特許 7514718 レーダ装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-07-03

(45)【発行日】2024-07-11

(54)【発明の名称】レーダ装置

(51)【国際特許分類】

   G01S 7/02 20060101AFI20240704BHJP

   G01S 7/03 20060101ALI20240704BHJP

   G01S 13/44 20060101ALI20240704BHJP

   H01Q 3/36 20060101ALI20240704BHJP

   H01Q 21/06 20060101ALI20240704BHJP

   H01Q 1/32 20060101ALI20240704BHJP

【ＦＩ】

G01S7/02 218

G01S7/03 220

G01S13/44

H01Q3/36

H01Q21/06

H01Q1/32 Z

【請求項の数】 8

(21)【出願番号】P 2020166976

(22)【出願日】2020-10-01

(65)【公開番号】P2022059316

(43)【公開日】2022-04-13

【審査請求日】2023-03-08

(73)【特許権者】

【識別番号】000004260

【氏名又は名称】株式会社デンソー

(73)【特許権者】

【識別番号】520124752

【氏名又は名称】株式会社ミライズテクノロジーズ

(73)【特許権者】

【識別番号】000003207

【氏名又は名称】トヨタ自動車株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000567

【氏名又は名称】弁理士法人サトー

(72)【発明者】

【氏名】幸谷 真人

【審査官】▲高▼場 正光

(56)【参考文献】

【文献】米国特許出願公開第２００４／００２７２６８（ＵＳ，Ａ１）

【文献】米国特許出願公開第２０２０／０１３６５９９（ＵＳ，Ａ１）

【文献】特開２０１９－１４９６８４（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１６－１６７７６９（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００８－３０９７４４（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０００－１０１４６４（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開平０５－０２７００７（ＪＰ，Ａ）

【文献】特表２０１５－５１４９７０（ＪＰ，Ａ）

【文献】AVSER, Bilgehan 外２名，Random Feeding Networks for Reducing the Number of Phase Shifters in Limited-Scan Arrays，IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION，2016年08月16日，Volume 64, Number 11，Pages 4648-4658，< doi: 10.1109/TAP.2016.2600861 >

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｇ０１Ｓ ７／００ － Ｇ０１Ｓ ７／４２

Ｇ０１Ｓ １３／００ － Ｇ０１Ｓ １３／９５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

受信用に特化してフェーズドアレイアンテナ（７；３０７）を備えた車両用のレーダ装置（１；２０１；３０１；４０１；５０１；６０１；７０１）であって、
それぞれが混合器（９）を備える二以上の受信チャンネルを備え、
前記受信チャンネルのうち少なくとも一以上は、少なくとも二分岐以上するサブアレイアンテナエレメントをグループとしたグルーピングエレメント（１１ｂ、１１ｃ；１１ｄ、１１ｅ、１１ｆ、１１ｇ）と、単一のサブアレイアンテナエレメント（１１ａ）と、を備えた前記フェーズドアレイアンテナを備え、
前記グルーピングエレメントと前記混合器との間、前記単一のサブアレイアンテナエレメントと前記混合器との間にそれぞれ第１移相器（１４）及び可変利得増幅器（１３）を高周波部（１２）として構成し、
前記グルーピングエレメントと前記単一のサブアレイアンテナエレメントとの中に含まれるサブアレイアンテナエレメントの総数は、前記第１移相器の数に比較して多く設定されているレーダ装置。

【請求項2】

前記混合器に供給するローカル信号を生成するＰＬＬ（４）を備え、
同一の前記ＰＬＬが、全ての前記受信チャンネルの前記混合器に前記ローカル信号を供給する請求項１記載のレーダ装置。

【請求項3】

前記高周波部は、前記第１移相器と前記グルーピングエレメントとの間、及び、前記第１移相器と前記単一のサブアレイアンテナエレメントとの間にそれぞれ前記可変利得増幅器を構成している請求項１又は２記載のレーダ装置。

【請求項4】

前記高周波部と前記混合器との間に第２移相器（２２）をさらに備える請求項１記載のレーダ装置。

【請求項5】

前記混合器に供給するローカル信号を生成する１又は複数のＰＬＬ（４）を備え、
前記混合器と前記ＰＬＬとの間に第３移相器（２１）をさらに備える請求項１記載のレーダ装置。

【請求項6】

前記混合器に供給するローカル信号を生成するＰＬＬ（４）を備え、
同一の前記ＰＬＬから、前記ローカル信号と同一周波数のＢＩＳＴ用ローカル信号と、前記ローカル信号より周波数の低いテスト信号とを生成し、前記テスト信号と前記ＢＩＳＴ用ローカル信号をＢＩＳＴ用周波数混合器でアップコンバージョンにすることでミリ波帯の自己診断信号を生成し、前記フェーズドアレイアンテナの受信端に入力させる自己診断信号生成部（５０）をさらに備える請求項１記載のレーダ装置。

【請求項7】

方位角（Azimuth）及び仰角（Elevation）の方向に沿ってスキャンすることで前記混合器から２×２以上の複数のＩＦ信号を出力させる２Ｄスキャン構成を用いている請求項１記載のレーダ装置。

【請求項8】

前記混合器に供給するローカル信号を生成する複数のＰＬＬ（４）を備え、
前記複数のＰＬＬは、出力する前記ローカル信号の同期を取ることで全ての前記受信チャンネルの前記混合器に前記ローカル信号を同期出力する請求項１記載のレーダ装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、レーダ装置に関する。

【背景技術】

【0002】

近年、衝突防止や自動運転などの技術が数多く提案されており、レーダ技術を使用し自装置から物標までの距離、物標との相対速度、物標の存在角度（レーダ受信波の到来角度）を測定する技術が注目されている。出願人は、自装置から物標までの距離、物標との相対速度、物標の存在角度を測定する装置として、移動体用のミリ波帯レーダシステムを提案している。

【0003】

ミリ波レーダシステムは、物標の存在する方位を正確に求めるためフェーズドアレイ受信器を用いている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１記載のレーダによれば、受信用に特化してフェーズドアレイアンテナを備えており、それぞれが混合器を備える二以上の受信チャンネルを備えている。受信アンテナは、サブアレイにまとめて構成されており、サブアレイはそれぞれサブアレイ信号を混合器に供給し、混合器信号を生成している。

【0004】

デジタルビーム形成器は、デジタルビーム形成アルゴリズムをプロセッサが実行することによりデジタルビームを形成している。これにより、受信ビームの中に当該受信ビームよりも狭く受信ビームのビーム幅の内に設置される仮想ビームを決定できる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【文献】特開２０１５－５１４９７０号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

前述したような従来技術を適用し、フェーズドアレイアンテナをサブアレイ化した場合、システム構成上、混合器や移相器を構成する個数が多くなってしまう。混合器の構成数が多くなると、混合器の出力信号を処理する処理負荷が大きくなると共に消費電力も多くなる。移相器の構成数が多くなると、移相器を制御する制御信号の数も多くなりシステムが煩雑化してしまうため望ましくない。

【0007】

本開示の第１の目的は、演算処理負荷を削減しながら低消費電力化を図ることであり、第２の目的はシステムを簡素化できるようにしたレーダ装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0008】

請求項１記載の発明は、受信用に特化してフェーズドアレイアンテナを備えた車両用のレーダ装置を対象としている。このレーダ装置は、それぞれが混合器を備える二以上の受信チャンネルを備えている。また、受信チャンネルのうち少なくとも一以上は、少なくとも二分岐以上するサブアレイアンテナエレメントをグループとしたグルーピングエレメントと、単一のサブアレイアンテナエレメントとを備えたフェーズドアレイアンテナを有している。また、この受信チャンネルは、グルーピングエレメントと混合器との間、単一のサブアレイアンテナエレメントと混合器との間にそれぞれ第１移相器及び可変利得増幅器を高周波部として構成している。

【0009】

受信チャンネル毎に一つの混合器により構成できるため、混合器の構成数を減らすことができ、演算処理負荷を削減しながら低消費電力化を図ることができる。グルーピングエレメントと単一のサブアレイアンテナエレメントとの中に含まれるサブアレイアンテナエレメントの総数が第１移相器の構成数に比較して多くなっているとき、第１移相器を含む高周波部の構成数を減らすことができ、システムを簡素化できる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】第１実施形態に係る受信フェーズド・サブアレイ部の電気的構成図

【図2】第１実施形態に係るレーダ装置の電気的構成図

【図3】第１実施形態に係る実ビーム及び仮想ビームの説明図その１

【図4】第１実施形態に係る実ビーム及び仮想ビームの説明図その２

【図5】第２実施形態に係る受信フェーズド・サブアレイ部の電気的構成図

【図6】第３実施形態に係る受信フェーズド・サブアレイ部の電気的構成図

【図7】第３実施形態に係る受信部の電気的構成図

【図8】第４実施形態に係る受信部の電気的構成図

【図9】第５実施形態に係る受信部の設置形態を示す模式図

【図10】第５実施形態に係る受信ビーム領域の説明図その１

【図11】第５実施形態に係る受信ビーム領域の説明図その２

【図12】第６実施形態に係るレーダ装置の自己診断システムの電気的構成図

【図13】第７実施形態に係るレーダ装置の電気的構成図

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下、幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。以下に説明する各実施形態において、同一又は類似の動作を行う構成については、同一又は類似の符号を付して必要に応じて説明を省略する。

【0012】

（第１実施形態）
図１から図４は第１実施形態の説明図を示している。図２に例示した車両用のレーダ装置１は、制御部２、信号処理部３、ＰＬＬ４、送信部５、及び受信部６にブロック化して構成されている。送信部５及び受信部６は、ミリ波帯（７６ＧＨｚ－８１ＧＨｚ）で用いられるブロックである。レーダ装置１は、図３に例示したように車両４０の前端部に取付けられており、２００ｍ程度前方の所定範囲をスキャンする長距離レーダ（Long Range Radar：ＬＲＲ）用途として用いられる。車両４０の前後左右の複数個所に取り付けられていても良い。

【0013】

本実施形態では、受信部６の構成に特徴を備えるため送信部５の構成説明を省略する。また以下の例では、受信チャンネル数ｎ＝４とし、それぞれ受信チャンネルRx1、Rx2、Rx3、Rx4とした例を説明するが、受信チャンネル数ｎは二以上であれば幾つであっても良い。

【0014】

車両用のレーダ装置１は、受信用に特化したフェーズドアレイアンテナ７を備える。また受信チャンネルRx1～Rx4には、それぞれ１つのＬＯアンプ８、１つの混合器９、及び１つの受信フェーズド・サブアレイ部１０が構成されている。

【0015】

図１に示したように、フェーズドアレイアンテナ７は、受信チャンネルRx1～Rx4の全てに対し、二分岐以上に構成されたサブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉを備える。サブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉは、ミリ波レーダ用のパッチアンテナにより構成されている。受信フェーズド・サブアレイ部１０は、複数のサブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉを二分岐以上にサブアレイ化して備えており、サブアレイ化された複数のサブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉを通じて受信した受信信号を合成し、混合器９に入力させるように構成されている。サブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉは、隣り合うエレメント間の間隔をλ／２として並設しており、これによりグレーティングローブを抑圧できると共にサイドローブを抑圧できる。なお、以下の説明では、サブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉを、必要に応じて、サブアレイアンテナエレメント１１と符号を付して説明を行う。

【0016】

図１にサブアレイアンテナエレメント１１の分岐例を示すように、サブアレイアンテナエレメント１１から混合器９への信号受信経路には、それぞれ高周波部１２が構成されている。高周波部１２は、サブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉから混合器９にかけて、それぞれ可変利得増幅器１３、第１移相器１４、及び増幅器１５を縦続接続して構成される。言い換えると、高周波部１２は、第１移相器１４とサブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉとの間に可変利得増幅器１３を構成している。サブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉと第１移相器１４との間に可変利得増幅器１３を構成することで、レーダ装置１のシステム上のＮＦを改善できるようになり、より遠方の物標を検出できる。サブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉは、その数が高周波部１２の構成数と同数に設置されている。本形態では、高周波部１２に増幅器１５を構成しているが、増幅器１５は必要に応じて設ければ良い。

【0017】

図１に示す構成例では、受信フェーズド・サブアレイ部１０は、５つのブロックに分割されたサブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉから受信した信号を、ノードＮ１～Ｎ５を通じて合成して混合器９に出力する。ノードＮ１では２つのサブアレイアンテナエレメント１１ｂ、１１ｃから受信した受信信号を合成する。ノードＮ２では２つのサブアレイアンテナエレメント１１ｄ、１１ｅから受信した受信信号を合成する。

【0018】

ノードＮ３では２つのサブアレイアンテナエレメント１１ｆ、１１ｇから受信した受信信号を合成する。ノードＮ４では２つのサブアレイアンテナエレメント１１ｈ、１１ｉから受信した受信信号を合成する。ノードＮ５ではノードＮ１～Ｎ４を通じて得られた信号を合成し混合器９に出力する。各サブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉから混合器９に至るまでの線路長は互いに等長経路に構成すると良い。

【0019】

さて図２に示した制御部２は、所定の制御ロジックを実行することで出力周波数制御部２ａ、増幅度制御部２ｂ、及び位相制御部２ｃなどの各種制御機能を実行する。出力周波数制御部２ａはＰＬＬ４の出力周波数を制御する。位相制御部２ｃは、第１移相器１４の移相値を制御する。増幅度制御部２ｂは、可変利得増幅器１３の増幅度の制御を行う。

【0020】

ＰＬＬ４は、基準発振回路（図示せず）から入力される基準クロックCLKを用い、基準クロックCLKの逓倍数等のパラメータを調整することで、周波数が互いに等しいミリ波帯のローカル信号（例えば、７７ＧＨｚ）を全ての受信チャンネルRx1～Rx4の混合器９に出力する。混合器９は、このローカル信号と送信部５から出力された電波が物標に反射して受信する信号とをミキシングすることで距離に比例した周波数のＩＦ出力を得ることができる。ここでは、省略しているが、逓倍器を設けて所望の周波数に逓倍した上で、ローカル信号を各受信チャンネルRx1～Rｘ4に出力しても良い。

【0021】

ＬＯアンプ８は、所定の増幅度でＰＬＬ４のローカル信号を増幅し各受信チャンネルRx1～Rx4の混合器９に出力する。各受信チャンネルRx1～Rx4の混合器９は、各受信チャンネルRx1～Rx4の受信フェーズド・サブアレイ部１０の出力信号とＬＯアンプ８により増幅されたローカル信号を入力し混合してＩＦ信号IF1～IF4として出力する。

【0022】

同一のＰＬＬ４が、全ての受信チャンネルRx1～Rx4の混合器９にローカル信号を供給するため、ＩＦ信号は基準クロックCLKの周波数変動や外的環境変動に対する周波数特性変化に高い相関性を備える。

【0023】

車両４０に搭載されたレーダ装置１が、他の車両４１までの距離を測定する際には、受信チャンネルRx1～Rx4の各受信フェーズド・サブアレイ部１０を用いてフェーズドアレイアンテナ７から信号を受信する。このとき、各受信フェーズド・サブアレイ部１０において、可変利得増幅器１３がサブアレイアンテナエレメント１１から受信した信号を増幅し、第１移相器１４は、可変利得増幅器１３の増幅信号を移相し、そして増幅器１５が第１移相器１４の移相信号をさらに増幅して混合器９に出力する。

【0024】

制御部２は、位相制御部２ｃにより各受信チャンネルRx1～Rx4の第１移相器１４の移相値φを制御することで、受信チャンネルRx1～Rx4の受信ビームの指向性を制御する。このときの受信ビームは所定のビーム幅を備える実ビームによる。

【0025】

また各受信チャンネルRx1～Rｘ4の混合器９は、それぞれの混合器９の出力信号を信号処理部３に出力する。信号処理部３は、プロセッサや所定の電子制御ロジックにより構成されており、デジタルビーム形成（ＤＢＦ）等の信号処理により、視野を絞ったセクタ内に存在する物標の角度を推定することができる。

【0026】

信号処理部３は、混合器９により処理されたＩＦ信号について、図示しないＩＦフィルタを介してＡ／Ｄ変換器３ａに入力する。Ａ／Ｄ変換器３ａは、ＩＦ信号をアナログデジタル変換してデジタルデータとして処理する。信号処理部３は、ＦＦＴ３ｂにより所定のデジタル信号処理を行うことで、図３に示したように、自車両４０から他の車両４１までの距離、車両４１との相対速度、車両４１の存在角度を測定できる。

【0027】

信号処理部３は、第１移相器１４を用いたアナログビームフォーミングにより視野を図３に示すセクタ領域Ｓｂに絞り込む。信号処理部３は、ＤＢＦアルゴリズムによる信号処理を実行することで、図４に示したように、セクタ領域Ｓｂの中に狭い仮想ビームＳｃを形成し、より高い分解能でスキャン対象となる車両４１を識別できる。これにより、他の車両４２をスキャン対象から除外できる。また、複数の物標に対して前述のＤＢＦより高い分離能が得られる多信号分類処理（MUltiple SIgnal Classification： ＭＵＳＩＣ）などを適用することもできる。

【0028】

例えば、図４に例示したように、信号処理部３は、ＤＢＦアルゴリズムを用いて広い角度視野範囲Ｓａの全体ではなくセクタ領域Ｓｂに視野を絞り、セクタ領域Ｓｂ毎に仮想ビームＳｃを取得することで、狭いセクタ領域Ｓｂの中で物標となる車両４１を高解像度で識別できる。セクタ領域Ｓｂに視野を絞りこむことができるため、従来のＭＩＭＯレーダに比較して計算量を削減できる。

【0029】

信号処理部３が、自車両４０からの他の車両４１の存在角度を算出するときには、ＦＦＴ３ｂを用いてデジタルデータを高速フーリエ変換し、デジタル信号処理を実行することで和信号レベルΣと差信号レベルΔを算出する。

【0030】

信号処理部３は、受信パルスビームの受信方向と物標の存在方向との角度差θが、下記の式（１）に示すように、和信号レベルΣと差信号レベルΔの比に依存した関数となることを利用してモノパルス方式により測定できる。

【数1】

【0031】

以上説明したように、本実施形態によれば、サブアレイアンテナエレメント１１と混合器９との間にそれぞれ第１移相器１４及び可変利得増幅器１３を高周波部１２として構成しており、サブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉの数は、高周波部１２の構成数と同数に設定されている。

【0032】

混合器９は、サブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉの構成数よりも少なく構成されているため、混合器９の数を削減でき、信号処理部３によるＩＦ信号IF1～IF4の演算負荷を削減しながら低消費電力化を図ることができる。サブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉは、隣り合うエレメント間の間隔をλ／２として並べることでグレーティングローブを抑圧できると共にサイドローブを抑圧できる。

【0033】

（第２実施形態）
図５は第２実施形態の説明図を示す。図５にレーダ装置２０１の一部を例示している。受信フェーズド・サブアレイ部２１０は、それぞれ高周波部１２に接続されたＰＡＤカプラ２０ａ～２０ｄと、サブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉとを備える。ＰＡＤカプラ２０ａ～２０ｄは、後述実施形態で説明する自己診断信号（オンチップテスト信号）を供給するために設けられるカプラである。

【0034】

一つのＰＡＤカプラ２０ｂは、一つの高周波部１２とサブアレイアンテナエレメント１１ｂ～１１ｃとの間に接続されている。サブアレイアンテナエレメント１１ｂ～１１ｃは、ＰＡＤカプラ２０ｂから二分岐されたグループとなるグルーピングエレメント相当である。ＰＡＤカプラ２０ｂは、サブアレイアンテナエレメント１１ｂ～１１ｃの間の中点に接続されている。

【0035】

一つのＰＡＤカプラ２０ｃは、一つの高周波部１２とサブアレイアンテナエレメント１１ｄ～１１ｇとの間に接続されている。サブアレイアンテナエレメント１１ｄ～１１ｇは、ＰＡＤカプラ２０ｃから四分岐されたグループとなるグルーピングエレメント相当である。ＰＡＤカプラ２０ｃは、サブアレイアンテナエレメント１１ｄと１１ｇとの間の中点に接続されると共に、サブアレイアンテナエレメント１１ｅと１１ｆとの間の中点に接続されている。

【0036】

一つのＰＡＤカプラ２０ｄは、一つの高周波部１２とサブアレイアンテナエレメント１１ｈ～１１ｉとの間に接続されている。サブアレイアンテナエレメント１１ｈ～１１ｉは、ＰＡＤカプラ２０ｄから二分岐されたグループとなるグルーピングエレメント相当である。ＰＡＤカプラ２０ｄは、サブアレイアンテナエレメント１１ｈ～１１ｉの間の中点に接続されている。

【0037】

このような実施形態でも、前述実施形態と同様の作用効果を奏する。本実施形態では、サブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉの数は、高周波部１２の構成数よりも多く設定されている。逆に言えば、高周波部１２の構成数をサブアレイアンテナエレメント１１ａ～１１ｉの構成数より削減できるため、第１移相器１４の構成数を削減でき、レーダ装置１を簡素化できる。

【0038】

（第３実施形態）
図６及び図７は第３実施形態の説明図を示す。図６及び図７に示すレーダ装置３０１は、受信チャンネル数分の受信フェーズド・サブアレイ部３１０を備える。フェーズドアレイアンテナ３０７を構成する多数のサブアレイアンテナエレメント１１は、それぞれ個別に設けられた高周波部１２、及びノードＮ１～Ｎ８を通じてノードＮ９にて結合されており、その高周波部１２の合成信号は混合器９に入力される。

【0039】

各受信チャンネルRx1～Rx4の高周波部１２と混合器９との間には第３移相器２１が構成されている。各受信チャンネルRx1～Rx4の高周波部１２と混合器９との間には第２移相器２２が構成されている。第２移相器２２及び第３移相器２１は、位相制御部２ｃの制御に基づいて移相値を変更可能に構成された移相器であり、線路長を調整可能なトランスミッションライン（Tunable TMLs）、負荷型移相器（Loaded type phase shifter）、又は段間ＬＣ共振整合回路（LC resonance in inter-stage matching network）等により構成される。

【0040】

第２移相器２２及び第３移相器２１は、全回転（３６０°回転）は不要であるものの、ロスを極力小さく保ちつつ、ある特定の移相範囲で微調整（Fine phase tuning）可能な構造により実現されていることが望ましい。

【0041】

第２移相器２２及び第３移相器２１を設け、各受信チャンネルRx1～Rx4毎に位相を調整することで、サブアレイアンテナエレメント１１を用いた物標の存在角度の測定精度を改善できる。また、キャリブレーション精度を改善できる。受信チャンネルRx1～Rx4のＩＦ信号の間に生じる潜在的な位相誤差を低減できる。

【0042】

（第４実施形態）
図８は第４実施形態の説明図を示す。図８に示したレーダ装置４０１は、受信チャンネル数分の受信フェーズド・サブアレイ部１０の他に、この受信フェーズド・サブアレイ部１０の両端にガードチャネル部４３０を備えている。ガードチャネル部４３０は、一つのサブアレイアンテナエレメント１１に係る電気的構成、すなわち、可変利得増幅器１３、第１移相器１４及び増幅器１５による高周波部１２、混合器９、ＬＯアンプ８、第２移相器２２、及び第３移相器２１を備える。

【0043】

ガードチャネル部４３０は、サブアレイアンテナ１１からの受信信号を、フェーズドアレイアンテナ７の信号基準となるレファレンス信号として受信し、受信チャンネルRx1～Rx4のメインビームに対して重ね合わせることでノイズをキャンセルして分解能を高めつつ分離性能を向上できる。このような構成においても前述実施形態と同様の作用効果が得られる。

【0044】

（第５実施形態）
図９から図１１は第５実施形態の説明図を示す。図９に例示したように、第５実施形態のレーダ装置５０１は、方位角（Azimuth）及び仰角（Elevation）の方向に沿ってスキャンすることで混合器９から２×２の４つの受信チャンネルRx1～Rx4のＩＦ信号を出力させる２Ｄスキャン構成を用いている。２×２の４つの受信チャンネルRx1～Rx4の例を示したが、これに限定されるものではない。

【0045】

例えば、図１０に示すように方位角方向にｎ個、図１１に示すように仰角方向にｎ個のサブアレイアンテナエレメント１１を設置することで、サブアレイアンテナエレメント１１によるスキャン方向を２Ｄ方向にでき、スキャン範囲Ｓｂｘ、Ｓｂｙについてそれぞれ演算を行うことができる。

【0046】

信号処理部３が、方位角（Azimuth）方向に沿って得られるＩＦ信号についてＦＦＴ３ｂを用いてデジタルデータを２ＤＦＦＴ処理を実行し、ＣＦＡＲ（Constant false alarm rate）アルゴリズムを実行し、和信号レベルΣと差信号レベルΔを算出する。また信号処理部３が、仰角（Elevation）方向に沿って得られるＩＦ信号についてＦＦＴ３ｂを用いてデジタルデータを２ＤＦＦＴ処理を実行し、ＣＦＡＲ（Constant false alarm rate）アルゴリズムを実行し、和信号レベルΣと差信号レベルΔを算出する。信号処理部３は、受信パルスビームの受信方向と物標の存在方向との角度差θが、前述の式（１）に示すように、和信号レベルΣと差信号レベルΔの比に依存した関数となることを利用してモノパルス方式により測定できる。

【0047】

本実施形態によれば、２Ｄスキャン構成により方位角及び仰角の方向に沿ってスキャンすることで混合器９から２×２以上の複数のＩＦ信号を出力させることができる。このため、サブアレイアンテナエレメント１１を用いて２Ｄスキャン処理を実現できるようになり、モノパルス（Mono-pulse）処理やＤＢＦ処理に適した処理を行うことができる。

【0048】

（第６実施形態）
図１２は第６実施形態の説明図を示す。第６実施形態のレーダ装置６０１は、受信チャンネルRx1～Rx4を自己診断する自己診断機能を備えるもので、前述実施形態で説明した構成にさらに自己診断信号生成部５０を備える。

【0049】

ＰＬＬ４は、ローカル信号と同一の周波数となるＢＩＳＴ用ローカル信号を生成し自己診断信号生成部５０に出力する。自己診断信号生成部５０は、ＢＩＳＴ用周波数混合器を具備して構成され、ＰＬＬ４からＢＩＳＴ用ローカル信号と当該ローカル信号より周波数の低いテスト信号となるクロック信号ＣＬＫとを入力し、クロック信号ＣＬＫとＢＩＳＴ用ローカル信号とをＢＩＳＴ用周波数混合器でアップコンバージョンすることでミリ波帯の自己診断信号（オンチップテスト信号）を生成し、伝送線路５１を通じてフェーズドアレイアンテナ３０７の受信端のＰＡＤカプラ２０に入力させる。

【0050】

混合器９は、ＰＡＤカプラ２０に入力した自己診断信号を多数の高周波部１２を介して合成入力すると共に、ＰＬＬ４のローカル信号とを混合しＩＦ信号として信号処理部３に出力する。

【0051】

ＢＩＳＴ用ローカル信号及びクロック信号ＣＬＫ（例えば、ｆ_ＬＯ＝７７ＧＨｚ及びｆ_ＣＬＫ＝１０ＭＨｚ）、並びに、受信部６のローカル信号（ｆ_ＬＯ＝７７ＧＨｚ）を全て同一のＰＬＬ４から生成することで完全同期システムとなる。混合器９のＩＦ出力に現れるオンチップＢＩＳＴ信号のＩＦ周波数は、ｆ_{ＢＩＳＴ＿ＲＦ}?ｆ_ＬＯ＝（７７ＧＨｚ±１０ＭＨｚ）?７７ＧＨｚ＝１０ＭＨｚとなるが、高い周波数確度を実現できる。

【0052】

また、位相検査例として、フェーズドアレイアンテナ３０７の分岐パスの中から任意の二つの第１移相器１４をオンし、片方の第１移相器１４の位相を０°から３６０°まで掃引することで、上記したオンチップＢＩＳＴ信号のレベルを変化させることができる。互いの分岐パスを通じて入力される信号の位相関係が同相になると信号強度が最大になり、逆相になると信号強度が最小になる。これらの特長を活かして、第１移相器１４の位相制御に関する自己診断を行うことができる。これら自己診断信号生成部５０による自己診断技術は、本願出願人が既に出願した特願２０２０－１３８９号の技術を活用したものである。

【0053】

また、たとえＰＬＬ４が生成するローカル信号の周波数にＰＶＴばらつきを生じたとしても、ＰＬＬ４が混合器９に出力するローカル信号と、ＰＬＬ４が自己診断信号生成部５０に出力する信号とは同様の周波数変化をするため、これらの変化を相殺可能な自己診断信号を生成でき、信頼性高く自己診断できる。

【0054】

（第７実施形態）
図１３は第７実施形態の説明図を示す。第７実施形態のレーダ装置７０１は、複数のＰＬＬ４を備えている。複数のＰＬＬ４は、何れかをマスタとして他をスレーブとして動作させるもので、互いに同期した状態でローカル信号を生成し、当該ローカル信号を各受信チャンネルRx1～Rx4の混合器９に出力する。複数のＰＬＬ４は、出力するローカル信号の同期を取ることができ、全ての受信チャンネルRx1～Rx4の混合器９にローカル信号を同期出力できる。このような実施形態であっても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。

【0055】

（他の実施形態）
本開示は、前述した実施形態に限定されるものではなく、種々変形して実施することができ、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能である。例えば以下に示す変形又は拡張が可能である。

【0056】

全ての受信チャンネルＲｘのうち少なくとも一以上が、少なくとも二分岐以上するサブアレイアンテナエレメント１１を備えていれば良い。
前述した複数の実施形態の構成、機能を組み合わせても良い。前述実施形態の一部を、課題を解決できる限りにおいて省略した態様も実施形態と見做すことが可能である。また、特許請求の範囲に記載した文言によって特定される発明の本質を逸脱しない限度において考え得るあらゆる態様も実施形態と見做すことが可能である。

【0057】

本開示は、前述した実施形態に準拠して記述したが、本開示は当該実施形態や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範畴や思想範囲に入るものである。

【符号の説明】

【0058】

図面中、１、２０１、３０１、４０１、５０１、６０１、７０１はレーダ装置、４はＰＬＬ、７、３０７はフェーズドアレイアンテナ、１１、１１ａ～１１ｉはサブアレイアンテナエレメント、１２は高周波部、１３は可変利得増幅器、１４は第１移相器、２１は第３移相器、２２は第２移相器、５０は自己診断信号生成部、を示す。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】