特許 7527254 電力変換システム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-07-25

(45)【発行日】2024-08-02

(54)【発明の名称】電力変換システム

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20240726BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 H

H02M3/155 W

【請求項の数】 7

(21)【出願番号】P 2021131309

(22)【出願日】2021-08-11

(65)【公開番号】P2023025881

(43)【公開日】2023-02-24

【審査請求日】2023-08-14

(73)【特許権者】

【識別番号】501137636

【氏名又は名称】株式会社ＴＭＥＩＣ

(74)【代理人】

【識別番号】100106909

【弁理士】

【氏名又は名称】棚井 澄雄

(74)【代理人】

【識別番号】100154852

【弁理士】

【氏名又は名称】酒井 太一

(74)【代理人】

【識別番号】100135301

【弁理士】

【氏名又は名称】梶井 良訓

(72)【発明者】

【氏名】本間 宏輝

(72)【発明者】

【氏名】山口 俊行

【審査官】栗栖 正和

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１３－００５６４９（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０２１／０７４９８１（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０１０－００４７２６（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

昇圧動作が可能に構成され中点電位よりも高い正の電圧を出力する正極側コンバータと、昇圧動作が可能に構成され前記中点電位よりも低い負の電圧を出力する負極側コンバータとを含み、前記正極側コンバータと前記負極側コンバータとが前記中点電位の極を挟んで直列に接続されている同期整流型のDCDCコンバータと、
前記DCDCコンバータが出力する電圧と、前記DCDCコンバータに対する入力電圧とに基づいて前記DCDCコンバータの出力電流に関する指令値を調整し、前記調整後の指令値に基づいて前記DCDCコンバータの出力電流に関する電流制御を実施する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記DCDCコンバータが出力する電圧として、前記正極側コンバータが出力する前記正の電圧と前記負極側コンバータが出力する前記負の電圧との平均値を用いて、前記DCDCコンバータに対する入力電圧として、前記正極側コンバータと前記負極側コンバータとに対する入力電圧の変動の大きさを用いて、前記DCDCコンバータの出力電流に関する前記指令値を調整する、
電力変換システム。

【請求項2】

前記制御部は、
前記DCDCコンバータが出力する電圧に係る第１指標値と、前記DCDCコンバータに対する入力電圧に係る第２指標値との割合に基づいて、前記DCDCコンバータの出力電流に関する前記指令値を調整する、
請求項１に記載の電力変換システム。

【請求項3】

昇圧動作が可能に構成され中点電位よりも高い正の電圧を出力する正極側コンバータと、昇圧動作が可能に構成され前記中点電位よりも低い負の電圧を出力する負極側コンバータとを含み、前記正極側コンバータと前記負極側コンバータとが前記中点電位の極を挟んで直列に接続されている同期整流型のDCDCコンバータと、
前記DCDCコンバータが出力する電圧と、前記DCDCコンバータに対する入力電圧とに基づいて前記DCDCコンバータの出力電流に関する指令値を調整し、前記調整後の指令値に基づいて前記DCDCコンバータの出力電流に関する電流制御を実施する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記DCDCコンバータが出力する電圧に係る第１指標値と、前記DCDCコンバータに対する入力電圧に係る第２指標値との割合に基づいて、前記DCDCコンバータの出力電流に関する前記指令値を調整する、
電力変換システム。

【請求項4】

前記正極側コンバータと前記負極側コンバータは、
互いに逆並列に接続されたＳｉＣ型のＭＯＳＦＥＴとＳｉＣ型のダイオードの組を夫々複数含み、
前記制御部は、
前記ダイオードの順方向電流が流れる期間に前記ＭＯＳＦＥＴを導通させて電力損失を低減させるように前記ＭＯＳＦＥＴの導通期間を調整して、前記ＭＯＳＦＥＴをスイッチングさせる、
請求項１から請求項３の何れか１項に記載の電力変換システム。

【請求項5】

前記DCDCコンバータは、
前記正極側コンバータの出力と前記中点電位の極に接続される正極側コンデンサと、
前記負極側コンバータの出力と前記中点電位の極に接続される負極側コンデンサと、
を備える請求項１から請求項４の何れか１項に記載の電力変換システム。

【請求項6】

前記制御部は、
互いに共通する電圧基準と、互いの位相が反転したキャリア信号とを用いたPWM制御によって、前記正極側コンバータと前記負極側コンバータとを制御する、
請求項１から請求項５の何れか１項に記載の電力変換システム。

【請求項7】

前記制御部は、
前記DCDCコンバータの出力側の直流母線の電圧に生じる振動成分を低減させるように、前記DCDCコンバータの電流制御に対する指令値を調整する、
請求項１から請求項６の何れか１項に記載の電力変換システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明の実施形態は、電力変換システムに関する。

【背景技術】

【0002】

蓄電池に蓄えた直流電力を変換して交流電動機を駆動させる電力変換システムにおいて、直流電力を交流電力に変換するインバータの前段にDCDCコンバータ（直流電力変換装置）を設けることがある。このような電力変換システムにおいて、電力変換の大容量化が望まれることがあった。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】特開２０１７－１９２２３９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

本発明の目的は、大容量かつ小形高効率化を可能にする電力変換システムを提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0005】

実施形態の電力変換システムは、DCDCコンバータと、制御部とを備える。DCDCコンバータは、昇圧動作が可能に構成され中点電位よりも高い正の電圧を出力する正極側コンバータと、昇圧動作が可能に構成され前記中点電位よりも低い負の電圧を出力する負極側コンバータとを含み、前記正極側コンバータと前記負極側コンバータとが前記中点電位の極を挟んで直列に接続され、同期整流型で形成されている。制御部は、前記DCDCコンバータが出力する電圧と、前記DCDCコンバータに対する入力電圧とに基づいて前記DCDCコンバータの出力電流に関する指令値を調整し、前記調整後の指令値に基づいて前記DCDCコンバータの出力電流に関する電流制御を実施する。前記制御部は、前記DCDCコンバータが出力する電圧として、前記正極側コンバータが出力する前記正の電圧と前記負極側コンバータが出力する前記負の電圧との平均値を用いて、前記DCDCコンバータに対する入力電圧として、前記正極側コンバータと前記負極側コンバータとに対する入力電圧の変動の大きさを用いて、前記DCDCコンバータの出力電流に関する前記指令値を調整する。

【図面の簡単な説明】

【0006】

【図1】実施形態の電力変換システムの概略構成図。

【図2】実施形態のDCDCコンバータの構成図である。

【図3】実施形態のDCDCコンバータのスイッチング制御を説明するためのタイミングチャートである。

【図4A】実施形態のDCDCコンバータの同期整流モードの動作を説明するための図である。

【図4B】実施形態のDCDCコンバータの同期整流モードの動作を説明するための図である。

【図5】実施形態のDCDCコンバータの同期整流モードにおけるスイッチＱ１からＱ４のゲート制御を説明するための図である。

【図6】実施形態のDCDCコンバータの同期整流モードの動作のシミュレーション結果を説明するための図である。

【発明を実施するための形態】

【0007】

以下、実施形態の電力変換システムを、図面を参照して説明する。

【0008】

なお、以下の説明における「電力変換システム」は、電力変換用の半導体装置として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）などのスイッチング素子を利用する。なお、以下の説明では、半導体装置として、ダイオードが逆並列に接続されたＭＯＳＦＥＴへの適用を例示して説明するが、ＭＯＳＦＥＴをＩＧＢＴに置き換えてもよい。実施形態のＭＯＳＦＥＴとダイオードは、ともにＳｉＣ（silicon carbide）型であってよく、ともにＳｉ（silicon）型であってもよい。

【0009】

また、同一又は類似の機能を有する構成に同一の符号を付す。そして、それらの構成の重複する説明は省略する場合がある。なお、電気的に接続されることを、単に「接続される」ということがある。

【0010】

まず、実施形態の電力変換システム１について説明する。図１は、実施形態の電力変換システム１の概略構成図である。

【0011】

電動機２は、電力変換システム１の負荷の一例である。例えば、電動機２は、スター型（Ｙ形）に結線された３つの巻線を有していて、供給される交流電力に応じて駆動される。電力変換システム１の負荷には上記の電動機２の他に、図示されない変圧器（１次Δ－２次Ｙ）、コンデンサ（Δ）などが含まれていてもよい。この変圧器の１次側は、インバータ１２の交流側に接続される。電動機２は、この変圧器の２次側に接続されていて、変圧器によって変圧された交流電力によって駆動される。

【0012】

電力変換システム１は、例えば、蓄電池１１（電源）と、インバータ１２と、DCDCコンバータ１３と、コンデンサ１５と、制御部２０とを備える。DCDCコンバータ１３は、直流電力変換装置の一例である。

【0013】

蓄電池１１は、その外部から供給される直流電力に基づいて蓄電され、蓄えた直流電力を出力する。蓄電池１１の正極は、電源側直流母線ＳＢＬＰを介して、後述する端子ＴＢＳＰに接続される。蓄電池１１の負極は、電源側直流母線ＳＢＬＮを介して、後述する端子ＴＢＳＮに接続される。

【0014】

DCDCコンバータ１３は、制御により、蓄電池１１から供給される直流電力を昇圧して所望の電圧（直流電圧）を負荷側の端子に出力する。DCDCコンバータ１３の負荷側の端子には、直流リンクの負極Ｎ（直流母線ＢＬＮ）と正極Ｐ（直流母線ＢＬＰ）が接続されている。DCDCコンバータ１３が出力する電圧によって、直流リンクの負極Ｎ（直流母線ＢＬＮ）と正極Ｐ（直流母線ＢＬＰ）の間の電圧になる。

【0015】

DCDCコンバータ１３は、さらに電源側の端子として正極用の端子ＴＢＳＰと負極用の端子ＴＢＳＮの組を備え、負荷側の端子として正極用の端子ＴＢＰと負極用の端子ＴＢＮと端子ＴＢＣの組を備える。端子ＴＢＣは、中点電位になる端子である。

【0016】

端子ＴＢＰには直流母線ＢＬＰが接続され、端子ＴＢＰは、直流母線ＢＬＰを介してインバータ１２の入力の正極に接続されている。端子ＴＢＮには直流母線ＢＬＮが接続され、端子ＴＢＮは、直流母線ＢＬＮを介してインバータ１２の入力の負極に接続されている。端子ＴＢＣには直流母線ＢＬＣが接続され、端子ＴＢＣは、これを介してインバータ１２の入力の中点に接続されている。

【0017】

インバータ１２は、上記の直流リンクの直流母線ＢＬＰ、ＢＬＣ、ＢＬＮを介して供給される直流電力を、制御により交流電力に変換して出力する。上記のDCDCコンバータ１３とインバータ１２は、その内部に電力変換用の半導体スイッチング素子をそれぞれ備える。

【0018】

コンデンサ１５は、DCDCコンバータ１３の入力に並列になるように設けられていて、正極の電力ライン１３ＰＬＰと、負極の電力ライン１３ＰＬＮとの間の電圧を平滑する。コンデンサ１５は、例えば、DCDCコンバータ１３の一部として構成されてもよく、DCDCコンバータ１３の外部に設けられていてもよい。

【0019】

制御部２０は、例えば上位装置から供給される直流電圧基準に基づいて、DCDCコンバータ１３にゲートパルスGPを送り、DCDCコンバータ１３による電力変換量を制御する。また、制御部２０は、インバータ１２にゲートパルスGPを送り、インバータ１２による電力変換量を制御する。以下の説明では、DCDCコンバータ１３とその制御を中心に説明する。

【0020】

以下、電力変換システム１の一例について詳細に後述する。

【0021】

最初に、DCDCコンバータ１３の詳細な構成例について説明する。
DCDCコンバータ１３は、昇圧動作が可能に構成されている。DCDCコンバータ１３は、例えば正極側コンバータ１３Ｐと、負極側コンバータ１３Ｎとを備える。

【0022】

正極側コンバータ１３Ｐは、昇圧動作によって、中点Ｎの電位（中点電位）よりも高い正の電圧を出力する。正極側コンバータ１３Ｐは、例えば、スイッチング素子１３１、１３２と、リアクトル１３ＬＰと、コンデンサ１３ＣＰとを備える。

【0023】

例えば、スイッチング素子１３１は、ＭＯＳＦＥＴ（スイッチＱ１と呼ぶ。）と、これに逆並列に接続されたダイオードＤ１とを備える。スイッチング素子１３２は、ＭＯＳＦＥＴ（スイッチＱ２と呼ぶ。）と、これに逆並列に接続されたダイオードＤ２とを備える。スイッチング素子１３１とスイッチング素子１３２は、直列に接続されていて、スイッチング素子１３１がハイサイドに、スイッチング素子１３２がローサイドになる。

【0024】

スイッチング素子１３１のソースとスイッチング素子１３２のドレインの接続点は、リアクトル１３ＬＰと電力ライン１３ＰＬＰとを介して、端子ＴＢＳＰに接続されている。スイッチング素子１３１のドレインは、端子ＴＢＰに接続されている。スイッチング素子１３２のソースは、端子ＴＢＣに接続されている。端子ＴＢＰと端子ＴＢＣとに並列にコンデンサ１３ＣＰが接続されている。コンデンサ１３ＣＰは、正極側コンバータ１３Ｐの出力と中点電位の極に接続される正極側コンデンサの一例である。

【0025】

負極側コンバータ１３Ｎは、昇圧動作によって、中点電位よりも低い負の電圧を出力する。
負極側コンバータ１３Ｎは、スイッチング素子１３３、１３４と、リアクトル１３ＬＮと、コンデンサ１３ＣＮとを備える。

【0026】

例えば、スイッチング素子１３３は、ＭＯＳＦＥＴ（スイッチＱ３と呼ぶ。）と、これに逆並列に接続されたダイオードＤ３とを備える。スイッチング素子１３４は、ＭＯＳＦＥＴ（スイッチＱ４と呼ぶ。）と、これに逆並列に接続されたダイオードＤ４とを備える。スイッチング素子１３３とスイッチング素子１３４は、直列に接続されていて、スイッチング素子１３４が負極のハイサイドに、スイッチング素子１３３が負極のローサイドになる。

【0027】

スイッチング素子１３３のソースとスイッチング素子１３４のドレインの接続点は、リアクトル１３ＬＮと電力ライン１３ＰＬＮとを介して、端子ＴＢＳＮに接続されている。スイッチング素子１３４のソースは、端子ＴＢＮに接続されている。スイッチング素子１３３のドレインは、端子ＴＢＣに接続されている。端子ＴＢＮと端子ＴＢＣとに並列にコンデンサ１３ＣＮが接続されている。コンデンサ１３ＣＮは、負極側コンバータ１３Ｎの出力と中点電位の極に接続される負極側コンデンサの一例である。

【0028】

上記の通り、正極側コンバータ１３Ｐと負極側コンバータ１３Ｎは、中点電位の極を挟んで直列に接続されている。このように構成されたDCDCコンバータ１３は、同期整流型の一例である。

【0029】

図２は、実施形態のDCDCコンバータの構成図である。
電力変換システム１は、さらにＤＣ電圧センサ１６、１７Ｐ，１７Ｎと、電流センサ１４と、加算器１８とを備える。

【0030】

ＤＣ電圧センサ１６は、コンデンサ１５の端子電圧を検出し、これを示す電圧v_inを出力する。ＤＣ電圧センサ１７Ｐは、コンデンサ１３ＣＰの端子電圧を検出し、これを示す電圧v_pcを出力する。ＤＣ電圧センサ１７Ｎは、コンデンサ１３ＣＮの端子電圧を検出し、これを示す電圧v_cnを出力する。加算器１８は、ＤＣ電圧センサ１７Ｐによって検出された電圧値の大きさ（絶対値）とＤＣ電圧センサ１７Ｎによって検出された電圧値の大きさ（絶対値）を加算して、その演算結果に基づいた電圧v_pnを出力する。電圧v_pnは、上記の通り電圧v_pcと電圧v_cnの和であってもよく、これを２で割った平均値であってもよく、単に上記の和を平均値と呼んでもよい。

【0031】

電流センサ１４は、DCDCコンバータ１３の入力電流を検出して、これを示す入力電流i_dcを出力する。

【0032】

制御部２０は、DCDCコンバータ１３が出力する電圧（電圧v_pn）と、DCDCコンバータ１３に対する入力電圧（電圧v_in）とに基づいてDCDCコンバータ１３の出力電流に関する指令値（電流指令値i_refと呼ぶ。）を調整して、調整後の指令値（電流指令値i_ref*）と、電流センサ１４から取得する入力電流i_dcとに基づいてDCDCコンバータ１３の出力電流に関する電流制御を実施する。

【0033】

例えば、制御部２０は、電圧変動値演算部２１と、減算器２２、２３、２６と、電圧調整器（図中の記載はＡＶＲ。）２４と、乗算器２５と、電流調整器（ＡＣＲ）２７と、加算器２８と、タイミング調整器２９とを備える。

【0034】

電圧変動値演算部２１は、低域通過フィルタ２１ａ、２１ｂと、除算器２１ｃ、２１ｄとを備える。

【0035】

低域通過フィルタ２１ａ、２１ｂは、所定の遮断周波数よりも低域の周波数成分を通過させるローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。これによって、上記の遮断周波数よりも高域の周波数成分が減衰される。

【0036】

低域通過フィルタ２１ａは、電圧v_inの低域周波数成分を、電圧v_in_lpfとして出力する。除算器２１ｃは、電圧v_inを、電圧v_in_lpfで除算することで、その商を電圧比v_in_rateとして出力する。電圧比v_in_rateは、電圧v_inに含まれている変動成分の量を示す指標値になる。

【0037】

低域通過フィルタ２１ｂは、電圧v_pnの低域周波数成分を、電圧v_pn_lpfとして出力する。除算器２１ｄは、電圧v_in_lpfを、電圧v_pn_lpfで除算することで、その商を電圧比v_gainとして出力する。電圧比v_gainは、電圧v_pnの低域周波数成分の大きさ（振幅）に対する電圧v_inの低域周波数成分の大きさ（振幅）の比率を示す指標値になる。

【0038】

減算器２２は、所定のオフセットi0から電圧比v_gainを減算して、変調率調整量m_adjを生成する。

【0039】

減算器２３は、直流電圧基準v_refと電圧v_pnとの差を示す電圧偏差Δｖを算出する。電圧調整器２４は、例えば比例積分演算によって、電圧偏差Δvが０になるような電流基準i_refを生成する。電圧v_pnは、電圧制御における帰還量になる。

【0040】

乗算器２５は、電流基準i_refに電圧比v_in_rateを掛けて、電流基準i_ref*を生成する。

【0041】

減算器２６は、電流基準i_ref*と入力電流i_dcとの差を示す電流偏差Δiを算出する。電流調整器２７は、例えば比例積分演算によって、電流偏差Δiが０になるような変調率基準m_ref*を生成する。電圧i_dcは、電流制御における帰還量になる。

【0042】

加算器２８は、変調率基準m_ref*に変調率調整量m_adjを加算して、変調率基準m_refを生成する。

【0043】

タイミング調整器２９は、変調率基準m_refと、キャリア信号fp，fnとを用いて、スイッチＱ１からＱ４のＯＮ/ＯＦＦを制御するためのパルス信号を生成して、このパルス信号に対するデッドタイムの調整を行って、スイッチＱ１からＱ４に対するゲートパルスを生成する。

【0044】

例えば、タイミング調整器２９は、比較器２９ａ、２９ｂと、NOT演算ブッロク２９ｃ、２９ｄと、波形成型ブロック２９ｆから２９ｈとを備える。波形成型ブロック２９ｆから２９ｈは、予め定められた時間幅でデッドタイムを付与するように、入力される信号のパルス幅を短縮して出力する。

【0045】

比較器２９ａは、変調率基準m_refと、キャリア信号fpとを比較して、その結果を２値で示すパルス信号refp_pを生成する。NOT演算ブッロク２９ｃは、パルス信号refp_pの論理を反転して、波形成型ブロック２９eに供給する。波形成型ブロック２９eは、これに基づいたゲートパルスgate_Q1を生成する。波形成型ブロック２９ｆは、パルス信号refp_pに基づいたゲートパルスgate_Q2を生成する。

【0046】

比較器２９ｂは、変調率基準m_refと、キャリア信号fnとを比較して、その結果を２値で示すパルス信号refp_nを生成する。NOT演算ブッロク２９ｄは、パルス信号refp_nの論理を反転して、波形成型ブロック２９ｈに供給する。波形成型ブロック２９ｈは、これに基づいたゲートパルスgate_Q4を生成する。波形成型ブロック２９gは、パルス信号refp_nに基づいたゲートパルスgate_Q3を生成する。

【0047】

図３は、実施形態のDCDCコンバータのスイッチング制御を説明するためのタイミングチャートである。図３の上段側から、（ａ）にキャリア信号fp、fnと変調率基準m_refを示し、（ｂ）に入力電流i_dcを示し、（ｃ）から（ｆ）に夫々スイッチＱ１からＱ４のゲートパルスを示す。以下の説明において、スイッチＱ１からＱ４を単に、Ｑ１からＱ４と呼ぶことがある。

【0048】

図４Ａと図４Ｂは、実施形態のDCDCコンバータの同期整流モードの動作を説明するための図である。図５は、実施形態のDCDCコンバータの同期整流モードにおけるスイッチＱ１からＱ４のゲート制御に関する真理値表を示す図である。

【0049】

図４Ａ（ａ）に示すモード１について説明する。モード１では、Ｑ１とＱ４をＯＮ状態に、Ｑ２とＱ３をＯＦＦ状態にする。これにより、蓄電池１１の正極を起点に、リアクトル１３ＬＰ、Ｑ１、負荷Ｒ、Ｑ４、リアクトル１３ＬＮを通って、蓄電池１１の負極に戻る電流経路が形成される。このときコンデンサ１３ＣＰ、１３ＣＮは、ともに放電状態になり、コンデンサ１３ＣＰから負荷Ｒを通ってコンデンサ１３ＣＮに電流が流れる。

【0050】

次に、図４Ａ（ｂ）に示すモード２について説明する。モード２では、Ｑ４をＯＮ状態に、Ｑ１とＱ２とＱ３をＯＦＦ状態にする。これにより、蓄電池１１の正極を起点に、リアクトル１３ＬＰ、Ｄ１、負荷Ｒ、Ｑ４、リアクトル１３ＬＮを通って、蓄電池１１の負極に戻る電流経路が形成される。このときコンデンサ１３ＣＰ、１３ＣＮは、ともに放電状態になり、コンデンサ１３ＣＰから負荷Ｒを通ってコンデンサ１３ＣＮに電流が流れる。

【0051】

次に、図４Ａ（ｃ）に示すモード３について説明する。モード３では、Ｑ２とＱ４をＯＮ状態に、Ｑ１とＱ３をＯＦＦ状態にする。これにより、蓄電池１１の正極を起点に、リアクトル１３ＬＰ、Ｑ２、コンデンサ１３ＣＮ、Ｑ４、リアクトル１３ＬＮを通って、蓄電池１１の負極に戻る電流経路が形成される。このときコンデンサ１３ＣＮは、充電される。なお、モード１、２と同様に、コンデンサ１３ＣＰから負荷Ｒを通ってコンデンサ１３ＣＮに電流が流れる。

【0052】

次に、図４Ａ（ｄ）に示すモード４と、図４Ｂ（ａ）に示すモード５とについて説明する。モード４は、前述のモード２と同じである。モード５は、前述のモード１と同じである。

【0053】

次に、図４Ｂ（ｂ）に示すモード６について説明する。モード６では、Ｑ１をＯＮ状態に、Ｑ２とＱ３とＱ４とをＯＦＦ状態にする。これにより、蓄電池１１の正極を起点に、リアクトル１３ＬＰ、Ｑ１、負荷Ｒ、Ｄ４、リアクトル１３ＬＮを通って、蓄電池１１の負極に戻る電流経路が形成される。このときコンデンサ１３ＣＰ、１３ＣＮは、ともに放電状態になり、コンデンサ１３ＣＰから負荷Ｒを通ってコンデンサ１３ＣＮに電流が流れる。

【0054】

次に、図４Ｂ（ｃ）に示すモード７について説明する。モード７では、Ｑ１とＱ３をＯＮ状態に、Ｑ２とＱ４をＯＦＦ状態にする。これにより、蓄電池１１の正極を起点に、リアクトル１３ＬＰ、Ｑ１、コンデンサ１３ＣＰ、Ｑ３、リアクトル１３ＬＮを通って、蓄電池１１の負極に戻る電流経路が形成される。このときコンデンサ１３ＣＰは、充電される。なお、モード１、２と同様に、コンデンサ１３ＣＰから負荷Ｒを通ってコンデンサ１３ＣＮに電流が流れる。

【0055】

次に、図４Ｂ（ｄ）に示すモード８について説明する。モード８は、前述のモード６と同じである。

【0056】

上記の実施形態によれば、制御部２０は、DCDCコンバータ１３が出力する電圧と、DCDCコンバータ１３に対する入力電圧とに基づいてDCDCコンバータ１３の出力電流に関する指令値を調整し、その調整後の指令値に基づいてDCDCコンバータ１３の出力電流に関する電流制御を実施する。これにより、電力変換システム１の大容量かつ小形高効率化を可能にする。

【0057】

例えば、制御部２０は、上記のDCDCコンバータ１３が出力する電圧として、正極側コンバータ１３Ｐが出力する正の電圧v_pcと負極側コンバータ１３Ｎが出力する負の電圧v_cnとの平均値を用いるとよい。制御部２０は、DCDCコンバータ１３に対する入力電圧v_inとして、正極側コンバータ１３Ｐと負極側コンバータ１３Ｎとに対する入力電圧v_inの変動の大きさを用いて、DCDCコンバータ１３の出力電流に関する指令値（電流基準i_ref）を調整することで、電流基準i_ref*を生成してもよい。

【0058】

制御部２０は、DCDCコンバータ１３が出力する電圧に係る第１指標値（電圧v_pn）と、DCDCコンバータ１３に対する入力電圧v_inに係る第２指標値との割合（電圧比v_gain）に基づいて、DCDCコンバータ１３の出力電流に関する指令値（変調率基準m_ref）を調整するとよい。

【0059】

制御部２０は、正極側コンバータ１３Ｐと負極側コンバータ１３Ｎによって、互いに共通する電圧基準である変調率基準m_refと、互いの位相が反転したキャリア信号とを用いたPWM制御によって、正極側コンバータ１３Ｐと負極側コンバータ１３Ｎとを制御するとよい。

【0060】

制御部２０は、直流母線の入力電圧（電圧v_in）に生じる振動成分を低減させるように、DCDCコンバータ１３の出力電流に関する指令値（電流基準i_ref）を調整して電流基準i_ref*を生成してもよい。

【0061】

図６は、実施形態のDCDCコンバータの同期整流モードの動作のシミュレーション結果を説明するための図である。

【0062】

図６の上段側から順に、出力電圧（電圧v_pn）、入力電圧（電圧v_in）、入力電流i_dc（リアクトル電流）の振幅を示す。横軸は、時間軸を示す。

【0063】

この図６の時間軸の左端に当たる初期状態は、比較的少ない電流で、電動機２を駆動させている状態とし、時刻ｔ１において、電流基準を調整して負荷をステップ状に増加させたことをモデル化している。なお、初期状態から時刻ｔ２までは、本実施形態の制御を適用させていない比較例としての動作を示す。時刻t２において、本実施形態の制御を適用して、それ以降、最後まで本実施形態の制御を継続している。

【0064】

時刻ｔ１において、負荷が増加する変動が生じて、これに応じて出力電圧（電圧v_pn）が低下し、入力電圧（電圧v_in）が振動して不安定になっている。この振動が収束しないため、この不安定な状態は、時刻ｔ２まで継続している。この結果から、比較例の場合には、負荷が増加する変動に対する制御の安定性を確保できないこと、一旦不安定になるとそれが解消しないことがわかる。

【0065】

そこで、時刻ｔ２に、本実施形態の制御を適用すると、入力電圧（電圧v_in）に生じていた振動が収束して安定する。この安定になった状態は時刻ｔ３まで継続する。

【0066】

時刻ｔ３において、入力電圧（電圧v_in）を増加させる変動が生じさせている。これにより、出力電圧（電圧v_pn）、入力電圧（電圧v_in）、及び入力電流i_dc（リアクトル電流）のそれぞれに過渡的な振動性の変動がみられるが、比較的短い時間でその振動性の変動が収束することが確認できた。

【0067】

実施形態によれば、電力変換システム１は、DCDCコンバータ１３と、制御部２０とを備える。DCDCコンバータ１３は、昇圧動作が可能に構成され中点電位よりも高い正の電圧を出力する正極側コンバータ１３Ｐと、昇圧動作が可能に構成され前記中点電位よりも低い負の電圧を出力する負極側コンバータ１３Ｎとを含む。正極側コンバータ１３Ｐと負極側コンバータ１３Ｎとが中点電位の極を挟んで直列に接続され、DCDCコンバータ１３が同期整流型で形成されている。制御部２０は、DCDCコンバータ１３が出力する電圧と、DCDCコンバータ１３に対する入力電圧とに基づいてDCDCコンバータ１３の出力電流に関する指令値を調整し、調整後の指令値に基づいてDCDCコンバータ１３の出力電流に関する電流制御を実施する。これにより、電力変換システム１は、大容量かつ小形高効率化を可能にする。

【0068】

上記の通り、正極側コンバータ１３Ｐと負極側コンバータ１３Ｎは、互いに逆並列に接続されたＳｉＣ型のＭＯＳＦＥＴとＳｉＣ型のダイオードとの組を夫々複数含む。制御部２０は、そのダイオードの順方向電流が流れる期間にＭＯＳＦＥＴを導通させて電力損失を低減させるようにＭＯＳＦＥＴの導通期間を調整して、ＭＯＳＦＥＴをスイッチングさせるとよい。このような構成によれば、ＭＯＳＦＥＴとダイオードの損失を低減させることができ、放熱用のフィンなどを含めた大きさを比較的小さくすることが可能になる。

【0069】

このような構成の電力変換システム１は、DCDCコンバータ１３の負荷変動（出力電圧変動）に対して、DCDCコンバータ１３の入力電流（リアクトル電流）と出力電圧の安定性を確保することができる。仮に、DCDCコンバータ１３の入力電圧に変動（外乱）が生じた場合であっても、ダブルチョッパの入力電流（リアクトル電流）と出力電圧の安定性を確保できることが、上記のシミュレーションの結果から確認できる。

【0070】

なお、DCDCコンバータ１３の入力側には、フィルタとして機能させるコンデンサ１５とリアクトルとが設けられている。直流電源側からDCDCコンバータ１３までの構成は、コンデンサ１５、リアクトル、スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）、コンデンサ１３ＣＰと１３ＣＮの順に配列されている。

【0071】

制御部２０は、電流基準i_ref*と入力電流i_dcとの差を示す電流偏差Δiが０になるようにPWM制御するフィードバック制御系と、さらに、別の電圧基準v_inと、出力電圧v_pnの低域周波数成分（v_pn_lpf）の比率と、オフセット（i_0）とに基づくフィードフォワード制御とを組み合わせた２自由度制御系を形成している。その中で、制御部２０は、電流基準i_refに比率を掛けて、電流基準i_ref*を生成する。制御部２０は、フィードバック制御系の制御量と、フィードフォワード制御系の制御量との比率は、予め定められていてもよく、制御系の状態に応じて適応的に変更してもよい。

【0072】

以上説明した少なくとも一つの実施形態によれば、電力変換システムは、DCDCコンバータと、制御部とを備える。DCDCコンバータは、昇圧動作が可能に構成され中点電位よりも高い正の電圧を出力する正極側コンバータと、昇圧動作が可能に構成され前記中点電位よりも低い負の電圧を出力する負極側コンバータとを含み、前記正極側コンバータと前記負極側コンバータとが前記中点電位の極を挟んで直列に接続され、同期整流型で形成されている。制御部は、前記DCDCコンバータが出力する電圧と、前記DCDCコンバータに対する入力電圧とに基づいて前記DCDCコンバータの出力電流に関する指令値を調整し、前記調整後の指令値に基づいて前記DCDCコンバータの出力電流に関する電流制御を実施することにより、大容量かつ小形高効率化を可能にする。

【0073】

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

【符号の説明】

【0074】

１…電力変換システム、２…電動機、１１…蓄電池、１２…インバータ、１３…DCDCコンバータ、１４…電流センサ、１５…コンデンサ、１６、１７Ｐ、１７Ｎ…ＤＣ電圧センサ、２０…制御部、２１…電圧変動値演算部、２２、２３、２６…減算器、２４…電圧調整器（ＡＶＲ）、２５…乗算器、２７…電流調整器（ＡＣＲ）、２８…加算器、２９…タイミング調整器

【図1】

【図2】

【図3】

【図4A】

【図4B】

【図5】

【図6】