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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-07-29
(45)【発行日】2024-08-06
(54)【発明の名称】ＤＣＤＣコンバータの制御装置
(51)【国際特許分類】
H02M 3/155 20060101AFI20240730BHJP
【ＦＩ】
H02M3/155 B
【請求項の数】
4
(21)【出願番号】P 2020137571
(22)【出願日】2020-08-17
(65)【公開番号】P2022033593
(43)【公開日】2022-03-02
【審査請求日】2023-06-15
(73)【特許権者】
【識別番号】000006895
【氏名又は名称】矢崎総業株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110002000
【氏名又は名称】弁理士法人栄光事務所
(72)【発明者】
【氏名】中津川 義規
【審査官】柳下 勝幸
(56)【参考文献】
【文献】特開２０１０－１３０８２６（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１８－０８８７８９（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００７－３２５４３０（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ３／１５５
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
インダクタンス、スイッチ素子及び平滑コンデンサを有し、直流電源の電圧変換を行うＤＣＤＣコンバータの制御装置であって、前記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧の測定値と目標値との偏差に基づいて、前記スイッチ素子のオンオフをフィードバック制御する制御部と、
前記ＤＣＤＣコンバータの電圧変換を無効にした状態で、前記平滑コンデンサを所定のプリチャージ電圧までプリチャージした後、前記ＤＣＤＣコンバータの電圧変換を有効にするプリチャージ回路と、を備え、
前記制御部は、前記ＤＣＤＣコンバータを起動するときに前記目標値を所望の目標値まで徐々に上げるソフトスタート制御を行い、
前記プリチャージ回路は、
前記直流電源と前記平滑コンデンサとの間に設けられた第１スイッチと、
前記直流電源と前記ＤＣＤＣコンバータの入力との間に設けられた第２スイッチと、
前記平滑コンデンサの両端電圧と前記プリチャージ電圧とを比較し、前記平滑コンデンサの両端電圧が前記プリチャージ電圧に達していない場合、前記第１スイッチをオンすると共に前記第２スイッチをオフし、前記平滑コンデンサの両端電圧が前記プリチャージ電圧に達した場合、前記第１スイッチをオフすると共に前記第２スイッチをオンするコンパレータと、を有する、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置。
【請求項2】
請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置であって、前記プリチャージ電圧は、前記直流電源の供給電圧と等しい、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置。
【請求項3】
請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置であって、前記プリチャージ電圧は、前記直流電源の供給電圧より低い、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置。
【請求項4】
請求項１～３何れか１項に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置において、前記制御部は、前記平滑コンデンサをプリチャージした後、前記目標値を前記プリチャージ電圧から前記所望の目標値まで徐々に上げるソフトスタート制御を行う、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、ＤＣＤＣコンバータの制御装置に関する。
【背景技術】
【0002】
電気自動車やハイブリッド車、燃料電池車においては、バッテリ（直流電源）からの直流電源をインバータにより交流に変換して電動モータに供給している（力行）。また、電動モータの回生電力をインバータにより直流に変換してバッテリに蓄電している（回生）。また、バッテリとインバータとの間に双方向ＤＣＤＣコンバータを設け、バッテリからの電源を昇圧してインバータに供給し、インバータからの電源を降圧してバッテリに供給している。
【0003】
上述したＤＣＤＣコンバータは、出力電圧を０Ｖから起動する際に、様々な問題が生じる。起動時のＤＣＤＣコンバータの制御として、起動時に所定時間だけ入力平滑コンデンサにプリチャージ抵抗を接続して、入力平滑コンデンサへの充電電流を抑制するものが提案されている（特許文献１）。
【0004】
また、電流共振型のＤＣＤＣコンバータにおいて、起動時にスイッチング素子のスイッチング周波数を高い周波数から徐々に下げていくソフトスタートを行うものが提案されている（特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
【文献】特開平３－１７８５５３号公報
【文献】特開２０１７－１６３７７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
しかし、いずれの従来技術も、起動時にＤＣＤＣコンバータを構成するスイッチ素子などの半導体素子の発熱を抑制することができない、という問題があった。
【0007】
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、起動時の半導体素子の発熱を抑制することができるＤＣＤＣコンバータの制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0008】
前述した目的を達成するために、本発明に係るＤＣＤＣコンバータの制御装置は、下記［１］～［４］を特徴としている。
［１］
インダクタンス、スイッチ素子及び平滑コンデンサを有し、直流電源の電圧変換を行うＤＣＤＣコンバータの制御装置であって、
前記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧の測定値と目標値との偏差に基づいて、前記スイッチ素子のオンオフをフィードバック制御する制御部と、
前記ＤＣＤＣコンバータの電圧変換を無効にした状態で、前記平滑コンデンサを所定のプリチャージ電圧までプリチャージした後、前記ＤＣＤＣコンバータの電圧変換を有効にするプリチャージ回路と、を備え、
前記制御部は、前記ＤＣＤＣコンバータを起動するときに前記目標値を所望の目標値まで徐々に上げるソフトスタート制御を行い、
前記プリチャージ回路は、
前記直流電源と前記平滑コンデンサとの間に設けられた第１スイッチと、
前記直流電源と前記ＤＣＤＣコンバータの入力との間に設けられた第２スイッチと、
前記平滑コンデンサの両端電圧と前記プリチャージ電圧とを比較し、前記平滑コンデンサの両端電圧が前記プリチャージ電圧に達していない場合、前記第１スイッチをオンすると共に前記第２スイッチをオフし、前記平滑コンデンサの両端電圧が前記プリチャージ電圧に達した場合、前記第１スイッチをオフすると共に前記第２スイッチをオンするコンパレータと、を有する、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置であること。
［２］
［１］に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置であって、
前記プリチャージ電圧は、前記直流電源の供給電圧と等しい、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置であること。
［３］
［１］に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置であって、
前記プリチャージ電圧は、前記直流電源の供給電圧より低い、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置であること。
［４］
［１］～［３］何れか１項に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置において、
前記制御部は、前記平滑コンデンサをプリチャージした後、前記目標値を前記プリチャージ電圧から前記所望の目標値まで徐々に上げるソフトスタート制御を行う、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置であること。
［１］
インダクタンス、スイッチ素子及び平滑コンデンサを有し、直流電源の電圧変換を行うＤＣＤＣコンバータの制御装置であって、
前記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧の測定値と目標値との偏差に基づいて、前記スイッチ素子のオンオフをフィードバック制御する制御部と、
前記ＤＣＤＣコンバータの電圧変換を無効にした状態で、前記平滑コンデンサを所定のプリチャージ電圧までプリチャージした後、前記ＤＣＤＣコンバータの電圧変換を有効にするプリチャージ回路と、を備え、
前記制御部は、前記ＤＣＤＣコンバータを起動するときに前記目標値を所望の目標値まで徐々に上げるソフトスタート制御を行い、
前記プリチャージ回路は、
前記直流電源と前記平滑コンデンサとの間に設けられた第１スイッチと、
前記直流電源と前記ＤＣＤＣコンバータの入力との間に設けられた第２スイッチと、
前記平滑コンデンサの両端電圧と前記プリチャージ電圧とを比較し、前記平滑コンデンサの両端電圧が前記プリチャージ電圧に達していない場合、前記第１スイッチをオンすると共に前記第２スイッチをオフし、前記平滑コンデンサの両端電圧が前記プリチャージ電圧に達した場合、前記第１スイッチをオフすると共に前記第２スイッチをオンするコンパレータと、を有する、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置であること。
［２］
［１］に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置であって、
前記プリチャージ電圧は、前記直流電源の供給電圧と等しい、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置であること。
［３］
［１］に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置であって、
前記プリチャージ電圧は、前記直流電源の供給電圧より低い、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置であること。
［４］
［１］～［３］何れか１項に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置において、
前記制御部は、前記平滑コンデンサをプリチャージした後、前記目標値を前記プリチャージ電圧から前記所望の目標値まで徐々に上げるソフトスタート制御を行う、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置であること。
【0009】
上記［１］の構成のＤＣＤＣコンバータの制御装置によれば、プリチャージ回路及び制御部のソフトスタート制御により、スイッチ素子などの半導体素子の発熱を抑制することができる。
【0010】
更に、上記［１］の構成のＤＣＤＣコンバータの制御装置によれば、プリチャージ回路を容易に構成できる。
【0011】
上記［２］の構成のＤＣＤＣコンバータの制御装置によれば、プリチャージ電圧を直流電源と等しくすることにより、起動時のインダクタンスから平滑コンデンサへの還流をより一層抑制し、スイッチ素子などの半導体素子の発熱を抑制することができる。
【0012】
上記［３］の構成のＤＣＤＣコンバータの制御装置によれば、プリチャージ電圧を直流電源より低くすることにより、高速に平滑コンデンサをプリチャージすることができ、高速でＤＣＤＣコンバータを起動することができる。
【0013】
上記［４］の構成のＤＣＤＣコンバータの制御装置によれば、目標値を０Ｖから所望の目標値まで上げる必要がなく、より一層、スイッチ素子などの半導体素子の発熱を抑制することができる。
【発明の効果】
【0014】
本発明によれば、スイッチ素子などの半導体素子の発熱を抑制したＤＣＤＣコンバータの制御装置を提供することができる。
【0015】
以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための形態（以下、「実施形態」という。）を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【0016】
【発明を実施するための形態】
【0017】
本発明に関する具体的な実施形態について、各図を参照しながら以下に説明する。
【0018】
（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態を、図１乃至図３に基づいて説明する。図１に示すように、車両用電源システム１は、バッテリ２（直流電源）と、双方向ＤＣＤＣコンバータ３と、コンバータ制御装置４と、インバータ５と、インバータ制御装置６と、ＰＭＳＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）７と、走行負荷８と、を備えている。
以下、本発明の第１実施形態を、図１乃至図３に基づいて説明する。図１に示すように、車両用電源システム１は、バッテリ２（直流電源）と、双方向ＤＣＤＣコンバータ３と、コンバータ制御装置４と、インバータ５と、インバータ制御装置６と、ＰＭＳＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）７と、走行負荷８と、を備えている。
【0019】
バッテリ２は、車両に搭載され、複数の二次電池が直並列に接続されて構成されている。例えば、バッテリ２の供給電圧が２００Ｖ、ＤＣＤＣコンバータ３のインバータ側電圧ＶＤＣ（図２参照）の目標値Ｖdc＊を６５０Ｖ（＝所望の目標電圧）に設定した場合のＤＣＤＣコンバータ３の動作について説明する。車両の加速走行制御時に後述するＰＭＳＭ７が力行動作して、バッテリ２が２００Ｖで放電する。このとき、ＤＣＤＣコンバータ３は、２００Ｖから６５０Ｖに昇圧して、インバータ５へ６５０Ｖを供給する。また、車両の減速走行制御時に後述するＰＭＳＭ７が回生動作し、インバータ５からバッテリ２に電流が流れる。このとき、ＤＣＤＣコンバータ３は、６５０Ｖから２００Ｖに降圧し、バッテリ２に２００Ｖを供給して、バッテリ２を充電する。
【0020】
コンバータ制御装置４は、図２に示すように、後述するプリチャージ回路４１と、マイクロコンピュータから構成され、双方向ＤＣＤＣコンバータ３を制御する制御部４２と、を有している。
【0021】
図１に示すインバータ５は、スイッチ素子（図示せず）を有する。インバータ５は、このスイッチ素子がオンオフ制御されると、双方向ＤＣＤＣコンバータ３からの直流電源を交流電源に変換してＰＭＳＭ７に供給する。また、インバータ５は、ＰＭＳＭ７からの交流電源を直流電源に変換して双方向ＤＣＤＣコンバータ３に出力する。インバータ制御装置６は、特開２０２０－３１５０２号公報に示されたものと同様であるため、ここでは簡単に説明する。インバータ制御装置６は、ＰＭＳＭ７が駆動する車両の速度の指令値に基づいて、ＰＭＳＭ７に流れるモータ電流の指令値を定め、モータ電流の指令値に基づいて上記インバータ５のスイッチ素子をオンオフ制御する。
【0022】
ＰＭＳＭ７は、所謂三相交流モータの一種であり、バッテリ２からの電力供給を受けて、走行負荷８を駆動する。また、ＰＭＳＭ７は、坂道や減速時などに発電機として働き、回生電流を発生し、バッテリ２に供給する。
【0023】
次に、上述したＤＣＤＣコンバータ３について説明する。双方向ＤＣＤＣコンバータ３は、図２に示すように、インダクタンスＬと、一対の半導体スイッチＱ１、Ｑ２（スイッチ素子、半導体素子）と、入力コンデンサＣ１と、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２（平滑コンデンサ）と、を備えている。インダクタンスＬの一端は、バッテリ２の正極に接続されている。インダクタンスＬの他端は、互いに直列接続された一対の半導体スイッチＱ１、Ｑ２間に接続される。
【0024】
半導体スイッチＱ１、Ｑ２は、互いに直列接続される。半導体スイッチＱ２の半導体スイッチＱ１から離れた側の端部は、インバータ５の正極に接続される。半導体スイッチＱ１の半導体スイッチＱ２から離れた側の端部は、接地されている。また、半導体スイッチＱ１、Ｑ２には各々、ダイオードＤ１、Ｄ２が並列接続されている。入力コンデンサＣ１は、インダクタンスＬのバッテリ２側に接続されている。出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２は、互いに並列に接続されている。出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２は、一対の半導体スイッチＱ１、Ｑ２のインバータ５側に並列接続されている。
【0025】
上述したＤＣＤＣコンバータ３は、インバータ５からバッテリ２に電流が流れる回生時に、パルス信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２（図３）により半導体スイッチＱ１、Ｑ２をオンオフすると、インバータ５の電圧を降圧又は昇圧してバッテリ２に供給する。一方、ＤＣＤＣコンバータ３は、バッテリ２からインバータ５に電流が流れる力行時に、デューティが制御されたパルス信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２に応じて半導体スイッチＱ１、Ｑ２がオンオフすると、インバータ５の電圧を降圧又は昇圧してバッテリ２に供給する。
【0026】
また、上述した双方向ＤＣＤＣコンバータ３には、図２に示すように、バッテリ側電圧計３１と、バッテリ側電流計３２と、インバータ側電圧計３３と、インバータ側電流計３４と、を備えている。バッテリ側電圧計３１は、インダクタンスＬよりもバッテリ２側のバッテリ側電圧ＶＢＡＴＴを測定し、その測定値Ｖbattを後述する制御部４２に出力する。バッテリ側電流計３２は、インダクタンスＬよりもバッテリ２側のバッテリ側電流ＩＢＡＴＴを測定し、その測定値Ｉbattを制御部４２に出力する。
【0027】
インバータ側電圧計３３は、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２よりもインバータ５側のインバータ側電圧ＶＤＣを計測し、その測定値Ｖdcを制御部４１に出力する。インバータ側電流計３４は、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２よりもインバータ５側のインバータ側電流ＩＤＣを測定し、その測定値Ｉdcを制御部４１に出力する。
【0028】
次に、コンバータ制御装置４を構成するプリチャージ回路４１について図２を参照して説明する。プリチャージ回路４１は、ＤＣＤＣコンバータ３による電圧変換を無効にした状態で、バッテリ２により出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２を所定のプリチャージ電圧（本実施形態では例えばバッテリ２の供給電圧と同じ２００Ｖ）までプリチャージする。また、プリチャージ回路４１は、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２を２００Ｖまでプリチャージした後、ＤＣＤＣコンバータ３による電圧変換を有効にする。
【0029】
プリチャージ回路４１は、第１スイッチＳ１と、電流制限抵抗Ｒと、第２スイッチＳ２と、コンパレータ４１Ａと、ＮＯＴ４１Ｂと、を有している。第１スイッチＳ１は、バッテリ２と出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２とを直接接続する接続ラインＬ１上に設けられている。電流制限抵抗Ｒは、上記接続ラインＬ１上に設けられている。第２スイッチＳ２は、バッテリ２とＤＣＤＣコンバータ３との入力との間に設けられている。第１、第２スイッチＳ１、Ｓ２は、例えばトランジスタスイッチから構成されている。コンパレータ４１Ａには、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２の両端電圧とプリチャージ電圧とが入力され、これら電圧の比較結果を出力する。本実施形態では、プリチャージ電圧が、バッテリ２の供給電圧に設定されているため、バッテリ２の供給電圧がコンパレータ４１Ａに入力される。
【0030】
本実施形態では、コンパレータ４１Ａは、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２の両端電圧がプリチャージ電圧に達していない場合、Ｌｏｗ信号を出力し、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２がプリチャージ電圧に達している場合、Ｈｉ信号を出力する。コンパレータ４１Ａの出力は、入力を反転して出力するＮＯＴ４１Ｂを介して第１スイッチＳ１のベースに接続される。また、コンパレータ４１Ａの出力は、第２スイッチＳ２のベースに接続される。
【0031】
上記コンパレータ４１Ａは、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２の両端電圧がプリチャージ電圧に達していない場合、第１スイッチＳ１をオンすると共に第２スイッチＳ２をオフする。第２スイッチＳ２をオフすると、バッテリ２とＤＣＤＣコンバータ３の入力とが切断され、ＤＣＤＣコンバータ３による電圧変換が無効となる。また、第１スイッチＳ１をオンすると、バッテリ２と出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２とが電流制限抵抗Ｒを介して接続され、バッテリ２により出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２が充電される。
【0032】
上記コンパレータ４１Ａは、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２の両端電圧がプリチャージ電圧に達している場合、第１スイッチＳ１をオフすると共に第２スイッチＳ２をオンする。第２スイッチＳ２をオンすると、バッテリ２とＤＣＤＣコンバータ３の入力とが接続され、ＤＣＤＣコンバータ３による電圧変換が有効となる。また、第１スイッチＳ１をオンすると、バッテリ２と出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２との電流制限抵抗を介した接続が遮断される。
【0033】
次に、コンバータ制御装置４を構成する制御部４２について図３を参照して説明する。制御部４２の構成は、特開２０１９－５４７１６号公報と同様であるため、ここでは簡単に説明する。制御部４２は、ＶＤＣコントローラ４２１と、ＩＢＡＴＴコントローラ４２２と、ＩＤＣコントローラ４２３と、ＰＷＭ部４２４と、ロジック回路４２５と、を備えている。
【0034】
ＶＤＣコントローラ４２１は、インバータ側電圧の測定値Ｖdcと目標値Ｖdc＊との偏差に基づいてバッテリ側電流の目標値Ｉbatt＊を定める。即ち、ＶＤＣコントローラ４２１は、インバータ側電圧（ＤＣＤＣコンバータ３の出力電圧）の測定値Ｖdcと目標値Ｖdc＊との偏差に基づいて、半導体スイッチＱ１、Ｑ２のオンオフをフィードバック制御する。なお、目標値Ｖdc＊は、予め定めた値であり、本実施形態では例えば６５０Ｖに設定されている。
【0035】
ＩＢＡＴＴコントローラ４２２は、バッテリ側電流の測定値Ｉbattと上記目標値Ｉbatt＊との偏差に基づいてインバータ側電流の目標値Ｉdc＊を定める。ＩＤＣコントローラ４２３は、インバータ側電流の測定値Ｉdcと上記目標値Ｉdc＊との偏差に基づいてＰＷＭ部４２４の入力を出力する。
【0036】
ＰＷＭ部４２４は、例えば、ＩＤＣコントローラ４２３からの入力と鋸波との比較により、ＩＤＣコントローラ４２３からの入力に応じたデューティ比のパルス信号ＰＷＭ１を出力する。ロジック回路４２５は、パルス信号ＰＷＭ１とパルス信号ＰＷＭ１の反転信号であるパルス信号ＰＷＭ２とを出力する。ロジック回路４２５は、パルス信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２の相互間にデッドタイムを設けて、半導体スイッチＱ１、Ｑ２が同時にオンするのを防止している。また、ロジック回路４２５は、パルス信号ＰＷＭ１を半導体スイッチＱ１のゲートに供給し、パルス信号ＰＷＭ２を半導体スイッチＱ２のゲートに供給する。
【0037】
次に、上述したＶＤＣコントローラ４２１、ＩＢＡＴＴコントローラ４２２及びＩＤＣコントローラ４２３のさらに詳細について説明する。ＶＤＣコントローラ４２１は、減算器４２１Ａと、ＰＩＤ制御部４２１Ｂと、Ｖdc／Ｖbatt算出部４２１Ｃと、乗算器４２１Ｄと、を備えている。減算器４２１Ａは、測定値Ｖdcと目標値Ｖdc＊との偏差を出力する。ＰＩＤ制御部４２１Ｂは、偏差の一次関数として後段への入力を制御するＰ制御、偏差の積分に比例して後段への入力を変化させるＩ制御、偏差の微分に比例して後段への入力を変化させるＤ制御を行う周知のＰＩＤ制御部である。
【0038】
Ｖdc／Ｖbatt算出部４２１Ｃは、測定値Ｖdc、Ｖbattが入力され、Ｖdc／Ｖbattを算出する。乗算器４２１Ｄは、ＰＩＤ制御部４２１Ｂからの入力と、Ｖdc／Ｖbatt算出部４２１Ｃにより算出されたＶdc／Ｖbattとを乗算して、バッテリ側電流の目標値Ｉbatt＊とする。
【0039】
ＩＢＡＴＴコントローラ４２２は、バッテリ側電流の測定値ＩbattとＶＤＣコントローラ４２１により定められた目標値Ｉbatt＊との偏差に基づいてインバータ側電流の目標値Ｉdc＊を定める。ＩＢＡＴＴコントローラ４２２は、減算器４２２Ａと、乗算器４２２Ｂと、ＰＩＤ制御部４２２Ｃと、加算器４２２Ｄと、１／Ｖdc算出部４２２Ｅと、乗算器４２２Ｆと、を備えている。減算器４２２Ａは、測定値Ｉbattと目標値Ｉbatt＊との偏差を出力する。乗算器４２２Ｂは、測定値Ｉbattと目標値Ｉbatt＊との偏差を－１倍する。ＰＩＤ制御部４２２Ｃは、偏差を－１倍にするように後段（加算器４２２Ｄ）への入力を制御する。加算器４２２Ｄは、ＰＩＤ制御部４２２Ｃからの入力と測定値Ｖbattとを加算する。１／Ｖdc算出部４２２Ｅは、測定値Ｖdcが入力され、１／Ｖdcを算出する。乗算器４２２Ｆは、加算器４２２Ｄ及び１／Ｖdc算出部４２２Ｅの出力を乗算する。
【0040】
ＩＤＣコントローラ４２３は、インバータ側電流の測定値ＩdcとＩＢＡＴＴコントローラ４２２により定められた目標値Ｉdc＊との偏差に基づいてＤＣＤＣコンバータ３を制御する。ＩＤＣコントローラ４２３は、減算器４２３Ａと、ＰＩＤ制御部４２３Ｂと、を備えている。減算器４２３Ａは、測定値Ｉdcと目標値Ｉdc＊との偏差をＰＩＤ制御部４２３Ｂへ出力する。ＰＩＤ制御部４２３Ｂは、測定値Ｉdcと目標値Ｉdc＊との偏差を０にするように後段（ＰＷＭ部４２４）への入力を制御する。
【0041】
また、本実施形態では、制御部４２は、ＤＣＤＣコンバータ３の起動時、上記目標値Ｖdc＊を０Ｖから所望の値である６５０Ｖまで徐々に上げるソフトスタート制御を行う。
【0042】
次に、上述した構成のＤＣＤＣコンバータ３の起動時の動作について説明する。起動時は、インバータ側電圧ＶＤＣが０Ｖであり、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２の両端電圧も０Ｖである。このとき、コンパレータ４１Ａからは、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２の両端電圧が２００Ｖに達していないとの比較結果が出力される。これにより、第１スイッチＳ１がオンし、第２スイッチＳ２がオフされる。第１スイッチＳ１がオンされると、バッテリ２と出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２とが抵抗Ｒを介して接続され、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２が充電される。
【0043】
また、制御部４２は、起動時に目標値Ｖdc＊を０Ｖから６５０Ｖまで徐々に上げるソフトスタート制御を行っている。ただし、第２スイッチＳ２がオフしている間は、半導体スイッチＱ１、Ｑ２をオンオフ制御しても、ＤＣＤＣコンバータ３は電圧変換できない。その後、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２が充電され、２００Ｖに達しプリチャージが完了すると、コンパレータ４１Ａの出力が反転する。これにより、第１スイッチＳ１がオフして、第２スイッチＳ２がオンされる。なお、制御部４２は、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２がプリチャージされた後に、目標値Ｖdc＊が２００Ｖになるようにソフトスタート制御を行う。
【0044】
第２スイッチＳ２がオンされるとＤＣＤＣコンバータ３が電圧変換できるようになる。ＤＣＤＣコンバータ３は、目標値Ｖdc＊が２００Ｖに達した後、目標値Ｖdc＊の増加に追従してインバータ側電圧ＶＤＣが上昇し、目標値Ｖdc＊が６５０Ｖで一定になると同様にインバータ側電圧ＶＤＣが６５０Ｖで一定となる。
【0045】
なお、上述した説明では、制御部４２は、起動時に目標値Ｖdc＊を０Ｖから６５０Ｖまで徐々に上げていたがこれに限ったものではない。制御部４２は、起動時に目標値Ｖdc＊を２００Ｖに設定し、プリチャージ回路４１により出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２のプリチャージが完了した後、２００Ｖから６５０Ｖまで徐々に上げるようにしてもよい。
【0046】
上述した実施形態によれば、プリチャージ回路４１が、ＤＣＤＣコンバータ３の電圧変換を無効にした状態で、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２を２００Ｖまでプリチャージした後、ＤＣＤＣコンバータ３の電圧変換を有効にする。制御部４２が、ＤＣＤＣコンバータ３の起動時に目標値Ｖdc＊を０Ｖから６５０Ｖ（所望の目標値）まで徐々に上げるソフトスタート制御を行う、これにより、半導体スイッチＱ１、Ｑ２やダイオードＤ１、Ｄ２の発熱を抑制できる。
【0047】
また、上述した実施形態によれば、プリチャージ回路４１が、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、コンパレータ４１Ａで構成されている。これにより、プリチャージ回路４１を容易に構成することができる。
【0048】
また、上述した実施形態によれば、プリチャージ電圧は、バッテリ２の供給電圧と等しい。これにより、後述するようにインダクタンスＬから出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２への還流をより一層抑制し、半導体スイッチＱ１、Ｑ２やダイオードＤ１、Ｄ２の発熱を抑制することができる。
【0049】
次に、本発明者は、上述した効果を確認すべく、起動時における従来品、比較品、本発明品Ａ、Ｂを構成する半導体スイッチＱ１、Ｑ２、ダイオードＤ１、Ｄ２のジャンクション（ＪＣ）温度をシミュレーションした。結果を図５、図７、図９、図１１に示す。また、本発明者は、起動時における従来品、比較品、本発明品Ａ、Ｂのバッテリ側電圧ＶＢＡＴＴ、インバータ側電圧ＶＤＣ、車速をシミュレーションした。結果を図６、図８、図１０、図１２に示す。
【0050】
まず、上記従来品について図４を参照して説明する。従来品は、図４に示すように、コンバータ制御装置４が図１～図３に示す第１実施形態の車両用電源システム（以下、本発明品Ａ、Ｂ）と異なる。同図に示すように、従来品のコンバータ制御装置４は、プリチャージ回路４１がない。また、従来品の制御部４２は、ソフトスタート制御を行っておらず、図６に示すように、起動時に目標値Ｖdc＊を所望の電圧（６５０Ｖ）に設定する。
【0051】
次に、上記比較品について図４を参照して説明する。比較品は、図４に示すように、コンバータ制御装置４が本発明品Ａ、Ｂと異なる。同図に示すように、比較品のコンバータ制御装置４は、従来品と同様に、プリチャージ回路４１がない。比較品の制御部４２は、図８に示すように、目標値Ｖdc＊を０Ｖから６５０Ｖまで１０ｍｓかけて徐々に上げるソフトスタート制御を行っている。
【0052】
次に、本発明品Ａ、Ｂについて説明する。本発明品Ａ、Ｂは、上述した図１～図３に示す構成であり、プリチャージ回路４１を有する。また、本発明品Ａは、図１０に示すように、起動と同時に目標値Ｖdc＊を０Ｖから６５０Ｖまで１０ｍｓかけて徐々に上げるソフトスタート制御を行っている。本発明品Ｂは、図１２に示すように、起動と同時に目標値Ｖdc＊を２００Ｖに設定し、プリチャージ完了後、２００Ｖから６５０Ｖまで１００ｍｓかけて徐々に上げるソフトスタート制御を行っている。
【0053】
また、図５、図７、図９、図１１に示すシミュレーションは、特開２０２０－３１５０２号公報に示すジャンクション発熱モデル、パッケージ発熱モデル及びヒートシンクモデル等の熱モデルを半導体スイッチＱ１、Ｑ２に実装した場合のシミュレーションである。
【0054】
図６に示すように、従来品は、起動時において目標値Ｖdc＊（＝６５０Ｖ）までインバータ側電圧ＶＤＣが正常に昇圧されている。しかしながら、図５に示すように、半導体スイッチＱ１は、インダクタンスＬの励磁に伴った昇温や、インダクタンスＬから出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２への還流による昇温がある。ダイオードＤ１、Ｄ２も同様の昇温がある。半導体スイッチＱ１、Ｑ２の最高温度は、低価格のもので１５０℃、高価格のもので１７０℃である。上記昇温により、従来品のシミュレーション結果では、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、ダイオードＤ１、Ｄ２のうち、半導体スイッチＱ１のＪＣ温度が、最も高くなる。半導体スイッチＱ１のＪＣ温度は、１２００℃まで達し、最高温度の仕様を越えている。
【0055】
これに対して、比較品は、図８に示すように、起動時に行われるソフトスタート制御による目標値Ｖdc＊の上昇に対して、インバータ側電圧ＶＤＣが追従しておらず、インバータ側電圧ＶＤＣの制御ができない。例えば、起動から１ｍｓ時点では目標値が約４２Ｖであるにも関わらず、インバータ側電圧ＶＤＣは、インダクタンスＬの励磁により約３２０Ｖまで昇圧している。このため、ソフトスタート制御を行っても、従来品と同様に、インダクタンスＬの励磁に伴った昇温や、インダクタンスＬから出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２への還流による昇温がある。このため、比較品のシミュレーション結果では、図７に示すように、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、ダイオードＤ１、Ｄ２のうち、ダイオードＤ２のＪＣ温度が、最も高くなる。ダイオードＤ２のＪＣ温度は、２００℃まで達し、従来品に比べて１０００℃程度抑制されているが、最高温度の仕様を越えている。
【0056】
また、本発明品Ａ、Ｂにおいて、ＤＣＤＣコンバータ３の電圧変換が有効になった時点でのインバータ側電圧ＶＤＣは、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２のプリチャージ電圧２００Ｖである。インバータ側電圧ＶＤＣは、インダクタンスＬの出力電圧となる。また、ＤＣＤＣコンバータ３の電圧変換が有効になった時点でのバッテリ側電圧ＶＢＡＴＴは、入力コンデンサＣ１の充電電圧であり、バッテリ２の供給電圧２００Ｖである。バッテリ側電圧ＶＢＡＴＴは、インダクタンスＬの入力電圧である。従って、ＤＣＤＣコンバータ３の電圧変換が有効になった時点でのインダクタンスＬの入力電圧と出力電圧との電位差がほぼ０Ｖとなる。このため、従来品、比較品で発生したインダクタンス励磁による昇圧・昇温及び還流時の昇温が発生しない。
【0057】
本発明品Ａのシミュレーション結果では、図９に示すように、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、ダイオードＤ１、Ｄ２のうち、半導体スイッチＱ１のＪＣ温度が、最も高くなる。半導体スイッチＱ１のＪＣ温度は、１４０℃以下まで抑制でき、最高温度の仕様を越えないことが分かった。また、本発明品Ｂのシミュレーション結果では、図１１に示すように、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、ダイオードＤ１、Ｄ２のうち、半導体スイッチＱ１のＪＣ温度が、最も高くなる。半導体スイッチＱ１のＪＣ温度は、３５℃以下まで抑制でき、最高温度の仕様を越えないことが分かった。
【0058】
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態について説明する。上述した第１実施形態では、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２をバッテリ２の供給電圧２００Ｖにプリチャージしていたが、これに限ったものではない。出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２をバッテリ２の供給電圧２００Ｖよりも小さいプリチャージ電圧にプリチャージするようにしてもよい。これにより、第１実施形態よりも高速でＤＣＤＣコンバータ３を起動することができる。
次に、本発明の第２実施形態について説明する。上述した第１実施形態では、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２をバッテリ２の供給電圧２００Ｖにプリチャージしていたが、これに限ったものではない。出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２をバッテリ２の供給電圧２００Ｖよりも小さいプリチャージ電圧にプリチャージするようにしてもよい。これにより、第１実施形態よりも高速でＤＣＤＣコンバータ３を起動することができる。
【0059】
次に、上記プリチャージ電圧の設定について検討してみる。ダイオードＤ１、Ｄ２のＪＣ発熱温度Ｔｈは、下記の式（１）で表すことができる。
Ｔｈ＝ｋ・Ｒｏｎ・Ｉ２ …（１）
ｋ：比例定数、Ｒｏｎ：ダイオードＤ１、Ｄ２のＯＮ抵抗、Ｉ：導通電流
Ｔｈ＝ｋ・Ｒｏｎ・Ｉ２ …（１）
ｋ：比例定数、Ｒｏｎ：ダイオードＤ１、Ｄ２のＯＮ抵抗、Ｉ：導通電流
【0060】
また、ダイオードＤ１、Ｄ２のＪＣ温度Ｔｈと、電力Ｐと、の関係は、下記の式（２）で表すことができる。
Ｔｈ＝ｋ・Ｉ・ＶＤ＝ｋ・Ｐ …（２）
ＶＤ：ダイオードＤ１、Ｄ２の両端の電位差
上記ＶＤは、下記の式（３）で表すことができる。
ＶＤ＝ＶＢ－Ｖｆ …（３）
ＶＢ：バッテリ２の供給電圧、Ｖｆ：ダイオードＤ１、Ｄ２の順方向電圧
Ｔｈ＝ｋ・Ｉ・ＶＤ＝ｋ・Ｐ …（２）
ＶＤ：ダイオードＤ１、Ｄ２の両端の電位差
上記ＶＤは、下記の式（３）で表すことができる。
ＶＤ＝ＶＢ－Ｖｆ …（３）
ＶＢ：バッテリ２の供給電圧、Ｖｆ：ダイオードＤ１、Ｄ２の順方向電圧
【0061】
上述した式（１）～（３）にデータシートや実測により得たＲｏｎ、Ｖｆ、Ｉ、ＶＤを代入することにより、Ｔｈを推定することができる。
【0062】
また、インダクタンスＬの両端の電位差ＶＬと導通電流の時間変化率の基本式は、下記の式（４）で表される。
【数1】
【0063】
上記式（１）と式（４）により、電位差ＶＬとＪＣ発熱温度Ｔｈとの関係は、下記の式（５）で表される。
【数2】
【0064】
式（５）より、下記の式（６）に示す関係が成り立つ。
【数3】
【0065】
ダイオードＤ１、Ｄ２のＪＣ温度Ｔは、発熱温度Ｔｈ、雰囲気温度Ｔ０とすると式（７）で表される。
Ｔ＝Ｔ０＋Ｔｈ …（７）
Ｔ＝Ｔ０＋Ｔｈ …（７）
【0066】
起動時における上記比較品（プリチャージなし、ソフトスタート制御あり）のダイオードＤ２のＪＣ温度は、図７に示すように、約２０７℃まで発熱する。この発熱を使用最高温度の１５０℃以下、例えば１３０℃まで抑制するようなプリチャージ電圧を考える。
【0067】
式（７）により、ダイオードＤ２のＪＣ温度Ｔが約２０７℃の時、雰囲気温度Ｔ０＝２７℃ならば、発熱温度Ｔｈは１８０℃（＝２０７℃－２７℃）となる。式（６）により、ダイオードＤ２のＪＣ温度Ｔを１３０℃（発熱温度Ｔｈ＝１０３℃＝１３０℃－２７℃）に抑制する場合、そのときの電位差ＶＬは、Ｖｆ＝１．３Ｖとした場合、下記の式（８）のように導出される。
【数4】
【0068】
上記式（８）より、電位差ＶＬが１５０．３１Ｖの場合、発熱温度Ｔｈが１０３℃、ＪＣ温度Ｔが１３０℃となる。よって、プリチャージ回路４１に設定する所定電圧を４８．５５Ｖ（＝２００Ｖ－１５０．３１Ｖ－１．３Ｖ）とすると電位差ＶＬ＝１５０．３１Ｖとなる。
【0069】
上述した第２実施形態によれば、第１実施形態と同様にダイオードＤ１、Ｄ２を含む半導体スイッチＱ１、Ｑ２の発熱を抑えることができる。さらに、所定電圧をバッテリ２の供給電圧２００Ｖよりも低い４８．５５Ｖとすることにより、プリチャージ回路４１による出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２のプリチャージ時間を短縮することができる。
【0070】
次に、本発明者は、上述した第２実施形態の効果を確認すべく、本発明品Ｃ、Ｄを構成する半導体スイッチＱ１、Ｑ２、ダイオードＤ１、Ｄ２のＪＣ温度をシミュレーションした。結果を図１３、図１５に示す。また、本発明者は、起動時における本発明品Ｃ、Ｄのバッテリ側電圧ＶＢＡＴＴ、インバータ側電圧ＶＤＣ、車速をシミュレーションした。結果を図１４、図１６に示す。
【0071】
本発明品Ｃ、Ｄについて説明する。本発明品Ｃ、Ｄは、上述した図１～図３に示す構成であり、プリチャージ回路４１を有する。また、本発明品Ｃ、Ｄは、図１４、図１６に示すように、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２を４８．６Ｖにプリチャージしている。また、本発明品Ｃの制御部４２は、プリチャージ後、目標値Ｖdc＊を０Ｖから６５０Ｖまで１０ｍｓかけて徐々に上げるソフトスタート制御を行っている。本発明品Ｄの制御部４２は、プリチャージ後、目標値dc＊を４８．６Ｖから６５０まで１０ｍｓかけて徐々に上げるソフトスタート制御を行っている。即ち、本発明品Ｄは、本発明品Ｃに比べてソフトスタート制御の昇圧変化が小さい。
【0072】
図１３に示すように、本発明品Ｃでは、ダイオードＤ２のＪＣ温度を、１２７℃まで抑制することができる。一方、本発明品Ｄでは、図１５に示すように、ダイオードＤ２のＪＣ温度を発明品Ｃと同様に１２７℃まで抑制することができる。また、本発明品Ｃでは、半導体スイッチＱ１の温度が１３６℃まで達しているのに対して、本発明品Ｄでは、半導体スイッチＱ１の温度が１１℃低い１２５℃まで抑制されている。
【0073】
上述した実施形態によれば、プリチャージ電圧をバッテリ２の供給電圧より低くすることにより、プリチャージに係る時間を短縮することができる。
【0074】
また、上述した実施形態によれば、プリチャージ後に目標値Ｖdc＊をプリチャージ電圧から所望の目標値（６５０Ｖ）まで上げるソフトスタート制御を行うことにより、より一層、半導体スイッチＱ１の発熱を抑えることができる。
【0075】
なお、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、適宜、変形、改良、等が可能である。その他、上述した実施形態における各構成要素の材質、形状、寸法、数、配置箇所、等は本発明を達成できるものであれば任意であり、限定されない。
【0076】
上述した第１、第２実施形態では、プリチャージ回路４１は、別体に設けられた第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２を有していたが、これに限ったものではない。例えば、図１７に示すように、リレーＲＬＹを設けて、第１、第２スイッチＳ１、Ｓ２として機能させてもよい。リレーＲＬＹは、接点Ｃがバッテリ２の正極に接続される。また、２つの切替端子Ｔ１、Ｔ２の一方（端子Ｔ１）が抵抗Ｒを介して出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２に接続される。他方（端子Ｔ２）が、入力コンデンサＣ１に接続される。
【0077】
コンパレータ４１Ａは、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２の両端電圧が２００Ｖに達していない場合、Ｌｏｗを出力し、出力コンデンサＣ２１、Ｃ２２の両端電圧が２００Ｖに達した場合、Ｈｉを出力する。コンパレータ４１Ａの出力がＬｏｗの場合、リレーＲＬＹの接点Ｃは切替端子Ｔ１に接続される。コンパレータ４１Ａの出力がＨｉの場合、リレーＲＬＹの接点Ｃは切替端子Ｔ２に接続される。これにより、プリチャージ回路４１は、上述した第１実施形態と同様に動作する。
【0078】
また、上述した第１、第２実施形態によれば、ＤＣＤＣコンバータ３として、双方向のものを用いていたが、単方向であってもよい。
【0079】
また、制御部４２の構成としては、図３に示すものに限定されるものではなく、特開２０１９－５４７１６号公報や、特開２０１９－７１７６６号公報に示された他のバリエーションの制御装置を用いてもよい。
【0080】
また、上述した第１、第２実施形態によれば、第２スイッチＳ２をオフすることにより、ＤＣＤＣコンバータ３の電圧変換を無効にしていたが、これに限ったものではない。起動時に制御部４２が、半導体スイッチＱ１、Ｑ２をオフして、電圧変換を無効にしてもよく、第２スイッチＳ２を設けるのは必須ではない。
【0081】
ここで、上述した本発明に係るＤＣＤＣコンバータの制御装置の実施形態の特徴をそれぞれ以下［１］～［５］に簡潔に纏めて列記する。
［１］
インダクタンス（Ｌ）、スイッチ素子（Ｑ１、Ｑ２）及び平滑コンデンサ（Ｃ２１、Ｃ２２）を有し、直流電源（２）の電圧変換を行うＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）であって、
前記ＤＣＤＣコンバータ（３）の出力電圧（ＶＤＣ）の測定値（Ｖdc）と目標値（Ｖdc＊）との偏差に基づいて、前記スイッチ素子（Ｑ１、Ｑ２）のオンオフをフィードバック制御する制御部（４２）と、
前記ＤＣＤＣコンバータ（３）の電圧変換を無効にした状態で、前記平滑コンデンサ（Ｃ２１、Ｃ２２）を所定のプリチャージ電圧までプリチャージした後、前記ＤＣＤＣコンバータ（３）の電圧変換を有効にするプリチャージ回路（４１）と、を備え、
前記制御部（４２）は、前記ＤＣＤＣコンバータ（３）を起動するときに前記目標値（Ｖdc＊）を所望の目標値まで徐々に上げるソフトスタート制御を行う、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）。
［２］
［１］に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）において、
前記プリチャージ回路（４１）は、
前記直流電源（２）と前記平滑コンデンサ（Ｃ２１、Ｃ２２）との間に設けられた第１スイッチ（Ｓ１）と、
前記直流電源（２）と前記ＤＣＤＣコンバータ（３）の入力との間に設けられた第２スイッチ（Ｓ２）と、
前記平滑コンデンサ（Ｃ２１、Ｃ２２）の両端電圧と前記プリチャージ電圧とを比較し、前記平滑コンデンサ（Ｃ２１、Ｃ２２）の両端電圧が前記プリチャージ電圧に達していない場合、前記第１スイッチ（Ｓ１）をオンすると共に前記第２スイッチ（Ｓ２）をオフし、前記平滑コンデンサ（Ｃ２１、Ｃ２２）の両端電圧が前記プリチャージ電圧に達した場合、前記第１スイッチ（Ｓ１）をオフすると共に前記第２スイッチ（Ｓ２）をオンするコンパレータ（４１Ａ）と、を有する、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）。
［３］
［１］又は［２］に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）であって、
前記プリチャージ電圧は、前記直流電源（２）の供給電圧と等しい、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）。
［４］
［１］又は［２］に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）であって、
前記プリチャージ電圧は、前記直流電源（２）の供給電圧より低い、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）。
［５］
［１］～［４］何れか１項に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）において、
前記制御部（４２）は、前記平滑コンデンサ（Ｃ２１、Ｃ２２）をプリチャージした後、前記目標値（Ｖdc＊）を前記プリチャージ電圧から前記所望の目標値まで徐々に上げるソフトスタート制御を行う、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）。
［１］
インダクタンス（Ｌ）、スイッチ素子（Ｑ１、Ｑ２）及び平滑コンデンサ（Ｃ２１、Ｃ２２）を有し、直流電源（２）の電圧変換を行うＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）であって、
前記ＤＣＤＣコンバータ（３）の出力電圧（ＶＤＣ）の測定値（Ｖdc）と目標値（Ｖdc＊）との偏差に基づいて、前記スイッチ素子（Ｑ１、Ｑ２）のオンオフをフィードバック制御する制御部（４２）と、
前記ＤＣＤＣコンバータ（３）の電圧変換を無効にした状態で、前記平滑コンデンサ（Ｃ２１、Ｃ２２）を所定のプリチャージ電圧までプリチャージした後、前記ＤＣＤＣコンバータ（３）の電圧変換を有効にするプリチャージ回路（４１）と、を備え、
前記制御部（４２）は、前記ＤＣＤＣコンバータ（３）を起動するときに前記目標値（Ｖdc＊）を所望の目標値まで徐々に上げるソフトスタート制御を行う、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）。
［２］
［１］に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）において、
前記プリチャージ回路（４１）は、
前記直流電源（２）と前記平滑コンデンサ（Ｃ２１、Ｃ２２）との間に設けられた第１スイッチ（Ｓ１）と、
前記直流電源（２）と前記ＤＣＤＣコンバータ（３）の入力との間に設けられた第２スイッチ（Ｓ２）と、
前記平滑コンデンサ（Ｃ２１、Ｃ２２）の両端電圧と前記プリチャージ電圧とを比較し、前記平滑コンデンサ（Ｃ２１、Ｃ２２）の両端電圧が前記プリチャージ電圧に達していない場合、前記第１スイッチ（Ｓ１）をオンすると共に前記第２スイッチ（Ｓ２）をオフし、前記平滑コンデンサ（Ｃ２１、Ｃ２２）の両端電圧が前記プリチャージ電圧に達した場合、前記第１スイッチ（Ｓ１）をオフすると共に前記第２スイッチ（Ｓ２）をオンするコンパレータ（４１Ａ）と、を有する、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）。
［３］
［１］又は［２］に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）であって、
前記プリチャージ電圧は、前記直流電源（２）の供給電圧と等しい、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）。
［４］
［１］又は［２］に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）であって、
前記プリチャージ電圧は、前記直流電源（２）の供給電圧より低い、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）。
［５］
［１］～［４］何れか１項に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）において、
前記制御部（４２）は、前記平滑コンデンサ（Ｃ２１、Ｃ２２）をプリチャージした後、前記目標値（Ｖdc＊）を前記プリチャージ電圧から前記所望の目標値まで徐々に上げるソフトスタート制御を行う、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）。
【符号の説明】
【0082】
２ バッテリ（直流電源）
３ ＤＣＤＣコンバータ
４ コンバータ制御装置（制御装置）
４１ プリチャージ回路
４１Ａ コンパレータ
４２ 制御部
Ｃ２１、Ｃ２２ 出力コンデンサ（平滑コンデンサ）
Ｓ１ 第１スイッチ
Ｓ２ 第２スイッチ
Ｌ インダクタンス
Ｑ１、Ｑ２ 半導体スイッチ（スイッチ素子）
ＶＤＣ インバータ側電圧（出力電圧）
Ｖdc インバータ側電圧の測定値
Ｖdc＊ インバータ側電圧の目標値
３ ＤＣＤＣコンバータ
４ コンバータ制御装置（制御装置）
４１ プリチャージ回路
４１Ａ コンパレータ
４２ 制御部
Ｃ２１、Ｃ２２ 出力コンデンサ（平滑コンデンサ）
Ｓ１ 第１スイッチ
Ｓ２ 第２スイッチ
Ｌ インダクタンス
Ｑ１、Ｑ２ 半導体スイッチ（スイッチ素子）
ＶＤＣ インバータ側電圧（出力電圧）
Ｖdc インバータ側電圧の測定値
Ｖdc＊ インバータ側電圧の目標値
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】