特許 7498456 電力変換装置およびその制御方法ならびに交流電車用電源回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-06-04

(45)【発行日】2024-06-12

(54)【発明の名称】電力変換装置およびその制御方法ならびに交流電車用電源回路

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/12 20060101AFI20240605BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20240605BHJP

【ＦＩ】

H02M7/12 Q

H02M7/48 E

H02M7/12 F

【請求項の数】 9

(21)【出願番号】P 2021134675

(22)【出願日】2021-08-20

(65)【公開番号】P2023028778

(43)【公開日】2023-03-03

【審査請求日】2023-10-18

【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）令和２年度、国立研究開発法人科学技術振興機構、研究成果展開事業、「ＳｉＣスイッチングモジュールの高性能化とその応用開発」委託研究開発、産業技術力強化法第１７条の適用を受ける特許出願

(73)【特許権者】

【識別番号】504132272

【氏名又は名称】国立大学法人京都大学

(73)【特許権者】

【識別番号】000173784

【氏名又は名称】公益財団法人鉄道総合技術研究所

(73)【特許権者】

【識別番号】521344607

【氏名又は名称】ネクスファイ・テクノロジー株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001195

【氏名又は名称】弁理士法人深見特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】舟木 剛

(72)【発明者】

【氏名】福田 典子

(72)【発明者】

【氏名】中村 孝

【審査官】安池 一貴

(56)【参考文献】

【文献】特表２０１０－５０８７９８（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０１８／０１２１４６（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０１１－０４１３３９（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１６－１３５０８７（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許第０５７３４２５８（ＵＳ，Ａ）

【文献】特開２０１６－０３２３５０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ７／１２

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

基準電位が与えられる基準ノードと、
前記基準電位に対して正および負に変化する交流電圧が入力されるか、または前記交流電圧を出力する交流ノードと、
前記基準電位に対して正の直流電圧が入力されるか、または前記直流電圧を出力する直流ノードと、
インダクタと、
前記インダクタの第１端と前記交流ノードとの間に接続された第１スイッチと、
前記インダクタの前記第１端と前記基準ノードとの間に接続された第２スイッチと、
前記インダクタの第２端と前記直流ノードとの間に接続された第３スイッチと、
前記インダクタの前記第２端と前記基準ノードとの間に接続された第４スイッチと、
前記インダクタの前記第１端と前記直流ノードとの間に接続された第５スイッチと、
前記交流電圧の瞬時値と前記直流電圧と前記基準電位との間の大小関係に基づいて、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ、前記第４スイッチ、および前記第５スイッチの開閉を制御する制御部とを備える、電力変換装置。

【請求項2】

前記制御部は、前記交流電圧の瞬時値が前記直流電圧より高い第１期間において、前記第３スイッチを閉状態に制御し、前記第４スイッチおよび前記第５スイッチを開状態に制御し、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを相補的に開閉を繰り返すように制御し、
前記制御部は、前記交流電圧の瞬時値が前記直流電圧よりも低くかつ前記基準電位よりも高い第２期間において、前記第１スイッチを閉状態に制御し、前記第２スイッチおよび前記第５スイッチを開状態に制御し、前記第３スイッチおよび前記第４スイッチを相補的に開閉を繰り返すように制御し、
前記制御部は、前記交流電圧の瞬時値が前記基準電位よりも低い第３期間において、前記第４スイッチを閉状態に制御し、前記第２スイッチおよび前記第３スイッチを開状態に制御し、前記第１スイッチおよび前記第５スイッチを相補的に開閉を繰り返すように制御する、請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記インダクタの前記第２端と前記交流ノードとの間に接続された第６スイッチをさらに備え、
前記制御部は、前記交流電圧の瞬時値と前記直流電圧と前記基準電位との間の大小関係に基づいて、前記第６スイッチの開閉をさらに制御する、請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記制御部は、前記交流電圧の瞬時値が前記直流電圧より高い第１期間において、前記第３スイッチを閉状態に制御し、前記第４スイッチ、前記第５スイッチおよび前記第６スイッチを開状態に制御し、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを相補的に開閉を繰り返すように制御し、
前記制御部は、前記交流電圧の瞬時値が前記直流電圧よりも低くかつ前記基準電位よりも高い第２期間において、前記第１スイッチを閉状態に制御し、前記第２スイッチ、前記第５スイッチおよび前記第６スイッチを開状態に制御し、前記第３スイッチおよび前記第４スイッチを相補的に開閉を繰り返すように制御し、
前記制御部は、前記交流電圧の瞬時値が前記基準電位よりも低い第３期間において、前記第４スイッチを閉状態に制御し、前記第２スイッチ、前記第３スイッチおよび前記第６スイッチを開状態に制御し、前記第１スイッチおよび前記第５スイッチを相補的に開閉を繰り返すように制御するか、または、前記第２スイッチを閉状態に制御し、前記第１スイッチ、前記第４スイッチ、前記第５スイッチを開状態に制御し、前記第３スイッチおよび前記第６スイッチを相補的に開閉を繰り返すように制御する、請求項３に記載の電力変換装置。

【請求項5】

基準電位が与えられる基準ノードと、
前記基準電位に対して正および負に変化する交流電圧が入力されるか、または前記交流電圧を出力する交流ノードと、
前記基準電位に対して正の直流電圧が入力されるか、または前記直流電圧を出力する直流ノードと、
インダクタと、
前記インダクタの第１端と前記交流ノードとの間に接続された第１スイッチと、
前記インダクタの前記第１端と前記基準ノードとの間に接続された第２スイッチと、
前記インダクタの第２端と前記直流ノードとの間に接続された第３スイッチと、
前記インダクタの前記第２端と前記基準ノードとの間に接続された第４スイッチと、
前記インダクタの前記第２端と前記交流ノードとの間に接続された第５スイッチと、
前記交流電圧の瞬時値と前記直流電圧と前記基準電位との間の大小関係に基づいて、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ、前記第４スイッチ、および前記第５スイッチの開閉を制御する制御部とを備える、電力変換装置。

【請求項6】

前記制御部は、前記交流電圧の瞬時値が前記直流電圧より高い第１期間において、前記第３スイッチを閉状態に制御し、前記第４スイッチおよび前記第５スイッチを開状態に制御し、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを相補的に開閉を繰り返すように制御し、
前記制御部は、前記交流電圧の瞬時値が前記直流電圧よりも低くかつ前記基準電位よりも高い第２期間において、前記第１スイッチを閉状態に制御し、前記第２スイッチおよび前記第５スイッチを開状態に制御し、前記第３スイッチおよび前記第４スイッチを相補的に開閉を繰り返すように制御し、
前記制御部は、前記交流電圧の瞬時値が前記基準電位よりも低い第３期間において、前記第２スイッチを閉状態に制御し、前記第１スイッチおよび前記第４スイッチを開状態に制御し、前記第３スイッチおよび前記第５スイッチを相補的に開閉を繰り返すように制御する、請求項５に記載の電力変換装置。

【請求項7】

前記制御部は、前記交流ノードを流れる交流電流が前記交流電圧に比例するように、相補的に開閉を繰り返す２個のスイッチの開閉タイミングを制御する、請求項２、４、および６のいずれか１項に記載の電力変換装置。

【請求項8】

前記交流ノードが架線に接続され、前記基準ノードがレールに接続される、請求項１～７のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
前記電力変換装置から出力される前記直流電圧を３相交流電圧に変換し、前記変換された３相交流電圧をモータに供給するインバータとを備えた交流電車用電源回路。

【請求項9】

電力変換装置の制御方法であって、
前記電力変換装置は、
基準電位が与えられる基準ノードと、
前記基準電位に対して正および負に変化する交流電圧が入力されるか、または前記交流電圧を出力する交流ノードと、
前記基準電位に対して正の直流電圧が入力されるか、または前記直流電圧を出力する直流ノードと、
インダクタと、
前記インダクタの第１端および第２端と、前記基準ノード、前記交流ノードおよび前記直流ノードとの間の接続を切り替える切替回路とを含み、
前記制御方法は、
現時点が、前記交流電圧の瞬時値が前記直流電圧より高い第１期間にあるか、前記交流電圧の瞬時値が前記直流電圧よりも低くかつ前記基準電位よりも高い第２期間にあるか、前記交流電圧の瞬時値が前記基準電位よりも低い第３期間にあるかを判定するステップと、
現時点が前記第１期間にある場合に、前記インダクタの前記第１端を前記交流ノードと前記基準ノードとに交互に接続し、前記インダクタの前記第２端を前記直流ノードに接続するステップと、
現時点が前記第２期間にある場合に、前記インダクタの前記第１端を前記交流ノードに接続し、前記インダクタの前記第２端を前記直流ノードと前記基準ノードとに交互に接続するステップと、
現時点が前記第３期間にある場合に、前記インダクタの前記第１端を前記交流ノードと前記直流ノードとに交互に接続し、前記インダクタの前記第２端を前記基準ノードに接続するか、または前記インダクタの前記第１端を前記基準ノードに接続し、前記インダクタの前記第２端を前記交流ノードと前記直流ノードとに交互に接続するステップとを備える、電力変換装置の制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、電力変換装置およびその制御方法ならびに交流電車用電源回路に関する。

【背景技術】

【0002】

入力交流電圧が全波整流された全波整流電圧と出力直流電圧との大小関係に基づいて動作モードを切り替えるＰＦＣ（Power Factor Correction：力率改善）コンバータが知られている。たとえば、特開２０１６－０３２３５０号公報（特許文献１）に開示された電力変換装置は、全波整流電圧が出力直流電圧よりも小さいときに昇圧モードで動作し、全波整流電圧が出力直流電圧よりも大きいときに降圧モードで動作し、全波整流電圧が出力直流電圧に等しいときに昇降圧モードで動作する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】特開２０１６－０３２３５０号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

上記文献の電力変換装置では、全波整流用のブリッジ回路が設けられているために、損失が比較的大きく、双方向電力潮流制御ができない。本開示の目的の一つは、交流電力と直流電力との間の双方向変換が可能なブリッジレスの電力変換装置を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0005】

一実施形態の電力変換装置は、基準ノードと、交流ノードと、直流ノードと、インダクタと、第１スイッチと、第２スイッチと、第３スイッチと、第４スイッチと、第５スイッチと、制御部とを備える。基準ノードには、基準電位が与えられる。交流ノードは、基準電位に対して正および負に変化する交流電圧が入力されるか、または当該交流電圧を出力する。直流ノードは、基準電位に対して正の直流電圧が入力されるか、または当該直流電圧を出力する。第１スイッチは、インダクタの第１端と交流ノードとの間に接続される。第２スイッチは、インダクタの第１端と基準ノードとの間に接続される。第３スイッチは、インダクタの第２端と直流ノードとの間に接続される。第４スイッチは、インダクタの第２端と基準ノードとの間に接続される。第５スイッチは、インダクタの第１端と直流ノードとの間に接続される。もしくは、第５スイッチは、インダクタの第２端と交流ノードとの間に接続されていてもよい。制御部は、上記交流電圧の瞬時値と上記直流電圧と基準電位との間の大小関係に基づいて、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、第４スイッチ、および第５スイッチの開閉を制御する。

【発明の効果】

【0006】

上記のブリッジレス電力変換装置によれば、上記交流電圧の瞬時値と上記直流電圧と基準電位との間の大小関係に基づいて、第１～第５スイッチの開閉を制御することによって、交流電力と直流電力との間の双方向変換が可能になる。さらに、ＰＦＣ制御および高調波除去用のローパスフィルタ（平滑用コンデンサなど）と組み合わせることにより、原理的には力率０．９９９およびＴＨＤ（全高調波歪み：Total Harmonic Distortion）２～３％の電力変換が可能である。

【図面の簡単な説明】

【0007】

【図1】第１の回路方式を有する電力変換装置の構成図である。

【図2】図１の電力変換装置の動作を説明するための図である。

【図3】図１の第１から第５スイッチの具体的構成を示す回路図である。

【図4】第２の回路方式を有する電力変換装置の構成図である。

【図5】図４の電力変換装置の動作を説明するための図である。

【図6】第３の回路方式を有する電力変換装置の構成図である。

【図7】図６の電力変換装置の動作を説明するための図である。

【図8】図１、図４、および図６に示す電力変換装置の切替回路の制御方法を示すフローチャートである。

【図9】電力変換装置の力行動作におけるシミュレーション結果を示す図である。

【図10】電力変換装置の回生動作におけるシミュレーション結果を示す図である。

【図11】交流電車用電源回路の構成例を示す回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0008】

以下、実施形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、以下の説明において、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰り返さない場合がある。

【0009】

＜実施の形態１＞
実施の形態１では、双方向ブッリッジレスＰＦＣコンバータとして３つの回路方式を提案する。さらに、力行動作および回生動作の場合のシミュレーション結果を示す。本開示では、交流電力を直流電力に変換する順変換の場合を力行動作と称し、直流電力を交流電力に変換する逆変換の場合を回生動作と称する。

【0010】

［回路方式１］
（構成）
図１は、第１の回路方式を有する電力変換装置の構成図である。図１に示すように、電力変換装置３Ａは、交流ノード（node）１１，１２と、直流ノード１３，１４と、インダクタ１６と、第１から第５スイッチＳａ～Ｓｅとを備える。

【0011】

交流ノード１１と１２の間に単相の交流電源１が接続される。直流ノード１３と１４との間には、力行動作の場合に負荷が接続され、回生動作の場合には等価的な直流電源２が接続される。交流ノード１２と直流ノード１４とは配線によって直結され、基準電位として接地電位（０Ｖ）が与えられる。

【0012】

以下、基準電位が与えられる交流ノード１２と直流ノード１４とを総称して基準ノード１５と称する。この場合、交流ノード１１には基準電位に対して正および負に変化する交流電圧Ｖ１が入力されるか（力行動作）、または交流ノード１１は当該交流電圧Ｖ１を出力する（回生動作）。直流ノード１３は基準電位に対して正の直流電圧Ｖ２を出力するか（力行動作）、または直流ノード１３には当該直流電圧Ｖ２が入力される（回生動作）。

【0013】

スイッチＳａは、インダクタ１６の第１端１７と交流ノード１１との間に接続される。スイッチＳｂは、インダクタ１６の第１端１７と基準ノード１５との間に接続される。スイッチＳｃは、インダクタ１６の第２端１８と直流ノード１３との間に接続される。スイッチＳｄは、インダクタ１６の第２端１８と基準ノード１５との間に接続される。スイッチＳｅは、インダクタ１６の第１端１７と直流ノード１３との間に接続される。

【0014】

スイッチＳａ～Ｓｅは、たとえば、高電圧を高速にスイッチングできるパワー半導体素子を用いて構成される。図３を参照して後述するように、スイッチＳａ～Ｓｅは、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）を用いて構成してもよいし、ＭＥＳＦＥＴ（Metal Semiconductor FET）、バイポーラトランジスタ、またはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などを用いてもよい。バイポーラトランジスタおよびＩＧＢＴなどの場合には、各パワー半導体素子はそれぞれに逆並列に接続された環流ダイオードとともに用いられる。また、これらのパワー半導体素子の材料として、Ｓｉ、ＳｉＣ、またはＧａＮなどを用いてもよい。

【0015】

電力変換装置３Ａは、さらに、第１および第２の電圧検出器２１，２２と、電流検出器２３とを備える。電圧検出器２１は、交流ノード１１と１２との間の交流電圧Ｖ１の瞬時値を検出する。電圧検出器２２は、直流ノード１３と１４との間の直流電圧Ｖ２を検出する。電流検出器２３は、インダクタ１６に流れるインダクタ電流Ｉ_Ｌを検出する。電力変換装置３Ａは、さらに、交流ノード１１に流れる交流電流Ｉ１を検出する電流検出器２４、および直流ノード１３に流れる直流電流Ｉ２を検出する電流検出器２５を備えていてもよい。

【0016】

また、図１に示すように、交流ノード１１と１２との間および直流ノード１３と１４との間に、それぞれ平滑用コンデンサ３１，３２を設けるのが望ましい。これにより、高調波が除去できるので、ＰＦＣ制御の際に力率をさらに高めることができる。

【0017】

電力変換装置３Ａは、さらに、電圧検出器２１，２２と電流検出器２３～２５との各検出値に基づいて、スイッチＳａ～Ｓｅのスイッチングを制御する制御部２０を備える。制御部２０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを含むマイクロコンピュータに基づいて構成されていてもよいし、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）によって構成されていてもよいし、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）などの専用の回路によって構成されていてもよい。もしくは、制御部２０は、上記の２つ以上の組み合わせによって構成されていてもよい。

【0018】

（動作）
図２は、図１の電力変換装置の動作を説明するための図である。図２では、交流電圧Ｖ１および直流電圧Ｖ２の時間波形と、それに対応するスイッチＳａ～Ｓｅの開閉動作が概念的に示されている。制御部２０は、交流電圧Ｖ１の瞬時値、直流電圧Ｖ２、および基準電位（０Ｖ）の大小関係に基づいて、スイッチＳａ～Ｓｅの開閉を制御する。具体的に、電力変換装置３Ａは以下の３つの動作モードを有する。

【0019】

なお、以下の説明において、インダクタ１６の第１端１７から第２端１８に流れるインダクタ電流Ｉ_Ｌの方向を正方向とし、逆方向を負方向とする。また、図２において「ｃｏ」は相補動作を意味する。後述する図５および図７においても同様である。

【0020】

（１）第１動作モード
交流電圧Ｖ１の瞬時値が直流電圧Ｖ２より高い第１期間（時刻ｔ２からｔ３の期間）において、制御部２０は、スイッチＳｃを閉状態に制御し、スイッチＳｄ，Ｓｅを開状態に制御する。さらに、制御部２０は、スイッチＳａ，Ｓｂのうち一方が開で他方が閉となるように相補的に開閉を繰り返させる（図２で相補動作ｃｏと記載）。

【0021】

したがって、電力変換装置３Ａは、力行動作の場合には降圧チョッパとして動作する。この場合、スイッチＳａが閉でスイッチＳｂが開のとき、電流は、交流電源１、スイッチＳａ、インダクタ１６、スイッチＳｃ、負荷（直流電源２）、交流電源１の順に流れる。逆に、スイッチＳａが開でスイッチＳｂが閉のとき、電流は、インダクタ１６、スイッチＳｃ、負荷（直流電源２）、スイッチＳｂ、インダクタ１６の順に流れる。このように、インダクタ電流Ｉ_Ｌは正方向に流れる。

【0022】

一方、電力変換装置３Ａは、回生動作の場合には昇圧チョッパとして動作する。この場合、スイッチＳａが閉でスイッチＳｂが開のとき、電流は、直流電源２、スイッチＳｃ、インダクタ１６、スイッチＳａ、交流電源１、基準ノード１５、直流電源２の順に流れる。逆に、スイッチＳａが開でスイッチＳｂが閉のとき、電流は、直流電源２、スイッチＳｃ、インダクタ１６、スイッチＳｂ、直流電源２の順に流れる。このように、インダクタ電流Ｉ_Ｌは負方向に流れる。

【0023】

（２）第２動作モード
交流電圧Ｖ１の瞬時値が直流電圧Ｖ２より低くかつ基準電位（０Ｖ）よりも高い第２期間（時刻ｔ１からｔ２および時刻ｔ３からｔ４の期間）において、制御部２０は、スイッチＳａを閉状態に制御し、スイッチＳｂ，Ｓｅを開状態に制御し、スイッチＳｃ，Ｓｄを相補的に開閉を繰り返すように制御する。

【0024】

したがって、電力変換装置３Ａは、力行動作の場合には昇圧チョッパとして動作する。この場合、スイッチＳｃが閉でスイッチＳｄが開のとき、電流は、交流電源１、スイッチＳａ、インダクタ１６、スイッチＳｃ、負荷（直流電源２）、交流電源１の順に流れる。逆に、スイッチＳｃが開でスイッチＳｄが閉のとき、電流は、交流電源１、スイッチＳａ、インダクタ１６、スイッチＳｄ、交流電源１の順に流れる。このように、インダクタ電流Ｉ_Ｌは正方向に流れる。

【0025】

一方、電力変換装置３Ａは、回生動作の場合には降圧チョッパとして動作する。この場合、スイッチＳｃが閉でスイッチＳｄが開のとき、電流は、直流電源２、スイッチＳｃ、インダクタ１６、スイッチＳａ、交流電源１、基準ノード１５、直流電源２の順に流れる。逆に、スイッチＳｃが開でスイッチＳｄが閉のとき、電流は、インダクタ１６、スイッチＳａ、交流電源１、スイッチＳｄ、インダクタ１６の順に流れる。このように、インダクタ電流Ｉ_Ｌは負方向に流れる。

【0026】

（３）第３動作モード
交流電圧Ｖ１の瞬時値が基準電位（０Ｖ）よりも低い負電圧になる第３期間（時刻ｔ４からｔ５の期間）において、制御部２０は、スイッチＳｄを閉状態に制御し、スイッチＳｂ，Ｓｃを開状態に制御し、スイッチＳａ，Ｓｅを相補的に開閉を繰り返すように制御する。

【0027】

したがって、電力変換装置３Ａは、力行動作の場合には昇降圧チョッパとして動作するこの場合、スイッチＳａが閉でスイッチＳｅが開のとき、電流は、交流電源１、基準ノード１５、スイッチＳｄ、インダクタ１６、スイッチＳａ、交流電源１の順に流れる。逆に、スイッチＳａが開でスイッチＳｅが閉のとき、電流は、インダクタ１６、スイッチＳｅ、負荷（直流電源２）、スイッチＳｄ、インダクタ１６の順に流れる。このように、インダクタ電流Ｉ_Ｌは負方向に流れる。

【0028】

また、電力変換装置３Ａは、回生動作の場合にも昇降圧チョッパとして動作する。この場合、スイッチＳａが閉でスイッチＳｅが開のとき、電流は、インダクタ１６、スイッチＳｄ、交流電源１、スイッチＳａ、インダクタ１６の順に流れる。逆に、スイッチＳａが開でスイッチＳｅが閉のとき、電流は、直流電源２、スイッチＳｅ、インダクタ１６、スイッチＳｄ、直流電源２の順に流れる。このように、インダクタ電流Ｉ_Ｌは正方向に流れる。

【0029】

制御部２０は、さらに、第１～第３動作モードに共通して、高調波成分を低減させるためにＰＦＣ制御を行う。具体的に、制御部２０は、インダクタ電流Ｉ_Ｌの検出値が所望の電流波形になるように相補動作する２個のスイッチの開閉タイミングを制御する。これにより、交流ノード１１を流れる交流電流Ｉ１の波形を正弦波に近付けるように、結果として交流電流Ｉ１が正弦波の交流電圧Ｖ１に相似形になるようにする。このインダクタ電流Ｉ_Ｌの制御方法には、連続モード制御、不連続モード制御、および境界モード制御の３つの制御方法が知られており、そのいずれを用いてもよい。さらに、インダクタ電流Ｉ_Ｌを、交流電流Ｉ１の検出値または直流電流Ｉ２の検出値に基づいて制御してもよい。

【0030】

前述のように、第１～第３動作モードにおいて電力変換装置３Ａは、昇圧チョッパ、降圧チョッパ、または昇降圧チョッパとして動作する。したがって、これらの回路を利用したＰＦＣ制御で実現されている力率＝０．９９９およびＴＨＤ＝２～３％は、本実施形態の電力変換装置３Ａにおいても実現可能である。

【0031】

（具体的構成例）
次に、図１のスイッチＳａ～ＳｅをＮチャネルのパワーＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳＦＥＴと記載する）で構成した例について、図３を参照して説明する。パワーＭＯＳＦＥＴの材料として炭化ケイ素（ＳｉＣ）を用いると、シリコン（Ｓｉ）製のパワーＭＯＳＦＥＴに比べて、高耐圧、低損失、高速動作が期待されるので望ましい。なお、他の種類の半導体素子を用いた場合も図３と同様の構成とすることができる。たとえば、ＩＧＢＴを用いた場合には、パワーＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに代えて逆並列に接続された環流ダイオードが設けられる。

【0032】

図３は、図１の第１から第５スイッチの具体的構成を示す回路図である。図３に示すように、第１から第５スイッチＳａ～Ｓｅの各々は、ソースからドレインの方向を逆方向にした２個のＮＭＯＳＦＥＴを直列に接続する（以下、「逆直列接続」と称する）ことによって構成される。これによって、スイッチＳａ～Ｓｅの各々を開状態（オフ状態）にしたときに、寄生ダイオードを介して電流が流れないようにできる。

【0033】

具体的に、図３において、スイッチＳａは逆直列接続された２個のＮＭＯＳＦＥＴＮＭａ１，ＮＭａ２によって構成される。同様に、スイッチＳｂは逆直列接続されたＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ１，ＮＭｂ２によって構成され、スイッチＳｃは逆直列接続されたＮＭＯＳＦＥＴＮＭｃ１，ＮＭｃ２によって構成され、スイッチＳｄは逆直列接続されたＮＭＯＳＦＥＴＮＭｄ１，ＮＭｄ２によって構成され、スイッチＳｅは逆直列接続されたＮＭＯＳｆＥＴＮＭｅ１，ＮＭｅ２によって構成される。

【0034】

たとえば、図３のスイッチＳｂの場合、ＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ１のソースＳは、基準ノード１５に接続され、ＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ１のドレインＤは、ＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ２のドレインＤに接続される。ＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ２のソースＳはインダクタ１６の第１端１７に接続される。この場合、ＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ１の寄生ダイオードＰＤとＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ２の寄生ダイオードＰＤとは逆方向になるので、ＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ１，ＮＭｂ２がオフ状態のときに、それぞれの寄生ダイオードＰＤを介して電流が流れないようにできる。なお、ＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ１，ＮＭｂ２を図３の場合と逆方向に接続してもよい。すなわち、図３のようにドレインＤ同士を直結するようにＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ１，ＮＭｂ２を直列接続しても、逆にソースＳ同士を直結するようにＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ１，ＮＭｂ２を直列接続してもよい。いずれの場合もＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ１，ＮＭｂ２がオフ状態のときに、それぞれの寄生ダイオードＰＤを介した電流の流れを防止できる。

【0035】

連続モードのＰＦＣ制御を行う場合、スイッチＳａ～Ｓｅの各々を構成する２個のＮＭＯＳＦＥＴのゲートには同じハイレベル（Ｈレベル）またはロウレベル（Ｌレベル）の信号が入力される。不連続モードまたは境界モードのＰＦＣ制御を行う場合には、相補動作させるスイッチのうち環流ダイオードとして動作させるスイッチについては、片方のゲート信号をＬレベルにすることによりダイオード動作させてもよい。なお、この場合も、環流ダイオードでの電圧降下を避けるためには、当該スイッチを構成する２個のＮＭＯＳＦＥＴに同じ信号を入力することにより、いわゆる同期整流させたほうが望ましい。

【0036】

たとえば、第１動作モードの力行動作の場合には、制御部２０は、スイッチＳｂを構成するＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ１のゲートにＬレベル信号を供給してＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ１をオフ状態に制御し、ＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ２のゲートにＨレベル信号を供給してＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ２をオン状態に制御してもよい。この場合、ＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ１の寄生ダイオードが環流ダイオードとして動作する。他のスイッチＳａ，Ｓｃ～Ｓｅの各々を構成する２個のＮＭＯＳＦＥＴのゲートには同じ信号が入力される。また、第１動作モードの回生動作の場合には、制御部２０は、スイッチＳａを構成するＮＭＯＳＦＥＴＮＭａ１のゲートにＬレベル信号を供給してＮＭＯＳＦＥＴＮＭａ１をオフ状態に制御し、ＮＭＯＳＦＥＴＮＭａ２にＨレベル信号を供給してＮＭＯＳＦＥＴＮＭａ２をオン状態に制御してもよい。この場合、ＮＭＯＳＦＥＴＮＭａ１の寄生ダイオードが環流ダイオードとして動作する。他のスイッチＳｂ～Ｓｅの各々を構成する２個のＮＭＯＳＦＥＴのゲートには同じ信号が入力される。他の動作モードの場合も同様である。

【0037】

［回路方式２］
（構成）
図４は、第２の回路方式を有する電力変換装置の構成図である。図４の電力変換装置３Ｂは、第５スイッチＳｅの接続が図１の電力変換装置３Ａの場合と異なる。すなわち、図１の電力変換装置３Ａの場合には、スイッチＳｅはインダクタ１６の第１端１７と直流ノード１３との間に接続されていたのに対し、図４の電力変換装置３Ｂの場合には、スイッチＳｅはインダクタ１６の第２端１８と交流ノード１１との間に接続される。図４のその他の点は図１の場合と同様であるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。なお、図４では、平滑用コンデンサ３１，３２の図示を省略している。

【0038】

（動作）
図５は、図４の電力変換装置の動作を説明するための図である。図５では、図２の場合と同様に、交流電圧Ｖ１および直流電圧Ｖ２の時間波形と、それに対応するスイッチＳａ～Ｓｅの開閉動作が概念的に示されている。図５に示すように、第１動作モード（時刻ｔ２からｔ３の期間）および第２動作モード（時刻ｔ１からｔ２および時刻ｔ３からｔ４の期間）の場合のスイッチＳａ～Ｓｅの開閉動作は、図２の場合と同様であるので、説明を繰り返さない。

【0039】

以下、第３動作モード、すなわち、交流電圧Ｖ１の瞬時値が基準電位（０Ｖ）よりも低い負電圧の場合（時刻ｔ４からｔ５の期間）の動作について説明する。第３動作モードにおいて、制御部２０は、スイッチＳｂを閉状態に制御し、スイッチＳａ，Ｓｄを開状態に制御し、スイッチＳｃ，Ｓｅについて相補的に開閉を繰り返させる。

【0040】

したがって、電力変換装置３Ｂは、力行動作の場合に昇降圧チョッパとして動作する。この場合、スイッチＳｃが閉でスイッチＳｅが開のとき、電流は、インダクタ１６、スイッチＳｃ、負荷（直流電源２）、スイッチＳｂ、インダクタ１６の順に流れる。逆に、スイッチＳｃが開でスイッチＳｅが閉のとき、電流は、交流電源１、スイッチＳｂ、インダクタ１６、スイッチＳｅ、交流電源１の順に流れる。このように、インダクタ電流Ｉ_Ｌは正方向に流れる。

【0041】

また、電力変換装置３Ｂは、回生動作の場合にも昇降圧チョッパとして動作する。この場合、スイッチＳｃが閉でスイッチＳｅが開のとき、電流は、直流電源２、スイッチＳｃ、インダクタ１６、スイッチＳｂ、直流電源２の順に流れる。逆に、スイッチＳｃが開でスイッチＳｅが閉のとき、電流は、インダクタ１６、スイッチＳｂ、交流電源１、スイッチＳｅ、インダクタ１６の順に流れる。このように、インダクタ電流Ｉ_Ｌは負方向に流れる。

【0042】

なお、第１～第３動作モードで共通して行われるＰＦＣ制御は、第１の回路方式の場合と同様であるので説明を繰り返さない。

【0043】

（具体的構成例）
第２の回路方式の場合も、図３の場合と同様にＮＭＯＳＦＥＴを用いて電力変換装置３Ｂを構成できる。ただし、第２の回路方式の場合には、スイッチＳｂおよびスイッチＳｃは、開状態のときに寄生ダイオードを介して導通する可能性がないので、図３のＮＭＯＳＦＥＴＮＭｂ１およびＮＭＯＳＦＥＴＮＭｃ１のみによって構成できる。スイッチＳａ，Ｓｄ，Ｓｅの各々は、ソースからドレインの方向を逆方向にした２個のＮＭＯＳＦＥＴを直列に接続することによって構成される。

【0044】

［回路方式３］
（構成）
図６は、第３の回路方式を有する電力変換装置の構成図である。図６の電力変換装置３Ｃは、第６スイッチＳｆをさらに含む点で図１の電力変換装置３Ａと異なる。スイッチＳｆは、インダクタ１６の第２端１８と交流ノード１１との間に接続される。図６のその他の点は図１の場合と同様であるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。なお、図６では、平滑用コンデンサ３１，３２の図示を省略している。

【0045】

（動作）
図７は、図６の電力変換装置の動作を説明するための図である。図７では、図２および図５の場合と同様に、交流電圧Ｖ１および直流電圧Ｖ２の時間波形と、それに対応するスイッチＳａ～Ｓｆの開閉動作が概念的に示されている。

【0046】

図７に示す第３の回路方式の電力変換装置３Ｃの動作は、図２に示す第１の回路方式の電力変換装置３Ａの動作と、図５に示す第２の回路方式の電力変換装置３Ｂの動作とを組み合わせたものである。

【0047】

具体的に、第１動作モード（時刻ｔ２からｔ３の期間）および第２動作モード（時刻ｔ１からｔ２および時刻ｔ３からｔ４の期間）において、スイッチＳｅ，Ｓｆは、開状態に制御される。スイッチＳａ～Ｓｄの開閉状態は、図２の第１の回路方式および図５の第２の回路方式の場合と同様に制御される。

【0048】

第３動作モード、すなわち、交流電圧Ｖ１の瞬時値が基準電位（０Ｖ）よりも低い負電圧となる第３期間（時刻ｔ４からｔ５の期間）においては、図２に示す第１の回路方式の場合と同様に制御することもできるし、図５に示す第２の回路方式の場合と同様に制御することもできる。

【0049】

具体的に、図７においてその１として示すように、制御部２０は、スイッチＳｄを閉状態に制御し、スイッチＳｂ，Ｓｃ，Ｓｆを開状態に制御し、スイッチＳａ，Ｓｅについて相補的に開閉を繰り返させてもよい。この場合、電力変換装置３Ｃは、第１の回路方式の電力変換装置３Ａと同様に動作する。

【0050】

もしくは、図７においてその２として示すように、制御部２０は、スイッチＳｂを閉状態に制御し、スイッチＳａ，Ｓｄ，Ｓｅを開状態に制御し、スイッチＳｃ，Ｓｆについて相補的に開閉を繰り返させてもよい。この場合、第２の回路方式の電力変換装置３ＢにおいてスイッチＳｅをスイッチＳｆと読み替えることにより、電力変換装置３Ｃは、第２の回路方式の電力変換装置３Ｂと同様に動作する。

【0051】

なお、第１～第３動作モードで共通して行われるＰＦＣ制御は、第１の回路方式の場合と同様であるので説明を繰り返さない。

【0052】

（具体的構成例）
第３の回路方式の場合も、図３の場合と同様にＮＭＯＳＦＥＴを用いて電力変換装置３Ｃを構成できる。具体的に、スイッチＳａ～Ｓｆの各々は、ソースからドレインの方向を逆方向にした２個のＮ型ＭＯＳＦＥＴを直列に接続することによって構成される。

【0053】

［電力変換装置３Ａ～３Ｃの制御方法のまとめ］
以下、電力変換装置３Ａ～３Ｃの制御方法について、これまでの説明を総括して統一的に説明する。具体的に、図１、図４および図６の電力変換装置３Ａ～３Ｃのいずれの場合も、インダクタ１６の第１端１７および第２端１８と、交流ノード１１、直流ノード１３、および基準ノード１５との間の接続を切り替える切替回路１０Ａ～１０Ｃを備えると考えることができる。

【0054】

図８は、図１、図４および図６に示す電力変換装置の切替回路の制御方法を示すフローチャートである。まず、制御部２０は、電圧検出器２１，２２の検出値に基づいて、現時点が、交流電圧Ｖ１の瞬時値が直流電圧Ｖ２よりも高い第１期間にあるか（ステップＳ１００）、交流電圧Ｖ１の瞬時値が直流電圧Ｖ２よりも低くかつ基準電位（０Ｖ）よりも高い第２期間にあるか（ステップＳ１１０）、または交流電圧Ｖ１の瞬時値が基準電位（０Ｖ）よりも低い第３期間にあるか（ステップＳ１２０）を判定する。

【0055】

現時点が、交流電圧Ｖ１の瞬時値が直流電圧Ｖ２よりも高い第１期間にある場合には（ステップＳ１００でＹＥＳ）、制御部２０は、インダクタ１６の第１端１７を交流ノード１１と基準ノード１５とに交互に接続し、インダクタ１６の第２端１８を直流ノード１３に接続する（ステップＳ１３０）。この制御は、前述の第１動作モードに対応する。

【0056】

現時点が、交流電圧Ｖ１の瞬時値が直流電圧Ｖ２よりも低くかつ基準電位（０Ｖ）よりも高い第２期間に場合には（ステップＳ１１０でＹＥＳ）、制御部２０は、インダクタ１６の第１端１７を交流ノード１１に接続し、インダクタ１６の第２端１８を直流ノード１３と基準ノード１５とに交互に接続する（ステップＳ１４０）。この制御は、前述の第２動作モードに対応する。

【0057】

現時点が、交流電圧Ｖ１の瞬時値が基準電位（０Ｖ）よりも低い第３期間にある場合には（ステップＳ１２０でＹＥＳ）、制御部２０は、インダクタ１６の第１端１７を交流ノード１１と直流ノード１３とに交互に接続し、インダクタ１６の第２端１８を基準ノード１５に接続する。または、制御部２０は、インダクタ１６の第１端１７を基準ノード１５に接続し、インダクタ１６の第２端１８を交流ノード１１と直流ノード１３とに交互に接続してもよい（ステップＳ１５０）。これらの制御は、前述の第３動作モードに対応する。

【0058】

なお、ステップＳ１００，Ｓ１１０，Ｓ１２０のいずれにも該当しない場合、すなわち、交流電圧Ｖ１の瞬時値と直流電圧Ｖ２が等しい場合、または交流電圧Ｖ１の瞬時値が基準電位（０Ｖ）に等しい場合には、制御部２０は、直前の電圧状態における動作モードを維持するようにしてもよい（ステップＳ１６０）。たとえば、図２、図５および図７を参照して、制御部２０は、時刻ｔ１，ｔ５ではステップＳ１５０を実行し、時刻ｔ２，ｔ４ではステップＳ１４０を実行し、時刻ｔ３ではステップＳ１３０を実行してもよい。

【0059】

［シミュレーション結果］
以下、図１または図４に示す第１または第２の回路方式の電力変換装置３Ａ，３Ｂのシミュレーション結果について説明する。

【0060】

図９は、電力変換装置の力行動作におけるシミュレーション結果を示す図である。図９（Ａ）は、電圧検出器２１，２２でそれぞれ検出される交流電圧Ｖ１の波形と直流電圧Ｖ２の波形とを示す。図９（Ｂ）は、電流検出器２４で検出される交流電流Ｉ１（交流ノード１１を流れる電流）の波形を、交流電圧Ｖ１の波形に対応付けて示す。

【0061】

図９（Ｂ）に示すように、力行動作における交流電流Ｉ１は、正弦波の交流電圧Ｖ１に対して概ね相似形になっており、ＰＦＣ制御が実現していることがわかる。電流値が０付近で交流電流Ｉ１の測定値がハンチングしているが、制御パラメータを調整することによって交流電流Ｉ１をより安定的に制御できると考えられる。

【0062】

図１０は、電力変換装置の回生動作におけるシミュレーション結果を示す図である。図１０（Ａ）は、交流電圧Ｖ１の波形と直流電圧Ｖ２の波形とを示す。図１０（Ｂ）は、交流電流Ｉ１の測定波形を交流電圧Ｖ１の波形に対応付けて示す。

【0063】

図１０（Ｂ）に示すように、回生動作における交流電流の符号は、図９（Ａ）に示す力行動作における交流電流の符号を反転したものとなっており、両者の交流電流の方向が反対方向であることがわかる。さらに、回生動作における交流電流Ｉ１は、交流電圧Ｖ１の位相と１８０°異なる位相を有するとともに、正弦波の交流電圧Ｖ１の波形に概ね相似形になっており、ＰＦＣ制御が実現していることがわかる。電流値が０付近で交流電流Ｉ１の測定値がハンチングしているが、制御パラメータを調整することによって交流電流Ｉ１をより安定的に制御できると考えられる。

【0064】

［実施の形態１の効果］
以上のとおり、実施の形態１では、図１、図４、図６に示す３つの回路方式の電力変換装置３Ａ～３Ｃを示した。電力変換装置３Ａ～３Ｃは、全波整流回路を必要としないブリッジレスで構成されており、片極が接地されている単相交流電圧と直流電圧とを双方向に変換できる。また、ＰＦＣ制御および高調波除去用のローパスフィルタ（平滑用コンデンサなど）と組み合わせることにより、原理的には、力率＝０．９９９およびＴＨＤ＝２～３％が実現可能である。

【0065】

なお、電力変換装置３Ａ～３Ｃは、単相交流電圧に代えて直流電圧が入力されてもそのまま利用できる。具体的に、交流ノード１１に入力される直流電圧が、直流ノード１３から出力する直流電圧よりも高い場合には、制御部２０は、スイッチＳａ～Ｓｅ（Ｓｆ）を前述の第１動作モードで制御する。逆に、交流ノード１１に入力される直流電圧が、直流ノード１３から出力する直流電圧よりも低い場合には、制御部２０は、スイッチＳａ～Ｓｅ（Ｓｆ）を前述の第２動作モードで制御する。

【0066】

＜実施の形態２＞
実施の形態２では、実施の形態１で説明した電力変換装置３Ａ～３Ｃを交流電車用電源回路４０に適用した例について説明する。以下の説明では、電力変換装置３Ａ～３Ｃを総称して、電力変換装置３と記載する。

【0067】

図１１は、交流電車用電源回路の構成例を示す回路図である。図１１に示すように、交流電車用電源回路４０は、実施の形態１で説明した電力変換装置３と、インバータ４１とを備える。

【0068】

電力変換装置３の交流ノード１１は架線５１に接続され、電力変換装置３の交流ノード１２（すなわち、基準ノード１５）はレール５２に接続される。架線５１とレール５２との間に単相交流電源１が接続される。また、電力変換装置３の直流ノード１３は、インバータ４１の高電位側配線４２Ｐに接続され、電力変換装置３の直流ノード１４（すなわち、基準ノード１５）は、インバータ４１の低電位側配線４２Ｎに接続される。

【0069】

インバータ４１は、Ｕ相スイッチング素子４３Ｐ，４３Ｎと、Ｖ相スイッチング素子４４Ｐ，４４Ｎと、Ｗ相スイッチング素子４５Ｐ，４５Ｎと、各スイッチング素子に逆並列に接続されたフリーホイールダイオード４７とを含む。Ｕ相スイッチング素子４３Ｐ，４３Ｎは、高電位側配線４２Ｐと低電位側配線４２Ｎとの間に互いに直列に接続される。同様に、Ｖ相スイッチング素子４４Ｐ，４４Ｎは、高電位側配線４２Ｐと低電位側配線４２Ｎとの間に互いに直列かつＵ相スイッチング素子４３Ｐ，４３Ｎの直列接続体と並列に接続される。同様に、Ｗ相スイッチング素子４５Ｐ，４５Ｎは、高電位側配線４２Ｐと低電位側配線４２Ｎとの間に互いに直列かつＵ相スイッチング素子４３Ｐ，４３Ｎの直列接続体と並列に接続される。Ｕ相スイッチング素子４３Ｐ，４３Ｎの中点４６Ｕ、Ｖ相スイッチング素子４４Ｐ，４４Ｎの中点４６Ｖ、およびＷ相スイッチング素子４５Ｐ，４５Ｎの中点４６Ｗからモータ５０に３相交流電力が供給される。

【0070】

上記の構成によれば、実施の形態１で説明した電力変換装置３によって架線５１の電圧を降圧できるので、交流電車用電源回路４０にトランスを設ける必要がなく、交流電車用電源回路４０を軽量化できる。この点で本実施形態の交流電車用電源回路４０は、降圧用の絶縁トランスが必要な既存のブリッジ付きＰＦＣ回路またはブリッジレスＰＦＣ回路を利用する場合よりも有利である。電力変換装置３においてＰＦＣ制御を行うことにより、饋電回路の力率を改善できる。電力変換装置３は、ブリッジレスで構成されているので、力行および回生の双方向電力潮流制御が可能である。電力変換装置３の交流ノード１１，１２は片極が接地されているので、交流電気鉄道のレール５２が接地されているという特徴をうまく利用できる。また、架線５１に直流電圧が供給されている場合も交流電車用電源回路４０をそのまま利用できる。なお、実施の形態１の電力変換装置３は、交流電車の電気回路方式に限らず、片極が接地された交流回路と直流回路との双方向電力変換に利用できる。

【0071】

今回開示された実施形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この出願の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

【符号の説明】

【0072】

１ 単相交流電源、２ 直流電源、３，３Ａ～３Ｃ 電力変換装置、１０Ａ～１０Ｃ 切替回路、１１，１２ 交流ノード、１３，１４ 直流ノード、１５ 基準ノード、１６ インダクタ、１７ 第１端、１８ 第２端、２０ 制御部、２１，２２ 電圧検出器、２３，２４，２５ 電流検出器、３１，３２ 平滑用コンデンサ、 ４０ 交流電車用電源回路、４１ インバータ、４２Ｎ 低電位側配線、４２Ｐ 高電位側配線、４３Ｎ，４３Ｐ，４４Ｎ，４４Ｐ，４５Ｎ，４５Ｐ スイッチング素子、４６Ｕ，４６Ｖ，４６Ｗ 中点、４７ フリーホイールダイオード、５０ モータ、５１ 架線、５２ レール、ＮＭａ１，ＮＭａ２～ＮＭｅ１，ＮＭｅ２ ＮＭＯＳＦＥＴ、Ｄ ドレイン、Ｓ ソース、ＰＤ 寄生ダイオード、Ｉ１ 交流電流、Ｉ２ 直流電流、Ｉ_Ｌ インダクタ電流、Ｓａ～Ｓｆ スイッチ、Ｖ１ 交流電圧、Ｖ２ 直流電圧。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】