特許 7514160 モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-07-02

(45)【発行日】2024-07-10

(54)【発明の名称】モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/13 20060101AFI20240703BHJP

   H02P 21/18 20160101ALI20240703BHJP

   H02P 21/26 20160101ALI20240703BHJP

   G05B 13/02 20060101ALI20240703BHJP

【ＦＩ】

H02P21/13

H02P21/18

H02P21/26

G05B13/02 S

【請求項の数】 5

(21)【出願番号】P 2020175521

(22)【出願日】2020-10-19

(65)【公開番号】P2022066914

(43)【公開日】2022-05-02

【審査請求日】2023-06-09

(73)【特許権者】

【識別番号】000114215

【氏名又は名称】ミネベアミツミ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100114890

【弁理士】

【氏名又は名称】アインゼル・フェリックス＝ラインハルト

(74)【代理人】

【識別番号】100116403

【弁理士】

【氏名又は名称】前川 純一

(74)【代理人】

【識別番号】100135633

【弁理士】

【氏名又は名称】二宮 浩康

(74)【代理人】

【識別番号】100162880

【弁理士】

【氏名又は名称】上島 類

(72)【発明者】

【氏名】小久保 宏樹

(72)【発明者】

【氏名】戸塚 進士

(72)【発明者】

【氏名】増田 重巳

【審査官】谿花 正由輝

(56)【参考文献】

【文献】特表２０１２－５１９４６４（ＪＰ，Ａ）

【文献】特表２００７－５３１４７８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００５－０５１９７１（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｐ ２１／１３

Ｈ０２Ｐ ２１／１８

Ｈ０２Ｐ ２１／２６

Ｇ０５Ｂ １３／０２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

モータを駆動させるための駆動制御信号に基づいて前記モータを駆動する駆動回路と、
前記モータのコイルの駆動電流の検出結果に基づくベクトル制御演算を行うことにより、前記駆動制御信号を生成して前記駆動回路に供給する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、
前記モータの前記コイルの駆動電流値を取得する駆動電流値取得部と、
線形カルマンフィルタに基づく演算により前記モータのロータの回転角度と前記ロータの回転速度を推定する推定部と、
前記駆動電流値取得部によって取得した前記駆動電流値と、前記推定部によって推定した前記回転角度とに基づいて、クラーク変換およびパーク変換を行うことにより、２相の回転座標系のｑ軸電流値およびｄ軸電流値を算出する第１座標変換部と、
前記モータの目標回転速度と前記推定部によって推定した前記回転角度との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系のｑ軸電流の指令値を算出するｑ軸電流指令値算出部と、
前記ｑ軸電流指令値算出部によって算出した前記ｑ軸電流の指令値と前記第１座標変換部によって算出した前記ｑ軸電流値に基づく値との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系のｑ軸電圧の指令値を算出するｑ軸電圧指令値算出部と、
前記２相の回転座標系のｄ軸電流の指令値と、前記第１座標変換部によって算出した前記ｄ軸電流値との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系のｄ軸電圧の指令値を算出するｄ軸電圧指令値算出部と、
前記ｑ軸電圧指令値算出部によって算出した前記ｑ軸電圧の指令値と、前記ｄ軸電圧指令値算出部によって算出した前記ｄ軸電圧の指令値と、前記推定部によって推定した前記回転角度とに基づいて、逆パーク変換を行うことにより、前記２相の固定座標系の電圧指令値を算出する第２座標変換部と、
前記第２座標変換部によって算出した前記２相の固定座標系の電圧指令値を３相の固定座標系の電圧信号に変換し、前記駆動制御信号として出力する駆動制御信号生成部と、
記憶部と、を有し、
前記線形カルマンフィルタにおいて、前記ｑ軸電流値をＩｑ（ｔ）、前記回転速度としての電気角速度をωｅ（ｔ）、前記回転角度をθ（ｔ）、前記ｑ軸電圧の指令値をＶｑｒｅｆ、前記コイルの抵抗をＲａ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、ｄ軸方向の磁石の磁束をΨａとしたとき、状態ベクトルｘ（ｔ）を下記式（Ａ）によって定義し、前記モータの状態空間モデルを下記式（Ｂ）および下記式（Ｃ）によって定義し、下記式（Ｂ）および式（Ｃ）におけるＡｃ，Ｂｃ，ｃを下記式（Ｄ）によって夫々表した場合に、

【数1】

【数2】

【数3】

【数4】

【数5】

【請求項2】

モータを駆動させるための駆動制御信号に基づいて前記モータを駆動する駆動回路と、
前記モータのコイルの駆動電流の検出結果に基づくベクトル制御演算を行うことにより、前記駆動制御信号を生成して前記駆動回路に供給する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、
前記モータの前記コイルの駆動電流値を取得する駆動電流値取得部と、
線形カルマンフィルタに基づく演算により前記モータのロータの回転角度を推定する推定部と、
前記駆動電流値取得部によって取得した前記駆動電流値と、前記推定部によって推定した前記回転角度とに基づいて、クラーク変換およびパーク変換を行うことにより、２相の回転座標系のｑ軸電流値およびｄ軸電流値を算出する第１座標変換部と、
前記モータのトルクの目標値であるトルク指令値に基づいて、前記２相の回転座標系のｑ軸電流の指令値を算出するｑ軸電流指令値算出部と、
前記ｑ軸電流指令値算出部によって算出した前記ｑ軸電流の指令値と前記第１座標変換部によって算出した前記ｑ軸電流値に基づく値との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系のｑ軸電圧の指令値を算出するｑ軸電圧指令値算出部と、
前記２相の回転座標系のｄ軸電流の指令値と、前記第１座標変換部によって算出した前記ｄ軸電流値との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系のｄ軸電圧の指令値を算出するｄ軸電圧指令値算出部と、
前記ｑ軸電圧指令値算出部によって算出した前記ｑ軸電圧の指令値と、前記ｄ軸電圧指令値算出部によって算出した前記ｄ軸電圧の指令値と、前記推定部によって推定した前記回転角度とに基づいて、逆パーク変換を行うことにより、前記２相の固定座標系の電圧指令値を算出する第２座標変換部と、
前記第２座標変換部によって算出した前記２相の固定座標系の電圧指令値を３相の固定座標系の電圧信号に変換し、前記駆動制御信号として出力する駆動制御信号生成部と、
記憶部と、を有し、
前記線形カルマンフィルタにおいて、前記ｑ軸電流値をＩｑ（ｔ）、前記ロータの回転速度としての電気角速度をωｅ（ｔ）、前記回転角度をθ（ｔ）、前記ｑ軸電圧の指令値をＶｑｒｅｆ、前記コイルの抵抗をＲａ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、ｄ軸方向の磁石の磁束をΨａとしたとき、状態ベクトルｘ（ｔ）を下記式（Ａ）によって定義し、前記モータの状態空間モデルを下記式（Ｂ）および下記式（Ｃ）によって定義し、下記式（Ｂ）および式（Ｃ）におけるＡｃ，Ｂｃ，ｃを下記式（Ｄ）によって夫々表した場合に、

【数6】

【数7】

【数8】

【数9】

【数10】

【請求項3】

請求項１または２に記載のモータ駆動制御装置において、
前記制御回路は、前記ロータの初期位置を特定した後に、前記回転角度および前記回転速度を推定する
モータ駆動制御装置。

【請求項4】

モータのコイルの駆動電流値を取得する第１ステップと、
前記第１ステップで取得した前記駆動電流値に基づくベクトル制御演算を行うことにより、前記モータを駆動させるための駆動制御信号を生成する第２ステップと、を含み、
前記第２ステップは、
線形カルマンフィルタに基づく演算により前記モータのロータの回転角度と前記ロータの回転速度を推定する第３ステップと、
前記第１ステップにおいて取得した前記駆動電流値と、前記第３ステップにおいて推定した前記回転角度とに基づいてクラーク変換およびパーク変換を行うことにより、２相の回転座標系のｑ軸電流値およびｄ軸電流値を算出する第４ステップと、
前記モータの目標回転速度と前記第３ステップにおいて推定した前記回転角度との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系のｑ軸電流の指令値を算出する第５ステップと、
前記第５ステップにおいて算出した前記ｑ軸電流の指令値と前記第４ステップにおいて算出した前記ｑ軸電流値に基づく値との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系のｑ軸電圧の指令値を算出する第６ステップと、
前記２相の回転座標系のｄ軸電流の指令値と、前記第４ステップにおいて算出した前記ｄ軸電流値との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系のｄ軸電圧の指令値を算出する第７ステップと、
前記第６ステップにおいて算出した前記ｑ軸電圧の指令値と、前記第７ステップにおいて算出した前記ｄ軸電圧の指令値と、前記第３ステップにおいて推定した前記回転角度とに基づいて、逆パーク変換を行うことにより、前記２相の固定座標系の電圧指令値を算出する第８ステップと、
前記第８ステップにおいて算出した前記２相の固定座標系の電圧指令値を３相の固定座標系の電圧信号に変換し、前記駆動制御信号として出力する第９ステップと、を有し、
前記線形カルマンフィルタにおいて、前記ｑ軸電流値をＩｑ（ｔ）、前記回転速度としての電気角速度をωｅ（ｔ）、前記回転角度をθ（ｔ）、前記ｑ軸電圧の指令値をＶｑｒｅｆ、前記コイルの抵抗をＲａ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、ｄ軸方向の磁石の磁束をΨａとしたとき、状態ベクトルｘ（ｔ）を下記式（Ａ）によって定義し、前記モータの状態空間モデルを下記式（Ｂ）および下記式（Ｃ）によって定義し、下記式（Ｂ）および式（Ｃ）におけるＡｃ，Ｂｃ，ｃを下記式（Ｄ）によって夫々表した場合に、

【数11】

【数12】

【数13】

【数14】

【数15】

【請求項5】

モータのコイルの駆動電流値を取得する第１ステップと、
前記第１ステップで取得した前記駆動電流値に基づくベクトル制御演算を行うことにより、前記モータを駆動させるための駆動制御信号を生成する第２ステップと、を含み、
前記第２ステップは、
線形カルマンフィルタに基づく演算により前記モータのロータの回転角度を推定する第３ステップと、
前記第１ステップにおいて取得した前記駆動電流値と、前記第３ステップにおいて推定した前記回転角度とに基づいてクラーク変換およびパーク変換を行うことにより、２相の回転座標系のｑ軸電流値およびｄ軸電流値を算出する第４ステップと、
前記モータのトルクの目標値であるトルク指令値に基づいて、前記２相の回転座標系のｑ軸電流の指令値を算出する第５ステップと、
前記第５ステップにおいて算出した前記ｑ軸電流の指令値と前記第４ステップにおいて算出した前記ｑ軸電流値に基づく値との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系のｑ軸電圧の指令値を算出する第６ステップと、
前記２相の回転座標系のｄ軸電流の指令値と、前記第４ステップにおいて算出した前記ｄ軸電流値との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系のｄ軸電圧の指令値を算出する第７ステップと、
前記第６ステップにおいて算出した前記ｑ軸電圧の指令値と、前記第７ステップにおいて算出した前記ｄ軸電圧の指令値と、前記第３ステップにおいて推定した前記回転角度とに基づいて、逆パーク変換を行うことにより、前記２相の固定座標系の電圧指令値を算出する第８ステップと、
前記第８ステップにおいて算出した前記２相の固定座標系の電圧指令値を３相の固定座標系の電圧信号に変換し、前記駆動制御信号として出力する第９ステップと、を有し、
前記線形カルマンフィルタにおいて、前記ｑ軸電流値をＩｑ（ｔ）、前記ロータの回転速度としての電気角速度をωｅ（ｔ）、前記回転角度をθ（ｔ）、前記ｑ軸電圧の指令値をＶｑｒｅｆ、前記コイルの抵抗をＲａ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、ｄ軸方向の磁石の磁束をΨａとしたとき、状態ベクトルｘ（ｔ）を下記式（Ａ）によって定義し、前記モータの状態空間モデルを下記式（Ｂ）および下記式（Ｃ）によって定義し、下記式（Ｂ）および式（Ｃ）におけるＡｃ，Ｂｃ，ｃを下記式（Ｄ）によって夫々表した場合に、

【数16】

【数17】

【数18】

【数19】

【数20】

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、モータ駆動制御装置及びモータ駆動制御方法に関する。

【背景技術】

【0002】

一般に、ブラシレスＤＣモータとしての永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ：Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）は、回転子の表面に永久磁石を張り付けた表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ：Ｓｕｒｆａｃｅ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）と回転子の内部に永久磁石を埋め込んだ埋め込み磁石型同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）とに大別される。

【0003】

また、永久磁石型同期モータ（ＰＭＳＭ）の制御方法として、ホール素子等のセンサを用いることなく、モータの回転子（ロータ）の回転角度や回転速度を推定してモータの駆動を制御するセンサレスベクトル制御法が知られている。

【0004】

代表的なセンサレスベクトル制御法として、モータのコイルに流れる電流を検出し、コイルの誘起電圧に基づいてロータの回転位置を推定する技術（例えば、特許文献１参照）や、モータの突極性に基づくインダクタンスの位置の依存性を利用して、高周波の電圧・電流の関係からロータの回転位置を推定する技術（例えば、特許文献２参照）が知られている。

【0005】

しかしながら、モータのコイルに発生する誘起電圧を利用してロータの回転位置を推定する手法は、誘起電圧がロータの回転速度に依存するため、ロータが停止しているときにはロータの回転位置を推定することができない。また、ロータが比較的低速で回転している状態では、ロータの回転位置を精度よく推定することができない。

【0006】

また、モータの突極性に基づいてロータの回転位置を推定する手法は、表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）のように、突極性がなく、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとが等しい（Ｌｄ＝Ｌｑ）モータの場合、ロータの回転位置を推定することはできない。

【0007】

上述したセンサレスベクトル制御法の課題を解決するための一つの手法として、拡張カルマンフィルタを用いたセンサレスベクトル制御法が知られている（例えば、特許文献３参照）。拡張カルマンフィルタを用いたセンサレスベクトル制御法によれば、モータの突極性の有無によらず、ロータが停止しているときでもロータの回転位置を推定することが可能となる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0008】

【文献】特開２００１－２５１８８９号公報

【文献】特開２０２０－６１９１７号公報

【文献】特開２００５－５１９７１号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

しかしながら、従来の拡張カルマンフィルタを用いたセンサレスベクトル制御法では、拡張カルマンフィルタにおける予測ステップを線形且つ時不変で表せていないため、カルマンゲインを逐次計算する必要がある。そのため、複雑な演算が必要となり、演算負荷が大きくなる。そのため、従来の拡張カルマンフィルタを用いたセンサレスベクトル制御法を採用したモータ駆動制御装置は、複雑な演算を高速で実行できる処理能力の高いプログラム処理装置（例えば、マイクロコントローラ）が必要になり、コストアップの一因となっている。

【0010】

本発明は、上述した課題を解消するためのものであり、センサレスベクトル制御における演算の負荷を低減することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0011】

本発明の代表的な実施の形態に係るモータ駆動制御装置は、モータを駆動させるための駆動制御信号に基づいて前記モータを駆動する駆動回路と、前記モータのコイルの駆動電流の検出結果に基づくベクトル制御演算を行うことにより、前記駆動制御信号を生成して前記駆動回路に供給する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記駆動制御信号を生成するとき、予測ステップと更新ステップを含む線形カルマンフィルタによって、前記駆動電流の検出結果に基づいて算出した２相の回転座標系のｑ軸電流値と、前記２相の回転座標系のｑ軸電圧の指令値とに基づいて、前記モータのロータの回転角度および前記ロータの回転速度を推定し、前記線形カルマンフィルタは、前記予測ステップが線形且つ時不変で表される定常カルマンフィルタであることを特徴とする。

【発明の効果】

【0012】

本発明の一態様によれば、センサレスベクトル制御における演算の負荷を低減することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0013】

【図1】本実施の形態に係るモータ駆動制御装置を備えたモータユニットの構成を示す図である。

【図2】本実施の形態に係るモータ駆動制御装置における制御回路の機能ブロック構成を示す図である。

【図3】推定部における演算処理の一例を示すブロック線図である。

【図4】本実施の形態に係るモータ駆動制御装置による駆動制御信号の生成処理の流れの一例を示すフローチャートである。

【図5】本実施の形態に係るモータ駆動制御装置による駆動制御信号の生成処理の流れの一例を示すタイミングチャートである。

【図6】本発明の別の実施の形態に係るモータ駆動制御装置における制御回路の機能ブロック構成を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0014】

１．実施の形態の概要
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。なお、以下の説明では、一例として、発明の構成要素に対応する図面上の参照符号を、括弧を付して記載している。

【0015】

〔１〕本発明の代表的な実施の形態に係るモータ駆動制御装置（１０）は、モータ（３）を駆動させるための駆動制御信号（Ｓｄ）に基づいて前記モータを駆動する駆動回路（２）と、前記モータのコイル（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）の駆動電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の検出結果に基づくベクトル制御演算を行うことにより、前記駆動制御信号を生成して前記駆動回路に供給する制御回路（１）と、を備え、前記制御回路は、前記駆動制御信号を生成するとき、予測ステップと更新ステップを含む線形カルマンフィルタによって、前記駆動電流の検出結果に基づいて算出した２相の回転座標系のｑ軸電流値（Ｉｑ）と、前記２相の回転座標系のｑ軸電圧の指令値（Ｖｑｒｅｆ）とに基づいて、前記モータのロータの回転角度（θ）および前記ロータの回転速度（ω）を推定し、前記線形カルマンフィルタは、前記予測ステップが線形且つ時不変で表される定常カルマンフィルタであることを特徴とする。

【0016】

〔２〕上記〔１〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記制御回路は、前記モータの前記コイルの駆動電流値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を取得する駆動電流値取得部（１３）と、前記回転角度（θ）と前記回転速度（ω）を推定する推定部（１４）と、前記駆動電流値取得部によって取得した前記駆動電流値と、前記推定部によって推定した前記回転角度とに基づいて、クラーク変換およびパーク変換を行うこことにより、前記２相の回転座標系のｑ軸電流値（Ｉｑ）およびｄ軸電流値（Ｉｄ）を算出する第１座標変換部（１５）と、前記モータの動作の目標状態を指示する値（ωｒｅｆ，Ｔｒｅｆ）に基づいて、前記２相の回転座標系のｑ軸電流の指令値（Ｉｑｒｅｆ）を算出するｑ軸電流指令値算出部（１７）と、前記ｑ軸電流指令値算出部によって算出した前記ｑ軸電流の指令値（Ｉｑｒｅｆ）と前記第１座標変換部によって算出した前記ｑ軸電流値に基づく値との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系のｑ軸電圧の指令値（Ｖｑｒｅｆ）を算出するｑ軸電圧指令値算出部（１９）と、を有し、前記推定部は、前記第１座標変換部によって算出した前記ｑ軸電流値と、前記ｑ軸電圧指令値算出部によって算出した前記ｑ軸電圧の指令値とを入力とし、前記回転角度の推定値と前記回転速度の推定値とを出力とする前記線形カルマンフィルタに基づく演算を行ってもよい。

【0017】

〔３〕上記〔１〕または〔２〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記モータは、ｄ軸電流値がゼロ（Ｉｄ＝０）、且つ前記回転速度が一定（ｄω／ｄｔ＝０）とした場合の前記モータのｑ軸電圧（Ｖｑ）の方程式から導かれる状態空間モデルで表され、少なくとも前記ｑ軸電流値（Ｉｑ）、前記回転角度（θ）、および前記回転速度（ωｅ）を状態変数としてもよい。

【0018】

〔４〕上記〔３〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記ｑ軸電流値をＩｑ（ｔ），前記回転速度としての電気角速度をωｅ（ｔ）、前記回転角度をθ（ｔ）、前記ｑ軸電圧の指令値をＶｑｒｅｆとしたとき、前記状態変数を含む状態ベクトルｘ（ｔ）は、後述する式（６）によって表され、前記状態空間モデルは、後述する式（８）および（９）によって表され、前記コイルの抵抗をＲａ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、ｄ軸方向の磁石の磁束をΨａとしたとき、後述する式（８）および式（９）におけるＡｃ，Ｂｃ，ｃは、後述する式（１０）によって夫々表されてもよい。

【0019】

【0020】

〔６〕上記〔５〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記制御回路は、前記式（１８）および前記式（１９）を含む演算式情報（２４１）と、少なくともＡｄ、Ｂｄ、およびｇの値を含む係数情報（２４２）とを記憶する記憶部（２４）を有し、前記制御回路は、前記記憶部に記憶された前記演算式情報と前記係数情報を用いて、前記回転角度の推定値と前記回転速度の推定値を算出してもよい。

【0021】

〔７〕上記〔１〕乃至〔６〕の何れかに記載のモータ駆動制御装置において、前記制御回路（１）は、前記ロータの初期位置を特定した後に、前記回転角度および前記回転速度を推定してもよい。

【0022】

〔８〕上記〔１〕乃至〔７〕の何れかに記載のモータ駆動制御装置において、前記モータの動作の目標状態を指示する値は、前記モータの回転速度の目標値（ωｒｅｆ）であってもよい。

【0023】

〔９〕上記〔１〕乃至〔７〕の何れかに記載のモータ駆動制御装置において、前記モータの動作の目標状態を指示する値は、前記モータのトルクの目標値（Ｔｒｅｆ）であってもよい。

【0024】

〔１０〕本発明の代表的な実施の形態に係るモータ駆動制御方法は、モータ（３）のコイル（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）の駆動電流値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を取得する第１ステップ（Ｓ５）と、前記第１ステップで取得した前記駆動電流値に基づくベクトル制御演算を行うことにより、前記モータを駆動させるための駆動制御信号（Ｓｄ）を生成する第２ステップ（Ｓ６～Ｓ１２）と、を含み、前記第２ステップは、線形カルマンフィルタによって、前記駆動電流値に基づいて算出した２相の回転座標系のｑ軸電流値と、前記２相の回転座標系のｑ軸電圧の指令値とに基づいて、前記モータのロータの回転角度および前記ロータの回転速度を推定するステップ（Ｓ１０）を含み、前記線形カルマンフィルタは、予測ステップが線形且つ時不変で表される定常カルマンフィルタであることを特徴とする。

【0025】

２．実施の形態の具体例
以下、本発明の実施の形態の具体例について図を参照して説明する。なお、以下の説明において、各実施の形態において共通する構成要素には同一の参照符号を付し、繰り返しの説明を省略する。

【0026】

図１は、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０を備えたモータユニット１００の構成を示す図である。

【0027】

図１に示すように、モータユニット１００は、モータ３と、モータ３の回転を制御するモータ駆動制御装置１０と、を備えている。モータユニット１００は、例えばファン等の、モータを駆動源として用いる種々の機器に適用することができる。

【0028】

モータ３は、例えば、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ：Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）である。本実施の形態において、モータ３は、例えば、３相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有する表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）である。コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは、例えば、互いにＹ結線されている。

【0029】

モータ駆動制御装置１０は、例えば、モータ３に正弦波駆動信号を与えることにより、モータ３の３相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに周期的に正弦波状の駆動電流を流してモータ３のロータを回転させる。モータ駆動制御装置１０は、モータ３の回転位置を検出するためのホール素子等の回転位置検出装置を用いることなく、位置センサレス方式により、モータ３の回転角度および回転速度を推定してモータ３の駆動を制御するセンサレスベクトル制御を行う。

【0030】

モータ駆動制御装置１０は、制御回路１と駆動回路２とを有している。
なお、図１に示されているモータ駆動制御装置１０の構成要素は、全体の一部であり、モータ駆動制御装置１０は、図１に示されたものに加えて、他の構成要素を有していてもよい。

【0031】

駆動回路２は、後述する制御回路１から出力された駆動制御信号Ｓｄに基づいてモータ３を駆動する。駆動回路２は、インバータ回路２ａ、プリドライブ回路２ｂ、および電流検出回路２ｃを有する。

【0032】

インバータ回路２ａは、直流電源Ｖｃｃとグラウンド電位との間に配置され、入力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、負荷としてのモータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを駆動する回路である。具体的には、本実施の形態では、インバータ回路２ａは、直列に接続された２つの駆動用トランジスタを含むスイッチングレグを３つ有し、入力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、２つの駆動用トランジスタが交互にオン・オフ動作（スイッチング動作）を行うことにより、負荷としてのモータ３を駆動する。

【0033】

より具体的には、インバータ回路２ａは、モータ３のＵ相、Ｖ相、およびＷ相にそれぞれ対応するスイッチングレグを有する。図１に示すように、各相に対応するスイッチングレグは、直流電源Ｖｃｃとグラウンド電位との間に電流検出回路２ｃを介して直列に接続された２つの駆動用トランジスタＱ１とＱ２，Ｑ３とＱ４，Ｑ５とＱ６を有している。

【0034】

ここで、駆動用トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５は、例えば、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、駆動用トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６は、例えば、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。なお、駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の他の種類のパワートランジスタであってもよい。

【0035】

例えば、Ｕ相に対応するスイッチングレグは、互いに直列に接続された駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２を有する。駆動用トランジスタＱ１と駆動用トランジスタＱ２とが共通に接続される点は、負荷としてのコイルＬｕの一端に接続されている。Ｖ相に対応するスイッチングレグは、互いに直列に接続された駆動用トランジスタＱ３，Ｑ４を有する。駆動用トランジスタＱ３と駆動用トランジスタＱ４とが共通に接続される点は、負荷としてのコイルＬｖの一端に接続されている。Ｗ相に対応するスイッチングレグは、互いに直列に接続された駆動用トランジスタＱ５，Ｑ６を有する。駆動用トランジスタＱ５と駆動用トランジスタＱ６とが共通に接続される点は、負荷としてのコイルＬｗの一端に接続されている。

【0036】

プリドライブ回路２ｂは、制御回路１から出力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、インバータ回路２ａを駆動するための駆動信号を生成する。

【0037】

駆動制御信号Ｓｄは、モータ３の駆動を制御するための信号であり、例えばＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号である。具体的には、駆動制御信号Ｓｄは、インバータ回路２ａを構成する各スイッチ素子のオン／オフの状態によって定まるモータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの通電パターンを切り替えるための信号である。より具体的には、駆動制御信号Ｓｄは、インバータ回路２ａの各駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６に対応する６種類のＰＷＭ信号を含む。

【0038】

プリドライブ回路２ｂは、制御回路１から供給された駆動制御信号Ｓｄとしての６種類のＰＷＭ信号に基づいて、インバータ回路２ａの各駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６の制御電極（ゲート電極）を駆動するのに十分な電力を供給可能な６種類の駆動信号Ｖｕｕ，Ｖｕｌ，Ｖｖｕ，Ｖｖｌ，Ｖｗｕ，Ｖｗｌを生成する。

【0039】

これらの駆動信号Ｖｕｕ，Ｖｕｌ，Ｖｖｕ，Ｖｖｌ，Ｖｗｕ，Ｖｗｌがインバータ回路２ａの各駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６の制御電極（ゲート電極）に入力されることにより、各駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６がオン・オフ動作（スイッチング動作）を行う。例えば、各相に対応するスイッチングレグの上側アームの駆動用トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５と下側アームの駆動用トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６は、交互にオン・オフ動作を行う。これにより、モータ３の各相に直流電源Ｖｃｃから電力が供給され、モータ３が回転する。

【0040】

電流検出回路２ｃは、モータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動電流を検出するための回路である。電流検出回路２ｃは、例えば、電流検出素子としての抵抗（シャント抵抗）を含む。抵抗は、例えば、直流電源Ｖｃｃとグラウンド電位との間にインバータ回路２ａと直列に接続されている。本実施の形態において、電流検出回路２ｃとしての抵抗は、例えば、インバータ回路２ａの負側（グラウンド側）に接続されている。電流検出回路２ｃは、モータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流を上記抵抗によって電圧に変換し、その電圧を電流検出信号Ｖｍとして制御回路１に入力する。

【0041】

制御回路１は、外部（例えば上位装置）からモータ３の動作の目標状態を指示する駆動指令信号Ｓｃが入力されると、センサベクトル制御により、モータ３が駆動指令信号Ｓｃによって指定された動作状態となるように駆動制御信号Ｓｄを生成して、駆動回路２を介してモータ３を駆動する。

【0042】

本実施の形態において、制御回路１は、例えば、ＣＰＵ等のプロセッサと、ＲＡＭ，ＲＯＭ等の各種記憶装置と、カウンタ（タイマ）、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、クロック発生回路、および入出力Ｉ／Ｆ回路等の周辺回路とが、バスや専用線を介して互いに接続された構成を有するプログラム処理装置（例えばマイクロコントローラ）である。

【0043】

なお、モータ駆動制御装置１０は、制御回路１の少なくとも一部と駆動回路２の少なくとも一部とが一つの集積回路装置（ＩＣ）としてパッケージ化された構成であってもよいし、制御回路１と駆動回路２がそれぞれ個別の集積回路装置として夫々パッケージ化された構成であってもよい。

【0044】

制御回路１は、センサレスベクトル制御において、カルマンフィルタを用いた演算により、モータ３の回転角度および回転速度を推定し、それらの推定値に基づいて駆動制御信号Ｓｄを生成する。以下、制御回路１によるカルマンフィルタを用いたセンサベクトル制御について詳細に説明する。

【0045】

図２は、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０における制御回路１の機能ブロック構成を示す図である。

【0046】

図２に示すように、制御回路１は、カルマンフィルタを用いたセンサベクトル制御を実現するための機能ブロックとして、駆動指令取得部１１、駆動電流値取得部１３、座標変換部（第１座標変換部の一例）１５、推定部１４、誤差算出部１６，１８，２０、ｑ軸電流指令値算出部１７、ｑ軸電圧指令値算出部１９、ｄ軸電圧指令値算出部２１、座標変換部（第２座標変換部の一例）２２、駆動制御信号生成部２３、および記憶部２４を有する。

【0047】

これらの機能ブロックは、例えば、制御回路１としてのプログラム処理装置において、プロセッサが、メモリに記憶されたプログラムに従って各種演算処理を実行するとともに、カウンタやＡ／Ｄ変換回路等の周辺回路を制御することによって実現される。

【0048】

駆動指令取得部１１は、外部から駆動指令信号Ｓｃを受信し、受信した駆動指令信号Ｓｃを解析することにより、駆動指令信号Ｓｃで指定されたモータ３の目標となる動作状態を指定する値を取得する。

【0049】

駆動指令信号Ｓｃは、モータ３の動作の目標状態を指示する値を含む。駆動指令信号Ｓｃは、例えば、モータ駆動制御装置１０の外部に設けられた、モータユニット１００を制御するための上位装置から出力される信号である。

【0050】

本実施の形態において、駆動指令信号Ｓｃは、例えば、モータ３のロータの回転速度を指定する速度指令信号Ｓｃ１である。駆動指令信号Ｓｃは、モータ３のロータの目標となる回転速度（目標回転速度）の値ωｒｅｆを含んでいる。以下、本実施の形態では、駆動指令信号Ｓｃが速度指令信号Ｓｃ１であるとして説明する。

【0051】

速度指令信号Ｓｃ１は、例えば、指定する目標回転速度ωｒｅｆに応じたデューティ比を有するＰＷＭ信号である。駆動指令取得部１１は、例えば、速度指令信号Ｓｃ１としてのＰＷＭ信号のデューティ比を計測し、計測したデューティ比に応じた回転速度を目標回転速度ωｒｅｆとして出力する。

【0052】

駆動電流値取得部１３は、モータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの計測値を取得する機能部である。駆動電流値取得部１３は、例えば、電流検出回路２ｃから出力された電流検出信号Ｖｍに基づいて、Ｕ相のコイルＬｕに流れる電流の計測値（駆動電流値Ｉｕ）、Ｖ相のコイルＬｖに流れる電流の計測値（駆動電流値Ｉｖ）、およびＷ相のコイルＬｗに流れる電流の計測値（駆動電流値Ｉｗ）をそれぞれ算出する。

【0053】

座標変換部（第１座標変換部の一例）１５は、駆動電流値取得部１３によって取得した各相の駆動電流値（相電流）Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、後述する推定部１４によって推定したロータの回転角度θとに基づいて、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを算出する機能部である。

【0054】

具体的に、座標変換部１５は、クラーク変換部１５１およびパーク変換部１５２を有する。クラーク変換部１５１は、駆動電流値取得部１３によって取得した３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系の駆動電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをクラーク変換することにより、２相（α，β）の固定座標系（直交座標）系の電流Ｉα，Ｉβを算出する。パーク変換部１５２は、推定部１４によって推定した回転角度θ（ｓｉｎθおよびｃｏｓθ）を用いて２相の固定座標系の電流Ｉα，Ｉβをパーク変換することにより、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系（ｄ，ｑ）のｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを算出する。

【0055】

推定部１４は、モータ３のロータの回転角度（回転位置）θとロータの回転速度ωを推定する機能部である。記憶部２４は、推定部１４による演算に必要な各種データを記憶するための機能部である。推定部１４および記憶部２４の詳細については後述する。

【0056】

誤差算出部１６は、駆動指令取得部１１から出力された目標回転速度ωｒｅｆと推定部１４によって推定したモータ３の実際の回転速度ωとの差（ωｒｅｆ‐ω）を算出する機能部である。

【0057】

ｑ軸電流指令値算出部１７は、誤差算出部１６によって算出した、モータ３の目標回転速度ωｒｅｆと回転速度ωとの差が小さくなるように、ｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆを算出する機能部である。ｑ軸電流指令値算出部１７は、例えば、ＰＩ制御演算により、誤差算出部１６によって算出した誤差（ωｒｅｆ‐ω）をゼロにするｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出する。

【0058】

誤差算出部１８は、ｑ軸電流指令値算出部１７によって算出したｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆと座標変換部１５によって算出したｑ軸電流値Ｉｑに基づく値との差（Ｉｑｒｅｆ‐Ｉｑ）を算出する機能部である。

【0059】

ここで、座標変換部１５によって算出したｑ軸電流値Ｉｑに基づく値とは、座標変換部１５から出力されるｑ軸電流値Ｉｑであってもよいし、推定部１４によって算出されるｑ軸電流値Ｉｑの推定値であってもよい。例えば、誤差算出部１８は、座標変換部１５からｑ軸電流値Ｉｑを取得してもよいし、推定部１４によって算出されるｑ軸電流値Ｉｑの推定値を取得してもよい。

【0060】

ｑ軸電圧指令値算出部１９は、誤差算出部１８によって算出した、ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆと座標変換部１５によって算出したｑ軸電流値Ｉｑに基づく値との差が小さくなるように、ｑ軸電圧の指令値Ｖｑｒｅｆを算出する機能部である。ｑ軸電圧指令値算出部１９は、例えば、ＰＩ制御演算により、誤差算出部１８によって算出した誤差（Ｉｑｒｅｆ‐Ｉｑ）をゼロにするｑ軸電圧の指令値Ｖｑｒｅｆを算出する。

【0061】

誤差算出部２０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆと座標変換部１５によって算出したｄ軸電流値Ｉｄとの差（Ｉｄｒｅｆ‐Ｉｄ）を算出する機能部である。本実施の形態では、モータ３が表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）である場合を想定しているため、Ｉｄｒｅｆ＝０とする。

【0062】

ｄ軸電圧指令値算出部２１は、誤差算出部２０によって算出した、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆとｄ軸電流値Ｉｄとの差が小さくなるように、ｄ軸電圧の指令値Ｖｄｒｅｆを算出する機能部である。ｄ軸電圧指令値算出部２１は、例えば、ＰＩ制御演算により、誤差算出部２０によって算出した誤差（Ｉｄｒｅｆ‐Ｉｄ）をゼロにするｄ軸電圧の指令値Ｖｄｒｅｆを算出する。

【0063】

座標変換部（第２座標変換部の一例）２２は、ｑ軸電圧指令値算出部１９によって算出したｑ軸電圧の指令値Ｖｑｒｅｆとｄ軸電圧指令値算出部２１によって算出したｄ軸電圧の指令値Ｖｄｒｅｆを、２相（α，β）の固定座標系の電圧指令値Ｖα，Ｖβに変換するための機能部である。具体的に、座標変換部２２は、ｄ軸電圧の指令値Ｖｄｒｅｆおよびｑ軸電圧の指令値Ｖｑｒｅｆに対して逆パーク変換を行うことにより、電圧指令値Ｖα，Ｖβを算出する。

【0064】

駆動制御信号生成部２３は、座標変換部２２によって算出された２相（α，β）の固定座標系の電圧指令値Ｖα，Ｖβに基づいて、駆動制御信号Ｓｄを生成する機能部である。駆動制御信号生成部２３は、例えば、公知の空間ベクトル変換の演算手法により、電圧指令値Ｖα，Ｖβを３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系の電圧信号（ＰＷＭ信号）に変換し、駆動制御信号Ｓｄとして駆動回路２に出力する。なお、駆動制御信号生成部２３は、空間ベクトル変換に限られず、三角波比較方式等の他の手法によって駆動制御信号Ｓｄを生成してもよい。

【0065】

ここで、制御回路１によるモータ３のロータの回転角度θと回転速度ωの推定手法について説明する。

【0066】

制御回路１は、駆動制御信号Ｓｄを生成するとき、モータ３の駆動電流の検出結果に基づいて算出した２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｑ軸電流値Ｉｑと、２相の回転座標系のｑ軸電圧の指令値Ｖｑｒｅｆとを入力値とする線形カルマンフィルタを用いて、モータ３の回転角度θおよび回転速度ω（電気角速度ωｅ）を推定する。

【0067】

具体的には、推定部１４が、座標変換部１５によって算出したｑ軸電流値Ｉｑと、ｑ軸電圧指令値算出部１９によって算出したｑ軸電圧の指令値Ｖｑｒｅｆとを入力とし、ロータの回転角度θの推定値とロータの回転速度ωの推定値とを出力とする線形カルマンフィルタに基づく演算を行う。

【0068】

本実施の形態における線形カルマンフィルタは、予測ステップと更新ステップを含み、予測ステップが、線形且つ時不変で表される定常カルマンフィルタである。

【0069】

以下、本実施の形態に係る線形カルマンフィルタについて説明する。

【0070】

先ず、一般的なカルマンフィルタについて説明する。
カルマンフィルタは、状態空間モデルにおいて、内部の見えない「状態」を効率的に推定するための計算手法である。推定すべき状態変数の正規性を仮定し、その平均値（推定値）と分散（共分散行列）を逐次的に推定する。カルマンフィルタは、一つ前の状態の推定値から現在の状態を予測する予測ステップと、予測ステップで予測した状態を現在の観測値を用いて修正する更新ステップ（フィルタリングステップ）とから構成される。

【0071】

ここで、予測ステップは、下記式（１）によって表され、更新ステップは、下記式（２）によってそれぞれ表される。

【0072】

【数1】

【0073】

【数2】

【0074】

式（１）および式（２）において、ｕは入力を表し、Ｇ，ｇはゲインを表している。

【0075】

ここで、予測ステップが線形で表せるとき、すなわち、予測ステップが下記式（３）で表されるとき、そのカルマンフィルタは線形カルマンフィルタとなる。

【0076】

【数3】

【0077】

更に、予測ステップを表す上記式（３）における係数Ａ，Ｂが時不変である場合、その線形カルマンフィルタは、定常カルマンフィルタとなる。この場合、共分散行列が一定値となり、且つ、カルマンゲインも一定値となる。すなわち、カルマンフィルタが線形且つ時不変の場合、共分散行列とカルマンゲインの値は、予測ステップおよび予測ステップの演算ステップ毎に変化せず、一定となる。

【0078】

従来のモータのセンサレスベクトル制御に用いられていた拡張カルマンフィルタは、予測ステップが線形・時不変で表されていないため、予測ステップおよび予測ステップの演算を行う毎に、共分散行列とカルマンゲインを算出する必要があった。

【0079】

これに対し、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０によるセンサレスベクトル制御では、予測ステップを線形且つ時不変で表した定常カルマンフィルタ（線形カルマンフィルタ）を用いることにより、共分散行列とカルマンゲインの値が固定値となるので、予測ステップおよび予測ステップの演算を行う毎にこれらの値を算出する必要がなく、事前に算出しておくことが可能となる。

【0080】

次に、本実施の形態に係るセンサレスベクトル制御で用いる線形カルマンフィルタについて説明する。

【0081】

一般に、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系における永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）の電圧方程式は、下記式（４）によって表される。

【0082】

【数4】

【0083】

上記式（４）において、Ｖｄはｄ軸電圧、Ｖｑはｑ軸電圧、Ｒａはモータのコイルの巻線抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ωｅは電気角速度、Ψａはロータの磁石のｄ軸方向の磁束、ｓは微分演算子である。
上記式（４）より、ｑ軸電圧Ｖｑの方程式は、下記式（５）で表すことができる。

【0084】

【数5】

【0085】

ここで、ｑ軸電流値Ｉｑ、回転角度θ、および電気角速度ωｅを状態変数とし、状態ベクトルを下記式（６）で定義する。

【0086】

【数6】

【0087】

更に、式（７）に示すように、ｄ軸電流値Ｉｄがゼロ、且つ回転速度（電気角速度ωｅ）が一定であると定義する。

【0088】

【数7】

【0089】

このとき、上記式（５），式（６），および式（７）より、本実施の形態に係るモータ３の状態空間モデルは、下記式（８）および式（９）で表される。

【0090】

【数8】

【0091】

【数9】

【0092】

ただし、Ａｃ，Ｂｃ，ｃは、それぞれ下記式（１０）によって定義される。

【0093】

【数10】

【0094】

このように、ｄ軸電流値Ｉｄがゼロ、且つ回転速度（電気角速度ωｅ）が一定と定義することによって、モータ３の状態空間モデルは、上記式（８）乃至（１０）に示す線形・時不変で表すことができる。

【0095】

次に、上述した線形カルマンフィルタを用いた、モータ３の回転角度θおよび回転速度ω（電気角速度ωｅ）の推定方法について説明する。

【0096】

【0097】

【数11】

【0098】

【数12】

【0099】

【0100】

【数13】

【0101】

【数14】

【0102】

【数15】

【0103】

ここで、Ｑは３×３行列のチューニングパラメータ、Ｒはスカラーのチューニングパラメータである。また、Ａｄ，Ｂｄは、Ａｃ，Ｂｃおよび制御周期（サンプル周期）Ｔｓを用いて下記式（１６）および式（１７）で表すことができる。

【0104】

【数16】

【0105】

【数17】

【0106】

Ａｄ，Ｂｄは、上記式（１６）および（１７）において、所望の次数まで考慮した近似式で表すことにより、固定値として予め算出することができる。

【0107】

上述したように、モータ３の状態空間モデルは、上記式（８）乃至（１０）に示す線形時不変で表すことができる。

【0108】

【0109】

【0110】

【0111】

【数18】

【0112】

【数19】

【0113】

ここで、ｇはカルマンゲインであり、上記式（１０）、式（１２）、式（１３）、式（１５）、および式（１６）を用いて事前に算出した値である。

【0114】

推定部１４は、上記式（１８）および式（１９）に基づく演算を実行することにより、モータ３のロータの回転角度θおよび回転速度ωを算出する。推定部１４が実行する演算は、図３に示すブロック線図によって表すことができる。

【0115】

【0116】

例えば、制御回路１の記憶部２４に、演算式情報２４１と係数情報２４２とを予め記憶しておく。演算式情報２４１は、上述した式（１８）および式（１９）で示される関数の情報である。係数情報２４２は、上記式（１８）および式（１９）による演算で用いる係数（固定値）の情報であり、例えば、Ａｄ，Ｂｄ、カルマンゲインｇ等の値である。上述したようにＡｄ，Ｂｄ、カルマンゲインｇ等は事前に算出しておくことができるので、固定値として記憶部２４に記憶させておく。

【0117】

【0118】

なお、上記線形カルマンフィルタによって算出されるモータ３のロータの回転速度は電気角速度ωｅである。したがって、推定部１４は、算出した電気角速度ωｅを機械的な回転速度（角速度）ωに変換して誤差算出部１６に供給してもよいし、算出した電気角速度ωｅをそのまま出力し、駆動指令取得部１１が目標回転速度ωｒｅｆを電気角速度に変換して誤差算出部１６に供給してもよい。

【0119】

以上のように、推定部１４を上述の線形カルマンフィルタ（図３参照）によって実現することにより、従来の拡張カルマンフィルタにおいて行われる推定誤差共分散行列およびカルマンゲインを算出するための演算を省略することができるので、推定部１４の演算負荷を抑えることが可能となる。

【0120】

推定部１４が上述の演算手法によって算出した回転角度θおよび回転速度ωの推定値は、座標変換部１５，２２や誤差算出部１６に供給されることにより、制御回路１は、適切なセンサレスベクトル制御演算を実行して駆動制御信号Ｓｄを生成することができる。

【0121】

次に、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０による駆動制御信号Ｓｄの生成処理の流れについて説明する。

【0122】

図４は、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０による駆動制御信号Ｓｄの生成処理の流れの一例を示すフローチャートである。

【0123】

一般に、カルマンフィルタによる演算を開始するためには、状態変数（Ｉｑ，ωｅ，θ）の初期値が必要である。例えば、モータ３が停止している状態から回転させる場合、状態変数としてのｑ軸電流値Ｉｑおよびモータ３の回転速度（電気角速度ωｅ）の初期値はともにゼロである。その一方で、モータ３の回転角度θは不明であることが多い。

【0124】

そこで、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０は、線形カルマンフィルタによる演算を実行する前に、モータ３のロータの予め設定された初期位置を特定する。例えば、モータ駆動制御装置１０は、モータ３の回転角度θが特定できる位置までロータを回転させる。例えば、モータユニット１００が起動したとき、制御回路１は、先ず、モータ３のロータを予め設定された初期位置θ０（例えば、０°）まで回転移動させてロックする（ステップＳ１）。より具体的には、制御回路１は、起動後、所定の大きさの電圧指令値Ｖα，Ｖβに応じた駆動制御信号Ｓｄを生成して駆動回路２を制御する。これにより、モータ３のステータが励磁され、ロータが初期位置θ０で固定される。

【0125】

なお、モータ３のロータの予め設定された初期位置を特定する方法としては、上述したロータを回転させる方法に限られず、例えば、モータ３に高周波電圧を印加したときの応答を検出する方法等、種々の方法を採用することができる。

【0126】

次に、制御回路１は、推定部１４による線形カルマンフィルタの状態変数の初期値ｘ（０）を設定する（ステップＳ２）。例えば、推定部１４は、状態変数（Ｉｑ，ωｅ，θ）の初期値ｘ（０）を（０，０，０）に設定する。

【0127】

なお、ロータの初期位置θ０は、回転角度＝０°の位置である必要はなく、予め回転角度の値が決まった回転位置であればよい。また、起動時などの速度変化時は、ｄωｅ／ｄｔ＝０という前提条件が成立しないが、チューニングパラメータである行列Ｑを最適に設定することで対応可能である。

【0128】

次に、例えば上位装置から速度指令信号Ｓｃ１が入力された場合、制御回路１は、速度指令信号Ｓｃ１を解析することにより、速度指令信号Ｓｃ１によって指定されたモータ３の目標回転速度ωｒｅｆの情報を取得する（ステップＳ３）。

【0129】

制御回路１は、モータ３を目標回転速度ωｒｅｆで回転させるための駆動制御信号Ｓｄの生成処理を開始する（ステップＳ４）。
先ず、制御回路１は、モータ３の各相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを取得する（ステップＳ５）。具体的には、上述したように、駆動電流値取得部１３が電流検出回路２ｃから出力された電流検出信号Ｖｍに基づいて、各相のコイルの駆動電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを算出する。

【0130】

次に、制御回路１は、ステップＳ４で取得した各相のコイルの駆動電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、推定部１４から出力されたロータの回転角度θの推定値とに基づいて、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｑ軸電流値Ｉｑおよびｄ軸電流値Ｉｄを算出する（ステップＳ６）。具体的には、上述したように、座標変換部１５が、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系の駆動電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに対して、クラーク変換およびパーク変換を行うことにより、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｑ軸電流値Ｉｑおよびｄ軸電流値Ｉｄを夫々算出する。 なお、起動直後の最初の演算ステップでは、推定部１４から回転角度θの初期値（例えば０°）が座標変換部１５に与えられる。

【0131】

次に、制御回路１は、モータ３の目標回転速度ωｒｅｆと推定部１４から出力されたロータの回転速度ωの推定値との差が小さくなるように、ｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆを算出する（ステップＳ７）。具体的には、上述したように、誤差算出部１６によって目標回転速度ωｒｅｆとモータ３の実際の回転速度ωの推定値との差を算出し、ｑ軸電流指令値算出部１７が誤差算出部１６によって算出した差がゼロになるようにＰＩ制御演算を行うことにより、ｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆを算出する。なお、起動直後の最初の演算ステップでは、推定部１４から回転速度ω（ωｅ）の初期値（例えば、ゼロ）が誤差算出部１６に与えられる。

【0132】

次に、制御回路１は、ステップＳ７で算出したｑ軸電流の指令値ＩｑｒｅｆとステップＳ６で算出したｑ軸電流値Ｉｑとの差が小さくなるように、ｑ軸電圧の指令値Ｖｑｒｅｆを算出する（ステップＳ８）。具体的には、上述したように、誤差算出部１８が、ｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆとモータ３の実際のｑ軸電流値Ｉｑとの差を算出し、ｑ軸電圧指令値算出部１９が、誤差算出部１８によって算出した差がゼロになるようにＰＩ制御演算を行うことにより、ｑ軸電圧の指令値Ｖｑｒｅｆを算出する。

【0133】

また、制御回路１は、ｄ軸電流の指令値ＩｄｒｅｆとステップＳ６で算出したｄ軸電流値Ｉｄとの差が小さくなるように、ｄ軸電圧の指令値Ｖｄｒｅｆを算出する（ステップＳ９）。具体的には、上述したように、誤差算出部２０が、ｄ軸電流の指令値Ｉｄｒｅｆ（＝０）とモータ３の実際のｄ軸電流値Ｉｄとの差を算出し、ｄ軸電圧指令値算出部２１が、誤差算出部２０によって算出した差がゼロになるようにＰＩ制御演算を行うことにより、ｄ軸電圧の指令値Ｖｄｒｅｆを算出する。

【0134】

次に、制御回路１は、モータ３の回転角度θおよび回転速度ωの推定値を更新する（ステップＳ１０）。具体的には、上述したように、推定部１４が、記憶部２４から読み出した演算式情報２４１（式（１８），式（１９））および係数情報２４２（カルマンゲインｇ等）と、座標変換部１５から出力されたｑ軸電流値Ｉｑと、ｑ軸電圧指令値算出部１９から出力されたｑ軸電圧の指令値Ｖｑｒｅｆとに基づいて、所定のサンプル周期Ｔｓごとに、予測ステップの演算と更新ステップ（フィルタリングステップ）の演算を逐次実行することにより、回転角度θおよび回転速度ωの推定値を更新する。

【0135】

次に、制御回路１は、ｑ軸電圧指令値算出部１９が算出したｑ軸電圧の指令値Ｖｑｒｅｆとｄ軸電圧指令値算出部２１が算出したｄ軸電圧の指令値Ｖｄｒｅｆを、２相（α，β）の固定座標系の電圧指令値Ｖα，Ｖβに変換する（ステップＳ１１）。

【0136】

具体的には、座標変換部２２が、ステップＳ１０で算出された回転角度θの推定値を用いて、ステップＳ９で算出したｄ軸電圧の指令値ＶｄｒｅｆおよびステップＳ８で算出したｑ軸電圧の指令値Ｖｑｒｅｆに対して逆パーク変換を行うことにより、電圧指令値Ｖα，Ｖβを算出する。

【0137】

次に、制御回路１は、ステップＳ８で算出したｑ軸電圧の指令値ＶｑｒｅｆおよびステップＳ９で算出したｄ軸電圧の指令値Ｖｄｒｅｆに基づいて、駆動制御信号Ｓｄを生成する（ステップＳ１２）。具体的には、上述したように、駆動制御信号生成部２３が、公知の空間ベクトル変換の演算手法により、電圧指令値Ｖα，Ｖβによって表される固定座標系の２相（α，β）の電圧ベクトルを３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系の電圧信号（ＰＷＭ信号）に変換し、駆動制御信号Ｓｄとして出力する。

【0138】

以上の処理手順で生成された駆動制御信号Ｓｄは、駆動回路２に供給される。駆動回路２は、入力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、上述した手法により、モータ３のコイルの通電を制御する。これにより、モータ３は、速度指令信号Ｓｃ１によって指定された目標回転速度ωｒｅｆで回転するように制御される。

【0139】

図５は、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０による駆動制御信号Ｓｄの生成処理の流れの一例を示すタイミングチャートである。

【0140】

図５には、モータ３が停止している状態から所定の回転速度まで目標回転速度を線形に上昇させたときの電圧指令値ベクトル（Ｖα，Ｖβ）の大きさ（出力電圧）の変化状態が示されている。

【0141】

図５に示すように、例えば、時刻ｔ０において、モータ３が停止している状態からモータ３を回転させるとき、制御回路１は、上述したように、所定の大きさの電圧指令値Ｖα，Ｖβに応じた駆動制御信号Ｓｄを生成して駆動回路２を制御する。これにより、モータ３のステータが励磁され、ロータが初期位置θ０（例えば、０°）まで移動してロックされる（ｓｅｑ＝０）。これにより、推定部１４による線形カルマンフィルタにおける状態変数の初期値が設定される。

【0142】

その後、時刻ｔ１において、速度指令信号Ｓｃ１によって目標回転速度ωｒｅｆが指定されると、推定部１４が、設定された状態変数の初期値を用いて線形カルマンフィルタによる演算を開始し、所定のサンプル周期Ｔｓごとに、予測ステップの演算と更新ステップ（フィルタリングステップ）の演算を逐次実行することにより、回転角度θおよび回転速度ωの推定値が更新される。これにより、モータ３が目標回転速度ωｒｅｆで回転するように電圧指令値Ｖα，Ｖβが更新され、適切な転流制御が行われる（ｓｅｑ＝１）。時刻ｔ２で所定の回転速度に達すると、その後、モータ３は定常回転を行う（ｓｅｑ＝２）。

【0143】

本実施の形態に係る線形カルマンフィルタによる回転角度θと回転速度ωの推定値に基づく転流制御によれば、モータ３の回転速度が遅い範囲、すなわちｑ軸電流値Ｉｑ（観測値）が小さい範囲では、主に、予測ステップ（式（１８））が支配的となる駆動制御が行われてモータ３が回転する。一方、モータ３の回転速度が速くなる、すなわちｑ軸電流値Ｉｑ（観測値）が増加するにつれて、更新ステップ（式（１９））が支配的となる駆動制御が行われてモータ３が回転する。

【0144】

以上、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０は、センサレスベクトル制御において、予測ステップが線形且つ時不変で表される線形カルマンフィルタを用いて、駆動電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて算出したｑ軸電流値Ｉｑとｑ軸電圧の指令値Ｖｑｒｅｆとから、モータ３の回転角度θおよび回転速度ωを推定する。

【0145】

これによれば、従来の拡張カルマンフィルタを用いたセンサレスベクトル制御に比べて、制御回路１の演算負荷を低減することが可能となる。
具体的には、本実施の形態において、モータ３は、ｄ軸電流値Ｉｄがゼロ、且つ回転速度が一定（ｄωｅ／ｄｔ＝０）とした場合のモータのｑ軸電圧の方程式（式（５））から導かれる状態空間モデル（式（８），（９））で表され、少なくともｑ軸電流値Ｉｑ、回転角度θ、および回転速度ω（電気角速度ωｅ）を状態変数（式（６））とする。

【0146】

この線形カルマンフィルタによれば、従来の拡張カルマンフィルタと比べて、推定誤差共分散行列およびカルマンゲインを算出するための演算を省略することができるので、制御回路１による演算の負荷を削減することができる。これにより、制御回路１としてのプログラム処理装置（例えば、マイクロコントローラ）に必要な処理能力を低く抑えることが可能となり、よりコストを抑えたモータ駆動制御装置１０を実現することが可能となる。

【0147】

また、本実施の形態に係る制御回路１は、予測ステップの演算のための関数（式（１８））と更新ステップ（フィルタリングステップ）の演算のための関数（（式（１９））とを演算式情報２４１として記憶部２４に記憶しておくとともに、予め算出しておいたカルマンゲインの値等を係数情報２４２として記憶部２４に記憶しておく。

【0148】

これによれば、制御回路１は、所定のサンプル周期Ｔｓ毎の予測ステップおよび更新ステップにおいて、記憶部２４に記憶された値を用いて、式（１８）および式（１９）の演算を実行すればよいので、容易に演算の負荷を減らすことが可能となる。

【0149】

また、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０は、モータ３の駆動を開始するとき、予め設定された初期位置までモータ３のロータを移動させてロックした後で、推定部１４による回転角度θおよび回転速度ωの推定処理を開始する。
これによれば、線形カルマンフィルタによる演算に必要な状態変数（Ｉｑ，ωｅ，θ）の初期値を確実に設定することができ、より精度の高いモータ駆動制御を実現することが可能となる。

【0150】

≪実施の形態の拡張≫
以上、本発明者らによってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

【0151】

例えば、上記実施の形態では、駆動指令信号Ｓｃが、モータ３の回転速度の目標値（目標回転速度）を含む速度指令信号Ｓｃ１である場合を例示したが、これに限られない。例えば、駆動指令信号Ｓｃは、モータ３のトルクを指定するトルク指令信号Ｓｃ２であってもよい。
以下、駆動指令信号Ｓｃとしてトルク指令信号Ｓｃ２がモータ駆動制御装置に入力される場合における制御回路の別の一例について、説明する。

【0152】

図６は、本発明の別の実施の形態に係るモータ駆動制御装置における制御回路の機能ブロック構成を示す図である。

【0153】

同図に示される制御回路１Ａは、駆動指令取得部１１およびｑ軸電流指令値算出部１７の代わりに、駆動指令取得部１１Ａおよびｑ軸電流指令値算出部１７Ａを有する点において、上述した実施の形態に係る制御回路１と相違し、その他の点においては、制御回路１と同様である。

【0154】

制御回路１Ａには、駆動指令信号Ｓｃとして、モータ３のトルクを指定するトルク指令信号Ｓｃ２が入力される。ここで、トルク指令信号Ｓｃ２は、モータ３のトルクの目標値を示すトルク指令値Ｔｒｅｆを含んでいる。

【0155】

駆動指令取得部１１Ａは、外部からトルク指令信号Ｓｃ２を受信する。駆動指令取得部１１Ａは、受信したトルク指令信号Ｓｃ２に含まれるトルク指令値Ｔｒｅｆを取得して出力する。

【0156】

ｑ軸電流指令値算出部１７Ａは、駆動指令取得部１１Ａから出力されたトルク指令値Ｔｒｅｆに基づいて、ｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆを算出する。例えば、ｑ軸電流指令値算出部１７Ａは、ＰＩ制御を行わず、上記式（１）においてＩｄ＝０とすることによって求められる“１／（Ｐ×Ψ）”をトルク指令値Ｔｒｅｆに乗算し、ｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆを算出する。

【0157】

ｑ軸電流指令値算出部１７Ａによって算出されたｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆは、上述した制御回路１の場合と同様に、誤差算出部１８に与えられる。制御回路１Ａにおける誤差算出部１８以降の処理は、制御回路１と同様である。

【0158】

以上、制御回路１Ａによれば、モータ３の動作の目標状態を指示する値としてトルク指令値がモータ駆動制御装置に入力される場合であっても、上述した制御回路１と同様の効果が得られる。

【0159】

また、上記実施の形態において、モータ３が表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）である場合を説明したが、これに限られない。例えば、モータ３が表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）でない場合（例えば、モータ３がＩＰＭＳＭの場合）であっても、リラクタンストルクを利用せず、ｄ軸電流の指令値を常にゼロとするベクトル制御を行う場合には、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０を用いることができる。

【0160】

また、上記実施の形態において、制御回路１は、上述した回路構成に限定されない。制御回路１は、本発明の目的にあうように構成された、様々な回路構成を適用することができる。

【0161】

上述の実施の形態のモータ駆動制御装置により駆動されるモータの相数は、３相に限られない。

【0162】

上述のフローチャートは具体例であって、このフローチャートに限定されるものではなく、例えば、各ステップ間に他の処理が挿入されていてもよいし、処理が並列化されていてもよい。

【符号の説明】

【0163】

１…制御回路、２…駆動回路、２ａ…インバータ回路、２ｂ…プリドライブ回路、２ｃ…電流検出回路、３…モータ、１０…モータ駆動制御装置、１１…駆動指令取得部、１３…駆動電流値取得部、１５…座標変換部（第１座標変換部の一例）、２２…座標変換部（第２座標変換部の一例）、１６，１８，２０…誤差算出部、１７，１７Ａ…ｑ軸電流指令値算出部、１９…ｑ軸電圧指令値算出部、２１…ｄ軸電圧指令値算出部、２３…駆動制御信号生成部、２４…記憶部、１００…モータユニット、１５１…クラーク変換部、１５２…パーク変換部、２４１…演算式情報、２４２…係数情報、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ…駆動電流値、Ｑ１～Ｑ６…駆動用トランジスタ、Ｓｃ…駆動指令信号、Ｓｃ１…速度指令信号、Ｓｃ２…トルク指令信号、Ｓｄ…駆動制御信号、θ…回転角度、ω…回転速度、ωｅ…電気角速度、Ｉα，Ｉβ…２相の固定座標系の電流、Ｉｄ…ｄ軸電流値、Ｉｄｒｅｆ…ｄ軸電流の指令値、Ｉｑ…ｑ軸電流値、Ｉｑｒｅｆ…ｑ軸電流の指令値、Ｖα，Ｖβ…２相の固定座標系の電圧指令値、Ｖｄ…ｄ軸電圧、Ｖｄｒｅｆ…ｄ軸電圧の指令値、Ｖｑ…ｑ軸電圧、Ｖｑｒｅｆ…ｑ軸電圧の指令値、Ｖｃｃ…直流電源、Ｖｕｕ，Ｖｕｌ，Ｖｖｕ，Ｖｖｌ，Ｖｗｕ，Ｖｗｌ…駆動信号、Ｖｍ…電流検出信号、ωｒｅｆ…目標回転速度。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】