特許 7517851 結合回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-07-08

(45)【発行日】2024-07-17

(54)【発明の名称】結合回路

(51)【国際特許分類】

   H01P 5/18 20060101AFI20240709BHJP

【ＦＩ】

H01P5/18 K

【請求項の数】 9

(21)【出願番号】P 2020051388

(22)【出願日】2020-03-23

(65)【公開番号】P2021150906

(43)【公開日】2021-09-27

【審査請求日】2023-02-16

【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）平成３１年度、総務省、電波資源拡大のための研究開発、研究開発課題：「ＩｏＴ機器増大に対応した有無線最適制御型電波有効利用基盤技術の研究開発」委託事業、産業技術力強化法第１７条の適用を受ける特許出願

(73)【特許権者】

【識別番号】000006895

【氏名又は名称】矢崎総業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100083806

【弁理士】

【氏名又は名称】三好 秀和

(74)【代理人】

【識別番号】100101247

【弁理士】

【氏名又は名称】高橋 俊一

(74)【代理人】

【識別番号】100095500

【弁理士】

【氏名又は名称】伊藤 正和

(74)【代理人】

【識別番号】100098327

【弁理士】

【氏名又は名称】高松 俊雄

(72)【発明者】

【氏名】田中 聡

(72)【発明者】

【氏名】相葉 孝充

【審査官】赤穂 美香

(56)【参考文献】

【文献】特開平０６－１７７６１７（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００５－１３０３７６（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００８－０１１１８８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００４－３２０４０８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００９－０７７４１３（ＪＰ，Ａ）

【文献】特表２００７－５２５８６２（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開平０７－２６３９２２（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許出願公開第２００４／０２３９４３８（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０１Ｐ ５／１８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

あらかじめ定められた間隔で第１の導電体と第２の導電体とが並走し、並走する前記第１の導電体と前記第２の導電体が蛇行する蛇行部を有する並走部と、
前記第１の導電体で伝送される電気信号のグランドを形成する第３の導電体と、
前記第２の導電体で伝送される電気信号のグランドを形成する、前記第３の導電体と接続される第４の導電体と、を含み、前記並走部において前記第１の導電体と前記第２の導電体の間で電気信号が透過する結合回路において、
前記第２の導電体には前記第１の導電体で伝送される第１の電気信号とは異なる周波数を有する第２の電気信号が印加され、
前記並走部における前記蛇行部の曲げ半径は、前記第１の導電体の一端部から入力された前記第１の電気信号が前記第１の導電体の終端部から前記一端部に反射される場合の反射量があらかじめ定められた値を超えない範囲の曲げ半径である結合回路。

【請求項2】

前記並走部の前記第１の導電体と前記第２の導電体との間隔は、あらかじめ定められた結合ピーク周波数に対して、前記並走部の長さが短くなるように設定され、前記結合ピーク周波数は前記第１の導電体と前記第２の導電体との間で透過する前記第１の電気信号の振幅の減衰が最も小さい周波数である請求項１に記載の結合回路。

【請求項3】

前記第１の電気信号が印加される前記第１の導電体の一端部とは反対側に位置する前記第１の導電体の終端部には、前記第１の導電体と前記第３の導電体とで形成される特性インピーダンスの値の±２０％以内の値を有する終端抵抗が、前記終端部と前記第３の導電体との間に接続される請求項１または２に記載の結合回路。

【請求項4】

前記第１の電気信号が印加される前記第１の導電体の一端部とは反対側に位置する前記第１の導電体の終端部には、前記第１の導電体と前記第３の導電体とで形成される特性インピーダンスの値の±２０％以内の値を有するインダクタが、前記終端部と前記第３の導電体との間に接続される請求項１または２に記載の結合回路。

【請求項5】

前記第１の導電体と前記第２の導電体の前記並走部が短くなるほど、前記第１の電気信号の結合ピーク周波数は高くなり、前記結合ピーク周波数は前記第１の導電体と前記第２の導電体との間で透過する前記第１の電気信号の振幅の減衰が最も小さい周波数である請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の結合回路。

【請求項6】

前記第１の導電体と前記第２の導電体の前記並走部における前記第１の導電体と前記第２の導電体との間隔が狭くなるほど、前記第１の電気信号の結合ピーク周波数は低くなり、前記結合ピーク周波数は前記第１の導電体と前記第２の導電体との間で透過する前記第１の電気信号の振幅の減衰が最も小さい周波数である請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の結合回路。

【請求項7】

回路基板をさらに含み、
前記第１の導電体および前記第２の導電体は、前記回路基板の表面に構成される配線であり、
前記第３の導電体および前記第４の導電体は、前記回路基板の裏面に構成されるグランドである請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の結合回路。

【請求項8】

前記第２の電気信号が入力される前記第２の導電体の入力部に前記第２の導電体をらせん状にしたインダクタを形成し、前記第１の電気信号の周波数における当該インダクタのインピーダンスは、前記第２の導電体と前記第４の導電体とで形成される特性インピーダンスの±２０％以内である請求項１から請求項７のいずれか一項に記載の結合回路。

【請求項9】

前記第１の導電体の一端部をポート１とし、前記第１の導電体の終端部をポート２とし、前記第２の導電体の一端部をポート３とし、前記第２の導電体の終端部をポート４とすると、前記ポート１に入力された前記第１の電気信号は前記ポート４から出力され、前記第２の電気信号は前記ポート３から前記ポート４に出力され、
前記ポート１、前記ポート３および前記ポート４に外部の装置と前記第１の電気信号および前記第２の電気信号の送受信をするためのコネクタをそれぞれ実装した請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の結合回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ギガヘルツクラス以上の高周波信号を扱う光信号伝送用回路において、発光素子または受光素子に使用される直流電流と高周波の交流電流を結合した結合回路に関する。特に、発光素子に印加する必要のある直流電流と高周波の交流電流の各々を回路基板パターン等の導電体と、必要な場合には抵抗や導電体により形成された素子をさらに加えた簡素な構成で結合回路を提供するための技術に関する。

【背景技術】

【0002】

ギガヘルツクラス以上の高周波電気信号を良好な光信号に変換するためには、レーザ等の発光素子に対し、適切なバイアス電流としての直流電流を印加して一定出力で発光させた上で、高周波交流電流を重畳させて光の強弱を生み出した光信号を生成する必要がある。

【0003】

このためには、一般的にバイアスティー（Ｂｉａｓ―Ｔｅｅ）と呼ばれる、直流成分と交流成分の結合回路が用いられる。一般的にはバイアスティーは多くのインダクタおよびキャパシタで構成されており、コストが高く、体積も大きくなる傾向がある。

【0004】

例えば、特許文献１では、バイアスティー内のハイパスフィルタに必要となるインダクタについて、高域用コイルと中域用コイルのみを使用して低域用コイルを削減した。その代り低域に関しては、新たにローパスフィルタ回路を構成することで、低域成分に応じたバイアスが被駆動素子へ印加される構成を備える。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【文献】特開２００７－２４１１４２号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

上記特許文献１によれば、ハイパスフィルタに用いるインダクタを削減できるが、高域用と中域用のインダクタは残ってしまい、また低域に関しては、新たにオペアンプ等を含む検出回路が必要となり、回路が大型化し、コストが上昇するという課題があった。

【0007】

本発明は、このような従来技術が有する課題に鑑みてなされたものである。そして本発明の目的は、インダクタやキャパシタを必要とせず、回路基板上に設けた曲げ半径の小さい蛇行部を有することで小型化した伝送路パターン等の導電体と終端抵抗のみで良好に直流電流と高周波交流電流を結合することにある。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明の態様に係る結合回路は、あらかじめ定められた間隔で第１の導電体と第２の導電体とが並走し、並走する前記第１の導電体と前記第２の導電体が蛇行する蛇行部を有する並走部と、前記第１の導電体で伝送される電気信号のグランドを形成する第３の導電体と、前記第２の導電体で伝送される電気信号のグランドを形成する、前記第３の導電体と接続される第４の導電体と、を含み、前記並走部において前記第１の導電体と前記第２の導電体の間で電気信号が透過する結合回路において、前記並走部において、前記第１の導電体で伝送される第１の電気信号は前記第１の導電体の伝送方向と同じ方向に前記第２の導電体に透過し、前記第２の導電体には前記第１の電気信号とは異なる周波数を有する第２の電気信号が印加されることが好ましい。

【0009】

前記並走部における前記蛇行部の曲げ半径は、前記第１の導電体の一端部から入力された前記第１の電気信号が前記第１の導電体の終端部から前記一端部に反射される場合の反射量があらかじめ定められた値を超えない範囲の曲げ半径であることが好ましい。

【0010】

前記並走部の前記第１の導電体と前記第２の導電体との間隔は、あらかじめ定められた結合ピーク周波数に対して、前記並走部の長さが短くなるように設定され、前記結合ピーク周波数は前記第１の導電体と前記第２の導電体との間で透過する前記第１の電気信号の振幅の減衰が最も小さい周波数であることが好ましい。

【0011】

前記第１の電気信号が印加される前記第１の導電体の一端部とは反対側に位置する前記第１の導電体の終端部には、前記第１の導電体と前記第３の導電体とで形成される特性インピーダンスの値の±２０％以内の値を有する終端抵抗が、前記終端部と前記第３の導電体との間に接続されることが好ましい。

【0012】

前記第１の電気信号が印加される前記第１の導電体の一端部とは反対側に位置する前記第１の導電体の終端部には、前記第１の導電体と前記第３の導電体とで形成される特性インピーダンスの値の±２０％以内の値を有するインダクタが、前記終端部と前記第３の導電体との間に接続されることが好ましい。

【0013】

前記第１の導電体と前記第２の導電体の前記並走部が短くなるほど、前記第１の電気信号の結合ピーク周波数は高くなり、前記結合ピーク周波数は前記第１の導電体と前記第２の導電体との間で透過する前記第１の電気信号の振幅の減衰が最も小さい周波数であることが好ましい。

【0014】

前記第１の導電体と前記第２の導電体の前記並走部における前記第１の導電体と前記第２の導電体との間隔が狭くなるほど、前記第１の電気信号の結合ピーク周波数は低くなり、前記結合ピーク周波数は第１の導電体と第２の導電体との間で透過する前記第１の電気信号の振幅の減衰が最も小さい周波数であることが好ましい。

【0015】

本発明の態様に係る結合回路は、回路基板をさらに含み、前記第１の導電体および前記第２の導電体は、前記回路基板の表面に構成される配線であり、前記第３の導電体および前記第４の導電体は、前記回路基板の裏面に構成されるグランドであることが好ましい。

【0016】

前記第２の電気信号が入力される前記第２の導電体の入力部に前記第２の導電体をらせん状にしたインダクタを形成し、前記第１の電気信号の周波数における当該インダクタのインピーダンスは、前記第２の導電体と前記第４の導電体とで形成される特性インピーダンスの±２０％以内であることが好ましい。

【0017】

前記第１の導電体の一端部をポート１とし、前記第１の導電体の終端部をポート２とし、前記第２の導電体の一端部をポート３とし、前記第２の導電体の終端部をポート４とすると、前記ポート１に入力された前記第１の電気信号は前記ポート４から出力され、前記第２の電気信号は前記ポートから前記ポート４に出力され、前記ポート１、前記ポート３および前記ポート４に外部の装置と前記第１の電気信号および前記第２の電気信号の送受信をするためのコネクタをそれぞれ実装することが好ましい。

【発明の効果】

【0018】

本発明によれば、インダクタ、キャパシタ、オペアンプ等の実装部品を削減できるので、部品コストおよび実装コストを削減できるだけではなく、回路パターンの並走部の曲げ半径を１ｍｍ程度まで小さくできるので、装置を大幅に小型化することが可能となる。また本発明によれば、回路パターンによってインダクタを形成するだけで、低い電源インピーダンスを持つ装置にも対応することが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【0019】

【図1A】本実施形態に係る回路基板によって実現される結合回路の基本概念を示す図である。

【図1B】図１Ａの結合回路において、透過信号と反射信号の周波数特性の一例を示す図である。

【図2A】本実施形態に係る結合回路のパラメータの一部を示す図である。

【図2B】図２Ａのパラメータの結合伝送路間隔を変化させた場合の結合ピーク周波数の変化を示す図である。

【図2C】図２Ａのパラメータの結合伝送路間隔が０．７ｍｍの場合の結合ピーク周波数の変化を示す図である。

【図2D】図２Ａのパラメータの結合伝送路間隔が１．０ｍｍの場合の結合ピーク周波数の変化を示す図である。

【図2E】図２Ａのパラメータの結合伝送路間隔が２．０ｍｍの場合の結合ピーク周波数の変化を示す図である。

【図2F】図２Ａのパラメータの結合伝送路長を変化させた場合の結合ピーク周波数の変化を示す図である。

【図3A】図２Ａの結合回路に同軸コネクタを実装し、ポート２に終端抵抗を実装した結合回路の一例を示す図である。

【図3B】図３Ａの結合回路の透過信号と反射信号の周波数特性の一例を示す図である。

【図4A】図３Ａの結合回路において、ポート３に低出力インピーダンス電源装置が入力される構成の一例を示す図である。

【図4B】図４Ａの結合回路の透過信号と反射信号の周波数特性の一例を示す図である。

【図5A】図４Ａの結合回路において、ポート３の入力部にインダクタを形成した構成の一例を示す図である。

【図5B】図５Ａの結合回路の透過信号と反射信号の周波数特性の一例を示す図である。

【図6A】図５Ａの結合回路において、ポート２の終端抵抗を取り除き、ポート２を開放状態にした構成の一例を示す図である。

【図6B】図６Ａの結合回路の透過信号と反射信号の周波数特性の一例を示す図である。

【図7A】図５Ａの結合回路の平面図である。

【図7B】図５Ａの結合回路のポート４コネクタ、および、ポート２の終端抵抗の実装領域の一例を示す図である。

【図7C】図５Ａの結合回路のポート１コネクタの実装領域の一例を示す図である。

【図7D】図５Ａの結合回路のポート３コネクタの実装領域の上部に形成されたインダクタが形成される領域の一例を示す図である。

【図7E】図５Ａの結合回路のポート３コネクタの実装領域の一例を示す図である。

【図8A】本実施形態に係る結合回路の他の一例を示す図である。

【図8B】図８Ａの結合回路の透過信号と反射信号の周波数特性の一例を示す図である。

【図8C】図８Ａの結合回路を補足する図である。

【図9A】図８Ａの結合回路のポート２の他の構成例である。

【図9B】本実施形態に係るポート２のその他の一例を示す結合回路の一例を示す図である。

【図10】本実施形態に係る並走部を複数設ける結合回路部の一例を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0020】

（回路基板に形成された結合回路の特徴の概要）
本実施形態の結合回路１０００の構成としては、図１Ａに示す回路基板３００上に並走して設けられた２本の銅箔パターン（銅箔パターン１（１００）および銅箔パターン２（２００））、回路基板３００の裏面にプレーンとして設けられるグランド５００を含む。さらに、結合回路１０００のポート２（３２０）に実装された終端抵抗（図示せず）またはインダクタを基本構成とする。ただし、ポート２（３２０）に終端抵抗を実装しない構成を基本構成とすることもできる。また、以下の本実施形態の説明ではポート４（３４０）に接続される発光素子（図示せず）を駆動する結合回路の一例について詳細に記述する。ポート２（３２０）およびポート４（３４０）については以下に説明する。

【0021】

ポート１（３１０）は、銅箔パターン１（１００）における高周波交流信号の入力部である。基本的には特性インピーダンスが５０Ωの同軸ケーブル等の伝送路が接続される。当該伝送路によって銅箔パターン１（１００）に供給される高周波交流信号が伝送される。

【0022】

ポート２（３２０）は、銅箔パターン１（１００）の終端部である。終端部と回路基板３００の裏面に設けられるグランド５００との間に５０Ωの終端抵抗が実装される場合と実装されない場合がある。図１Ａでは基本作用を説明するために、終端抵抗が実装される場合を数値で図示する。

【0023】

ポート３（３３０）は、銅箔パターン２（２００）における、発光素子に供給されるバイアス電流等の直流信号の入力部である。ポート３（３３０）には基本的には後述する低出力インピーダンスの電源装置等（図示せず）が接続される。図１Ａでは基本作用を説明するために、出力インピーダンスが５０Ωの装置（図示せず）が接続される場合を図示する。

【0024】

ポート４（３４０）は、ポート３（３３０）から入力された直流信号に、銅箔パターン１（１００）から銅箔パターン２（２００）に透過した高周波交流信号が重畳されて出力される銅箔パターン２（２００）における出力部である。ポート４（３４０）は、発光素子等の被駆動デバイスが接続されるポートである。

【0025】

並走部３５０は、銅箔パターン１（１００）と銅箔パターン２（２００）があらかじめ定められた距離で並走する区間である。並走部３５０において、ポート１（３１０）から銅箔パターン１（１００）に入力された高周波交流信号が、銅箔パターン２（２００）に透過する。この透過は、銅箔パターン１（１００）から銅箔パターン２（２００）へ交流信号成分が結合する現象を利用している。

【0026】

最も効率的に結合する周波数は、並走部３５０の長さ、並走部３５０における銅箔パターン１（１００）と銅箔パターン２（２００）との間隔、および、回路基板３００内外の伝送路の特性インピーダンス等のパラメータによって変化する。以下、並走部３５０の長さを結合伝送路長、並走部３５０における銅箔パターン１（１００）と銅箔パターン２（２００）との間隔を結合伝送路間隔と称する場合がある。

【0027】

図１Ｂは、ポート１（３１０）に高周波交流信号を入力した場合に、ポート１（３１０）からポート４（３４０）に透過した透過信号と、ポート１（３１０）からポート１（３１０）に反射した反射信号の周波数特性を示す。図１Ｂの例では、７．２ＧＨｚ付近において最も効率的に結合し、透過信号の振幅の減衰が最も小さくなる様子を示している。以下、銅箔パターン１（１００）と銅箔パターン２（２００）との間で透過する高周波交流信号の振幅の減衰が最も小さい周波数を結合ピーク周波数と称する。

【0028】

上述したように、結合ピーク周波数は、結合伝送路間隔および結合伝送路長を含むパラメータを変化させることによって、任意に選択可能である。これらの構成及び作用によれば、別途インダクタやキャパシタを設けなくとも回路パターンと終端抵抗のみでバイアスティーの機能を実現できることが分かる。

【0029】

（結合回路の具体的仕様）
図２Ａは、結合回路のパラメータの一部を示す図である。Ｌは結合伝送路長であり、図２Ａでは銅箔パターン１（１００）と銅箔パターン２（２００）の長さに対応する。ｇａｐは結合伝送路間隔であり、図２Ａでは銅箔パターン１（１００）と銅箔パターン２（２００）との間隔に対応する。Ｗは伝送路幅であり、図２Ａでは銅箔パターン１（１００）と銅箔パターン２（２００）の幅に対応する。図２Ａでは銅箔パターン１（１００）と銅箔パターン２（２００）の幅は同一である。ｔは回路基板の厚みである。表１に図２Ａの結合回路のパラメータの具体的な値を示す。

【0030】

【表1】

【0031】

図２Ｂは、表１のパラメータ値を有する図２Ａの結合回路において、結合伝送路間隔を変化させた時の、結合ピーク周波数の変化を示した図である。図２Ｂの横軸は結合伝送路間隔［ｍｍ］を示し、図２Ｂの縦軸は結合ピーク周波数［ＧＨｚ］を示す。図２Ｂにおいて、結合伝送路間隔を２ｍｍからに０．２ｍｍ変化させた場合には、結合ピーク周波数が約１２ＧＨｚから約６ＧＨｚに変化する。すなわち、結合伝送路間隔が狭くなるにつれて結合ピーク周波数は低くなる。

【0032】

図２Ｃは、図２Ｂの結合伝送路間隔が０．７ｍｍの場合における、ポート１（３１０）に高周波交流信号を入力した場合に、ポート１（３１０）からポート４（３４０）に透過した透過信号の周波数特性を示す。また、図２Ｃはポート１（３１０）からポート１（３１０）に反射した反射信号の周波数特性も示す。図２Ｃの横軸は周波数［ＧＨｚ］を示し、縦軸は透過信号および反射信号の振幅［ｄＢ］を示す。反射信号は約－２０ｄＢ以下に低減されているので、透過信号に対する影響が小さい様子が示されている。図２Ｃの例では、７．０ＧＨｚ付近に結合ピーク周波数が存在し、結合ピーク周波数が極大値であることを示している。

【0033】

図２Ｄは、図２Ｂの結合伝送路間隔が１．０ｍｍの場合における、ポート１（３１０）に高周波交流信号を入力した場合に、ポート１（３１０）からポート４（３４０）に透過した透過信号の周波数特性を示す。また、図２Ｄはポート１（３１０）からポート１（３１０）に反射した反射信号の周波数特性を示す。図２Ｄの横軸は周波数［ＧＨｚ］を示し、縦軸は透過信号および反射信号の振幅［ｄＢ］を示す。反射信号は約－２０ｄＢ以下に低減されているので、透過信号に対する影響が小さい様子が示されている。図２Ｄの例では、７．８ＧＨｚ付近に結合ピーク周波数が存在し、結合ピーク周波数が極大値であることを示している。

【0034】

図２Ｅは、図２Ｂの結合伝送路間隔が２．０ｍｍの場合における、ポート１（３１０）に高周波交流信号を入力した場合に、ポート１（３１０）からポート４（３４０）に透過した透過信号の周波数特性を示す。また、図２Ｅはポート１（３１０）からポート１（３１０）に反射した反射信号の周波数特性を示す。図２Ｅの横軸は周波数［ＧＨｚ］を示し、縦軸は透過信号および反射信号の振幅［ｄＢ］を示す。反射信号は約－２０ｄＢ以下に低減されているので、透過信号に対する影響が小さい様子が示されている。図２Ｅの例では、１２．０ＧＨｚ付近に結合ピーク周波数が存在し、結合ピーク周波数が極大値であることを示している。

【0035】

図２Ｆは、表１のパラメータ値を有する図２Ａの結合回路において、結合伝送路長を変化させた時の、結合ピーク周波数の変化を示した図である。図２Ｆの横軸は結合伝送路長［ｍｍ］を示し、図２Ｆの縦軸は結合ピーク周波数［ＧＨｚ］を示す。図２Ｆにおいて、結合伝送路長を約１７５ｍｍから約２５ｍｍに変化させた場合には、結合ピーク周波数は約５ＧＨｚから約４３ＧＨｚに変化する。すなわち、結合伝送路長が短くなるほど、結合ピーク周波数は高くなる。

【0036】

上記構成例によれば、一般的なガラエポ系の１０ｃｍ程度以内の回路パターンの構成を用いることによって１０ＧＨｚ以上の結合回路が簡素に構成可能となる。

【0037】

（同軸コネクタを実装した結合回路の具体例）
図３Ａ、図４Ａ、図５Ａおよび図６Ａでは、より実際の使用形態に合わせ、回路基板端に同軸コネクタの実装領域を追加し、第５世代無線通信で使用が見込まれている２８ＧＨｚ帯に向けた構成例を示す。図３Ａ、図４Ａ、図５Ａおよび図６Ａの回路基板３００および結合回路１０００のパラメータ値を表２に示す。

【0038】

【表2】

【0039】

（実施例１）
図３Ａは、表１のパラメータ値を有する結合回路に同軸コネクタを実装した形態を示す。図３Ａの銅箔パターン１（１００）および銅箔パターン２（２００）の特性インピーダンスは約５０Ωである。また、ポート１（３１０）には高周波交流信号を入力するために同軸コネクタ３１１が実装される。同軸コネクタ３１１の特性インピーダンスは約５０Ωである。同軸コネクタ３１１には高周波交流信号を伝送する特性インピーダンスが約５０Ωの同軸ケーブルが接続される。ポート１の実装領域をエリアＡ１０１（３６０）と称し、エリアＡ１０１（３６０）の詳細を図７Ｃに示す。図７Ｃに示されるように、同軸コネクタ３１１はポート１コネクタ実装領域１（３６１）およびポート１コネクタ実装領域２（３６２）にまたがって実装される。銅箔パターン１（１００）はポート１コネクタ実装領域１（３６１）とポート１コネクタ実装領域２（３６２）との間を回路基板３００の端部まで延在する。

【0040】

また、ポート２（３２０）には高周波交流信号の反射を抑制する等の目的のためにインピーダンスが５０Ωの終端抵抗３２１が実装される。終端抵抗３２１は銅箔パターン１（１００）と、回路基板３００の裏面のグランドとの間を接続するように実装される。終端抵抗３２１が実装される領域の詳細を図７Ｂに示す。図７Ｂの終端抵抗実装領域３８３に終端抵抗３２１が実装される。図７Ｂの終端抵抗実装領域３８３の右側に隣接する銅箔パターン１（１００）の終端であるポート２（３２０）と終端抵抗３２１が接続される。また、図７Ｂの終端抵抗実装領域３８３の左側端部は回路基板３００の裏面とスルーホール等を介して接続されている。なお、終端抵抗３２１のインピーダンスは、銅箔パターン１（１００）の特性インピーダンスの値の±２０％以内の値を有する。

【0041】

ポート３（３３０）は直流信号を銅箔パターン２（２００）に入力するための直流入力部として機能する。直流信号は出力インピーダンスが低い電源装置が接続されることが一般的であるが、図３Ａでは、ポート３に接続される装置の出力インピーダンスを約５０Ωと設定した。したがって、銅箔パターン２（２００）の特性インピーダンスとマッチングするので、銅箔パターン２（２００）に透過する高周波交流信号に対する影響が小さくなる。すなわち、本実施例の場合には、銅箔パターン２（２００）に透過した透過信号の周波数変化に対する平坦性が維持される。

【0042】

ポート４（３４０）には高周波交流信号の透過信号と、ポート３（３３０）に入力された直流信号が重畳された重畳信号を出力するための同軸コネクタ３４１が実装される。同軸コネクタ３４１の特性インピーダンスは約５０Ωである。同軸コネクタ３４１には重畳信号を伝送する特性インピーダンスが約５０Ωの同軸ケーブルが接続される。同軸ケーブルの他端にはレーザダイオード等の発光素子が接続される。直流信号は発光素子のバイアスレベルを規定するために使用され、透過信号は情報搬送のための搬送信号または情報信号としても使用されることが可能である。ポート４（３４０）の実装領域はエリアＡ１０３（３８０）の一部に含まれ、エリアＡ１０１（３６０）の詳細は前述したように図７Ｃに示される。図７Ｃに示されるように、同軸コネクタ３４１はポート４コネクタ実装領域１（３８１）およびポート４コネクタ実装領域２（３８２）にまたがって実装される。銅箔パターン２（２００）はポート４コネクタ実装領域１（３８１）とポート４コネクタ実装領域２（３８２）との間を回路基板３００の端部まで延在する。

【0043】

なお、図３Ａ、図４Ａ、図５Ａおよび図６Ａの銅箔パターン１（１００）の特性インピーダンス、銅箔パターン２（２００）の特性インピーダンスおよび銅箔パターン１（１００）と接続される同軸ケーブルの特性インピーダンス間のばらつきは±２０％以内である。

【0044】

さらに、図１Ａおよび図２Ａの銅箔パターン１（１００）の特性インピーダンス、銅箔パターン２（２００）の特性インピーダンス、および、銅箔パターン１（１００）と接続される伝送路の特性インピーダンス間のばらつきは±２０％以内である。

【0045】

図３Ｂは、図３Ａの結合回路のポート１（３１０）に高周波交流信号を入力し、ポート３（３３０）に直流信号を入力し、ポート４（３４０）から重畳信号を出力した場合の透過信号および反射信号の周波数特性を示した図である。透過信号はポート４（３４０）において測定した高周波交流信号の透過成分であり、反射信号はポート１（３１０）において測定した高周波交流信号の反射成分である。図３Ｂの横軸は周波数［ＧＨｚ］であり、縦軸は透過信号および反射信号の振幅［ｄＢ］である。透過信号の結合ピーク周波数は２８．０ＧＨｚ付近であり、目標とする２８．０ＧＨｚで最も効率よく透過信号が得られている。また、透過信号は約１ｄＢ減衰しているが構造体の最適化および構造体の製造時のばらつきを抑制することで、減衰量は約１ｄＢ未満となる。

【0046】

上記構成例によれば、一般的な同軸コネクタをガラエポ系の回路基板に実装した場合であっても、５ｃｍ程度以内の回路パターンの構成を用いることによって第５世代無線通信で使用が見込まれている２８．０ＧＨｚ付近での結合回路が簡素に構成可能となる。

【0047】

（実施例２）
図４Ａも、表１のパラメータ値を有する結合回路に同軸コネクタを実装した形態を示す。図４Ａの銅箔パターン１（１００）および銅箔パターン２（２００）の特性インピーダンスは約５０Ωである。また、ポート１（３１０）、ポート２（３２０）およびポート４（３４０）は図３Ａと同じ構成である。ポート１（３１０）には同軸コネクタ３１１が接続され、ポート２（３２０）には終端抵抗３２１が接続され、ポート４（３４０）には同軸コネクタ３４１が実装される。説明の重複を避けるために、ポート１（３１０）、ポート２（３２０）およびポート４（３４０）については図３Ａの説明を参照されたい。

【0048】

図３Ａの構成と異なるポート３（３３０）について以下に説明する。ポート３（３３０）は直流信号を入力するための直流入力部として機能する。直流信号は出力インピーダンスが低い電源装置が接続されることが一般的である。そのために、ポート３（３３０）に接続される装置の出力インピーダンスを１Ωと低くした構成が図４Ａの構成である。この場合には、交流成分に対してインピーダンス不整合を与えることになるので、周波数特性の平坦性が劣化する。周波数特性の平坦性が劣化した様子を図４Ｂに示す。

【0049】

図４Ｂは、図４Ａの結合回路のポート１（３１０）に高周波交流信号を入力し、ポート３（３３０）に直流信号を入力し、ポート４（３４０）から重畳信号を出力した場合の透過信号および反射信号の周波数特性を示した図である。透過信号はポート４（３４０）において測定した高周波交流信号の透過成分であり、反射信号はポート１（３１０）において測定した高周波交流信号の反射成分である。図４Ｂの横軸は周波数［ＧＨｚ］であり、縦軸は透過信号および反射信号の振幅［ｄＢ］である。透過信号の結合ピーク周波数は２８．０ＧＨｚ付近であり、目標とする２８．０ＧＨｚで最も効率よく透過信号が得られている。また、透過信号は約１ｄＢ減衰しているがこれは最適化して約１ｄＢ未満とすることができる。図３Ｂの透過信号と比較すると、約２０ＧＨｚ以下の透過信号と約４０ＧＨｚ以上の透過信号で周波数特性の平坦性が劣化しているが、目標とする２８．０ＧＨｚの近辺では周波数特性の平坦性が維持されている。

【0050】

上記構成例によれば、直流信号を一般的に出力インピーダンスが低い電源装置で供給しても、５ｃｍ程度以内の回路パターンの構成を用いることによって第５世代無線通信で使用が見込まれている２８．０ＧＨｚ付近での結合回路が簡素に構成可能となる。

【0051】

（実施例３）
図５Ａも、表１のパラメータを有する結合回路に同軸コネクタを実装した形態を示す。図５Ａの銅箔パターン１（１００）および銅箔パターン２（２００）の特性インピーダンスは約５０Ωである。また、ポート１（３１０）、ポート２（３２０）およびポート４（３４０）は図３Ａと同じ構成である。ポート１（３１０）には同軸コネクタ３１１が接続され、ポート２（３２０）には終端抵抗３２１が接続され、ポート４（３４０）には同軸コネクタ３４１が実装される。説明の重複を避けるために、ポート１（３１０）、ポート２（３２０）およびポート４（３４０）については図３Ａの説明を参照されたい。

【0052】

図３Ａおよび図４Ａの構成と異なるポート３（３３０）について以下に説明する。ポート３（３３０）は直流信号を入力するための直流入力部として機能する。直流信号は出力インピーダンスが低い電源装置が接続されることが一般的である。そのために、ポート３（３３０）に接続される装置の出力インピーダンスを１Ωと、図４Ａと同様に低くした構成が図５Ａの構成である。この場合には、図４Ａで説明したように交流成分に対してインピーダンス不整合を与えることになるので、周波数特性の平坦性が劣化する。しかし、図５Ａでは、周波数特性の平坦性の劣化を改善するために、ポート３（３３０）の直流入力部にインダクタ４００を形成し、周波数特性の平坦性を改善している。

【0053】

ポート３（３３０）の直流入力部にインダクタ４００を形成した領域をエリアＣ１０１（３９０）と称し、エリアＣ１０１（３９０）の詳細を図７Ｄに示す。図７Ｄに示されるように、らせん状の回路パターンによるインダクタ４００の形成により、高周波帯域のインピーダンスを上昇させる。この結果、銅箔パターン２（２００）において直流成分には影響なく、高周波成分のインピーダンス不整合だけが改善され、周波数応答特性の平坦性が改善される。

【0054】

図７Ｄに示されるインダクタ４００の半径は約５ｍｍであり、回路パターンの巻き始めから巻き終わりまでの距離は約４ｍｍである。目標とする２８．０ＧＨｚ付近でのインピーダンスは約５０Ωであり、自己インダクタンス０．３７ｎＨ程度の値を形成することが可能になっている。また、エリアＣ１０１（３９０）のインダクタ４００が形成されている領域に対応する回路基板３００の裏面にはグランドが形成されていない。また、銅箔パターン１（１００）を伝送する高周波交流信号の周波数におけるインダクタ４００のインピーダンスは、銅箔パターン２（２００）の特性インピーダンスの±２０％以内である。

【0055】

図５Ｂは、図５Ａの結合回路のポート１（３１０）に高周波交流信号を入力し、ポート３（３３０）に直流信号を入力し、ポート４（３４０）から重畳信号を出力した場合の透過信号および反射信号の周波数特性を示した図である。透過信号はポート４（３４０）において測定した高周波交流信号の透過成分であり、反射信号はポート１（３１０）において測定した高周波交流信号の反射成分である。図５Ｂの横軸は周波数［ＧＨｚ］であり、縦軸は透過信号および反射信号の振幅［ｄＢ］である。透過信号の結合ピーク周波数は２８．０ＧＨｚ付近であり、目標とする２８．０ＧＨｚで最も効率よく透過信号が得られている。また、透過信号は約２ｄＢ減衰しているがこれは上述した最適化によって１ｄＢ未満とすることができる。図４Ｂの透過信号と比較すると、約２０ＧＨｚ以下の透過信号と約４０ＧＨｚ以上の透過信号で周波数特性の平坦性が改善されており、目標とする２８．０ＧＨｚの近辺での周波数特性の平坦性も改善されている。

【0056】

上記構成例によれば、直流信号を一般的に出力インピーダンスが低い電源装置で供給しても、回路パターンで形成したインダクタ４００を含む５ｃｍ程度以内の回路パターンの構成を用いることによって２８．０ＧＨｚ付近での結合回路が簡素に構成可能となる。すなわち、実際の使用に向けた形状や接続先のインピーダンス等を鑑みた上でも、インダクタやキャパシタ等の追加の実装部品を必要とせずに安定した結合特性を実現することができる。このように、目標とする周波数２８ＧＨｚに対し少なくとも±１ＧＨｚ程度の範囲において、挿入損失１ｄＢ程度でほぼ平坦な周波数特性を得ることができる。

【0057】

（実施例４）
図６Ａも、表１のパラメータを有する結合回路に同軸コネクタを実装した形態を示す。図６Ａの銅箔パターン１（１００）および銅箔パターン２（２００）の特性インピーダンスは約５０Ωである。また、ポート１（３１０）、ポート３（３３０）およびポート４（３４０）は図５Ａと同じ構成である。ポート１（３１０）には同軸コネクタ３１１が接続され、ポート４（３４０）には同軸コネクタ３４１が実装される。ポート３（３３０）には同軸コネクタ３３１が接続され、インダクタ４００が形成される。ポート２（３２０）には終端抵抗３２１が接続されない。したがって、ポート２（３２０）は開放状態となる。すなわち、図６Ａの結合回路は、図５Ａの結合回路とは、ポート２（３２０）が開放状態となる点で異なる。なお、説明の重複を避けるために、ポート１（３１０）、ポート３（３３０）およびポート４（３４０）については図３Ａおよび図５Ａの説明を参照されたい。

【0058】

図６Ｂは、図６Ａの結合回路のポート１（３１０）に高周波交流信号を入力し、ポート３（３３０）に直流信号を入力し、ポート４（３４０）から重畳信号を出力した場合の透過信号および反射信号の周波数特性を示した図である。透過信号はポート４（３４０）において測定した高周波交流信号の透過成分であり、反射信号はポート１（３１０）において測定した高周波交流信号の反射成分である。図５Ｂの横軸は周波数［ＧＨｚ］であり、縦軸は透過信号および反射信号の振幅［ｄＢ］である。透過信号の結合ピーク周波数は２８．０ＧＨｚ付近であり、目標とする２８．０ＧＨｚで最も効率よく透過信号が得られている。ただし、ポート２（３２０）が開放状態となっているために、反射信号のレベルが全体的に上昇している。しかし、目標とする周波数である２８ＧＨｚに対しては、少なくとも±１ＧＨｚ程度の範囲において、挿入損失２．５ｄＢ程度でほぼ平坦な特性を得ることができる。また、挿入損失は製造ばらつきや並走部３５０の結合伝送路間隔等の基本形状の最適化をすることで１ｄＢ未満に収めることが可能である。

【0059】

上記構成例によれば、ポート２（３２０）の終端抵抗３２１を削除しても、高周波成分の透過特性には劣化等の影響はほぼ無く、５ｃｍ程度以内の回路パターンの構成を用いることによって２８．０ＧＨｚ付近での結合回路が簡素に構成可能となる。すなわち、実際の使用に向けた形状や接続先のインピーダンス等を鑑みた上でも、抵抗、インダクタおよびキャパシタ等の追加の実装部品を必要とせずに安定した結合特性を実現することができる。このように、目標とする周波数２８ＧＨｚに対し少なくとも±１ＧＨｚ程度の範囲において、挿入損失１ｄＢ程度でほぼ平坦な周波数特性を得ることができる。

【0060】

（実施例５）
上記、図１Ａ、図２Ａ、図３Ａ、図４Ａ、図５Ａおよび図６Ａの実施例では、銅箔パターン１（１００）および銅箔パターン２（２００）を直線状に配置して、並走部３５０を含む結合回路１０００を形成した。しかし、本実施形態では、銅箔パターン１（１００）および銅箔パターン２（２００）を蛇行させて並走部３５０を形成することも可能である。例えば、銅箔パターン１（１００）および銅箔パターン２（２００）を蛇行させて並走部３５０を形成した結合回路１０００を図８Ａに実施例５として示す。図８Ａにおいても、回路基板３００の一端部のポート１（３１０）に実装される同軸コネクタ３１１は、ポート１左側コネクタ実装領域３６３およびポート１右側コネクタ実装領域３６４にまたがって実装される。このような構成を含むことによって、第５世代無線通信において使用が見込まれる２８ＧＨｚ帯に対応する構成とすることも可能となる。

【0061】

図８Ａに示す回路基板３００および結合回路１０００のパラメータ値は、図３Ａ、図４Ａ、図５Ａおよび図６Ａと同様に表２に示されるが、結合伝送路間隔ｇａｐおよび結合伝送路長Ｌだけが異なる。すなわち、図３Ａ、図４Ａ、図５Ａおよび図６Ａの結合伝送路間隔ｇａｐは０．２ｍｍであるが、図８Ａに示す結合回路１０００の結合伝送路間隔ｇａｐは０．１ｍｍである。また、図３Ａ、図４Ａ、図５Ａおよび図６Ａの結合伝送路長Ｌは３７ｍｍであるが、図８Ａに示す結合回路１０００の結合伝送路長Ｌは約３０ｍｍである。なお、図３Ａ、図４Ａ、図５Ａ、図６Ａおよび図８Ａの伝送路幅Ｗは０．２ｍｍである。図８Ａの銅箔パターン１（１００）および銅箔パターン２（２００）の特性インピーダンスも約５０Ωである。図８Ａにおいては、並走部３５０を形成する結合伝送路長Ｌを約３０ｍｍとし、さらに、並走部３５０を蛇行させることによって、ポート１（３１０）からポート２（３２０）またはポート４（３４０）までの直線距離を短くしている。その結果、結合回路１０００の大きさを小さくすることが可能になる。また、このように、結合伝送路間隔ｇａｐを短くし、並走部３５０を蛇行させた結合回路１０００であっても、図８Ｂに示すように２８ＧＨｚ帯で良好な特性を示すことが可能である。図８Ｂの詳細な説明は後述する。

【0062】

図８Ａにおいては、並走部３５０を蛇行させる場合の曲げ半径ｒを１ｍｍとし、隣接する並走部３５０の間隔を２ｍｍとしている。例えば、図８Ａにおける蛇行部３５１ａの詳細な模式図を図８Ｃの拡大図３５２に示す。図８Ｃおよび図８Ａの結合回路１０００は同一の結合回路を示し、図８Ｃの拡大図３５２は蛇行部３５１ａを拡大した模式図である。曲げ半径ｒは並走部３５０の銅箔パターン１（１００）および銅箔パターン２（２００）の中間点からの距離を示し、並走部３５０の間隔は銅箔パターン１（１００）および銅箔パターン２（２００）の中間点から中間点までの距離を示している。図８Ａにおける蛇行部３５１ｂおよび蛇行部３５１ｃにおいても、曲げ半径ｒを１ｍｍとし、隣接する並走部３５０の間隔を２ｍｍとしている。さらに、蛇行部３５１ｄ、蛇行部３５１ｅおよび蛇行部３５１ｆにおいても、曲げ半径ｒを１ｍｍとし、並走部３５０を直交する方向に曲げている。なお、蛇行部３５１ａ、蛇行部３５１ｂ、蛇行部３５１ｃ、蛇行部３５１ｄ、蛇行部３５１ｅおよび蛇行部３５１ｆを総称して蛇行部３５１と称する場合がある。

【0063】

図８Ａに示すように、並走部に複数の蛇行部３５１を設けることによって、ポート１左側コネクタ実装領域３６３およびポート１右側コネクタ実装領域３６４にまたがって同軸コネクタ３１１が実装された場合に、回路基板３００の長さを短くすることが可能となる。すなわち、図８Ｃに示すように、並走部３５０によって構成される結合回路部６００の長さＫＷ１の長さを短くすることが可能となる。２８ＧＨｚ帯で使用可能な同軸コネクタ３１１の実装に要する基板端部の幅であるＣＷ１は約１２ｍｍ程度であるが、図８Ａおよび図８Ｃの並走部３５０の構成によれば、結合回路部６００の長さＫＷ１を約１１ｍｍ程度にすることが可能である。図１Ａ、図２Ａ、図３Ａ、図４Ａ、図５Ａおよび図６Ａの実施例では、銅箔パターン１（１００）および銅箔パターン２（２００）を直線状に配置して、並走部３５０を形成しているために、結合回路部６００の長さＫＷ１は約３７ｍｍ必要であった。しかし、図８Ａおよび図８Ｃに示すように、結合伝送路間隔ｇａｐを短くすることで並走部３５０を短くし、さらに、並走部３５０に複数の蛇行部を設けることによって、結合回路部６００の長さを７０％程度縮小することが可能になる。また、このように縮小した結合回路部６００であっても、図８Ｂに示すように２８ＧＨｚ帯で良好な特性を示すことが可能である。

【0064】

図８Ｂは、図８Ａの結合回路のポート１（３１０）に高周波交流信号を入力し、ポート３（３３０）に直流信号を入力し、ポート４（３４０）から重畳信号を出力した場合の透過信号および反射信号の周波数特性を示した図である。透過信号はポート４（３４０）において測定した高周波交流信号の透過成分であり、反射信号はポート１（３１０）において測定した高周波交流信号の反射成分である。図８Ｂの横軸は周波数［ＧＨｚ］であり、縦軸は透過信号および反射信号の振幅［ｄＢ］である。透過信号の結合ピーク周波数は２８．０ＧＨｚ付近であり、目標とする２８．０ＧＨｚ付近で最も効率よく透過信号が得られている。また、透過信号は約１．５ｄＢ減衰しているが、これは前述した最適化によって１ｄＢ未満とすることができる。また、ポート１（３１０）における反射信号は約１８ｄＢ減衰しており、良好な特性を実現できることが示されている。なお、曲げ半径ｒが０．５ｍｍよりも小さくなると、反射信号が大きくなり、反射特性が劣化する傾向がある。例えば、曲げ半径ｒが０．５ｍｍよりも小さくなると、反射信号が約－１０ｄＢを超える場合があり、実用的には、曲げ半径ｒは０．５ｍｍ以上であることが好ましい。

【0065】

ポート３（３３０）について以下に説明する。ポート３（３３０）は直流信号を入力するための直流入力部として機能する。直流信号は出力インピーダンスが低い電源装置が接続されることが一般的である。そのために、ポート３（３３０）に接続される装置の出力インピーダンスを１Ωとして構成している。この場合には、図４Ａで説明したように交流成分に対してインピーダンス不整合を与えることになるので、周波数特性の平坦性が劣化する。しかし、図８Ａでは、周波数特性の平坦性の劣化を改善するために、ポート３（３３０）の直流入力部にインダクタ４１０を形成し、周波数特性の平坦性を改善している。すなわち、ポート３（３３０）の回路基板側にらせん状の回路パターンによるインダクタ成分を生成し、高周波帯域のインピーダンスを上昇させる。また、インダクタ４１０の回路パターン幅を、並走部３５０の０．２ｍｍよりも細い、０．１ｍｍとすることで、特性インピーダンスを上昇させ、並走部３５０からの高周波成分の流入を低減している。なお、インダクタ４１０の回路パターン幅を０．１ｍｍ以下とすることで、並走部３５０からの高周波成分の流入を低減させる効果はさらに高まる。

【0066】

この結果、銅箔パターン２（２００）において直流成分には影響なく、高周波成分のインピーダンス不整合だけが改善され、周波数応答特性の平坦性が改善される。このように、上述した実際の使用に対応する形状、および、接続先のインピーダンス等を考慮した構成によって、インダクタやキャパシタ等の部品を追加しなくとも、安定した結合特性を実現することが可能となる。

【0067】

図８Ｃは上述したように、図８Ａの結合回路１０００の蛇行部３５１ａを拡大した拡大図３５２を含む図である。図８Ｃおよび図８Ａの結合回路１０００は同一の結合回路を示す。図８Ｃに示すようにポート４（３４０）にはレーザや発光ダイオード等の光素子を実装可能な領域を設けることが可能である。また、ポート１（３１０）に接続される基板端コネクタとしての同軸コネクタ３１１の実装部の幅がＣＷ１で示されている。さらに、図８Ｃには、並走部３５０によって構成される結合回路部６００の長さＫＷ１が示されている。

【0068】

図８Ａのポート２（３２０）には、一例として、５０Ωの終端抵抗を接続した場合と、インダクタを接続した形態が形成され得る。ポート２（３２０）に、一例として、５０Ωの終端抵抗を接続した場合については既に説明しているので、詳細は省略する。ポート２（３２０）にインダクタを接続した形態を以下に説明する。

【0069】

図９Ａは、ポート２（３２０）にインダクタ４２０を接続した構成を示している。インダクタ４２０は、回路基板３００の裏面に形成することができる。目標とする２８．０ＧＨｚ付近でのインピーダンスは約５０Ωであり、自己インダクタンス０．３７ｎＨ程度の値を形成することが可能になっている。また、銅箔パターン１（１００）を伝送する高周波交流信号の周波数におけるインダクタ４２０のインピーダンスは、銅箔パターン２（２００）の特性インピーダンスの±２０％以内であることが好ましい。

【0070】

図９Ｂは、ポート２（３２０）にインダクタ４４０を接続した構成を示している。インダクタ４４０は回路基板３００の表面に形成することができる。すなわち、並走部３５０が形成されている基板面と同じ基板面にインダクタ４４０を形成することができる。目標とする２８．０ＧＨｚ付近でのインピーダンスは約５０Ωであり、自己インダクタンス０．３７ｎＨ程度の値を形成することが可能になっている。また、銅箔パターン１（１００）を伝送する高周波交流信号の周波数におけるインダクタ４４０のインピーダンスは、銅箔パターン２（２００）の特性インピーダンスの±２０％以内であることが好ましい。

【0071】

（同軸コネクタ等の実装領域）
図７Ａは図５Ａの結合回路の平面図である。図７Ａの平面図では、ポート１（３１０）に同軸コネクタ３１１が実装されるエリアＡ１０１（３６０）、ポート３（３３０）に同軸コネクタ３３１が実装されるエリアＡ１０２（３７０）が含まれる。さらに、図７Ａの平面図では、インダクタ４００が形成されるエリアＣ１０１（３９０）が含まれる。さらに、図７Ａの平面図では、ポート４（３４０）に同軸コネクタ３４１が実装され、ポート２（３２０）に終端抵抗３２１が実装されるエリアＡ１０３（３８０）が含まれる。エリアＡ１０１（３６０）とエリアＡ１０３（３８０）との間には並走部３５０が長さ３７ｍｍにわたって延在する。並走部３５０は幅０．２ｍｍの銅箔パターン１（１００）と銅箔パターン２（２００）とが結合伝送路間隔０．２ｍｍで並走する。

【0072】

図７Ｂは、エリアＡ１０３（３８０）を拡大した図である。エリアＡ１０３（３８０）において、ポート４（３４０）に実装される同軸コネクタ３４１はポート４コネクタ実装領域１（３８１）およびポート４コネクタ実装領域２（３８２）にまたがって実装される。銅箔パターン２（２００）はポート４コネクタ実装領域１（３８１）とポート４コネクタ実装領域２（３８２）との間を回路基板３００の端部まで延在する。また、ポート２（３２０）とグランド５００との間を接続する終端抵抗３２１は終端抵抗実装領域３８３に実装される。

【0073】

図７Ｃは、エリアＡ１０１（３６０）を拡大した図である。エリアＡ１０１（３６０）において、ポート１（３１０）に実装される同軸コネクタ３１１はポート１コネクタ実装領域１（３６１）およびポート１コネクタ実装領域２（３６２）にまたがって実装される。銅箔パターン１（１００）はポート１コネクタ実装領域１（３６１）とポート１コネクタ実装領域２（３６２）との間を回路基板３００の端部まで延在する。銅箔パターン２（２００）は、インダクタ４００が形成されるエリアＣ１０１（３９０）に向かうように折れ曲がる。図７Ｃでは、銅箔パターン２（２００）は、ほぼ直角に折れ曲がり、エリアＣ１０１（３９０）に向かう。

【0074】

図７Ｄは、インダクタ４００が形成されるエリアＣ１０１（３９０）を拡大した図である。インダクタ４００は、銅箔パターン２（２００）がらせん状に配線されて形成される。図７Ｄに示されるインダクタ４００の半径は約５ｍｍであり、銅箔パターン２（２００）の巻き始めから巻き終わりまでの距離は約４ｍｍである。目標とする２８．０ＧＨｚ付近でのインピーダンスは約５０Ωであり、自己インダクタンス０．３７ｎＨ程度の値を形成することが可能になっている。また、エリアＣ１０１（３９０）のインダクタ４００が形成されている領域に対応する回路基板３００の裏面にはグランドが形成されていない。したがって、銅箔パターン２（２００）の巻き始めと巻き終わりにはスルーホールが形成され、回路基板３００の裏面に回路パターンを設けることで銅箔パターン２（２００）の巻き始めと巻き終わりが接続されている。

【0075】

図７Ｅは、エリアＡ１０２（３７０）を拡大した図である。エリアＡ１０２（３７０）において、ポート３（３３０）に実装される同軸コネクタ３３１はポート３コネクタ実装領域１（３７１）およびポート３コネクタ実装領域２（３７２）にまたがって実装される。銅箔パターン２（２００）はポート３コネクタ実装領域１（３７１）とポート３コネクタ実装領域２（３７２）との間を回路基板３００の端部まで延在する。

【0076】

なお、以上の実施形態において、各構成要素の特性インピーダンスのばらつきは±２０％以内である。また、銅箔パターン１（１００）を伝送する高周波交流信号の周波数または結合ピーク周波数における終端抵抗３２１およびインダクタ４００のインピーダンスは、各構成要素の特性インピーダンスのばらつき±２０％以内に含まれる。

【0077】

同軸コネクタ３１１、３３１、３４１および終端抵抗３２１が実装された図５Ａの結合回路は、実使用に向けた形状や接続先のインピーダンス等を鑑みた上でも、インダクタやキャパシタ等の追加の実装部品を必要とせずに安定した結合特性を実現することができる。すなわち、目標とする周波数２８ＧＨｚに対し少なくとも±１ＧＨｚ程度の範囲において、挿入損失１ｄＢ程度でほぼ平坦な周波数特性を得ることができる。

【0078】

（変形例１）
上述した実施例においては、回路基板３００のポート４（３４０）に接続されるデバイスとして発光素子を想定して説明したが、ポート４（３４０）に接続されるデバイスが受光素子の場合にも上述した実施例の原理を適用できる。すなわち、ポート４（３４０）に受光素子が接続される場合には、高周波交流信号は、受光素子の出力信号としてポート４（３４０）に入力され、並走部３５０において透過し、透過信号がポート１（３１０）から出力される。この場合の並走部３５０における透過信号と反射信号の特性は、図３Ｂ、図４Ｂ、図５Ｂ、図６Ｂおよび図８Ｂであらわされる。また、ポート３（３３０）に入力される直流信号は受光素子のバイアスを規定する信号に使用されるので、直流信号はポート４（３４０）から出力される。

【0079】

（変形例２）
上述した実施例においては、回路基板３００に銅箔パターン１（１００）および銅箔パターン２（２００）を配線した構成について説明した。しかし、銅箔パターン同士が近接する基板材または基板形態であれば、プリント回路基板に限定されない、例えば、電線、成形樹脂回路部品（ＭＩＤ：Ｍｏｌｄｅｄ Ｉｎｔｅｒｃｏｎｎｅｃｔ Ｄｅｖｉｃｅ）等に適用してもよい。電線の場合には、並走する２本の電線を銅箔パターン１（１００）および銅箔パターン２（２００）の並走部３５０に対応させ、２本の電線の外側にグランドとなる電線をさらに２本配置することもできる。また、シールド付き電線によって実現されてもよい。この場合には、２線のシールド付き電線の外被に巻かれているに金属箔や導電体である編組をグランドとして利用することが可能である。

【0080】

（変形例３）
上述した実施例においては、並走部３５０を１つだけ設ける構成について説明した。しかし、複数の並走部３５０を設けて、それぞれの並走部３５０において異なる周波数の信号を透過信号としてもよい。図２Ｂにおいて説明したように、それぞれの並走部３５０において結合伝送路間隔が異なれば、結合ピーク周波数も異なる。また、図２Ｆにおいて説明したように、それぞれの並走部３５０において結合伝送路長が異なれば、結合ピーク周波数も異なる。また、表１の結合伝送路間隔および結合伝送路長とは異なる他のパラメータの値を変化させても結合ピーク周波数は変化する。これらのパラメータを変化させた並走部３５０を複数設ける構成を結合回路１０００に採用することも可能である。

【0081】

図１０に並走部３５０を複数設ける構成を結合回路１０００に採用した一例を図示する。結合回路部６００にはさまざまな周波数成分を有する信号Ｓ１が入力され、並走部３５０ａで任意の低周波帯域の低周波信号Ｓ４が透過し、並走部３５０ｂで任意の高周波帯域の高周波信号Ｓ３が透過し、通過成分が通過信号Ｓ２として生成される。このように、並走部３５０を複数設ける構成を採用することによって、複数の結合周波数によって、さまざまな周波数または周波数帯域の信号を生成することが可能となる。

【0082】

（変形例４）
上述した実施例においては、ポート２（３２０）に終端抵抗３２１を実装する場合を主に説明したが、図６Ａに示したようにポート２（３２０）に終端抵抗３２１を実装しない構成を基本構成とすることも可能である。すなわち、図３Ａおよび図４Ａの結合回路において、ポート２（３２０）に終端抵抗３２１を実装しない構成とすることも可能である。この場合であっても、実際の使用に向けた形状や接続先のインピーダンス等を鑑みた上で、抵抗、インダクタおよびキャパシタ等の追加の実装部品を必要とせずに安定した結合特性を実現することができる。すなわち、ポート２（３２０）に終端抵抗３２１を実装しない構成であっても、目標とする周波数２８ＧＨｚに対し少なくとも±１ＧＨｚ程度の範囲において、挿入損失１ｄＢ程度でほぼ平坦な周波数特性を得ることができる。

【0083】

（変形例５）
上述した実施例においては、ポート３（３３０）に印加される電気信号を直流として説明したが、本実施形態においては、ポート３（３３０）に印加される電気信号は直流に限定されない。すなわち、ポート１（３１０）またはポート４（３４０）に印加される高周波交流信号の周波数と異なる周波数であれば、ポート３（３３０）に印加される電気信号の周波数として設定することが可能である。

【0084】

以下に、本実施形態の結合回路１０００の特徴について記載する。

【0085】

本発明の第１の態様に係る結合回路１０００は、あらかじめ定められた間隔で第１の導電体と第２の導電体とが並走し、並走する第１の導電体と第２の導電体が蛇行する蛇行部３５１を有する並走部３５０を含むことが好ましい。また、結合回路１０００は、第１の導電体で伝送される電気信号のグランドを形成する第３の導電体と、第２の導電体で伝送される電気信号のグランドを形成する、第３の導電体と接続される第４の導電体と、を含むことが好ましい。結合回路１０００の並走部３５０において第１の導電体と第２の導電体の間で電気信号が透過することが好ましい。並走部３５０において、第１の導電体で伝送される第１の電気信号は第１の導電体の伝送方向と同じ方向に第２の導電体に透過し、第２の導電体には第１の電気信号とは異なる周波数を有する第２の電気信号が印加されることが好ましい。

【0086】

上記構成によれば、インダクタやキャパシタを必要とせず、回路基板上に設けた曲げ半径の小さい蛇行部を有することで小型化した伝送路パターン等の導電体と終端抵抗のみで良好に直流電流と高周波交流電流を結合することが可能になる。

【0087】

本発明の第２の態様に係る蛇行部３５１の曲げ半径は、第１の導電体の一端部であるポート１（３１０）から入力された第１の電気信号が第１の導電体の終端部であるポート２（３２０）から一端部に反射される場合の反射量によって決定されることが好ましい。曲げ半径は当該反射量があらかじめ定められた値を超えない範囲であることが好ましい。

【0088】

上記構成によれば、曲げ半径の小さい蛇行部を有することで小型化した伝送路パターンを使用することによって、結合回路１０００を小型化することが可能になる。

【0089】

本発明の第３の態様に係る並走部３５０の第１の導電体と第２の導電体との間隔は、あらかじめ定められた結合ピーク周波数に対して、並走部３５０の長さが短くなるように設定されることが好ましい。結合ピーク周波数は第１の導電体と第２の導電体との間で透過する第１の電気信号の振幅の減衰が最も小さい周波数であることが好ましい。

【0090】

上記構成によれば、第１の導電体と第２の導電体との間隔を狭めて、並走部３５０の幅を小さくすることで小型化した伝送路パターンを使用することによって、結合回路１０００を小型化することが可能になる。

【0091】

本発明の第４の態様に係る結合回路１０００において、第１の電気信号が印加される第１の導電体の一端部であるポート１（３１０）とは反対側に位置する第１の導電体の終端部であるポート２（３２０）には、終端抵抗３２１が接続されることが好ましい。終端抵抗３２１の特性インピーダンスは、第１の導電体と第３の導電体とで形成される特性インピーダンスの値の±２０％以内の値を有し、終端部であるポート２（３２０）と第３の導電体との間に接続されることが好ましい。

【0092】

上記構成によれば、第１の導電体の終端部は、第１の導電体の特性インピーダンスとマッチングを取ることが可能になる。したがって、第１の導電体で伝送される第１の電気信号の反射の影響が低減され、第１の電気信号が透過する場合の周波数特性が向上することが可能になる。

【0093】

本発明の第５の態様に係る結合回路１０００において、第１の電気信号が印加される第１の導電体の一端部であるポート１（３１０）とは反対側に位置する第１の導電体の終端部であるポート２（３２０）にはインダクタ４２０、４４０が接続されることが好ましい。インダクタ４２０、４４０の特性インピーダンスは、第１の導電体と第３の導電体とで形成される特性インピーダンスの値の±２０％以内の値を有し、終端部であるポート２（３２０）と第３の導電体との間に接続されることが好ましい。

【0094】

上記構成によれば、第１の導電体の終端部は、第１の導電体の特性インピーダンスとマッチングを取ることが可能になる。したがって、第１の導電体で伝送される第１の電気信号の反射の影響が低減され、第１の電気信号が透過する場合の周波数特性が向上することが可能になる。

【0095】

本発明の第６の態様に係る結合回路１０００は、第１の導電体と第２の導電体の並走部３５０が短くなるほど、第１の電気信号の結合ピーク周波数は高くなることが好ましい。結合ピーク周波数は第１の導電体と第２の導電体との間で透過する第１の電気信号の振幅の減衰が最も小さい周波数であることが好ましい。

【0096】

上記構成によれば、並走部３５０を透過する第１の電気信号の結合ピーク周波数を可変にすることが可能になる。特に、並走部３５０の長さを短くするほど、結合ピーク周波数が高くなるので、高周波数を扱う結合回路では、結合回路の小型化に有効な方法とすることが可能になる。

【0097】

本発明の第７の態様に係る結合回路１０００は、第１の導電体と第２の導電体の並走部３５０における第１の導電体と第２の導電体との間隔が狭くなるほど、第１の電気信号の結合ピーク周波数は低くなることが好ましい。結合ピーク周波数は第１の導電体と第２の導電体との間で透過する第１の電気信号の振幅の減衰が最も小さい周波数であることが好ましい。

【0098】

上記構成によれば、並走部３５０を透過する第１の電気信号の結合ピーク周波数を可変にすることが可能になる。特に、並走部３５０の導体間の間隔を狭く維持する必要がある場合には製造ばらつきが大きくなるが、並走部３５０の導体間の間隔が必要以上に狭く維持する必要がないので製造ばらつきによる結合ピーク周波数の変動を低く抑えることが可能になる。

【0099】

本発明の第８の態様に係る結合回路１０００は、回路基板３００をさらに含むことが好ましい。第１の導電体および第２の導電体は、回路基板３００の表面に構成される配線であり、第３の導電体および第４の導電体は、回路基板３００の裏面に構成されるグランド５００であることが好ましい。

【0100】

上記構成によれば、結合回路１０００を回路基板３００および回路パターンで実現できるので、キャパシタ、オペアンプ等の実装部品を削減でき、部品コストおよび実装コストを削減できるだけではなく、装置を大幅に小型化することが可能となる。

【0101】

本発明の第９の態様に係る結合回路１０００は、第２の電気信号が入力される第２の導電体の一端部であるポート３（３３０）に第２の導電体をらせん状にしたインダクタ４１０、４３０を形成することが好ましい。第１の電気信号の周波数におけるインダクタ４１０、４３０のインピーダンスは、第２の導電体と第４の導電体とで形成される特性インピーダンスの±２０％以内であることが好ましい。

【0102】

上記構成によれば、低出力インピーダンスの電源装置等が接続されても、回路パターンによってインダクタを形成するだけで、高周波交流信号に対する周波数特性を良好に維持することが可能になる。

【0103】

本発明の第１０の態様に係る結合回路１０００は、第１の導電体の一端部をポート１（３１０）とし、第１の導電体の終端部をポート２（３２０）とすることが好ましい。また、第２の導電体の一端部をポート３（３３０）とし、第２の導電体の終端部をポート４（３４０）とすることが好ましい。ポート１（３１０）に入力された第１の電気信号はポート４（３４０）から出力され、第２の電気信号はポート３（３３０）からポート４（３４０）に出力されることが好ましい。ポート１（３１０）、ポート３（３３０）およびポート４（３４０）に外部の装置と第１の電気信号および第２の電気信号の送受信をするための同軸コネクタ３１１、３３１、３４１をそれぞれ実装することが好ましい。

【0104】

上記構成によれば、結合回路に第１の電気信号および第２の電気信号を送受信するためのコネクタを実装した形態においても、キャパシタ、オペアンプ等の実装部品を削減することが可能となる。したがって、部品コストおよび実装コストを削減できるだけではなく、装置を大幅に小型化することが可能となる。

【0105】

実施形態につき、図面を参照しつつ詳細に説明したが、以上の実施形態に記載した内容により本発明が限定されるものではない。また、上記に記載した構成要素には、当業者が容易に想定できるもの、実質的に同一のものが含まれる。さらに、上記に記載した構成は適宜組み合わせることが可能である。また、本発明の要旨を逸脱しない範囲で構成の種々の省略、置換又は変更を行うことができる。

【符号の説明】

【0106】

１００ 銅箔パターン１
２００ 銅箔パターン２
３００ 回路基板
３１０ ポート１
３１１ ポート１コネクタ
３２０ ポート２
３２１ 終端抵抗
３３０ ポート３
３３１ ポート３コネクタ
３４０ ポート４
３４１ ポート４コネクタ
３５０ 並走部
３５１ 蛇行部
３６０ エリアＡ１０１
３６１ ポート１コネクタ実装領域１
３６２ ポート１コネクタ実装領域２
３７０ エリアＡ１０２
３７１ ポート３コネクタ実装領域１
３７２ ポート３コネクタ実装領域２
３８０ エリアＡ１０３
３８１ ポート４コネクタ実装領域１
３８２ ポート４コネクタ実装領域２
３８３ 終端抵抗実装領域
３９０ エリアＣ１０１
４００ インダクタ
５００ グランド
６００ 結合回路部
１０００ 結合回路

【図1A】

【図1B】

【図2A】

【図2B】

【図2C】

【図2D】

【図2E】

【図2F】

【図3A】

【図3B】

【図4A】

【図4B】

【図5A】

【図5B】

【図6A】

【図6B】

【図7A】

【図7B】

【図7C】

【図7D】

【図7E】

【図8A】

【図8B】

【図8C】

【図9A】

【図9B】

【図10】