特許 7491419 適応等化回路、受信機及び適応等化方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B1)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-05-20

(45)【発行日】2024-05-28

(54)【発明の名称】適応等化回路、受信機及び適応等化方法

(51)【国際特許分類】

   H04B 10/61 20130101AFI20240521BHJP

   H04B 3/10 20060101ALI20240521BHJP

   H04L 27/01 20060101ALI20240521BHJP

【ＦＩ】

H04B10/61

H04B3/10 A

H04L27/01

【請求項の数】 6

(21)【出願番号】P 2023012522

(22)【出願日】2023-01-31

【審査請求日】2023-01-31

(73)【特許権者】

【識別番号】591230295

【氏名又は名称】ＮＴＴイノベーティブデバイス株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110003199

【氏名又は名称】弁理士法人高田・高橋国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】高椋 智大

(72)【発明者】

【氏名】吉田 光輝

(72)【発明者】

【氏名】仙北 智晴

(72)【発明者】

【氏名】武井 和人

【審査官】前田 典之

(56)【参考文献】

【文献】国際公開第２０２１／２４１３６２（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特表２０１３－５４１２８８（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０２１／１６１４９５（ＷＯ，Ａ１）

【文献】Andre L.N. Souza et al.，Experimental evaluation of Data-Aided and non-Data-Aided dynamic equalization algorithms for low OSNR regimes，2015 SBMO/IEEE MTT-S International Microwave and Optoelectronics Conference (IMOC)，IEEE，2015年11月03日，pages 1-5

【文献】Irshaad Fatadin et al.，Blind Equalization and Carrier Phase Recovery in a 16-QAM Optical Coherent System，Journal of Lightwave Technology，IEEE，2009年05月05日，Vol.27, Issue 15，pages 3042-3049

【文献】Gabriele Di Rosa et al.，Likelihood-Based Selection Radius Directed Equalizer With Time-Multiplexed Pilot Symbols for Probabilistically Shaped QAM，Journal of Lightwave Technology，IEEE，2021年07月20日，Vol.39, Issue 19，pages 6107 - 6119

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０４Ｂ １０／６１

Ｈ０４Ｂ ３／１０

Ｈ０４Ｌ ２７／０１

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

タップ係数の更新によって受信信号の偏波変動による波形歪みを適応的に補償する適応等化フィルタと、
前記受信信号に周期的に挿入され振幅が一定で既知のパイロット信号を用いて前記タップ係数を更新するための第１の更新量を計算する第１のタップ係数更新量計算回路と、
前記受信信号の前記パイロット信号の間にある情報データを用いて前記タップ係数を更新するための第２の更新量を計算する第２のタップ係数更新量計算回路と、
所定の期間における１つ以上の前記第１の更新量と１つ以上の前記第２の更新量とを合成して合成更新量を出力する合成回路と、
前記合成更新量に基づいて更新タップ係数を計算し、前記適応等化フィルタ、前記第１のタップ係数更新量計算回路及び前記第２のタップ係数更新量計算回路に設定するタップ係数更新回路とを備えることを特徴とする適応等化回路。

【請求項2】

前記第１のタップ係数更新量計算回路は、第１の係数更新用フィルタと、振幅一定の信号に対する逐次更新アルゴリズムによって前記第１の係数更新用フィルタの出力と所望値の差分が最小になるようなタップ係数更新量を計算する第１の更新量計算回路とを有し、
前記第２のタップ係数更新量計算回路は、第２の係数更新用フィルタと、振幅判定を伴う逐次更新アルゴリズムによって前記第２の係数更新用フィルタの出力と所望値の差分が最小になるようなタップ係数更新量を計算する第２の更新量計算回路とを有することを特徴とする請求項１に係る適応等化回路。

【請求項3】

前記第２の更新量計算回路の逐次更新アルゴリズムのステップサイズは、前記第１の更新量計算回路の逐次更新アルゴリズムのステップサイズに比べて小さいことを特徴とする請求項２に係る適応等化回路。

【請求項4】

前記第１の係数更新用フィルタと前記第２の係数更新用フィルタは共通のフィルタで構成され、
前記パイロット信号が入力された時の前記フィルタの出力は前記第１の更新量計算回路へ供給され、前記情報データが入力された時の前記フィルタの出力は前記第２の更新量計算回路へ供給されることを特徴とする請求項２又は３に係る適応等化回路。

【請求項5】

受信した光信号を前記受信信号に変換する受信光モジュールと、
前記受信信号の波長分散による歪を補償する波長分散補償回路と、
前記波長分散補償回路の出力信号の偏波変動を補償する請求項１から３の何れか１項に記載の適応等化回路とを備えることを特徴とする受信機。

【請求項6】

適応等化フィルタが、タップ係数の更新によって受信信号の偏波変動による波形歪みを適応的に補償する工程と、
第１のタップ係数更新量計算回路が、前記受信信号に周期的に挿入され振幅が一定で既知のパイロット信号を用いて、前記タップ係数を更新するための第１の更新量を計算する工程と、
第２のタップ係数更新量計算回路が、前記受信信号の前記パイロット信号の間にある情報データを用いて、前記タップ係数を更新するための第２の更新量を計算する工程と、
合成回路が、所定の期間における１つ以上の前記第１の更新量と１つ以上の前記第２の更新量とを合成して合成更新量を出力する工程と、
タップ係数更新回路が、前記合成更新量に基づいて更新タップ係数を計算し、前記適応等化フィルタ、前記第１のタップ係数更新量計算回路及び前記第２のタップ係数更新量計算回路に設定する工程とを備えることを特徴とする適応等化方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、データ通信において光伝送路の特性を補償する適応等化回路、受信機及び適応等化方法に関する。

【背景技術】

【0002】

コヒーレント光通信では、受信側において伝送信号の歪をデジタル信号処理により補償することで、数十Ｇｂｉｔ／ｓ以上の大容量伝送を実現している。デジタル信号処理では、主に、波長分散補償、周波数制御・位相調整、偏波多重分離及び偏波分散補償等の処理を行っている。

【0003】

偏波多重分離及び偏波分散補償の処理は、主に適応等化器によって行われる。適応等化器をデジタル信号処理によって実現する場合、一般的にデジタルフィルタが使用される。伝送信号の歪が相殺されるように計算されたタップ係数をそのデジタルフィルタに設定することで、伝送信号の歪を補償できる。

【0004】

受信光モジュール内では、送信側で合成されたＸ偏波信号（以後、Ｘ偏波と称する）とＹ偏波信号（以後、Ｙ偏波と称する）を分離する。分離したＸ偏波にはＹ偏波の一部の信号が残り、分離したＹ偏波にはＸ偏波の一部の信号が残る。適応等化器のデジタルフィルタによってＸ偏波のデータとＹ偏波のデータとの分離をより完全に行う。但し、上述した偏波分散等は、偏波状態の変動に影響される。従って、デジタルフィルタのタップ係数は、偏波状態の変動に応じて逐次更新され、その変動に追従した補償が行われる。

【0005】

これらのデジタルフィルタのタップ係数更新には、一般的に、ＲＬＳ（Recursive Least-Squares）又はＬＭＳ（Least Mean Square）等の逐次更新アルゴリズムが使用される。これは、送信側でトレーニング信号又はパイロット信号等の既知信号を光信号に挿入し、伝送されてきた既知信号とこの既知信号の真値（送信側で挿入した値）との誤差を最小化するようにタップ係数をステップサイズ毎に更新して求めるアルゴリズムである（以降、参照信号比較等化方式と称する）。

【0006】

上述の比較対象とする既知信号としては、フレーム同期用に設定した比較的長いトレーニング信号（ＴＳ）パタン（例えば、１２８、２５６、５１２シンボル等が、数万シンボルのデータ毎に挿入）や、位相同期用に設定した比較的短いパイロット信号（ＰＳ）（例えば、１～数シンボルが数十シンボル毎に挿入）が使用される。例えば、フレームの先頭を示すＴＳパタンを検出してこれを利用して初期のタップ係数を求める。それ以降は、そのＴＳパタンの位置から周期的に挿入されたＰＳを検出し、これを利用して逐次的なタップ係数を求める。

【0007】

しかし、ＴＳパタンは比較的長いため、検出するための演算量が大きいこと、及びデータ量に対して僅かでも影響を与えるため、省略するか極力短くする方向で新たな通信システムの開発が行われている。

【0008】

このようなシステムに対応するため、逐次更新アルゴリズムとして、既知信号を使わないでタップ係数を求めるブラインド等化方式が適応等化器に使用されている。ブラインド等化方式には、定包絡線基準アルゴリズム（CMA: Constant Modulus Algorithm）や、ＣＭＡをＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）へ使用するために複数振幅のリングへ拡張したＲＤＥ（Radius directed equalization）がある（例えば、特許文献１，２参照）。これらでは、デジタルフィルタの出力と本来あるべき値（「あるべき値」は、定包絡線の場合、振幅の所望値として容易に推定できる）との誤差を最小化するようにタップ係数が更新される。タップ係数は、このアルゴリズムに従って制御され収束する。ＲＤＥでは、ＣＭＡに対して複数振幅の何れかを判定する機能が加えられている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0009】

【文献】特開２０１６－１１９６４１号公報

【文献】特開２０１９－１２１９９８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0010】

近年、ＴＳパタンを極力短くした送信信号が使用され、ＲＤＥモード等のブラインド等化方式で動作する適応等化器が多くなってきている。従来のブラインド等化方式では、ＱＰＳＫ変調方式の場合は、データによらず振幅が一定のため、タップ係数を求める逐次更新アルゴリズムとしてＣＭＡを使用できる。一方、１６ＱＡＭのようにデータによって複数の振幅が存在する場合、振幅判定を伴うＲＤＥを使用する。しかし、ＲＤＥ方式は、データの振幅判定を伴うため、ここで判定ミスが起こると適正なタップ係数が求められなくなる。それにより、ＲＤＥ方式は、ＣＭＡ方式に比べて、雑音耐力、偏波変動耐力、及びＤＧＤ（微分群遅延：Differential Group Delay）負荷に対する耐力等が劣化するという問題があった。ＤＧＤ負荷とはＸ偏波信号とＹ偏波信号の遅延差である。

【0011】

本開示は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は補償性能を改善することができる適応等化回路、受信機及び適応等化方法を得るものである。

【課題を解決するための手段】

【0012】

本開示に係る適応等化回路は、タップ係数の更新によって受信信号の偏波変動による波形歪みを適応的に補償する適応等化フィルタと、前記受信信号に周期的に挿入され振幅が一定で既知のパイロット信号を用いて前記タップ係数を更新するための第１の更新量を計算する第１のタップ係数更新量計算回路と、前記受信信号の前記パイロット信号の間にある情報データを用いて前記タップ係数を更新するための第２の更新量を計算する第２のタップ係数更新量計算回路と、所定の期間における１つ以上の前記第１の更新量と１つ以上の前記第２の更新量とを合成して合成更新量を出力する合成回路と、前記合成更新量に基づいて更新タップ係数を計算し、前記適応等化フィルタ、前記第１のタップ係数更新量計算回路及び前記第２のタップ係数更新量計算回路に設定するタップ係数更新回路とを備えることを特徴とする。

【発明の効果】

【0013】

本開示により、補償性能を改善することができる。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】実施の形態に係る受信機を示す図である。

【図2】光通信システムで使用する送信信号のデータフレームを示す図である。

【図3】実施の形態に係る適応等化回路を示す図である。

【図4】適応等化フィルタを示す図である。

【図5】実施の形態に係る適応等化回路の具体的な構成例を示す図である。

【図6】係数更新用フィルタを示す図である。

【図7】典型的なＦＩＲフィルタを示す図である

【図8】係数更新用フィルタの動作イメージを示す図である。

【図9】合成回路及びタップ係数更新回路の動作を説明するための図である。

【図10】実施の形態に係る適応等化方法を示すフローチャートである。

【図11】本実施の形態を１６ＱＡＭ変調方式に適用した例を示す図である。

【図12】本実施の形態を１６ＱＡＭ変調方式に適用した例を示す図である。

【図13】本実施の形態を１６ＱＡＭ変調方式に適用した例を示す図である。

【図14】本実施の形態を１６ＱＡＭ改の変調方式に適用した例を示す図である。

【図15】本実施の形態を１６ＱＡＭ改の変調方式に適用した例を示す図である。

【図16】本実施の形態を１６ＱＡＭ改の変調方式に適用した例を示す図である。

【図17】本実施の形態を８ＱＡＭ変調方式へ適用した例を示す図である。

【図18】本実施の形態を８ＱＡＭ変調方式へ適用した例を示す図である。

【図19】本実施の形態を８ＱＡＭ変調方式へ適用した例を示す図である。

【図20】本実施の形態を８ＱＡＭ改の変調方式に適用した例を示す図である。

【図21】本実施の形態を８ＱＡＭ改の変調方式に適用した例を示す図である。

【図22】本実施の形態を８ＱＡＭ改の変調方式に適用した例を示す図である。

【図23】実施の形態に係る適応等化回路のシミュレーション結果を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0015】

図１は、実施の形態に係る受信機を示す図である。受信機１００は、受信光モジュール１０、Ａ／Ｄ変換器２０、波長分散補償回路３０及び適応等化装置４０を備える。適応等化装置４０は、適応等化回路１及び復号回路２を有する。

【0016】

図には示していないが、送信機において、送信データはＸ偏波用送信データとＹ偏波用送信データに分けられ、それらがそれぞれＸ偏波光信号とＹ偏波光信号を変調する。変調されたＸ偏波光信号とＹ偏波光信号は合成されて光ファイバ２００を介して受信機１００に供給される。

【0017】

受信光モジュール１０は、受信したＸ偏波光信号及びＹ偏波光信号に分離し、電気信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器２０は、受信光モジュール１０の出力信号をそれぞれＸ偏波データ及びＹ偏波データに変換する。波長分散補償回路３０は、Ｘ偏波データ及びＹ偏波データの波長分散による歪を補償する。

【0018】

適応等化回路１は、波長分散補償回路３０からのＸ偏波データ及びＹ偏波データを更に偏波分離し、それぞれ偏波変動を補償する。偏波分離や偏波分散の状況は、光ファイバ２００の偏波変動によって逐次変化するため、偏波変動に追従するように、適応等化回路１内のデジタルフィルタのタップ係数が更新される。

【0019】

復号回路２は、適応等化回路１からのＸ偏波データ及びＹ偏波データのそれぞれについてフレーム同期を実施すると共に、Ｘ偏波データとＹ偏波データとを比較して偏波分離状態の適切性、ＩＱ平面における受信位相関係等をチェックする。復号回路２は、誤り訂正処理を行った後、最終的には“０”、“１”のＸ偏波用復号データとＹ偏波用復号データを出力する。

【0020】

なお、受信機１００の各回路間においてＸ偏波データ及びＹ偏波データが並列的に伝送される。ただし、実際には、各データを、ＩＱ平面上の実数成分であるＩデータと、虚数成分であるＱデータに分けて処理が行われる。即ち、Ｘ偏波データは（Ｘ＿Ｉ、Ｘ＿Ｑ）のセットで処理され、Ｙ偏波データは（Ｙ＿Ｉ、Ｙ＿Ｑ）のセットで処理される。なお、本明細書では、典型的な光通信の例として偏波データとしてＸ偏波及びＹ偏波の２つの偏波データの場合について説明するが、本実施の形態は必ずしも２つの偏波の場合に限定されず、Ｘ偏波とＹ偏波のどちらか一方のみの伝送の場合でも適用できる。

【0021】

図２は、光通信システムで使用する送信信号のデータフレームを示す図である。本データフレームは、上述したＸ偏波用送信データ及びＹ偏波用送信データのそれぞれにおいて構成される。各データフレームは、同期パタン部とデータ部を含む。本光通信システムでは、同期パタン部は数シンボルから数十シンボル程度で構成される。適応等化回路１の後段にある復号回路２が、この同期パタンを検出し、同期パタンに基づいてデータ部の先頭を示すフレーム信号を生成する。

【0022】

ＯＴＮ（Optical Transport Network）等の典型的な光通信システム伝送パケットでは、ＯＴＵ（Optical-channel Transport unit：数万シンボル）フレームに１回又は数回の割合で、既知の数百シンボル（例えば、１２８シンボル、２５６シンボル、５１２シンボル等）のトレーニングシーケンス（ＴＳ）パタンが付加されている。このＴＳパタンは、適応等化回路１の前段の回路で検出され、ＯＴＵフレームの同期や適応等化回路１のタップ係数更新に使用される。適応等化回路１のタップ係数更新アルゴリズムは、既知信号との比較によってタップ係数を求めるＲＬＳ（Recursive Least-Squares）又はＬＭＳ（Least Mean Square）等の参照信号比較等化方式の逐次更新アルゴリズムが用いられる。ＲＬＳ及びＬＭＳでは、受信した既知信号（ＴＳ信号）と既知信号の真値との差分が最小化するようにタップ係数が更新される。

【0023】

一方、本光通信システムでは、上述したＴＳパタンのような長いパタンは使用されず、数十シンボル程度（例えば１６シンボル）の短い同期パタンのみが付加される。同期パタンはタップ係数更新には用いられない。少なくとも受信信号を受信した当初は、ＴＳパタンのような比較できる長い参照信号が無いため、適応等化回路１のタップ係数更新アルゴリズムは、受信信号の振幅とその所望値との誤差を最小化するようにタップ係数を求めるブラインド等化方式が使用される。ブラインド等化方式には、定包絡線基準アルゴリズム（CMA:Constant Modulus Algorithm）や、ＣＭＡをＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）へ使用するために複数振幅のリングへ拡張したＲＤＥ（Radius directed equalization）がある。

【0024】

また、データ部では、データとして、Ｘ偏波用送信データのフレームにはＸ偏波用送信データが、Ｙ偏波用送信データのフレームにはＹ偏波用送信データが、それぞれ複数のサブフレームに分割されて設定される。各サブフレームは、例えば数十シンボルから数百シンボルに設定できる。更に各サブフレームの先頭には、１から数シンボルのパイロット信号（ＰＳ）が挿入される。従って、ＰＳは、一定のシンボル間隔（サブフレーム間隔）で受信信号に周期的に挿入され、振幅が一定で既知のパイロット信号である。ＰＳは、通常全て同じ振幅に設定される。なお、上述した典型的な光通信システムにおいてもＰＳは周期的にデータに挿入される。

【0025】

なお、典型的な光通信システムでは、ＴＳパタンによって適応等化回路１のタップ係数の初期値が参照信号比較等化方式によって求められ、定期的に挿入されたＰＳによって適応等化回路１のタップ係数が参照信号比較等化方式によって逐次的に更新される。

【0026】

同期パタン部及びＰＳのそれぞれは、Ｘ偏波用送信データのフレームとＹ偏波用送信データのフレームとの間で異なってもよいし同じでもよい。ただ、同期パタン部は、Ｘ偏波とＹ偏波を区別するために、一般的には異なるパタンが設定される。また、ＰＳもタップ係数が同一偏波側に収束すること（例えばＹ偏波側用のタップもＸ偏波側に誤収束するなど）を防ぐため一般的には異なるパタンが設定される。

【0027】

図３は、実施の形態に係る適応等化回路を示す図である。適応等化回路１は、適応等化フィルタ３、第１のタップ係数更新量計算回路４、第２のタップ係数更新量計算回路５、合成回路６及びタップ係数更新回路７を有する。入力信号は、波長分散補償回路３０からのＸ偏波データ及びＹ偏波データであるが、どちらか一方でもよい。

【0028】

適応等化フィルタ３は、ＦＩＲフィルタで構成でき、Ｘ偏波データとＹ偏波データを更に偏波分離すると共に、それぞれに偏波分散補償処理を施す。偏波分離や偏波分散の状況は光ファイバの偏波変動によって逐次変化するため、適応等化フィルタ３は、偏波変動に追従するタップ係数の更新によって受信信号の偏波変動による波形歪みを適応的に補償する。タップ係数更新回路７がＦＩＲフィルタのタップ係数を設定する。

【0029】

第１のタップ係数更新量計算回路４は、入力信号であるＸ偏波データ及びＹ偏波データのＰＳを受信し、ＣＭＡであるタップ係数更新アルゴリズムによって、タップ係数を更新するための更新量を求める。第２のタップ係数更新量計算回路５は、入力信号であるＸ偏波データ及びＹ偏波データのＰＳ間にある情報データを受信し、ＲＤＥであるタップ係数更新アルゴリズムによって、タップ係数を更新するための更新量を求める。何れの更新量も、受信したＰＳ又は情報データの振幅値とそれらの本来取りうる振幅値との誤差から計算される。計算式は後ほど説明する。

【0030】

ＰＳの本来取りうるべき振幅は既知の一定値であるため、ＣＭＡによってタップ係数の更新量（以後ＣＭＡ更新量と称する）を計算できる。また、各情報データの本来取りうるべき振幅は一定とは限らないため、ＲＤＥによって振幅を判定した後、タップ係数の更新量（以後ＲＤＥ更新量と称する）が計算される。なお、後段の復号回路２においてフレーム信号を検出した後、そのフレーム信号に基づいてデータ部からＰＳの位置を検出することが可能である。

【0031】

ＰＳは周期的に挿入されているため、ＣＭＡ更新量も周期的に計算される。また、ＲＤＥでは典型的にはＰＳ間の情報データが使用されるため、ＲＤＥ更新量も周期的に計算できる。ただし、ＲＤＥ更新に使用される情報データは、ＰＳ間で一つに限定されず、複数でもよい。以下では、簡単のため、ＰＳ間で一つの情報データをＲＤＥ更新に使用する場合を例にして説明を行う。

【0032】

合成回路６は、所定の期間における１つ以上のＣＭＡ更新量と１つ以上のＲＤＥ更新量とを合成して合成更新量を出力する。この合成は、実質的に平均とみなすことができる。次に、タップ係数更新回路７は、適応等化フィルタ３、第１のタップ係数更新量計算回路４内のフィルタ、及び第２のタップ係数更新量計算回路５内のフィルタに設定してあるタップ係数に、合成回路６からの合成更新量を加算して更新タップ係数を計算し、適応等化フィルタ３、第１のタップ係数更新量計算回路４内のフィルタ、及び第２のタップ係数更新量計算回路５内のフィルタに設定する。これにより各フィルタのタップ係数が更新される。

【0033】

上述したように、本実施の形態に係る適応等化回路１は、ＰＳに基づいたＣＭＡ更新量と、情報データに基づいたＲＤＥ更新量との合成更新量によってタップ係数更新が行われる。

【0034】

ＰＳの取りうるべき振幅は一つのみであるため、受信したＰＳとの誤差を高精度で検出できる。それに基づいて計算された更新タップ係数の精度も高くできる。ＰＳ間は偏波変動が発生するため、タップ係数の精度が劣化していく。そこで、本実施の形態では、その間をＲＤＥ方式で係数更新を行い劣化量の低減を図っている。ＲＤＥにて振幅判定を誤った場合、タップ係数の精度が更に劣化することも考えられるが、後にシミュレーションで示すように、その劣化よりも改善の方が大きくできることが分かった。これは、振幅判定を実施しないＣＭＡによる推定精度の高い係数を用いることにより、ＲＤＥ更新のみで係数を更新する場合に比べてＲＤＥ時の判定誤りが減るからである。また、仮にＲＤＥの振幅判定の誤りが発生しても次のＰＳで元に戻すことができるからである。

【0035】

上述したように、本実施の形態に係る適応等化回路１は、偏波変動への追従性をＰＳだけに基づくタップ係数更新よりも高めることができる。従って、ＰＳのみによるタップ係数更新や、情報データのみによるタップ係数更新に比べて高精度なタップ係数更新を行うことができ、より補償性能の高い適応等化性能を実現することができる。

【0036】

図４は、適応等化フィルタを示す図である。適応等化フィルタ３はデジタルフィルタで構成される。本構成例は入力信号がＸ偏波データ及びＹ偏波データの場合である。適応等化フィルタ３は、バタフライ型に構成されたＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタＦＩＲ＿Ａ，ＦＩＲ＿Ｂ，ＦＩＲ＿Ｃ，ＦＩＲ＿Ｄを有する。各ＦＩＲフィルタはＮ個のタップを備える。ただし、ＦＩＲフィルタのタップ数は互いに異なっていてもよい。

【0037】

ＦＩＲ＿ＡはＸ偏波データに対するフィルタである。ＦＩＲ＿ＢはＹ偏波データからＸ偏波データへの影響に対するフィルタである。ＦＩＲ＿ＣはＸ偏波データからＹ偏波データへの影響に対するフィルタである。ＦＩＲ＿ＤはＹ偏波データに対するフィルタである。Ｘ偏波データに対するＦＩＲ＿Ａのフィルタリング結果とＹ偏波データに対するＦＩＲ＿Ｂのフィルタリング結果との加算値をＸ偏波データの補償出力とする。Ｘ偏波データに対するＦＩＲ＿Ｃのフィルタリング結果とＹ偏波データに対するＦＩＲ＿Ｄのフィルタリング結果との加算値をＹ偏波データの補償出力とする。これらによって偏波分離をより確実に行うことができる。なお、一つの偏波データのみ伝送する場合は、そのデータに対するＦＩＲフィルタのみ実装すればよい。

【0038】

入出力データと各フィルタのタップ係数との関係を以下に示す。
Ｘｏｕｔ１＝Ｗ_ＨＨ・Ｘｉｎ＋Ｗ_ＶＨ・Ｙｉｎ
Ｙｏｕｔ１＝Ｗ_ＨＶ・Ｘｉｎ＋Ｗ_ＶＶ・Ｙｉｎ

【0039】

ここで、ＸｉｎはＸ偏波データの入力データである。ＹｉｎはＹ偏波データの入力データである。Ｘｏｕｔ１はＸ偏波データの出力データである。Ｙｏｕｔ１はＹ偏波データの出力データである。Ｗ_ＨＨはフィルタＦＩＲ＿Ａの一連のタップ係数である。Ｗ_ＶＨはフィルタＦＩＲ＿Ｂの一連のタップ係数である。Ｗ_ＨＶはフィルタＦＩＲ＿Ｃの一連のタップ係数である。Ｗ_ＶＶはフィルタＦＩＲ＿Ｄの一連のタップ係数である。各フィルタのタップ係数Ｗ_ＨＨ、Ｗ_ＶＨ、Ｗ_ＨＶ、Ｗ_ＶＶは図３に示すタップ係数更新回路７から供給される。

【0040】

図５は、実施の形態に係る適応等化回路の具体的な構成例を示す図である。本構成例は、入力信号がＸ偏波データ及びＹ偏波データの場合である。本構成では、第１のタップ係数更新量計算回路４は第１の係数更新用フィルタ４ａ及びＣＭＡ回路４ｂを有する。ＣＭＡ回路４ｂには、表示していないが第１の参照信号ｄ（ｎ）及びＣＭＡステップサイズμｃが設定される。第２のタップ係数更新量計算回路５は、第２の係数更新用フィルタ５ａ及びＲＤＥ回路５ｂを有する。ＲＤＥ回路５ｂには、表示していないが第２の参照信号ｄ（ｎ）及びＲＤＥステップサイズμｒが設定される。

【0041】

図６は、係数更新用フィルタを示す図である。第１の係数更新用フィルタ４ａは、図４で示した適応等化フィルタ３と同様に、バタフライ型のＦＩＲフィルタで構成されている。第２の係数更新用フィルタ５ａの構成も第１の係数更新用フィルタ４ａと同様である。

【0042】

図５及び図６に示す構成例では、Ｘ偏波データ及びＹ偏波データは共に第１の係数更新用フィルタ４ａ及び第２の係数更新用フィルタ５ａに供給され、それらのフィルタ出力はそれぞれＣＭＡ回路４ｂ及びＲＤＥ回路５ｂに供給される。ＣＭＡ回路４ｂは、第１の係数更新用フィルタ４ａの出力と所望値を比較し、その差分が最小になるようなタップ係数更新量を計算する。ＲＤＥ回路５ｂは、第２の係数更新用フィルタ５ａの出力と所望値を比較し、その差分が最小になるようなタップ係数更新量を計算する。

【0043】

ＣＭＡ回路４ｂは、振幅一定の信号に対するＣＭＡという逐次更新アルゴリズムによって、第１の係数更新用フィルタ４ａのタップ係数Ｗ_ＨＨ、Ｗ_ＶＨ、Ｗ_ＨＶ、Ｗ_ＶＶを求める。ＣＭＡ回路４ｂは、データが順次的に第１の係数更新用フィルタ４ａに入力される状況において、ＰＳがフィルタの中心（出力の対象となる位置）に来た場合に更新アルゴリズムを実行する。

【0044】

ＣＭＡの逐次更新アルゴリズムは、一般的に以下の式で示される。
Ｗ_ＨＨ（ｎ＋１）＝Ｗ_ＨＨ（ｎ）＋μｃ・ｅｃ_Ｈ（ｎ）・Ｘｏｕｔ２（ｎ）・Ｘｉｎ^＊（ｎ）＝Ｗ_ＨＨ（ｎ）＋Ｅｃ_ＨＨ（ｎ）
Ｗ_ＶＨ（ｎ＋１）＝Ｗ_ＶＨ（ｎ）＋μｃ・ｅｃ_Ｈ（ｎ）・Ｘｏｕｔ２（ｎ）・Ｙｉｎ^＊（ｎ）＝Ｗ_ＶＨ（ｎ）＋Ｅｃ_ＶＨ（ｎ）
Ｗ_ＨＶ（ｎ＋１）＝Ｗ_ＨＶ（ｎ）＋μｃ・ｅｃ_Ｖ（ｎ）・Ｙｏｕｔ２（ｎ）・Ｘｉｎ^＊（ｎ）＝Ｗ_ＨＶ（ｎ）＋Ｅｃ_ＨＶ（ｎ）
Ｗ_ＶＶ（ｎ＋１）＝Ｗ_ＶＶ（ｎ）＋μｃ・ｅｃ_Ｖ（ｎ）・Ｙｏｕｔ２（ｎ）・Ｙｉｎ^＊（ｎ）＝Ｗ_ＶＶ（ｎ）＋Ｅｃ_ＶＶ（ｎ）
ここで、ｎは逐次更新アルゴリズムにおける更新順を示す値である。タップ係数Ｗ_ＨＨ（ｎ）は、更新順ｎの場合のＦＩＲ＿Ａのタップ係数群を示す。タップ係数Ｗ_ＶＨ（ｎ）は、更新順ｎの場合のＦＩＲ＿Ｂのタップ係数群を示す。タップ係数Ｗ_ＨＶ（ｎ）は、更新順ｎの場合のＦＩＲ＿Ｃのタップ係数群を示す。タップ係数Ｗ_ＶＶ（ｎ）は、更新順ｎの場合のＦＩＲ＿Ｄのタップ係数群を示す。μｃは更新アルゴリズムのステップサイズを示す。ＣＭＡ回路４ｂには、ＣＭＡ回路４ｂ専用のＣＭＡステップサイズが設定される。ｅｃ_Ｈ（ｎ）はＸ偏波データのフィルタ出力における所望値との誤差を示す。ｅｃ_Ｖ（ｎ）はＹ偏波データのフィルタ出力における所望値との誤差を示す。所望値は、第１の参照信号ｄ（ｎ）であり、ＣＭＡ回路４ｂではＰＳの振幅レベルである。ＰＳの振幅レベルは、原則的に１種類のみとするため、既知である。従って、ＣＭＡ回路４ｂでは受信データの振幅レベル判定は不要である。

【0045】

Ｘｏｕｔ２（ｎ）は更新順ｎの場合のＸ偏波データにおけるフィルタ出力を示す。Ｘｉｎ（ｎ）は更新順ｎの場合のＸ偏波データにおけるフィルタ入力を示す。Ｙｏｕｔ２（ｎ）は更新順ｎの場合のＹ偏波データにおけるフィルタ出力を示す。Ｙｉｎ（ｎ）は更新順ｎの場合のＹ偏波データにおけるフィルタ入力を示す。＊は共役又は複素共役を示す。なお、データ及びタップ係数は複素数で表される。

【0046】

上記の各式の第２項はＣＭＡ更新量Ｅｃ_ＨＨ（ｎ）、Ｅｃ_ＶＨ（ｎ）、Ｅｃ_ＨＶ（ｎ）、Ｅｃ_ＶＶ（ｎ）を示す。即ち、それまでのタップ係数Ｗ_ＨＨ（ｎ）、Ｗ_ＶＨ（ｎ）、Ｗ_ＨＶ（ｎ）、Ｗ_ＶＶ（ｎ）にそれぞれＣＭＡ更新量を加えると次の更新タップ係数Ｗ_ＨＨ（ｎ＋１）、Ｗ_ＶＨ（ｎ＋１）、Ｗ_ＨＶ（ｎ＋１）、Ｗ_ＶＶ（ｎ＋１）となる。なお、上記のＣＭＡ逐次更新アルゴリズムでは、フィルタ出力と所望値との誤差ｅＸ（ｎ）及びｅＹ（ｎ）を最小化するようにタップ係数の更新が行われる。

【0047】

一方、ＲＤＥ回路５ｂは、振幅判定を伴うＲＤＥという逐次更新アルゴリズムにより第２の係数更新用フィルタ５ａのタップ係数Ｗ_ＨＨ、Ｗ_ＶＨ、Ｗ_ＨＶ、Ｗ_ＶＶを求める。データが順次的に第２の係数更新用フィルタ５ａに入力される状況において、ＰＳ間の比較対象の情報データがフィルタの中心（出力の対象となる位置）に来た場合に、ＲＤＥ回路５ｂは更新アルゴリズムを実行する。

【0048】

ＲＤＥの逐次更新アルゴリズムは以下の式で示され、一般的に上述したＣＭＡの逐次アルゴリズムと同じ式である。
Ｗ_ＨＨ（ｎ＋１）＝Ｗ_ＨＨ（ｎ）＋μｒ・ｅｒ_Ｈ（ｎ）・Ｘｏｕｔ３（ｎ）・Ｘｉｎ^＊（ｎ）＝Ｗ_ＨＨ（ｎ）＋Ｅｒ_ＨＨ（ｎ）
Ｗ_ＶＨ（ｎ＋１）＝Ｗ_ＶＨ（ｎ）＋μｒ・ｅｒ_Ｈ（ｎ）・Ｘｏｕｔ３（ｎ）・Ｙｉｎ^＊（ｎ）＝Ｗ_ＶＨ（ｎ）＋Ｅｒ_ＶＨ（ｎ）
Ｗ_ＨＶ（ｎ＋１）＝Ｗ_ＨＶ（ｎ）＋μｒ・ｅｒ_Ｖ（ｎ）・Ｙｏｕｔ３（ｎ）・Ｘｉｎ^＊（ｎ）＝Ｗ_ＨＶ（ｎ）＋Ｅｒ_ＨＶ（ｎ）
Ｗ_ＶＶ（ｎ＋１）＝Ｗ_ＶＶ（ｎ）＋μｒ・ｅｒ_Ｖ（ｎ）・Ｙｏｕｔ３（ｎ）・Ｙｉｎ^＊（ｎ）＝Ｗ_ＶＶ（ｎ）＋Ｅｒ_ＶＶ（ｎ）
ここで、ｎは逐次更新アルゴリズムにおける更新順を示す値である。タップ係数Ｗ_ＨＨ（ｎ）は更新順ｎの場合のＦＩＲ＿Ａのタップ係数群を示す。タップ係数Ｗ_ＶＨ（ｎ）は更新順ｎの場合のＦＩＲ＿Ｂのタップ係数群を示す。タップ係数Ｗ_ＨＶ（ｎ）は更新順ｎの場合のＦＩＲ＿Ｃのタップ係数群を示す。タップ係数Ｗ_ＶＶ（ｎ）は更新順ｎの場合のＦＩＲ＿Ｄのタップ係数群を示す。μｒは更新アルゴリズムのステップサイズを示す。ＲＤＥ回路５ｂにはＲＤＥ回路５ｂ専用のＲＤＥステップサイズが設定される。ｅｒ_Ｈ（ｎ）はＸ偏波データのフィルタ出力における所望値との誤差を示す。ｅｒ_Ｖ（ｎ）はＹ偏波データのフィルタ出力における所望値との誤差を示す。所望値は、第２の参照信号ｄ（ｎ）であり、データを受信するごとに振幅レベルの判定を行う。例えば、１６ＱＡＭの場合はＰＳ以外のデータの振幅レベルは３通りあり、８ＱＡＭの場合はＰＳ以外のデータの振幅レベルは２通りある。従って、データによって、どの振幅レベルかを閾値判定し、判定した振幅レベルが所望値となる。

【0049】

Ｘｏｕｔ３（ｎ）は更新順ｎの場合のＸ偏波データにおけるフィルタ出力を示す。Ｘｉｎ（ｎ）は更新順ｎの場合のＸ偏波データにおけるフィルタ入力を示す。Ｙｏｕｔ３（ｎ）は更新順ｎの場合のＹ偏波データにおけるフィルタ出力を示す。Ｙｉｎ（ｎ）は更新順ｎの場合のＹ偏波データにおけるフィルタ入力を示す。＊は共役又は複素共役を示す。なお、データ及びタップ係数は複素数で表される。

【0050】

上記の各式の第２項がＲＤＥ更新量Ｅｒ_ＨＨ（ｎ）、Ｅｒ_ＶＨ（ｎ）、Ｅｒ_ＨＶ（ｎ）、Ｅｒ_ＶＶ（ｎ）を示す。即ち、それまでのタップ係数Ｗ_ＨＨ（ｎ）、Ｗ_ＶＨ（ｎ）、Ｗ_ＨＶ（ｎ）、Ｗ_ＶＶ（ｎ）にそれぞれＲＤＥ更新量を加えると、次の更新タップ係数Ｗ_ＨＨ（ｎ＋１）、Ｗ_ＶＨ（ｎ＋１）、Ｗ_ＨＶ（ｎ＋１）、Ｗ_ＶＶ（ｎ＋１）となる。なお、上記のＲＤＥ逐次更新アルゴリズムでは、フィルタ出力と所望値との誤差ｅＸ（ｎ）及びｅＹ（ｎ）を最小化するようにタップ係数の更新が行われていく。

【0051】

なお、上記のＣＭＡ回路４ｂとＲＤＥ回路５ｂでは、更新量の計算のためのステップサイズをそれぞれ独立に設定できる。例えば、ＣＭＡ回路４ｂでは、レベルの判定エラーが無いため、精度の高い誤差を検出できる。従って、そのステップサイズμｃを大きくできる。ＲＤＥ回路５ｂでは、レベルの判定エラーが存在するため、誤差の精度は低くなる。従って、ＲＤＥ回路５ｂの逐次更新アルゴリズムのステップサイズμｒをＣＭＡ回路４ｂの逐次更新アルゴリズムのステップサイズμｃに比べて小さくすることで、誤差精度の低さの影響を低減することができる。

【0052】

続いて、ＣＭＡ回路４ｂで計算されたＣＭＡ更新量及びＲＤＥ回路５ｂで計算されたＲＤＥ更新量は合成回路６でそれぞれ所定の数、合成され、以下の合成更新量が出力される。
Σ（Ｅｃ_ＨＨ（ｎ）＋Ｅｒ_ＨＨ（ｎ））
Σ（Ｅｃ_ＶＨ（ｎ）＋Ｅｒ_ＶＨ（ｎ））
Σ（Ｅｃ_ＨＶ（ｎ）＋Ｅｒ_ＨＶ（ｎ））
Σ（Ｅｃ_ＶＶ（ｎ）＋Ｅｒ_ＶＶ（ｎ））
それぞれの合成更新量は、タップ係数更新回路７に保持されたそれまでのタップ係数Ｗ_ＨＨ（ｎ）、Ｗ_ＶＨ（ｎ）、Ｗ_ＨＶ（ｎ）、Ｗ_ＶＶ（ｎ）にそれぞれ加算され、次の更新タップ係数Ｗ_ＨＨ（ｎ＋１）、Ｗ_ＶＨ（ｎ＋１）、Ｗ_ＨＶ（ｎ＋１）、Ｗ_ＶＶ（ｎ＋１）が計算される。この合成は実質上平均化とみなすこともできる。

【0053】

図７は、典型的なＦＩＲフィルタを示す図である。適応等化フィルタ３、第１の係数更新用フィルタ４ａ及び第２の係数更新用フィルタ５ａのＦＩＲフィルタとして、図７に示される構成が典型的に使用できる。ＦＩＲ＿Ａ、ＦＩＲ＿Ｂ、ＦＩＲ＿Ｃ及びＦＩＲ＿Ｄがバタフライ型構成を形成している。各ＦＩＲフィルタにおいて、Ｎ段の遅延素子Ｚ－１で遅延された入力データの各々がＮ個のタップ係数Ｗ_＊＊＿１～Ｗ_＊＊＿Ｎ（＊＊＝ＨＨ、ＶＨ、ＨＶ、ＶＶ）とそれぞれ乗算され、乗算結果の合計値が出力される。

【0054】

ＦＩＲフィルタにはデータが遅延素子毎に順次的に入力される。また、ＦＩＲフィルタに設定される一連のタップ係数は、ＦＩＲフィルタのインパルス応答を示す。仮に、インパルス応答が、その中心が最もデータに影響を与えるように設計された場合、フィルタリングの対象となるデータがＦＩＲフィルタの中心部に来た時、その対象となるデータのフィルタリング結果がＦＩＲフィルタから出力される。

【0055】

例えば、数シンボル毎に、ＰＳが挿入されたデータを受信した場合、ＰＳがＦＩＲフィルタの中心に来た場合の出力はＰＳのフィルタリング結果である。ＰＳの理想的な値は既知であるので、ＰＳ受信時のフィルタリング結果と理想的な値との差分をＣＭＡ回路４ｂにおけるｅｃ_Ｈ（ｎ）やｅｃ_Ｖ（ｎ）として求めることができる。

【0056】

なお、ＰＳ以外の情報データについては、比較対象となる情報データがＦＩＲフィルタの中心に来た場合の出力と、該情報データのレベル判定結果との差分を、ＲＤＥ回路５ｂにおけるｅｒ_Ｈ（ｎ）やｅｒ_Ｖ（ｎ）として求めることができる。

【0057】

図８は、係数更新用フィルタの動作イメージを示す図である。簡単のため、入力データはＸ偏波データのみで、６シンボルの情報データごとに１シンボルのＰＳが挿入されている場合について示す。

【0058】

ＣＭＡ回路に接続される第１の係数更新用フィルタのＦＩＲ＿Ａの部分と、ＲＤＥ回路に接続される第２の係数更新用フィルタのＦＩＲ＿Ａの部分を示している。それらに入力する入力データも示している。なお、ここでは１シンボルを１つのサンプリングデータとして扱った場合について示しているが、１シンボルを複数サンプリングデータで伝送する場合は、そのサンプリングデータの中心を１シンボルの中心とみなせる。また、ＦＩＲフィルタは７段（７個のタップ係数）と仮定する。

【0059】

入力データのうち、ＰＳ０が第１の係数更新用フィルタ４ａ及び第２の係数更新用フィルタ５ａに入力され、ＰＳ０がフィルタの中心部に位置した場合、第１の係数更新用フィルタ４ａの出力がＣＭＡ回路４ｂに供給される。ＣＭＡ回路４ｂは、既知のＰＳ０の振幅値と比較をして、ＣＭＡアルゴリズムに基づいてＰＳ０によるＣＭＡ更新量を計算する。更に、７シンボル後に、ＰＳ１が入力された時、ＣＭＡアルゴリズムに基づいてＰＳ１によるＣＭＡ更新量を計算する。以降、同様にＰＳによるＣＭＡ更新量が計算される。

【0060】

一方、入力データが第１の係数更新用フィルタ４ａ及び第２の係数更新用フィルタ５ａに入力され、比較対象の情報データｄ５がフィルタの中心部に位置した場合、第２の係数更新用フィルタ５ａの出力がＲＤＥ回路５ｂに供給される。ＲＤＥ回路５ｂは、レベル判定を行い所望値を決定した後、ＲＤＥアルゴリズムに基づいて情報データｄ５によるＲＤＥ更新量を計算する。更に、７シンボル後に、情報データｄ１１が入力された時、ＲＤＥアルゴリズムに基づいて情報データｄ１１によるＲＤＥ更新量を計算する。以降、同様に情報データによるＲＤＥ更新量が計算される。

【0061】

なお、図５及び図６において第１の係数更新用フィルタ４ａ及び第２の係数更新用フィルタ５ａを別々の回路として記載している。しかし、第１の係数更新用フィルタ４ａと第２の係数更新用フィルタ５ａは共通のフィルタで構成することができる。即ち、図８に示すように、ＦＩＲの形状が同じで、タップ係数も同じであるため、ＰＳが入力された時のＦＩＲフィルタの出力はＣＭＡ回路４ｂへ供給され、情報データが入力された時のＦＩＲフィルタの出力はＲＤＥ回路５ｂへ供給するように制御すれば、第１の係数更新用フィルタ４ａ及び第２の係数更新用フィルタ５ａは共有（共通化）できる。また、図５においてＰＳが入力された時の適応等化フィルタ３の出力Ｘｏｕｔ１及びＹｏｕｔ１をＣＭＡ回路４ｂへ供給し、情報データが入力された時の上記フィルタ出力Ｘｏｕｔ１及びＹｏｕｔ１をＲＤＥ回路５ｂへ供給するように制御すれば、適応等化フィルタ３も同様に共有（共通化）することができる。

【0062】

図９は、合成回路及びタップ係数更新回路の動作を説明するための図である。入力データは図８に示した入力データの数を増やしたものである。ＣＭＡ更新量及びＲＤＥ更新量が交互に計算される。ＰＳは斜線パターンで示されている。比較対象の情報データは点パターンで示されている。

【0063】

合成回路６は、所定の期間におけるＣＭＡ更新量及びＲＤＥ更新量の合計値を計算する。図９ではＣＭＡ更新量とＲＤＥ更新量が交互に計算されているが、これに限らず、ＣＭＡ更新の合間に２つ以上の情報データによるＲＤＥ更新量を計算し合成することも可能である。逆に、ＲＤＥ更新量計算の方をＣＭＡ計算より少なくすることも可能である。これらの割合は、実際の伝送状況に応じて偏波耐力が最適になるように選定できる。

【0064】

タップ係数更新回路７は、所定の期間において計算された合成更新量をそれまでのタップ係数にそれぞれ加算して新たな更新タップ係数を計算する。更新タップ係数は、適応等化フィルタ３、第１の係数更新用フィルタ４ａ、及び第２の係数更新用フィルタ５ａに設定される。

【0065】

この時、合成回路６及びタップ係数更新回路７の計算を高速に行うことができれば、更新タップ係数を設定した直後のフィルタ出力を基に次のタップ係数更新を行うことができる。しかし、直後のタップ係数更新に間に合わない場合は、更新タップ係数の各フィルタへの設定は、その次のタップ係数更新に利用できるようなタイミングで行う。その場合は所定の期間の２倍の遅延が発生する。

【0066】

図１０は、実施の形態に係る適応等化方法を示すフローチャートである。
ステップＳ１：データを適応等化フィルタ３、第１の係数更新用フィルタ４ａ及び第２の係数更新用フィルタ５ａへ入力する。
ステップＳ２：ＣＭＡ回路４ｂにおいてＰＳによるＣＭＡ更新量を計算する。
ステップＳ３：ＲＤＥ回路５ｂにおいてＰＳ間の比較対象の情報データによるＲＤＥ更新量を計算する。
ステップＳ４：所定期間のＰＳによるＣＭＡ更新量及び情報データによるＲＤＥ更新量を合成する。
ステップＳ５：合成した更新量に基づいてタップ係数を更新する。
ステップＳ６：更新したタップ係数を適応等化フィルタ３、第１の係数更新用フィルタ４ａ、及び第２の係数更新用フィルタ５ａへ設定する。

【0067】

再び、ステップＳ１からステップＳ６を繰り返す。但し、ステップＳ６において、フィルタへのタップ係数の設定が、次の所定の期間の開始時期に間に合わない場合は、次の所定期間の開始時期に合わせて設定する。

【0068】

図１１から図１３は、本実施の形態を１６ＱＡＭ変調方式に適用した例を示す図である。図１１は、ＲＤＥ更新に使用されるデータの信号点（白丸）を示す。図１２は、ＣＭＡ更新に使用されるＰＳの信号点（黒丸）を示す。図１３は、その両者を同時に示す。また、実線は振幅レベルを示し、破線は振幅レベルを判定するための閾値を示す。

【0069】

１６ＱＡＭ変調方式ではＩＱ平面上に１６点の信号点にマッピングされる。本例では、ＰＳには最外殻の同じ振幅の４点（黒点）が割り当てられる。データには、全１６点（白点）が割り当てられる。従って、外殻の４点はＰＳ及びデータの両者に割り当てられる。図では、同じ個所にＰＳとデータとが存在することを示すために、便宜上少しずらして表示している。

【0070】

データの振幅は、図１１の実線で示すように、３つのレベル（外殻、中殻、内殻）に分類することができる。従って、３つのレベルの振幅の中間点に破線のように閾値を設定することで、受信したデータのレベルが３つのレベルの何れかに属することを判定することができる。判定されたレベルが、ＲＤＥにおける所望値となる。

【0071】

一方、ＰＳを受信した場合は、図１２に示すように、ＰＳの振幅は何れも同じなので、そのレベルをＣＭＡの所望値として設定できる。この場合、雑音等の影響によって別の振幅レベルとして誤って判定することが無いので、レベルの判定処理があるＲＤＥに比べてより適正なタップ係数を求めることができる。

【0072】

図１４から図１６は、本実施の形態を１６ＱＡＭ改の変調方式に適用した例を示す図である。

【0073】

一般的な１６ＱＡＭ変調方式は、図１１から図１３に示す構成であるが、図１４から図１６に示すようにＰＳの振幅レベルを変更した変調方式（１６ＱＡＭ改と称する）にも本実施の形態を適用することができる。

【0074】

図１４は、ＲＤＥ更新に使用されるデータの信号点（白丸）を示す。図１５は、ＣＭＡ更新に使用されるＰＳの信号点（黒丸）を示す。図１６は、その両者を同時に記載した信号点を示す。

【0075】

この１６ＱＡＭ改変調方式は、通常の１６ＱＡＭ変調方式に対し、中殻と内殻の信号点の間にＰＳ専用の４つの信号点を設けている。データは、通常の１６ＱＡＭの１６つの信号点にマッピングされる。ＰＳは、ＰＳ専用の信号点にマッピングされる。また、実線は振幅レベルを示し、破線は振幅レベルを判定するための閾値を示す。

【0076】

ＰＳが、図２に示したように連続したデータ列に対して定期的に挿入されるのは、これまでに示した例と同様である。従って、受信側において、同期パタン部の検出等からＰＳの受信タイミングが分かれば、そのタイミングにおける受信レベルは一定で既知となる。

【0077】

データの振幅は、図１４に示すように、３つのレベル（実線）に分類することができる。従って、３つのレベルの振幅の中間点に破線のように閾値を設定することで、受信したデータのレベルが３つのレベルの何れかに属することを判定することができる。判定されたレベルが、ＲＤＥにおける所望値となる。

【0078】

一方、ＰＳを受信した場合は、図１５に示すように、ＰＳの振幅は何れも同じなので、それをＣＭＡの所望値として設定できる。この場合、雑音等の影響によって別の振幅レベルに判定を誤ることが無いので、レベルの判定処理があるＲＤＥに比べてより適正なタップ係数を求めることができる。

【0079】

図１７から図１９は、本実施の形態を８ＱＡＭ変調方式へ適用した例を示す図である。図１７は、ＲＤＥ更新に使用されるデータの信号点（白丸）を示す。図１８は、ＣＭＡ更新に使用されるＰＳの信号点（黒丸）を示し、図１９は、その両者を同時に示す。また、実線は振幅レベルを示し、破線は振幅レベルを判定するための閾値を示す。

【0080】

８ＱＡＭ変調方式では、ＩＱ平面上に、８点の信号点にマッピングされる。８点の信号点として、外殻にはＱＰＳＫと同様に４点、内殻にはＩ軸及びＱ軸上に４点存在する。本例では、ＰＳには外殻の同じ振幅の４点（黒点）が割り当てられる。データには全８点（白点）が割り当てられる。従って、外殻の４点はＰＳ及びデータの両者に割り当てられる。図では、同じ個所にＰＳとデータとが存在することを示すために、便宜上少しずらして表示している。

【0081】

ＰＳは図２に示したように連続したデータ列に対して定期的に挿入される。従って、受信側において、同期パタン部の検出等からＰＳの受信タイミングが分かれば、そのタイミングにおける受信レベルは一定で既知となる。

【0082】

データの振幅は、図１７に示すように、２つのレベル（実線）に分類することができる。従って、２つのレベルの振幅の中間点に破線のように閾値を設定することで、受信したデータのレベルが２つのレベルの何れかに属することを判定することができる。判定されたレベルが、ＲＤＥにおける所望値となる。

【0083】

一方、ＰＳを受信した場合は、図１８に示すように、ＰＳの振幅は何れも同じなので、それをＣＭＡの所望値として設定できる。この場合、雑音等の影響によって別の振幅レベルに判定を誤ることが無いので、レベルの判定処理があるＲＤＥに比べてより適正なタップ係数を求めることができる。

【0084】

図２０から図２２は、本実施の形態を８ＱＡＭ改の変調方式に適用した例を示す図である。

【0085】

一般的な８ＱＡＭ変調方式は、図１７から図１９に示す構成であるが、図２０から図２２に示すようにＰＳの振幅レベルを変更した変調方式（８ＱＡＭ改と称する）にも本実施の形態を適用することができる。

【0086】

図２０は、ＲＤＥ更新に使用されるデータの信号点（白丸）を示す。図２１は、ＣＭＡ更新に使用されるＰＳの信号点（黒丸）を示す。図２２は、その両者を同時に記載した信号点を示す。

【0087】

この８ＱＡＭ改変調方式は、通常の８ＱＡＭ変調方式に対し、外殻と内殻の信号点の間にＰＳ専用の４つの信号点を設けている。データは、通常の８ＱＡＭの８つの信号点にマッピングされる。ＰＳは、ＰＳ専用の信号点にマッピングされる。また、実線は振幅レベルを示し、破線は振幅レベルを判定するための閾値を示す。

【0088】

ＰＳが、図２に示したように連続したデータ列に対して定期的に挿入されるのは、これまでに示した例と同様である。従って、受信側において、同期パタン部の検出等からＰＳの受信タイミングが分かれば、そのタイミングにおける受信レベルは一定で既知となる。

【0089】

データの振幅は、図２０に示すように、２つのレベル（実線）に分類することができる。従って、２つのレベルの振幅の中間点に破線のように閾値を設定することで、受信したデータのレベルが２つのレベルの何れかに属することを判定することができる。判定されたレベルが、ＲＤＥにおける所望値となる。

【0090】

一方、ＰＳを受信した場合は、図２１に示すように、ＰＳの振幅は何れも同じなので、それをＣＭＡの所望値として設定できる。この場合、雑音等の影響によって別の振幅レベルに判定を誤ることが無いので、レベルの判定処理があるＲＤＥに比べてより適正なタップ係数を求めることができる。
なお、図１１から図２２で示したＰＳは、一例であり、挿入タイミングが既知で、同じ振幅レベルのＰＳであれば、ＣＭＡに適用可能である。

【0091】

図２３は、実施の形態に係る適応等化回路のシミュレーション結果を示す図である。横軸は、偏波変動の周波数を表す。縦軸は、Ｑ値であり、ビット誤り率に関連付けられた値である。Ｑ値が大きい程、ビット誤り率は小さくなる。即ち、同じ偏波変動の状況の場合、Ｑ値が大きい方が、ビット誤り率が少なくなり適応等化回路１の補償性能が高いことを示す。図２３における“●”印のプロットは、適応等化フィルタ３のタップ係数をＰＳのみを使用してＣＭＡで求める場合を示している。“▲”印のプロットは、適応等化フィルタ３のタップ係数をＰＳ及び情報データの両者を利用して求める本実施の形態の場合を示している。タップ係数更新量は、ＰＳ使用時はＣＭＡで計算し、情報データ使用時はＲＤＥで計算している。

【0092】

具体的なシミュレーション条件として、３２シンボル毎に挿入されたＰＳを使用しＣＭＡでタップ係数の更新量を求め、そのほぼ中央にある情報データを使用してＲＤＥでタップ係数の更新量を求めている。即ち、“●”は、３２シンボル毎のＰＳを利用した場合の補償性能である。“▲”は、１６シンボル毎に、ＰＳと情報データを交互に利用した場合の補償性能を示している。なお、ここで言う補償性能とは、一般的に偏波変動耐力と同意である。

【0093】

図２３に示すように、どの偏波変動の周波数においても、ＰＳのみ使用する場合に比べてＰＳ及び情報データを使用する場合の方がＱ値が高い。即ち、適応等化回路１の補償性能が高い。ＰＳを使用したＣＭＡでは、ＰＳが一定振幅のため、振幅判定の誤りによるタップ係数計算の精度劣化が無い。一方、情報データを使用したＲＤＥでは、データの振幅判定の誤りによるタップ係数計算の精度劣化が存在する。そのため、ＰＳに加えて情報データを使用したタップ係数計算では、更新量の情報量は増えるが、総合的なタップ係数計算の精度が劣化するとも考えられた。しかし、本シミュレーション結果により、データの振幅判定の誤りによるタップ係数計算の精度劣化よりも、データ使用による更新の頻度を上げた方が、タップ係数計算の精度が向上し補償性能も向上することが分かった。

【0094】

理由として、以下が考えられる。ＰＳの使用によって係数精度が保持される。ＰＳ間に偏波変動が発生するが、ＰＳ間において情報データによるＲＤＥ方式で係数更新を行っている。ここで変動が大きく、振幅判定を誤った場合でも、次のＰＳで元に戻すことができる。また、ＰＳの使用によって精度良く係数更新した後に情報データによるＲＤＥ更新を行うことで、情報データによるＲＤＥ更新した後の精度に欠ける係数更新から情報データによるＲＤＥ更新を行うよりも、振幅判定誤りが減り性能の劣化が抑えられると考えられる。従って、偏波変動への追従性をＰＳだけに基づくタップ係数更新よりも高めることができたと推定する。よって、本実施の形態に係る適応等化回路１は、ＰＳのみを利用した適応等化回路と比べて、ＰＳ間のデータをタップ係数更新に使用することで、補償性能を改善することができる。なお、情報データのみを利用した適応等化回路は、ＰＳのみを利用した適応等化回路よりも補償性能は劣ることは明らかなため、敢えて図には示していない。

【符号の説明】

【0095】

１ 適応等化回路、３ 適応等化フィルタ、４ 第１のタップ係数更新量計算回路、４ａ 第１の係数更新用フィルタ、４ｂ ＣＭＡ回路（第１の更新量計算回路）、５ 第２のタップ係数更新量計算回路、５ａ 第２の係数更新用フィルタ、５ｂ ＲＥＤ回路（第２の更新量計算回路）、６ 合成回路、７ タップ係数更新回路、１０ 受信光モジュール、３０ 波長分散補償回路、１００ 受信機

【要約】

【課題】補償性能を改善することができる適応等化回路、受信機及び適応等化方法を得る。
【解決手段】適応等化フィルタ３は、タップ係数の更新によって受信信号の偏波変動による波形歪みを適応的に補償する。第１のタップ係数更新量計算回路４は、受信信号に周期的に挿入され振幅が一定で既知のパイロット信号を用いてタップ係数を更新するための第１の更新量を計算する。第２のタップ係数更新量計算回路５は、受信信号のパイロット信号の間にある情報データを用いてタップ係数を更新するための第２の更新量を計算する。合成回路６は、所定の期間における１つ以上の第１の更新量と１つ以上の第２の更新量とを合成して合成更新量を出力する。タップ係数更新回路７は、合成更新量に基づいて更新タップ係数を計算し、適応等化フィルタ３、第１のタップ係数更新量計算回路４及び第２のタップ係数更新量計算回路５に設定する。
【選択図】図３

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】