特許 7492891 電力変換装置及びインバータの出力電流の制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-05-22

(45)【発行日】2024-05-30

(54)【発明の名称】電力変換装置及びインバータの出力電流の制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20240523BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 F

H02M7/48 R

【請求項の数】 4

(21)【出願番号】P 2020164080

(22)【出願日】2020-09-29

(65)【公開番号】P2022056195

(43)【公開日】2022-04-08

【審査請求日】2023-06-14

(73)【特許権者】

【識別番号】000217491

【氏名又は名称】ダイヤゼブラ電機株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001427

【氏名又は名称】弁理士法人前田特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】六車 圭孝

(72)【発明者】

【氏名】國分 友輝

【審査官】麻生 哲朗

(56)【参考文献】

【文献】特開平０９－０７４６８５（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１７－１５３１８９（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１９－１６１７６８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１６－０６３５７５（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０００－１５２５２０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流の入力を交流に変換して出力するインバータと、
前記インバータにＰＷＭパルス信号を送信してＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部と、
前記インバータの出力電流を測定する電流測定部とを備え、
前記ＰＷＭ制御部は、自立運転に切り替わった場合において、前記電流測定部で測定された前記インバータの出力電流が所定の第１閾値を超えたとき、前記ＰＷＭパルス信号のオンパルスの密度を前記出力電流が前記第１閾値を超える前よりも小さくする所定の休止期間を設け、前記休止期間を逓減させるように前記出力電流が前記第１閾値を超えてから当該第１閾値よりも小さい所定の第２閾値に低下するまでの期間に基づく前記休止期間を設定する、電力変換装置。

【請求項2】

前記休止期間を設ける動作と、前記ＰＷＭパルス信号のオンパルスの密度を前記休止期間前の通常オンパルス密度に戻す動作とを繰り返し実行する、請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記ＰＷＭ制御部は、前記休止期間において、前記ＰＷＭパルス信号の欠波によりオンパルスの密度を前記休止期間前の通常オンパルス密度よりも小さくする、請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項4】

インバータの出力電圧が所定値以上になった後で自立運転に切り替えられた場合における当該インバータの出力電流の制御方法であって、
前記インバータの出力電流が所定の第１閾値に到達するまでは前記インバータを制御するためのＰＷＭ信号のオンパルスの密度を所定の第１密度に設定し、
前記出力電流が前記第１閾値を超えた場合に、前記インバータの電力供給先である負荷の入力コンデンサに充電される電圧が徐々に増加するように、前記ＰＷＭ信号のオンパルスの密度を前記第１密度よりも小さい第２密度以下にする所定長さの休止期間を設け、 前記休止期間は、前記出力電流が前記第１閾値を超えてから、当該第１閾値よりも小さい所定の第２閾値に低下するまでの期間に基づいて設定される、インバータの出力電流の制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、自立運転が可能に構成された電力変換装置及び電力変換装置に備えられたインバータの出力電流の制御方法に関する。

【背景技術】

【0002】

災害時における長期停電に備えて蓄電池を含めた太陽光発電設備の自立運転機能の活用が期待されている。従来の自立運転では、特定負荷への電力供給が一般的であり、パワーコンディショナは、例えば、専用コンセントを介して単相２線式の１００Ｖ／１５００Ｗ程度の自立出力を負荷に供給していた。しかしながら、昨今蓄電池の活用が広がり、パワーコンディショナの自立出力を家庭内の全負荷に供給する需要がある。また、停電発生時に、商用電源からパワーコンディショナの自立出力に自動的に切り替える自動切替器を用いるシステムが一般的になってきている。

【0003】

特許文献１には、分散型電源の自立運転制御装置として、負荷電流の立ち上がりを推定し、自立出力電圧の立ち上り時間を制御することで突入電流を防止する技術が示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【文献】特許第５９３８０６８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

ところで、多くの家電機器では、入力された交流電源電圧を電解コンデンサやフィルムコンデンサ（以下、入力コンデンサと称する）を用いて直流電圧に変換する、いわゆるコンデンサインプット型の構成が採用されている。また、自動切替器では、駆動電圧を確保する必要があるので、停電が発生して商用電圧が供給されなくなった場合に、パワーコンディショナの自立出力電圧が出力されてから、接続切り替えをする仕様になっている。

【0006】

このように、パワーコンディショナの自立出力の準備が整った状態、すなわち、インバータから十分な出力が可能な状態になってから、自立出力に接続が切り替えられると、接続の切り替え直後に入力コンデンサに大きな突入電流が流れるおそれがある。ここで、突入電流は、Ｉｐ＝Ｖ／Ｒで求められる。Ｒは、商用電源から入力コンデンサまでのライン抵抗であり、その値が１［Ω］以下と非常に小さいので突入電流が大きくなる傾向がある。なお、このような現象は、商用電源からパワーコンディショナの自立出力への接続切り替えが自動か手動かにかかわらず発生し得る。特に、家庭内の全負荷にインバータからの自立出力を供給するシステムにおいては、接続する機器が多くなり、突入電流が大きくなる傾向がある。

【0007】

また、自動切替器を採用した場合には、前述のように、パワーコンディショナの自立出力電圧が立ち上がってから負荷に接続されるため、パワーコンディショナの出力電圧を緩やかに立ち上げる、いわゆるソフトスタートを用いた起動ができないという問題がある。

【0008】

一般的なパワーコンディショナでは、所定の許容電流を超えると起動を停止させる仕組みがあり、突入電流が大きくなることで、パワーコンディショナの起動と停止が繰り返されるという問題が発生する恐れがある。

【0009】

上記問題に鑑み、本発明は、自立出力の安定的な供給が可能な電力変換装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0010】

本発明の第１態様に係る電力変換装置は、直流の入力を交流に変換して出力するインバータと、前記インバータにＰＷＭパルス信号を送信してＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部と、前記インバータの出力電流を測定する電流測定部とを備え、前記ＰＷＭ制御部は、自立運転に切り替わった場合において、前記電流測定部で測定された前記インバータの出力電流が所定の第１閾値を超えたとき、前記ＰＷＭパルス信号のオンパルスの密度を前記出力電流が前記第１閾値を超える前よりも小さくする所定の休止期間を設けるようにした。

【0011】

本態様によると、インバータの出力電流が所定の第１閾値を超えたときに、ＰＷＭパルス信号のオンパルスの密度を第１閾値を超える前よりも小さくするので、インバータ回路からの出力電流が抑制されるために過電流に対する保護をより確実にすることができる。すなわち、自立出力の安定的な供給が可能となる。

【0012】

上記第１態様において、前記休止期間は、前記出力電流が所定の第１閾値を超えてから、当該第１閾値よりも小さい所定の第２閾値に低下するまでの期間に基づいて設定される、としてもよい。

【0013】

このように、休止期間の終了を電流実測値に基づいて設定することで、より精度の高い電流調整が可能になる。

【0014】

上記第１態様において前記ＰＷＭ制御部は、前記インバータの出力電流が前記第１閾値を超えてから所定の期間、前記ＰＷＭパルス信号を欠波させる、としてもよい。ＰＷＭパルス信号を欠波させる方法は、特に限定されず、例えば、第１閾値に達してから任意の期間ＰＷＭパルス信号を停止させてもよいし、所定の期間におけるパルス数を減らすようにしてもよい。

【0015】

本発明の第２態様は、インバータの出力電圧が所定値以上になった後で自立運転に切り替えられた場合におけるインバータの出力電流を制御する制御方法に関し、当該制御方法は、前記インバータの出力電流が所定の第１閾値に到達するまでは前記インバータを制御するためのＰＷＭ信号のオンパルスの密度を所定の第１密度に設定し、前記出力電流が前記第１閾値を超えた場合に、前記インバータの電力供給先である負荷の入力コンデンサに充電される電圧が徐々に増加するように、前記ＰＷＭ信号のオンパルスの密度を前記第１密度よりも小さい第２密度以下にする所定長さの休止期間を設ける。

【0016】

前述のとおり、例えば、自動切替器を用いるシステムのように、インバータの出力が所定以上になってから自立運転への切り替えが行われるような場合、接続の切り替え直後に負荷の入力コンデンサに大きな突入電流が流れる恐れがある。そこで、本態様では、負荷の入力コンデンサに充電される電圧が徐々に増加するように、ＰＷＭ信号のオンパルスの密度を小さくする所定長さの休止期間を設けるようにしている。このような休止期間を設けることで、負荷の入力コンデンサに流れる突入電流を抑えることができ、自立出力の安定的な供給が可能となる。

【0017】

上記第２態様において、前記休止期間は、前記出力電流が所定の第１閾値を超えてから、当該第１閾値よりも小さい所定の第２閾値に低下するまでの期間に基づいて設定される、としてもよい。

【0018】

このように、休止期間の終了を実測値に基づいて設定することで、より精度の高い電流調整が可能になる。

【発明の効果】

【0019】

本発明の電力変換装置では、インバータの出力電流が所定の第１閾値を超えた場合に所定の休止期間を設けるようにしたので、インバータ回路の過電流に対する保護をより確実にすることができ、自立出力の安定的な供給が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0020】

【図1】系統連系システムの構成を示すブロック図である。

【図2】電力変換装置の構成を示すブロック図である。

【図3】ＣＰＵの動作を示すフローチャートである。

【図4】電力変換装置の出力の変化、負荷電流の変化を模式的に示す波形図である。

【図5】図４の部分拡大図である。

【図6】比較例に係る図４相当図である。

【発明を実施するための形態】

【0021】

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用範囲あるいはその用途を制限することを意図するものではない。

【0022】

図１は、電力系統７０から電力が供給されている状態（以下、通常時ともいう）における系統連系システム１の構成例を示す。この系統連系システム１は、パワーコンディショナ１０と、連系ブレーカー３０と、切替回路４０と、切替制御部５０とを備える。

【0023】

パワーコンディショナ１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１と、電力変換装置２０と、連系スイッチ１２とを備える。また、パワーコンディショナ１０には、電力系統７０と連系させるための単相３線用の系統端子１３と、自立運転の際に負荷９０に電源を供給するための単相３線用の自立端子１４とが設けられている。

【0024】

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、分散型電源６０の出力電圧を所定の電圧に変換し、変換された直流電力を直流電圧線ＤＬ１，ＤＬ２に出力する。分散型電源６０は、太陽光発電手段、風力発電手段、燃料電池、コージェネレーションシステム等の発電手段や、蓄電池等の蓄電手段で構成される。

【0025】

電力変換装置２０は、図２に示すように、平滑コンデンサＣと、直流電圧測定部２１と、中点制御回路２２と、インバータ回路２３と、フィルタ回路２５と、交流電流測定部２６と、交流電圧測定部２７と、入力部２８と、ＰＷＭ制御部としてのＣＰＵ（Central Processing Unit）２９とを備える。

【0026】

平滑コンデンサＣは、直流電圧線ＤＬ１，ＤＬ２間に接続される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力は、平滑コンデンサＣで平滑化され、中点制御回路２２に入力される。

【0027】

中点制御回路２２は、電力変換装置２０の中性線ＮＬの電圧（いわゆる中間電圧）を安定化させて、中性線ＮＬに直流成分が生じないように制御する。図２の例では、直流電圧線ＤＬ１，ＤＬ２間に、直列接続された２つのコンデンサＣ１，Ｃ２と、直列接続された２つのトランジスタＱ７，Ｑ８とが並列に接続され、コンデンサＣ１，Ｃ２間の配線と、トランジスタＱ７，Ｑ８間の配線との間にリアクトルＲ１が設けられている。そして、コンデンサＣ１，Ｃ２間の配線には中性線ＮＬが接続される。直流電圧測定部２１は、それぞれのコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を測定する電圧センサＭ１，Ｍ２を備える。

【0028】

インバータ回路２３は、直流電圧線ＤＬ１，ＤＬ２を介して入力された直流を交流に変換して交流電圧線ＡＬ１，ＡＬ２に出力する。図２には、インバータ回路２３として、Ｈブリッジ型のインバータを例示している。なお、図示しないが、インバータ回路２３として、双方向型のインバータを用いてもよい。図２のインバータ回路２３は、従来から周知の構成であり、ここではその構成及び動作についての詳細説明を省略する。図２において、Ｑ１～Ｑ４は、Ｈブリッジ回路を構成するスイッチング素子であり、ＣＰＵ２９からのＰＷＭ信号を受けてスイッチング動作を行う。インバータ回路２３の出力は、フィルタ回路２５を介して系統端子１３及び自立端子１４へと出力される。

【0029】

フィルタ回路２５は、交流電圧線ＡＬ１に設けられたリアクトルＲ２と、交流電圧線ＡＬ２に接続されたリアクトルＲ３と、交流電圧線ＡＬ１，ＡＬ２間に直列接続されたコンデンサＣ３，Ｃ４とを備える。コンデンサＣ３，Ｃ４点の配線は、中性線ＮＬに接続される。

【0030】

交流電流測定部２６は、交流電圧線ＡＬ１に流れる電流を測定するための電流センサＭ３、交流電圧線ＡＬ２に流れる電流を測定するための電流センサＭ４、及び中性線ＮＬに流れる電流を測定するための電流センサＭ５を備える。交流電圧測定部２７は、交流電圧線ＡＬ１と中性線ＮＬとの間の電圧を測定するための電圧センサＭ７と、中性線ＮＬと交流電圧線ＡＬ２との間の電圧を測定するための電圧センサＭ８とを備える。

【0031】

ＣＰＵ２９は、分散型電源６０で発電された電力を逆潮流をさせる系統連系運転時には、連系スイッチ１２をオン制御して導通させ、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４にＰＷＭ信号を送信してＰＷＭ制御する。

【0032】

また、ＣＰＵ２９は、停電が発生した場合などにおいて行われる自立運転時には、連系スイッチ１２をオフ制御して遮断させ、自立端子１４から出力される交流出力が一定になるようにデューティ比が調整されたＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に送信することで、インバータ回路２３をＰＷＭ制御する。自立運転時におけるＣＰＵ２９の制御については、後ほど具体的に説明する。

【0033】

図１に戻り、連系ブレーカー３０は、系統端子１３と引込口８０との間に設けられる手動のブレーカである。連系ブレーカー３０は、パワーコンディショナ１０を系統連系させる場合には、導通状態に設定され、系統端子１３と引込口８０との間を導通させる。一方で、パワーコンディショナ１０を系統連系させない場合には、非導通状態に設定される。

【0034】

切替回路４０は、発電ユニット側スイッチ４１と系統側スイッチ４２とを備え、負荷９０の接続先をパワーコンディショナ１０にするか、電力系統７０にするかを切り替える。切替回路４０と負荷９０との間には、分電盤９１が設けられている。発電ユニット側スイッチ４１は、分電盤９１とパワーコンディショナ１０の自立端子１４との間に設けられている。系統側スイッチ４２は、分電盤９１と引込口８０との間に設けられている。ここで、一般的にコンデンサインプット負荷が採用されており、以下の説明では、負荷９０に入力コンデンサ９５が接続されているものとして説明する。入力コンデンサ９５は、例えば、容量値が１０００［μＦ］程度のフィルムコンデンサである。

【0035】

また、図１では、自立端子１４から負荷９０までの配線抵抗について９４の符号を付して模式的に図示している。配線抵抗９４の抵抗値Ｒは、例えば１［Ω］以下に設定される。

【0036】

切替制御部５０は、発電ユニット側スイッチ４１及び系統側スイッチ４２のオンオフを制御する。切替制御部５０は、通常時には、発電ユニット側スイッチ４１をオフし、系統側スイッチ４２をオンすることで、電力系統７０から負荷９０に電力が供給されるようにする。一方で、電力系統７０の停電時のような自立運転時には、発電ユニット側スイッチ４１をオンして、系統側スイッチ４２をオフすることで、パワーコンディショナ１０から負荷９０に自立電力が供給されるようにする。

【0037】

－系統連系システムの動作－
次に、図３～図５を参照しつつ、系統連系システム１の動作について説明する。ここでは、電力系統７０から電力が供給されている通常の動作（以下、通常動作ともいう）から停電が発生して電力系統７０からの電力供給が停止し、自立運転に切り替わる際の動作について説明する。ここで、パワーコンディショナ１０は、通常動作中に系統連系されていないものとする。すなわち、連系スイッチ１２は、オフ制御されている。なお、切替制御部５０は、パワーコンディショナ１０の外部にあるものとしているが、パワーコンディショナ１０や切替回路４０に設けられてもよい。また、切替制御部５０の機能をＣＰＵ２９に取り込み、ＣＰＵ２９が切替回路４０を制御するようにしてもよい。

【0038】

まず、通常動作中のステップＳ１において、切替制御部５０は、発電ユニット側スイッチ４１をオフし、系統側スイッチ４２をオンする。これにより、電力系統７０から負荷９０に電力が供給される。

【0039】

次に、停電が発生した後のステップＳ２において、電力系統７０からの電力供給の停止が検知されると、切替制御部５０は、系統側スイッチ４２をオフする。例えば、切替制御部５０は、引込口８０などに設けられた電流センサ（図示省略）での測定結果に基づいて停電が発生したか否かを判定する。ＣＰＵ２９においても、電力系統７０の停電状態はモニタされており、停電が検知されると、自立運転のためにパワーコンディショナ１０が起動される。

【0040】

ステップＳ３において、パワーコンディショナ１０から自立運転用の電力が出力可能になると、切替回路４０及び切替制御部５０に、パワーコンディショナ１０からの電圧が供給され、切替制御部５０は、発電ユニット側スイッチ４１をオンさせる。これにより、自立端子１４と負荷９０との間が導通され、負荷９０には定格電圧（例えば、１００Ｖや２００Ｖ）が供給される。図４では、時刻ｔｐ０において、発電ユニット側スイッチ４１がオンされ、その前後におけるパワーコンディショナ１０の出力電圧、時刻ｔｐ０以降の負荷のコンデンサインプット電圧、及び、負荷電流の変化の様子を示している。負荷電流は、例えば、電流センサＭ３～Ｍ５で用いて測定される。

【0041】

前述のとおり、発電ユニット側スイッチ４１は、パワーコンディショナ１０から自立運転用の電圧が出力可能になってからオンされるので、負荷電流として大きな突入電流が流れ、それにともない負荷９０の入力電圧（コンデンサインプット電圧）も大きく上昇する。

【0042】

より具体的には、入力コンデンサ９５に流れる突入電流をＩｍとすると、Ｉｍは、以下の式１であらわされる。

【0043】

Ｉｍ＝（Ｖｏ－Ｖｃ）／Ｒ （１）

【0044】

ここで、Ｖｏは、インバータ回路２３の出力電圧、すなわち、中性線ＮＬと交流電圧線ＡＬ１との間及び中性線ＮＬとＡＬ２との間の電圧である。また、Ｖｃは、入力コンデンサ９５に印可される電圧であり、Ｒは、配線抵抗９４の抵抗値である。

【0045】

例えば、配線抵抗９４が１［Ω］で、インバータ回路２３の出力電圧Ｖｏが１００［Ｖ］である場合に、発電ユニット側スイッチ４１がオンされると、スイッチオンの直後は、Ｖｃが０［Ｖ］であるため、突入電流として１００［Ａ］程度の大きなラッシュ電流が流れる。図４の例では、発電ユニット側スイッチ４１がオンされて時刻ｔｐ０で自立運転が開始されると、時刻ｔｐ０から時刻ｔｐ１の間において、負荷電流ＩＬが急峻に上昇して上記のラッシュ電流が流れる様子を示す。

【0046】

次のステップＳ４において、ＣＰＵ２９では、負荷電流ＩＬが所定の第１閾値Ｉｔ１を超えるかどうかが判定される。第１閾値Ｉｔ１は、特に限定されないが、例えば、パワーコンディショナ１０や負荷９０の定格電流よりも低くなるように任意に設定される。

【0047】

ステップＳ４でＮＯ判定となる場合、すなわち、負荷電流ＩＬが所定の第１閾値Ｉｔ１以下の場合、ＣＰＵ２９は、ＰＷＭパルス信号として、自立端子１４から出力される交流出力が一定になるようにデューティ比を調整した信号の出力を継続する。このときのＰＷＭパルス信号のオンパルスの密度を「通常オンパルス密度」と称する。

【0048】

ここで、「オンパルスの密度（オンパルス密度）」との用語は、所定の単位期間においてオンパルスが分布する割合やオンパルスの粗密の度合いを示す指標として用いる。「オンパルスの密度」は、例えば、負荷電流ＩＬが上記の第１閾値Ｉｔ１を超えてから所定の期間などにおいて、ＰＷＭパルス信号のパルス数を増減させることで調整される。すなわち、所定期間のパルス数を増加させれば、オンパルス密度は大きくなる。一方で、例えば、上記の所定期間において、欠波などにより所定期間のパルス数を減少させれば、オンパルス密度は小さくなる。ここで、欠波とは、ＰＷＭパルス信号を停止させてパルス数を減少させることと、ＰＷＭパルス信号のオンパルスを間引くことでパルス数を減少させることを含む用語として用いる。なお、オンパルス密度の調整は、パルス数の増減に限定されない。例えば、ＰＷＭパルス信号のパルス間隔を変化させたり、ＰＷＭパルス信号のデューティ比を変えるなど、オンパルス幅を調整する方法が例示される。

【0049】

一方で、ステップＳ４でＹＥＳ判定となる場合、すなわち、負荷電流ＩＬが所定の第１閾値Ｉｔ１を超えた場合、フローがステップＳ５に進み、ＣＰＵ２９は、ＰＷＭパルス信号のオンパルスの密度を通常オンパルス密度（負荷電流ＩＬが第１閾値Ｉｔ１を超える前の状態）よりも小さくする。オンパルスの密度を小さくする方法は、前述のとおりである。図５では、負荷電流ＩＬが所定の第１閾値Ｉｔ１を超えた場合に、所定期間のＰＷＭパルス信号の出力を停止させることでオンパルスの密度を小さくする例を示している。

【0050】

具体的に、図５は、図４の部分拡大図であり、時刻ｔｐ１，ｔｐ３，ｔｐ５あたりの時刻について、負荷電流ＩＬ及びＰＷＭパルス信号の波形を拡大表示している。図５の例では、負荷電流ＩＬが所定の第１閾値Ｉｔ１を超えた時刻ｔ１１において、ＣＰＵ２９が、ＰＷＭパルス信号を停止させている。ＰＷＭパルス信号が停止されると、パワーコンディショナ１０の出力が停止するので、時刻ｔ１１から少し時間が経過した時刻ｔｐ１において負荷電流ＩＬの上昇が止まり、その後、負荷電流ＩＬは下降する。なお、第１閾値Ｉｔ１は、任意に設定することができるが、例えば、パワーコンディショナ１０の許容電流や定格電流に基づいて設定される。

【0051】

次のステップＳ６において、ＣＰＵ２９では、負荷電流ＩＬが所定の第２閾値Ｉｔ２より小さいかどうかが判定される。第２閾値Ｉｔ２は、負荷９０の入力コンデンサ９５に充電される電圧がすべて放電されてしまわないように設定される。負荷電流ＩＬが所定の第２閾値Ｉｔ２より小さくなると（ステップＳ６でＹＥＳ）、フローは次のステップＳ７に進む。ステップＳ７において、ＣＰＵ２９は、ＰＷＭパルス信号の出力を再開し、これにより、負荷９０の入力コンデンサ９５への充電が再開される。図５の例では、時刻ｔ１２において負荷電流ＩＬが第２閾値Ｉｔ２を下回る。そこで、ＣＰＵ２９は、時刻ｔ１２からＰＷＭパルス信号の出力を再開している。時刻ｔ１２から少し時間が経過すると、負荷電流ＩＬは再び上昇に転じる。これにより、入力コンデンサ９５にある程度電圧が残った状態で充電が再開される（図４の時刻ｔ１３参照）。そうすると、式１におけるＶｃの値は、０［Ｖ］の場合よりも大きな値でのスタートとなり、次の時刻ｔｐ２に向けて流れる突入電流Ｉｍは小さくなる。図５において、Ｔ１は、１回目にＰＷＭパルス信号を停止させてからＰＷＭパルス信号を再開させるまでの期間を示している。Ｔ１は、「休止期間」の一例である。

【0052】

ステップＳ７において、ＰＷＭパルス信号の出力が再開されると、フローは、ステップＳ４に戻り、ＣＰＵ２９において、負荷電流ＩＬが所定の第１閾値Ｉｔ１を超えるかどうかが判定される。

【0053】

そして、負荷電流ＩＬが再び、所定の第１閾値Ｉｔ１を超えると（ステップＳ４でＹＥＳ）、ＣＰＵ２９が、ＰＷＭパルス信号を停止させる（ステップＳ５）。そして、負荷電流ＩＬが第２閾値Ｉｔ２を下回ると（ステップＳ６でＹＥＳ）、ＣＰＵ２９は、ＰＷＭパルス信号を再開する（ステップＳ７）。２周目のフローでは、１周目のステップＳ４～Ｓ７のフローで残っていた電圧の分も加算される。したがって、入力コンデンサ９５の電圧は、１周目のフロー終了時点よりも大きくなる（図４の時刻ｔ２３参照）。

【0054】

以後、ステップＳ４からステップＳ７の処理が繰り返され、図４の時刻ｔ３３、時刻ｔ４３に示すように、負荷の入力電圧の反転位置が右肩上がりに徐々に積みあがって上昇していく。そして、しばらくするとパワーコンディショナ１０の出力電圧に応じた、所定の負荷電圧に落ち着く（図４の時刻ｔｐｆ参照）。

【0055】

なお、図５では、左右中央において、図４の時刻ｔｐ３あたりの負荷電流ＩＬ及びＰＷＭパルス信号の様子を示している。Ｔ３は、３回目にＰＷＭパルス信号を停止させてからＰＷＭパルス信号を再開させるまでの「休止期間」を示している。前述のとおり、Ｔ３のときには、Ｔ１のときよりもＶｃが大きくなっているので、式（１）のＩｍが小さくなり、その結果、Ｔ３の期間は、期間Ｔ１よりも短い期間になる。図５右側は、図４の時刻ｔｐ６あたりの負荷電流ＩＬ及びＰＷＭパルス信号の様子を示している。時刻ｔｐ６では、負荷電流ＩＬは、第１閾値Ｉｔ１に到達する前に下降するので、ＣＰＵ２９は、ＰＷＭパルス信号を停止させない。

【0056】

以上のように、第１閾値Ｉｔ１及び第２閾値Ｉｔ２を任意の値に設定することで、負荷９０の入力コンデンサ９５の両端電圧Ｖｃが徐々に積み上がり、過電流を抑制しながら安定した出力電圧を出力することが可能となる。

【0057】

－比較例－
図６を用いて、本実施形態における「所定の休止期間」を設けない場合における系統連系システム１の動作について説明する。図６の例では、負荷電流ＩＬが所定の第１閾値Ｉｔ１を超えた場合に、ＣＰＵ２９がＰＷＭ信号を停止させてインバータ回路２３を停止させる停止期間を設け、しばらくたってから復旧させるようにしている。

【0058】

具体的に、図６の例では、図４の場合と同様に、時刻ｔｐ０でパワーコンディショナ１０の自立運転が開始されている。そして、時刻ｔ５１に負荷電流ＩＬが第１閾値Ｉｔ１を超えている。そこで、ＣＰＵ２９は、インバータ回路２３を停止させ、所定の停止期間を経た時刻ｔ５２にインバータ回路２３を駆動させて、パワーコンディショナ１０の出力を再開させている。しかしながら、図６のような制御方法を用いると、負荷電流ＩＬが第１閾値Ｉｔ１を超えて、インバータ回路２３を停止させるということを繰り返すことになる。すなわち、本比較例では、負荷の入力コンデンサの両端電圧が充電されないためにいつまで経っても自立運転が開始されないという問題があるが、実施形態の制御を行うことで、そのような問題が発生しない。

【0059】

以上のように、本実施形態の電力変換装置２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１から出力された直流を交流に変換して出力するインバータ回路２３と、インバータ回路２３にＰＷＭパルス信号を送信してＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部としてのＣＰＵ２９と、インバータ回路２３の出力電流を測定する交流電流測定部２６とを備える。そして、ＣＰＵ２９は、通常動作状態から自立運転に切り替わった場合において、交流電流測定部２６で測定されたインバータ回路２３の出力電流としての負荷電流ＩＬが所定の第１閾値Ｉｔ１を超えたときに、ＰＷＭパルス信号のオンパルスの密度を負荷電流ＩＬが第１閾値Ｉｔ１を超える前よりも小さくする所定の休止期間を設けるようにしている。

【0060】

これにより、過電流を抑制しながら負荷９０の入力コンデンサ９５に充電させる電圧を徐々に増加させることができるので、負荷９０に流れる突入電流を低減させながらコンデンサインプット負荷に対して安定した出力電圧供給することが可能となる。すなわち、インバータ回路２３の過電流を保護しつつ安定した出力電圧を出力することが可能となる。

【0061】

なお、上記実施形態において、インバータ回路２３の「所定の休止期間」は、負荷電流ＩＬが所定の第１閾値を超えてから、所定の第２閾値を下回るまでの期間であるものとしたが、これに限定されない。例えば、所定の休止期間をあらかじめ設定するようにしてもよい。例えば、負荷電流ＩＬが所定の第１閾値Ｉｔ１を超えると、ＰＷＭパルス信号を所定の固定期間にわたって停止させるようにしてもよい。ＰＷＭパルス信号を停止させる固定期間は、全期間にわたって共通であってもよいし、第１閾値Ｉｔ１を超えた回数に応じて期間を変える（例えば、短くする）ようにしてもよい。また、負荷電流ＩＬのラッシュ電流のピーク電流をモニタするようにし、そのピーク電流に応じたＰＷＭパルス信号の停止期間を設定するようにしてもよい。

【産業上の利用可能性】

【0062】

本発明によると、自立運転が可能に構成されたパワーコンディショナにおいて、自立運転の開始後にコンデンサインプット負荷のコンデンサに充電される電圧を徐々に増加させることで突入電流を抑えることができ、極めて有用である。

【符号の説明】

【0063】

２０ 電力変換装置
２３ インバータ回路（インバータ）
２６ 交流電流測定部（電流測定部）
２９ ＣＰＵ（ＰＷＭ制御部）
９０ 負荷
９５ 入力コンデンサ
Ｉｔ１ 第１閾値
Ｉｔ２ 第２閾値

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】