特許 7505600 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-06-17

(45)【発行日】2024-06-25

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20240618BHJP

   H02M 7/12 20060101ALI20240618BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20240618BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 W

H02M7/12 Q

H02M7/48 Y

【請求項の数】 8

(21)【出願番号】P 2022578017

(86)(22)【出願日】2021-03-30

(86)【国際出願番号】 JP2021013447

(87)【国際公開番号】W WO2022162964

(87)【国際公開日】2022-08-04

【審査請求日】2023-06-30

(31)【優先権主張番号】P 2021014116

(32)【優先日】2021-02-01

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000006231

【氏名又は名称】株式会社村田製作所

(74)【代理人】

【識別番号】110000970

【氏名又は名称】弁理士法人 楓国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】三野 和明

【審査官】安食 泰秀

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１２－２０６３７９（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開平８－２０５５６０（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１６－１８７２４１（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１６－０７４５１６（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

Ｈ０２Ｍ ７／４８

Ｈ０２Ｍ ７／１２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

交流電圧入力端子と、
前記交流電圧入力端子に接続され、互いに並列に接続された第１のＰＦＣコンバータおよび第２のＰＦＣコンバータと、
前記第１のＰＦＣコンバータの出力と前記第２のＰＦＣコンバータの出力を合成して出力する直流電圧出力端子と、
を備えたコンバータであって、
前記第１のＰＦＣコンバータは、ダイオード整流型ＰＦＣコンバータで構成され、
前記第２のＰＦＣコンバータは、トーテムポールブリッジレスＰＦＣコンバータで構成され、
前記交流電圧入力端子と前記第２のＰＦＣコンバータとを接続する第２ＰＦＣ側接続ラインに接続されるスイッチと、
前記第２ＰＦＣ側接続ラインに接続される交流電圧出力端子と、さらに備え、
前記第１のＰＦＣコンバータおよび前記第２のＰＦＣコンバータの動作制御と前記スイッチのオンオフ制御によって、前記交流電圧入力端子からの交流電圧を直流電圧に変換して該直流電圧を前記直流電圧出力端子から出力する第１態様と、前記直流電圧出力端子からの直流電圧を交流電圧に変化して該交流電圧を前記交流電圧出力端子から出力する第２態様と、前記交流電圧入力端子からの交流電圧を前記交流電圧出力端子から出力する直結出力態様とのいずれか１つの態様、または、前記第１態様と前記第２態様との組、もしくは、前記第１態様と前記直結出力態様との組から、選択的に実行する、
電力変換装置。

【請求項2】

前記スイッチは、前記第２ＰＦＣ側接続ラインと前記交流電圧出力端子との間に接続される、
請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記スイッチは、前記第２ＰＦＣ側接続ラインにおける、前記第２のＰＦＣコンバータと前記交流電圧出力端子との接続部と、前記交流電圧入力端子との間に接続されている、
請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記第１のＰＦＣコンバータと前記第２のＰＦＣコンバータとは、インターリーブ動作を行う、
請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の電力変換装置。

【請求項5】

前記第２のＰＦＣコンバータに、窒化ガリウム半導体のスイッチング素子を用いる、
請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電力変換装置。

【請求項6】

前記窒化ガリウム半導体のスイッチング素子は、
前記第２態様でのスイッチング周波数は、前記第１態様でのスイッチング周波数よりも高い、
請求項５に記載の電力変換装置。

【請求項7】

前記直流電圧出力端子に接続される直流型負荷が軽負荷のとき、
前記第１のＰＦＣコンバータを臨界モードまたは電流不連続モードで駆動し、
前記第２のＰＦＣコンバータを電流連続モードで駆動する、
請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の電力変換装置。

【請求項8】

前記直流電圧出力端子に接続される直流型負荷が軽負荷のとき、
前記第１のＰＦＣコンバータの駆動を停止し、前記第２のＰＦＣコンバータを駆動して、
前記第２のＰＦＣコンバータを構成するスイッチング素子のスイッチング周波数を高くする、
請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、交流電力と直流電力とを変換する電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

近年、普及が進みつつある電気自動車（ＥＶ）或いはプラグインハイブリッド自動車（ＰＨＥＶ）では、自宅ガレージ等に設置されるＡＣ充電器によって充電される方式が採用されている。充電器の充電プラグにはＡＣ電圧が印加されるので、ＥＶまたはＰＨＥＶの車体側には、ＰＦＣコンバータが搭載されている。

【0003】

また、ＥＶまたはＰＨＥＶは、車両本体に大容量の蓄電池を備えるため、それを電力源としてＤＣ－ＡＣインバータを介してＡＣアウトレットからＡＣ電圧を出力できるようにし、ユーザーが車内で一般用電子機器を使えるようにすることが知られている。

【0004】

特許文献１には、ブリッジダイオードによる整流回路と、複数の昇圧チョッパ回路とを備えたマルチフェーズＰＦＣコンバータが記載されている。

【0005】

特許文献２には、複数のトーテムポールブリッジレスＰＦＣ（力率改善）コンバータが記載されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【文献】特開２０１２－９０４２３号公報

【文献】特表２０１６－５３３１４７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

特許文献１に記載のＰＦＣコンバータでは、低コストであるが、ダイオードブリッジを用いて整流しているため、双方向に電力を伝送することはできない。そのため、車内にＡＣアウトレットを設けようとすると、別途ＤＣ－ＡＣインバータが必要になる。

【0008】

特許文献２に記載のトーテムポールブリッジレスＰＦＣコンバータでは、双方向に電力を伝送できるので、ＡＣアウトレットを設ける場合にも別途ＤＣ－ＡＣインバータを用意する必要がなく、ダイオードを用いないので電力変換効率も高くできる。しかしながら、スイッチング素子の個数が多くなり、ＳｉＣやＧａＮ等の高価なスイッチング素子を用いると、大幅なコスト増を招いてしまう。

【0009】

したがって、本発明の目的は、ＥＶやＰＨＥＶ等の大容量の蓄電池を有する電動車両を充電する電力変換装置において、本来の目的である電力系統からの蓄電池への充電時にも高効率を実現しつつ、ＡＣアウトレットを設ける際に別途ＤＣ－ＡＣインバータが不要で、且つ、安価に実現する電力変換装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0010】

この発明の電力変換装置は、交流電圧入力端子と、交流電圧入力端子に接続され、互いに並列に接続された第１のＰＦＣコンバータおよび第２のＰＦＣコンバータと、第１のＰＦＣコンバータの出力と第２のＰＦＣコンバータの出力を合成して出力する直流電圧出力端子と、を備える。第１のＰＦＣコンバータは、ダイオード整流型ＰＦＣコンバータで構成される。第２のＰＦＣコンバータは、トーテムポールブリッジレスＰＦＣコンバータで構成される。電力変換装置は、交流電圧入力端子と第２のＰＦＣコンバータとを接続する第２ＰＦＣ側接続ラインに接続されるスイッチと、第２ＰＦＣ側接続ラインに接続される交流電圧出力端子と、さらに備える。電力変換装置は、第１のＰＦＣコンバータおよび第２のＰＦＣコンバータの動作制御とスイッチのオンオフ制御によって、交流電圧入力端子からの交流電圧を直流電圧に変換して該直流電圧を前記直流電圧出力端子から出力する第１態様と、直流電圧出力端子からの直流電圧を交流電圧に変化して該交流電圧を交流電圧出力端子から出力する第２態様と、交流電圧入力端子からの交流電圧を交流電圧出力端子から出力する直結出力態様とのいずれか１つの態様、または、前記第１態様と前記第２態様との組、もしくは、前記第１態様と前記直接出力態様との組から、選択的に実行する。

【0011】

この構成では、非可逆の第１のＰＦＣコンバータと、可逆の第２のＰＦＣコンバータとを並列に備える。これにより、交流と直流との双方向での電力供給が実現される。また、第１のＰＦＣコンバータは、第２のＰＦＣコンバータと比較して安価に構成し易く、安価にしても損失性能が劣化し難い。

【発明の効果】

【0012】

この発明によれば、交流と直流との双方向での電力供給を、低損失で、且つ、安価に実現できる。

【図面の簡単な説明】

【0013】

【図1】図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置の適用システムの一例を示す図である。

【図2】図２は、本発明の第１の実施形態に係るコンバータ（電力変換装置）の等価回路図である。

【図3】図３は、蓄電池の充電時におけるコンバータの接続態様を示す等価回路図である。

【図4】図４（Ａ）－図４（Ｇ）は、充電時における各種波形を示す。

【図5】図５は、蓄電池に充電された直流電力を交流出力端子から外部に供給する時におけるコンバータの接続態様を示す等価回路図である。

【図6】図６（Ａ）－図６（Ｄ）は、蓄電池の直流電圧を変換して交流出力端子から交流電圧を供給するときにおける各種波形を示す。

【図7】図７は、本発明の第２の実施形態に係るコンバータ（電力変換装置）の等価回路図である。

【図8】図８は、蓄電池の充電時におけるコンバータの接続態様を示す等価回路図である。

【図9】図９は、蓄電池の充電と交流電圧の供給とを同時に行う時におけるコンバータの接続態様を示す等価回路図である。

【図10】図１０は、蓄電池に充電された直流電力を交流出力端子から外部に供給する時におけるコンバータの接続態様を示す等価回路図である。

【図11】図１１（Ａ）－図１１（Ｇ）は、軽負荷の充電時における各種波形を示す。

【図12】図１２（Ａ）－図１２（Ｇ）は、電流不連続モードと電流連続モードとの併用での充電時における各種波形を示す。

【発明を実施するための形態】

【0014】

［第１の実施形態］
本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置について、図を参照して説明する。

【0015】

（適用されるシステムの一例）
図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置の適用システムの一例を示す図である。

【0016】

図１に示すように、例えば、本発明の第１の実施形態に係るコンバータ１０は、電気自動車９０に適用される。なお、本実施形態のコンバータ１０は、電気自動車に限らず、プラグインハイブリット車両にも適用できる。電気自動車９０は、コンバータ１０、ＤＣ－ＤＣコンバータ９１、蓄電池９２、ＡＣ給電ソケット９３、および、ＡＣアウトレット９４を備える。コンバータ１０が、本発明の「電力変換装置」に対応し、蓄電池９２が、本発明の「直流型負荷」に対応する。

【0017】

ＡＣ給電ソケット９３は、コンバータ１０に接続される。コンバータ１０は、ＤＣ－ＤＣコンバータ９１およびＡＣアウトレット９４に接続される。ＤＣ－ＤＣコンバータ９１は、蓄電池９２に接続される。

【0018】

概略的には、このシステムでは、蓄電池９２を充電する場合、ＡＣ給電ソケット９３に、外部の給電ケーブル９１０が装着される。給電ケーブル９１０は、外部の充電器９００に接続されている。これにより、ＡＣ給電ソケット９３には、給電ケーブル９１０を通じて、充電器９００から交流電圧が供給される。

【0019】

コンバータ１０は、双方向ＰＦＣ回路の機能を有しており、ＡＣ給電ソケット９３からの交流電圧を直流電圧に変換して、ＤＣ－ＤＣコンバータ９１に出力する。ＤＣ－ＤＣコンバータ９１は、コンバータ１０からの出力電圧を、蓄電池９２の充電電圧に変換し、蓄電池９２に出力する。蓄電池９２は、この充電電圧によって、充電される。

【0020】

また、このシステムでは、ＡＣアウトレット９４から交流電圧を出力する場合、蓄電池９２から直流電圧が供給される。

【0021】

コンバータ１０は、上述の通り双方向ＰＦＣ回路の機能を有しているので、蓄電池９２からの直流電圧を交流電圧に変換して、ＡＣアウトレット９４を通じて、ＡＣアウトレット９４に接続された交流型負荷（例えば、電化製品）に、交流電圧を出力する。

【0022】

（コンバータ１０の構成）
図２は、本発明の第１の実施形態に係るコンバータ（電力変換装置）の等価回路図である。コンバータ１０は、ダイオードブリッジＤＢ、インダクタＬ１、インダクタＬ２、インダクタＬ３、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ３、スイッチング素子Ｑ４、スイッチング素子Ｑ５、スイッチング素子Ｑ６、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣｏ、スイッチＳＷ１、および、制御ＩＣ１１を備える。また、コンバータ１０は、交流入力端子Ｐ_ＡＣ１、直流出力端子Ｐ_ＤＣ、および、交流出力端子Ｐ_ＡＣ２を備える。

【0023】

スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ５、および、スイッチング素子Ｑ６は、シリコン半導体のＳｉ－ＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ３およびスイッチング素子Ｑ４は、窒化ガリウム半導体のＧａＮ－ＦＥＴである。

【0024】

ダイオードブリッジＤＢの交流入力端子は、交流入力端子Ｐ_ＡＣ１に接続される。ダイオードブリッジＤＢのＨｉ側出力端子は、インダクタＬ１の一方端およびインダクタＬ２の一方端に接続される。

【0025】

ダイオードブリッジＤＢのＬｏｗ側出力端子は、基準電位ラインに接続される。基準電位ラインは、直流出力端子Ｐ_ＤＣの基準電位側に接続される。

【0026】

インダクタＬ１の他方端には、ダイオードＤ１のカソードが接続される。また、インダクタＬ１の他方端には、スイッチング素子Ｑ１のドレインが接続される。スイッチング素子Ｑ１のソースは、基準電位ラインに接続される。ダイオードＤ１のアノードは、直流出力端子Ｐ_ＤＣのＨｉ電位側に接続される。これら、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、および、ダイオードＤ１によって、第１の昇圧チョッパ回路が構成される。

【0027】

インダクタＬ２の他方端には、ダイオードＤ２のカソードが接続される。また、インダクタＬ２の他方端には、スイッチング素子Ｑ２のドレインが接続される。スイッチング素子Ｑ２のソースは、基準電位ラインに接続される。ダイオードＤ２のアノードは、直流出力端子Ｐ_ＤＣのＨｉ電位側に接続される。これらインダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ２、および、ダイオードＤ２によって、第２の昇圧チョッパ回路が構成される。

【0028】

そして、第１の昇圧チョッパ回路と第２の昇圧チョッパ回路とが、本発明の「第１のＰＦＣコンバータ」に対応する。

【0029】

インダクタＬ３の一方端は、交流入力端子Ｐ_ＡＣ１の一方端子に接続される。インダクタＬ３の他方端は、スイッチング素子Ｑ３のドレインとスイッチング素子Ｑ４のソースとのノードに接続される。スイッチング素子Ｑ３のソースは、基準電位ラインに接続される。スイッチング素子Ｑ４のドレインは、直流出力端子Ｐ_ＤＣのＨｉ電位側に接続される。

【0030】

スイッチング素子Ｑ５のドレインとスイッチング素子Ｑ６のソースとのノードは、交流入力端子Ｐ_ＡＣ１の一方端子に接続される。スイッチング素子Ｑ５のソースは、基準電位ラインに接続される。スイッチング素子Ｑ６のドレインは、直流出力端子Ｐ_ＤＣのＨｉ電位側に接続される。これらインダクタＬ３、スイッチング素子Ｑ３、スイッチング素子Ｑ４、スイッチング素子Ｑ５、および、スイッチング素子Ｑ６によって、トーテムポールブリッジレスＰＦＣが構成される。このトーテムポールブリッジレスＰＦＣが、本発明の「第２のＰＦＣコンバータ」に対応する。

【0031】

そして、これらの構成によって、ダイオードブリッジＤＢと第１の昇圧チョッパ回路からなる１相、ダイオードブリッジＤＢと第２の昇圧チョッパ回路からなる１相、および、トーテムポールブリッジレスＰＦＣからなる１相の並列動作が実現される。すなわち、２相がダイオードブリッジＤＢと昇圧チョッパ回路によって実現され、１相がトーテムポールブリッジレスＰＦＣによって実現される。

【0032】

コンデンサＣｏは、直流出力端子Ｐ_ＤＣのＨｉ電位側と直流出力端子Ｐ_ＤＣの基準電位側との間に接続される。

【0033】

制御ＩＣ１１は、複数（本実施形態では６個）のスイッチング素子Ｑ１－Ｑ６のゲートに接続し、複数のスイッチング素子Ｑ１－Ｑ６に対して、スイッチング制御信号を出力する。言い換えれば、複数のスイッチング素子Ｑ１－Ｑ６は、制御ＩＣ１１からのスイッチング制御信号によって駆動制御される。

【0034】

スイッチＳＷ１は、交流入力端子Ｐ_ＡＣ１とトーテムポールブリッジレスＰＦＣとを接続する第２ＰＦＣ側接続ラインと交流出力端子Ｐ_ＡＣ２との間に接続される。スイッチＳＷ１は、第２ＰＦＣ側接続ラインと交流出力端子Ｐ_ＡＣ２と間の導通または開放を制御する。

【0035】

（蓄電池９２を充電するとき（第１態様））
図３は、蓄電池の充電時におけるコンバータの接続態様を示す等価回路図である。図３に示すように、直流出力端子Ｐ_ＤＣには、蓄電池９２が接続される。また、交流入力端子Ｐ_ＡＣ１には、充電器９００が接続される。

【0036】

蓄電池９２の充電時、スイッチＳＷ１は、オフ制御される。言い換えれば、スイッチＳＷ１は、開放状態に制御される。なお、本実施形態では、蓄電池９２の充電時に、スイッチＳＷ１をオフ制御する態様を示したが、スイッチＳＷ１をオン制御（導通状態に制御）してもよい。この場合、蓄電池９２の充電とともに、交流出力端子Ｐ_ＡＣ２から交流電圧を出力できる。

【0037】

この状態において、制御ＩＣ１１は、複数のスイッチング素子Ｑ１－Ｑ６に対してスイッチング制御信号を出力する。より具体的には、制御ＩＣ１１は、第１の昇圧チョッパ回路、第２の昇圧チョッパ回路、および、トーテムポールブリッジレスＰＦＣがインターリーブ動作するように、複数のスイッチング素子Ｑ１－Ｑ６に対してスイッチング制御信号を出力する。

【0038】

図４（Ａ）－図４（Ｇ）は、充電時における各種波形を示す。図４（Ａ）、図４（Ｂ）、図４（Ｃ）は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ４のそれぞれに対するスイッチング制御信号の波形の一例を示す。図４（Ｄ）、図４（Ｅ）、図４（Ｆ）は、インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３のインダクタ電流の波形の一例を示す。図４（Ｇ）は、交流入力端子Ｐ_ＡＣ１の電流の波形の一例を示す。なお、スイッチング素子Ｑ３、スイッチング素子Ｑ５、スイッチング素子Ｑ６の波形は図示していないが、スイッチング素子Ｑ５の波形は、スイッチング素子Ｑ４と同じであり、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ６の波形は、スイッチング素子Ｑ４と逆相になる。

【0039】

蓄電池９２の充電時、図４（Ａ）－図４（Ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ４は、それぞれに位相差１２０°を持ってオン制御される。これにより、図４（Ｄ）－図４（Ｆ）に示すように、第１の昇圧チョッパ回路のインダクタＬ１のインダクタ電流ＩＬ１、第２の昇圧チョッパ回路のインダクタＬ２のインダクタ電流ＩＬ２、および、トーテムポールブリッジレスＰＦＣのインダクタＬ３のインダクタ電流ＩＬ３も、互いに１２０°の位相差を有する波形となり、それぞれの直流成分に重畳するリップル電流も１２０°ずつずれる。

【0040】

交流入力端子Ｐ_ＡＣ１の電流Ｉｃｉｎは、インダクタ電流ＩＬ１、インダクタ電流ＩＬ２、および、インダクタ電流ＩＬ３が加算された電流である。したがって、インダクタ電流ＩＬ１、インダクタ電流ＩＬ２、および、インダクタ電流ＩＬ３が上述のように、互いに１２０°の位相差を有するので、それぞれのリップル電流は相殺されるように作用する。これにより、図４（Ｇ）に示すように、交流入力端子Ｐ_ＡＣ１の電流Ｉｃｉｎのリップル電流の振幅は抑制される。

【0041】

この制御を行うことによって、コンバータ１０は、交流入力端子Ｐ_ＡＣ１から入力された交流電圧を直流電圧に変換して直流出力端子Ｐ_ＤＣから出力する。この出力された直流電圧によって、蓄電池９２は充電される。この際、上述の制御が行われることで、コンバータ１０から発生する高調波電流やノイズは抑制される。

【0042】

（蓄電池９２に充電された直流電力を交流出力端子Ｐ_ＡＣ２から外部に供給するとき（第２態様））
図５は、蓄電池に充電された直流電力を交流出力端子から外部に供給する時におけるコンバータの接続態様を示す等価回路図である。図５に示すように、直流出力端子Ｐ_ＤＣには、蓄電池９２が接続される。また、交流出力端子Ｐ_ＡＣ２には、負荷９４０が接続される。負荷９４０は、交流型負荷である。

【0043】

蓄電池９２に充電された直流電力を交流出力端子Ｐ_ＡＣ２から外部に供給する時、スイッチＳＷ１は、オン制御される。言い換えれば、スイッチＳＷ１は、導通状態に制御される。

【0044】

第１の昇圧チョッパ回路および第２の昇圧チョッパ回路は、共に単方向のＰＦＣコンバータであるため、直流出力端子Ｐ_ＤＣから入力された直流電圧を交流に変換して交流入力端子Ｐ_ＡＣ１側に出力できない。したがって、第１の昇圧チョッパ回路および第２の昇圧チョッパ回路は、停止制御される。

【0045】

トーテムポールブリッジレスＰＦＣは、双方向に電力伝送が可能であるため、直流出力端子Ｐ_ＤＣから入力された直流電圧を交流に変換して交流入力端子Ｐ_ＡＣ１および交流出力端子Ｐ_ＡＣ２側に出力できる。したがって、トーテムポールブリッジレスＰＦＣは、駆動制御される。

【0046】

この制御を行うことによって、コンバータ１０は、直流出力端子Ｐ_ＤＣから入力された直流電圧を交流電圧に変換して交流出力端子Ｐ_ＡＣ２から出力する。この出力された交流電圧が負荷９４０に供給される。

【0047】

この際、トーテムポールブリッジレスＰＦＣのスイッチング素子は、蓄電池９２を充電するときよりも高いスイッチング周波数で駆動することが好ましい。

【0048】

図６（Ａ）－図６（Ｄ）は、蓄電池の直流電圧を変換して交流出力端子から交流電圧を供給するときにおける各種波形を示す。図６（Ａ）、図６（Ｃ）は、スイッチング素子Ｑ４のに対するスイッチング制御信号の波形の一例を示す。図６（Ｂ）、図６（Ｄ）は、変換された交流に重畳するリップル電流の波形の一例を示す。図６（Ａ）、図６（Ｂ）は、スイッチング周波数が高いときを示し、図６（Ｃ）、図６（Ｄ）は、スイッチング周波数が低いときを示す。なお、低いスイッチング周波数とは、上述の充電時のスイッチング周波数と同じである。また、高いスイッチング周波数とは、低いスイッチング周波数に対する正の整数倍の周波数であることが望ましい。

【0049】

図６（Ａ）、図６（Ｂ）に示すように、スイッチング周波数を高くすることによって、リップル電流の振幅を小さくできる。

【0050】

これにより、第１の昇圧チョッパ回路、第２の昇圧チョッパ回路を駆動せず、トーテムポールブリッジレスＰＦＣのみを駆動させても、交流電圧に重畳するリプルを抑制できる。

【0051】

また、この構成では、トーテムポールブリッジレスＰＦＣのスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のみに、ＧａＮ－ＦＥＴを用い、他のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ５、Ｑ６に、Ｓｉ－ＭＯＳＦＥＴを用いている。これにより、全てのスイッチング素子Ｑ１－Ｑ６にＧａＮ－ＦＥＴを用いるよりも、コンバータ１０を安価に構成できる。

【0052】

一方、トーテムポールブリッジレスＰＦＣのスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のみに、ＧａＮ－ＦＥＴを用いることによって、逆回復特性や寄生キャパシタンスに起因する損失を抑制できる。したがって、低損失なコンバータ１０を実現できる。

【0053】

なお、交流入力端子Ｐ_ＡＣ１と交流出力端子Ｐ_ＡＣ２の電圧が同じである場合には、蓄電池９２の充電時に、スイッチＳＷ１をオン制御（導通制御）することも可能である。これにより、コンバータ１０は、蓄電池９２への充電を行いながら、交流出力端子Ｐ_ＡＣ２に接続される負荷に交流電力を供給できる。なお、この際、コンバータ１０は、第１の昇圧チョッパ回路と第２の昇圧チョッパ回路とをインターリーブ動作させると、よりよい。

【0054】

（利用方法の一例）
充電器９００がＡＣ２２０Ｖ／３０Ａ、６．６ｋＷ出力の場合、この交流電圧が供給される。コンバータ１０は、上述の３相による電力変換を行い、この変換された直流によって、蓄電池９２が充電される。

【0055】

一方、蓄電池９２に充電された電力が交流出力端子Ｐ_ＡＣ２から出力される場合、コンバータ１０は、トーテムポールブリッジレスＰＦＣの１相のみを駆動させる。このため、交流出力端子Ｐ_ＡＣ２からは、２．２ｋＷ出力が得られる。

【0056】

なお、本実施例において、トーテムポールブリッジレスＰＦＣのスイッチング素子Ｑ３およびＱ４にＧａＮ－ＦＥＴを用いて説明したが、ＳｉＣ－ＦＥＴ等の他のワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子でもよい。

【0057】

［第２の実施形態］
本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置について、図を参照して説明する。図７は、本発明の第２の実施形態に係るコンバータ（電力変換装置）の等価回路図である。

【0058】

図７に示すように、第２の実施形態に係るコンバータ１０は、第１の実施形態に係るコンバータ１０に対して、スイッチＳＷ２および交流出力端子Ｐ_ＡＣ２の接続態様において異なる。コンバータ１０Ａの他の構成は、コンバータ１０と同様であり、同様の箇所の説明は省略する。

【0059】

コンバータ１０Ａでは、交流出力端子Ｐ_ＡＣ２は、第２ＰＦＣ側接続ライン（交流入力端子Ｐ_ＡＣ１とトーテムポールブリッジレスＰＦＣとを接続する接続ライン）に直接接続される。

【0060】

スイッチＳＷ２は、第２ＰＦＣ側接続ラインの途中に挿入されている。より具体的には、スイッチＳＷ２は、第２ＰＦＣ側接続ラインにおける、トーテムポールブリッジレスＰＦＣと交流出力端子Ｐ_ＡＣ２との接続部と交流入力端子Ｐ_ＡＣ１との間に接続されている。

【0061】

（蓄電池９２を充電するとき（第１態様））
図８は、蓄電池の充電時におけるコンバータの接続態様を示す等価回路図である。図８に示すように、直流出力端子Ｐ_ＤＣには、蓄電池９２が接続される。また、交流入力端子Ｐ_ＡＣ１には、充電器９００が接続される。

【0062】

蓄電池９２の充電時、スイッチＳＷ２は、オン制御される。言い換えれば、スイッチＳＷ２は、導通状態に制御される。

【0063】

この状態において、制御ＩＣ１１は、複数のスイッチング素子Ｑ１－Ｑ６に対してスイッチング制御信号を出力する。より具体的には、制御ＩＣ１１は、第１の昇圧チョッパ回路、第２の昇圧チョッパ回路、および、トーテムポールブリッジレスＰＦＣがインターリーブ動作するように、複数のスイッチング素子Ｑ１－Ｑ６に対してスイッチング制御信号を出力する。

【0064】

この制御を行うことによって、コンバータ１０Ａは、交流入力端子Ｐ_ＡＣ１から入力された交流電圧を直流電圧に変換して直流出力端子Ｐ_ＤＣから出力する。この出力された直流電圧によって、蓄電池９２は充電される。この際、上述の制御が行われることで、コンバータ１０Ａから発生する高調波電流は抑制される。

【0065】

（蓄電池９２を充電しながら、交流出力端子Ｐ_ＡＣ２から交流電力を供給する）
図９は、蓄電池の充電と交流電圧の供給とを同時に行う時におけるコンバータの接続態様を示す等価回路図である。図９に示すように、直流出力端子Ｐ_ＤＣには、蓄電池９２が接続される。また、交流入力端子Ｐ_ＡＣ１には、充電器９００が接続される。また、交流出力端子Ｐ_ＡＣ２には、負荷９４０が接続される。

【0066】

蓄電池９２の充電時、および、交流出力端子Ｐ_ＡＣ２からの交流電力の供給時、スイッチＳＷ２は、オフ制御される。言い換えれば、スイッチＳＷ２は、開放状態に制御される。

【0067】

コンバータ１０Ａは、第１の昇圧チョッパ回路と第２の昇圧チョッパ回路とによって蓄電池９２の充電を行い、トーテムポールブリッジレスＰＦＣは、蓄電池９２の電力を交流出力端子Ｐ_ＡＣ２へ出力するためのインバータとして動作するように、スイッチング制御を行う。この際、コンバータ１０は、第１の昇圧チョッパ回路と第２の昇圧チョッパ回路とをインターリーブ動作させると、よりよい。

【0068】

これにより、コンバータ１０Ａは、蓄電池９２への充電を行いながら、交流出力端子Ｐ_ＡＣ２に接続される負荷９４０に交流電力を供給できる。

【0069】

（蓄電池９２に充電された直流電力を交流出力端子Ｐ_ＡＣ２から外部に供給するとき（第２態様））
図１０は、蓄電池に充電された直流電力を交流出力端子から外部に供給する時におけるコンバータの接続態様を示す等価回路図である。図１０に示すように、直流出力端子Ｐ_ＤＣには、蓄電池９２が接続される。また、交流出力端子Ｐ_ＡＣ２には、負荷９４０が接続される。

【0070】

蓄電池９２に充電された直流電力を交流出力端子Ｐ_ＡＣ２から外部に供給する時、スイッチＳＷ２は、オフ制御される。言い換えれば、スイッチＳＷ２は、開放状態に制御される。

【0071】

第１の昇圧チョッパ回路および第２の昇圧チョッパ回路は、停止制御される。トーテムポールブリッジレスＰＦＣは、駆動制御される。

【0072】

この制御を行うことによって、コンバータ１０Ａは、直流出力端子Ｐ_ＤＣから入力された直流電圧を交流電圧に変換して交流出力端子Ｐ_ＡＣ２から出力する。この出力された交流電圧が負荷９４０に供給される。

【0073】

この際、トーテムポールブリッジレスＰＦＣのスイッチング素子は、第１の実施形態と同様に、蓄電池９２を充電するときのスイッチング周波数よりも高いスイッチング周波数で駆動することが好ましい。これにより、第１の昇圧チョッパ回路、第２の昇圧チョッパ回路を駆動せず、トーテムポールブリッジレスＰＦＣのみを駆動させても、負荷９４０に印加される負荷電流に重畳するリップルを抑制できる。

【0074】

なお、この際、コンバータ１０Ａは、第１の昇圧チョッパ回路、および、第２の昇圧チョッパ回路を駆動させることもできる。すなわち、コンバータ１０Ａは、第１の昇圧チョッパ回路、および、第２の昇圧チョッパ回路で蓄電池９２を充電しながら、蓄電池９２の電力から交流電圧を生成し、交流出力端子Ｐ_ＡＣ２から出力することもできる。

【0075】

［第３の実施形態］
本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置について、図を参照して説明する。第３の実施形態に係るコンバータは、第１の実施形態に係るコンバータと同じ回路構成を備える。第３の実施形態に係るコンバータは、第１の実施形態に係るコンバータに対して、軽負荷時の充電制御において異なる。第３の実施形態に係るコンバータの他の制御は、第１の実施形態に係るコンバータと同様であり、同様の箇所の説明は省略する。

【0076】

図１１（Ａ）－図１１（Ｇ）は、電流連続モードでの充電時における各種波形を示す。図１２（Ａ）－図１２（Ｇ）は、電流不連続モードと電流連続モードとの併用での充電時における各種波形を示す。

【0077】

（電流連続モード）
図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）、図１１（Ｃ）は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ４のそれぞれに対するスイッチング制御信号の波形の一例を示す。図１１（Ｄ）、図１１（Ｅ）、図１１（Ｆ）は、インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３のインダクタ電流の波形の一例を示す。図１１（Ｇ）は、交流入力端子Ｐ_ＡＣ１の電流の波形の一例を示す。なお、スイッチング素子Ｑ３、スイッチング素子Ｑ５、スイッチング素子Ｑ６の波形は図示していないが、スイッチング素子Ｑ５の波形は、スイッチング素子Ｑ４と同じであり、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ６の波形は、スイッチング素子Ｑ４と逆相になる。

【0078】

図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）、図１１（Ｄ）、図１１（Ｅ）に示すように、軽負荷時には、コンバータは、第１の昇圧チョッパ回路および第２の昇圧チョッパ回路を、臨界モードで動作させる。また、図１１（Ｃ）、図１１（Ｆ）に示すように、軽負荷時には、コンバータは、トーテムポールブリッジレスＰＦＣを、電流連続モードで動作させる。

【0079】

（電流不連続モードと電流連続モードの併用）
図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）、図１２（Ｃ）は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ４のそれぞれに対するスイッチング制御信号の波形の一例を示す。図１２（Ｄ）、図１２（Ｅ）、図１２（Ｆ）は、インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３のインダクタ電流の波形の一例を示す。図１２（Ｇ）は、交流入力端子Ｐ_ＡＣ１の電流の波形の一例を示す。なお、スイッチング素子Ｑ３、スイッチング素子Ｑ５、スイッチング素子Ｑ６の波形は図示していないが、スイッチング素子Ｑ５の波形は、スイッチング素子Ｑ４と同じであり、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ６の波形は、スイッチング素子Ｑ４と逆相になる。

【0080】

図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）、図１２（Ｄ）、図１２（Ｅ）に示すように、軽負荷時には、コンバータは、第１の昇圧チョッパ回路および第２の昇圧チョッパ回路を、電流不連続モードで動作させる。また、図１２（Ｃ）、図１２（Ｆ）に示すように、軽負荷時には、コンバータは、トーテムポールブリッジレスＰＦＣを、電流連続モードで動作させる。

【0081】

これらの制御により、軽負荷時は、第１の昇圧チョッパ回路および第２の昇圧チョッパ回路には、インダクタ電流ＩＬ１、Ｉｌ２としてリップル電流のみが流れ、トーテムポールブリッジレスＰＦＣには、インダクタ電流ＩＬ３として、直流成分にリップル成分が重畳された電流が流れる。

【0082】

このような制御を行うことで、コンバータは、軽負荷時には、効率の高いトーテムポールブリッジレスＰＦＣを積極的に用いて、充電を行う。これにより、軽負荷時の電力変換効率を向上できる。また、図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）に示すように、この制御では、第１の昇圧チョッパ回路および第２の昇圧チョッパ回路のスイッチング素子は、電流が０の時にターンオンする。これにより、第１の昇圧チョッパ回路および第２の昇圧チョッパ回路のスイッチング損失を低減でき、コンバータの電力変換効率を、さらに向上できる。

【0083】

また、この制御では、第１の実施形態と同様に、第１の昇圧チョッパ回路、第２の昇圧チョッパ回路、および、トーテムポールブリッジレスＰＦＣがインターリーブ動作するので、リップル電流が抑制される。

【0084】

なお、軽負荷時には、第１の昇圧チョッパ回路および第２の昇圧チョッパ回路を停止させることも可能である。この場合、トーテムポールブリッジレスＰＦＣのスイッチング周波数を高くする方がよい。例えば、トーテムポールブリッジレスＰＦＣのスイッチング周波数を、第１の昇圧チョッパ回路および第２の昇圧チョッパ回路とともにインターリーブ動作する時の３倍にするとよい。これにより、トーテムポールブリッジレスＰＦＣの単独動作であっても、リップル電流が抑制される。

【符号の説明】

【0085】

１０、１０Ａ：コンバータ
１１：制御ＩＣ
９０：電気自動車
９１：ＤＣ－ＤＣコンバータ
９２：蓄電池
９３：ＡＣ給電ソケット
９４：ＡＣアウトレット
９００：充電器
９１０：給電ケーブル
９４０：負荷
Ｃｏ：コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２：ダイオード
ＤＢ：ダイオードブリッジ
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３：インダクタ
Ｐ_ＡＣ１：交流入力端子
Ｐ_ＡＣ２：交流出力端子
Ｐ_ＤＣ：直流出力端子
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６：スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２：スイッチ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】