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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-07-11
(45)【発行日】2024-07-22
(54)【発明の名称】バッテリ制御回路及びバッテリ装置
(51)【国際特許分類】
H02J 7/00 20060101AFI20240712BHJP
H02J 7/10 20060101ALI20240712BHJP
H02H 7/12 20060101ALI20240712BHJP
H02H 7/18 20060101ALI20240712BHJP
H02M 3/07 20060101ALI20240712BHJP
【ＦＩ】
H02J7/00 S
H02J7/10 B
H02H7/12 G
H02H7/18
H02M3/07
【請求項の数】
3
(21)【出願番号】P 2020155998
(22)【出願日】2020-09-17
(65)【公開番号】P2022049783
(43)【公開日】2022-03-30
【審査請求日】2023-09-12
(73)【特許権者】
【識別番号】715010864
【氏名又は名称】エイブリック株式会社
(72)【発明者】
【氏名】安斎 亮一
【審査官】鈴木 大輔
(56)【参考文献】
【文献】特開２００９－１００５１９（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００９－２２５５２１（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開平１１－１８７５７８（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０２０－６１８６８（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開平９－２４７９２５（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｊ ７／００－７／１２
７／３４－７／３６
Ｈ０２Ｈ ７／００
７／１０－７／２０
Ｈ０２Ｍ ３／００－３／４４
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
二次電池の充電経路を開閉する制御を行うバッテリ制御回路であって、前記二次電池の正極端子に接続され、所定の比で分圧する第１の分圧回路と、
前記第１の分圧回路と接地電位との間に直列に接続され、前記二次電池の電源電圧に重畳させる基準電圧を発生する基準電圧源と、
前記第１の分圧回路の出力端子に接続され、前記第１の分圧回路による分圧電圧に前記基準電圧源の基準電圧が重畳された第１の分圧電圧が非反転入力端子に入力される比較器と、
前記比較器の出力端子に接続され、前記比較器から出力される駆動信号によりオンオフ制御される発振器と、
前記発振器の出力端子に接続され、前記発振器から出力されるクロック信号を受けて昇圧して得た電圧を出力するチャージポンプドライバと、
前記チャージポンプドライバの出力端子と前記接地電位との間に直列に接続され、前記チャージポンプドライバから出力される電圧を前記所定の比で分圧した第２の分圧電圧を前記比較器の反転入力端子に出力する第２の分圧回路と、
前記チャージポンプドライバの出力端子がゲートと接続され、前記二次電池の正極端子と充電器との間にソース－ドレインが接続されているｎチャネルＭＯＳＦＥＴと、
を有することを特徴とするバッテリ制御回路。
【請求項2】
前記二次電池の正極端子と前記接地電位との間に接続され、前記二次電池の電源電圧を分圧して第３の分圧電圧を出力する第３の分圧回路を更に有し、前記比較器は、前記非反転入力端子を第１の非反転入力端子とすると、前記第３の分圧回路から出力される前記第３の分圧電圧が入力される第２の非反転入力端子を更に備え、前記第１の非反転入力端子に入力される前記第１の分圧電圧及び前記第２の非反転入力端子に入力される前記第３の分圧電圧のうち低いほうの電圧が、前記反転入力端子に入力される前記第２の分圧電圧より低い場合には、前記発振器に前記駆動信号を出力しない請求項１に記載のバッテリ制御回路。
【請求項3】
二次電池と、前記二次電池を充電可能な充電器と、
前記二次電池と前記充電器との間に接続されている請求項１又は２に記載のバッテリ制御回路と、を有することを特徴とするバッテリ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、バッテリ制御回路及びバッテリ装置に関する。
【背景技術】
【0002】
従来から、携帯機器には、その携帯動作時の電源としてバッテリ装置が付属されている。
このバッテリ装置には、所望のバッテリ電圧を得るようにした充電可能なバッテリとともに、このバッテリに対して充放電の制御を行うバッテリ制御回路が搭載されている。
このバッテリ装置には、所望のバッテリ電圧を得るようにした充電可能なバッテリとともに、このバッテリに対して充放電の制御を行うバッテリ制御回路が搭載されている。
【0003】
バッテリ制御回路では、二次電池の正極側において充電及び放電を制御するためのハイサイドスイッチとしてｐチャネルＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）を用いることができる。通常、このｐチャネルＭＯＳＦＥＴは、同程度のオン抵抗を有するｎチャネルＭＯＳＦＥＴよりも面積が大きく高価であるため、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴがハイサイドスイッチとして用いられる場合がある。この場合、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴは、ゲートに接続されるチャージポンプ回路からの出力電圧により駆動する。
【0004】
このチャージポンプ回路は、その動作原理から入力電圧の倍数の電圧を出力するが、昇圧した電圧を出力する際に二次電池の電源電圧が変動する場合がある。このような場合に、二次電池の電源電圧の変動によりチャージポンプ回路の出力電圧が高くなるとｎチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート耐圧を超えてしまうときがあるため、チャージポンプ回路の出力電圧を所定の電圧に調整するものが提案されている。
例えば、チャージポンプの出力をフィードバックする帰還回路に定電流を流すことにより、チャージポンプの出力を所定の電圧に調整できるチャージポンプ回路が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
例えば、チャージポンプの出力をフィードバックする帰還回路に定電流を流すことにより、チャージポンプの出力を所定の電圧に調整できるチャージポンプ回路が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
【文献】特開２００５－７３４３７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、ハイサイドスイッチとして用いるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート耐圧を超えないように、より低い消費電流でチャージポンプドライバの出力電圧を制御することができるバッテリ制御回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0007】
本発明の一実施形態におけるバッテリ制御回路は、
二次電池の充電経路を開閉する制御を行うバッテリ制御回路であって、
前記二次電池の正極端子に接続され、所定の比で分圧する第１の分圧回路と、
前記第１の分圧回路と接地電位との間に直列に接続され、前記二次電池の電源電圧に重畳させる基準電圧を発生する基準電圧源と、
前記第１の分圧回路の出力端子に接続され、前記第１の分圧回路による分圧電圧に前記基準電圧源の基準電圧が重畳された第１の分圧電圧が非反転入力端子に入力される比較器と、
前記比較器の出力端子に接続され、前記比較器から出力される駆動信号によりオンオフ制御される発振器と、
前記発振器の出力端子に接続され、前記発振器から出力されるクロック信号を受けて昇圧して得た電圧を出力するチャージポンプドライバと、
前記チャージポンプドライバの出力端子と前記接地電位との間に直列に接続され、前記チャージポンプドライバから出力される電圧を前記所定の比で分圧した第２の分圧電圧を前記比較器の反転入力端子に出力する第２の分圧回路と、
前記チャージポンプドライバの出力端子がゲートと接続され、前記二次電池の正極端子と充電器との間にソース－ドレインが接続されているｎチャネルＭＯＳＦＥＴと、
を有する。
二次電池の充電経路を開閉する制御を行うバッテリ制御回路であって、
前記二次電池の正極端子に接続され、所定の比で分圧する第１の分圧回路と、
前記第１の分圧回路と接地電位との間に直列に接続され、前記二次電池の電源電圧に重畳させる基準電圧を発生する基準電圧源と、
前記第１の分圧回路の出力端子に接続され、前記第１の分圧回路による分圧電圧に前記基準電圧源の基準電圧が重畳された第１の分圧電圧が非反転入力端子に入力される比較器と、
前記比較器の出力端子に接続され、前記比較器から出力される駆動信号によりオンオフ制御される発振器と、
前記発振器の出力端子に接続され、前記発振器から出力されるクロック信号を受けて昇圧して得た電圧を出力するチャージポンプドライバと、
前記チャージポンプドライバの出力端子と前記接地電位との間に直列に接続され、前記チャージポンプドライバから出力される電圧を前記所定の比で分圧した第２の分圧電圧を前記比較器の反転入力端子に出力する第２の分圧回路と、
前記チャージポンプドライバの出力端子がゲートと接続され、前記二次電池の正極端子と充電器との間にソース－ドレインが接続されているｎチャネルＭＯＳＦＥＴと、
を有する。
【発明の効果】
【0008】
本発明の一つの側面では、ハイサイドスイッチとして用いるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート耐圧を超えないように、より低い消費電流でチャージポンプドライバの出力電圧を制御することができるバッテリ制御回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【0009】
【図1】第１の実施形態におけるバッテリ制御回路及びバッテリ装置を示すブロック図である。
【図3】第１の実施形態における電源電圧に対する充電制御スイッチ素子のゲート－ソース間電圧の依存性を示すグラフである。
【図4】第２の実施形態におけるバッテリ制御回路及びバッテリ装置を示すブロック図である。
【図5】第２の実施形態における比較器の詳細を示す回路図である。
【図6】第２の実施形態における電源電圧に対する充電制御スイッチ素子のゲート－ソース間電圧の依存性を示すグラフである。
【図7】従来のバッテリ制御回路及びバッテリ装置を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【0010】
従来から、携帯機器には、その携帯動作時の電源としてバッテリ装置が付属されている。
上記バッテリ装置には、所望のバッテリ電圧を得るようにした充電可能なバッテリとともに、このバッテリに対して充放電の制御を行うバッテリ制御回路が搭載されている。
上記バッテリ装置には、所望のバッテリ電圧を得るようにした充電可能なバッテリとともに、このバッテリに対して充放電の制御を行うバッテリ制御回路が搭載されている。
【0011】
図７は、従来のバッテリ制御回路及びバッテリ装置を示すブロック図であり、特許文献１に記載されているブロック図である。
図７に示すように、従来の制御回路における昇圧回路１は、昇圧部２と、昇圧制御部３と、比較部４と、第１の電圧分割回路５と、定電流源６と、第２の電圧分割回路７とを有する。この昇圧回路１は、第２の電圧分割回路７を形成する抵抗に定電流源６の定電流I０を流すことにより発生した一定電圧と、入力電圧Ｖｉｎとを加算した電圧が昇圧部２の出力電圧になるように制御される。しかしながら、この制御回路では、定電流源を用いる点で消費電流が大きくなってしまう。
そこで、本発明の実施形態の一例では、より低い消費電流でチャージポンプドライバの出力電圧を制御することができるようにした。
図７に示すように、従来の制御回路における昇圧回路１は、昇圧部２と、昇圧制御部３と、比較部４と、第１の電圧分割回路５と、定電流源６と、第２の電圧分割回路７とを有する。この昇圧回路１は、第２の電圧分割回路７を形成する抵抗に定電流源６の定電流I０を流すことにより発生した一定電圧と、入力電圧Ｖｉｎとを加算した電圧が昇圧部２の出力電圧になるように制御される。しかしながら、この制御回路では、定電流源を用いる点で消費電流が大きくなってしまう。
そこで、本発明の実施形態の一例では、より低い消費電流でチャージポンプドライバの出力電圧を制御することができるようにした。
【0012】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
【0013】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態におけるバッテリ制御回路及びバッテリ装置を示すブロック図である。
図１に示すように、バッテリ装置１０は、二次電池ＳＣと、バッテリ制御回路１００とを有する。このバッテリ装置１０は、二次電池ＳＣを充電する際には充電器ＢＣと接続される。
図１は、本発明の第１の実施形態におけるバッテリ制御回路及びバッテリ装置を示すブロック図である。
図１に示すように、バッテリ装置１０は、二次電池ＳＣと、バッテリ制御回路１００とを有する。このバッテリ装置１０は、二次電池ＳＣを充電する際には充電器ＢＣと接続される。
【0014】
バッテリ制御回路１００は、二次電池ＳＣの充電経路を開閉する制御を行う。このバッテリ制御回路１００は、充電制御スイッチ素子１０１と、第１の分圧回路１０２と、基準電圧源１０３と、比較器１０４と、発振器１０５と、チャージポンプドライバ１０６と、第２の分圧回路１０７とを備える。
【0015】
充電制御スイッチ素子１０１は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）であり、ゲートに入力されるチャージポンプドライバ１０６の出力電圧に応じて二次電池ＳＣの充電経路を開閉する。この充電制御スイッチ素子１０１は、ソースが電源ライン１２１を通じて二次電池ＳＣの正極端子に接続され、ドレインが充電器ＢＣに接続され、ゲートがチャージポンプドライバ１０６の出力端子と接続されている。
【0016】
第１の分圧回路１０２は、直列に接続されている抵抗素子１０２ａ，１０２ｂで形成されており、所定の比で分圧することができる。抵抗素子１０２ｂと接続されていない抵抗素子１０２ａの一端は、電源ライン１２１を通じて二次電池ＳＣの正極端子に接続されている。また、抵抗素子１０２ａと接続されていない抵抗素子１０２ｂの一端には、接地電位との間に基準電圧源１０３が直列に接続されている。
これにより、この第１の分圧回路１０２は、基準電圧源１０３の基準電圧Ｖｒｅｆが重畳されている状態の二次電池ＳＣの電源電圧ＶＤＤを分圧した第１の分圧電圧Ｖｐを、非反転入力ライン１２２から出力する。
これにより、この第１の分圧回路１０２は、基準電圧源１０３の基準電圧Ｖｒｅｆが重畳されている状態の二次電池ＳＣの電源電圧ＶＤＤを分圧した第１の分圧電圧Ｖｐを、非反転入力ライン１２２から出力する。
【0017】
基準電圧源１０３は、第１の分圧回路１０２の抵抗素子１０２ｂの一端と接地電位との間に、二次電池ＳＣとは極性を逆にして直列に接続されている。基準電圧源１０３は、直流の基準電圧Ｖｒｅｆを発生させる。
この基準電圧源１０３は、例えば、図２に示すように、二次電池ＳＣの電源電圧ＶＤＤを用いてトランジスタ１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃにより形成することができる。具体的には、ｎチャネルのデプレッション型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタ１０３ａと、ｎチャネルのエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタ１０３ｂとによりＥＤ型の基準電圧源を形成して基準電圧Ｖｒｅｆを発生させる。ｐチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタ１０３ｃは、トランジスタ１０３ｂのゲートに基準電圧を生成するように、帰還させる。
この基準電圧源１０３は、例えば、図２に示すように、二次電池ＳＣの電源電圧ＶＤＤを用いてトランジスタ１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃにより形成することができる。具体的には、ｎチャネルのデプレッション型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタ１０３ａと、ｎチャネルのエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタ１０３ｂとによりＥＤ型の基準電圧源を形成して基準電圧Ｖｒｅｆを発生させる。ｐチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタ１０３ｃは、トランジスタ１０３ｂのゲートに基準電圧を生成するように、帰還させる。
【0018】
図１に戻り、比較器１０４は、第１の分圧回路１０２に接続され、第１の分圧電圧Ｖｐが非反転入力端子に入力される。また、比較器１０４の反転入力端子には、チャージポンプドライバ１０６で昇圧された出力電圧を所定の比で分圧した第２の分圧電圧Ｖｎが入力される。これにより、比較器１０４は、第１の分圧電圧Ｖｐと第２の分圧電圧Ｖｎとを比較し、第１の分圧電圧Ｖｐが第２の分圧電圧Ｖｎ以上であると発振器１０５を駆動させる駆動信号を出力する。また、比較器１０４は、第１の分圧電圧Ｖｐが第２の分圧電圧Ｖｎ未満であると駆動信号を出力しない。
なお、本実施形態では、比較器１０４は、第１の分圧電圧Ｖｐが第２の分圧電圧Ｖｎ以上であると駆動信号を出力し、第１の分圧電圧Ｖｐが第２の分圧電圧Ｖｎ未満であると駆動信号を出力しないとしたが、これに限ることなく、第１の分圧電圧Ｖｐが第２の分圧電圧Ｖｎを超えると駆動信号を出力し、第１の分圧電圧Ｖｐが第２の分圧電圧Ｖｎ以下であると駆動信号を出力しないとしてもよい。
なお、本実施形態では、比較器１０４は、第１の分圧電圧Ｖｐが第２の分圧電圧Ｖｎ以上であると駆動信号を出力し、第１の分圧電圧Ｖｐが第２の分圧電圧Ｖｎ未満であると駆動信号を出力しないとしたが、これに限ることなく、第１の分圧電圧Ｖｐが第２の分圧電圧Ｖｎを超えると駆動信号を出力し、第１の分圧電圧Ｖｐが第２の分圧電圧Ｖｎ以下であると駆動信号を出力しないとしてもよい。
【0019】
発振器１０５は、振幅が電源電圧ＶＤＤであって所定の周波数のクロック信号を出力することができる。この発振器１０５は、比較器１０４の出力端子と接続されており、比較器１０４から出力される駆動信号に応じてオンオフ制御され、オンに制御されるとクロック信号を出力する。すなわち、この発振器１０５は、オンに制御されるとクロック信号を生成してチャージポンプドライバ１０６に出力し、オフに制御されるとクロック信号を生成しない。
【0020】
チャージポンプドライバ１０６は、発振器１０５の出力端子に接続されており、発振器１０５から入力されたクロック信号を受けて昇圧して得た出力電圧Ｖｃｐを充電制御スイッチ素子１０１のゲート及び第２の分圧回路１０７に出力する。したがって、このチャージポンプドライバ１０６は、発振器１０５からクロック信号が入力されない場合には昇圧動作を停止し、出力をハイインピーダンス状態にする。発振器１０５からクロック信号が入力された場合には昇圧動作を行い、出力端子の電圧を上昇させる。
また、チャージポンプドライバ１０６は、出力電圧Ｖｃｐを充電制御スイッチ素子１０１のゲートに出力するとともに、第２の分圧回路１０７に出力する。
また、チャージポンプドライバ１０６は、出力電圧Ｖｃｐを充電制御スイッチ素子１０１のゲートに出力するとともに、第２の分圧回路１０７に出力する。
【0021】
第２の分圧回路１０７は、直列に接続されている抵抗素子１０７ａ，１０７ｂで形成されている。この第２の分圧回路１０７は、チャージポンプドライバ１０６の出力端子と接地電位との間に直列に接続され、チャージポンプドライバ１０６の出力電圧Ｖｃｐを分圧した第２の分圧電圧Ｖｎを比較器１０４の反転入力端子に反転入力ライン１２３を通じて入力する。
【0022】
このように、バッテリ制御回路１００は、第１の分圧電圧Ｖｐが第２の分圧電圧Ｖｎ以上であると比較器１０４が検知すると、発振器１０５がクロック信号を生成し、このクロック信号を受けたチャージポンプドライバ１０６が昇圧動作を開始して充電制御スイッチ素子１０１をオンに制御する。また、バッテリ制御回路１００は、第１の分圧電圧Ｖｐが第２の分圧電圧Ｖｎ未満であると比較器１０４が検知すると、発振器１０５がクロック信号の生成を停止し、チャージポンプドライバ１０６が昇圧動作を停止する。そして、バッテリ制御回路１００は、充電制御スイッチ素子１０１のゲートソース間に設けられているスイッチを導通させることで充電制御スイッチ素子１０１をオフに制御する。
【0023】
次に、第１の実施形態における充電制御スイッチ素子１０１のオンオフ制御について、数式を用いて説明する。
【0024】
図１に示すように、抵抗素子１０２ａの抵抗値をＲａ、抵抗素子１０２ｂの抵抗値をＲｂ、抵抗素子１０７ａの抵抗値をＲｃ、抵抗素子１０７ｂの抵抗値をＲｄとし、第１の分圧回路１０２及び第２の分圧回路１０７における分圧に係る所定の比をｋとし、この式（１）の関係が成り立つように抵抗値を設定する。
ｋ＝Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）＝Ｒｄ／（Ｒｃ＋Ｒｄ）・・・（１）
ｋ＝Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）＝Ｒｄ／（Ｒｃ＋Ｒｄ）・・・（１）
【0025】
次に、二次電池ＳＣの正極電圧を電源電圧ＶＤＤ、基準電圧源１０３の基準電圧をＶｒｅｆとすると、比較器１０４の非反転入力端子に入力される第１の分圧電圧Ｖｐは、下記の式（２）で表される。
Ｖｐ＝ｋ（ＶＤＤ－Ｖｒｅｆ）＋Ｖｒｅｆ・・・（２）
Ｖｐ＝ｋ（ＶＤＤ－Ｖｒｅｆ）＋Ｖｒｅｆ・・・（２）
【0026】
また、比較器１０４の反転入力端子に入力される第２の分圧電圧Ｖｎは、チャージポンプドライバ１０６の出力電圧Ｖｃｐを用いて下記の式（３）で表される。
Ｖｎ＝ｋ・Ｖｃｐ・・・（３）
Ｖｎ＝ｋ・Ｖｃｐ・・・（３）
【0027】
上記の式（２）及び（３）から充電制御スイッチ素子１０１のゲート－ソース間電圧Ｖｇｓは、下記の式（４）で表される。
Ｖｇｓ＝Ｖｃｐ－ＶＤＤ＝（１－ｋ）／ｋ・Ｖｒｅｆ・・・（４）
Ｖｇｓ＝Ｖｃｐ－ＶＤＤ＝（１－ｋ）／ｋ・Ｖｒｅｆ・・・（４）
【0028】
したがって、上記の式（４）より、バッテリ制御回路１００は、電源電圧ＶＤＤによらず充電制御スイッチ素子１０１のゲート－ソース間電圧Ｖｇｓを一定に制御することができる。また、充電制御スイッチ素子１０１のゲート－ソース間電圧Ｖｇｓの大きさは、ｋを調整することで簡単に調整することができる。
【0029】
図３は、第１の実施形態における電源電圧に対する充電制御スイッチ素子のゲート－ソース間電圧の依存性を示すグラフである。図３では、縦軸を充電制御スイッチ素子１０１のゲート－ソース間電圧Ｖｇｓ、横軸を電源電圧ＶＤＤとする。
【0030】
図３に示すように、チャージポンプドライバ１０６の出力電圧ＶｃｐをＡｃｐ・ＶＤＤとすると、電源電圧ＶＤＤが０Ｖから（１－ｋ）／ｋ／（Ａｃｐ－１）・Ｖｒｅｆまでの間の低い領域ではゲート－ソース間電圧Ｖｇｓを一定に制御することができず、発振器１０５が常時動作するためチャージポンプドライバ１０６が出力可能な最大電圧を出力する。すると、ゲート－ソース間電圧Ｖｇｓは下記の式（５）で表される。
Ｖｇｓ＝Ｖｃｐ－ＶＤＤ＝（Ａｃｐ－１）・ＶＤＤ・・・（５）
Ｖｇｓ＝Ｖｃｐ－ＶＤＤ＝（Ａｃｐ－１）・ＶＤＤ・・・（５）
【0031】
電源電圧ＶＤＤが（１－ｋ）／ｋ／（Ａｃｐ－１）・Ｖｒｅｆ以上になると、Ｖｇｓ＝（１－ｋ）／ｋ・Ｖｒｅｆ一定となる。
【0032】
このように、第１の実施形態におけるバッテリ制御回路１００は、電源電圧ＶＤＤによらず充電制御スイッチ素子１０１のゲート－ソース間電圧Ｖｇｓを一定に制御することができるため、ハイサイドスイッチとして用いる充電制御スイッチ素子１０１のゲート耐圧を超えないように、より低い消費電流でチャージポンプドライバ１０６の出力電圧を制御することができる。
【0033】
＜第２の実施形態＞
図４は、本発明の第２の実施形態におけるバッテリ制御回路及びバッテリ装置を示すブロック図である。第２の実施形態におけるバッテリ制御回路１００は、第１の実施形態において第３の分圧回路１０９が加えられ、２入力端子の比較器１０４が非反転入力端子を更に備える３入力端子の比較器１１０に代わる以外は第１の実施形態おけるバッテリ制御回路１００と同様である。これにより、第２の実施形態におけるバッテリ制御回路１００は、発振器１０５及びチャージポンプドライバ１０６を常時動作させないようにすることで、第１の実施形態よりも消費電流を低減することができる。
以下では、第１の実施形態と異なる点について説明する。
図４は、本発明の第２の実施形態におけるバッテリ制御回路及びバッテリ装置を示すブロック図である。第２の実施形態におけるバッテリ制御回路１００は、第１の実施形態において第３の分圧回路１０９が加えられ、２入力端子の比較器１０４が非反転入力端子を更に備える３入力端子の比較器１１０に代わる以外は第１の実施形態おけるバッテリ制御回路１００と同様である。これにより、第２の実施形態におけるバッテリ制御回路１００は、発振器１０５及びチャージポンプドライバ１０６を常時動作させないようにすることで、第１の実施形態よりも消費電流を低減することができる。
以下では、第１の実施形態と異なる点について説明する。
【0034】
図４に示すように、第３の分圧回路１０９は、直列に接続されている抵抗素子１０９ａ，１０９ｂで形成されており、抵抗素子１０９ａの一端が電源ライン１２１を通じて二次電池ＳＣの正極端子に接続されている。また、第３の分圧回路１０９は、抵抗素子１０９ｂの一端が接地電位と接続されている。この第３の分圧回路１０９は、電源電圧ＶＤＤを分圧した第３の分圧電圧Ｖｐ２を、非反転入力ライン１２４を通じて出力する。比較器１１０は、２つの非反転入力端子に入力される第１の分圧電圧Ｖｐ及び第３の分圧電圧Ｖｐ２のうち、電圧の低いほうが非反転入力になるように動作する。
【0035】
図５は、第２の実施形態における比較器の詳細を示す回路図である。
図５に示すように、比較器１１０は、トランジスタ１１０ａ－１１０ｆと、定電流源１１０ｇ，１１０ｈとを備える。トランジスタ１１０ａ－１１０ｃは、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴである。トランジスタ１１０ｄ－１１０ｆは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。
図５に示すように、比較器１１０は、トランジスタ１１０ａ－１１０ｆと、定電流源１１０ｇ，１１０ｈとを備える。トランジスタ１１０ａ－１１０ｃは、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴである。トランジスタ１１０ｄ－１１０ｆは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。
【0036】
定電流源１１０ｇは、電源ライン１２１に接続され、出力端子がトランジスタ１１０ａ－１１０ｃのソースに接続されている。
定電流源１１０ｈは、電源ライン１２１に接続され、出力端子がトランジスタ１１０ｆのソース及び発振器１０５に接続されている。
定電流源１１０ｈは、電源ライン１２１に接続され、出力端子がトランジスタ１１０ｆのソース及び発振器１０５に接続されている。
【0037】
トランジスタ１１０ａは、ゲートが非反転入力ライン１２２に接続され、ドレインがトランジスタ１１０ｃのドレイン、トランジスタ１１０ｄのソース、及びトランジスタ１１０ｆのゲートと接続されている。
トランジスタ１１０ｂは、ゲートが反転入力ライン１２３に接続され、ドレインがトランジスタ１１０ｅのソース及びゲート、並びにトランジスタ１１０ｄのゲートと接続されている。
トランジスタ１１０ｃは、ゲートが非反転入力ライン１２４に接続されている。
トランジスタ１１０ｂは、ゲートが反転入力ライン１２３に接続され、ドレインがトランジスタ１１０ｅのソース及びゲート、並びにトランジスタ１１０ｄのゲートと接続されている。
トランジスタ１１０ｃは、ゲートが非反転入力ライン１２４に接続されている。
【0038】
トランジスタ１１０ｄは、ゲートがトランジスタ１１０ｅのドレイン及びゲートと接続され、ソースが接地電位に接続されている。
トランジスタ１１０ｅは、ソースが接地電位に接続されている。
これらトランジスタ１１０ｄ及び１１０ｅは、カレントミラー回路を形成している。
トランジタ１１０ｆは、ドレインが定電流源１１０ｈに接続され、ゲートがトランジスタ１１０ｄのドレインに接続され、ソースが接地電位に接続されている。
トランジスタ１１０ｅは、ソースが接地電位に接続されている。
これらトランジスタ１１０ｄ及び１１０ｅは、カレントミラー回路を形成している。
トランジタ１１０ｆは、ドレインが定電流源１１０ｈに接続され、ゲートがトランジスタ１１０ｄのドレインに接続され、ソースが接地電位に接続されている。
【0039】
以上のように形成した比較器１１０は、第１の分圧電圧Ｖｐ及び第３の分圧電圧Ｖｐ２のいずれか低いほうの電圧を、第２の分圧電圧Ｖｎと比較し、第２の分圧電圧Ｖｎ以上の場合に駆動信号をイネーブル状態（例えば、「Ｈ」レベル）として出力し、第２の分圧電圧Ｖｎ未満の場合に駆動信号をディセーブル状態（例えば、「Ｌ」レベル）として出力する。
【0040】
次に、第２の実施形態における充電制御スイッチ素子１０１のオンオフ制御について、数式を用いて説明する。
【0041】
図４に示すように、抵抗素子１０９ａの抵抗値をＲｅ、抵抗素子１０９ｂの抵抗値をＲｆとし、第３の分圧回路１０９における分圧の比をｋ１とすると、第３の分圧電圧Ｖｐ２は下記の式（７）で表される。
ｋ１＝Ｒｆ／（Ｒｅ＋Ｒｆ）・・・（６）
Ｖｐ２＝ｋ１・ＶＤＤ・・・（７）
ｋ１＝Ｒｆ／（Ｒｅ＋Ｒｆ）・・・（６）
Ｖｐ２＝ｋ１・ＶＤＤ・・・（７）
【0042】
電源電圧ＶＤＤが低い領域では、上記の式（３）のＶｎと式（７）のＶｐ２が等しくなるように動作するため、充電制御スイッチ素子１０１のゲート－ソース間電圧Ｖｇｓは下記の式（８）で表される。
Ｖｇｓ＝（ｋ１／ｋ－１）・ＶＤＤ・・・（８）
Ｖｇｓ＝（ｋ１／ｋ－１）・ＶＤＤ・・・（８）
【0043】
次式、ｋ１／ｋ＜Ａｃｐを満たすようにｋ１を設定することで、電源電圧ＶＤＤが低い領域では、上記の式（８）に従ってチャージポンプドライバ１０６の出力が制御される。これにより、発振器１０５及びチャージポンプドライバ１０６は、常時動作しないため消費電流を低減することができる。
【0044】
図６は、第２の実施形態における電源電圧に対する充電制御スイッチ素子のゲート－ソース間電圧の依存性を示すグラフである。
図６に示すように、電源電圧ＶＤＤが（１－ｋ）／（ｋ１－ｋ）・Ｖｒｅｆ未満の低い領域では、上記の式（８）に従って充電制御スイッチ素子１０１のゲート－ソース間電圧Ｖｇｓが変化する。電源電圧ＶＤＤが（１－ｋ）／（ｋ１－ｋ）・Ｖｒｅｆ以上になると、ゲート－ソース間電圧Ｖｇｓが（１－ｋ）／ｋ・Ｖｒｅｆとなり、電源電圧ＶＤＤによらず一定となり変化しない。
図６に示すように、電源電圧ＶＤＤが（１－ｋ）／（ｋ１－ｋ）・Ｖｒｅｆ未満の低い領域では、上記の式（８）に従って充電制御スイッチ素子１０１のゲート－ソース間電圧Ｖｇｓが変化する。電源電圧ＶＤＤが（１－ｋ）／（ｋ１－ｋ）・Ｖｒｅｆ以上になると、ゲート－ソース間電圧Ｖｇｓが（１－ｋ）／ｋ・Ｖｒｅｆとなり、電源電圧ＶＤＤによらず一定となり変化しない。
【0045】
以上、この発明の実施形態について詳述してきたが、本発明はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
【符号の説明】
【0046】
１０ バッテリ装置
１００ バッテリ制御回路
１０１ 充電制御スイッチ素子（ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ）
１０２ 第１の分圧回路
１０２ａ，ｂ 抵抗素子
１０３ 基準電圧源
１０３ａ，ｂ，ｃ トランジスタ
１０４，１１０ 比較器
１０５ 発振器
１０６ チャージポンプドライバ
１０７ 第２の分圧回路
１０７ａ，ｂ 抵抗素子
１０９ 第３の分圧回路
１０９ａ，ｂ 抵抗素子
１２１ 電源ライン
１２２，１２４ 非反転入力ライン
１２３ 反転入力ライン
ＳＣ 二次電池
ＢＣ 充電器
１００ バッテリ制御回路
１０１ 充電制御スイッチ素子（ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ）
１０２ 第１の分圧回路
１０２ａ，ｂ 抵抗素子
１０３ 基準電圧源
１０３ａ，ｂ，ｃ トランジスタ
１０４，１１０ 比較器
１０５ 発振器
１０６ チャージポンプドライバ
１０７ 第２の分圧回路
１０７ａ，ｂ 抵抗素子
１０９ 第３の分圧回路
１０９ａ，ｂ 抵抗素子
１２１ 電源ライン
１２２，１２４ 非反転入力ライン
１２３ 反転入力ライン
ＳＣ 二次電池
ＢＣ 充電器
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
