(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-06-10
(45)【発行日】2024-06-18
(54)【発明の名称】電力変換システムおよび電力変換システムの制御方法
(51)【国際特許分類】
H02P 21/05 20060101AFI20240611BHJP
H02P 21/13 20060101ALI20240611BHJP
H02M 7/48 20070101ALI20240611BHJP
H02M 7/483 20070101ALI20240611BHJP
【ＦＩ】
H02P21/05
H02P21/13
H02M7/48 F
H02M7/483
【請求項の数】
7
(21)【出願番号】P 2021009249
(22)【出願日】2021-01-25
(65)【公開番号】P2022113193
(43)【公開日】2022-08-04
【審査請求日】2023-08-30
(73)【特許権者】
【識別番号】000006105
【氏名又は名称】株式会社明電舎
(74)【代理人】
【識別番号】100086232
【弁理士】
【氏名又は名称】小林 博通
(74)【代理人】
【識別番号】100092613
【弁理士】
【氏名又は名称】富岡 潔
(74)【代理人】
【識別番号】100104938
【弁理士】
【氏名又は名称】鵜澤 英久
(74)【代理人】
【識別番号】100210240
【弁理士】
【氏名又は名称】太田 友幸
(72)【発明者】
【氏名】小川 隆一
(72)【発明者】
【氏名】滝口 昌司
【審査官】池田 貴俊
(56)【参考文献】
【文献】特開２００２－０３４２９０（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００７－２５２１６３（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１４－０３６４７９（ＪＰ，Ａ）
【文献】米国特許出願公開第２０１５／０００２０７２（ＵＳ，Ａ１）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｐ ２１／０５
Ｈ０２Ｐ ２１／１３
Ｈ０２Ｍ ７／４８
Ｈ０２Ｍ ７／４８３
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
指令値に基づいて角周波数指令を生成する上位制御部と、前記角周波数指令と検出電流に基づいて負荷の電流を安定化させる制御を行いゲート信号を出力するＶ／ｆ制御部と、前記ゲート信号に基づいて駆動制御される電力変換器と、を備えた電力変換システムであって、前記Ｖ／ｆ制御部は、
前記角周波数指令から前記検出電流の振動を安定化する角周波数補償量を減算するフィードバック制御を行い、補償後角周波数指令を出力する安定化フィードバック制御部と、
前記補償後角周波数指令とＶ／ｆ比率との積を演算し、Ｖ／ｆ考慮ｄｑ軸電圧指令を出力する乗算器と、
直流電圧脈動の周波数による電流の外乱周波数成分を抽出し、前記負荷の伝達関数を考慮して前記電流の外乱周波数成分から電圧の外乱周波数成分を生成し、前記電圧の外乱周波数成分に推定外乱電圧の外乱周波数成分がローパスフィルタを介した値を加算して前記推定外乱電圧の外乱周波数成分とし、前記推定外乱電圧の外乱周波数成分を時間軸に戻して推定外乱電圧を出力する直流脈動オブザーバと、
前記Ｖ／ｆ考慮ｄｑ軸電圧指令から前記推定外乱電圧を減算した電圧指令に基づいてＰＷＭ制御を行うＰＷＭ制御部と、
を備えたことを特徴とする電力変換システム。
【請求項2】
前記負荷の伝達関数は、基本波周波数が外乱周波数未満の場合、ｄ軸電流からｄ軸電圧への伝達関数、ｑ軸電流からｑ軸電圧への伝達関数とし、基本波周波数が外乱周波数以上の場合、ｄ軸電流からｑ軸電圧への伝達関数、ｑ軸電流からｄ軸電圧への伝達関数とすることを特徴とする請求項１記載の電力変換システム。
【請求項3】
ｄ軸電圧、ｑ軸電圧は、（１０）式、（１１）式により求めることを特徴とする請求項２記載の電力変換システム。【数10】
【数11】
ＶqAdet：ｑ軸電圧の外乱周波数成分（実成分）
ＶdBdet：ｄ軸電圧の外乱周波数成分（虚成分）
ＶqBdet：ｑ軸電圧の外乱周波数成分（虚成分）
ｊ：虚数単位
ＰddA：Ｇdd -1（ｊωdist）の実成分
ＰdqA：Ｇdq -1（ｊωdist）の実成分
ＰddB：Ｇdd -1（ｊωdist）の虚成分
ＰdqB：Ｇdq -1（ｊωdist）の虚成分
ＰqqA：Ｇqq -1（ｊωdist）の実成分
ＰqdA：Ｇqd -1（ｊωdist）の実成分
ＰqqB：Ｇqq -1（ｊωdist）の虚成分
ＰqdB：Ｇqd -1（ｊωdist）の虚成分
Ｇdd -1：ｄ軸電流からｄ軸電圧への負荷の逆伝達関数
Ｇdq -1：ｄ軸電流からｑ軸電圧への負荷の逆伝達関数
Ｇqq -1：ｑ軸電流からｑ軸電圧への負荷の逆伝達関数
Ｇqd -1：ｑ軸電流からｄ軸電圧への負荷の逆伝達関数
ｉdAdet：ｄ軸電流の外乱周波数成分（実成分）
ｉdBdet：ｄ軸電流の外乱周波数成分（虚成分）
ｉqAdet：ｑ軸電流の外乱周波数成分（実成分）
ｉqBdet：ｑ軸電流の外乱周波数成分（虚成分）
ωr：基本波角周波数
ωdist：外乱角周波数
【請求項4】
前記負荷の伝達関数は、ノッチフィルタにより基本波周波数付近のゲインを減少させた値とすることを特徴とする請求項１～３のうち何れかに記載の電力変換システム。
【請求項5】
前記直流脈動オブザーバは、前記直流電圧脈動の周波数による電流の外乱周波数成分を抽出する際、前記直流電圧脈動の周波数に加えて基本波の６倍周波数の電流の外乱周波数成分を抽出することを特徴とする請求項１～４のうち何れかに記載の電力変換システム。
【請求項6】
前記電力変換器は、マルチレベルインバータであることを特徴とする請求項１～４のうち何れかに記載の電力変換システム。
【請求項7】
指令値に基づいて角周波数指令を生成する上位制御部と、前記角周波数指令と検出電流に基づいて負荷の電流を安定化させる制御を行いゲート信号を出力するＶ／ｆ制御部と、前記ゲート信号に基づいて駆動制御される電力変換器と、を備えた電力変換システムの制御方法であって、前記Ｖ／ｆ制御部は、
安定化フィードバック制御部が、前記角周波数指令から前記検出電流の振動を安定化する角周波数指令補償量を減算するフィードバック制御を行い、補償後角周波数指令を出力し、
乗算器が、前記補償後角周波数指令とＶ／ｆ比率との積を演算し、Ｖ／ｆ考慮ｄｑ軸電圧指令を出力し、
直流脈動オブザーバが、直流電圧脈動の周波数による電流の外乱周波数成分を抽出し、前記負荷の伝達関数を考慮して前記電流の外乱周波数成分から電圧の外乱周波数成分を生成し、前記電圧の外乱周波数成分に推定外乱電圧の外乱周波数成分がローパスフィルタを介した値を加算して前記推定外乱電圧の外乱周波数成分とし、前記推定外乱電圧の外乱周波数成分を時間軸に戻して推定外乱電圧を出力し、
ＰＷＭ制御部が、前記Ｖ／ｆ考慮ｄｑ軸電圧指令から前記推定外乱電圧を減算した電圧指令に基づいてＰＷＭ制御を行う、
ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電力変換器（インバータ）を用いて電圧を出力する電力変換システムに係り、特に、電流脈動抑制制御に関する。
【背景技術】
【0002】
入力された三相交流電圧をＡＣ／ＤＣ変換器で直流電圧に変換し、直流電圧をインバータによって所望の周波数，振幅の交流電圧として出力するシステムを考える。
【0003】
このとき、直流電圧が運転中に脈動することがある。特に、ＡＣ／ＤＣ変換器が三相整流器である場合などには、直流電圧に電源周波数の６倍の周波数の脈動が生じやすいことが知られている。
【0004】
直流電圧が脈動している場合にＰＷＭ（パルス幅変調）による電圧出力を行うと、パルスの時間幅のほかにパルスの振幅も変わってしまうので、出力電圧にＰＡＭ（パルス振幅変調）の成分が混入し、出力電流に意図しない脈動を引き起こしてしまう。このような意図しない電流脈動はモータにおいてトルク脈動増大、熱損失増大、といった問題を引き起こす。
【0005】
このような問題の対策としては、特許文献１のように検出トルクからトルク脈動を抽出してトルク指令にフィードバックする方法、また、特許文献２のように直流電圧の検出値をもとに出力電圧ベクトルの振幅・位相を調整する方法がある。
【0006】
あるいは、特許文献３に示すＰＷＭを用いたＡＣ／ＤＣコンバータを含む回路構成のように積極的に直流電圧を制御する構成を用いれば、そもそも直流電圧脈動が生じないので対策の必要もなくなる。
【0007】
また、産業用途でのＰＭＳＭ（永久磁石同期電動機）の位置センサレス駆動では、制御安定性確保の容易さからセンサレスＶ／ｆ制御が用いられる。特許文献４，特許文献５に示すようなセンサレスＶ／ｆ制御は電流フィードバックによって過渡的な電流振動を安定化できる。ここでは、電流振動をトルク振動と言い換えることができ、電流の安定化はＰＭＳＭの運転の安定化を意味する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0008】
【文献】特許第５６４４２０３号
【文献】特許第５３０４９３７号
【文献】特開平８－１４９８５５号公報
【文献】特開２００６－３５３０２５号公報
【文献】特開２０００－２３６６９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0009】
先行技術文献は、容易な位置センサレス制御の構成、そして安価な構成の中で直流電圧脈動に対策できていない。
【0010】
特許文献１はトルク検出機構を必要とする。電流から推定トルクを得ることも可能だが、この特許文献１のフィードバック対象は電流指令であり、電流制御を行うことができるベクトル制御系を構成する必要がある。位置センサレスシステムでベクトル制御を作成する場合、一般にＶ／ｆ制御より構成は複雑化し、ゲインの安定性設計の手間が生じる。
【0011】
特許文献２では直流電圧検出値を必要とする。脈動を補償するためには、脈動に対して十分な分解能の直流電圧検出機構を設ける必要がある。また、複数の直流電圧が異なる位相で脈動するマルチレベル構成の場合、各々のＰＷＭパルスにどの直流電圧が使用されるかによって出力電流脈動の振幅・位相が変わるため、直流電圧検出値から指令電圧補償量を求める過程が複雑化する。
【0012】
特許文献３のように直流電圧を積極的に制御する方法は、直流電圧制御用の電力変換器のコストがかかる。コスト面からは、整流器でＡＣ／ＤＣ変換を行う構成などが望ましい。
【0013】
したがって、下記の３つの要素を満たす構成にて出力電流の脈動を抑制することが求められる。
（１）簡易なＶ／ｆ制御に対して出力電流の脈動を抑制する制御を追加する。
（２）直流電圧の脈動自体は許容した回路構成を用いる。
（３）直流電圧検出値は不使用である。
（１）簡易なＶ／ｆ制御に対して出力電流の脈動を抑制する制御を追加する。
（２）直流電圧の脈動自体は許容した回路構成を用いる。
（３）直流電圧検出値は不使用である。
【0014】
以上示したようなことから、電力変換システムにおいて、直流電圧の電圧制御を行わない回路構成、かつ、簡易なＶ／ｆ制御において負荷の電流脈動を抑制することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【0015】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、指令値に基づいて角周波数指令を生成する上位制御部と、前記角周波数指令と検出電流に基づいて負荷の電流を安定化させる制御を行いゲート信号を出力するＶ／ｆ制御部と、前記ゲート信号に基づいて駆動制御される電力変換器と、を備えた電力変換システムであって、前記Ｖ／ｆ制御部は、前記角周波数指令から前記検出電流の振動を安定化する角周波数補償量を減算するフィードバック制御を行い、補償後角周波数指令を出力する安定化フィードバック制御部と、前記補償後角周波数指令とＶ／ｆ比率との積を演算し、Ｖ／ｆ考慮ｄｑ軸電圧指令を出力する乗算器と、直流電圧脈動の周波数による電流の外乱周波数成分を抽出し、前記負荷の伝達関数を考慮して前記電流の外乱周波数成分から電圧の外乱周波数成分を生成し、前記電圧の外乱周波数成分に推定外乱電圧の外乱周波数成分がローパスフィルタを介した値を加算して前記推定外乱電圧の外乱周波数成分とし、前記推定外乱電圧の外乱周波数成分を時間軸に戻して推定外乱電圧を出力する直流脈動オブザーバと、前記Ｖ／ｆ考慮ｄｑ軸電圧指令から前記推定外乱電圧を減算した電圧指令に基づいてＰＷＭ制御を行うＰＷＭ制御部と、を備えたことを特徴とする。
【0016】
また、その一態様として、前記負荷の伝達関数は、基本波周波数が外乱周波数未満の場合、ｄ軸電流からｄ軸電圧への伝達関数、ｑ軸電流からｑ軸電圧への伝達関数とし、基本波周波数が外乱周波数以上の場合、ｄ軸電流からｑ軸電圧への伝達関数、ｑ軸電流からｄ軸電圧への伝達関数とすることを特徴とする。
【0017】
また、その一態様として、ｄ軸電圧、ｑ軸電圧は、（１０）式、（１１）式により求めることを特徴とする。
【0018】
【数10】
【0019】
【数11】
【0020】
ＶdAdet：ｄ軸電圧の外乱周波数成分（実成分）
ＶqAdet：ｑ軸電圧の外乱周波数成分（実成分）
ＶdBdet：ｄ軸電圧の外乱周波数成分（虚成分）
ＶqBdet：ｑ軸電圧の外乱周波数成分（虚成分）
ｊ：虚数単位
ＰddA：Ｇdd -1（ｊωdist）の実成分
ＰdqA：Ｇdq -1（ｊωdist）の実成分
ＰddB：Ｇdd -1（ｊωdist）の虚成分
ＰdqB：Ｇdq -1（ｊωdist）の虚成分
ＰqqA：Ｇqq -1（ｊωdist）の実成分
ＰqdA：Ｇqd -1（ｊωdist）の実成分
ＰqqB：Ｇqq -1（ｊωdist）の虚成分
ＰqdB：Ｇqd -1（ｊωdist）の虚成分
Ｇdd -1：ｄ軸電流からｄ軸電圧への負荷の逆伝達関数
Ｇdq -1：ｄ軸電流からｑ軸電圧への負荷の逆伝達関数
Ｇqq -1：ｑ軸電流からｑ軸電圧への負荷の逆伝達関数
Ｇqd -1：ｑ軸電流からｄ軸電圧への負荷の逆伝達関数
ｉdAdet：ｄ軸電流の外乱周波数成分（実成分）
ｉdBdet：ｄ軸電流の外乱周波数成分（虚成分）
ｉqAdet：ｑ軸電流の外乱周波数成分（実成分）
ｉqBdet：ｑ軸電流の外乱周波数成分（虚成分）
ωr：基本波角周波数
ωdist：外乱角周波数。
ＶqAdet：ｑ軸電圧の外乱周波数成分（実成分）
ＶdBdet：ｄ軸電圧の外乱周波数成分（虚成分）
ＶqBdet：ｑ軸電圧の外乱周波数成分（虚成分）
ｊ：虚数単位
ＰddA：Ｇdd -1（ｊωdist）の実成分
ＰdqA：Ｇdq -1（ｊωdist）の実成分
ＰddB：Ｇdd -1（ｊωdist）の虚成分
ＰdqB：Ｇdq -1（ｊωdist）の虚成分
ＰqqA：Ｇqq -1（ｊωdist）の実成分
ＰqdA：Ｇqd -1（ｊωdist）の実成分
ＰqqB：Ｇqq -1（ｊωdist）の虚成分
ＰqdB：Ｇqd -1（ｊωdist）の虚成分
Ｇdd -1：ｄ軸電流からｄ軸電圧への負荷の逆伝達関数
Ｇdq -1：ｄ軸電流からｑ軸電圧への負荷の逆伝達関数
Ｇqq -1：ｑ軸電流からｑ軸電圧への負荷の逆伝達関数
Ｇqd -1：ｑ軸電流からｄ軸電圧への負荷の逆伝達関数
ｉdAdet：ｄ軸電流の外乱周波数成分（実成分）
ｉdBdet：ｄ軸電流の外乱周波数成分（虚成分）
ｉqAdet：ｑ軸電流の外乱周波数成分（実成分）
ｉqBdet：ｑ軸電流の外乱周波数成分（虚成分）
ωr：基本波角周波数
ωdist：外乱角周波数。
【0021】
また、その一態様として、前記負荷の伝達関数は、ノッチフィルタにより基本波周波数付近のゲインを減少させた値とすることを特徴とする。
【0022】
また、その一態様として、前記直流脈動オブザーバは、前記直流電圧脈動の周波数による電流の外乱周波数成分を抽出する際、前記直流電圧脈動の周波数に加えて基本波の６倍周波数の電流の外乱周波数成分を抽出することを特徴とする。
【0023】
また、その一態様として、前記電力変換器は、マルチレベルインバータであることを特徴とする。
【発明の効果】
【0024】
本発明によれば、電力変換システムにおいて、直流電圧の電圧制御を行わない回路構成、かつ、簡易なＶ／ｆ制御において負荷の電流脈動を抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【0025】
【図1】実施形態１～４における電力変換システムを示す構成図。
【図2】実施形態１におけるＶ／ｆ制御部を示すブロック図。
【図3】実施形態１における直流脈動オブザーバを示すブロック図。
【図4】電圧に係わる制御構成を示す説明図。
【図5】周期外乱オブザーバの構成を示す説明図。
【図6】ＰＭＳＭの伝達関数を示すボード線図。
【図7】実施形態１のシミュレーション結果を示す図。
【図8】実施形態２におけるＶ／ｆ制御部を示すブロック図。
【図9】ノッチフィルタを介した伝達関数特性を示す図。
【発明を実施するための形態】
【0026】
【0027】
［実施形態１］
図１に本実施形態１における電力変換システムの構成図を示す。上位制御部１はＶ／ｆ制御部２より上流に存在する制御を示しており、例えば、盤・パネルの操作量などの情報に基づく角周波数指令ω*を生成する。
図１に本実施形態１における電力変換システムの構成図を示す。上位制御部１はＶ／ｆ制御部２より上流に存在する制御を示しており、例えば、盤・パネルの操作量などの情報に基づく角周波数指令ω*を生成する。
【0028】
検出電流ｉと上位制御部１から出力された角周波数指令ω*はＶ／ｆ制御部２へと出力される。Ｖ／ｆ制御部２では負荷（例えばＰＭＳＭ、以下ＰＭＳＭと称する）４の電流を安定化させる制御を行い、ゲート信号ｇを出力する。ゲート信号ｇによりインバータ（電力変換器）３が駆動される。インバータ３にはＰＭＳＭ４が接続されており、ＰＭＳＭ４にはゲート信号ｇに応じた電圧が印加される。
【0029】
図１は本願発明の対象とする電力変換システムの代表的なシステム構成例であり、本願発明の適用対象はこれに限らない。例えば、インバータ３に接続されるのが永久磁石を使用しないシンクロナスリラクタンスモータのような負荷であってもよい。重要なのは、電流指令を用いない制御構成で電力変換器および電力変換器に接続された電動機を駆動していることである。
【0030】
図２に本実施形態１のＶ／ｆ制御部２の構成図を示す。Ｖ／ｆ制御部２には角周波数指令ω*と検出電流ｉが入力される。
【0031】
ＰＩ制御部５は角周波数指令ω*と補償後角周波数指令ω**に基づいて、ＰＩ出力角周波数指令ωPIを出力する。
【0032】
三相二相変換部６は、検出電流ｉを制御位相θcに基づいてＵＶＷ／ｄｑ変換し、ｄ軸電流ｉd、ｑ軸電流ｉqを生成する。ＬＰＦ（ローパスフィルタ）７はｑ軸電流ｉqのノイズ成分を抽出する。乗算器８は、ＬＰＦ７の出力と電流振動補償ゲインＫiとの積を演算し、検出電流ｉの振動を抑制する角周波数補償量ωcompとして出力する。
【0033】
安定化フィードバック制御部９は、ＰＩ出力角周波数指令ωPIから角周波数補償量ωcompを減算し、補償後角周波数指令ω**として出力する。補償後角周波数指令ω**はＰＩ制御部５に入力される。積分器１０は、補償後角周波数指令ω**を積分し、制御位相θcとして出力する。
【0034】
乗算器１１は、補償後角周波数指令ω**とＶ／ｆ比率ＫVfとの積を演算し、Ｖ／ｆ考慮ｄｑ軸電圧指令ＶdqVfを出力する。直流脈動オブザーバ１２は、補償後角周波数指令ω**と検出電流ｉに基づいて、推定外乱電圧Ｖdqdist＾を出力する。減算器１３は、Ｖ／ｆ考慮ｄｑ軸電圧指令ＶdqVfから推定外乱電圧Ｖdqdist＾を減算し、補償後ｄｑ軸電圧Ｖdqcmdとして出力する。
【0035】
二相三相変換部１４は、補償後ｄｑ軸電圧Ｖdqcmdを制御位相θcに基づいてｄｑ／ＵＶＷ変換し、三相電圧指令Ｖcmdとして出力する。ＰＷＭ制御部１５は、三相電圧指令Ｖcmdに基づいて、三角波比較などといった方法でゲート信号ｇを生成する。このゲート信号ｇがＶ／ｆ制御部２の出力となる。
【0036】
図２で重要なのは、角周波数指令ω*に対して検出電流ｉの振動を安定化するフィードバック制御を行うこと、安定化フィードバック制御の出力でＶ／ｆ制御を行うこと、ｄｑ軸電圧に直流電圧脈動の影響を補償する電圧をフィードバックすること、であり本願発明の適用対象はこれに限らない。例えば、制御位相に対して負荷角を考慮した補正を行う構成であってもよい。
【0037】
図３に本実施形態１の直流脈動オブザーバ１２を示す。直流脈動オブザーバ１２には検出電流ｉと補償後角周波数指令ω**が入力される。積分器１６は、補償後角周波数指令ω**を積分処理し、指令位相θcmdとして出力する。三相二相変換部１７は、検出電流ｉを指令位相θcmdに基づいてＵＶＷ／ｄｑ変換し、ｄｑ軸電流ｉdqを得る。
【0038】
積分器１８は、外乱角周波数ωdistを積分し、外乱位相θdistを出力する。周波数成分抽出部１９は、ｄｑ軸電流ｉdqと外乱位相θdistを用いて周波数成分抽出処理を行う。周波数成分抽出部１９の出力はローパスフィルタＦ（ｓ）２０を介して電流の外乱周波数成分ｉABdetとなる。
【0039】
電流の外乱周波数成分ｉABdetは負荷の逆伝達関数ＧP
-1（ｓ）を経て、電圧の外乱周波数成分ＶABdetとなる。加算器２２は、電圧の外乱周波数成分ＶABdetに推定外乱電圧の外乱周波数成分ＶABdist＾がローパスフィルタ（Ｆ（ｓ））２３を介した値を加算し、推定外乱電圧の外乱周波数成分ＶABdist＾として出力する。
【0040】
そして、時間軸波形再現部２４は、推定外乱電圧の外乱周波数成分ＶABdist＾と外乱位相θdistを用いて時間軸波形の再現を行い、推定外乱電圧Ｖdqdist＾を得る。この推定外乱電圧Ｖdqdist＾が直流脈動オブザーバ１２の出力となる。
【0041】
図３で重要なのは、直流電圧脈動の周波数による電流の外乱周波数成分を抽出すること、負荷の伝達関数を考慮して電流を電圧相当の値とすること、電圧の外乱周波数成分を用いてオブザーバを構成すること、推定外乱の外乱周波数成分を時間軸に戻して出力すること、であり本願発明の適用対象はこれに限らない。例えば、ｄｑ軸電流ｉdqについて図２の三相二相変換部６で得たｄ軸電流ｉd、ｑ軸電流ｉqを用いて図３の三相二相変換部１７を省略する構成でもよい。
【0042】
本実施形態１では、直流電圧脈動周波数に対する外乱オブザーバを用いて直流電圧脈動のもたらす電流脈動を低減する。この際、モータの伝達関数を考慮してｄ軸電流ｉd、ｑ軸電流ｉqの振動補償の対象をｄ軸電圧、ｑ軸電圧のどちらにするかを切り換える。
【0043】
図１のシステム構成について、本実施形態１はインバータでモータを駆動するシステムを想定している。本実施形態１の目的は簡易な構成に補償を追加することであり、簡易にＰＭＳＭをセンサレス制御できる安定化Ｖ／ｆ制御を前提とした。ただし、電圧指令値をもつモータドライブシステムであれば、本実施形態１は適用可能である。
【0044】
以下では、Ｖ／ｆ制御の基本構成について述べる。図２のＶ／ｆ制御部２について、検出電流ｉはＵＶＷ／ｄｑ変換を経てｑ軸電流ｉqが取り出される。特にＰＭＳＭでは、ｑ軸電流ｉqはモータトルクに寄与する電流である。図２のようにｑ軸電流ｉqに電流振動補償ゲインＫiをかけて角周波数指令ω*にフィードバックすることは角周波数指令ω*にトルクをフィードバックすることと近く、このフィードバックによってＰＭＳＭの運転を安定化することができる。
【0045】
ただし、電流フィードバックは定常成分を通しており、角周波数指令ω*を常に減少させる。そのため、上位からの指令である角周波数指令ω*と最終的な制御位相θcの生成に用いる補償後角周波数指令ω**の値が食い違う問題が生じる。これを補うために、補償後角周波数指令ω**が角周波数指令ω*に追従するようＰＩ制御を行い、ＰＩ出力角周波数指令ωPIを生成している。
【0046】
補償後角周波数指令ω**についてＶ／ｆ比率ＫVfでＶ／ｆ比率を考慮した後は、ｄｑ軸電圧，制御位相θｃを用いたｄｑ／ＵＶＷ変換で三相電圧指令ｖｃｍｄを生成し、ＰＷＭを行えばよい。
【0047】
以上が安定化Ｖ／ｆ制御の基本的な動作であるが、本実施形態１ではこれに直流電圧脈動の補償制御である直流脈動オブザーバ１２を追加する。直流脈動オブザーバ１２の出力は推定外乱電圧Ｖdqdist＾として出力され、Ｖ／ｆ考慮ｄｑ軸電圧指令Ｖdqvfにフィードバックされる。これで、簡易な構成に追加する形で直流電圧脈動のもたらす電流脈動を低減できる。
【0048】
以下では、図３の直流脈動オブザーバ１２について述べる。直流脈動オブザーバ１２は、特定周波数に限定して作用する周期外乱オブザーバである。三相整流器によるＡＣ／ＤＣ変換の場合、直流電圧は電源周波数ｆｓの６倍で脈動することが知られている。そのため、本実施形態１の対象とするような直流電圧制御を行わない構成では、直流脈動オブザーバ１２の対象とする特定周波数は６ｆｓで設定すればよい。他の直流電圧脈動周波数がわかっていればその周波数についても補償する。
【0049】
直流脈動オブザーバ１２では、周波数成分を抽出し、外乱成分を推定し、外乱成分を時間軸波形として再現する。
【0050】
まず、周波数成分の抽出について述べる。ｄｑ軸電流ｉdqに対して抽出を行うため、入力の補償後角周波数指令ω**から積分処理で生成した指令位相θcmdを用いて検出電流ｉのＵＶＷ／ｄｑ変換を行い、ｄｑ軸電流ｉdqを得る。ｄｑ軸電流ｉdqは検出ｄ軸電流ｉddetと検出ｑ軸電流ｉqdetをもつ（１）式のようなベクトルである。
【0051】
【数1】
【0052】
図２のＶ／ｆ制御部２と図３の直流脈動オブザーバ１２が同期している場合、この変換を省略して図２のＵＶＷ／ｄｑ変換結果をそのまま図３で用いてもよい。ｄｑ軸電流ｉdqと、外乱角周波数ωdistから積分処理で生成した外乱位相θdistを用いて外乱周波数成分を抽出する。
【0053】
なお、上記のように、外乱角周波数ωdistは基本的に（２）式で設定する。ｆsは電源周波数である。
【0054】
【数2】
【0055】
周波数成分抽出部１９では外乱位相θdistとｄｑ軸電流ｉdqに基づいて（３）式の演算を行う。ｉ’dA，ｉ’dBは抽出経過の電流値である。（３）式を外乱周波数成分について展開したのが（４）式であり、ｉ’dA，ｉ’dBはｄ軸電流の外乱周波数成分ｉdAdet，ｉdBdetに外乱の２倍周波数の振動が重畳された値であるとわかる。
【0056】
【数3】
【0057】
【数4】
【0058】
これに対し、周波数成分抽出部１９の後段でローパスフィルタＦ（ｓ）２０を設けている。ローパスフィルタＦ（ｓ）２０を用いて外乱の２倍周波数の振動をカットすることでｄ軸電流の外乱周波数成分ｉdAdet，ｉdBdetが得られる。逆に言えば、ローパスフィルタＦ（ｓ）２０は外乱の２倍周波数成分をカットできる１次以上のローパスフィルタでなければならない。
【0059】
ｑ軸電流についても同様の処理を行い、（５）式のように電流の外乱周波数成分ｉABdetを得る。以上が周波数成分の抽出である。
【0060】
【数5】
【0061】
次に、外乱成分の推定を述べる。図４に電圧に関わる制御構成を示す。図４は図１，図２，図３の内容について位相に関わる部分を省略し、電圧について簡易にまとめたものである。直流電圧脈動はＰＭＳＭ印加前の電圧に対する外乱とみなせる。そのため、図４では補償後ｄｑ軸電圧Ｖdqcmdに加算器２５で直流電圧脈動Ｖdistを加算している。
【0062】
図５に直流脈動オブザーバ１２の構成を示す。図４から安定化Ｖ／ｆ制御、および周波数成分の抽出と時間軸波形の再現を省略して、直流電圧脈動の周波数成分に関する部分のみ示している。ｖ*は電圧指令であるが外乱周波数成分について言えば指令値は０であるので「ｖ*＝０」と記載した。また、指令値が０であれば指令値加算の前後で値は変わらないので外乱分補償後の電圧指令ＶcmdにローパスフィルタＦ（ｓ）２３を介して検出値の外乱周波数成分Ｖdetと差を取る構成で記述している。直流電圧脈動成分はＰＭＳＭ印加前の外乱電圧Ｖdistとして作用する。
【0063】
そして、印加電圧は負荷（ここではＰＭＳＭ）の伝達関数ＧP（ｓ）を介して外乱電流ｉdistとなる。周波数成分抽出は省略すると述べたが、外乱電流ｉdistから周波数成分を抽出するときに用いるローパスフィルタＦ（ｓ）２０は無視できないため記載している。ローパスフィルタＦ（ｓ）２０を通った後は、負荷の逆伝達関数ＧP
-1（ｓ）から検出値の外乱周波数成分Ｖdetを得る。外乱分補償後の電圧指令ＶcmdにローパスフィルタＦ（ｓ）２３を通した値と外乱周波数成分Ｖdetとの偏差が推定外乱電圧Ｖdist＾となる。
【0064】
（６）式からわかるように、推定外乱電圧Ｖdist＾はローパスフィルタＦ（ｓ）を介して定常的に外乱電圧Ｖdistを推定している。直流電圧脈動そのものは特定の周波数で脈動するが、図４は抽出した周波数成分についての外乱オブザーバであるので、定常で外乱を推定できればよい。したがって、本実施形態１の構成を用いれば、直流電圧脈動をｄｑ軸電圧の外乱として推定することができる。また、推定値を指令電圧にフィードバックして外乱分を打ち消せば、直流電圧脈動のもたらす出力電流脈動を消去することができる。
【0065】
【数6】
【0066】
負荷の伝達関数ＧP（ｓ）について検討する。ここでは、図１の構成より負荷とはＰＭＳＭ４を指すため、ＰＭＳＭ４の伝達関数を考慮する。
【0067】
ＰＭＳＭの状態方程式は（７）式で表されることが知られる。ｉdはｄ軸電流［Ａ］、ｉqはｑ軸電流［Ａ］、ｖdはｄ軸電圧［Ｖ］、ｖqはｑ軸電圧［Ｖ］、Ｌdはｄ軸インダクタンス［Ｈ］、Ｌqはｑ軸インダクタンス［Ｈ］、Ｒ1は巻線抵抗［Ω］、Ψは永久磁石鎖交磁束数［Ｗｂ］、ωrは基本波角周波数（電気角）［ｒａｄ／ｓ］、である。
【0068】
【数7】
【0069】
ここで、（７）式を（８）式へと変形する。ここで、Ｇddはｄ軸電圧→ｄ軸電流の伝達関数、Ｇdqはｄ軸電圧→ｑ軸電流の伝達関数、Ｇqdはｑ軸電圧→ｄ軸電流の伝達関数、Ｇqqはｑ軸電圧→ｑ軸電流の伝達関数、ＫΨd，ＫΨqはΨの与える項をまとめたものである。
【0070】
【数8】
【0071】
すると、各伝達関数の値は（９）式で表される。なお、Ψの与える項ＫΨd，ＫΨqは印加電圧に関する周波数応答には影響せず定常時には一定値とみなせるため、本実施形態１の直流脈動オブザーバ１２では考慮しない。
【0072】
【数9】
【0073】
図６にＰＭＳＭ伝達関数のボード線図を示す。伝達関数Ｇddを実線、伝達関数Ｇqdを二点鎖線、伝達関数Ｇdqを点線、伝達関数Ｇqqを一点鎖線で示した。例として巻線抵抗Ｒ1が０．１ｍΩ、ｄ軸インダクタンスＬdが５ｍＨ、ｑ軸インダクタンスＬqが１２ｍＨ、基本波角周波数ωrが６２８．３ｒａｄ／ｓ（基本波周波数が１００Ｈｚ）と設定した。基本波周波数付近で振動を増幅する特性を持っている。
【0074】
ここで重要なのは、基本波周波数を境にしてｄ軸・ｑ軸相互の伝達特性の関係性が逆転している点である。基本波周波数以上では伝達関数Ｇdd，Ｇqqが伝達関数Ｇqd，Ｇdqよりもゲインが大きく、逆に基本波周波数未満では伝達関数Ｇqd，Ｇdqが伝達関数Ｇdd，Ｇqqよりもゲインが大きくなっている。
【0075】
これはつまり、ｄ軸電圧へと補償量を加算した際、基本波周波数以上ではｑ軸電流よりｄ軸電流への作用の方が大きく、基本波周波数未満ではｄ軸電流よりｑ軸電流への作用の方が大きいということを意味する。
【0076】
このとき、ｄｑ軸の干渉で発散することがあり得る。例えば、外乱周波数が基本波周波数未満のときにｄ軸電流に現れた外乱を抑制する際、ｄ軸電圧に補償量を加算すればｑ軸電流に増幅された電流脈動が生じる。さらに、ｑ軸電流をｑ軸電圧で抑制しようとすればｄ軸電流に増幅された電流脈動が生じる。これを繰り返して、補償制御が電流脈動を増幅していき、最終的に発散する。
【0077】
したがって、発散を避けるには外乱周波数と基本波周波数の位置関係によって外乱補償の対象軸の関係を変更する必要がある。外乱周波数を一定と考えると、基本波周波数の増減に応じて対象軸を変更することになる。
【0078】
基本波周波数が外乱周波数未満の場合、ｄ軸電流の脈動はｄ軸電圧、ｑ軸電流の脈動はｑ軸電圧への補償で脈動を低減する。基本波周波数が外乱周波数以上の場合、ｄ軸電流の脈動はｑ軸電圧、ｑ軸電流の脈動はｄ軸電圧への補償で脈動を低減する。
【0079】
制御内で用いる逆伝達関数ＧP
-1（ｓ）については、補償対象の軸に基づいて定める。つまり、基本波周波数に応じて参照する伝達関数を変更する。
【0080】
基本波周波数が外乱周波数未満の場合、ｄ軸電流成分は逆伝達関数Ｇdd
-1（ｓ）、ｑ軸電流成分は逆伝達関数Ｇqq
-1（ｓ）を介して電圧成分を得る。基本波周波数が外乱周波数以上の場合、ｄ軸電流成分は逆伝達関数Ｇqd
-1（ｓ）、ｑ軸電流成分は逆伝達関数Ｇdq
-1（ｓ）を介して電圧成分を得る。
【0081】
ただし、このとき伝達関数をデジタルフィルタとして直接実装する必要はない。すでに外乱周波数成分のみを抽出しているので、伝達関数における外乱角周波数ωdistの成分、つまり、Ｇdd
-1（ｓ）であればＧdd
-1（ｊωdist）の成分との積を考えれば逆伝達関数を考慮したことになる。
【0082】
（３）式の周波数成分の抽出が反時計回りであるため、電流・電圧のｓｉｎ成分は負の虚数成分（９０°遅れ）として記述されることに注意すると、電圧の外乱周波数成分ＶdAdet，ＶdBdetは（１０）式のように求められる。Ｇdq
-1（ｊωdist）の成分を実成分ＰdqA・虚成分ＰdqBと表し、Ｇdd
-1（ｓ）などの場合も同様の命名とした。
【0083】
【数10】
【0084】
ｑ軸についても同様に（１１）式で求められる。
【0085】
【数11】
【0086】
ＶdAdet：ｄ軸電圧の外乱周波数成分（実成分）
ＶqAdet：ｑ軸電圧の外乱周波数成分（実成分）
ＶdBdet：ｄ軸電圧の外乱周波数成分（虚成分）
ＶqBdet：ｑ軸電圧の外乱周波数成分（虚成分）
ｊ：虚数単位
ＰddA：Ｇdd -1（ｊωdist）の実成分
ＰdqA：Ｇdq -1（ｊωdist）の実成分
ＰddB：Ｇdd -1（ｊωdist）の虚成分
ＰdqB：Ｇdq -1（ｊωdist）の虚成分
ＰqqA：Ｇqq -1（ｊωdist）の実成分
ＰqdA：Ｇqd -1（ｊωdist）の実成分
ＰqqB：Ｇqq -1（ｊωdist）の虚成分
ＰqdB：Ｇqd -1（ｊωdist）の虚成分
Ｇdd -1：ｄ軸電流からｄ軸電圧への負荷の逆伝達関数
Ｇdq -1：ｄ軸電流からｑ軸電圧への負荷の逆伝達関数
Ｇqq -1：ｑ軸電流からｑ軸電圧への負荷の逆伝達関数
Ｇqd -1：ｑ軸電流からｄ軸電圧への負荷の逆伝達関数
ｉdAdet：ｄ軸電流の外乱周波数成分（実成分）
ｉdBdet：ｄ軸電流の外乱周波数成分（虚成分）
ｉqAdet：ｑ軸電流の外乱周波数成分（実成分）
ｉqBdet：ｑ軸電流の外乱周波数成分（虚成分）
ωr：基本波角周波数
ωdist：外乱角周波数
以上の計算をふまえ、電圧の外乱周波数成分ＶABdetは（１２）式で定められる。
ＶqAdet：ｑ軸電圧の外乱周波数成分（実成分）
ＶdBdet：ｄ軸電圧の外乱周波数成分（虚成分）
ＶqBdet：ｑ軸電圧の外乱周波数成分（虚成分）
ｊ：虚数単位
ＰddA：Ｇdd -1（ｊωdist）の実成分
ＰdqA：Ｇdq -1（ｊωdist）の実成分
ＰddB：Ｇdd -1（ｊωdist）の虚成分
ＰdqB：Ｇdq -1（ｊωdist）の虚成分
ＰqqA：Ｇqq -1（ｊωdist）の実成分
ＰqdA：Ｇqd -1（ｊωdist）の実成分
ＰqqB：Ｇqq -1（ｊωdist）の虚成分
ＰqdB：Ｇqd -1（ｊωdist）の虚成分
Ｇdd -1：ｄ軸電流からｄ軸電圧への負荷の逆伝達関数
Ｇdq -1：ｄ軸電流からｑ軸電圧への負荷の逆伝達関数
Ｇqq -1：ｑ軸電流からｑ軸電圧への負荷の逆伝達関数
Ｇqd -1：ｑ軸電流からｄ軸電圧への負荷の逆伝達関数
ｉdAdet：ｄ軸電流の外乱周波数成分（実成分）
ｉdBdet：ｄ軸電流の外乱周波数成分（虚成分）
ｉqAdet：ｑ軸電流の外乱周波数成分（実成分）
ｉqBdet：ｑ軸電流の外乱周波数成分（虚成分）
ωr：基本波角周波数
ωdist：外乱角周波数
以上の計算をふまえ、電圧の外乱周波数成分ＶABdetは（１２）式で定められる。
【0087】
【数12】
【0088】
なお、ＰdqA，ＰdqBといった伝達関数の実成分・虚成分は基本波周波数ごとに値が異なるが、これについては０．１Ｈｚ～数十Ｈｚ程度の周波数刻みであらかじめ求めておき、テーブル化する。
【0089】
そして、周波数成分の抽出におけるローパスフィルタＦ（ｓ）を考慮した外乱オブザーバのフィードバックループを介して、推定外乱電圧の外乱周波数成分ＶABdist＾が求められる。つまり、（１３）式のようになる。以上が外乱成分の推定である。ここで、ＶdAdist＾は推定外乱ｄ軸電圧の外乱周波数成分（実成分）、ＶdBdist＾は推定外乱ｄ軸電圧の外乱周波数成分（虚成分）、ＶqAdist＾は推定外乱ｑ軸電圧の外乱周波数成分（実成分）、ＶqBdist＾は推定外乱ｑ軸電圧の外乱周波数成分（虚成分）である。
【0090】
【数13】
【0091】
以下では、時間軸波形の再現について述べる。ここまで、抽出した外乱周波数成分に対して外乱オブザーバを構成し、推定外乱電圧の外乱周波数成分ＶABdist＾を得た。ここで、推定外乱電圧の外乱周波数成分ＶABdist＾から現在の外乱位相θdistにおける推定外乱電圧Ｖdqdist＾を算出する。推定外乱電圧Ｖdqdist＾は（１４）式で得られる。
【0092】
【数14】
【0093】
これで、外乱角周波数ωdistの積分により外乱位相θdistが増加するに伴い、外乱電圧の交流波形が再現される。以上が、時間軸波形の再現である。
【0094】
直流脈動オブザーバ１２の、周波数成分を抽出し、外乱成分を推定し、外乱成分を時間軸波形として再現する手順を述べた。この結果得られた推定外乱電圧Ｖdqdist＾をＶ／ｆ制御にフィードバックすることで、直流電圧脈動のもたらす出力電流脈動を抑制することができる。
【0095】
図７に本実施形態１のシミュレーション結果を示す。直流電圧外乱がある状態での電流低周波脈動を本実施形態１の直流脈動オブザーバ１２で抑制する。ｄｑ軸の電流ｉd，ｉqを見ると本実施形態１が動作する前の１．０秒以前ではピークトゥピークで２０Ａ程度のリプルが存在している。１．０秒以後の本実施形態１動作後は０．５秒未満の間に外乱推定がはたらき、リプルをピークトゥピークで１０Ａ未満に抑制していることがわかる。
【0096】
本実施形態１動作開始前の０．９秒付近、および動作開始後の４．５秒付近の三相電流ｉＵＶＷも下に示している。本実施形態１動作開始前は相ごとのピークが異なる、つまり直流電圧脈動起因の出力電流脈動が存在している。動作開始後では脈動成分が抑制されピークの揃った波形になっている。図７から本実施形態１の効果が確認された。以上が本実施形態１の動作である。
【0097】
以上示したように、本実施形態１によれば、図２，３に基づいて検出電流から外乱電圧を推定してフィードバック制御を行うことで、電流脈動の減少を達成した制御を行うことができる。
【0098】
先行技術文献に対しては、簡易な制御構成、安価な回路構成という利点がある。また、マルチレベルインバータは複数の直流電圧が異なる位相で脈動するが、本実施形態１によれば、電力変換器をマルチレベルインバータとしても簡易な制御構成、安価な回路構成で電流脈動の減少を実現できる。
【0099】
［実施形態２］
図８に本実施形態２のＶ／ｆ制御部２の構成を示す。基本的な構成は図２（実施形態１）と同じである。異なる点は、ｑ軸電流ｉqへのフィルタをＨＰＦ（ハイパスフィルタ２６）としていること、角周波数指令ω*と補償後角周波数指令ω**を用いたＰＩ制御を行わないこと、である。
図８に本実施形態２のＶ／ｆ制御部２の構成を示す。基本的な構成は図２（実施形態１）と同じである。異なる点は、ｑ軸電流ｉqへのフィルタをＨＰＦ（ハイパスフィルタ２６）としていること、角周波数指令ω*と補償後角周波数指令ω**を用いたＰＩ制御を行わないこと、である。
【0100】
実施形態１は特許文献４のＶ／ｆ制御をもとにしたが、異なるＶ／ｆ制御構成に適用してもよい。特許文献５のようにＨＰＦを介してｑ軸電流ｉqを角周波数指令ω*にフィードバックする構成にすれば、角周波数補償量ωcompが定常的に０になり、ＰＩ制御を持たなくとも角周波数指令ω*と補償後角周波数指令ω**の定常偏差がなくなる。
【0101】
【0102】
また、先行技術文献に対しては、簡易な制御構成、安価な回路構成という利点がある。また、マルチレベルインバータは複数の直流電圧が異なる位相で脈動するが、本実施形態２によれば、電力変換器をマルチレベルインバータとしても簡易な制御構成、安価な回路構成で電流脈動の減少を実現できる。
【0103】
［実施形態３］
伝達関数について、ＰＭＳＭ（負荷）の伝達関数は図６で示したように基本波周波数付近でゲインが急峻に大きくなる。
伝達関数について、ＰＭＳＭ（負荷）の伝達関数は図６で示したように基本波周波数付近でゲインが急峻に大きくなる。
【0104】
この逆伝達関数を考えると、基本波周波数付近でゲインが急峻に小さくなる。つまり、基本波周波数付近では逆伝達関数通過後の電圧値が非常に小さくなり、補償動作がうまく働かない可能性がある。
【0105】
これを避けるため、ＰＭＳＭ（負荷）の伝達関数に対して適宜ノッチフィルタＮ（ｓ）を介してゲインを下げた伝達関数に対して、逆伝達関数を考慮する。
【0106】
本実施形態３ではノッチフィルタＮ（ｓ）を（１５）式のように定義する。ωNは抑制対象周波数、ζNは抑制される周波数の幅を定めるパラメータ、ｄNは減衰の強さを定めるパラメータである。
【0107】
【数15】
【0108】
図９にノッチフィルタを介した伝達関数を示す。図６の伝達関数Ｇdd（ｓ）（実線）に対してノッチフィルタＮ（ｓ）（二点鎖線）を介したＮ・Ｇdd（点線）の周波数特性を示している。抑制対象周波数ωNは基本波角周波数ωrと等しく設定し、ｄNは０．００１５、ζNは０．０１とした。Ｎ・Ｇddでは、Ｇddの基本波周波数付近のゲインが減少し、かつ基本波周波数付近以外の特性は全く変えていない様子がわかる。
【0109】
このような特性の伝達関数をＧdq，Ｇqd，Ｇqqでも同様に用いて逆伝達関数を考慮し、逆伝達関数ＧP
-1（ｓ）の計算として用いれば、基本波周波数付近でも補償が止まることのない外乱オブザーバとなる。
【0110】
以上示したように、本実施形態３によれば、図２，３あるいは図３，４にてノッチフィルタで本来の負荷から伝達関数特性を変更した外乱オブザーバを用いることで、電流脈動の減少、基本波周波数が直流電圧脈動周波数付近での補償不良の防止、を達成した制御を行うことができる。
【0111】
また、先行技術文献に対しては、簡易な制御構成、安価な回路構成という利点がある。また、マルチレベルインバータは複数の直流電圧が異なる位相で脈動するが、本実施形態３によれば、電力変換器をマルチレベルインバータとしても簡易な制御構成、安価な回路構成で電流脈動の減少を実現できる。
【0112】
［実施形態４］
本実施形態４の対象は、直流電圧脈動のもたらす出力電流脈動だが、周波数が既知の脈動に対しては同様の手順で外乱による電流脈動を抑制することができる。
本実施形態４の対象は、直流電圧脈動のもたらす出力電流脈動だが、周波数が既知の脈動に対しては同様の手順で外乱による電流脈動を抑制することができる。
【0113】
例えば、デッドタイムがｄｑ軸電流にもたらす基本波の６倍周波数の脈動への対策にも用いることができる。
【0114】
本実施形態４では、直流脈動オブザーバ１２で電流の外乱周波数成分ｉABdetを抽出する際、直流電圧脈動の周波数に加えて、基本波の６倍周波数の電流外乱周波数成分ｉABdetを抽出する。
【0115】
直流電圧脈動以外でもｄ軸電流脈動をｄ軸電圧、ｑ軸電圧のどちらへの補償で抑制すべきかは実施形態１と同様に考える必要がある。
【0116】
基本波の６倍周波数の脈動は必ず基本波周波数以上のためｄ軸電流脈動はｄ軸電圧で、ｑ軸電流脈動はｑ軸電圧で補償すればよい。
【0117】
ＰＭＳＭ（負荷）の伝達関数のｄｑ軸間の干渉を考慮したうえで、直流電圧脈動以外の既知の外乱に周期外乱オブザーバで対策するのが、本実施形態４である。
【0118】
【0119】
また、先行技術文献に対しては、簡易な制御構成、安価な回路構成という利点がある。また、マルチレベルインバータは複数の直流電圧が異なる位相で脈動するが、本実施形態４によれば、電力変換器をマルチレベルインバータとしても簡易な制御構成、安価な回路構成で電流脈動の減少を実現できる。
【0120】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【符号の説明】
【0121】
１…上位制御部
２…Ｖ／ｆ制御部
３…インバータ（電力変換器）
４…ＰＭＳＭ（永久磁石同期電動機）
５…ＰＩ制御部
６、１７…三相二相変換部
７…ローパスフィルタ
８、１１…乗算器
９…安定化フィードバック制御部
１０、１６、１８…積分器
１２…直流脈動オブザーバ
１３…減算器
１４…二相三相変換器
１５…ＰＷＭ制御部
１９…周波数成分抽出部
２０、２３…ローパスフィルタＦ（ｓ）
２１…負荷の伝達関数
２２、２５…加算器
２４…時間軸波形再現部
２…Ｖ／ｆ制御部
３…インバータ（電力変換器）
４…ＰＭＳＭ（永久磁石同期電動機）
５…ＰＩ制御部
６、１７…三相二相変換部
７…ローパスフィルタ
８、１１…乗算器
９…安定化フィードバック制御部
１０、１６、１８…積分器
１２…直流脈動オブザーバ
１３…減算器
１４…二相三相変換器
１５…ＰＷＭ制御部
１９…周波数成分抽出部
２０、２３…ローパスフィルタＦ（ｓ）
２１…負荷の伝達関数
２２、２５…加算器
２４…時間軸波形再現部
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】