(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-05-21
(45)【発行日】2024-05-29
(54)【発明の名称】スイッチング電源装置、その制御装置及び制御方法
(51)【国際特許分類】
H02M 3/28 20060101AFI20240522BHJP
【ＦＩ】
H02M3/28 H
【請求項の数】
5
(21)【出願番号】P 2020191050
(22)【出願日】2020-11-17
(65)【公開番号】P2022080081
(43)【公開日】2022-05-27
【審査請求日】2023-09-20
(73)【特許権者】
【識別番号】000002037
【氏名又は名称】新電元工業株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100082876
【弁理士】
【氏名又は名称】平山 一幸
(74)【代理人】
【氏名又は名称】柿本 恭成
(74)【代理人】
【識別番号】100178906
【弁理士】
【氏名又は名称】近藤 充和
(72)【発明者】
【氏名】鎌倉 輝男
(72)【発明者】
【氏名】小林 貴之
【審査官】清水 康
(56)【参考文献】
【文献】特開２０２０－１０２９３３（ＪＰ，Ａ）
【文献】米国特許第０５０２７２６４（ＵＳ，Ａ）
【文献】特開２０１１－０６１９０１（ＪＰ，Ａ）
【文献】中国特許出願公開第１０５９１４７８１（ＣＮ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ３／００ － ３／４４
Ｈ０２Ｍ ７／００ － ７／９８
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
複数の１次側駆動パルスによりオン／オフ動作する複数のスイッチがブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、１次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、
複数の２次側駆動パルスによりオン／オフ動作する複数のスイッチがブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、
前記１次側インバータに供給する前記複数の１次側駆動パルスと前記２次側インバータに供給する前記複数の２次側駆動パルスとを出力し、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差を変えて前記２次側インバータの出力電力を制御する制御装置と、
を備え、
前記制御装置は、
制御上の１周期の間に複数周期発生するキャリアの中間値から＋側と－側への増大により制御される、出力指令値である大小の変調率を持ち、前記制御上の１周期の間に複数レベルに変化する比較値と、前記キャリアと、を比較して比較結果を求め、前記比較結果に基づき、前記１次側駆動パルス及び前記２次側駆動パルスを変調する、
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項2】
前記キャリアは、前記制御上の１周期の間に３周期発生する三角波キャリアであり、前記比較値は、前記制御上の１周期の間に０、＋側及び－側の３通りのレベルに変化し、且つ、前記制御上の１周期内でそれぞれ１２０°ずつ発生する、
ことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項3】
前記キャリアは、前記制御上の１周期の間に２周期発生する三角波キャリアであり、前記比較値は、前記制御上の１周期の間に＋側及び－側の２通りのレベルに変化し、且つ、前記制御上の１周期内でそれぞれ１８０°ずつ発生する、
ことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項4】
複数の１次側駆動パルスによりオン／オフ動作する複数のスイッチがブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、１次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、
複数の２次側駆動パルスによりオン／オフ動作する複数のスイッチがブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、
を備えるスイッチング電源装置の制御装置であって、
前記１次側インバータに供給する前記複数の１次側駆動パルスと前記２次側インバータに供給する前記複数の２次側駆動パルスとを出力し、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差を変えて前記２次側インバータの出力電力を制御する機能と、
制御上の１周期の間に複数周期発生するキャリアの中間値から＋側と－側への増大により制御される、出力指令値である大小の変調率を持ち、前記制御上の１周期の間に複数レベルに変化する比較値と、前記キャリアと、を比較して比較結果を求め、前記比較結果に基づき、前記１次側駆動パルス及び前記２次側駆動パルスを変調する機能と、
を有することを特徴とするスイッチング電源装置の制御装置。
【請求項5】
複数の１次側駆動パルスによりオン／オフ動作する複数のスイッチがブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、１次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、
複数の２次側駆動パルスによりオン／オフ動作する複数のスイッチがブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、
を備えるスイッチング電源装置の制御方法であって、
前記１次側インバータに供給する前記複数の１次側駆動パルスと前記２次側インバータに供給する前記複数の２次側駆動パルスとを出力し、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差を変えて前記２次側インバータの出力電力を制御すると共に、
制御上の１周期の間に複数周期発生するキャリアの中間値から＋側と－側への増大により制御される、出力指令値である大小の変調率を持ち、前記制御上の１周期の間に複数レベルに変化する比較値と、前記キャリアと、を比較して比較結果を求め、前記比較結果に基づき、前記１次側駆動パルス及び前記２次側駆動パルスを変調する、
ことを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、デュアル・アクティブ・ブリッジ（以下「ＤＡＢ」という。）型ＤＣ／ＤＣコンバータといったスイッチング電源装置とその制御装置及び制御方法に関するものである。
【背景技術】
【0002】
従来、スイッチング電源装置の一つであるＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、特許文献１，２に記載されているように、変圧器の１次側と２次側のフルブリッジインバータを位相シフト制御することにより、双方向に電力伝送が可能な直流／直流変換器である。
【0003】
図８は、特許文献１に記載された従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータ（以下「従来型ＤＡＢ」という。）の構成図である。
この従来型ＤＡＢは、直流の１次側電圧Ｅ１及び１次側電流Ｉ１を平滑する１次側平滑コンデンサ１に対して並列に、１次側インバータ１０が接続されている。１次側インバータ１０は、平滑された１次側電圧Ｅ１及び１次側電流Ｉ１をスイッチングして３相交流電圧及び３相交流電流に変換する回路であり、Ｕ相の高レベル（以下「Ｈ」という。）側スイッチ１１、Ｕ相の低レベル（以下「Ｌ」という。）側スイッチ１２、Ｖ相のＨ側スイッチ１３、Ｖ相のＬ側スイッチ１４、Ｗ相のＨ側スイッチ１５、及びＷ相のＬ側スイッチ１６のフルブリッジ回路により構成されている。スイッチ１１，１２間の接続点、スイッチ１３，１４間の接続点、及びスイッチ１５，１６間の接続点には、３相のリアクトル１７，１８，１９を介して、３相の変圧器２０の１次巻線が接続されている。
この従来型ＤＡＢは、直流の１次側電圧Ｅ１及び１次側電流Ｉ１を平滑する１次側平滑コンデンサ１に対して並列に、１次側インバータ１０が接続されている。１次側インバータ１０は、平滑された１次側電圧Ｅ１及び１次側電流Ｉ１をスイッチングして３相交流電圧及び３相交流電流に変換する回路であり、Ｕ相の高レベル（以下「Ｈ」という。）側スイッチ１１、Ｕ相の低レベル（以下「Ｌ」という。）側スイッチ１２、Ｖ相のＨ側スイッチ１３、Ｖ相のＬ側スイッチ１４、Ｗ相のＨ側スイッチ１５、及びＷ相のＬ側スイッチ１６のフルブリッジ回路により構成されている。スイッチ１１，１２間の接続点、スイッチ１３，１４間の接続点、及びスイッチ１５，１６間の接続点には、３相のリアクトル１７，１８，１９を介して、３相の変圧器２０の１次巻線が接続されている。
【0004】
変圧器２０の２次巻線には、２次側インバータ３０が接続されている。なお、変圧器２０の１次巻線及び２次巻線の上端付近に付された黒丸は、巻線の巻き初めを表している。２次側インバータ３０は、変圧器２０の２次巻線から出力される３相交流電圧及び３相交流電流を整流する回路であり、Ｕ相のＨ側スイッチ３１、Ｕ相のＬ側スイッチ３２、Ｖ相のＨ側スイッチ３３、Ｖ相のＬ側スイッチ３４、Ｗ相のＨ側スイッチ３５、及びＷ相のＬ側スイッチ３６のフルブリッジ回路により構成されている。
２次側インバータ３０で整流された直流電圧及び直流電流は、２次側平滑コンデンサ３７にて平滑され、平滑された直流の２次側電圧Ｅ２及び２次側電流Ｉ２が出力されるようになっている。
２次側インバータ３０で整流された直流電圧及び直流電流は、２次側平滑コンデンサ３７にて平滑され、平滑された直流の２次側電圧Ｅ２及び２次側電流Ｉ２が出力されるようになっている。
【0005】
１次側インバータ１０及び２次側インバータ３０を構成するスイッチ１１～１６，３１～３６は、図示しない制御装置から供給される駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６によってそれぞれオン／オフ動作する素子であり、メタル・オキサイド・セミコンダクタ型電界効果トランジスタ（以下「ＭＯＳＦＥＴ」という。）や、絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ（以下「ＩＧＢＴ」という。）等のパワー半導体素子により構成されている。例えば、各駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６がＨの時に各スイッチ１１～１６，３１～３６がオンし、各駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６がＬの時に各スイッチ１１～１６，３１～３６がオフする。各スイッチ１１～１６，３１～３６には、回生用のダイオードがそれぞれ逆並列に接続されている。
【0006】
図８の従来型ＤＡＢの電力変換部を駆動する駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６は、周波数ωが一定であり、デューティ比Ｄが０．５の固定、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相が１２０°ずつの位相差βを持っている。
１次側インバータ１０は、図示しない制御装置から供給される１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６により、スイッチ１１～１６がオン／オフ動作し、直流の１次側電圧Ｅ１及び１次側電流Ｉ１を３相交流電圧ｖｐ（以下「出力電圧ｖｐ」という。）及び３相交流電流に変換する。２次側インバータ３０は、図示しない制御装置から供給される２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６により、スイッチ３１～３６がオン／オフ動作し、変圧器２０の２次巻線に誘起された３相交流電圧ｖｓ（以下「入力電圧ｖｓ」という。）及び３相交流電流を直流の２次側電圧Ｅ２及び２次側電流Ｉ２に変換する。
１次側インバータ１０は、図示しない制御装置から供給される１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６により、スイッチ１１～１６がオン／オフ動作し、直流の１次側電圧Ｅ１及び１次側電流Ｉ１を３相交流電圧ｖｐ（以下「出力電圧ｖｐ」という。）及び３相交流電流に変換する。２次側インバータ３０は、図示しない制御装置から供給される２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６により、スイッチ３１～３６がオン／オフ動作し、変圧器２０の２次巻線に誘起された３相交流電圧ｖｓ（以下「入力電圧ｖｓ」という。）及び３相交流電流を直流の２次側電圧Ｅ２及び２次側電流Ｉ２に変換する。
【0007】
１次側インバータ１０の出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と２次側インバータ３０の入力電圧ｖｓ（又は入力電流）との間の位相差φにより、入力電圧（又は入力電流）、出力電圧（又は出力電流）、及び電力の流れを制御できる。変圧器２０の１次巻線及び２次巻線間の電圧ｖｌ（＝ｖｐ－ｖｓ）がリアクトル１７～１９を通ることにより、変圧器電流（リアクトル電流ＩＬであるＵ相リアクトル電流ＩＬ＿Ｕ、Ｖ相リアクトル電流ＩＬ＿Ｖ、及びＷ相リアクトル電流ＩＬ＿Ｗと同一）が流れる。この時、リアクトル電圧ＶＬであるＵ相リアクトル電圧ＶＬ＿Ｕ、Ｖ相リアクトル電圧ＶＬ＿Ｖ、及びＷ相リアクトル電圧ＶＬ＿Ｗが生じる。リアクトル電流ＩＬの実効値ＩＬＴから、出力電力Ｐｏを計算できる。
このように、従来型ＤＡＢでは、位相差φを変えることにより、容易に昇降圧動作、及び双方向電力変換が可能である。
このように、従来型ＤＡＢでは、位相差φを変えることにより、容易に昇降圧動作、及び双方向電力変換が可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0008】
【文献】米国特許５，０２７，２６４号公報
【文献】特開２０２０－１０２９３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0009】
図９は、図８の駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６のオン／オフパターン及び電力変換部の動作波形を示す図である。この図９の動作波形として、例えば、２次側電圧Ｅ２が０Ｖの垂下状態（位相差φ＝０°）の時のＵ相リアクトル電圧ＶＬ＿Ｕ、Ｕ相リアクトル電流ＩＬ＿Ｕ、及び１次側電流Ｉ１が示されている。スイッチ１１～１６，３１～３６のオン／オフ切り替え時のデッドタイムは、含まれていない。Ｔは、制御上の１周期である。
図１０は、従来の特許文献２に記載された駆動パルスＳ１１～Ｓ１６のパターン図である。
図１０は、従来の特許文献２に記載された駆動パルスＳ１１～Ｓ１６のパターン図である。
【0010】
図８の従来型ＤＡＢは、絶縁が可能であり、容易に昇降圧動作、双方向電力変換が可能であるが、特に入出力間の電圧差が大きい場合は回路内に循環する電流が増大し、その場合は主に導通損失が増大するため、電力変換効率が低下しやすい問題がある。又、入出力電圧差が略最大値となる一方が短絡又はそれに近い状態になった際にも、回路内に循環する電流を抑制することができない。
【0011】
即ち、図９に示すように、２次側電圧Ｅ２が０Ｖの垂下状態では、電力変換することができないので、出力指令値である制御パラメータの位相差φを０°に制御し、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６と２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６との位相が一致状態になるようにしている。しかし、Ｕ相リアクトル電圧ＶＬ＿Ｕ波形には、１次側電圧Ｅ１からもたらされる電圧が、どの時間においても印加されていることが確認できる（同様に、Ｖ相リアクトル電圧ＶＬ＿Ｖ波形及びＷ相リアクトル電圧ＶＬ＿Ｗ波形も、１２０°の位相差があることを除き、Ｕ相リアクトル電圧ＶＬ＿Ｕ波形と同一になる）。そのため、リアクトル１７では、原理的にリアクトル電流ＩＬ＿Ｕが発生してしまう（同様に、他のリアクトル１８，１９もリアクト電流ＩＬ＿Ｖ，ＩＬ＿Ｗが発生してしまう）。電流経路の関係上、１次側入力部にも１次側電流Ｉ１は発生しているが、これは平均値が０Ａの三角波波形となり、図示しない外部のフィルタ回路で直流の０Ａに平滑されるため、有効の電力は発生せず、流れている電流は全て無効電流になる。
このように、図８の従来型ＤＡＢでは、どの時間においても、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のスイッチ状態が全て同一（オン又はオフ）となる区間が存在しないため、短絡時等の電流低減ができない。
このように、図８の従来型ＤＡＢでは、どの時間においても、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のスイッチ状態が全て同一（オン又はオフ）となる区間が存在しないため、短絡時等の電流低減ができない。
【0012】
そこで、特許文献２に記載された３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、図１０に示すように、強制的に駆動パルスＳ１１～Ｓ１６（及び／又はＳ３１～Ｓ３６）を反転するデューティＤの付加パターンＰＡを挿入することにより、電流成分を低減している。
しかしながら、近年、回路設計の自由度を向上させるために、従来型ＤＡＢにおける基本回路の構成を変更することなく、駆動パルス変調方法を変更して、特許文献２と同様の作用効果を奏するＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置の実現が要望されていた。
しかしながら、近年、回路設計の自由度を向上させるために、従来型ＤＡＢにおける基本回路の構成を変更することなく、駆動パルス変調方法を変更して、特許文献２と同様の作用効果を奏するＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置の実現が要望されていた。
【課題を解決するための手段】
【0013】
本発明のスイッチング電源装置は、複数の１次側駆動パルスによりオン／オフ動作する複数のスイッチがブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、１次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、複数の２次側駆動パルスによりオン／オフ動作する複数のスイッチがブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、前記１次側インバータに供給する前記複数の１次側駆動パルスと前記２次側インバータに供給する前記複数の２次側駆動パルスとを出力し、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差を変えて前記２次側インバータの出力電力を制御する制御装置と、を備えている。
【0014】
そして、前記制御装置は、制御上の１周期の間に複数周期発生するキャリアの中間値から＋側と－側への増大により制御される大小の変調率を持つ比較値と、前記キャリアと、を比較して比較結果を求め、前記比較結果に基づき、前記１次側駆動パルス及び前記２次側駆動パルスを変調する機能を有している。ここで、前記比較値は、出力指令値である前記変調率を持ち、前記制御上の１周期の間に複数レベルに変化する値である。
【0015】
本発明のスイッチング電源装置の制御装置は、複数の１次側駆動パルスによりオン／オフ動作する複数のスイッチがブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、１次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、複数の２次側駆動パルスによりオン／オフ動作する複数のスイッチがブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、を備えるスイッチング電源装置の制御装置である。
【0016】
そして、前記制御装置は、前記１次側インバータに供給する前記複数の１次側駆動パルスと前記２次側インバータに供給する前記複数の２次側駆動パルスとを出力し、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差を変えて前記２次側インバータの出力電力を制御する機能と、制御上の１周期の間に複数周期発生するキャリアの中間値から＋側と－側への増大により制御される大小の変調率を持つ比較値と、前記キャリアと、を比較して比較結果を求め、前記比較結果に基づき、前記１次側駆動パルス及び前記２次側駆動パルスを変調する機能と、を有している。ここで、前記比較値は、出力指令値である前記変調率を持ち、前記制御上の１周期の間に複数レベルに変化する値である。
【0017】
本発明のスイッチング電源装置の制御方法は、複数の１次側駆動パルスによりオン／オフ動作する複数のスイッチがブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、１次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、複数の２次側駆動パルスによりオン／オフ動作する複数のスイッチがブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、を備えるスイッチング電源装置の制御方法である。
【0018】
そして、前記制御方法は、前記１次側インバータに供給する前記複数の１次側駆動パルスと前記２次側インバータに供給する前記複数の２次側駆動パルスとを出力し、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差を変えて前記２次側インバータの出力電力を制御すると共に、制御上の１周期の間に複数周期発生するキャリアの中間値から＋側と－側への増大により制御される大小の変調率を持つ比較値と、前記キャリアと、を比較して比較結果を求め、前記比較結果に基づき、前記１次側駆動パルス及び前記２次側駆動パルスを変調する。ここで、前記比較値は、出力指令値である前記変調率を持ち、前記制御上の１周期の間に複数レベルに変化する値である。
【発明の効果】
【0019】
本発明によれば、１次側電圧と２次側電圧との電圧比が大きい場合、従来型ＤＡＢから基本回路の構成を変更することなく、変調率を小さくすることで、回路内を循環する無効電流を抑制できる。更に、従来型ＤＡＢと同様に、位相差による双方向電力変換も可能となっている。しかも、特許文献２と同様に、１次側電圧と２次側電圧との電圧差が大きい状態での軽負荷時の回路内電流を減少させることにより、導通損失を低減することができる。又、各相の駆動パルスのパターンが全く異なることから、従来型ＤＡＢの課題改善の選択肢も増加させることができる。
【図面の簡単な説明】
【0020】
【図1】本発明の実施例１における３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図
【図5】従来型ＤＡＢと本実施例１のＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータとの出力特性の比較図
【図7】本発明の実施例２の駆動パルス変調方法を示す動作波形図
【図8】従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータ（従来型ＤＡＢ）の構成図
【図10】従来の特許文献２に記載された駆動パルスのパターン図
【発明を実施するための形態】
【0021】
本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。
【実施例1】
【0022】
（実施例１の構成）
図１は、本発明の実施例１における３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。
本実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、従来型ＤＡＢと同様の１次側平滑コンデンサ１、１次側インバータ１０、３相のリアクトル１７，１８，１９、３相の変圧器２０、２次側インバータ３０、及び２次側平滑コンデンサ３７を有する電力変換部と、従来とは異なる制御装置４０と、により構成されている。
図１は、本発明の実施例１における３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。
本実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、従来型ＤＡＢと同様の１次側平滑コンデンサ１、１次側インバータ１０、３相のリアクトル１７，１８，１９、３相の変圧器２０、２次側インバータ３０、及び２次側平滑コンデンサ３７を有する電力変換部と、従来とは異なる制御装置４０と、により構成されている。
【0023】
従来型ＤＡＢと同様に、１次側インバータ１０及び２次側インバータ３０を構成するスイッチ１１～１６，３１～３６は、制御装置４０から供給される１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６及び２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６によってそれぞれオン／オフ動作する素子であり、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等のパワー半導体素子により構成されている。例えば、各駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６がＨの時に各スイッチ１１～１６，３１～３６がオンし、各駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６がＬの時に各スイッチ１１～１６，３１～３６がオフする。各スイッチ１１～１６，３１～３６には、回生用のダイオードがそれぞれ逆並列に接続されている。各スイッチ１１～１６，３１～３６をＭＯＳＦＥＴで構成する場合には、例えば、そのＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを使用しても良い。
【0024】
又、変圧器２０の１次巻線と２次巻線とには、それぞれ３相のリアクトルが直列に接続される。それらのリアクトルは、変圧器２０の漏れインダクタンスで代用しても良い。図１では、図示を簡略化するために、変圧器２０の１次巻線側に、リアクトル１７，１８，１９がそれぞれ直列に接続されている。例えば、１次側電圧Ｅ１が入力されると、リアクトル１７，１８，１９には、それぞれリアクトル電圧ＶＬであるＵ相リアクトル電圧ＶＬ＿Ｕ、Ｖ相リアクトル電圧ＶＬ＿Ｖ、及びＷ相リアクトル電圧ＶＬ＿Ｗが生じると共に、それぞれリアクトル電流ＩＬであるＵ相リアクトル電流ＩＬ＿Ｕ、Ｖ相リアクトル電流ＩＬ＿Ｖ、及びＷ相リアクトル電流ＩＬ＿Ｗが流れる。
【0025】
制御装置４０は、例えば、測定された２次側電流Ｉ２と２次側目標電流値Ｉｔｈとを入力し、その２次側電流Ｉ２と２次側目標電流値Ｉｔｈとの誤差を減少するような、１次側インバータ１０の出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と２次側インバータ３０の入力電圧ｖｓ（又は入力電流）との間の、出力指令値である制御パラメータの位相差φを求め、複数の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６及び複数の２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６を生成し、１次側インバータ１０及び２次側インバータ３０をスイッチング制御して、２次側インバータの出力電力Ｐｏを制御する機能を有している。
【0026】
更に、制御装置４０は、例えば、測定された１次側電圧Ｅ１と２次側電圧Ｅ２とを入力して、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２を求め、その電圧比Ｅ１／Ｅ２が大きい場合（最悪で２次側が短絡状態）、キャリア（例えば、三角波キャリアＴＣ）の中間値から＋側と－側への増大により制御される大小の変調率ＭＲを持つ比較値ＣＶと、その三角波キャリアＴＣと、を比較して比較結果を求め、その比較結果に基づき、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６及び２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６を変調する機能を有している。ここで、三角波キャリアＴＣは、制御上の１周期Ｔの間に複数周期（例えば、３周期）発生する。大小の変調率ＭＲは、出力指令値である制御パラメータであり、１次側変調率ＭＲ１及び２次側変調率ＭＲ２を有している。その変調率ＭＲを持つ比較値ＣＶは、Ｕ相比較値ＣＶ＿Ｕ、Ｖ相比較値ＣＶ＿Ｖ及びＷ相比較値ＣＶ＿Ｗを有し、制御上の１周期Ｔの間に複数レベル（例えば、０、＋側及び－側の３通りのレベル）に変化し、且つ、制御上の１周期Ｔ内でそれぞれ１２０°ずつ発生する値である。
【0027】
制御パラメータである位相差φと変調率ＭＲとの関係は、次の通りである。
位相差φと変調率ＭＲとは、それぞれ独立の制御パラメータである。そのため、制御装置４０において、例えば、位相差φを決定し、その位相差φに対して１次側変調率ＭＲ１及び２次側変調率ＭＲ２を決めた駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６を生成する制御方法、又は、１次側変調率ＭＲ１及び２次側変調率ＭＲ２を決めた駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６を生成してその位相差φを調整する制御方法のいずれか一方を採用できる。
このような制御装置４０は、例えば、中央処理装置（ＣＰＵ）や、半導体素子等の個別回路により構成されている。
位相差φと変調率ＭＲとは、それぞれ独立の制御パラメータである。そのため、制御装置４０において、例えば、位相差φを決定し、その位相差φに対して１次側変調率ＭＲ１及び２次側変調率ＭＲ２を決めた駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６を生成する制御方法、又は、１次側変調率ＭＲ１及び２次側変調率ＭＲ２を決めた駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６を生成してその位相差φを調整する制御方法のいずれか一方を採用できる。
このような制御装置４０は、例えば、中央処理装置（ＣＰＵ）や、半導体素子等の個別回路により構成されている。
【0028】
（実施例１の制御方法）
図２は、図１の制御装置４０における１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６及び２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６の変調方法の一例を示す動作波形図である。
制御装置４０は、測定された１次側電圧Ｅ１と２次側電圧Ｅ２とに基づき、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２を求め、その電圧比Ｅ１／Ｅ２が大きい場合（最悪で２次側が短絡状態）、制御パラメータである大小の変調率ＭＲを持つＵ，Ｖ，Ｗ相比較値ＣＶ＿Ｕ，ＣＶ＿Ｖ，ＣＶ＿Ｗに基づき、そのＵ，Ｖ，Ｗ相比較値ＣＶ＿Ｕ，ＣＶ＿Ｖ，ＣＶ＿Ｗと、三角波キャリアＴＣと、を比較して比較結果を求め、その比較結果に基づき、１次側駆動パルスＳ１１ａ～Ｓ１６ａ及び２次側駆動パルス３１ａ～３６ａを生成（変調）し、出力する。
図２は、図１の制御装置４０における１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６及び２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６の変調方法の一例を示す動作波形図である。
制御装置４０は、測定された１次側電圧Ｅ１と２次側電圧Ｅ２とに基づき、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２を求め、その電圧比Ｅ１／Ｅ２が大きい場合（最悪で２次側が短絡状態）、制御パラメータである大小の変調率ＭＲを持つＵ，Ｖ，Ｗ相比較値ＣＶ＿Ｕ，ＣＶ＿Ｖ，ＣＶ＿Ｗに基づき、そのＵ，Ｖ，Ｗ相比較値ＣＶ＿Ｕ，ＣＶ＿Ｖ，ＣＶ＿Ｗと、三角波キャリアＴＣと、を比較して比較結果を求め、その比較結果に基づき、１次側駆動パルスＳ１１ａ～Ｓ１６ａ及び２次側駆動パルス３１ａ～３６ａを生成（変調）し、出力する。
【0029】
ここで、三角波キャリアＴＣは、制御上の１周期Ｔの間に３周期発生する。Ｕ，Ｖ，Ｗ相比較値ＣＶ＿Ｕ，ＣＶ＿Ｖ，ＣＶ＿Ｗは、図２の上段の波形図に示すように、それぞれ０、＋側、－側の３通り発生し、制御上の１周期Ｔ内でそれぞれ１２０°ずつ発生する。図２の下段の（ａ），（ｂ），（ｃ）の波形図に示すように、振幅である変調率ＭＲの大小（＝最小の０、中、大）は、＋側、－側の三角波キャリアＴＣの中間値からの増大により制御される。そのＵ，Ｖ，Ｗ相比較値ＣＶ＿Ｕ，ＣＶ＿Ｖ，ＣＶ＿Ｗは、互いに１２０°の位相差を持つ。変調率ＭＲは、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相で同一となる。
【0030】
次に、１次側電圧Ｅ１と２次側電圧Ｅ２とが近い場合の制御動作（Ａ１）と、無負荷時の２次側短絡の場合の制御動作（Ａ２）と、を説明する。
【0031】
（Ａ１） １次側電圧Ｅ１と２次側電圧Ｅ２とが近い場合の制御動作
１次側電圧Ｅ１と２次側電圧Ｅ２とが近く、定格出力近傍等の高出力時は、図２（ｃ）に示すように、変調率ＭＲが大きくなり、更に、１次側インバータ１０の出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と２次側インバータ３０の入力電圧ｖｓ（又は入力電流）との間の位相差φも大きくなり、それに対応した駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６が、制御装置４０から出力され、１次側インバータ１０及び２次側インバータ３０がスイッチング動作する。
１次側電圧Ｅ１と２次側電圧Ｅ２とが近く、定格出力近傍等の高出力時は、図２（ｃ）に示すように、変調率ＭＲが大きくなり、更に、１次側インバータ１０の出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と２次側インバータ３０の入力電圧ｖｓ（又は入力電流）との間の位相差φも大きくなり、それに対応した駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６が、制御装置４０から出力され、１次側インバータ１０及び２次側インバータ３０がスイッチング動作する。
【0032】
例えば、１次側インバータ１０内のＵ相のＨ側スイッチ１１がオフ、Ｌ側スイッチ１２がオン、Ｖ相のＨ側スイッチ１３がオン、Ｌ側スイッチ１４がオフ、Ｗ相のＨ側スイッチ１５がオフ、及びＬ側スイッチ１６がオンする。更に、位相差φだけずれて、２次側インバータ３０内のＵ相のＨ側スイッチ３１がオフ、Ｌ側スイッチ３２がオン、Ｖ相のＨ側スイッチ３３がオン、Ｌ側スイッチ３４がオフ、Ｗ相のＨ側スイッチ３５がオフ、及びＬ側スイッチ３６がオンする。
【0033】
すると、図１において、１次側電圧Ｅ１源の＋側→Ｈ側スイッチ１３→リアクトル１８→変圧器２０の１次巻線→リアクトル１７→Ｌ側スイッチ１２→１次側電圧Ｅ１源の－側の経路と、１次側電圧Ｅ１源の＋側→Ｈ側スイッチ１３→リアクトル１８→変圧器２０の１次巻線→リアクトル１９→Ｌ側スイッチ１６→１次側電圧Ｅ１源の－側の経路と、に１次側電流Ｉ１が流れる。これに対応して、変圧器２０の２次巻線に誘導起電力が発生し、変圧器２０の２次巻線→Ｈ側スイッチ３３のダイオード→負荷→Ｌ側スイッチ３２のダイオード→２次巻線の経路と、変圧器２０の２次巻線→Ｈ側スイッチ３３のダイオード→負荷→Ｌ側スイッチ３６のダイオード→２次巻線の経路と、に２次側電流Ｉ２が流れ、制御上の１周期Ｔのスイッチング動作が終了する。
【0034】
（Ａ２） 無負荷時の２次側短絡の場合の制御動作
例えば、無負荷時の２次側短絡によって１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２が大きく、出力を絞る場合は、変調率ＭＲも位相差φも小さくなり、それに対応した駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６が、制御装置４０から出力され、１次側インバータ１０及び２次側インバータ３０がスイッチング動作する。
例えば、無負荷時の２次側短絡によって１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２が大きく、出力を絞る場合は、変調率ＭＲも位相差φも小さくなり、それに対応した駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６が、制御装置４０から出力され、１次側インバータ１０及び２次側インバータ３０がスイッチング動作する。
【0035】
図３は、図１の駆動パルス（例えば、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６）の代表的なパターン図である。
Ｕ相の相補的な駆動パルスＳ１１，Ｓ１２、Ｖ相の相補的な駆動パルスＳ１３，Ｓ１４、及び、Ｗ相の相補的な駆動パルスＳ１５，Ｓ１６のパルス幅大、中（デューティ比Ｄ＝０．５）、小を順番に入れ替えることにより、全スイッチ１１～１６が同一状態（例えば、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオン状態、又は、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオン状態）となる区間が生成されている。
なお、２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６の代表的なパターン図も、図３と同様である。
Ｕ相の相補的な駆動パルスＳ１１，Ｓ１２、Ｖ相の相補的な駆動パルスＳ１３，Ｓ１４、及び、Ｗ相の相補的な駆動パルスＳ１５，Ｓ１６のパルス幅大、中（デューティ比Ｄ＝０．５）、小を順番に入れ替えることにより、全スイッチ１１～１６が同一状態（例えば、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオン状態、又は、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオン状態）となる区間が生成されている。
なお、２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６の代表的なパターン図も、図３と同様である。
【0036】
例えば、負荷の変動によって２次側電圧Ｅ２が０Ｖ（短絡状態）になった場合、図３に示すように、全スイッチ１１～１６（及び３１～３６）が同一状態（例えば、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオン状態、又は、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオン状態。同様に、全Ｌ側スイッチ３２，３４，３６がオン状態、又は、全Ｈ側スイッチ３１，３３，３５がオン状態）となる区間が生成される。
２次側電圧Ｅ２が０Ｖになると、平滑コンデンサ３７に蓄積された電荷が放電され、瞬時的にパルス状の大電流が発生するが、その後、２次側電流Ｉ２が一定値に維持される。この時、制御装置４０では、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２が最大値であるので、図２に示すように、所望の１次側変調率ＭＲ１及び２次側変調率ＭＲ２（例えば、ＭＲ１＝ＭＲ２＝最小の０、中又は大）を算出する。
２次側電圧Ｅ２が０Ｖになると、平滑コンデンサ３７に蓄積された電荷が放電され、瞬時的にパルス状の大電流が発生するが、その後、２次側電流Ｉ２が一定値に維持される。この時、制御装置４０では、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２が最大値であるので、図２に示すように、所望の１次側変調率ＭＲ１及び２次側変調率ＭＲ２（例えば、ＭＲ１＝ＭＲ２＝最小の０、中又は大）を算出する。
【0037】
例えば、図２の下段の（ａ）～（ｃ）に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相比較値ＣＶ＿Ｕ，ＣＶ＿Ｖ，ＣＶ＿Ｗの変調率ＭＲ（ＭＲ１，ＭＲ２）が最小の０、中又は大により、Ｕ相駆動パルスＳ１１，Ｓ１２（Ｓ３１，Ｓ３２）、Ｖ相駆動パルスＳ１３，Ｓ１４（Ｓ３３，Ｓ３４）、及びＷ相駆動パルスＳ１５，Ｓ１６（Ｓ３５，Ｓ３６）のパルス幅が変化する。但し、図２の下段の（ａ）の波形図に示すように、変調率ＭＲが最小の０の場合、Ｕ，Ｖ，Ｗ相比較値ＣＶ＿Ｕ，ＣＶ＿Ｖ，ＣＶ＿Ｗは、三角波キャリアＴＣの中間値でフラットになるので、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６及び２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６のパルス幅が全て同一になる。
そして、制御装置４０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相比較値ＣＶ＿Ｕ，ＣＶ＿Ｖ，ＣＶ＿Ｗと三角波キャリアＴＣとの比較結果に基づき、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６及び２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６を生成し、１次側インバータ１０内のスイッチ１１～１６と２次側インバータ３０内のスイッチ３１～３６とをオン／オフ動作させる。
そして、制御装置４０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相比較値ＣＶ＿Ｕ，ＣＶ＿Ｖ，ＣＶ＿Ｗと三角波キャリアＴＣとの比較結果に基づき、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６及び２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６を生成し、１次側インバータ１０内のスイッチ１１～１６と２次側インバータ３０内のスイッチ３１～３６とをオン／オフ動作させる。
【0038】
すると、図３に示すように、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６（及び３２，３４，３６）と全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５（及び３１，３３，３５）とがオンする区間が生じ、回路内を循環する電流が理論上０Ａとなる。従って、特に入出力間の電圧差が大きい場合に顕著となる回路内を循環する無効電流を抑制することができる。
【0039】
図４は、図１の駆動パルスＳ１１～Ｓ１６，Ｓ３１～Ｓ３６の一例を示すパターン図（Ｅ２＝０Ｖ、φ＝０°、１次側変調率ＭＲ１＝２次側変調率ＭＲ２＝０）である。
この図４では、図１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータでの２次側電圧Ｅ２が０Ｖの垂下状態の動作波形が示されている。１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６及び２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６には、デッドタイムが含まれていない。２次側電圧Ｅ２が０Ｖの垂下状態では、電力変換することができないので、制御パラメータである位相差φと変調率ＭＲ（＝１次側変調率ＭＲ１及び２次側変調率ＭＲ２）とを全て０としている。
この図４では、図１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータでの２次側電圧Ｅ２が０Ｖの垂下状態の動作波形が示されている。１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６及び２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６には、デッドタイムが含まれていない。２次側電圧Ｅ２が０Ｖの垂下状態では、電力変換することができないので、制御パラメータである位相差φと変調率ＭＲ（＝１次側変調率ＭＲ１及び２次側変調率ＭＲ２）とを全て０としている。
【0040】
図２の下段の（ａ）の波形図と同様に、１次側変調率ＭＲ１及び２次側変調率ＭＲ２が最小の０の場合、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６及び２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相は同一の波形状態（即ち、パルス幅が全て同一）となる。そして、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５，３１，３３，３５がオン、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６，３２，３４，３６がオフ、又は、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５，３１，３３，３５がオフ、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６，３２，３４，３６がオンのいずれかの状態になる。この動作状態においては、リアクトル電圧ＶＬ（例えば、Ｕ相リアクトル電圧ＶＬ＿Ｕ）に電圧が印加される回路接続状態が発生しなくなる（ＶＬ＿Ｕ＝０Ｖ）。そのため、リアクトル電流ＩＬ（例えば、Ｕ相リアクトル電流ＩＬ＿Ｕ）も電流が発生せず、常に０Ａとなる。Ｖ相及びＷ相も、Ｕ相リアクトル電圧ＶＬ＿Ｕ及びＵ相リアクトル電流ＩＬ＿Ｕと同一となる。従って、１次側電流Ｉ１は発生せず（０Ａ）、無効電流成分が完全に抑制される。このように、特に入出力間の電圧差が大きい場合に顕著となる回路内を循環する無効電流が抑制されることが分かる。
【0041】
（実施例１の効果）
本実施例１によれば、次の（１）～（４）のような効果がある。
（１） 図３の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６（及び２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６も同様）のパターン図に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のパルス幅大、中（デューティ比Ｄ＝０．５）、小を順番に入れ替えることにより、全スイッチ１１～１６（及び／又は３１～３６）が同一状態となる区間を作りだしている。この駆動パルス変調方法が図２に示されている。図２に示すように、変調率ＭＲが最小（＝０）となる条件においては（図２の下段の（ａ）の状態、及び図４の状態）、Ｕ，Ｖ，Ｗ全相のスイッチ１１～１６（及び／又は３１～３６）の動作状態が同一になる。この時の回路の状態は、どのタイミングにおいても２通り（Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、Ｖ相Ｈ側スイッチ１３、Ｗ相Ｈ側スイッ１５がオン状態、Ｕ相Ｌ側スイッチ１２、Ｖ相Ｌ側スイッチ１４、Ｗ相Ｌ側スイッチ１６がオフ状態、又は、Ｕ相Ｌ側スイッチ１２、Ｖ相Ｌ側スイッチ１４、Ｗ相Ｌ側スイッチ１６がオン状態、Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、Ｖ相Ｈ側スイッチ１３、Ｗ相Ｈ側スイッチ１５がオフ状態のいずれか）しか発生できなくなる（スイッチＳ３１～Ｓ３６も同様）。この状態においては、図４に示すように、その２つのパターンのいずれにおいても、巻線部（リアクトル１７～１９と変圧器２０がある部位）の線間に電圧が発生できなくなり（例えば、Ｕ相リアクトル電圧ＶＬ＿Ｕ＝０Ｖ）、その巻線部に電圧が印加されるモードが消滅する。これにより、回路内を循環する電流を低減できる（例えば、Ｕ相リアクトル電流ＩＬ＿Ｕ＝０Ａ、１次側電流Ｉ１＝０Ａ）。
このように、本実施例１によれば、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２が大きい場合、従来型ＤＡＢから基本回路の構成を変更することなく、変調率ＭＲ（ＭＲ１，ＭＲ２）を小さくすることで、回路内を循環する無効電流を抑制できる。但し、変調率ＭＲ（ＭＲ１，ＭＲ２）を小さくした場合は、有効電力成分も抑制されてしまうので、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２が小さい場合は、あまり変調率ＭＲ（ＭＲ１，ＭＲ２）の減少を行うべきではない。
本実施例１によれば、次の（１）～（４）のような効果がある。
（１） 図３の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１６（及び２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３６も同様）のパターン図に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のパルス幅大、中（デューティ比Ｄ＝０．５）、小を順番に入れ替えることにより、全スイッチ１１～１６（及び／又は３１～３６）が同一状態となる区間を作りだしている。この駆動パルス変調方法が図２に示されている。図２に示すように、変調率ＭＲが最小（＝０）となる条件においては（図２の下段の（ａ）の状態、及び図４の状態）、Ｕ，Ｖ，Ｗ全相のスイッチ１１～１６（及び／又は３１～３６）の動作状態が同一になる。この時の回路の状態は、どのタイミングにおいても２通り（Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、Ｖ相Ｈ側スイッチ１３、Ｗ相Ｈ側スイッ１５がオン状態、Ｕ相Ｌ側スイッチ１２、Ｖ相Ｌ側スイッチ１４、Ｗ相Ｌ側スイッチ１６がオフ状態、又は、Ｕ相Ｌ側スイッチ１２、Ｖ相Ｌ側スイッチ１４、Ｗ相Ｌ側スイッチ１６がオン状態、Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、Ｖ相Ｈ側スイッチ１３、Ｗ相Ｈ側スイッチ１５がオフ状態のいずれか）しか発生できなくなる（スイッチＳ３１～Ｓ３６も同様）。この状態においては、図４に示すように、その２つのパターンのいずれにおいても、巻線部（リアクトル１７～１９と変圧器２０がある部位）の線間に電圧が発生できなくなり（例えば、Ｕ相リアクトル電圧ＶＬ＿Ｕ＝０Ｖ）、その巻線部に電圧が印加されるモードが消滅する。これにより、回路内を循環する電流を低減できる（例えば、Ｕ相リアクトル電流ＩＬ＿Ｕ＝０Ａ、１次側電流Ｉ１＝０Ａ）。
このように、本実施例１によれば、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２が大きい場合、従来型ＤＡＢから基本回路の構成を変更することなく、変調率ＭＲ（ＭＲ１，ＭＲ２）を小さくすることで、回路内を循環する無効電流を抑制できる。但し、変調率ＭＲ（ＭＲ１，ＭＲ２）を小さくした場合は、有効電力成分も抑制されてしまうので、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２が小さい場合は、あまり変調率ＭＲ（ＭＲ１，ＭＲ２）の減少を行うべきではない。
【0042】
（２） 図５は、従来型ＤＡＢと本実施例１のＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータとの出力特性の比較図である。図５の横軸は位相差φ（°）、縦軸は出力電力Ｐｏである変換電力（正規化）である。
この図５に示すように、本実施例１では、従来型ＤＡＢと同様に、位相差φによる双方向電力変換も可能となっている。
この図５に示すように、本実施例１では、従来型ＤＡＢと同様に、位相差φによる双方向電力変換も可能となっている。
【0043】
（３） 図６は、図１の出力短絡時（＝２次側電圧Ｅ２が０Ｖ）における変圧器電流の垂下特性を示す図である。図６の横軸は変調率ＭＲ（１次側変調率ＭＲ１＝２次側変調率ＭＲ２）、縦軸は変圧器電流（Ａｒｍｓ）（リアクトル電流ＩＬと同一）である。変調率ＭＲは、最小が０．０、最大が１．０である。
本実施例１では、図６の実線の変圧器電流実効値で示すように、出力短絡時（＝２次側電圧Ｅ２が０Ｖ）において、制御パラメータである変調率ＭＲ（ＭＲ１，ＭＲ２）を変えることにより、変圧器電流（リアクトル電流ＩＬと同一）の実効値を変えることができる。例えば、変調率ＭＲ（ＭＲ１，ＭＲ２）が最小の０．０の時、変圧器電流の実効値は０Ａとなる。
従来型ＤＡＢの位相差φの制御では、図６の破線の電流値（イメージ）で示すように、常時最大電流が流れ続けるので、変圧器電流を軽減できない。これに対して、本実施例１では、特許文献２と同様に、入出力間の電圧差が大きい状態での軽負荷時の回路内電流を減少させることにより、導通損失を低減することができる。
本実施例１では、図６の実線の変圧器電流実効値で示すように、出力短絡時（＝２次側電圧Ｅ２が０Ｖ）において、制御パラメータである変調率ＭＲ（ＭＲ１，ＭＲ２）を変えることにより、変圧器電流（リアクトル電流ＩＬと同一）の実効値を変えることができる。例えば、変調率ＭＲ（ＭＲ１，ＭＲ２）が最小の０．０の時、変圧器電流の実効値は０Ａとなる。
従来型ＤＡＢの位相差φの制御では、図６の破線の電流値（イメージ）で示すように、常時最大電流が流れ続けるので、変圧器電流を軽減できない。これに対して、本実施例１では、特許文献２と同様に、入出力間の電圧差が大きい状態での軽負荷時の回路内電流を減少させることにより、導通損失を低減することができる。
【0044】
（４） 本実施例１では、図３に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の駆動パルスＳ１１～Ｓ１６（及びＳ３１～Ｓ３６）のパターンが全く異なることから、従来型ＤＡＢの課題改善の選択肢も増加させることができる。
【実施例2】
【0045】
本発明のスイッチング電源装置は、実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータ以外の単相、或いは、４相以上のＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにも適用が可能である。
以下、実施例２として、例えば、単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。
以下、実施例２として、例えば、単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。
【0046】
（実施例２の構成）
本実施例２の単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、図１において、Ｗ相のスイッチ１５，１６，３５，３６、及びリアクトル１９が省略され、３相の変圧器２０が単相の変圧器（以下、符号「２０Ａ」を付す。）に置き換えられ、更に、制御装置４０から出力される駆動パルスＳ１５，Ｓ１６，Ｓ３５，Ｓ３６が省略された構成になっている。
本実施例２の制御装置（以下、符号「４０Ａ」を付す。）は、実施例１の制御装置４０と略同様に、測定された２次側電流Ｉ２と２次側目標電流値Ｉｔｈとを入力し、その２次側電流Ｉ２と２次側目標電流値Ｉｔｈとの誤差を減少するような、１次側インバータ（以下、符号「１０Ａ」を付す。）の出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と２次側インバータ（以下、符号「３０Ａ」を付す。）の入力電圧ｖｓ（又は入力電流）との間の、出力指令値である制御パラメータの位相差φを求め、複数の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１４及び複数の２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３４を生成し、１次側インバータ１０Ａ及び２次側インバータ３０Ａをスイッチング制御して、２次側インバータ３０Ａの出力電力Ｐｏを制御する機能を有している。
本実施例２の単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、図１において、Ｗ相のスイッチ１５，１６，３５，３６、及びリアクトル１９が省略され、３相の変圧器２０が単相の変圧器（以下、符号「２０Ａ」を付す。）に置き換えられ、更に、制御装置４０から出力される駆動パルスＳ１５，Ｓ１６，Ｓ３５，Ｓ３６が省略された構成になっている。
本実施例２の制御装置（以下、符号「４０Ａ」を付す。）は、実施例１の制御装置４０と略同様に、測定された２次側電流Ｉ２と２次側目標電流値Ｉｔｈとを入力し、その２次側電流Ｉ２と２次側目標電流値Ｉｔｈとの誤差を減少するような、１次側インバータ（以下、符号「１０Ａ」を付す。）の出力電圧ｖｐ（又は出力電流）と２次側インバータ（以下、符号「３０Ａ」を付す。）の入力電圧ｖｓ（又は入力電流）との間の、出力指令値である制御パラメータの位相差φを求め、複数の１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１４及び複数の２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３４を生成し、１次側インバータ１０Ａ及び２次側インバータ３０Ａをスイッチング制御して、２次側インバータ３０Ａの出力電力Ｐｏを制御する機能を有している。
【0047】
更に、制御装置４０Ａは、例えば、測定された１次側電圧Ｅ１と２次側電圧Ｅ２とを入力して、１次側／２次側電圧比Ｅ１／Ｅ２を求め、その電圧比Ｅ１／Ｅ２が大きい場合（最悪で２次側が短絡状態）、キャリア（例えば、三角波キャリアＴＣ）の中間値から＋側と－側への増大により制御される大小の変調率ＭＲを持つ比較値ＣＶと、その三角波キャリアＴＣと、を比較して比較結果を求め、その比較結果に基づき、１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１４及び２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３４を変調する機能を有している。ここで、三角波キャリアＴＣは、制御上の１周期Ｔの間に複数周期（例えば、２周期）発生する。大小の変調率ＭＲは、出力指令値である制御パラメータであり、１次側変調率ＭＲ１及び２次側変調率ＭＲ２を有している。その変調率ＭＲを持つ比較値ＣＶは、Ｕ相比較値ＣＶ＿Ｕ、Ｖ相比較値ＣＶ＿Ｖ及びＷ相比較値ＣＶ＿Ｗを有し、制御上の１周期Ｔの間に複数レベル（例えば、＋側及び－側の２通りのレベル）に変化し、且つ、制御上の１周期Ｔ内でそれぞれ１８０°ずつ発生する値である。
【0048】
制御パラメータである位相差φと変調率ＭＲとの関係は、次の通りである。
実施例１と略同様に、位相差φと変調率ＭＲとは、それぞれ独立の制御パラメータである。そのため、制御装置４０Ａにおいて、例えば、位相差φを決定し、その位相差φに対して１次側変調率ＭＲ１及び２次側変調率ＭＲ２を決めた駆動パルスＳ１１～Ｓ１４，Ｓ３１～Ｓ３４を生成する制御方法、又は、１次側変調率ＭＲ１及び２次側変調率ＭＲ２を決めた駆動パルスＳ１１～Ｓ１４，Ｓ３１～Ｓ３４を生成してその位相差φを調整する制御方法のいずれか一方を採用できる。
実施例１と略同様に、位相差φと変調率ＭＲとは、それぞれ独立の制御パラメータである。そのため、制御装置４０Ａにおいて、例えば、位相差φを決定し、その位相差φに対して１次側変調率ＭＲ１及び２次側変調率ＭＲ２を決めた駆動パルスＳ１１～Ｓ１４，Ｓ３１～Ｓ３４を生成する制御方法、又は、１次側変調率ＭＲ１及び２次側変調率ＭＲ２を決めた駆動パルスＳ１１～Ｓ１４，Ｓ３１～Ｓ３４を生成してその位相差φを調整する制御方法のいずれか一方を採用できる。
【0049】
（実施例２の制御方法及び効果）
図７は、本発明の実施例２の制御装置４０Ａにおける１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１４及び２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３４の変調方法の一例を示す動作波形図である。
図７に示すように、三角波キャリアＴＣは、制御上の１周期Ｔの間に２周期発生する。Ｕ，Ｖ相比較値ＣＶ＿Ｕ，ＣＶ＿Ｖは、図７の上段の波形図に示すように、それぞれ＋側、－側の２通り発生し、制御上の１周期Ｔ内でそれぞれ１８０°ずつ発生する。図７の下段の（ａ），（ｂ），（ｃ）の波形図に示すように、振幅である変調率ＭＲの大小（＝最小の０、中、大）は、＋側、－側の三角波キャリアＴＣの中間値からの増大により制御される。そのＵ，Ｖ相比較値ＣＶ＿Ｕ，ＣＶ＿Ｖは、互いに１８０°の位相差を持つ。変調率ＭＲは、各Ｕ，Ｖ相で同一となる。
図７は、本発明の実施例２の制御装置４０Ａにおける１次側駆動パルスＳ１１～Ｓ１４及び２次側駆動パルスＳ３１～Ｓ３４の変調方法の一例を示す動作波形図である。
図７に示すように、三角波キャリアＴＣは、制御上の１周期Ｔの間に２周期発生する。Ｕ，Ｖ相比較値ＣＶ＿Ｕ，ＣＶ＿Ｖは、図７の上段の波形図に示すように、それぞれ＋側、－側の２通り発生し、制御上の１周期Ｔ内でそれぞれ１８０°ずつ発生する。図７の下段の（ａ），（ｂ），（ｃ）の波形図に示すように、振幅である変調率ＭＲの大小（＝最小の０、中、大）は、＋側、－側の三角波キャリアＴＣの中間値からの増大により制御される。そのＵ，Ｖ相比較値ＣＶ＿Ｕ，ＣＶ＿Ｖは、互いに１８０°の位相差を持つ。変調率ＭＲは、各Ｕ，Ｖ相で同一となる。
【0050】
本実施例２の制御装置４０Ａによれば、実施例１と略同様に動作し、実施例１と略同様の効果がある。
【0051】
（変形例）
本発明は、上記実施例１，２に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。例えば、図１に示すＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける電力変換部の構成は、図示以外の構成に変更しても良い。
本発明は、上記実施例１，２に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。例えば、図１に示すＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける電力変換部の構成は、図示以外の構成に変更しても良い。
【符号の説明】
【0052】
１ １次側平滑コンデンサ
１０ １次側インバータ
１１～１６，３１～３６ スイッチ
１７～１９ リアクトル
２０ 変圧器
３０ ２次側インバータ
３７ ２次側平滑コンデンサ
４０ 制御装置
１０ １次側インバータ
１１～１６，３１～３６ スイッチ
１７～１９ リアクトル
２０ 変圧器
３０ ２次側インバータ
３７ ２次側平滑コンデンサ
４０ 制御装置
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】