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特許7524795ブリッジレス力率改善回路の同期整流制御を行う集積回路及び方法
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-07-22
(45)【発行日】2024-07-30
(54)【発明の名称】ブリッジレス力率改善回路の同期整流制御を行う集積回路及び方法
(51)【国際特許分類】
H02M 7/12 20060101AFI20240723BHJP
【ＦＩ】
H02M7/12 P
【請求項の数】
7
(21)【出願番号】P 2021028436
(22)【出願日】2021-02-25
(65)【公開番号】P2022129664
(43)【公開日】2022-09-06
【審査請求日】2023-07-20
(73)【特許権者】
【識別番号】000106276
【氏名又は名称】サンケン電気株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100108866
【弁理士】
【氏名又は名称】大坂 雅浩
(72)【発明者】
【氏名】大竹 修
(72)【発明者】
【氏名】古越 隆一
【審査官】麻生 哲朗
(56)【参考文献】
【文献】特開２０１９－１８７１０４（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００４－２２２３６７（ＪＰ，Ａ）
【文献】米国特許出願公開第２０１４／０００２０３３（ＵＳ，Ａ１）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ７／１２
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
臨界モードのブリッジレス力率改善回路の同期整流制御を行う集積回路であって、前記臨界モードのブリッジレス力率改善回路は、
第１のダイオードと第２のダイオードの直列回路の両端子間に出力平滑コンデンサと、第１のＮＭＯＳＦＥＴと第２のＮＭＯＳＦＥＴからなるハーフブリッジ回路と、が接続され、
前記第１のダイオードと第２のダイオードの接続点に交流電源の一方の端子が接続され、前記交流電源の他方の端子に第１のリアクトルの一方の端子が接続され、前記第１のリアクトルの他方の端子に前記ハーフブリッジ回路の前記第１のＮＭＯＳＦＥＴと前記第２のＮＭＯＳＦＥＴとの接続点に接続され、
前記ハーフブリッジ回路の前記第２のＮＭＯＳＦＥＴの主電極間にコンデンサと抵抗からなる微分回路が接続され、
前記集積回路は、前記出力平滑コンデンサの出力電圧を検出し、所定の基準電圧と比較して、前記出力電圧と前記所定の基準電圧との誤差信号を基に、前記ハーフブリッジ回路をオンオフ制御し、
前記ハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作のオン時間を、前記ハーフブリッジ回路のアクティブスイッチのオフタイミングから前記微分回路から発生する微分信号が出力されるまでの期間を測定して、測定した時間から所定の時間を引き算した時間を同期整流スイッチ動作の次のオン時間に割り当てることを特徴とする臨界モードのブリッジレス力率改善回路の制御を行う集積回路。
【請求項2】
臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路の同期整流制御を行う集積回路であって、前記臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路は、
第１のダイオードと第２のダイオードの直列回路の両端子間に出力平滑コンデンサと、マスター側となる第１のＮＭＯＳＦＥＴと第２のＮＭＯＳＦＥＴからなる第１のハーフブリッジ回路と、スレーブ側となる第３のＮＭＯＳＦＥＴと第４のＮＭＯＳＦＥＴからなる第２のハーフブリッジ回路と、が接続され、
前記第１のダイオードと第２のダイオードの接続点に交流電源の一方の端子が接続され、前記交流電源の他方の端子に第１のリアクトルと第２のリアクトルの一方の端子が接続され、前記第１のリアクトルの他方の端子に前記第１のハーフブリッジ回路の前記第１のＮＭＯＳＦＥＴと前記第２のＮＭＯＳＦＥＴとの接続点に接続され、前記第２のリアクトルの他方の端子に前記第２のハーフブリッジ回路の前記第３のＮＭＯＳＦＥＴと前記第４のＮＭＯＳＦＥＴとの接続点に接続され、
前記第１のハーフブリッジ回路の前記第２のＮＭＯＳＦＥＴの主電極間にコンデンサと抵抗からなる微分回路が接続され、
前記集積回路は、前記出力平滑コンデンサの出力電圧を検出し、所定の基準電圧と比較して、前記出力電圧と前記所定の基準電圧との誤差信号を基に、前記第１のハーフブリッジ回路と前記第２のハーフブリッジ回路をオンオフ制御し、
前記第１のハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作のオン時間を、前記第１のハーフブリッジ回路のアクティブスイッチのオフタイミングから前記微分回路から発生する微分信号が出力されるまでの期間を測定して、前記第２のハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作の次のオン時間に割り当てることを特徴とする臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路の制御を行う集積回路。
【請求項3】
前記集積回路は、前記第１のハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作のオン時間を、前記第１のハーフブリッジ回路のアクティブスイッチのオフタイミングから前記微分回路から発生する微分信号が出力されるまでの期間を測定し、測定した時間から所定の時間を引き算した時間を前記第１のハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作の次のオン時間に割り当てることを特徴とする請求項２記載の臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路の制御を行う集積回路。
【請求項4】
臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路の同期整流制御を行う集積回路であって、前記臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路は、
マスター側となる第１のＮＭＯＳＦＥＴと第２のＮＭＯＳＦＥＴからなる第１のハーフブリッジ回路と、スレーブ側となる第３のＮＭＯＳＦＥＴと第４のＮＭＯＳＦＥＴからなる第２のハーフブリッジ回路と、交流電源の交流電圧を同期整流するための第５のＮＭＯＳＦＥＴと第６のＮＭＯＳＦＥＴからなる第３のハーフブリッジ回路と、出力平滑コンデンサとが並列に接続され、
前記第５のＮＭＯＳＦＥＴと前記第６のＮＭＯＳＦＥＴの接続点に交流電源の一方の端子が接続され、
前記交流電源の他方の端子に第１のリアクトルと第２のリアクトルの一方の端子が接続され、前記第１のリアクトルの他方の端子に前記第１のハーフブリッジ回路の前記第１のＮＭＯＳＦＥＴと前記第２のＮＭＯＳＦＥＴとの接続点に接続され、前記第２のリアクトルの他方の端子に前記第２のハーフブリッジ回路の前記第３のＮＭＯＳＦＥＴと前記第４のＮＭＯＳＦＥＴとの接続点に接続され、
前記第１のハーフブリッジ回路の前記第２のＮＭＯＳＦＥＴの主電極間にコンデンサと抵抗からなる微分回路が接続され、
前記集積回路は、前記出力平滑コンデンサの出力電圧を検出し、所定の基準電圧と比較して、前記出力電圧と前記所定の基準電圧との誤差信号を基に、前記第１のハーフブリッジ回路と前記第２のハーフブリッジ回路をオンオフ制御し、
前記第１のハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作のオン時間を、前記第１のハーフブリッジ回路のアクティブスイッチのオフタイミングから前記微分回路から発生する微分信号が出力されるまでの期間を測定して、前記第２のハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作の次のオン時間に割り当てることを特徴とする臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路の制御を行う集積回路。
【請求項5】
前記集積回路は、前記第１のハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作のオン時間を、前記第１のハーフブリッジ回路のアクティブスイッチのオフタイミングから前記微分回路から発生する微分信号が出力されるまでの期間を測定し、測定した時間から所定の時間を引き算した時間を前記第１のハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作の次のオン時間に割り当てることを特徴とする請求項４記載の臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路の制御を行う集積回路。
【請求項6】
臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路の同期整流制御を行う方法であって、前記臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路は、
第１の整流素子と第２の整流素子の直列回路の両端子間に出力平滑コンデンサと、マスター側となる第１のＮＭＯＳＦＥＴと第２のＮＭＯＳＦＥＴからなる第１のハーフブリッジ回路と、スレーブ側となる第３のＮＭＯＳＦＥＴと第４のＮＭＯＳＦＥＴからなる第２のハーフブリッジ回路と、が接続され、
前記第１の整流素子と第２の整流素子の接続点に交流電源の一方の端子が接続され、
前記交流電源の他方の端子に第１のリアクトルと第２のリアクトルの一方の端子が接続され、前記第１のリアクトルの他方の端子に前記第１のハーフブリッジ回路の前記第１のＮＭＯＳＦＥＴと前記第２のＮＭＯＳＦＥＴとの接続点に接続され、前記第２のリアクトルの他方の端子に前記第２のハーフブリッジ回路の前記第３のＮＭＯＳＦＥＴと前記第４のＮＭＯＳＦＥＴとの接続点に接続され、
前記第１のハーフブリッジ回路の前記第２のＮＭＯＳＦＥＴの主電極間にコンデンサと抵抗からなる微分回路が接続され、
制御回路は、前記出力平滑コンデンサの出力電圧を検出し、所定の基準電圧と比較して、前記出力電圧と前記所定の基準電圧との誤差信号を基に、前記第１のハーフブリッジ回路と前記第２のハーフブリッジ回路をオンオフ制御し、
前記第１のハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作のオン時間を、前記第１のハーフブリッジ回路のアクティブスイッチのオフタイミングから前記微分回路から発生する微分信号が出力されるまでの期間を測定して、前記第２のハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作の次のオン時間に割り当てることを特徴とする臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路の制御を行う方法。
【請求項7】
前記第１のハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作のオン時間を、前記第１のハーフブリッジ回路のアクティブスイッチのオフタイミングから前記微分回路から発生する微分信号が出力されるまでの期間を測定し、測定した時間から所定の時間を引き算した時間を前記第１のハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作の次のオン時間に割り当てることを特徴とする請求項６記載の臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路の制御を行う方法。【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、入力電圧が印加されるリアクトルおよびスイッチ素子の直列回路、並びにリ
アクトルとスイッチ素子との接続点に接続された同期整流素子を有して入力電圧を出力電
圧に変換して出力するブリッジレス力率改善回路に関する。
アクトルとスイッチ素子との接続点に接続された同期整流素子を有して入力電圧を出力電
圧に変換して出力するブリッジレス力率改善回路に関する。
【背景技術】
【0002】
ＬＣＤＴＶ、ＯＬＥＤＴＶなどの家電製品には、交流入力電源から安定した出力電圧を
生成する手段として、力率改善回路（ＰＦＣ）及びＤＣ／ＤＣコンバータが使用されてい
る。特に、力率改善回路においては、高効率で小型の観点からブリッジレスＰＦＣが採用
される。
ＰＦＣの高効率化とともに低ノイズ化が必要であるが、図６，７に示すように、ブリッジ
レスＰＦＣの制御回路において、ゼロ電圧スイッチング制御を意図した回路で構成された
ものが、特許文献１に開示されている。
生成する手段として、力率改善回路（ＰＦＣ）及びＤＣ／ＤＣコンバータが使用されてい
る。特に、力率改善回路においては、高効率で小型の観点からブリッジレスＰＦＣが採用
される。
ＰＦＣの高効率化とともに低ノイズ化が必要であるが、図６，７に示すように、ブリッジ
レスＰＦＣの制御回路において、ゼロ電圧スイッチング制御を意図した回路で構成された
ものが、特許文献１に開示されている。
【0003】
図８に示す特許文献１は、臨界モードスイッチングを用いて動作するトーテムポールタ
イプのＰＦＣ回路である。この回路では、１つのスイッチが、ダイオードまたはリターン
回路ＭＯＳＦＥＴを備える一次電流経路を形成するアクティブスイッチとして動作し、第
２のトーテムポールスイッチが、フリーホイーリングまたは同期整流スイッチとして動作
する。アクティブスイッチおよび同期整流スイッチの役割は、入力電圧が正極と負極の間
で切り替わるごとに交代する。しかし、アクティブスイッチのデバイス電圧がゼロより大
きいときアクティブスイッチ動作がスイッチング損失をもたらし、また、アクティブスイ
ッチのデバイス電圧が負である期間にアクティブスイッチが切り換られるタイミングが遅
いために追加の伝導損失が認められる場合、効率はアクティブスイッチの非ゼロスイッチ
ングにより低下してしまう。
このため、制御方法により、アクティブスイッチのゼロ電圧スイッチングを促進するよう
にブリッジレストーテムポール力率改善コンバータに対して提供され、同期整流スイッチ
・オン時間が、各スイッチングサイクルにおける絶対値の電圧×時間の平衡関係に従って
決定され、および、次のスイッチングサイクルのためにアクティブスイッチ両端の電圧に
基づいて選択的に調整またはオフセットされる。図９に示すように同期整流スイッチ・オ
ン時間は、アクティブスイッチ電圧が閾値を上回る場合に増加され、アクティブスイッチ
電圧が負である場合に次のスイッチングサイクルの間減少される。
図７に示すように、特許文献１の制御装置および方法は、アクティブスイッチのデバイス
電圧がゼロより大きい所定の閾電圧を超えるとき同期整流スイッチ・オン時間を遅延し、
また、負電圧のアクティブスイッチ電圧がゼロに復帰するまで同期整流スイッチ・オン時
間を選択的に短縮させることによってゼロ電流スイッチングとなるように調整する。また
、アクティブスイッチのデバイス電圧がゼロから所定の閾電圧の間にあれば同期整流スイ
ッチ・オン時間の調整は行わない。
イプのＰＦＣ回路である。この回路では、１つのスイッチが、ダイオードまたはリターン
回路ＭＯＳＦＥＴを備える一次電流経路を形成するアクティブスイッチとして動作し、第
２のトーテムポールスイッチが、フリーホイーリングまたは同期整流スイッチとして動作
する。アクティブスイッチおよび同期整流スイッチの役割は、入力電圧が正極と負極の間
で切り替わるごとに交代する。しかし、アクティブスイッチのデバイス電圧がゼロより大
きいときアクティブスイッチ動作がスイッチング損失をもたらし、また、アクティブスイ
ッチのデバイス電圧が負である期間にアクティブスイッチが切り換られるタイミングが遅
いために追加の伝導損失が認められる場合、効率はアクティブスイッチの非ゼロスイッチ
ングにより低下してしまう。
このため、制御方法により、アクティブスイッチのゼロ電圧スイッチングを促進するよう
にブリッジレストーテムポール力率改善コンバータに対して提供され、同期整流スイッチ
・オン時間が、各スイッチングサイクルにおける絶対値の電圧×時間の平衡関係に従って
決定され、および、次のスイッチングサイクルのためにアクティブスイッチ両端の電圧に
基づいて選択的に調整またはオフセットされる。図９に示すように同期整流スイッチ・オ
ン時間は、アクティブスイッチ電圧が閾値を上回る場合に増加され、アクティブスイッチ
電圧が負である場合に次のスイッチングサイクルの間減少される。
図７に示すように、特許文献１の制御装置および方法は、アクティブスイッチのデバイス
電圧がゼロより大きい所定の閾電圧を超えるとき同期整流スイッチ・オン時間を遅延し、
また、負電圧のアクティブスイッチ電圧がゼロに復帰するまで同期整流スイッチ・オン時
間を選択的に短縮させることによってゼロ電流スイッチングとなるように調整する。また
、アクティブスイッチのデバイス電圧がゼロから所定の閾電圧の間にあれば同期整流スイ
ッチ・オン時間の調整は行わない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【文献】ＪＰ６５２９０４５公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
特許文献1によれば、アクティブスイッチゼロ電圧スイッチングを促進するように、アク
ティブスイッチのデバイス電圧が所定の閾値より高いかあるいは０Ｖ以下かを１スイッチ
ング辺り２回判定する。この判定結果から、次回の同期整流スイッチ・オン時間のオフセ
ット時間を選択するものである。しかしながら、１スイッチング辺り２回の判定作業とア
クティブスイッチのデバイス電圧を２つの閾値を基に選択するための制御回路、例えばＣ
ＰＵの処理能力は高性能かつ、処理性能が速い高価なものが必要である。
特にＬＣＤ・ＯＬＥＤの大型ＴＶなどの大電力・低背実装に有利なインターリーブ方式の
力率改善回路に採用する場合、上記の検出および制御回路が２個必要となり高価なものに
なってしまう。
ここで、簡易な方法としてアクティブスイッチのデバイス電圧のゼロ近傍を検出せずに、
上記の計算に基づき次のサイクルのオン時間のみでアクティブスイッチをオンオフ制御さ
せ、アクティブスイッチの損失を多少犠牲にすることで可能ではある。しかし、入出力電
圧を検出する方法において、電圧検出回路をハイインピーダンスにして回路損失を低減す
ることが常套手段であるがゆえ、ノイズの影響を受けやすい。
例えば、図４に示すようにアクティブスイッチがオフする本来のタイミングＡ（ａ期間）
に対して、ノイズの影響を受け誤動作した場合にはタイミングＤ（ｄ期間）となって、リ
アクトル電流ＩＬ電流の負電流が多く流れ、同期整流スイッチの損失増加となる。この負
電流は出力平滑コンデンサから交流入力電源側に回生され、この回生された電力分を含め
たより多くの電力を次のスイッチングにて出力側に供給しなければならなくなるので、さ
らに力率改善回路の損失の増加につながり、最悪の場合はアクティブスイッチ、同期整流
スイッチなどの破損に至る場合がある。
上記問題に鑑み、本発明は、臨界モードのブリッジレス力率改善回路の同期整流制御にお
いて、入力電圧検出を行わない簡易な方法で制御を提供することを課題とする。
ティブスイッチのデバイス電圧が所定の閾値より高いかあるいは０Ｖ以下かを１スイッチ
ング辺り２回判定する。この判定結果から、次回の同期整流スイッチ・オン時間のオフセ
ット時間を選択するものである。しかしながら、１スイッチング辺り２回の判定作業とア
クティブスイッチのデバイス電圧を２つの閾値を基に選択するための制御回路、例えばＣ
ＰＵの処理能力は高性能かつ、処理性能が速い高価なものが必要である。
特にＬＣＤ・ＯＬＥＤの大型ＴＶなどの大電力・低背実装に有利なインターリーブ方式の
力率改善回路に採用する場合、上記の検出および制御回路が２個必要となり高価なものに
なってしまう。
ここで、簡易な方法としてアクティブスイッチのデバイス電圧のゼロ近傍を検出せずに、
上記の計算に基づき次のサイクルのオン時間のみでアクティブスイッチをオンオフ制御さ
せ、アクティブスイッチの損失を多少犠牲にすることで可能ではある。しかし、入出力電
圧を検出する方法において、電圧検出回路をハイインピーダンスにして回路損失を低減す
ることが常套手段であるがゆえ、ノイズの影響を受けやすい。
例えば、図４に示すようにアクティブスイッチがオフする本来のタイミングＡ（ａ期間）
に対して、ノイズの影響を受け誤動作した場合にはタイミングＤ（ｄ期間）となって、リ
アクトル電流ＩＬ電流の負電流が多く流れ、同期整流スイッチの損失増加となる。この負
電流は出力平滑コンデンサから交流入力電源側に回生され、この回生された電力分を含め
たより多くの電力を次のスイッチングにて出力側に供給しなければならなくなるので、さ
らに力率改善回路の損失の増加につながり、最悪の場合はアクティブスイッチ、同期整流
スイッチなどの破損に至る場合がある。
上記問題に鑑み、本発明は、臨界モードのブリッジレス力率改善回路の同期整流制御にお
いて、入力電圧検出を行わない簡易な方法で制御を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【0006】
上記課題を解決するために、臨界モードのブリッジレス力率改善回路の同期整流制御を
行う集積回路であって、
前記臨界モードのブリッジレス力率改善回路は、
第１のダイオードと第２のダイオードの直列回路の両端子間に出力平滑コンデンサと、第
１のＮＭＯＳＦＥＴと第２のＮＭＯＳＦＥＴからなるハーフブリッジ回路と、が接続され
、
前記第１のダイオードと第２のダイオードの接続点に交流電源の一方の端子が接続され、
前記交流電源の他方の端子に第１のリアクトルの一方の端子が接続され、前記第１のリア
クトルの他方の端子に前記ハーフブリッジ回路の前記第１のＮＭＯＳＦＥＴと前記第２の
ＮＭＯＳＦＥＴとの接続点に接続され、
前記第ハーフブリッジ回路の前記第２のＮＭＯＳＦＥＴの主電極間にコンデンサと抵抗か
らなる微分回路が接続され、
前記集積回路は、前記出力平滑コンデンサの出力電圧を検出し、所定の基準電圧と比較
して、前記出力電圧と前記所定の基準電圧との誤差信号を基に、前記ハーフブリッジ回路
をオンオフ制御し、
前記ハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作のオン時間を、前記ハーフブリッジ回
路のアクティブスイッチのオフタイミングから前記微分回路から発生する微分信号が出力
されるまでの期間を測定して、測定した時間から所定の時間を引き算した時間を同期整流
スイッチ動作の次のオン時間に割り当てることを特徴とする。
また、臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路の同期整流制御を行う集
積回路であって、
前記臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路は、
第１のダイオードと第２のダイオードの直列回路の両端子間に出力平滑コンデンサと、マ
スター側となる第１のＮＭＯＳＦＥＴと第２のＮＭＯＳＦＥＴからなる第１のハーフブリ
ッジ回路と、スレーブ側となる第３のＮＭＯＳＦＥＴと第４のＮＭＯＳＦＥＴからなる第
２のハーフブリッジ回路と、が接続され、
前記第１のダイオードと第２のダイオードの接続点に交流電源の一方の端子が接続され、
前記交流電源の他方の端子に第１のリアクトルと第２のリアクトルの一方の端子が接続さ
れ、前記第１のリアクトルの他方の端子に前記第１のハーフブリッジ回路の前記第１のＮ
ＭＯＳＦＥＴと前記第２のＮＭＯＳＦＥＴとの接続点に接続され、前記第２のリアクトル
の他方の端子に前記第２のハーフブリッジ回路の前記第３のＮＭＯＳＦＥＴと前記第４の
ＮＭＯＳＦＥＴとの接続点に接続され、
前記第１のハーフブリッジ回路の前記第２のＮＭＯＳＦＥＴの主電極間にコンデンサと抵
抗からなる微分回路が接続され、
前記集積回路は、前記出力平滑コンデンサの出力電圧を検出し、所定の基準電圧と比較
して、前記出力電圧と前記所定の基準電圧との誤差信号を基に、前記第１のハーフブリッ
ジ回路と前記第２のハーフブリッジ回路をオンオフ制御し、
前記第１のハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作のオン時間を、前記第１のハー
フブリッジ回路のアクティブスイッチのオフタイミングから前記微分回路から発生する微
分信号が出力されるまでの期間を測定して、前記第２のハーフブリッジ回路の同期整流ス
イッチ動作の次のオン時間に割り当てることを特徴とする臨界モードのブリッジレス・イ
ンターリーブ力率改善回路の制御を行うことを特徴とする。
行う集積回路であって、
前記臨界モードのブリッジレス力率改善回路は、
第１のダイオードと第２のダイオードの直列回路の両端子間に出力平滑コンデンサと、第
１のＮＭＯＳＦＥＴと第２のＮＭＯＳＦＥＴからなるハーフブリッジ回路と、が接続され
、
前記第１のダイオードと第２のダイオードの接続点に交流電源の一方の端子が接続され、
前記交流電源の他方の端子に第１のリアクトルの一方の端子が接続され、前記第１のリア
クトルの他方の端子に前記ハーフブリッジ回路の前記第１のＮＭＯＳＦＥＴと前記第２の
ＮＭＯＳＦＥＴとの接続点に接続され、
前記第ハーフブリッジ回路の前記第２のＮＭＯＳＦＥＴの主電極間にコンデンサと抵抗か
らなる微分回路が接続され、
前記集積回路は、前記出力平滑コンデンサの出力電圧を検出し、所定の基準電圧と比較
して、前記出力電圧と前記所定の基準電圧との誤差信号を基に、前記ハーフブリッジ回路
をオンオフ制御し、
前記ハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作のオン時間を、前記ハーフブリッジ回
路のアクティブスイッチのオフタイミングから前記微分回路から発生する微分信号が出力
されるまでの期間を測定して、測定した時間から所定の時間を引き算した時間を同期整流
スイッチ動作の次のオン時間に割り当てることを特徴とする。
また、臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路の同期整流制御を行う集
積回路であって、
前記臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路は、
第１のダイオードと第２のダイオードの直列回路の両端子間に出力平滑コンデンサと、マ
スター側となる第１のＮＭＯＳＦＥＴと第２のＮＭＯＳＦＥＴからなる第１のハーフブリ
ッジ回路と、スレーブ側となる第３のＮＭＯＳＦＥＴと第４のＮＭＯＳＦＥＴからなる第
２のハーフブリッジ回路と、が接続され、
前記第１のダイオードと第２のダイオードの接続点に交流電源の一方の端子が接続され、
前記交流電源の他方の端子に第１のリアクトルと第２のリアクトルの一方の端子が接続さ
れ、前記第１のリアクトルの他方の端子に前記第１のハーフブリッジ回路の前記第１のＮ
ＭＯＳＦＥＴと前記第２のＮＭＯＳＦＥＴとの接続点に接続され、前記第２のリアクトル
の他方の端子に前記第２のハーフブリッジ回路の前記第３のＮＭＯＳＦＥＴと前記第４の
ＮＭＯＳＦＥＴとの接続点に接続され、
前記第１のハーフブリッジ回路の前記第２のＮＭＯＳＦＥＴの主電極間にコンデンサと抵
抗からなる微分回路が接続され、
前記集積回路は、前記出力平滑コンデンサの出力電圧を検出し、所定の基準電圧と比較
して、前記出力電圧と前記所定の基準電圧との誤差信号を基に、前記第１のハーフブリッ
ジ回路と前記第２のハーフブリッジ回路をオンオフ制御し、
前記第１のハーフブリッジ回路の同期整流スイッチ動作のオン時間を、前記第１のハー
フブリッジ回路のアクティブスイッチのオフタイミングから前記微分回路から発生する微
分信号が出力されるまでの期間を測定して、前記第２のハーフブリッジ回路の同期整流ス
イッチ動作の次のオン時間に割り当てることを特徴とする臨界モードのブリッジレス・イ
ンターリーブ力率改善回路の制御を行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【0007】
本発明によると、臨界モードのブリッジレス力率改善回路においては、同期整流スイッ
チ・オン時間を本来の値より短く設定して、アクティブスイッチの電圧変化を検出するこ
とで正確な同期整流の期間を検出し、小規模の制御回路（ＣＰＵ）で変換効率の良い力率
改善回路の制御を行える。
また、アクティブスイッチの電圧変化の検出に微分回路を使用することで、損失を増やさ
ずにインピーダンスを小さくでき、入力電圧検出を行わない簡易な方法でノイズに対する
誤動作を抑制できる。
また、臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路においては、マスター側
の同期整流スイッチ・オン時間を本来の値より短く設定し、かつ、マスター側のアクティ
ブスイッチの電圧変化を検出することで正確な同期整流の期間を検出し、該検出時間をス
レーブ側の同期整流スイッチ・オン時間に適用することで、小規模の制御回路（ＣＰＵ）
で変換効率の良いインターリーブ力率改善回路の制御を行える。
チ・オン時間を本来の値より短く設定して、アクティブスイッチの電圧変化を検出するこ
とで正確な同期整流の期間を検出し、小規模の制御回路（ＣＰＵ）で変換効率の良い力率
改善回路の制御を行える。
また、アクティブスイッチの電圧変化の検出に微分回路を使用することで、損失を増やさ
ずにインピーダンスを小さくでき、入力電圧検出を行わない簡易な方法でノイズに対する
誤動作を抑制できる。
また、臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路においては、マスター側
の同期整流スイッチ・オン時間を本来の値より短く設定し、かつ、マスター側のアクティ
ブスイッチの電圧変化を検出することで正確な同期整流の期間を検出し、該検出時間をス
レーブ側の同期整流スイッチ・オン時間に適用することで、小規模の制御回路（ＣＰＵ）
で変換効率の良いインターリーブ力率改善回路の制御を行える。
【図面の簡単な説明】
【0008】
【発明を実施するための形態】
【0009】
（実施形態１）
図１の実施形態１は、臨界モードのブリッジレス力率改善回路である。
図１の実施形態１は、ダイオードＤ１、Ｄ２、第１リアクトルＬ１、ＮチャネルＭＯＳＦ
ＥＴ Ｑ１～Ｑ２、微分回路を構成する抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３、出力平滑コンデンサ
Ｃ２、出力電圧検出抵抗Ｒ２、Ｒ３、および各種機能を有する回路を備える集積回路Ｃｏ
ｎｔ１で構成されている。
本発明の実施形態に係るブリッジレス力率改善回路１は、交流電源ＡＣのＬ，Ｎ端子の両
端間にノイズ除去用のコンデンサＣ１が接続され、L端子側に第１リアクトルＬ１の一方
の端子が接続されている。
交流電源ＡＣのＮ端子側にはダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の接続点に接続され、ダイ
オードＤ１のカソードは出力電圧の正極に接続され、ダイオードＤ２のアノードは出力電
圧の負極に接続、すなわちＧＮＤになっている。
ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の両端子間には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２
のハーフブリッジ回路、出力電圧を検出するための直列抵抗回路Ｒ２，Ｒ３が接続されて
いる。
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２との接続点には、前述の第1のリアクトルＬ１の他
方の端子が接続されている。
また、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２との接続点とダイオードＤ２のアノード、す
なわちＧＮＤとの間に微分回路のコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１が接続されている。
集積回路Ｃｏｎｔ１は、交流電源ＡＣのL端子とＶｉｎ端子が接続され、ＮチャネルＭＯ
ＳＦＥＴ Ｑ１～Ｑ２のゲート端子とＨ０１、ＬＯ１端子とが各々接続され、微分回路の
コンデンサＣ３と抵抗Ｒ１の接続点とＲＣ端子、および出力電圧を検出するための直列抵
抗回路Ｒ２，Ｒ３の接続点とＶＯ端子に各々接続されている。
図１の実施形態１は、臨界モードのブリッジレス力率改善回路である。
図１の実施形態１は、ダイオードＤ１、Ｄ２、第１リアクトルＬ１、ＮチャネルＭＯＳＦ
ＥＴ Ｑ１～Ｑ２、微分回路を構成する抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３、出力平滑コンデンサ
Ｃ２、出力電圧検出抵抗Ｒ２、Ｒ３、および各種機能を有する回路を備える集積回路Ｃｏ
ｎｔ１で構成されている。
本発明の実施形態に係るブリッジレス力率改善回路１は、交流電源ＡＣのＬ，Ｎ端子の両
端間にノイズ除去用のコンデンサＣ１が接続され、L端子側に第１リアクトルＬ１の一方
の端子が接続されている。
交流電源ＡＣのＮ端子側にはダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の接続点に接続され、ダイ
オードＤ１のカソードは出力電圧の正極に接続され、ダイオードＤ２のアノードは出力電
圧の負極に接続、すなわちＧＮＤになっている。
ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の両端子間には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２
のハーフブリッジ回路、出力電圧を検出するための直列抵抗回路Ｒ２，Ｒ３が接続されて
いる。
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２との接続点には、前述の第1のリアクトルＬ１の他
方の端子が接続されている。
また、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２との接続点とダイオードＤ２のアノード、す
なわちＧＮＤとの間に微分回路のコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１が接続されている。
集積回路Ｃｏｎｔ１は、交流電源ＡＣのL端子とＶｉｎ端子が接続され、ＮチャネルＭＯ
ＳＦＥＴ Ｑ１～Ｑ２のゲート端子とＨ０１、ＬＯ１端子とが各々接続され、微分回路の
コンデンサＣ３と抵抗Ｒ１の接続点とＲＣ端子、および出力電圧を検出するための直列抵
抗回路Ｒ２，Ｒ３の接続点とＶＯ端子に各々接続されている。
【0010】
次に、図１と図２を参照しながら本発明の実施形態に係るブリッジレス力率改善回路１の
全体動作について説明する。
本発明の実施形態の構成はリアクトルＬ１、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２、微分
回路のコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１からなる。
交流電源ＡＣのＬ、Ｎ端子の電圧極性に応じて、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２の
いずれかがアクティブスイッチ、同期整流スイッチ動作を行う。例えばＬ端子が正極、Ｎ
端子が負極の場合、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ２がアクティブスイッチ、ＮチャネルＭ
ＯＳＦＥＴ Ｑ１が同期整流スイッチとなり、ダイオードＤ２が導通し、ダイオードＤ１
はオフする。従いＬ端子が負極、Ｎ端子が正極の場合には、各々アクティブスイッチ、同
期整流スイッチの役割を交替し、ダイオードＤ１が導通し、ダイオードＤ２はオフする。
全体動作について説明する。
本発明の実施形態の構成はリアクトルＬ１、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２、微分
回路のコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１からなる。
交流電源ＡＣのＬ、Ｎ端子の電圧極性に応じて、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２の
いずれかがアクティブスイッチ、同期整流スイッチ動作を行う。例えばＬ端子が正極、Ｎ
端子が負極の場合、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ２がアクティブスイッチ、ＮチャネルＭ
ＯＳＦＥＴ Ｑ１が同期整流スイッチとなり、ダイオードＤ２が導通し、ダイオードＤ１
はオフする。従いＬ端子が負極、Ｎ端子が正極の場合には、各々アクティブスイッチ、同
期整流スイッチの役割を交替し、ダイオードＤ１が導通し、ダイオードＤ２はオフする。
【0011】
次に、集積回路Ｃｏｎｔ１の構成と機能について説明する。
まず、出力電圧信号である直列抵抗回路Ｒ２，Ｒ３の分圧信号が集積回路Ｃｏｎｔ１のＡ
ＤコンバータＡ／Ｄで検出され、そのデータが演算器ＣＡＬ１に送られる。
演算器ＣＡＬ１は、該分圧信号に基づき図示しない所定の基準電圧と比較し、該分圧信号
と所定の基準電圧との誤差信号をフィルター処理など施してＯＮ時間信号を生成する。Ｏ
Ｎ時間信号は発振器ＯＳＣ１に送られる。
発振器ＯＳＣ１はＯＮ時間とＯＦＦ時間１から、アクティブスイッチ用パルスと同期整流
スイッチ用パルスを生成する。
切替器ＳＷ１は、発振器ＯＳＣ１から送られてきたアクティブスイッチ用パルスと同期整
流スイッチ用パルスとをＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２へ出力する切替を位相検出
器ＰＤ１の出力信号に基づき行う。
ここで、位相検出器ＰＤ１は交流電源ＡＣのL端子の電圧を検出して正極または負極の極
性を判定し、入力極性に応じた信号を切替器ＳＷ１、エッジ検出器ＥＤ２、および基準電
圧Ｖｒｍへ出力する。
次に、微分回路のコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１との接続点の電圧波形はＲＣ端子に入力され
、抵抗Ｒｃ１を介してコンパレータＣＰ１の非反転端子に入力される。該非反転端子とＧ
ＮＤ間には、抵抗Ｒｃ２と基準電圧Ｖｒｐが接続され、反転端子には基準電圧Ｖｒｍが接
続されている。これにより、コンパレータＣＰ１は、入力端子が各々直流重畳され、微分
回路の信号の極性を検出し、エッジ検出器ＥＤ２に信号を送る。
ここで、基準電圧Ｖｒｍは、位相検出器ＰＤ１の出力信号に基づき電圧値を基準電圧Ｖｒ
に対して高い値Ｈ、または基準電圧Ｖｒに対して低い値Ｌに切り替える。例えば、交流電
源ＡＣのL端子の電圧が正極の場合は基準電圧ＶｒｍをＨ側に、負極の場合には、基準電
圧ＶｒｍをＬ側に切り替える。これにより、ＲＣ端子を介して、微分回路の電圧波形がコ
ンデンサＣ３の充電方向または放電方向の極性を検出することができる。
また、交流電源ＡＣのL端子の電圧極性に基づき基準電圧Ｖｒｍを切り替える理由は、微
分回路と並列接続されているＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２がアクティブスイッチまたは同期整流
スイッチに切り替わるためである。ＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２がアクティブスイッチのモード
の場合には、微分回路のコンデンサＣ３の放電のタイミングを検出してリアクトルＬ１に
流れる電流がゼロになったことを検出する。また、ＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２が同期整流スイ
ッチのモードの場合には、微分回路のコンデンサＣ３の充電のタイミングを検出してリア
クトルＬ１に流れる電流がゼロになったことを検出する。
エッジ検出器ＥＤ２はコンパレータＣＰ１の信号をトリガーパルスに加工してタイマーに
ストップ信号として送る。このとき、交流電源ＡＣのL端子の電圧極性に基づき基準電圧
ＶｒｍがＨ側、またはL側になっているので、コンパレータＣＰ１の出力はＨ→Ｌのダウ
ンエッジまたはＬ→Ｈのアッパーエッジの出力信号となる。エッジ検出器ＥＤ２は位相検
出器ＰＤ１の信号により、アッパーエッジとダウンエッジを切り替えることでコンパレー
タＣＰ１の信号を正しく検出することができる。
なお、タイマーＴｉｍｅｒは、発振器ＯＳＣ１のアクティブスイッチ用パルスのダウンエ
ッジでスタートする。
また、タイマーＴｉｍｅｒのスタートは、発振器ＯＳＣ１の同期整流スイッチ用パルスの
アッパーエッジを使用することも可能である。
タイマーＴｉｍｅｒは、発振器ＯＳＣ１からのスタート信号とエッジ検出器ＥＤ２からの
ストップ信号の二つの信号により、リアクトルＬ１に流れる電流のリセット時間を測る。
このタイマーの測定データは、発振器ＯＳＣ１には定数器ＣＤ１を介して所定の定数を引
いた少し短い値が送られる。すなわち、タイマーの測定データは同期整流スイッチのオン
時間のデータの基となっている。
まず、出力電圧信号である直列抵抗回路Ｒ２，Ｒ３の分圧信号が集積回路Ｃｏｎｔ１のＡ
ＤコンバータＡ／Ｄで検出され、そのデータが演算器ＣＡＬ１に送られる。
演算器ＣＡＬ１は、該分圧信号に基づき図示しない所定の基準電圧と比較し、該分圧信号
と所定の基準電圧との誤差信号をフィルター処理など施してＯＮ時間信号を生成する。Ｏ
Ｎ時間信号は発振器ＯＳＣ１に送られる。
発振器ＯＳＣ１はＯＮ時間とＯＦＦ時間１から、アクティブスイッチ用パルスと同期整流
スイッチ用パルスを生成する。
切替器ＳＷ１は、発振器ＯＳＣ１から送られてきたアクティブスイッチ用パルスと同期整
流スイッチ用パルスとをＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２へ出力する切替を位相検出
器ＰＤ１の出力信号に基づき行う。
ここで、位相検出器ＰＤ１は交流電源ＡＣのL端子の電圧を検出して正極または負極の極
性を判定し、入力極性に応じた信号を切替器ＳＷ１、エッジ検出器ＥＤ２、および基準電
圧Ｖｒｍへ出力する。
次に、微分回路のコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１との接続点の電圧波形はＲＣ端子に入力され
、抵抗Ｒｃ１を介してコンパレータＣＰ１の非反転端子に入力される。該非反転端子とＧ
ＮＤ間には、抵抗Ｒｃ２と基準電圧Ｖｒｐが接続され、反転端子には基準電圧Ｖｒｍが接
続されている。これにより、コンパレータＣＰ１は、入力端子が各々直流重畳され、微分
回路の信号の極性を検出し、エッジ検出器ＥＤ２に信号を送る。
ここで、基準電圧Ｖｒｍは、位相検出器ＰＤ１の出力信号に基づき電圧値を基準電圧Ｖｒ
に対して高い値Ｈ、または基準電圧Ｖｒに対して低い値Ｌに切り替える。例えば、交流電
源ＡＣのL端子の電圧が正極の場合は基準電圧ＶｒｍをＨ側に、負極の場合には、基準電
圧ＶｒｍをＬ側に切り替える。これにより、ＲＣ端子を介して、微分回路の電圧波形がコ
ンデンサＣ３の充電方向または放電方向の極性を検出することができる。
また、交流電源ＡＣのL端子の電圧極性に基づき基準電圧Ｖｒｍを切り替える理由は、微
分回路と並列接続されているＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２がアクティブスイッチまたは同期整流
スイッチに切り替わるためである。ＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２がアクティブスイッチのモード
の場合には、微分回路のコンデンサＣ３の放電のタイミングを検出してリアクトルＬ１に
流れる電流がゼロになったことを検出する。また、ＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２が同期整流スイ
ッチのモードの場合には、微分回路のコンデンサＣ３の充電のタイミングを検出してリア
クトルＬ１に流れる電流がゼロになったことを検出する。
エッジ検出器ＥＤ２はコンパレータＣＰ１の信号をトリガーパルスに加工してタイマーに
ストップ信号として送る。このとき、交流電源ＡＣのL端子の電圧極性に基づき基準電圧
ＶｒｍがＨ側、またはL側になっているので、コンパレータＣＰ１の出力はＨ→Ｌのダウ
ンエッジまたはＬ→Ｈのアッパーエッジの出力信号となる。エッジ検出器ＥＤ２は位相検
出器ＰＤ１の信号により、アッパーエッジとダウンエッジを切り替えることでコンパレー
タＣＰ１の信号を正しく検出することができる。
なお、タイマーＴｉｍｅｒは、発振器ＯＳＣ１のアクティブスイッチ用パルスのダウンエ
ッジでスタートする。
また、タイマーＴｉｍｅｒのスタートは、発振器ＯＳＣ１の同期整流スイッチ用パルスの
アッパーエッジを使用することも可能である。
タイマーＴｉｍｅｒは、発振器ＯＳＣ１からのスタート信号とエッジ検出器ＥＤ２からの
ストップ信号の二つの信号により、リアクトルＬ１に流れる電流のリセット時間を測る。
このタイマーの測定データは、発振器ＯＳＣ１には定数器ＣＤ１を介して所定の定数を引
いた少し短い値が送られる。すなわち、タイマーの測定データは同期整流スイッチのオン
時間のデータの基となっている。
【0012】
次に、力率改善回路の動作説明について説明する。
図１においてＬ端子が正極、Ｎ端子が負極の条件とし、図２の波形も同様の条件で波形を
示している。
出力電圧信号である直列抵抗回路Ｒ２，Ｒ３の分圧信号が集積回路Ｃｏｎｔ１のＡＤコン
バータＡ／Ｄで検出され、そのデータが演算器ＣＡＬ１に送られる。
演算器ＣＡＬ１は、該分圧信号に基づき図示しない所定の基準電圧と比較し、該分圧信号
と所定の基準電圧との誤差信号をフィルター処理など施してオン時間信号を生成する。オ
ン時間信号は発振器ＯＳＣ１に送られる。発振器ＯＳＣ１は、オン時間信号をもとにアク
ティブスイッチ信号にして出力し、定数器ＣＤ１からのＯＦＦ時間１を基に同期整流スイ
ッチ信号を切替器ＳＷ１に送る。切替器ＳＷ１は、位相検出器ＰＤ１の出力信号に基づき
ＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２にアクティブスイッチのオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２を出力し、Ｎ
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１に同期整流スイッチパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１を出力する。
ＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のオンにより、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1は、リアクトル
に印可される入力電圧、すなわち交流電源ＡＣの整流電圧とオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２
に基づきピーク電流が決定される。
ここで、過渡応答性は少し遅くなるが、オンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２のパルス幅を交流電
源ＡＣの商用周波数の半周期以上の期間で一定に保つことにより、リアクトルＬ1に流れ
る電流ＩＬ1は入力電圧に応じたピーク電流が流れる。すなわち、ピーク電流波形は入力
電圧に相似する。
また、図２のＶｄｓ＿Ｑ２のドレインソース電圧を微分回路で検出したＶ＿ＲＣ波形をも
とに時刻ｔ５にてコンパレータＣＰ１にてパルスＣＰ１ｏｕｔが生成され、エッジ検出器
ＥＤ２を介してタイマーＴｉｍｅｒにストップ信号を送る。次にタイマーＴｉｍｅｒから
定数器ＣＤ１を介して発振器ＯＳＣ１にＯＦＦ時間１が送られた後、時刻ｔ６にアクティ
ブスイッチの次のオン・トリガをかける。時刻ｔ５は、アクティブスイッチのＶｄｓ＿Ｑ
２のドレインソース電圧が低下し始めた時点がリアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1がゼロ
になった時点である。
なお、コンパレータＣＰ１のパルスＣＰ１ｏｕｔが終了してからアクティブスイッチの次
のオンまでに遅延期間があるが、この期間はリアクトルＬ１の回生電流が交流入力電源側
へ流入するので、リアクトル電流ＩＬ１が途切れることは生じない。
これにより、リアクトルＬ1に流れるリアクトル電流ＩＬ1を臨界モードでオン制御する
ことが可能になり、先に述べたリアクトル電流ＩＬ1のピーク電流が入力電圧と相似であ
るため、リアクトル電流ＩＬ１の平均値、すなわち交流電源ＡＣの入力電流波形が入力電
圧と相似になるため力率改善が行われる。これは、高調波規格に対しても十分満足できる
数値を得られる。
図１においてＬ端子が正極、Ｎ端子が負極の条件とし、図２の波形も同様の条件で波形を
示している。
出力電圧信号である直列抵抗回路Ｒ２，Ｒ３の分圧信号が集積回路Ｃｏｎｔ１のＡＤコン
バータＡ／Ｄで検出され、そのデータが演算器ＣＡＬ１に送られる。
演算器ＣＡＬ１は、該分圧信号に基づき図示しない所定の基準電圧と比較し、該分圧信号
と所定の基準電圧との誤差信号をフィルター処理など施してオン時間信号を生成する。オ
ン時間信号は発振器ＯＳＣ１に送られる。発振器ＯＳＣ１は、オン時間信号をもとにアク
ティブスイッチ信号にして出力し、定数器ＣＤ１からのＯＦＦ時間１を基に同期整流スイ
ッチ信号を切替器ＳＷ１に送る。切替器ＳＷ１は、位相検出器ＰＤ１の出力信号に基づき
ＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２にアクティブスイッチのオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２を出力し、Ｎ
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１に同期整流スイッチパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１を出力する。
ＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のオンにより、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1は、リアクトル
に印可される入力電圧、すなわち交流電源ＡＣの整流電圧とオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２
に基づきピーク電流が決定される。
ここで、過渡応答性は少し遅くなるが、オンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２のパルス幅を交流電
源ＡＣの商用周波数の半周期以上の期間で一定に保つことにより、リアクトルＬ1に流れ
る電流ＩＬ1は入力電圧に応じたピーク電流が流れる。すなわち、ピーク電流波形は入力
電圧に相似する。
また、図２のＶｄｓ＿Ｑ２のドレインソース電圧を微分回路で検出したＶ＿ＲＣ波形をも
とに時刻ｔ５にてコンパレータＣＰ１にてパルスＣＰ１ｏｕｔが生成され、エッジ検出器
ＥＤ２を介してタイマーＴｉｍｅｒにストップ信号を送る。次にタイマーＴｉｍｅｒから
定数器ＣＤ１を介して発振器ＯＳＣ１にＯＦＦ時間１が送られた後、時刻ｔ６にアクティ
ブスイッチの次のオン・トリガをかける。時刻ｔ５は、アクティブスイッチのＶｄｓ＿Ｑ
２のドレインソース電圧が低下し始めた時点がリアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1がゼロ
になった時点である。
なお、コンパレータＣＰ１のパルスＣＰ１ｏｕｔが終了してからアクティブスイッチの次
のオンまでに遅延期間があるが、この期間はリアクトルＬ１の回生電流が交流入力電源側
へ流入するので、リアクトル電流ＩＬ１が途切れることは生じない。
これにより、リアクトルＬ1に流れるリアクトル電流ＩＬ1を臨界モードでオン制御する
ことが可能になり、先に述べたリアクトル電流ＩＬ1のピーク電流が入力電圧と相似であ
るため、リアクトル電流ＩＬ１の平均値、すなわち交流電源ＡＣの入力電流波形が入力電
圧と相似になるため力率改善が行われる。これは、高調波規格に対しても十分満足できる
数値を得られる。
【0013】
次に、アクティブスイッチのオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２のターンオフの時刻ｔ３とほぼ
同時に同期整流スイッチのオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１が出力され、同期整流スイッチの
ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１がオンする。これにより、同期整流スイッチ（またはＮ
チャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の寄生ダイオード）を介してリアクトルＬ１のリアクトル
電流ＩＬ１は出力平滑コンデンサＣ２に流れる。
ここで、図３のリアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーを放電する期間ａに対して同期整
流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１のターンオン
の期間が図２に図示の期間ｃ分短くなっている。これは、タイマーＴｉｍｅｒで生成され
たＯＦＦ時間２のデータから定数器ＣＤ１で所定の定数（期間ｃに相当）を引いた短縮デ
ータとなるＯＦＦ時間１を発振器ＯＳＣ１へ送っている。
本来であれば、同期整流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１はａの期間すべてのオ
ン動作が望ましいが、図４に示すようにノイズによる誤動作、あるいは入力電圧の急激な
変化などで、ａの期間より同期整流スイッチのオン状態が伸びることが懸念される。
また、このａの期間はタイマーＴｉｍｅｒで毎回計測され、同期整流スイッチＮチャンネ
ルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の次のオンパルス時間に参照値として割り当てられている。（図２
の時刻ｔ９～ｔ１０）
ただし上記の理由から、図２に示すように、同期整流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ
Ｑ１のオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１は、ａの期間に対して所定の時間ｃだけ短い期間ｂ
（時刻ｔ３～ｔ４）を生成し、確実に微分回路からａの期間を計測できるようにしている
。ここで、所定の時間ｃ（時刻ｔ４～ｔ５）において同期整流スイッチはオフ状態になる
が、この時は同期整流スイッチすなわちＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の寄生ダイオー
ドを介してリアクトル電流ＩＬ１は流れる。従って、寄生ダイオードの順方向電圧分の損
失が生じるが、リアクトル電流ＩＬ１の電流値はゼロアンペアまで下降してくるため、大
きな損失にならない。
なお、図３に示すように、アクティブスイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のオンパ
ルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２のターンオフと同期整流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１
のオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１のターンオンとの間には、アクティブスイッチＮチャンネ
ルＭＯＳＦＥＴ Ｑ２と同期整流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１が同時にオン
状態になって短絡しないように、所定のデッドタイムを設けている。
同時に同期整流スイッチのオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１が出力され、同期整流スイッチの
ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１がオンする。これにより、同期整流スイッチ（またはＮ
チャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の寄生ダイオード）を介してリアクトルＬ１のリアクトル
電流ＩＬ１は出力平滑コンデンサＣ２に流れる。
ここで、図３のリアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーを放電する期間ａに対して同期整
流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１のターンオン
の期間が図２に図示の期間ｃ分短くなっている。これは、タイマーＴｉｍｅｒで生成され
たＯＦＦ時間２のデータから定数器ＣＤ１で所定の定数（期間ｃに相当）を引いた短縮デ
ータとなるＯＦＦ時間１を発振器ＯＳＣ１へ送っている。
本来であれば、同期整流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１はａの期間すべてのオ
ン動作が望ましいが、図４に示すようにノイズによる誤動作、あるいは入力電圧の急激な
変化などで、ａの期間より同期整流スイッチのオン状態が伸びることが懸念される。
また、このａの期間はタイマーＴｉｍｅｒで毎回計測され、同期整流スイッチＮチャンネ
ルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の次のオンパルス時間に参照値として割り当てられている。（図２
の時刻ｔ９～ｔ１０）
ただし上記の理由から、図２に示すように、同期整流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ
Ｑ１のオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１は、ａの期間に対して所定の時間ｃだけ短い期間ｂ
（時刻ｔ３～ｔ４）を生成し、確実に微分回路からａの期間を計測できるようにしている
。ここで、所定の時間ｃ（時刻ｔ４～ｔ５）において同期整流スイッチはオフ状態になる
が、この時は同期整流スイッチすなわちＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の寄生ダイオー
ドを介してリアクトル電流ＩＬ１は流れる。従って、寄生ダイオードの順方向電圧分の損
失が生じるが、リアクトル電流ＩＬ１の電流値はゼロアンペアまで下降してくるため、大
きな損失にならない。
なお、図３に示すように、アクティブスイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のオンパ
ルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２のターンオフと同期整流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１
のオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１のターンオンとの間には、アクティブスイッチＮチャンネ
ルＭＯＳＦＥＴ Ｑ２と同期整流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１が同時にオン
状態になって短絡しないように、所定のデッドタイムを設けている。
【0014】
以上、図２では、交流電源ＡＣのＬ端子側が正極、Ｎ端子側が負極の条件での波形表示を
しているが、Ｌ端子とＮ端子の極性が反転した場合は、位相検出器ＰＤ１の信号に基づき
切替器ＳＷ１とＳＷ２を介して、アクティブスイッチをＱ１に切り替え、同期整流スイッ
チをＱ２に切り替えて同様の動作を行わせる。
また、微分回路のＶ＿ＲＣ波形は負極波形から正極波形に反転するので、位相検出器ＰＤ
１の信号に基づき、ＣＰ１ｏｕｔパルスを得るため基準電圧Ｖｒｍを基準電圧Ｖｒに対し
て低い値Ｌに切り替える。
しているが、Ｌ端子とＮ端子の極性が反転した場合は、位相検出器ＰＤ１の信号に基づき
切替器ＳＷ１とＳＷ２を介して、アクティブスイッチをＱ１に切り替え、同期整流スイッ
チをＱ２に切り替えて同様の動作を行わせる。
また、微分回路のＶ＿ＲＣ波形は負極波形から正極波形に反転するので、位相検出器ＰＤ
１の信号に基づき、ＣＰ１ｏｕｔパルスを得るため基準電圧Ｖｒｍを基準電圧Ｖｒに対し
て低い値Ｌに切り替える。
【0015】
（実施形態２）
図５の実施形態２は、臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路である。
図５の実施形態２は、ダイオードＤ１、Ｄ２、第１リアクトルＬ１、第２リアクトルＬ２
、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１～Ｑ４、微分回路を構成する抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３
、出力平滑コンデンサＣ２、出力電圧検出抵抗Ｒ２、Ｒ３、および各種機能を有する回路
を備える集積回路Ｃｏｎｔ１ａで構成されている。
本発明の実施形態に係る臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路１ａは
、交流電源ＡＣのＬ，Ｎ端子の両端間にノイズ除去用のコンデンサＣ１が接続され、L端
子側に第１リアクトルＬ１、第２リアクトルＬ２の一方の端子が接続されている。
交流電源ＡＣのＮ端子側にはダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の接続点に接続され、ダイ
オードＤ１のカソードは出力電圧の正極に接続され、ダイオードＤ２のアノードは出力電
圧の負極に接続、すなわちＧＮＤになっている。
ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の両端子間には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２
、およびＱ３とＱ４のハーフブリッジ回路、出力電圧を検出するための直列抵抗回路Ｒ２
，Ｒ３が接続されている。
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２との接続点には、前述の第1のリアクトルＬ１の他
方の端子が接続され、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ３とＱ４との接続点には、前述の第２
のリアクトルＬ２の他方の端子が接続されている。
また、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２との接続点とダイオードＤ２のアノード、す
なわちＧＮＤとの間に微分回路のコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１が接続されている。
集積回路Ｃｏｎｔ１ａは、交流電源ＡＣのL端子とＶｉｎ端子が接続され、ＮチャネルＭ
ＯＳＦＥＴ Ｑ１～Ｑ４のゲート端子とＨ０１、ＬＯ１、ＨＯ２、ＬＯ２端子とが各々接
続され、微分回路のコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１の接続点とＲＣ端子、および出力電圧を検
出するための直列抵抗回路Ｒ２，Ｒ３の接続点とＶＯ端子に各々接続されている。
図５の実施形態２は、臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路である。
図５の実施形態２は、ダイオードＤ１、Ｄ２、第１リアクトルＬ１、第２リアクトルＬ２
、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１～Ｑ４、微分回路を構成する抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３
、出力平滑コンデンサＣ２、出力電圧検出抵抗Ｒ２、Ｒ３、および各種機能を有する回路
を備える集積回路Ｃｏｎｔ１ａで構成されている。
本発明の実施形態に係る臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路１ａは
、交流電源ＡＣのＬ，Ｎ端子の両端間にノイズ除去用のコンデンサＣ１が接続され、L端
子側に第１リアクトルＬ１、第２リアクトルＬ２の一方の端子が接続されている。
交流電源ＡＣのＮ端子側にはダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の接続点に接続され、ダイ
オードＤ１のカソードは出力電圧の正極に接続され、ダイオードＤ２のアノードは出力電
圧の負極に接続、すなわちＧＮＤになっている。
ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の両端子間には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２
、およびＱ３とＱ４のハーフブリッジ回路、出力電圧を検出するための直列抵抗回路Ｒ２
，Ｒ３が接続されている。
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２との接続点には、前述の第1のリアクトルＬ１の他
方の端子が接続され、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ３とＱ４との接続点には、前述の第２
のリアクトルＬ２の他方の端子が接続されている。
また、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２との接続点とダイオードＤ２のアノード、す
なわちＧＮＤとの間に微分回路のコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１が接続されている。
集積回路Ｃｏｎｔ１ａは、交流電源ＡＣのL端子とＶｉｎ端子が接続され、ＮチャネルＭ
ＯＳＦＥＴ Ｑ１～Ｑ４のゲート端子とＨ０１、ＬＯ１、ＨＯ２、ＬＯ２端子とが各々接
続され、微分回路のコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１の接続点とＲＣ端子、および出力電圧を検
出するための直列抵抗回路Ｒ２，Ｒ３の接続点とＶＯ端子に各々接続されている。
【0016】
次に、図５と図６を参照しながら本発明の実施形態に係るブリッジレス・インターリーブ
力率改善回路１aの全体動作について説明する。
本発明の実施形態の構成はリアクトルＬ１、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２、微分
回路のコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１からなるマスター回路と、リアクトルＬ２、Ｎチャネル
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ３とＱ４からなるスレーブ回路からなる。マスター回路とスレーブ回路
のスイッチング周期の位相差は１８０度に設定され、出力リップル電圧を低減させるよう
に制御を行う集積回路Ｃｏｎｔ１ａでオンオフ制御される。
交流電源ＡＣのＬ、Ｎ端子の電圧極性に応じて、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２ま
たはＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ３とＱ４のいずれかがアクティブスイッチ、同期整流ス
イッチ動作を行う。例えばＬ端子が正極、Ｎ端子が負極の場合、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２とＱ４がアクティブスイッチ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ３が同期整流ス
イッチとなり、ダイオードＤ２が導通し、ダイオードＤ１はオフする。従いＬ端子が負極
、Ｎ端子が正極の場合には、各々アクティブスイッチ、同期整流スイッチの役割を交替し
、ダイオードＤ１が導通し、ダイオードＤ２はオフする。
力率改善回路１aの全体動作について説明する。
本発明の実施形態の構成はリアクトルＬ１、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２、微分
回路のコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１からなるマスター回路と、リアクトルＬ２、Ｎチャネル
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ３とＱ４からなるスレーブ回路からなる。マスター回路とスレーブ回路
のスイッチング周期の位相差は１８０度に設定され、出力リップル電圧を低減させるよう
に制御を行う集積回路Ｃｏｎｔ１ａでオンオフ制御される。
交流電源ＡＣのＬ、Ｎ端子の電圧極性に応じて、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２ま
たはＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ３とＱ４のいずれかがアクティブスイッチ、同期整流ス
イッチ動作を行う。例えばＬ端子が正極、Ｎ端子が負極の場合、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２とＱ４がアクティブスイッチ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ３が同期整流ス
イッチとなり、ダイオードＤ２が導通し、ダイオードＤ１はオフする。従いＬ端子が負極
、Ｎ端子が正極の場合には、各々アクティブスイッチ、同期整流スイッチの役割を交替し
、ダイオードＤ１が導通し、ダイオードＤ２はオフする。
【0017】
次に、集積回路Ｃｏｎｔ１ａの構成と機能について説明する。
まず、出力電圧信号である直列抵抗回路Ｒ２，Ｒ３の分圧信号が集積回路Ｃｏｎｔ１ａの
ＡＤコンバータＡ／Ｄで検出され、そのデータが演算器ＣＡＬ１に送られる。
演算器ＣＡＬ１は、該分圧信号に基づき図示しない所定の基準電圧と比較し、該分圧信号
と所定の基準電圧との誤差信号をフィルター処理など施してＯＮ時間信号を生成する。Ｏ
Ｎ時間信号は発振器ＯＳＣ１、ＯＳＣ２に送られる。発振器ＯＳＣ１はマスター回路（Ｎ
チャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２）用、発振器ＯＳＣ２はスレーブ回路（ＮチャネルＭ
ＯＳＦＥＴ Ｑ３とＱ４）用である。
発振器ＯＳＣ１はＯＮ時間とＯＦＦ時間１から、マスター回路用のアクティブスイッチ用
パルスと同期整流スイッチ用パルスを生成する。また、発振器ＯＳＣ２にトリガーパルス
を出力する。
発振器ＯＳＣ２はＯＮ時間とＯＦＦ時間２から、スレーブ回路用のアクティブスイッチ用
パルスと同期整流スイッチ用パルスを生成する。また、発振器ＯＳＣ１から受け取ったト
リガーパルスを基に、出力パルスの位相を発振器ＯＳＣ１と比べて１８０度遅延させる。
切替器ＳＷ１は、発振器ＯＳＣ１から送られてきたマスター回路用のアクティブスイッチ
用パルスと同期整流スイッチ用パルスとをＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２へ出力す
る切替を位相検出器ＰＤ１の出力信号に基づき行う。同様に、切替器ＳＷ２は、発振器Ｏ
ＳＣ２から送られてきたスレーブ回路用のアクティブスイッチ用パルスと同期整流スイッ
チ用パルスとをＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ３とＱ４へ出力する切替を位相検出器ＰＤ１
の出力信号に基づき行う。
ここで、位相検出器ＰＤ１は交流電源ＡＣのL端子の電圧を検出して正極または負極の極
性を判定し、入力極性に応じた信号を切替器ＳＷ１、ＳＷ２、エッジ検出器ＥＤ２、およ
び基準電圧Ｖｒｍへ出力する。
次に、微分回路のコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１との接続点の電圧波形はＲＣ端子に入力され
、抵抗Ｒｃ１を介してコンパレータＣＰ１の非反転端子に入力される。該非反転端子とＧ
ＮＤ間には、抵抗Ｒｃ２と基準電圧Ｖｒｐが接続され、反転端子には基準電圧Ｖｒｍが接
続されている。これにより、コンパレータＣＰ１は、入力端子が各々直流重畳され、微分
回路の信号の極性を検出し、エッジ検出器ＥＤ２に信号を送る。
ここで、基準電圧Ｖｒｍは、位相検出器ＰＤ１の出力信号に基づき電圧値を基準電圧Ｖｒ
に対して高い値Ｈ、または基準電圧Ｖｒに対して低い値Ｌに切り替える。例えば、交流電
源ＡＣのL端子の電圧が正極の場合は基準電圧ＶｒｍをＨ側に、負極の場合には、基準電
圧ＶｒｍをＬ側に切り替える。これにより、ＲＣ端子を介して、微分回路の電圧波形がコ
ンデンサＣ３の充電方向または放電方向の極性を検出することができる。
また、交流電源ＡＣのL端子の電圧極性に基づき基準電圧Ｖｒｍを切り替える理由は、微
分回路と並列接続されているＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２がアクティブスイッチまたは同期整流
スイッチに切り替わるためである。ＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２がアクティブスイッチのモード
の場合には、微分回路のコンデンサＣ３の放電のタイミングを検出してリアクトルＬ１に
流れる電流がゼロになったことを検出する。また、ＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２が同期整流スイ
ッチのモードの場合には、微分回路のコンデンサＣ３の充電のタイミングを検出してリア
クトルＬ１に流れる電流がゼロになったことを検出する。
エッジ検出器ＥＤ２はコンパレータＣＰ１の信号をトリガーパルスに加工してタイマーに
ストップ信号として送る。このとき、交流電源ＡＣのL端子の電圧極性に基づき基準電圧
ＶｒｍがＨ側、またはL側になっているので、コンパレータＣＰ１の出力はＨ→Ｌのダウ
ンエッジまたはＬ→Ｈのアッパーエッジの出力信号となる。エッジ検出器ＥＤ２は位相検
出器ＰＤ１の信号により、アッパーエッジとダウンエッジを切り替えることでコンパレー
タＣＰ１の信号を正しく検出することができる。
なお、タイマーＴｉｍｅｒは、発振器ＯＳＣ１のアクティブスイッチ用パルスのダウンエ
ッジでスタートする。
また、タイマーＴｉｍｅｒのスタートは、発振器ＯＳＣ１の同期整流スイッチ用パルスの
アッパーエッジを使用することも可能である。
タイマーＴｉｍｅｒは、発振器ＯＳＣ１からのスタート信号とエッジ検出器ＥＤ２からの
ストップ信号の二つの信号により、リアクトルＬ１に流れる電流のリセット時間を測る。
このタイマーの測定データは発振器ＯＳＣ２に直接送られ、発振器ＯＳＣ１には定数器Ｃ
Ｄ１を介して所定の定数を引いた少し短い値が送られる。すなわち、タイマーの測定デー
タは同期整流スイッチのオン時間のデータの基となっている。
まず、出力電圧信号である直列抵抗回路Ｒ２，Ｒ３の分圧信号が集積回路Ｃｏｎｔ１ａの
ＡＤコンバータＡ／Ｄで検出され、そのデータが演算器ＣＡＬ１に送られる。
演算器ＣＡＬ１は、該分圧信号に基づき図示しない所定の基準電圧と比較し、該分圧信号
と所定の基準電圧との誤差信号をフィルター処理など施してＯＮ時間信号を生成する。Ｏ
Ｎ時間信号は発振器ＯＳＣ１、ＯＳＣ２に送られる。発振器ＯＳＣ１はマスター回路（Ｎ
チャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２）用、発振器ＯＳＣ２はスレーブ回路（ＮチャネルＭ
ＯＳＦＥＴ Ｑ３とＱ４）用である。
発振器ＯＳＣ１はＯＮ時間とＯＦＦ時間１から、マスター回路用のアクティブスイッチ用
パルスと同期整流スイッチ用パルスを生成する。また、発振器ＯＳＣ２にトリガーパルス
を出力する。
発振器ＯＳＣ２はＯＮ時間とＯＦＦ時間２から、スレーブ回路用のアクティブスイッチ用
パルスと同期整流スイッチ用パルスを生成する。また、発振器ＯＳＣ１から受け取ったト
リガーパルスを基に、出力パルスの位相を発振器ＯＳＣ１と比べて１８０度遅延させる。
切替器ＳＷ１は、発振器ＯＳＣ１から送られてきたマスター回路用のアクティブスイッチ
用パルスと同期整流スイッチ用パルスとをＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＱ２へ出力す
る切替を位相検出器ＰＤ１の出力信号に基づき行う。同様に、切替器ＳＷ２は、発振器Ｏ
ＳＣ２から送られてきたスレーブ回路用のアクティブスイッチ用パルスと同期整流スイッ
チ用パルスとをＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ３とＱ４へ出力する切替を位相検出器ＰＤ１
の出力信号に基づき行う。
ここで、位相検出器ＰＤ１は交流電源ＡＣのL端子の電圧を検出して正極または負極の極
性を判定し、入力極性に応じた信号を切替器ＳＷ１、ＳＷ２、エッジ検出器ＥＤ２、およ
び基準電圧Ｖｒｍへ出力する。
次に、微分回路のコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１との接続点の電圧波形はＲＣ端子に入力され
、抵抗Ｒｃ１を介してコンパレータＣＰ１の非反転端子に入力される。該非反転端子とＧ
ＮＤ間には、抵抗Ｒｃ２と基準電圧Ｖｒｐが接続され、反転端子には基準電圧Ｖｒｍが接
続されている。これにより、コンパレータＣＰ１は、入力端子が各々直流重畳され、微分
回路の信号の極性を検出し、エッジ検出器ＥＤ２に信号を送る。
ここで、基準電圧Ｖｒｍは、位相検出器ＰＤ１の出力信号に基づき電圧値を基準電圧Ｖｒ
に対して高い値Ｈ、または基準電圧Ｖｒに対して低い値Ｌに切り替える。例えば、交流電
源ＡＣのL端子の電圧が正極の場合は基準電圧ＶｒｍをＨ側に、負極の場合には、基準電
圧ＶｒｍをＬ側に切り替える。これにより、ＲＣ端子を介して、微分回路の電圧波形がコ
ンデンサＣ３の充電方向または放電方向の極性を検出することができる。
また、交流電源ＡＣのL端子の電圧極性に基づき基準電圧Ｖｒｍを切り替える理由は、微
分回路と並列接続されているＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２がアクティブスイッチまたは同期整流
スイッチに切り替わるためである。ＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２がアクティブスイッチのモード
の場合には、微分回路のコンデンサＣ３の放電のタイミングを検出してリアクトルＬ１に
流れる電流がゼロになったことを検出する。また、ＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２が同期整流スイ
ッチのモードの場合には、微分回路のコンデンサＣ３の充電のタイミングを検出してリア
クトルＬ１に流れる電流がゼロになったことを検出する。
エッジ検出器ＥＤ２はコンパレータＣＰ１の信号をトリガーパルスに加工してタイマーに
ストップ信号として送る。このとき、交流電源ＡＣのL端子の電圧極性に基づき基準電圧
ＶｒｍがＨ側、またはL側になっているので、コンパレータＣＰ１の出力はＨ→Ｌのダウ
ンエッジまたはＬ→Ｈのアッパーエッジの出力信号となる。エッジ検出器ＥＤ２は位相検
出器ＰＤ１の信号により、アッパーエッジとダウンエッジを切り替えることでコンパレー
タＣＰ１の信号を正しく検出することができる。
なお、タイマーＴｉｍｅｒは、発振器ＯＳＣ１のアクティブスイッチ用パルスのダウンエ
ッジでスタートする。
また、タイマーＴｉｍｅｒのスタートは、発振器ＯＳＣ１の同期整流スイッチ用パルスの
アッパーエッジを使用することも可能である。
タイマーＴｉｍｅｒは、発振器ＯＳＣ１からのスタート信号とエッジ検出器ＥＤ２からの
ストップ信号の二つの信号により、リアクトルＬ１に流れる電流のリセット時間を測る。
このタイマーの測定データは発振器ＯＳＣ２に直接送られ、発振器ＯＳＣ１には定数器Ｃ
Ｄ１を介して所定の定数を引いた少し短い値が送られる。すなわち、タイマーの測定デー
タは同期整流スイッチのオン時間のデータの基となっている。
【0018】
次に、臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路１ａの動作説明について
、マスター回路の動作から説明する。
図５においてＬ端子が正極、Ｎ端子が負極の条件とし、図６の波形も同様の条件で波形を
示している。
出力電圧信号である直列抵抗回路Ｒ２，Ｒ３の分圧信号が集積回路Ｃｏｎｔ１ａのＡＤコ
ンバータＡ／Ｄで検出され、そのデータが演算器ＣＡＬ１に送られる。
演算器ＣＡＬ１は、該分圧信号に基づき図示しない所定の基準電圧と比較し、該分圧信号
と所定の基準電圧との誤差信号をフィルター処理など施してオン時間信号を生成する。オ
ン時間信号は発振器ＯＳＣ１に送られる。発振器ＯＳＣ１は、オン時間信号をもとにアク
ティブスイッチ信号にして出力し、定数器ＣＤ１からのＯＦＦ時間１を基に同期整流スイ
ッチ信号を切替器ＳＷ１に送る。切替器ＳＷ１は、位相検出器ＰＤ１の出力信号に基づき
ＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２にアクティブスイッチのオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２を出力し、Ｎ
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１に同期整流スイッチパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１を出力する。
ＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のオンにより、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1は、リアクトル
に印可される入力電圧、すなわち交流電源ＡＣの整流電圧とオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２
に基づきピーク電流が決定される。
ここで、過渡応答性は少し遅くなるが、オンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２のパルス幅を交流電
源ＡＣの商用周波数の半周期以上の期間で一定に保つことにより、リアクトルＬ1に流れ
る電流ＩＬ1は入力電圧に応じたピーク電流が流れる。すなわち、ピーク電流波形は入力
電圧に相似する。
また、図６のＶｄｓ＿Ｑ２のドレインソース電圧を微分回路で検出したＶ＿ＲＣ波形をも
とに時刻ｔ５にてコンパレータＣＰ１にてパルスＣＰ１ｏｕｔが生成され、エッジ検出器
ＥＤ２を介してタイマーＴｉｍｅｒにストップ信号を送る。次にタイマーＴｉｍｅｒから
定数器ＣＤ１を介して発振器ＯＳＣ１にＯＦＦ時間１が送られた後、時刻ｔ６にアクティ
ブスイッチの次のオン・トリガをかける。時刻ｔ５は、アクティブスイッチのＶｄｓ＿Ｑ
２のドレインソース電圧が低下し始めた時点がリアクトルＬ1に流れるリアクトル電流Ｉ
Ｌ1がゼロになった時点である。
なお、コンパレータＣＰ１のパルスＣＰ１ｏｕｔが終了してからアクティブスイッチの次
のオンまでに遅延期間があるが、この期間はリアクトルＬ１の回生電流が交流入力電源側
へ流入するので、リアクトル電流ＩＬ１が途切れることは生じない。
これにより、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1を臨界モードでオン制御することが可能
になり、先に述べたリアクトル電流ＩＬ1のピーク電流が入力電圧と相似であるため、リ
アクトル電流ＩＬ１の平均値、すなわち交流電源ＡＣの入力電流波形が入力電圧と相似に
なるため力率改善が行われる。これは、高調波規格に対しても十分満足できる数値を得ら
れる。
、マスター回路の動作から説明する。
図５においてＬ端子が正極、Ｎ端子が負極の条件とし、図６の波形も同様の条件で波形を
示している。
出力電圧信号である直列抵抗回路Ｒ２，Ｒ３の分圧信号が集積回路Ｃｏｎｔ１ａのＡＤコ
ンバータＡ／Ｄで検出され、そのデータが演算器ＣＡＬ１に送られる。
演算器ＣＡＬ１は、該分圧信号に基づき図示しない所定の基準電圧と比較し、該分圧信号
と所定の基準電圧との誤差信号をフィルター処理など施してオン時間信号を生成する。オ
ン時間信号は発振器ＯＳＣ１に送られる。発振器ＯＳＣ１は、オン時間信号をもとにアク
ティブスイッチ信号にして出力し、定数器ＣＤ１からのＯＦＦ時間１を基に同期整流スイ
ッチ信号を切替器ＳＷ１に送る。切替器ＳＷ１は、位相検出器ＰＤ１の出力信号に基づき
ＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２にアクティブスイッチのオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２を出力し、Ｎ
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１に同期整流スイッチパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１を出力する。
ＮＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のオンにより、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1は、リアクトル
に印可される入力電圧、すなわち交流電源ＡＣの整流電圧とオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２
に基づきピーク電流が決定される。
ここで、過渡応答性は少し遅くなるが、オンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２のパルス幅を交流電
源ＡＣの商用周波数の半周期以上の期間で一定に保つことにより、リアクトルＬ1に流れ
る電流ＩＬ1は入力電圧に応じたピーク電流が流れる。すなわち、ピーク電流波形は入力
電圧に相似する。
また、図６のＶｄｓ＿Ｑ２のドレインソース電圧を微分回路で検出したＶ＿ＲＣ波形をも
とに時刻ｔ５にてコンパレータＣＰ１にてパルスＣＰ１ｏｕｔが生成され、エッジ検出器
ＥＤ２を介してタイマーＴｉｍｅｒにストップ信号を送る。次にタイマーＴｉｍｅｒから
定数器ＣＤ１を介して発振器ＯＳＣ１にＯＦＦ時間１が送られた後、時刻ｔ６にアクティ
ブスイッチの次のオン・トリガをかける。時刻ｔ５は、アクティブスイッチのＶｄｓ＿Ｑ
２のドレインソース電圧が低下し始めた時点がリアクトルＬ1に流れるリアクトル電流Ｉ
Ｌ1がゼロになった時点である。
なお、コンパレータＣＰ１のパルスＣＰ１ｏｕｔが終了してからアクティブスイッチの次
のオンまでに遅延期間があるが、この期間はリアクトルＬ１の回生電流が交流入力電源側
へ流入するので、リアクトル電流ＩＬ１が途切れることは生じない。
これにより、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1を臨界モードでオン制御することが可能
になり、先に述べたリアクトル電流ＩＬ1のピーク電流が入力電圧と相似であるため、リ
アクトル電流ＩＬ１の平均値、すなわち交流電源ＡＣの入力電流波形が入力電圧と相似に
なるため力率改善が行われる。これは、高調波規格に対しても十分満足できる数値を得ら
れる。
【0019】
次に、アクティブスイッチのオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２のターンオフの時刻ｔ３とほぼ
同時に同期整流スイッチのオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１が出力され、同期整流スイッチの
ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１がオンする。これにより、同期整流スイッチ（またはＮ
チャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の寄生ダイオード）を介してリアクトルＬ１の電流ＩＬ１
は出力平滑コンデンサＣ２に流れる。
ここで、図３のリアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーを放電する期間ａに対して同期整
流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１のターンオン
の期間が期間ｃ分短くなっている。これは、タイマーＴｉｍｅｒで生成されたＯＦＦ時間
２のデータから定数器ＣＤ１で所定の定数（期間ｃに相当）を引いた短縮データとなるＯ
ＦＦ時間１を発振器ＯＳＣ１へ送っている。
本来であれば、同期整流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１はａの期間すべてのオ
ン動作が望ましいが、図４に示すようにノイズによる誤動作、あるいは入力電圧の急激な
変化などで、ａの期間より同期整流スイッチのオン状態が伸びることが懸念される。
また、このａの期間はタイマーＴｉｍｅｒで毎回計測され、マスター回路に追随してスイ
ッチングするスレーブ回路における同期整流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ３の
オンパルス時間に割り当てられている。（図６の時刻ｔ７～ｔ８）
すなわち、同期整流スイッチの次のオン期間の参照値として活用する。
上記の理由から、図６に示すように、同期整流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１
のオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１は、ａの期間に対して所定の時間ｃだけ短い期間ｂ（時刻
ｔ３～ｔ４）を生成し、確実に微分回路からａの期間を計測できるようにしている。
ここで、所定の時間ｃ（時刻ｔ４～ｔ５）においてマスター回路の同期整流スイッチはオ
フ状態になるが、この時は同期整流スイッチすなわちＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の
寄生ダイオードを介してリアクトル電流ＩＬ１は流れる。従って、寄生ダイオードの順方
向電圧分の損失が生じるが、リアクトル電流ＩＬ１の電流値はゼロアンペアまで下降して
くるため、大きな損失にならない。
なお、図３に示すように、アクティブスイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のオンパ
ルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２のターンオフと同期整流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１
のオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１のターンオンとの間には、アクティブスイッチＮチャンネ
ルＭＯＳＦＥＴ Ｑ２と同期整流スイッチＱ１が同時にオン状態になって短絡しないよう
に、所定のデッドタイムを設けている。
同時に同期整流スイッチのオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１が出力され、同期整流スイッチの
ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１がオンする。これにより、同期整流スイッチ（またはＮ
チャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の寄生ダイオード）を介してリアクトルＬ１の電流ＩＬ１
は出力平滑コンデンサＣ２に流れる。
ここで、図３のリアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーを放電する期間ａに対して同期整
流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１のターンオン
の期間が期間ｃ分短くなっている。これは、タイマーＴｉｍｅｒで生成されたＯＦＦ時間
２のデータから定数器ＣＤ１で所定の定数（期間ｃに相当）を引いた短縮データとなるＯ
ＦＦ時間１を発振器ＯＳＣ１へ送っている。
本来であれば、同期整流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１はａの期間すべてのオ
ン動作が望ましいが、図４に示すようにノイズによる誤動作、あるいは入力電圧の急激な
変化などで、ａの期間より同期整流スイッチのオン状態が伸びることが懸念される。
また、このａの期間はタイマーＴｉｍｅｒで毎回計測され、マスター回路に追随してスイ
ッチングするスレーブ回路における同期整流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ３の
オンパルス時間に割り当てられている。（図６の時刻ｔ７～ｔ８）
すなわち、同期整流スイッチの次のオン期間の参照値として活用する。
上記の理由から、図６に示すように、同期整流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１
のオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１は、ａの期間に対して所定の時間ｃだけ短い期間ｂ（時刻
ｔ３～ｔ４）を生成し、確実に微分回路からａの期間を計測できるようにしている。
ここで、所定の時間ｃ（時刻ｔ４～ｔ５）においてマスター回路の同期整流スイッチはオ
フ状態になるが、この時は同期整流スイッチすなわちＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の
寄生ダイオードを介してリアクトル電流ＩＬ１は流れる。従って、寄生ダイオードの順方
向電圧分の損失が生じるが、リアクトル電流ＩＬ１の電流値はゼロアンペアまで下降して
くるため、大きな損失にならない。
なお、図３に示すように、アクティブスイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のオンパ
ルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２のターンオフと同期整流スイッチＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ１
のオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ１のターンオンとの間には、アクティブスイッチＮチャンネ
ルＭＯＳＦＥＴ Ｑ２と同期整流スイッチＱ１が同時にオン状態になって短絡しないよう
に、所定のデッドタイムを設けている。
【0020】
スレーブ回路においては、発振器ＯＳＣ２がマスター回路のアクティブスイッチのオンパ
ルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２と同じ幅のパルス信号となるアクティブスイッチＮチャンネルＭＯ
ＳＦＥＴ Ｑ４のオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ４を、オンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２に対して
位相差１８０度遅延して生成し、切替器ＳＷ２を介して送る。（時刻ｔ１～ｔ３に対して
時刻ｔ２～ｔ７が相当する。）
また、同期整流スイッチのオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ３は、発振器ＯＳＣ２によってアク
ティブスイッチＱ４のオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ４のオフとなる時刻ｔ７からデッドタイ
ム時間を挟んで、時刻ｔ８までのａの期間を生成する。ここで、ａの期間は前述のタイマ
ーＴｉｍｅｒの信号であるＯＦＦ時間２がそのまま発振器ＯＳＣ２に入力され、切替器Ｓ
Ｗ２を介して同期整流スイッチのオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ３として送る。
ルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２と同じ幅のパルス信号となるアクティブスイッチＮチャンネルＭＯ
ＳＦＥＴ Ｑ４のオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ４を、オンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ２に対して
位相差１８０度遅延して生成し、切替器ＳＷ２を介して送る。（時刻ｔ１～ｔ３に対して
時刻ｔ２～ｔ７が相当する。）
また、同期整流スイッチのオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ３は、発振器ＯＳＣ２によってアク
ティブスイッチＱ４のオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ４のオフとなる時刻ｔ７からデッドタイ
ム時間を挟んで、時刻ｔ８までのａの期間を生成する。ここで、ａの期間は前述のタイマ
ーＴｉｍｅｒの信号であるＯＦＦ時間２がそのまま発振器ＯＳＣ２に入力され、切替器Ｓ
Ｗ２を介して同期整流スイッチのオンパルス信号Ｖｇｓ＿Ｑ３として送る。
【0021】
以上、図６では、交流電源ＡＣのＬ端子側が正極、Ｎ端子側が負極の条件での波形表示を
しているが、Ｌ端子とＮ端子の極性が反転した場合は、位相検出器ＰＤ１の信号に基づき
切替器ＳＷ１とＳＷ２を介して、アクティブスイッチをＱ１、Ｑ３に切り替え、同期整流
スイッチをＱ２、Ｑ４に切り替えて同様の動作を行わせる。
また、微分回路のＶ＿ＲＣ波形は負極波形から正極波形に反転するので、位相検出器ＰＤ
１の信号に基づき、ＣＰ１ｏｕｔパルスを得るため基準電圧Ｖｒｍを基準電圧Ｖｒに対し
て低い値Ｌに切り替える。
しているが、Ｌ端子とＮ端子の極性が反転した場合は、位相検出器ＰＤ１の信号に基づき
切替器ＳＷ１とＳＷ２を介して、アクティブスイッチをＱ１、Ｑ３に切り替え、同期整流
スイッチをＱ２、Ｑ４に切り替えて同様の動作を行わせる。
また、微分回路のＶ＿ＲＣ波形は負極波形から正極波形に反転するので、位相検出器ＰＤ
１の信号に基づき、ＣＰ１ｏｕｔパルスを得るため基準電圧Ｖｒｍを基準電圧Ｖｒに対し
て低い値Ｌに切り替える。
【0022】
（実施形態３）
図７に示す実施形態３は、図５の実施形態２に対してダイオードＤ１、Ｄ２をＮチャネル
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ５、Ｑ６に置き換えているところが相違点である。それ以外は実施形態
２と同様の構成となっている。
詳しくは、ダイオードをＮチャンネルＭＯＳＦＥＴに置き換えに合わせて、交流入力電源
ＡＣのＬ、Ｎ端子の正負極性を検出するための抵抗Ｒ４～Ｒ６の追加と、集積回路Ｃｏｎ
ｔ１ａから集積回路Ｃｏｎｔ１ｂに変更となる。
実施形態３は、ダイオードＤ１、Ｄ２の代わりに商用周波数を同期整流させるスイッチと
してＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ５、Ｑ６に置き換えている。ここで、交流入力電源ＡＣ
のＬ端子が正極の場合にはＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ５をオフし、ＮチャネルＭＯＳＦ
ＥＴ Ｑ６をオンさせ、交流入力電源ＡＣのＮ端子が正極の場合にはＮチャネルＭＯＳＦ
ＥＴ Ｑ６をオフし、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ５をオンさせるように集積回路Ｃｏｎ
ｔ１ａは駆動信号ＡＯ１、ＡＯ２を出力する。
交流入力電源ＡＣの極性検出に、Ｌ端子とＧＮＤ間に抵抗Ｒ４、Ｒ５の直列抵抗が接続さ
れ、Ｎ端子とＧＮＤ間に抵抗Ｒ６、Ｒ７の直列抵抗が接続されている。各直列抵抗の接続
点が集積回路Ｃｏｎｔ１ｂの位相検出器ＰＤ２に接続され、位相検出器ＰＤ２は図示しな
い内部基準電圧と比較するか、または、直列抵抗の接続点電圧を比較することで、交流入
力電源ＡＣの極性を検出する。
交流入力電源ＡＣのＬ、Ｎ端子の正負極性を検出するための回路部品が増加するが、ダイ
オードＤ１、Ｄ２の順方向電圧損失はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのオン抵抗損失に置き換
わり、損失を大幅に低減できる。これにより負荷電力が大きい場合には、力率改善回路の
効率を上げるとともに、ダイオードＤ１、Ｄ２の放熱に必要だった放熱板を削除できるな
どの効果がある。
図７に示す実施形態３は、図５の実施形態２に対してダイオードＤ１、Ｄ２をＮチャネル
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ５、Ｑ６に置き換えているところが相違点である。それ以外は実施形態
２と同様の構成となっている。
詳しくは、ダイオードをＮチャンネルＭＯＳＦＥＴに置き換えに合わせて、交流入力電源
ＡＣのＬ、Ｎ端子の正負極性を検出するための抵抗Ｒ４～Ｒ６の追加と、集積回路Ｃｏｎ
ｔ１ａから集積回路Ｃｏｎｔ１ｂに変更となる。
実施形態３は、ダイオードＤ１、Ｄ２の代わりに商用周波数を同期整流させるスイッチと
してＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ５、Ｑ６に置き換えている。ここで、交流入力電源ＡＣ
のＬ端子が正極の場合にはＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ５をオフし、ＮチャネルＭＯＳＦ
ＥＴ Ｑ６をオンさせ、交流入力電源ＡＣのＮ端子が正極の場合にはＮチャネルＭＯＳＦ
ＥＴ Ｑ６をオフし、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｑ５をオンさせるように集積回路Ｃｏｎ
ｔ１ａは駆動信号ＡＯ１、ＡＯ２を出力する。
交流入力電源ＡＣの極性検出に、Ｌ端子とＧＮＤ間に抵抗Ｒ４、Ｒ５の直列抵抗が接続さ
れ、Ｎ端子とＧＮＤ間に抵抗Ｒ６、Ｒ７の直列抵抗が接続されている。各直列抵抗の接続
点が集積回路Ｃｏｎｔ１ｂの位相検出器ＰＤ２に接続され、位相検出器ＰＤ２は図示しな
い内部基準電圧と比較するか、または、直列抵抗の接続点電圧を比較することで、交流入
力電源ＡＣの極性を検出する。
交流入力電源ＡＣのＬ、Ｎ端子の正負極性を検出するための回路部品が増加するが、ダイ
オードＤ１、Ｄ２の順方向電圧損失はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのオン抵抗損失に置き換
わり、損失を大幅に低減できる。これにより負荷電力が大きい場合には、力率改善回路の
効率を上げるとともに、ダイオードＤ１、Ｄ２の放熱に必要だった放熱板を削除できるな
どの効果がある。
【0023】
以上、本発明の実施形態を説明したが、上記実施形態は、本発明の技術的思想を具体化
するための例示であって、個々の構成、組合せ等を上記のものに特定するものではない。
本発明は、要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施できる。
例えば、実施形態２、３の位相検出器ＰＤ１、ＰＤ２は電圧の検出としたが、電流の検
出でも、コンデンサカップリングによる検出などでもよい。
するための例示であって、個々の構成、組合せ等を上記のものに特定するものではない。
本発明は、要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施できる。
例えば、実施形態２、３の位相検出器ＰＤ１、ＰＤ２は電圧の検出としたが、電流の検
出でも、コンデンサカップリングによる検出などでもよい。
【産業上の利用可能性】
【0024】
以上のように、本発明に係る力率改善回路の同期整流制御のための集積回路は、臨界モ
ードのブリッジレス力率改善回路及び臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改
善回路に用いるのに好適である。従って、これを用いたＬＣＤ、ＯＬＥＤのＴＶ装置の電
源などに利用可能である。
ードのブリッジレス力率改善回路及び臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改
善回路に用いるのに好適である。従って、これを用いたＬＣＤ、ＯＬＥＤのＴＶ装置の電
源などに利用可能である。
【符号の説明】
【0025】
１ 臨界モードのブリッジレス力率改善回路
１ａ、１ｂ 臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路
ＡＣ 交流入力電源
Ａ／Ｄ ＡＤコンバータ
Ｃ１、Ｃ３ コンデンサ
Ｃ２ 出力平滑コンデンサ
ＣＡＬ１ 演算器
Ｃｏｎｔ１、Ｃｏｎｔ1ａ、Ｃｏｎｔ1ｂ 集積回路
ＣＤ１ 定数器
ＣＰ１ コンパレータ
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
ＥＤ１、ＥＤ２ 切替器
Ｌ１、Ｌ２ リアクトル
Ｌｏａｄ 負荷
ＯＳＣ１、ＯＳＣ２ 発振器
ＰＤ１、ＰＤ２ 位相検出器
Ｑ１～Ｑ６ ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
Ｒ１～Ｒ７ 抵抗
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３ 切替器
Ｔｉｍｅｒ タイマー
Ｖｒｍ、Ｖｒｐ 基準電圧
１ａ、１ｂ 臨界モードのブリッジレス・インターリーブ力率改善回路
ＡＣ 交流入力電源
Ａ／Ｄ ＡＤコンバータ
Ｃ１、Ｃ３ コンデンサ
Ｃ２ 出力平滑コンデンサ
ＣＡＬ１ 演算器
Ｃｏｎｔ１、Ｃｏｎｔ1ａ、Ｃｏｎｔ1ｂ 集積回路
ＣＤ１ 定数器
ＣＰ１ コンパレータ
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
ＥＤ１、ＥＤ２ 切替器
Ｌ１、Ｌ２ リアクトル
Ｌｏａｄ 負荷
ＯＳＣ１、ＯＳＣ２ 発振器
ＰＤ１、ＰＤ２ 位相検出器
Ｑ１～Ｑ６ ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
Ｒ１～Ｒ７ 抵抗
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３ 切替器
Ｔｉｍｅｒ タイマー
Ｖｒｍ、Ｖｒｐ 基準電圧
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
