｉＬは減少する方向に変化する。
【0049】
図１０（ｂ）には、第６のモードＭＯＤＥ６の始期である時刻ｔ８における各双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を示している。同図に示すように、第６のモードＭＯＤＥ６においては、制御装置４は、双方向スイッチＳ
ｗｐ，Ｓｖｎをオンとし、その他の双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｕｎ，Ｓｗｎをオフとする。これにより、第１のノードｎ１と第２のノードｎ２との間に電圧－ｅｍが印加されるので、リアクトルＬは電圧－ｅｍ－ｎｖＩＮＶが印加された状態となる。そして、時刻ｔ８～時刻ｔ９ではｎｖＩＮＶ＝－ｎＶｄｃであるので、上記したようにｅｍ＞ｎＶｄｃが成り立つとすると、図５に示すように、電流ｉＬは減少する方向に変化する。ただし、上記したようにｅＭ＞ｅｍが成り立つので、電流ｉＬの減少率は、図５に示すように時刻ｔ７～時刻ｔ８での減少率に比べて小さくなる。
【0050】
図１１には、第７のモードＭＯＤＥ７の始期である時刻ｔ９における各双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの状態を示している。同図に示すように、第７のモードＭＯＤＥ７においては、制御装置４は、双方向スイッチＳ
ｗｐ，Ｓｗｎをオンとし、その他の双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎをオフとする。これは、第１のモードＭＯＤＥ１と同じ状態である。したがって、第１のノードｎ１と第２のノードｎ２との間が短絡されるので、リアクトルＬは電圧ｎｖＩＮＶのみが印加された状態となる。そして、時刻ｔ９～時刻ｔ１０ではｎｖＩＮＶ＝－ｎＶｄｃであることから、図５に示すように、電流ｉＬは増加する方向に変化する。
【0051】
ここまでで説明したように、制御装置４は、双方向スイッチＳ
ｗｐ，Ｓｗｎが同時にオンとなるモード（すなわちｖＭＣ＝０となるモード。具体的には、第１、第４、第７のモードＭＯＤＥ１，ＭＯＤＥ４，ＭＯＤＥ７）を各周期に１回以上実施している。したがって、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０側の出力電圧ｎＶｄｃが下がった場合の循環電流の上昇を抑制できるので、電力変換装置１を広い電圧範囲で運転する際に力率の低下を抑制することが可能になる。
【0052】
次に、双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのオンオフの切り替えの際に実施される転流動作について説明する。
【0053】
双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのオンオフの切り替えは、ｐ側転流の場合であれば、必ず、双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのいずれか１つを転流元とし、双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのいずれか他の１つを転流先として実行される。また、ｎ側転流の場合であれば、必ず、双方向スイッチＳ
ｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのいずれか１つを転流元とし、双方向スイッチＳ
ｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのいずれか他の１つを転流先として実行される。そして、制御装置４は、転流元及び転流先の双方向スイッチの一方を構成する２つのスイッチのうちの１つ、転流元及び転流先の双方向スイッチの他方を構成する２つのスイッチのうちの１つ、転流元及び転流先の双方向スイッチの一方を構成する２つのスイッチのうちの残る１つ、転流元及び転流先の双方向スイッチの他方を構成する２つのスイッチのうちの残る１つ、という順序で各スイッチのオンオフ制御を行うことにより転流動作を実行する。
【0054】
転流動作は、こうして行われるオンオフ制御の対象となるスイッチの順序によって、上述した電圧形転流と電流形転流の２種類に大別される。以下、第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えの場合を例に取り、電圧形転流と電流形転流のそれぞれについて詳しく説明する。
【0055】
図１２は、第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えを電流形転流によって行う場合の転流シーケンスを示す図である。電流形転流は、リアクトル電流ｉＬ（出力相電流）の向きに応じて、リアクトル電流ｉＬの経路が常に確保されるように各スイッチ素子のオンオフ制御を行う転流方法である。したがって、電流形転流を実行する際には、リアクトル電流ｉＬの向きが予め分かっている必要がある。ここで、図５から理解されるように、第２のモードＭＯＤＥ２の始期（時刻ｔ３）におけるリアクトル電流ｉＬの向きは、通常マイナス方向にしている。そこで制御装置４は、リアクトル電流ｉＬの向きがマイナス方向であると仮定して、電流形転流による第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えを行うように制御を行う。図１２には、矢印付きの破線により、マイナス方向に流れるリアクトル電流ｉＬを示している。
【0056】
電流形転流の転流シーケンスについて、図１２を参照しながら具体的に説明する。まず図１２（ａ）は、転流動作開始前の状態を示している。この状態では、転流元となる双方向スイッチＳ
ｗｐを構成するスイッチ素子Ｇｗｐ，Ｇｐｗがともにオン、転流先となる双方向スイッチＳ
ｕｐを構成するスイッチ素子Ｇｕｐ，Ｇｐｕがともにオフとなっている。
【0057】
電流形転流による転流動作を開始した制御装置４は、初めに図１２（ｂ）に示すように、リアクトル電流ｉＬの向きに応じて、スイッチ素子Ｇｗｐ，Ｇｐｗのうちターンオフしてもリアクトル電流ｉＬ（マイナス方向に流れるリアクトル電流ｉＬ）の経路を確保できる一方（具体的には、スイッチ素子Ｇｗｐ）をターンオフする。スイッチ素子Ｇｗｐをターンオフした後のリアクトル電流ｉＬは、スイッチ素子Ｇｗｐ内のダイオードを通って流れ続ける。
【0058】
次に制御装置４は、図１２（ｃ）に示すように、リアクトル電流ｉＬの向きに応じて、スイッチ素子Ｇｕｐ，Ｇｐｕのうちターンオンすることによりリアクトル電流ｉＬの経路を新たに構成することとなる一方（具体的には、スイッチ素子Ｇｐｕ）をターンオンする。この後、リアクトル電流ｉＬは、スイッチ素子Ｇｗｐ内のダイオードを通る経路を通って流れることになる。なお、スイッチ素子Ｇｕｐ内のダイオードについては、両端にｅＭがかかることから、電流は流れない。
【0059】
次に制御装置４は、図１２（ｄ）に示すように、スイッチ素子Ｇｗｐ，Ｇｐｗのうち、まだターンオフしていないスイッチ素子Ｇｐｗをターンオフする。これにより、双方向スイッチＳ
ｗｐを通るリアクトル電流ｉＬの経路は遮断され、リアクトル電流ｉＬは、スイッチ素子Ｇｕｐ内のダイオードを通る経路のみを通って流れるようになる。
【0060】
最後に制御装置４は、図１２（ｅ）に示すように、スイッチ素子Ｇｕｐ，Ｇｐｕのうち、まだターンオンしていないスイッチ素子Ｇｕｐをターンオンする。これにより双方向スイッチＳ
ｗｐから双方向スイッチＳ
ｕｐへの転流が完了する。
【0061】
図１３は、第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えを電圧形転流によって行う場合の転流シーケンスを示す図である。電圧形転流は、転流元となる双方向スイッチの一端（系統電源２側の入力端）と、転流先となる双方向スイッチの一端（系統電源２側の入力端）との間に印加される電圧（転流元となる双方向スイッチの一端に対する転流先となる双方向スイッチの一端の電圧。以下、「入力相電圧」と称する）の符号に応じて、転流先となる双方向スイッチの一端（系統電源２側の入力端）と、転流元となる双方向スイッチの一端（系統電源２側の入力端）とを短絡させないように各スイッチ素子のオンオフ制御を行う転流方法である。したがって、電圧形転流を実行する際には、入力相電圧の符号が予め分かっている必要がある。ここで、図５から理解されるように、第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えにおいては、入力相電圧は０からｅＭ（＞０）に変化する。そこで制御装置４は、入力相電圧がプラスであると仮定して、電圧形転流による第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えを行うよう構成される。なお、図１３にも、矢印付きの破線により、マイナス方向に流れるリアクトル電流ｉＬを示している。
【0062】
【0063】
電圧形転流による転流動作を開始した制御装置４は、初めに図１３（ｂ）に示すように、入力相電圧の符号に応じて、スイッチ素子Ｇｕｐ，Ｇｐｕのうち双方向スイッチＳ
ｕｐの一端と双方向スイッチＳ
ｗｐの一端との間を短絡させない一方（具体的には、スイッチ素子Ｇｐｕ）をターンオンする。もし仮に、ここでスイッチ素子Ｇｐｕではなくスイッチ素子Ｇｕｐをターンオンしたとすると、ｅｕ＞ｅｗであることから、双方向スイッチＳ
ｕｐの一端から双方向スイッチＳ
ｗｐの一端にかけ、スイッチ素子Ｇｐｕ内のダイオードを通る電流経路が形成される。そうすると、双方向スイッチＳ
ｕｐの一端から双方向スイッチＳ
ｗｐの一端に向かって電流が流れるようになるので、電源短絡が発生する。スイッチ素子Ｇｐｕをターンオンすれば、このような電流経路が形成されることはなく、電源短絡も発生しない。
【0064】
次に制御装置４は、図１３（ｃ）に示すように、スイッチ素子Ｇｗｐ，Ｇｐｗのうちターンオフしてもリアクトル電流ｉＬの経路を該リアクトル電流ｉＬの向きによらず確保できる一方（具体的には、スイッチ素子Ｇｐｗ）をターンオフする。これにより、リアクトル電流ｉＬの符号がマイナスである場合には、図１３（ｃ）に示すように双方向スイッチＳ
ｕｐを通ってリアクトル電流ｉＬが流れる。また、図示していないが、リアクトル電流ｉＬの符号がプラスである場合には、双方向スイッチＳ
ｗｐを通ってリアクトル電流ｉＬが流れる。
【0065】
次に制御装置４は、図１３（ｄ）に示すように、スイッチ素子Ｇｕｐ，Ｇｐｕのうち、まだターンオンしていないスイッチ素子Ｇｕｐをターンオンする。そしてさらに、図１３（ｅ）に示すように、スイッチ素子Ｇｗｐ，Ｇｐｗのうち、まだターンオフしていないスイッチ素子Ｇｗｐをターンオフする。これにより双方向スイッチＳ
ｗｐから双方向スイッチＳ
ｕｐへの転流が完了する。
【0066】
次に、第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えを図１２に示した電流形転流によって行う場合に生じ得る問題について、詳しく説明する。
【0067】
図５を見ると、第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えが行われる時刻ｔ３の前後でリアクトル電流ｉＬの符号が変化していることが理解される。この変化のタイミングを完全に予測することは難しく、結果として、転流動作中にリアクトル電流ｉＬがプラスになってしまうことがある。しかし、上述したように、この場合における転流動作はリアクトル電流ｉＬの向きがマイナス方向であることを前提に実行されるので、リアクトル電流ｉＬがプラスになってしまうと、転流動作が適切に行われなくなってしまう。
【0068】
図１４は、第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えを電流形転流によって行う場合の転流シーケンスを示す図である。ただし同図には、リアクトル電流ｉＬがプラスである間に転流動作が開始された場合の例を示しており、図１４（ａ）～（ｄ）に示すリアクトル電流ｉＬの向きが図１２（ａ）～（ｄ）のものとは逆になっている。
【0069】
【0070】
電流形転流による転流動作を開始した制御装置４は、初めに図１４（ｂ）に示すように、スイッチ素子Ｇｗｐをターンオフする。これは、図１２（ｂ）を参照して説明したように、スイッチ素子Ｇｗｐ内のダイオードを通ってリアクトル電流ｉＬが流れ続けることを期待するものであるが、実際のリアクトル電流ｉＬの向きはプラス方向であるため、リアクトル電流ｉＬはスイッチ素子Ｇｗｐ内のダイオードを通過できない。その結果、リアクトル電流ｉＬの流路が喪失し、双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｗｐそれぞれのスナバキャパシタにリアクトル電流ｉＬが流れ込むことになる。
【0071】
スナバキャパシタに流れ込んだリアクトル電流ｉＬは、スナバキャパシタを充電する。図示したΔｖ（＞０）は、こうして充電された双方向スイッチＳ
ｗｐのスナバキャパシタの電極板間電位差を表している。このΔｖを用いると、双方向スイッチＳ
ｕｐのスナバキャパシタの電極板間電位差はΔｖ＋ｅＭ（＞０）と表される。スナバキャパシタの電極板間に電位差が発生すると、その分だけ第１のノードｎ１の電圧、すなわち電圧ｖＭＣが低下する。後掲する図１８（ａ）及び図２０（ａ）には、この低下の具体的な例が示されている。
【0072】
この後、制御装置４は、図１４（ｃ）に示すようにスイッチ素子Ｇｐｕをターンオンし、図１４（ｄ）に示すようにスイッチ素子Ｇｐｗをターンオフするが、その間もリアクトル電流ｉＬはスナバキャパシタを充電し続ける。なお、こうしてスナバキャパシタが充電されている間に電圧ｖＭＣが図１に示した保護回路３５の閾値電圧を超えた場合には、リアクトル電流ｉＬの一部が保護回路３５に転流することになる。これは、保護回路損失の原因となる。
【0073】
図１４の例では、スイッチ素子Ｇｐｗをターンオフした後、リアクトル電流ｉＬの符号がマイナスになる。そうすると、図１４（ｅ）に示すように制御装置４がスイッチ素子Ｇｕｐをターンオンすると、双方向スイッチＳ
ｕｐのスナバキャパシタが放電される。その結果、スイッチ素子Ｇｕｐのターンオンはハードスイッチングとなり、電圧ｖＭＣ及び電圧ｖＩＮＶにスパイク電圧が発生する。後掲する図１８（ａ）及び図２０（ａ）には、このスパイク電圧の具体的な例も示されている。
【0074】
このように、図５の例による第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えにおいては、リアクトル電流ｉＬの符号が不安定であることから、転流動作を電流形転流によって行うこととすると、リアクトル電流ｉＬの流路喪失、すなわち負荷開放が発生する可能性がある。負荷開放が発生すると、上述したように、転流動作中に電圧ｖＭＣが低下するとともに、転流終了直後の電圧ｖＭＣ及び電圧ｖＩＮＶにスパイク電圧が発生する。また、負荷開放の発生に伴い、入力電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｖの全高調波ひずみ率（ＴＨＤ：Total Harmonic Distortion）の増大という問題も発生する。これらの点は、図５の例による第４のモードＭＯＤＥ４から第５のモードＭＯＤＥ５への切り替えについても、同様である。
【0075】
そこで本実施の形態による制御装置４は、第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替え、及び、第４のモードＭＯＤＥ４から第５のモードＭＯＤＥ５への切り替えにおいて負荷開放が発生することを防止し、かつ、電源短絡の発生も防止するべく、マトリックスコンバータ１０の制御周期Ｔの中で、電流形転流と電圧形転流を組み合わせて用いるよう構成される。以下、詳しく説明する。
【0076】
図１５は、本実施の形態による制御装置４がモード切り替え時に使用する転流方法を示す図である。同図に示すように、制御装置４は、第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替え、及び、第４のモードＭＯＤＥ４から第５のモードＭＯＤＥ５への切り替えを電圧形転流により実行し、第２のモードＭＯＤＥ２から第３のモードＭＯＤＥ３への切り替え、第３のモードＭＯＤＥ３から第４のモードＭＯＤＥ４への切り替え、第５のモードＭＯＤＥ５から第６のモードＭＯＤＥ６への切り替え、及び、第６のモードＭＯＤＥ６から第７のモードＭＯＤＥ７への切り替えを電流形転流により実行するよう構成される。
【0077】
電圧形転流では、図１３を参照して説明したように、リアクトル電流ｉＬの向きによらずリアクトル電流ｉＬの経路が確保されるように転流が行われる。つまり、各スイッチが図１３（ｃ）の状態にあるとき、リアクトル電流ｉＬはプラス方向及びマイナス方向のいずれにも流れることができる。したがって、図１５に示した方法で転流動作を行うように制御装置４を構成することで、負荷開放の発生を防止することが可能になる。
【0078】
ここで、電圧形転流には、上述したように、入力相電圧の大小判定を誤ると電源短絡を招くという課題がある。しかし、第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替え、及び、第４のモードＭＯＤＥ４から第５のモードＭＯＤＥ５への切り替えに限定して電圧形転流を用いる限り、制御装置４が入力相電圧の大小判定を誤ることはない。したがって、図１５に示した方法で転流動作を行うように制御装置４を構成しても、転流に伴う電源短絡は発生しない。
【0079】
以上説明したように、本実施の形態による制御装置４によれば、リアクトル電流ｉＬの符号が不安定で、電流形転流を使うと負荷開放が発生しやすい第１のモードから第２のモードへの切り替え、及び、第４のモードから第５のモードへの切り替えを電圧形転流により実行し、そのような問題の発生しない他の切り替えを電流形電流により実行するので、電流形転流と電圧形転流の間でＭＣの動作モードを切り替えることなく、電源短絡と負荷開放の両方を防止することが可能になる。
【0080】
次に、回生時に着目して説明する。以下では、力行時との相違点を中心に説明することとする。
【0081】
図１６及び図１７はそれぞれ、電圧ｖＭＣ，ｎｖＩＮＶ及びリアクトル電流ｉＬの回生時の波形を模式的に示す信号波形図である。図１６には、図１に示した電圧Ｖｄｃの値が相対的に小さい例（具体的には、ｎＶｄｃ／ｅＭ＝０．２５）を示し、図１７には、図１に示した電圧Ｖｄｃの値が相対的に大きい例（具体的には、ｎＶｄｃ／ｅＭ＝０．５）を示している。図５及び図６に示した信号波形とは、電圧ｎｖＩＮＶが電圧ｖＭＣよりも先行している点（すなわち、位相差δの符号が逆である点）、第２のモードＭＯＤＥ２で第１のノードｎ１と第２のノードｎ２との間に電圧ｅｍが印加される点、第３のモードＭＯＤＥ３で第１のノードｎ１と第２のノードｎ２との間に電圧ｅＭが印加される点、第５のモードＭＯＤＥ５で第１のノードｎ１と第２のノードｎ２との間に電圧－ｅｍが印加される点、第６のモードＭＯＤＥ６で第１のノードｎ１と第２のノードｎ２との間に電圧－ｅＭが印加される点で相違している。なお、これらの電圧を印加するための各双方向スイッチＳ
ｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの具体的な制御方法は、力行の場合と同様である。
【0082】
図１６の例では、第３のモードＭＯＤＥ３から第４のモードＭＯＤＥ４への切り替えの際、及び、第６のモードＭＯＤＥ６から第７のモードＭＯＤＥ７への切り替えの際に、図５の例における第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替え時と同様にリアクトル電流ｉＬの符号が不安定となる。したがって、これらの切り替えの際に転流動作を電流形転流によって行うこととすると、リアクトル電流ｉＬの流路喪失、すなわち負荷開放が発生する可能性がある。
【0083】
そこで本実施の形態による制御装置４は、図１６に示すように、第３のモードＭＯＤＥ３から第４のモードＭＯＤＥ４への切り替え、及び、第６のモードＭＯＤＥ６から第７のモードＭＯＤＥ７への切り替えを電圧形転流により実行し、第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替え、第２のモードＭＯＤＥ２から第３のモードＭＯＤＥ３への切り替え、第４のモードＭＯＤＥ４から第５のモードＭＯＤＥ５への切り替え、及び、第５のモードＭＯＤＥ５から第６のモードＭＯＤＥ６への切り替えを電流形転流により実行するよう構成される。これにより、力行時と同様、電流形転流と電圧形転流の間でＭＣの動作モードを切り替えることなく、電源短絡と負荷開放の両方を防止することが可能になる。
【0084】
以下、本実施の形態により奏される効果について、以下の表１に示す条件を満たす電力変換装置１を用いて転流動作を実行した結果を参照しつつ、説明する。以下では第１及び第２の実施例、第１及び第２の比較例を挙げて説明するが、第１及び第２の実施例は、マトリックスコンバータ１０の転流動作を図１５に示す例により行った場合の例であり、第１及び第２の比較例は、マトリックスコンバータ１０の転流動作をすべて電流形転流により行った場合の例である。また、第１の実施例及び第１の比較例では電圧Ｖｄｃ＝２００Ｖ、電力指令値Ｐ＊＝２ｋＷとし、第２の実施例及び第２の比較例では電圧Ｖｄｃ＝４００Ｖ、電力指令値Ｐ＊＝３ｋＷとした。
【0085】
【表2】
【0086】
図１８（ａ）は、第１の比較例による力行時の電圧ｖＭＣ，ｖＩＮＶ、リアクトル電流ｉＬ、及び入力電流ｉｅｕの測定結果を示す信号波形図であり、図１８（ｂ）は、第１の実施例による力行時の電圧ｖＭＣ，ｖＩＮＶ、リアクトル電流ｉＬ、及び入力電流ｉｅｕの測定結果を示す信号波形図である。また、図１９（ａ）は、第１の比較例及び第１の実施例のそれぞれにおける効率（Efficiency）［％］の測定結果を示す図であり、図１９（ｂ）は、第１の比較例及び第１の実施例のそれぞれにおける入力電流のＴＨＤ［％］を示す図である。図１８（ａ）及び図１８（ｂ）の横軸は時間［ｍｓ又はμｓ］、図１９（ａ）及び図１９（ｂ）の横軸は入力電力（＝Ｖｄｃ×Ｉｄｃ）［Ｗ］となっている。図１９（ａ）及び図１９（ｂ）には、回生時のデータ（入力電力＜０）も含めている。
【0087】
図１８（ａ）に示すように、第１の比較例では、第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えの直前に、電圧ｖＭＣが一旦大きく低下している。これは、上述したスナバキャパシタの充電による電圧ｖＭＣの低下に他ならない。第４のモードＭＯＤＥ４から第５のモードＭＯＤＥ５への切り替えの直前に電圧ｖＭＣが一旦大きく上昇しているのも、同様の理由によるものである。
【0088】
また、第１の比較例では、第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２に切り替わるタイミングで、電圧ｖＭＣ及び電圧ｖＩＮＶが一時的に大きく上昇している。これは、上述したスパイク電圧の発生に相当する。第４のモードＭＯＤＥ４から第５のモードＭＯＤＥ５への切り替えの直前に電圧ｖＭＣ及び電圧ｖＩＮＶが一時的に大きく下降しているのも、同様の理由によるものである。
【0089】
これに対し、第１の実施例では、図１８（ｂ）に示すように、スナバキャパシタの充電による電圧ｖＭＣの低下が全く観測されていない。また、第１の実施例ではスパイク電圧の発生も大きく抑制されており、特に電圧ｖＩＮＶでは全く観測されなくなっている。したがって、本実施の形態による制御装置４によれば、スナバキャパシタの充電による電圧ｖＭＣの低下と、電圧ｖＭＣ及び電圧ｖＩＮＶにおけるスパイク電圧の発生とが抑制されていると言える。
【0090】
また、図１９（ａ）及び図１９（ａ）に示すように、第１の比較例では、プラスの入力電力に対応する力行時に限り、特定の入力電力の付近（具体的には２ｋＷ近傍）で、総合効率の低下と、入力電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗのＴＨＤの上昇とが顕著に現れる。入力電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗのＴＨＤの上昇は、図１８の入力電流ｉｕの波形にも現れている。なお、マイナスの入力電力に対応する回生時にこれらの現象が現れないのは、力行時のような電圧ｖＭＣの低下が発生しないためである。
【0091】
これに対し、第１の実施例では、図１９（ａ）及び図１９（ｂ）に示すように、第１の比較例のような総合効率の低下及び入力電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗのＴＨＤの上昇は観測されなくなっている。また、力行時・回生時ともに、第１の比較例に比べて入力電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗのＴＨＤが全体的に改善されている。なお、回生時におけるＴＨＤの改善は、主として負荷開放抑制による保護回路損失・インバータ損失低減によるものである。したがって、本実施の形態による制御装置４によれば、総合効率の低下と、入力電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗのＴＨＤの上昇とが抑制されていると言える。
【0092】
図２０（ａ）は、第２の比較例による力行時の電圧ｖＭＣ，ｖＩＮＶ、リアクトル電流ｉＬ、及び入力電流ｉｅｕの測定結果を示す信号波形図であり、図２０（ｂ）は、第２の実施例による力行時の電圧ｖＭＣ，ｖＩＮＶ、リアクトル電流ｉＬ、及び入力電流ｉｅｕの測定結果を示す信号波形図である。また、図２１（ａ）は、第２の比較例及び第２の実施例のそれぞれにおける効率（Efficiency）［％］の測定結果を示す図であり、図２１（ｂ）は、第２の比較例及び第２の実施例のそれぞれにおける入力電流のＴＨＤ［％］を示す図である。図２０（ａ）及び図２０（ｂ）の横軸は時間［ｍｓ又はμｓ］、図２１（ａ）及び図２１（ｂ）の横軸は入力電力（＝Ｖｄｃ×Ｉｄｃ）［Ｗ］となっている。図２１（ａ）及び図２１（ｂ）にも、回生時のデータ（入力電力＜０）を含めている。
【0093】
図２０（ａ）に示すように、第２の比較例でも、第１の比較例に比べると低下量は小さくなっているものの、第１のモードＭＯＤＥ１から第２のモードＭＯＤＥ２への切り替えの直前に電圧ｖＭＣが一旦低下している。また、電圧ｖＩＮＶのスパイク電圧は発生していないものの、電圧ｖＭＣには大きなスパイク電圧が発生している。
【0094】
これに対し、第２の実施例では、図２０（ｂ）に示すように、スナバキャパシタの充電による電圧ｖＭＣの低下が全く観測されていない。また、電圧ｖＭＣのスパイク電圧も、僅かではあるが小さくなっている。したがって、本実施の形態による制御装置４によれば、スナバキャパシタの充電による電圧ｖＭＣの低下と、電圧ｖＭＣにおけるスパイク電圧の発生とが抑制されていると言える。
【0095】
また、図２１（ａ）及び図２１（ｂ）に示すように、総合効率は第２の比較例と第２の実施例でほとんど変わらないものの、第２の比較例では、プラスの入力電力に対応する力行時に限り、第１の比較例と同様に特定の入力電力の付近（具体的には２ｋＷ近傍）で、入力電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗのＴＨＤが第２の実施例に比べて顕著に大きくなっている。また、第２の実施例では、力行時・回生時ともに、第２の比較例に比べて入力電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗのＴＨＤが全体的に改善されている。したがって、本実施の形態による制御装置４によれば、入力電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗのＴＨＤの上昇が抑制されていると言える。
【0096】
以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。
【符号の説明】
【0097】
１ 電力変換装置
２ 系統電源
３ 負荷
４ 制御装置
１０ 三相単相マトリックスコンバータ
２０ トランス
２０ａ，２０ｂ コイル
３０ ＡＣ／ＤＣコンバータ
３５ 保護回路
Ｃ１ キャパシタ
Ｃｆ 入力キャパシタ
Ｇ１～Ｇ４ 片方向スイッチ素子
Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ 片方向スイッチ素子
Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｖ，Ｇｖｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎ 片方向スイッチ素子
Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ 双方向スイッチ
Ｌ リアクトル
Ｌｆ 交流リアクトル
ＭＯＤＥ１～ＭＯＤＥ７ 第１～第７のモード
Ｒｆ ダンピング抵抗
２ 系統電源
３ 負荷
４ 制御装置
１０ 三相単相マトリックスコンバータ
２０ トランス
２０ａ，２０ｂ コイル
３０ ＡＣ／ＤＣコンバータ
３５ 保護回路
Ｃ１ キャパシタ
Ｃｆ 入力キャパシタ
Ｇ１～Ｇ４ 片方向スイッチ素子
Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ 片方向スイッチ素子
Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｖ，Ｇｖｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎ 片方向スイッチ素子
Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ 双方向スイッチ
Ｌ リアクトル
Ｌｆ 交流リアクトル
ＭＯＤＥ１～ＭＯＤＥ７ 第１～第７のモード
Ｒｆ ダンピング抵抗
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】