特許 7531810 チョッパ回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-08-02

(45)【発行日】2024-08-13

(54)【発明の名称】チョッパ回路

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20240805BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 H

H02M3/155 A

【請求項の数】 9

(21)【出願番号】P 2020202226

(22)【出願日】2020-12-04

(65)【公開番号】P2022089654

(43)【公開日】2022-06-16

【審査請求日】2023-11-27

(73)【特許権者】

【識別番号】304021417

【氏名又は名称】国立大学法人東京工業大学

(73)【特許権者】

【識別番号】000173784

【氏名又は名称】公益財団法人鉄道総合技術研究所

(74)【代理人】

【識別番号】100099759

【弁理士】

【氏名又は名称】青木 篤

(74)【代理人】

【識別番号】100123582

【弁理士】

【氏名又は名称】三橋 真二

(74)【代理人】

【識別番号】100092624

【弁理士】

【氏名又は名称】鶴田 準一

(74)【代理人】

【識別番号】100114018

【弁理士】

【氏名又は名称】南山 知広

(74)【代理人】

【識別番号】100153729

【弁理士】

【氏名又は名称】森本 有一

(72)【発明者】

【氏名】萩原 誠

(72)【発明者】

【氏名】福田 典子

(72)【発明者】

【氏名】田口 義晃

【審査官】今井 貞雄

(56)【参考文献】

【文献】国際公開第２０２０／０８５１７２（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２００８－２２８４２０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１の外部接続端子における第１の直流電圧と第２の外部接続端子における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路であって、
第１の外部接続端子を有する第１のスイッチ部と、
前記第１のスイッチ部とオン時の導通方向が揃うように前記第１のスイッチ部に対して直列に接続され、前記第１のスイッチ部が接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する第２のスイッチ部と、
前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、
前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上において、前記半導体電力変換器に対して直列に接続されるインダクタと、
直流分指令値と交流分指令値とからなる電流指令値に追従したインダクタ電流を前記半導体電力変換器から出力させる電流制御を行う半導体電力変換器用制御部と、
前記第１のスイッチ部及び前記第２のスイッチ部のうちいずれか一方をオンに制御し、他の一方をオフに制御するスイッチ用制御部であって、前記半導体電力変換器用制御部により前記半導体電力変換器が出力するインダクタ電流の値が所定値以下に制御された時に、前記第１のスイッチ部及び前記第２のスイッチ部についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行するスイッチ用制御部と、
を備え、
前記半導体電力変換器用制御部は、前記電流制御において、前記電流指令値に対する前記インダクタ電流の位相遅れを補償するための進み補償制御を行う、チョッパ回路。

【請求項2】

第１の外部接続端子における第１の直流電圧と第２の外部接続端子における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路であって、
第１の外部接続端子を有する第１のスイッチ部と、
前記第１のスイッチ部とオン時の導通方向が揃うように前記第１のスイッチ部に対して直列に接続され、前記第１のスイッチ部が接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する第２のスイッチ部と、
前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、
前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上において、前記半導体電力変換器に対して直列に接続されるインダクタと、
直流分指令値と交流分指令値とからなる電流指令値に追従したインダクタ電流を前記半導体電力変換器から出力させる電流制御を行う半導体電力変換器用制御部と、
前記第１のスイッチ部及び前記第２のスイッチ部のうちいずれか一方をオンに制御し、他の一方をオフに制御するスイッチ用制御部であって、前記半導体電力変換器用制御部により前記半導体電力変換器が出力するインダクタ電流の値が所定値以下に制御された時に、前記第１のスイッチ部及び前記第２のスイッチ部についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行するスイッチ用制御部と、
を備え、
前記第１のスイッチ部及び前記第２のスイッチ部は、それぞれ２個ずつ設けられ、
前記半導体電力変換器用制御部は、前記電流制御において、前記電流指令値に対する前記インダクタ電流の位相遅れを補償するための進み補償制御を行う、チョッパ回路。

【請求項3】

一対の第１の外部接続端子間における第１の直流電圧と一対の第２の外部接続端子間における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路であって、
オン時の導通方向が揃うように互いに直列接続される第１のスイッチ部、第２のスイッチ部、第３のスイッチ部及び第４のスイッチ部と、
前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部との接続点と、前記第３のスイッチ部と前記第４のスイッチ部との接続点と、を結ぶ配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、
前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部との接続点と、前記第３のスイッチ部と前記第４のスイッチ部との接続点と、を結ぶ配線上において、前記半導体電力変換器に対して直列に接続されるインダクタと、
直流分指令値と交流分指令値とからなる電流指令値に追従したインダクタ電流を前記半導体電力変換器から出力させる電流制御を行う半導体電力変換器用制御部と、
前記第１のスイッチ部と前記第３のスイッチ部との組及び前記第２のスイッチ部と前記第４のスイッチ部との組のうちいずれか一方の組をオンに制御し、他の一方の組をオフに制御するスイッチ用制御部であって、前記半導体電力変換器用制御部により前記半導体電力変換器が出力するインダクタ電流の値が所定値以下に制御された時に、前記第１のスイッチ部と前記第３のスイッチ部との組及び前記第２のスイッチ部と前記第４のスイッチ部との組の各組についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行するスイッチ用制御部と、
を備え、
前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部との接続側とは反対側の端子と、前記第３のスイッチ部と前記第４のスイッチ部との接続側とは反対側の端子と、を前記一対の第１の外部接続端子とし、
前記第２のスイッチ部と前記第３のスイッチ部との接続側の端子と、前記第４のスイッチ部の、前記第３のスイッチ部に対する接続側とは反対側の端子と、を前記一対の第２の外部接続端子とし、
前記半導体電力変換器用制御部は、前記電流制御において、前記電流指令値に対する前記インダクタ電流の位相遅れを補償するための進み補償制御を行う、チョッパ回路。

【請求項4】

前記交流分指令値は、前記電流指令値に対する前記インダクタ電流の位相遅れを補償するための進み補償成分を有する、請求項１～３のいずれか一項に記載のチョッパ回路。

【請求項5】

前記進み補償成分は、少なくとも前記電流制御における比例ゲイン及び前記インダクタのインダクタンスに基づいて生成される、請求項４に記載のチョッパ回路。

【請求項6】

前記交流分指令値は、基本周波数を有する基本波交流成分と、前記基本周波数の３倍の周波数を有する３次波交流成分とを有する、請求項１～５のいずれか一項に記載のチョッパ回路。

【請求項7】

前記交流分指令値は、台形波交流成分を有する、請求項１～５のいずれか一項に記載のチョッパ回路。

【請求項8】

前記半導体電力変換器は、直列接続された２つの半導体スイッチと前記２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり前記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルからなる、請求項１～７のいずれか一項に記載のチョッパ回路。

【請求項9】

各前記半導体スイッチは、
オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、
該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、
を有する、請求項８に記載のチョッパ回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、第１の外部接続端子間における第１の直流電圧と第２の外部接続端子間における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路に関する。

【背景技術】

【0002】

近年、直流電気鉄道への電池電力貯蔵システムの適用が進んでいる。直流電気鉄道の架線電圧とエネルギー蓄積要素の動作電圧は異なる大きさであるため、双方向チョッパ回路を用いて電圧変換（電力変換）を行う必要がある。近年では、チョッパセルで構成される補助電力変換器を用いた双方向チョッパ回路が提案されている。

【0003】

例えば、第１の外部接続端子における第１の直流電圧と第２の外部接続端子における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路であって、第１の外部接続端子を有する第１のスイッチ部と、前記第１のスイッチ部とオン時の導通方向が揃うように前記第１のスイッチ部に対して直列に接続され、前記第１のスイッチ部が接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する第２のスイッチ部と、前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上において、前記半導体電力変換器に対して直列に接続されるインダクタと、直流成分及び所定周期の交流成分を有する電流を出力するよう、前記半導体電力変換器の電力変換動作を制御する半導体電力変換器用制御部と、前記第１のスイッチ部及び前記第２のスイッチ部のうちいずれか一方をオンに制御し、他の一方をオフに制御するスイッチ用制御部であって、前記半導体電力変換器用制御部により前記半導体電力変換器が出力する電流の値が所定値以下に制御された時に、前記第１のスイッチ部及び前記第２のスイッチ部についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行するスイッチ用制御部とを備えるチョッパ回路が知られている（例えば、特許文献１参照。）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【文献】国際公開第２０２０／０８５１７２号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

特許文献１に記載されているチョッパ回路は、補助電力変換器を制御して直流成分及び単一の基本波交流成分を有するインダクタ電流をインダクタに流し、この電流が零のタイミングでスイッチ部のスイッチング動作を行ういわゆる「ソフトスイッチング動作」を実現することで、変換器効率の向上及びインダクタの小型軽量化を図っている。しかしながら、インダクタ電流は単一の基本波交流成分を含んでいることから、第１の直流電圧側及び第２の直流電圧側のそれぞれに流れる直流電流は十分には平滑化されておらずノイズを多分に含んだものとなる。このため、直流電流平滑化を目的として大型で重量のあるフィルタ回路をチョッパ回路に接続するといった対応をとらざるを得ない。

【0006】

また、特許文献１に記載されているチョッパ回路を３個以上並列接続したチョッパ回路システムにおいては、電力システム分野で一般的に用いられるｄｑ座標変換をベースとした非干渉電流制御法を適用することで、インダクタ電流を直流分とみなして制御することができるため、インダクタ電流についての指令値と実電流との間に位相遅れは発生しない。したがって、ソフトスイッチング動作を行うために必要な「インダクタ電流が零となるタイミング」を容易に作り出すことができる。一方、特許文献１に記載されているチョッパ回路を単体で利用する場合は、ｄｑ座標変換をベースとした非干渉電流制御法を適用することはできないので、ｄｑ座標変換をベースとした非干渉電流制御法に代えて一般的なＰＩ制御法を適用することが考えられる。しかしながら、ＰＩ制御法の下ではインダクタ電流についての指令値と実電流との間に位相遅れが発生してしまうので、ソフトスイッチング動作を行うために必要な「インダクタ電流が零となるタイミング」を作り出すことは難しくなる。よって、特許文献１に記載されているチョッパ回路は、単体として利用することは難しいことから汎用性に欠ける。また、特許文献１に記載されているチョッパ回路を３個以上並列接続したチョッパ回路システムにおいて適用されるｄｑ座標変換をベースとした非干渉電流制御法は、ＰＩ制御法に比べて演算処理が複雑である。

【0007】

したがって、直流電流平滑化のためのフィルタ回路を必要とせず、小型かつ軽量で、演算処理が容易であり、汎用性が高いチョッパ回路の実現が望まれている。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本開示の第１の態様によれば、第１の外部接続端子における第１の直流電圧と第２の外部接続端子における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路は、第１の外部接続端子を有する第１のスイッチ部と、第１のスイッチ部とオン時の導通方向が揃うように第１のスイッチ部に対して直列に接続され、第１のスイッチ部が接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する第２のスイッチ部と、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上において、半導体電力変換器に対して直列に接続されるインダクタと、直流分指令値と交流分指令値とからなる電流指令値に追従したインダクタ電流を半導体電力変換器から出力させる電流制御を行う半導体電力変換器用制御部と、第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のうちいずれか一方をオンに制御し、他の一方をオフに制御するスイッチ用制御部であって、半導体電力変換器用制御部により半導体電力変換器が出力するインダクタ電流の値が所定値以下に制御された時に、第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行するスイッチ用制御部と、を備え、半導体電力変換器用制御部は、電流制御において、電流指令値に対するインダクタ電流の位相遅れを補償するための進み補償制御を行う。

【0009】

また、本開示の第１の態様の変形例によれば、第１の外部接続端子における第１の直流電圧と第２の外部接続端子における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路は、第１の外部接続端子を有する第１のスイッチ部と、第１のスイッチ部とオン時の導通方向が揃うように第１のスイッチ部に対して直列に接続され、第１のスイッチ部が接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する第２のスイッチ部と、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部とを接続する配線から分岐した配線上において、半導体電力変換器に対して直列に接続されるインダクタと、直流分指令値と交流分指令値とからなる電流指令値に追従したインダクタ電流を半導体電力変換器から出力させる電流制御を行う半導体電力変換器用制御部と、第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のうちいずれか一方をオンに制御し、他の一方をオフに制御するスイッチ用制御部であって、半導体電力変換器用制御部により半導体電力変換器が出力するインダクタ電流の値が所定値以下に制御された時に、第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行するスイッチ用制御部と、を備え、第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部は、それぞれ２個ずつ設けられ、半導体電力変換器用制御部は、電流制御において、電流指令値に対するインダクタ電流の位相遅れを補償するための進み補償制御を行う。

【0010】

また、本開示の第２の態様によれば、一対の第１の外部接続端子間における第１の直流電圧と一対の第２の外部接続端子間における第２の直流電圧との間で電圧変換するチョッパ回路であって、オン時の導通方向が揃うように互いに直列接続される第１のスイッチ部、第２のスイッチ部、第３のスイッチ部及び第４のスイッチ部と、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部との接続点と、第３のスイッチ部と第４のスイッチ部との接続点と、を結ぶ配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部との接続点と、第３のスイッチ部と第４のスイッチ部との接続点と、を結ぶ配線上において、半導体電力変換器に対して直列に接続されるインダクタと、直流分指令値と交流分指令値とからなる電流指令値に追従したインダクタ電流を半導体電力変換器から出力させる電流制御を行う半導体電力変換器用制御部と、第１のスイッチ部と第３のスイッチ部との組及び第２のスイッチ部と第４のスイッチ部との組のうちいずれか一方の組をオンに制御し、他の一方の組をオフに制御するスイッチ用制御部であって、半導体電力変換器用制御部により半導体電力変換器が出力するインダクタ電流の値が所定値以下に制御された時に、第１のスイッチ部と第３のスイッチ部との組及び第２のスイッチ部と第４のスイッチ部との組の各組についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行するスイッチ用制御部と、を備え、第１のスイッチ部と第２のスイッチ部との接続側とは反対側の端子と、第３のスイッチ部と第４のスイッチ部との接続側とは反対側の端子と、を一対の第１の外部接続端子とし、第２のスイッチ部と第３のスイッチ部との接続側の端子と、第４のスイッチ部の、第３のスイッチ部に対する接続側とは反対側の端子と、を一対の第２の外部接続端子とし、半導体電力変換器用制御部は、電流制御において、電流指令値に対するインダクタ電流の位相遅れを補償するための進み補償制御を行う。

【0011】

また、第１の態様、第１の態様の変形例、及び第２の態様によるチョッパ回路においては、交流分指令値は、電流指令値に対するインダクタ電流の位相遅れを補償するための進み補償成分を有してもよい。

【0012】

また、進み補償成分は、少なくとも電流制御における比例ゲイン及びインダクタのインダクタンスに基づいて生成されてもよい。

【0013】

また、交流分指令値は、基本周波数を有する基本波交流成分と、基本周波数の３倍の周波数を有する３次波交流成分とを有してもよい。

【0014】

また、交流分指令値は、台形波交流成分を有してもよい。

【0015】

また、半導体電力変換器は、直列接続された２つの半導体スイッチと２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルからなってもよい。

【0016】

また、各半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、を有してもよい。

【発明の効果】

【0017】

本開示の第１の態様、第１の態様の変形例、及び第２の態様によれば、直流電流平滑化のためのフィルタ回路を必要とせず、小型かつ軽量で、演算処理が容易であり、汎用性が高いチョッパ回路を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【0018】

【図1】本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を示す回路図である。

【図2】本開示の第１及び第２の実施形態によるチョッパ回路における半導体電力変換器を説明する回路図である。

【図3】本開示の第１の実施形態の第１の変形例によるチョッパ回路を示す回路図である。

【図4】本開示の第１の実施形態の第２の変形例によるチョッパ回路を示す回路図である。

【図5】本開示の第１及び第２の実施形態によるチョッパ回路における半導体電力変換器及びインダクタの配置例を示す回路図である。

【図6】本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路において第１の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合の理想的な各部波形を示す図であって、（Ａ）はスイッチ用制御部において用いられる三角波と変調波との関係を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第２のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｄ）は補助電力変換器の出力電圧を示し、（Ｅ）はインダクタ電流を示し、（Ｆ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部に流れる電流を示す。

【図7】本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路において第２の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合の理想的な各部波形を示す図であって、（Ａ）はスイッチ用制御部において用いられる三角波と変調波との関係を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第２のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｄ）は補助電力変換器の出力電圧を示し、（Ｅ）はインダクタ電流を示し、（Ｆ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部に流れる電流を示す。

【図8】本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路における半導体電力変換器用制御部における直流コンデンサ電圧制御系を示すブロック線図であって、（Ａ）は直流電圧一括制御系を示し、（Ｂ）はインダクタ電流制御系を示し、（Ｃ）は個別バランス制御系を示す。

【図9】本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路における各半導体電力変換器（チョッパセル）に対する電圧指令値を示すブロック図である。

【図10】本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路のシミュレーションに用いた回路定数を示す図である。

【図11】本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路において第１の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合に、第１の直流電圧側から第２の直流電圧側に１５２［ｋＷ］の電力を伝送した時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）はインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１のスイッチ部に流れる電流を示し、（Ｄ）は第２のスイッチ部に流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。

【図12】本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路において第２の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合に、第２の直流電圧側から第１の直流電圧側に１５２［ｋＷ］の電力を伝送した時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）はインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１のスイッチ部に流れる電流を示し、（Ｄ）は第２のスイッチ部に流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。

【図13】本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路において第２の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合に、電力伝送の向きを２．２［ｍｓ］にわたって第１の直流電圧側と第２の直流電圧側とで反転された場合におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）インダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１のスイッチ部に流れる電流を示し、（Ｄ）は第２のスイッチ部に流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。

【図14】本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路を示す回路図である。

【図15】本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路において第１の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合の理想的な各部波形を示す図であって、（Ａ）はスイッチ用制御部において用いられる三角波と変調波との関係を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部の両端に現れる電圧及び第２のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は補助電力変換器の出力電圧を示し、（Ｄ）はインダクタ電流を示し、（Ｅ）は第１の直流電圧側に流れる電流を示し、（Ｆ）は第２の直流電圧側に流れる電流を示す。

【図16】本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路において第２の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合の理想的な各部波形を示す図であって、（Ａ）はスイッチ用制御部において用いられる三角波と変調波との関係を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部の両端に現れる電圧及び第２のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は補助電力変換器の出力電圧を示し、（Ｄ）はインダクタ電流を示し、（Ｅ）は第１の直流電圧側に流れる電流を示し、（Ｆ）は第２の直流電圧側に流れる電流を示す。

【図17】本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路のシミュレーションに用いた回路定数を示す図である。

【図18】本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路において第１の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合に、第２の直流電圧側から第１の直流電圧側に２００［ｋＷ］の電力を伝送した時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）はインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１の直流電圧側に流れる電流を示し、（Ｄ）は第２の直流電圧側に流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。

【図19】本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路において第２の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合に、第１の直流電圧側から第２の直流電圧側に２００［ｋＷ］の電力を伝送した時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）はインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１の直流電圧側に流れる電流を示し、（Ｄ）は第２の直流電圧側に流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。

【図20】本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路において第２の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合に、電力伝送の向きを２．２［ｍｓ］にわたって第１の直流電圧側と第２の直流電圧側とで反転された場合におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）インダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１の直流電圧側に流れる電流を示し、（Ｄ）は第２の直流電圧側に流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。

【発明を実施するための形態】

【0019】

以下図面を参照して、チョッパ回路について説明する。理解を容易にするために、これらの図面は縮尺を適宜変更している。図面に示される形態は実施するための一つの例であり、図示された実施形態に限定されるものではない。

【0020】

図１は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路を示す回路図である。図２は、本開示の第１及び第２の実施形態によるチョッパ回路における半導体電力変換器を説明する回路図である。

【0021】

本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路１は、一対の第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁間における第１の直流電圧ｖ_dc1と一対の第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂間における第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換する。第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁と第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂のうち、一方に直流電源が接続され、もう一方に負荷もしくは他の直流電源が接続される。

【0022】

例えば、第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁に直流電源を接続し、第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂に負荷を接続した場合、チョッパ回路１は降圧チョッパとして動作する。この場合、直流電源が出力する電圧が第１の直流電圧ｖ_dc1であり、負荷に印加される電圧が第２の直流電圧ｖ_dc2である。

【0023】

また例えば、第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁に負荷を接続し、第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂に直流電源を接続した場合、チョッパ回路１は昇圧チョッパとして動作する。この場合、負荷に印加される電圧が第１の直流電圧ｖ_dc1であり、直流電源が出力する電圧が第２の直流電圧ｖ_dc2である。

【0024】

また例えば、第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁に直流電源を接続し、第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂に他の直流電源を接続してもよい。

【0025】

チョッパ回路１は、第１のスイッチ部１１と、第２のスイッチ部１２と、半導体電力変換器１３と、インダクタ１４とを備える。また、チョッパ回路１は、その制御系として、半導体電力変換器用制御部１５とスイッチ用制御部１６とを備える。

【0026】

第１のスイッチ部１１は、単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスである。第１のスイッチ部１１は、オン時に一方向に導通する半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとからなる。半導体スイッチング素子の例としては、ＩＧＢＴ、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ）－ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ－ＯＦＦ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、半導体スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。

【0027】

第１のスイッチ部１１は、第１の外部接続端子Ｔ₁を有する。第１のスイッチ部１１と第２のスイッチ部１２との接続点をＰ₁で表記する。すなわち、第１のスイッチ部１１の、第１の外部接続端子Ｔ₁が設けられる側とは反対側に、接続点Ｐ₁が位置する。ここで、第１のスイッチ部１１の順方向電圧（すなわち第１の外部接続端子Ｔ₁と接続点Ｐ₁との電位差）をｖ_S1で表す。

【0028】

第２のスイッチ部１２は、単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスである。第２のスイッチ部１２は、オン時に一方向に導通する半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとからなる。半導体スイッチング素子の例としては、ＩＧＢＴ、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ）－ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ－ＯＦＦ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、半導体スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。

【0029】

第２のスイッチ部１２は、第１のスイッチ部１１とオン時の導通方向が揃うように、接続点Ｐ₁において第１のスイッチ部１１に対して直列に接続される。第２のスイッチ部１２は、第１のスイッチ部１１が接続される側（接続点Ｐ₁）とは反対側に、第２の外部接続端子Ｔ₂を有する。ここで、第２のスイッチ部１２の順方向電圧（すなわち接続点Ｐ₁と第１の外部接続端子Ｔ₂との電位差）をｖ_S2で表す。

【0030】

本明細書では、第１のスイッチ部１１と第２のスイッチ部１２とからなる電力変換器の組を、主電力変換器１０と称する。後述するように、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のうちいずれか一方をオンに制御されている間は、他の一方はオフに制御される。

【0031】

第１のスイッチ部１１と第２のスイッチ部１２との接続点Ｐ₁からから分岐した配線上に、半導体電力変換器１３を用いた可変制御電圧源とインダクタ１４とが設けられる。

【0032】

半導体電力変換器１３は、第１のスイッチ部１１と第２のスイッチ部１２との接続点Ｐ₁からから分岐した配線上に、１個単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。本明細書では、１個単独でもしくは複数個からなる半導体電力変換器１３を、補助電力変換器１９と称する。また、本明細書では、半導体電力変換器１３が１個の場合は、後述するインダクタ１４が接続される側を「第１の直流側」と称し、複数個の半導体電力変換器１３が互いにカスケード接続される場合は、当該半導体電力変換器１３とは異なる他の半導体電力変換器１３が接続される側を同じく「第１の直流側」と称する。また、「第１の直流側」とは反対側の直流側を、「第２の直流側」と称する。一例として、図１では、複数個（Ｎ個、ただしＮは２以上の整数）の半導体電力変換器１３が第１の直流側にて互いにカスケード接続された場合を示している。以下、半導体電力変換器１３のカスケード数をｊ（ただし、ｊは１～Ｎの自然数）で表す。カスケード接続する半導体電力変換器１３の個数を適宜調整するだけでチョッパ回路１の高耐圧化を容易に実現できる。

【0033】

半導体電力変換器１３は、ＤＣＤＣコンバータ１３１とコンデンサ１３２とを有する双方向チョッパセルとして構成される。すなわち、半導体電力変換器１３は、直列接続された２つの半導体スイッチと２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルからなる。すなわち、ＤＣＤＣコンバータ１３１は、互いに直列接続された２つの半導体スイッチング素子Ｓと、該半導体スイッチング素子Ｓの各々に逆並列に接続された帰還ダイオードＤとからなる。半導体スイッチング素子Ｓの例としては、ＩＧＢＴ、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ）－ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ－ＯＦＦ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、半導体スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。コンデンサ１３２は、半導体電力変換器１３の第２の直流側に設けられる。チョッパ回路１を動作させる際にはＤＣＤＣコンバータ１３１を動作させてコンデンサ１３２を初期充電しておく。ここで、各半導体電力変換器１３の直流コンデンサの電圧をｖ_Cj、補助電力変換器１９の第１の直流側の電圧をｖとする。詳細については後述するが、補助電力変換器１９を用いてインダクタ電流ｉを制御することで、インダクタ１４及び補助電力変換器１９は制御電流源として動作する。なお, 図１では複数個の半導体電力変換器１３（チョッパセル）をカスケード接続することで補助電力変換器を実現しているが、同様の機能を有する任意の半導体電力変換器を代用することもできる。

【0034】

インダクタ１４は、第１のスイッチ部１１と第２のスイッチ部１２とを接続する配線上にある接続点Ｐ₁から分岐した配線上において、半導体電力変換器１３に対して直列接続される。また、接続点Ｐ₁と接続点Ｐ₂との間に設けられるインダクタ１４を流れるインダクタ電流をｉとする。

【0035】

したがって、主電力変換器１０内の第１のスイッチ部１１と第２のスイッチ部１２とを接続する配線上にある接続点Ｐ₁から分岐した同一配線上には、半導体電力変換器１３及びインダクタ１４が設けられることになる。図１に示す例では、インダクタ１４を接続点Ｐ₁と半導体電力変換器１３との間に配置し、第２の外部接続端子Ｔ₂およびＧ₂を補助電力変換器１９の、インダクタ１４が接続される側とは反対側の接続点Ｐ₂（すなわち、複数の半導体電力変換器１３の組の、インダクタ１４が接続される側とは反対側）に配置しているが、これら半導体電力変換器１３及びインダクタ１４の配置順は、接続点Ｐ₁と接続点Ｐ₂との間の配線上において任意に設計可能である。チョッパ回路における半導体電力変換器及びインダクタの他の配置例については後述する。

【0036】

半導体電力変換器用制御部１５は、直流成分及び交流成分を有する電流を出力するよう、半導体電力変換器１３の電力変換動作を制御する。特に、半導体電力変換器用制御部１５は、直流分指令値と交流分指令値とからなる電流指令値に追従したインダクタ電流を半導体電力変換器１３から出力させる電流制御を行う。半導体電力変換器用制御部１５は、この電流制御において、電流指令値に対するインダクタ電流の位相遅れを補償するための進み補償制御を行う。このため、電流指令値のうちの交流分指令値は、電流指令値に対するインダクタ電流の位相遅れを補償するための進み補償成分を有する。この進み補償成分は、少なくとも電流制御における比例ゲイン及びインダクタ１４のインダクタンスに基づいて生成されるものである。半導体電力変換器用制御部１５による電流制御における進み補償制御の詳細については後述する。

【0037】

スイッチ用制御部１６は、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のうちいずれか一方をオンに制御し、他の一方をオフに制御する。また、スイッチ用制御部１６は、半導体電力変換器用制御部１５により半導体電力変換器１３が出力する電流の値が所定値以下に制御された時に、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行する。ここで、所定値は、半導体電力変換器１３の定格電流よりも十分に小さい値である。一例を挙げると、所定値は、半導体電力変換器１３の定格電流の例えば０％～１０％程度の値であるが、チョッパ回路１の適用環境によっては、半導体電力変換器１３の定格電流の１０％を超える値となり得る。

【0038】

演算処理装置（図示せず）は、半導体電力変換器用制御部１５及びスイッチ用制御部１６を有する。半導体電力変換器用制御部１５及びスイッチ用制御部１６は、例えば、演算処理装置上で実行されるコンピュータプログラムにより実現される機能モジュールである。例えば半導体電力変換器用制御部１５及びスイッチ用制御部１６をコンピュータプログラム形式で構築する場合は、演算処理装置をこのコンピュータプログラムに従って動作させることで、半導体電力変換器用制御部１５及びスイッチ用制御部１６の機能を実現することができる。半導体電力変換器用制御部１５及びスイッチ用制御部１６の処理を実行するためのコンピュータプログラムは、半導体メモリ、磁気記録媒体または光記録媒体といった、コンピュータ読取可能な記録媒体に記録された形で提供されてもよい。またあるいは、半導体電力変換器用制御部１５及びスイッチ用制御部１６を、各部の機能を実現するコンピュータプログラムを書き込んだ半導体集積回路として実現してもよい。なお、半導体電力変換器用制御部１５及びスイッチ用制御部１６の動作の詳細については後述する。

【0039】

第１の実施形態によるチョッパ回路１は、一対の第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁間における第１の直流電圧ｖ_dc1と一対の第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂間における第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換することができる。ただし、図１に示すように主電力変換器１０として２個の半導体バルブデバイスすなわち第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２を有するチョッパ回路１においては、第１の直流電圧ｖ_dc1が第２の直流電圧ｖ_dc2よりも大きい関係「ｖ_dc1＞ｖ_dc2」を有する必要がある。第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のうちいずれか一方をオンに制御されている間は、他の一方はオフに制御される。

【0040】

なお、第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との大小関係によらずに第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換するためには、主電力変換器として、２個の双方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスを設けるか、４個の単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスを設ければよい。

【0041】

例えば、第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との大小関係によらずに第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換するために、主電力変換器として、２個の双方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスを設ける場合は、図１に示すチョッパ回路１において、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２を、それぞれ双方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスにて構成すればよい。

【0042】

また例えば、第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との大小関係によらずに第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換するために、４個の単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスを設ける場合については、図３及び図４に示すように半導体バルブデバイスを配置すればよい。

【0043】

図３は、本開示の第１の実施形態の第１の変形例によるチョッパ回路を示す回路図である。

【0044】

第１の実施形態の第１の変形例によるチョッパ回路１では、主電力変換器１０として４個の半導体バルブデバイスすなわち第１のスイッチ部１１－１及び１１－２並びに第２のスイッチ部１２－１及び１２－２を有する。第１のスイッチ部１１－１及び１１－２並びに第２のスイッチ部１２－１及び１２－２はいずれも、単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスであり、オン時に一方向に導通する半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとからなる。第１のスイッチ部１１－１は、第１の外部接続端子Ｔ₁と接続点Ｐ₁との間に設けられる。第１のスイッチ部１１－２は、第１の外部接続端子におけるグランド端子Ｇ₁と接続点Ｐ₂との間に設けられる。第２のスイッチ部１２－１は、接続点Ｐ₁と第２の外部接続端子Ｔ₂との間に設けられる。第２のスイッチ部１２－２は、接続点Ｐ₂と第２の外部接続端子におけるグランド端子Ｇ₂との間に設けられる。第２のスイッチ部１２－１は、第１のスイッチ部１１－１とオン時の導通方向が揃うように、接続点Ｐ₁において第１のスイッチ部１１－１に対して直列に接続される。第２のスイッチ部１２－２は、第１のスイッチ部１１－２とオン時の導通方向が揃うように、接続点Ｐ₂において第１のスイッチ部１１－２に対して直列に接続される。第１の直流電圧ｖ_dc1が第２の直流電圧ｖ_dc2よりも大きいという関係「ｖ_dc1＞ｖ_dc2」の下で第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換するためには、第１のスイッチ部１１－２及び第２のスイッチ部１２－２を常時オン状態とし、第１のスイッチ部１１－１及び第２のスイッチ部１２－１について、いずれか一方をオンに制御されている間は、他の一方はオフに制御される。この場合、図３のチョッパ回路１は図１のチョッパ回路と等価となる。一方、第１の直流電圧ｖ_dc1が第２の直流電圧ｖ_dc2よりも小さいという関係「ｖ_dc1＜ｖ_dc2」の下で第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換するためには、第１のスイッチ部１１－１及び第２のスイッチ部１２－１を常時オン状態とし、第１のスイッチ部１１－２及び第２のスイッチ部１２－２について、いずれか一方をオンに制御されている間は、他の一方はオフに制御される。

【0045】

図４は、本開示の第１の実施形態の第２の変形例によるチョッパ回路を示す回路図である。

【0046】

第１の実施形態の第２の変形例によるチョッパ回路１では、主電力変換器１０として４個の半導体バルブデバイスすなわち第１のスイッチ部１１－１及び１１－２並びに第２のスイッチ部１２－１及び１２－２を有する。第１のスイッチ部１１－１及び１１－２並びに第２のスイッチ部１２－１及び１２－２はいずれも、単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスであり、オン時に一方向に導通する半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとからなる。第１のスイッチ部１１－１及び第１のスイッチ部１１－２は、第１の外部接続端子Ｔ₁と接続点Ｐ₁との間に設けられる。第１のスイッチ部１１－１は、第１のスイッチ部１１－２とオン時の導通方向が逆向きになるように設けられる。第１のスイッチ部１１－１と第１のスイッチ部１１－２とは入れ替えて設けられてもよい。第２のスイッチ部１２－１及び第２のスイッチ部１２－２は、接続点Ｐ₁と第２の外部接続端子Ｔ₂との間に設けられる。第２のスイッチ部１２－１は、第２のスイッチ部１２－２とオン時の導通方向が逆向きになるように設けられる。第２のスイッチ部１２－１と第２のスイッチ部１２－２とは入れ替えて設けられてもよい。第２のスイッチ部１２－１は、第１のスイッチ部１１－１とオン時の導通方向が揃うように設けられる。第２のスイッチ部１２－２は、第１のスイッチ部１１－２とオン時の導通方向が揃うように設けられる。第１の直流電圧ｖ_dc1が第２の直流電圧ｖ_dc2よりも大きいという関係「ｖ_dc1＞ｖ_dc2」の下で第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換するためには、第１のスイッチ部１１－２及び第２のスイッチ部１２－２を常時オン状態とし、第１のスイッチ部１１－１及び第２のスイッチ部１２－１について、いずれか一方をオンに制御されている間は、他の一方はオフに制御される。一方、第１の直流電圧ｖ_dc1が第２の直流電圧ｖ_dc2よりも小さいという関係「ｖ_dc1＜ｖ_dc2」の下で第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換するためには、第１のスイッチ部１１－１及び第２のスイッチ部１２－１を常時オン状態とし、第１のスイッチ部１１－２及び第２のスイッチ部１２－２について、いずれか一方をオンに制御されている間は、他の一方はオフに制御される。

【0047】

なお、図１に示す第１の実施形態によるチョッパ回路１における第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２、図３に示す第１の実施形態の第１の変形例及び図４に示す第１の実施形態の第２の変形例によるチョッパ回路１における第１のスイッチ部１１－１及び１１－２並びに第２のスイッチ部１２－１及び１２－２の各半導体バルブデバイスに対して、並列に過電圧抑制用スナバ回路を接続してもよい。

【0048】

上述のように、主電力変換器１０内の第１のスイッチ部１１と第２のスイッチ部１２とを接続する配線上にある接続点Ｐ₁から分岐した同一配線上には、半導体電力変換器１３及びインダクタ１４が設けられる。図１、図３及び図４に示す例では、インダクタ１４を接続点Ｐ₁と半導体電力変換器１３との間に配置し、第２の外部接続端子Ｔ₂およびＧ₂を補助電力変換器１９の、インダクタ１４が接続される側とは反対側の接続点Ｐ₂（すなわち、複数の半導体電力変換器１３の組の、インダクタ１４が接続される側とは反対側）に配置しているが、これら半導体電力変換器１３及びインダクタ１４の配置順は、接続点Ｐ₁と接続点Ｐ₂との間の配線上において任意に設計可能である。図５は、本開示の第１及び第２の実施形態によるチョッパ回路における半導体電力変換器及びインダクタの配置例を示す回路図である。図５に示す半導体電力変換器及びインダクタの配置例は、図１、図３及び図４に示す第１の実施形態によるチョッパ回路及び後述する図１４に示す第２の実施形態によるチョッパ回路に適用可能である。ただし、図５に示す半導体電力変換器及びインダクタの配置例を第２の実施形態によるチョッパ回路に適用する場合は、図５に示す接続点Ｐ₁及びＰ₂を、それぞれ接続点Ｐ₃及びＰ₅に読み替えるものとする。なお、図５における半導体電力変換器１３については、理解を容易にするために、図１～図４及び図１４に示す半導体電力変換器１３におけるコンデンサＣ（コンデンサ１３２）を当該半導体電力変換器１３の外側に記載している。また、Ｎ個（ただし、Ｎは自然数）の半導体電力変換器１３のそれぞれを、セル１、・・・、セルｊ、・・・セルＮで表す。図５（Ａ）に示す例では、インダクタ１４を接続点Ｐ₁と半導体電力変換器１３のセル１との間に配置している。また、図５（Ｂ）に示す例では、インダクタ１４を半導体電力変換器１３のセルＮと接続点Ｐ₂との間に配置している。また、図５（Ｃ）に示す例では、インダクタ１４を半導体電力変換器１３のセルＮの、接続点Ｐ₂とは反対側に配置している。

【0049】

続いて、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路１の動作原理について説明する。

【0050】

図３に示す第１の実施形態の第１の変形例によるチョッパ回路１の動作及び図４に示す第１の実施形態の第２の変形例によるチョッパ回路１の動作は、図１に示す第１の実施形態によるチョッパ回路１の動作と同様に考えることができるため、ここでは、図１に示す第１の実施形態によるチョッパ回路１の動作について説明する。以下、制御遅延が零の連続制御システムを想定する。

【0051】

半導体電力変換器用制御部１５は、直流成分及び交流成分を有する電流を出力するよう、半導体電力変換器１３の電力変換動作を制御する。特に、半導体電力変換器用制御部１５は、直流分指令値と交流分指令値とからなる電流指令値に追従したインダクタ電流を半導体電力変換器１３から出力させる電流制御を行う。半導体電力変換器用制御部１５は、この電流制御において、電流指令値に対するインダクタ電流の位相遅れを補償するための進み補償制御を行う。このため、電流指令値のうちの交流分指令値は、電流指令値に対するインダクタ電流の位相遅れを補償するための進み補償成分を有する。この進み補償成分は、少なくとも電流制御における比例ゲイン及びインダクタ１４のインダクタンスに基づいて生成されるものである。

【0052】

図１に示す第１の実施形態によるチョッパ回路１において、電圧ｖ_sを式１のように規定する。

【0053】

【数1】

【0054】

このとき、図１に示す第１の実施形態によるチョッパ回路１において、式２に示すような回路方程式が成り立つ。式２において、Ｌはインダクタ１４のインダクタンスを表し、Ｒはチョッパ回路１の抵抗分を表し、ｉはインダクタ１４を流れるインダクタ電流を表し、ｖは補助電力変換器１９の第１の直流側の電圧（すなわち各半導体電力変換器１３の第１の直流側の電圧の総和）を表す。

【0055】

【数2】

【0056】

一方で、補助電力変換器１９の第１の直流側の電圧ｖを式３で与える。式３において、Ｋ_Pは半導体電力変換器用制御部１５の電流制御における比例ゲインを表し、Ｋ_Iは半導体電力変換器用制御部１５の電流制御における積分ゲインを表し、ｉ^*は半導体電力変換器用制御部１５の電流制御における電流指令値を表す。

【0057】

【数3】

【0058】

式２に式３を代入すると、式４が得られる。

【0059】

【数4】

【0060】

式４の両辺をラプラス変換すると、式５が得られる。式５において、Ｉ（ｓ）はインダクタ電流ｉのラプラス変換を表し、Ｉ^*（ｓ）は電流指令値ｉ^*のラプラス変換を表す。

【0061】

【数5】

【0062】

ここで、積分ゲインＫ_Iを式６のように規定する。

【0063】

【数6】

【0064】

式６を式５に代入すると、式７が得られ、一次系の応答となる。

【0065】

【数7】

【0066】

後述するように半導体電力変換器用制御部１５の電流制御における電流指令値ｉ^*は、直流分指令値ｉ_dc ^*と交流分指令値ｉ_ac ^*とからなる。式７からわかるように、インダクタ電流ｉに含まれる直流分は、直流分指令値ｉ_dc ^*に対して定常偏差なく追従する。一方、インダクタ電流ｉに含まれる交流分は、交流分指令値ｉ_ac ^*に対して振幅低下及び位相遅れが発生する。そこで、本開示の実施形態では、半導体電力変換器用制御部１５は、電流制御において、電流指令値ｉ^*に対するインダクタ電流ｉの位相遅れを補償するための進み補償制御を行う。電流指令値ｉ^*を式８のように規定する。

【0067】

【数8】

【0068】

式８において、右辺第２項Ｌ／Ｋ_P・ｄ（ｉ_ac ^*）／ｄｔが進み補償成分に相当し、この成分が交流分指令値に含まれる。進み補償成分Ｌ／Ｋ_P・ｄ（ｉ_ac ^*）／ｄｔは、少なくとも電流制御における比例ゲインＫ_P及びインダクタ１４のインダクタンスＬを含む。

【0069】

式７及び式８より、定常状態において、インダクタ電流ｉと直流分指令値ｉ_dc ^*及び交流分指令値ｉ_ac ^*との間で、式９で表される関係を実現することができる。

【0070】

【数9】

【0071】

続いて、電流指令値に含まれる交流分指令値の形態について列記する。図３に示す第１の実施形態の第１の変形例によるチョッパ回路１の動作及び図４に示す第１の実施形態の第２の変形例によるチョッパ回路１の動作は、図１に示す第１の実施形態によるチョッパ回路１の動作と同様に考えることができるため、ここでは、図１に示す第１の実施形態によるチョッパ回路１における、電流指令値に含まれる交流分指令値の形態について列記する。

【0072】

まず、第１の実施形態によるチョッパ回路１における第１の形態による交流分指令値について説明する。第１の形態による交流分指令値は、基本周波数を有する基本波交流成分と、基本周波数の３倍の周波数を有する３次波交流成分とを有する。

【0073】

図６は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路において第１の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合の理想的な各部波形を示す図であって、（Ａ）はスイッチ用制御部において用いられる三角波と変調波との関係を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第２のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｄ）は補助電力変換器の出力電圧を示し、（Ｅ）はインダクタ電流を示し、（Ｆ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部に流れる電流を示す。図６（Ａ）において、三角波ｖ_triを実線で示し、変調波ｄを一点鎖線で示す。また、図６（Ｆ）において、第１のスイッチ部１１に流れる電流ｉ₁を実線で示し、第２のスイッチ部１２に流れる電流ｉ₂を一点鎖線で示す。

【0074】

第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のオンオフのタイミングは、スイッチ用制御部１６において、最小値が０で最大値が１の三角波ｖ_triと変調波ｄとの比較結果に基づき決定される。第１の形態による交流分指令値における変調波ｄの決定方法の詳細については後述するが、第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との関係により決定される。スイッチ用制御部１６は、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のうちいずれか一方をオンに制御し、他の一方をオフに制御する。例えば、図６（Ａ）に示すように三角波ｖ_triが変調波ｄより小さい場合、スイッチ用制御部１６は、第１のスイッチ部１１に対してはオンとなるように制御し、第２のスイッチ部１２に対してはオフとなるように制御する。この場合、図６（Ｂ）に示すように第１のスイッチ部１１の両端に現れる電圧はｖ_S1＝０となり、図６（Ｃ）に示すように第２のスイッチ部１２の両端に現れる電圧はｖ_S2＝ｖ_dc1－ｖ_dc2となる。また例えば、図６（Ａ）に示すように三角波ｖ_triが変調波ｄより大きい場合、スイッチ用制御部１６は、第１のスイッチ部１１に対してはオフとなるように制御し、第２のスイッチ部１２に対してはオンとなるように制御する。この場合、図６（Ｂ）に示すように第１のスイッチ部１１の両端に現れる電圧はｖ_S1＝ｖ_dc1－ｖ_dc2となり、図６（Ｃ）に示すように第２のスイッチ部１２の両端に現れる電圧はｖ_S2＝０となる。

【0075】

第１の形態では、インダクタ電流ｉは、直流分と、基本周波数を有する基本波交流成分と、基本周波数の３倍の周波数を有する３次波交流成分とを含む。三角波のキャリア周波数をｆ_SMとすると、インダクタ電流ｉは式１０のように表される。式１０において、Ｉ_acは交流分の振幅を表し（Ｉ_ac＞０）、Ｉ_dcは直流分の振幅を表す（Ｉ_dc＞０）。なお、式１０においては、一例として３次波交流成分の振幅を基本波交流成分の振幅の例えば０．４倍に設定しているが、３次波交流成分の振幅の値は任意の値に設定できる。

【0076】

【数10】

【0077】

インダクタ電流ｉが直流成分Ｉ_dcと交流成分Ｉ_acを含む理由について説明すると次の通りである。後述する図９に示す通り、補助電力変換器１９の出力電圧ｖは、フィードフォワード制御として式１１に示すように第１のスイッチ部１１がオンの場合はｖ_dc1を出力し第２のスイッチ部１２がオンの場合はｖ_dc2を出力する電圧項ｖ_fを含む（図６（Ｄ））。電圧項ｖ_fは補助電力変換器１９の出力電圧ｖに含まれる他の電圧項より大きく、したがって、補助電力変換器１９の出力電圧ｖは電圧項ｖ_fにほぼ等しいとみなすことができる（ｖ≒ｖ_f）。

【0078】

【数11】

【0079】

式１１及び図６（Ｄ）より、電圧項ｖ_fは、等価的に直流電圧と、キャリア周波数ｆ_SMと同周波数の交流電圧と、３ｆ_SMと同周波数の交流電圧とを含む。

【0080】

一方、補助電力変換器１９において各半導体電力変換器１３内のコンデンサＣの直流コンデンサ電圧を一定にするために、補助電力変換器１９の電力「ｖ_f×ｉ」が平均的にゼロであるように補助電力変換器１９を制御する必要がある。これを実現するために、半導体電力変換器用制御部１５は、交流成分Ｉ_acの他に直流成分Ｉ_dcが重畳された電流がインダクタ電流ｉとしてインダクタ１４に流れるよう、半導体電力変換器１３（補助電力変換器１９）の電力変換動作を制御する。図６（Ｄ）及び図６（Ｅ）に示すように、電力潮流の向きが第１の直流電圧ｖ_dc1側から第２の直流電圧ｖ_dc2側に向かう向きである場合、電圧項ｖ_f及びインダクタ電流ｉそれぞれに含まれる交流成分は基本波交流成分及び３次波交流成分ともに同相であるため、両者は正の有効電力「ｖ_f×ｉ」を形成する。したがって、電圧項ｖ_f及びインダクタ電流ｉそれぞれに含まれる直流成分が負の有効電力を形成するようにすれば、補助電力変換器１９の電力「ｖ_f×ｉ」を平均的にゼロにすることができる。電圧項ｖ_fに含まれる直流成分は図６（Ｄ）及び式１１より正となるため、インダクタ電流ｉに含まれる直流成分の極性は負となる。

【0081】

一方、電力潮流の向きが第２の直流電圧ｖ_dc2側から第１の直流電圧ｖ_dc1側に向かう向きである場合、インダクタ電流ｉに含まれる交流成分の位相は、第１の直流電圧ｖ_dc1側から第２の直流電圧ｖ_dc2側に向かう電力潮流の場合とは１８０度変化したものとなる。すなわち、電圧項ｖ_f及びインダクタ電流ｉそれぞれに含まれる交流成分は逆相であるため、両者は負の有効電力「ｖ_f×ｉ」を形成する。したがって、電圧項ｖ_f及びインダクタ電流ｉそれぞれに含まれる直流成分が正の有効電力を形成するようにすれば、補助電力変換器１９の電力「ｖ_f×ｉ」を平均的にゼロにすることができる。電圧項ｖ_fに含まれる直流成分は図６（Ｄ）及び式１１より負となるため、インダクタ電流ｉに含まれる直流成分の極性は正となる。よって、電力潮流の向きが第２の直流電圧ｖ_dc2側から第１の直流電圧ｖ_dc1側に向かう向きである場合は、インダクタ電流ｉは式１２のように表される。

【0082】

【数12】

【0083】

図６において、インダクタ電流ｉが負から正に切り替わる瞬間の位相をα（ただし、０＜α＜π／２）、インダクタ電流ｉが正から負に切り替わる瞬間の位相をπ－αとする。一周期（０≦θ≦２π）において、「α≦θ≦π－α」のときは、第１のスイッチ部１１がオンであり第２のスイッチ部１２がオフであるため、図６（Ｆ）に示すように第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ₁＝ｉとなり、第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ₂＝０となる。一方、「０≦θ≦α」及び「π－α≦θ≦２π」の場合は、第１のスイッチ部１１がオフであり第２のスイッチ部１２がオンであるため、図６（Ｆ）に示すように第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ₁＝０となり、第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ₂＝－ｉとなる。また、図６（Ｅ）及び式１１より、インダクタ電流ｉの直流成分Ｉ_dcは、交流成分Ｉ_ac及びαを用いて式１３のように表すことができる。

【0084】

【数13】

【0085】

なお、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２がともにオフとなるデッドタイム期間に関しては、インダクタ電流ｉが正の場合（ｉ＞０）は第２のスイッチ部１２の帰還ダイオードを介して電流が流れるため、第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ₁＝０となり、第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ₂＝－ｉとなる。一方、インダクタ電流ｉが負の場合（ｉ＜０）は第１のスイッチ部１１の帰還ダイオードを介して電流が流れるため、第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ₁＝ｉとなり、第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ₂＝０となる。また、式１０及び式１２より、電力潮流の向きが変化しても、式１３は常に成り立つ。

【0086】

一方、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のターンオン時とターンオフ時に着目すると、電圧変化時における第１のスイッチ部１１に流れる電流ｉ₁及び第２のスイッチ部１２に流れる電流ｉ₂はともにゼロとなる。このことは、理想状態における第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２はスイッチング損失を発生しないことを意味する。

【0087】

以上がインダクタ電流ｉが直流成分Ｉ_dcと交流成分Ｉ_acを含む理由である。

【0088】

続いて、交流分指令値に基本波交流成分及び３次波交流成分を含む第１の形態における、変調波ｄ及び位相αの決定方法について説明する。以下では, 各変換器の損失がゼロの理想状態を仮定する。第１の直流電圧ｖ_dc1側の平均電力をＰ_dc1、第２の直流電圧ｖ_dc2側の平均電力をＰ_dc2とすると、両者の間では定常的に式１４が成立する。

【0089】

【数14】

【0090】

第１の直流電圧ｖ_dc1側の平均電力Ｐ_dc1及び第２の直流電圧ｖ_dc2側の平均電力Ｐ_dc2は、第１のスイッチ部１１に流れる電流ｉ₁及び第２のスイッチ部１２に流れる電流ｉ₂の一周期平均値をそれぞれＩ₁及びＩ₂とすると式１５及び式１６のように表すことができる。

【0091】

【数15】

【0092】

【数16】

【0093】

図６（Ｆ）、式１０及び式１３より、第１のスイッチ部１１に流れる電流ｉ₁は式１７で表すことができる。

【0094】

【数17】

【0095】

同様に、図６（Ｆ）、式１２及び式１３より、第２のスイッチ部１２に流れる電流ｉ₂は式１８で表すことができる。

【0096】

【数18】

【0097】

式１４～式１８より、位相αについて式１９が成り立つ。

【0098】

【数19】

【0099】

式１９より、位相αは、第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2とにより決定され、インダクタ電流ｉの交流成分Ｉ_acには依存しないことがわかる。このことは、位相αは電力伝送量に依存しない値であることを意味する。

【0100】

式１９を簡略化するため、式２０に示す近似式を適用する。

【0101】

【数20】

【0102】

その結果、式１９は式２１に変形できる。

【0103】

【数21】

【0104】

式１１は位相αに関する二次方程式であり、位相αについて解くと式２２が得られる。

【0105】

【数22】

【0106】

位相に関する条件「０＜α＜π／２」より、位相αは式２３のように表すことができる。

【0107】

【数23】

【0108】

図６（Ａ）において、位相π／２から位相３π／２までの間の三角波ｖ_triの傾きは「１／π」であり、また、位相πのときの三角波ｖ_triの値は「０．５」である。また、位相π－αのときの三角波ｖ_triの値は「ｄ」である。これらの関係から、ｄは式２４のように表すことができる。

【0109】

【数24】

【0110】

以上説明したように、変調波ｄは式２４に基づき決定され、位相αは式２３に基づき決定される。スイッチ用制御部１６は、三角波ｖ_triが式２４に基づいて決定された変調波ｄより小さい場合、第１のスイッチ部１１に対してはオンとなるように制御し、第２のスイッチ部１２に対してはオフとなるように制御する。また、スイッチ用制御部１６は、三角波ｖ_triが式２４に基づいて決定された変調波ｄより大きい場合、第１のスイッチ部１１に対してはオフとなるように制御し、第２のスイッチ部１２に対してはオンとなるように制御する。スイッチ用制御部１６は、半導体電力変換器用制御部１５により半導体電力変換器１３が出力する電流がゼロに制御された位相α及び位相π－αの時に、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行する。

【0111】

続いて、第１の実施形態によるチョッパ回路１における第２の形態による交流分指令値について説明する。第２の形態による交流分指令値は、台形波交流成分を有する。

【0112】

図７は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路において第２の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合の理想的な各部波形を示す図であって、（Ａ）はスイッチ用制御部において用いられる三角波と変調波との関係を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第２のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｄ）は補助電力変換器の出力電圧を示し、（Ｅ）はインダクタ電流を示し、（Ｆ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部に流れる電流を示す。図６（Ａ）において、三角波ｖ_triを実線で示し、変調波ｄを一点鎖線で示す。また、図６（Ｆ）において、第１のスイッチ部に流れる電流ｉ₁を実線で示し、第２のスイッチ部に流れる電流ｉ₂を一点鎖線で示す。

【0113】

第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のオンオフのタイミングは、スイッチ用制御部１６において、最小値が０で最大値が１の三角波ｖ_triと変調波ｄとの比較結果に基づき決定される。第２の形態による交流分指令値における変調波ｄの決定方法の詳細については後述するが、第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との関係により決定される。スイッチ用制御部１６は、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のうちいずれか一方をオンに制御し、他の一方をオフに制御する。例えば、図７（Ａ）に示すように三角波ｖ_triが変調波ｄより小さい場合、スイッチ用制御部１６は、第１のスイッチ部１１に対してはオンとなるように制御し、第２のスイッチ部１２に対してはオフとなるように制御する。この場合、図７（Ｂ）に示すように第１のスイッチ部１１の両端に現れる電圧はｖ_S1＝０となり、図６（Ｃ）に示すように第２のスイッチ部１２の両端に現れる電圧はｖ_S2＝ｖ_dc1－ｖ_dc2となる。また例えば、図７（Ａ）に示すように三角波ｖ_triが変調波ｄより大きい場合、スイッチ用制御部１６は、第１のスイッチ部１１に対してはオフとなるように制御し、第２のスイッチ部１２に対してはオンとなるように制御する。この場合、図７（Ｂ）に示すように第１のスイッチ部１１の両端に現れる電圧はｖ_S1＝ｖ_dc1－ｖ_dc2となり、図７（Ｃ）に示すように第２のスイッチ部１２の両端に現れる電圧はｖ_S2＝０となる。

【0114】

ここで、交流分指令値に台形波交流成分を含む第２の形態における、変調波ｄ及び位相αの決定方法について説明する。以下では, 各変換器の損失がゼロの理想状態を仮定する。

【0115】

台形波交流成分を有するインダクタ電流ｉは、式２５のように表される。ただし、０＜φ＜π／２とする。

【0116】

【数25】

【0117】

０＜θ＜φにおいてｉ＝０となる位相角をαとする。式２５より、αは式２６で与えられる。

【0118】

【数26】

【0119】

式２５及び式２６より、第１のスイッチ部１１に流れる電流の一周期平均値Ｉ₁は式２７で表すことができる。

【0120】

【数27】

【0121】

同様に、式２５及び式２６より、第２のスイッチ部１２に流れる電流の一周期平均値Ｉ₂は式２８で表すことができる。

【0122】

【数28】

【0123】

式１４～式１６、式２７及び式２８より、位相αについて式２９が成り立つ。

【0124】

【数29】

【0125】

式２９を変形すると、式３０が得られる。

【0126】

【数30】

【0127】

式３０は位相αに関する二次方程式であり、位相α（ただし、０＜α＜π／２）について解くと式３１が得られる。

【0128】

【数31】

【0129】

図７（Ａ）において、位相π／２から位相３π／２までの間の三角波ｖ_triの傾きは「１／π」であり、また、位相πのときの三角波ｖ_triの値は「０．５」である。また、位相π－αのときの三角波ｖ_triの値は「ｄ」である。これらの関係から、第２の形態におけるｄは、第１の形態と同様に、式２４のように表すことができる。

【0130】

上述した交流分指令値についての第１の形態及び第２の形態における位相αの決定方法においては、各変換器の損失がゼロの理想状態を仮定した。この理想状態の下では、半導体電力変換器用制御部１５により半導体電力変換器１３が出力する電流の位相がα及びπ－αの時に、半導体電力変換器１３が出力する当該電流はゼロになる。ただし、実際のチョッパ回路１では、チョッパ回路１内の各変換器には損失が存在するので、半導体電力変換器用制御部１５により半導体電力変換器１３が出力する電流の位相がα及びπ－αの時であっても、半導体電力変換器１３が出力する当該電流がゼロにはならず、微小電流が流れる。そこで、スイッチ用制御部１６は、半導体電力変換器用制御部１５により半導体電力変換器１３が出力する電流が所定値以下に制御された位相α及び位相π－αの時に、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行する。ここで、所定値は、半導体電力変換器１３の定格電流よりも十分に小さい値である。一例を挙げると、所定値は、半導体電力変換器１３の定格電流の例えば０％～１０％程度の値であるが、チョッパ回路１の適用環境によっては、半導体電力変換器１３の定格電流の１０％を超える値となり得る。

【0131】

続いて、半導体電力変換器用制御部１５における制御について、より詳細に説明する。図３に示す第１の実施形態の第１の変形例によるチョッパ回路１の動作及び図４に示す第１の実施形態の第２の変形例によるチョッパ回路１の動作は、図１に示す第１の実施形態によるチョッパ回路１の動作と同様に考えることができるため、ここでは、図１に示す第１の実施形態によるチョッパ回路１における半導体電力変換器用制御部１５における直流コンデンサ電圧制御について説明する。

【0132】

半導体電力変換器用制御部１５における直流コンデンサ電圧制御系は、直流電圧一括制御系、インダクタ電流制御系、及び個別バランス制御系から構成される。

【0133】

図８は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路における半導体電力変換器用制御部における直流コンデンサ電圧制御系を示すブロック線図であって、（Ａ）は直流電圧一括制御系を示し、（Ｂ）はインダクタ電流制御系を示し、（Ｃ）は個別バランス制御系を示す。

【0134】

図１に示す補助電力変換器１９の動作に着目すると、電力潮流の向きが第１の直流電圧ｖ_dc1側から第２の直流電圧ｖ_dc2側に向かう向きである場合において、第１のスイッチ部１１がオンで第２のスイッチ部１２がオフのときは補助電力変換器１９は第１の直流電圧ｖ_dc1側から電力を吸収し、第１のスイッチ部１１がオフで第２のスイッチ部１２がオンのときは補助電力変換器１９は第２の直流電圧ｖ_dc2側へ電力を放出する。定常状態では式１４の関係が成り立つので、補助電力変換器１９に流出入する電力の一周期平均値はゼロとなる。すなわち、補助電力変換器１９において定常的な電力の流出入が発生しないため、各半導体電力変換器１３（チョッパセル）内のコンデンサにおける直流コンデンサ電圧の直流分は理想的には変動しない。しかし、実際は過渡変動や変換器損失の影響で変動するので、半導体電力変換器用制御部１５において、各半導体電力変換器１３（チョッパセル）内のコンデンサについて直流コンデンサ電圧制御を実行する。

【0135】

図８（Ａ）に示すように、直流電圧一括制御系では、全ての半導体電力変換器１３（チョッパセル）に使用する直流コンデンサ電圧の算術平均値ｖ_Caveをコンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に追従させるフィードバックループを構成する。具体的には、インダクタ電流ｉに含まれる直流成分ｉ_dcを調整することで実現する。ｖ_Caveは式３２で表される。

【0136】

【数32】

【0137】

ｖ_C ^*＞ｖ_Caveの場合、直流分指令値ｉ_dc ^*は増加するため、各半導体電力変換器１３に流入する有効電力は増加する。その結果、直流コンデンサ電圧は増加する。一方、ｖ_C ^*＜ｖ_Caveの場合、直流分指令値ｉ_dc ^*は減少するため、各半導体電力変換器１３から電力が流出する。その結果、直流コンデンサ電圧は減少する。なお、ｖ_Caveにはｆ_CMを主成分とする交流分が存在するので、移動平均フィルタ等を用いて交流分を除去した後に直流コンデンサ制御系に与える。

【0138】

図８（Ｂ）に示すように、インダクタ電流制御系は、上述したようにインダクタ電流ｉを電流指令値ｉ^*に追従させることを目的とするものである。図８（Ｂ）の直流分指令値ｉ_dc ^*は図８（Ａ）で与えられる直流電流指令値である。また、交流電流指令値ｉ_ac ^*は、交流分指令値に基本波交流成分及び３次波交流成分を含む第１の形態では式３３のように表され、交流分指令値が台形波交流を有する第２の形態では式３４のように表される。ここで、θ＝2πｆ_SMｔとする。

【0139】

【数33】

【0140】

【数34】

【0141】

インダクタ電流制御系では、上述した進み補償制御を行うので、式３３または式３４に示される交流電流指令値に加え、式８に示す進み補償成分を加算し、最終的に、電圧指令値ｖ^*を出力する。

【0142】

図８（Ｃ）に示すように、個別バランス制御系は、各半導体電力変換器１３の出力電圧ｖとインダクタ電流ｉと間で有効電力を形成することで電圧バランスを実現する。最終的に、電圧指令値ｖ_Bj ^*を出力する。

【0143】

図９は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路における各半導体電力変換器（チョッパセル）に対する電圧指令値を示すブロック図である。図９において、ｖ_f ^*はフィードフォワード項の電圧指令値を表し、例えばｖ_f ^*は式１１で与えられる。

【0144】

ただし、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２がともにオフとなるデッドタイム期間は、インダクタ電流ｉがゼロより大きい場合（ｉ＞０）は「ｖ_f ^*＝ｖ_dc2」とし、インダクタ電流ｉがゼロより小さい場合（ｉ＜０）は「ｖ_f ^*＝ｖ_dc1」とする。各チョッパセル電圧指令値ｖ_j ^*（ｊ：１－Ｎ）は、直流コンデンサ電圧で規格化された後に、最大値が１で最小値が０のキャリア周波数ｆ_SAの三角波と比較される。

【0145】

以上が、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路１の直流コンデンサ電圧制御系の構成である。

【0146】

続いて、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路１のシミュレーション結果について説明する。

【0147】

図１０は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路のシミュレーションに用いた回路定数を示す図である。シミュレーションには「ＰＳＣＡＤ／ＥＭＴＤＣ」を使用した。チョッパ回路１内に設けられる半導体電力変換器１３の数（チョッパセル数）Ｎは３とした。また、第１の直流電圧ｖ_dc1は１．５［ｋＶ］、第２の直流電圧ｖ_dc2は０．７５［ｋＶ］とし、各半導体電力変換器１３（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧Ｖ_Cは０．６［ｋＶ］とした。また、主電力変換器１０のキャリア周波数ｆ_SMは４５０［Ｈｚ］とし、補助電力変換器１９のキャリア周波数ｆ_SAは７．５［ｋＨｚ］とした。各チョッパセルには位相シフトＰＷＭを適用しているので、補助電力変換器１９の等価キャリア周波数は２２．５［ｋＨｚ］（＝Ｎｆ_SA）となる。なお、このシミュレーションは原理の確認が目的であるので、理想状態を想定している。すなわち、制御遅延がゼロのアナログ制御系を仮定し、デッドタイムがゼロの理想スイッチを使用した。

【0148】

図１１は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路において第１の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合に、第１の直流電圧側から第２の直流電圧側に１５２［ｋＷ］の電力を伝送した時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）はインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１のスイッチ部に流れる電流を示し、（Ｄ）は第２のスイッチ部に流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。図１１（Ｂ）において、第１のスイッチ部１１の両端に現れる電圧ｖ_S1を実線で示し、第２のスイッチ部１２の両端に現れる電圧ｖ_S2を破線で示す。また、図１１（Ｅ）において、各半導体電力変換器１３（チョッパセル）の直流コンデンサ電圧ｖ_C1、ｖ_C2及びｖ_C3をそれぞれ実線、破線、一点鎖線で示す。

【0149】

図１１（Ａ）に示すインダクタ電流ｉに着目すると、基本波周波数の４５０［Ｈｚ］及び３次波周波数の１３５０［Ｈｚ］の交流成分に、負の直流電流が重畳していることがわかる。図１１（Ｂ）に示す第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のそれぞれの両端に現れる電圧（半導体バルブデバイスの順方向電圧）ｖ_S1、ｖ_S2に着目すると、第１のスイッチ部１１がオン状態となるｖ_S1＝０のときは、図１１（Ｃ）に示すように第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ₁＝ｉとなり、図１１（Ｄ）に示すように第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ₂＝０となる。第２のスイッチ部１２がオン状態となる「ｖ_S1＝ｖ_dc1－ｖ_dc2＝７５０［Ｖ］」のときは、図１１（Ｃ）に示すように第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ₁＝０となり、図１１（Ｄ）に示すように第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ₂＝－ｉとなる。このシミュレーション結果より、式８で表される進み補償制御を適用し、かつ式２４で表される変調率ｄを与えることで、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２において、ターンオフ時及び ターンオン時いずれもソフトスイッチング動作（すなわち、流れる電流が微小な所定値以下（例えばゼロ）のタイミングでのスイッチング動作）が実現できていることがわかる。よって、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２においてスイッチング損失は発生しない。

【0150】

また、図１１（Ｃ）に示す第１のスイッチ部１１に流れる電流ｉ₁及び図１１（Ｄ）に示す第２のスイッチ部１２に流れる電流ｉ₂のいずれにおいても、ステップ状の電流変化は発生していない。したがって、ステップ状電流に起因する過電圧はチョッパ回路１では発生しない。

【0151】

また、図１１（Ｅ）に示すように、直流コンデンサ電圧ｖ_C1、ｖ_C2及びｖ_C3に関しては直流分と交流分とを含み、このうち直流分は指令値である６００［Ｖ］に良好に追従していることが分かる。また、交流分に関しては、４５０［Ｈｚ］の交流成分が存在するが、大きさは直流分と比較し十分に小さい。

【0152】

図１２は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路において第２の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合に、第２の直流電圧側から第１の直流電圧側に１５２［ｋＷ］の電力を伝送した時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）はインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１のスイッチ部に流れる電流を示し、（Ｄ）は第２のスイッチ部に流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。図１２（Ｂ）において、第１のスイッチ部１１の両端に現れる電圧ｖ_S1を実線で示し、第２のスイッチ部１２の両端に現れる電圧ｖ_S2を破線で示す。また、図１２（Ｅ）において、各半導体電力変換器１３（チョッパセル）の直流コンデンサ電圧ｖ_C1、ｖ_C2及びｖ_C3をそれぞれ実線、破線、一点鎖線で示す。

【0153】

図１２（Ａ）に示すように、インダクタ電流ｉに正の直流電流が重畳している。図１２（Ｂ）に示す第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２のそれぞれの両端に現れる電圧（半導体バルブデバイスの順方向電圧）ｖ_S1、ｖ_S2に着目すると、第１のスイッチ部１１がオン状態となるｖ_S1＝０のときは、図１２（Ｃ）に示すように第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ₁＝ｉとなり、図１２（Ｄ）に示すように第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ₂＝０となる。第２のスイッチ部１２がオン状態となる「ｖ_S1＝ｖ_dc1－ｖ_dc2＝７５０［Ｖ］」のときは、図１２（Ｃ）に示すように第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ₁＝０となり、図１２（Ｄ）に示すように第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ₂＝－ｉとなる。このシミュレーション結果より、式８で表される進み補償制御を適用し、かつ式２４で表される変調率ｄを与えることで、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２において、ターンオフ時及び ターンオン時いずれもソフトスイッチング動作（すなわち、流れる電流が微小な所定値以下（例えばゼロ）のタイミングでのスイッチング動作）が実現できていることがわかる。よって、第１のスイッチ部１１及び第２のスイッチ部１２においてスイッチング損失は発生しない。

【0154】

また、図１２（Ｃ）に示す第１のスイッチ部１１に流れる電流ｉ₁及び図１２（Ｄ）に示す第２のスイッチ部１２に流れる電流ｉ₂のいずれにおいても、ステップ状の電流変化は発生していない。したがって、ステップ状電流に起因する過電圧はチョッパ回路１では発生しない。

【0155】

また、図１２（Ｅ）に示すように、直流コンデンサ電圧ｖ_C1、ｖ_C2及びｖ_C3に関しては直流分と交流分とを含み、このうち直流分は指令値である６００［Ｖ］に良好に追従していることが分かる。また、交流分は、図１１（Ｅ）に示す場合に比べてより三角波状に近い形状となる。

【0156】

図１３は、本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路において第２の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合に、電力伝送の向きを２．２［ｍｓ］にわたって第１の直流電圧側と第２の直流電圧側とで反転された場合におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）インダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１のスイッチ部に流れる電流を示し、（Ｄ）は第２のスイッチ部に流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。図１３（Ｂ）において、第１のスイッチ部１１の両端に現れる電圧ｖ_S1を実線で示し、第２のスイッチ部１２の両端に現れる電圧ｖ_S2を破線で示す。また、図１３（Ｅ）において、各半導体電力変換器１３（チョッパセル）の直流コンデンサ電圧ｖ_C1、ｖ_C2及びｖ_C3をそれぞれ実線、破線、一点鎖線で示す。

【0157】

図１３に示すように、電力伝送の向きを２．２［ｍｓ］時点で高速に変化させた場合も、チョッパ回路１は、過電圧及び過電流を生じることなく良好に動作することがわかる。このことは、補助電力変換器１９が高速な電流制御機能を有していることを示している。

【0158】

以上が本開示の第１の実施形態によるチョッパ回路の説明である。続いて、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路について説明する。

【0159】

図１４は、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路を示す回路図である。

【0160】

本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路２は、一対の第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁間における第１の直流電圧ｖ_dc1と一対の第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂間における第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換する。第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁と第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂のうち、一方に直流電源が接続され、もう一方に負荷もしくは他の直流電源が接続される。

【0161】

例えば、第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁に直流電源を接続し、第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂に負荷を接続した場合、チョッパ回路２は降圧チョッパとして動作する。この場合、直流電源が出力する電圧が第１の直流電圧ｖ_dc1であり、負荷に印加される電圧が第２の直流電圧ｖ_dc2である。

【0162】

また例えば、第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁に負荷を接続し、第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂に直流電源を接続した場合、チョッパ回路２は昇圧チョッパとして動作する。この場合、負荷に印加される電圧が第１の直流電圧ｖ_dc1であり、直流電源が出力する電圧が第２の直流電圧ｖ_dc2である。

【0163】

また例えば、第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁に直流電源を接続し、第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂に他の直流電源を接続してもよい。

【0164】

チョッパ回路２は、第１のスイッチ部２１と、第２のスイッチ部２２と、第３のスイッチ部２３と、第４のスイッチ部２４と、半導体電力変換器２５と、インダクタ２６とを備える。また、チョッパ回路２は、その制御系として、半導体電力変換器用制御部２７とスイッチ用制御部２８とを備える。

【0165】

第１のスイッチ部２１、第２のスイッチ部２２、第３のスイッチ部２３、及び第４のスイッチ部２４は、単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスである。第１のスイッチ部２１、第２のスイッチ部２２、第３のスイッチ部２３、及び第４のスイッチ部２４は、オン時に一方向に導通する半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとからなる。半導体スイッチング素子の例としては、ＩＧＢＴ、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ）－ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ－ＯＦＦ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、半導体スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。

【0166】

また、第１のスイッチ部２１、第２のスイッチ部２２、第３のスイッチ部２３、及び第４のスイッチ部２４の各半導体バルブデバイスに対して、並列に過電圧抑制用スナバ回路を接続してもよい。

【0167】

第１のスイッチ部２１と、第２のスイッチ部２２と、第３のスイッチ部２３と、第４のスイッチ部２４とは、オン時の導通方向が揃うように互いに直列接続される。第１のスイッチ部２１と第２のスイッチ部２２との接続点をＰ₃、第２のスイッチ部２２と第３のスイッチ部２３との接続点をＰ₄、第３のスイッチ部２３と第４のスイッチ部２４との接続点をＰ₅で表記する。また、第４のスイッチ部２４の、第３のスイッチ部２３が接続される側とは反対側の接続点をＰ₆で表記する。

【0168】

第１のスイッチ部２１と第２のスイッチ部２２との接続点Ｐ₃とは反対側の端子を、第１の外部接続端子のうちの正極側端子Ｔ₁とする。また、第３のスイッチ部２３と第４のスイッチ部２４との接続点Ｐ₅とは反対側の端子を、第１の外部接続端子のうちのグランド端子Ｇ₁とする。正極側端子Ｔ₁とグランド端子Ｇ₁とで一対の第１の外部接続端子が構成される。

【0169】

第２のスイッチ部２２と第３のスイッチ部２３との接続点Ｐ₄から延びる配線上に、第２の外部接続端子のうちの正極側端子Ｔ₂が設けられる。第４のスイッチ部２４の、第３のスイッチ部２３が接続される側とは反対側の接続点Ｐ₆から延びる配線上に、第２の外部接続端子のうちのグランド端子Ｇ₂が設けられる。正極側端子Ｔ₂とグランド端子Ｇ₂とで一対の第２の外部接続端子が構成される。

【0170】

ここで、第１のスイッチ部２１の順方向電圧（すなわち第１の外部接続端子の正極側端子Ｔ₁と接続点Ｐ₃との電位差）をｖ_S1で表す。また、第２のスイッチ部２２の順方向電圧（すなわち接続点Ｐ₃と接続点Ｐ₄との電位差）をｖ_S2で表す。また、第３のスイッチ部２３の順方向電圧（すなわち接続点Ｐ₄と接続点Ｐ₅との電位差）をｖ_S3で表す。また、第４のスイッチ部２４の順方向電圧（すなわち接続点Ｐ₅と接続点Ｐ₆との電位差）をｖ_S4で表す。

【0171】

また、第１の外部接続端子の正極側端子Ｔ₁と接続点Ｐ₃との間を流れる電流をｉ₁で表して「第１の直流電圧ｖ_dc1側に流れる電流」と称し、接続点Ｐ₄と第２の外部接続端子の正極側端子Ｔ₂との間を流れる電流をｉ₂で表して「第２の直流電圧ｖ_dc2側に流れる電流」と称する。

【0172】

本明細書では、第１のスイッチ部２１と、第２のスイッチ部２２と、第３のスイッチ部２３と、第４のスイッチ部２４とからなる電力変換器の組を、主電力変換器２０と称する。後述するように、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組及び第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組のうちいずれか一方の組をオンに制御されている間は、他の一方の組はオフに制御される。

【0173】

第１のスイッチ部２１と第２のスイッチ部２２との接続点Ｐ₃と、第３のスイッチ部２３と第４のスイッチ部２４との接続点Ｐ₅と、を結ぶ配線上に、半導体電力変換器２５を用いた可変制御電圧源とインダクタ２６とが設けられる。

【0174】

半導体電力変換器２５は、接続点Ｐ₃と接続点Ｐ₅とを結ぶ配線上に、１個単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。本明細書では、１個単独でもしくは複数個からなる半導体電力変換器２５を、補助電力変換器２９と称する。また、本明細書では、半導体電力変換器２５が１個の場合は、後述するインダクタ２６が接続される側を「第１の直流側」と称し、複数個の半導体電力変換器２５が互いにカスケード接続される場合は、当該半導体電力変換器２５とは異なる他の半導体電力変換器２５が接続される側を同じく「第１の直流側」と称する。また、「第１の直流側」とは反対側の直流側を、「第２の直流側」と称する。一例として、図１４では、複数個（Ｎ個、ただしＮは２以上の整数）の半導体電力変換器２５が第１の直流側にて互いにカスケード接続された場合を示している。以下、半導体電力変換器２５のカスケード数をｊ（ただし、ｊは１～Ｎの自然数）で表す。カスケード接続する半導体電力変換器２５の個数を適宜調整するだけでチョッパ回路２の高耐圧化を容易に実現できる。

【0175】

半導体電力変換器２５は、図２に示すように、ＤＣＤＣコンバータ１３１とコンデンサ１３２とを有する双方向チョッパセルとして構成される。すなわち、半導体電力変換器２５は、直列接続された２つの半導体スイッチと２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルからなる。ＤＣＤＣコンバータ１３１及びコンデンサ１３２は、図２を参照して説明したとおりである。チョッパ回路２を動作させる際にはＤＣＤＣコンバータ１３１を動作させてコンデンサ１３２を初期充電しておく。ここで、各半導体電力変換器２５の直流コンデンサの電圧をｖ_Cj、補助電力変換器２９の第１の直流側の電圧をｖとする。詳細については後述するが、補助電力変換器２９を用いてインダクタ電流ｉを制御することで、インダクタ２６及び補助電力変換器２９は制御電流源として動作する。なお、図１４では複数個の半導体電力変換器２５（チョッパセル）をカスケード接続することで補助電力変換器を実現しているが、同様の機能を有する任意の半導体電力変換器を代用することもできる。

【0176】

インダクタ２６は、第１のスイッチ部２１と第２のスイッチ部２２との接続点Ｐ₃と、第３のスイッチ部２３と第４のスイッチ部２４との接続点Ｐ₅と、を結ぶ配線上において、半導体電力変換器２５に対して直列に接続される。また、インダクタ２６を流れるインダクタ電流をｉとする。

【0177】

したがって、主電力変換器２０内の第１のスイッチ部２１と第２のスイッチ部２２とを接続する配線上にある接続点Ｐ₃から分岐した同一配線上には、半導体電力変換器２５及びインダクタ２６が設けられることになる。図１４に示す例では、インダクタ２６を接続点Ｐ₃と半導体電力変換器２５との間に配置し、第２の外部接続端子Ｔ₂およびＧ₂を補助電力変換器２９の、インダクタ２６が接続される側とは反対側の接続点Ｐ₆（すなわち、複数の半導体電力変換器２５の組の、インダクタ２６が接続される側とは反対側）に配置しているが、これら半導体電力変換器２５及びインダクタ２６の配置順は、上述の第１の実施形態と同様、接続点Ｐ₃と接続点Ｐ₅との間の半導体電力変換器２５が設けられる配線上において、図５に示したように任意に設計可能である。

【0178】

半導体電力変換器用制御部２７は、直流成分及び交流成分を有する電流を出力するよう、半導体電力変換器２５の電力変換動作を制御する。特に、半導体電力変換器用制御部２７は、直流分指令値と交流分指令値とからなる電流指令値に追従したインダクタ電流を半導体電力変換器２５から出力させる電流制御を行う。半導体電力変換器用制御部２７は、この電流制御において、電流指令値に対するインダクタ電流の位相遅れを補償するための進み補償制御を行う。このため、電流指令値のうちの交流分指令値は、電流指令値に対するインダクタ電流の位相遅れを補償するための進み補償成分を有する。この進み補償成分は、少なくとも電流制御における比例ゲイン及びインダクタ２６のインダクタンスに基づいて生成されるものである。半導体電力変換器用制御部２７による電流制御における進み補償制御の詳細については後述する。

【0179】

スイッチ用制御部２８は、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組、及び第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組、のうちいずれか一方の組をオンに制御し、他の一方の組をオフに制御する。また、スイッチ用制御部２８は、半導体電力変換器用制御部２７により半導体電力変換器２５が出力する電流の値が所定値以下に制御された時に、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組、及び第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組、の各組についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行する。ここで、所定値は、半導体電力変換器２５の定格電流よりも十分に小さい値である。一例を挙げると、所定値は、半導体電力変換器２５の定格電流の例えば０％～１０％程度の値であるが、チョッパ回路２の適用環境によっては、半導体電力変換器２５の定格電流の１０％を超える値となり得る。

【0180】

演算処理装置（図示せず）は、半導体電力変換器用制御部２７及びスイッチ用制御部２８を有する。半導体電力変換器用制御部２７及びスイッチ用制御部２８は、例えば、演算処理装置上で実行されるコンピュータプログラムにより実現される機能モジュールである。例えば半導体電力変換器用制御部２７及びスイッチ用制御部２８をコンピュータプログラム形式で構築する場合は、演算処理装置をこのコンピュータプログラムに従って動作させることで、半導体電力変換器用制御部２７及びスイッチ用制御部２８の機能を実現することができる。半導体電力変換器用制御部２７及びスイッチ用制御部２８の処理を実行するためのコンピュータプログラムは、半導体メモリ、磁気記録媒体または光記録媒体といった、コンピュータ読取可能な記録媒体に記録された形で提供されてもよい。またあるいは、半導体電力変換器用制御部２７及びスイッチ用制御部２８を、各部の機能を実現するコンピュータプログラムを書き込んだ半導体集積回路として実現してもよい。なお、半導体電力変換器用制御部２７及びスイッチ用制御部２８の動作の詳細については後述する。

【0181】

続いて、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路２の動作原理について説明する。半導体電力変換器用制御部２７及びスイッチ用制御部２８の動作原理は、第１の実施形態における半導体電力変換器用制御部１５及びスイッチ用制御部１６の動作原理に類似している。以下、制御遅延が零の連続制御システムを想定する。

【0182】

第２の実施形態によるチョッパ回路２は、一対の第１の外部接続端子Ｔ₁及びＧ₁間における第１の直流電圧ｖ_dc1と一対の第２の外部接続端子Ｔ₂及びＧ₂間における第２の直流電圧ｖ_dc2との間で双方向に電圧変換することができる。ただし、第２の実施形態によるチョッパ回路２においては、第１の直流電圧ｖ_dc1が第２の直流電圧ｖ_dc2よりも大きい関係「ｖ_dc1＞ｖ_dc2」を有する必要がある。

【0183】

半導体電力変換器用制御部２７は、直流成分及び交流成分を有する電流を出力するよう、半導体電力変換器２５の電力変換動作を制御する。特に、半導体電力変換器用制御部２７は、直流分指令値と交流分指令値とからなる電流指令値に追従したインダクタ電流を半導体電力変換器２５から出力させる電流制御を行う。半導体電力変換器用制御部２７は、この電流制御において、電流指令値に対するインダクタ電流の位相遅れを補償するための進み補償制御を行う。このため、電流指令値のうちの交流分指令値は、電流指令値に対するインダクタ電流の位相遅れを補償するための進み補償成分を有する。この進み補償成分は、少なくとも電流制御における比例ゲイン及びインダクタ２６のインダクタンスに基づいて生成されるものである。

【0184】

半導体電力変換器用制御部２７の電流制御における電流指令値ｉ^*は、直流分指令値ｉ_dc ^*と交流分指令値ｉ_ac ^*とからなる。第２の実施形態においても、交流分指令値ｉ_ac ^*については、第１の実施形態と同様、交流分指令値ｉ_ac ^*に基本波交流成分及び３次波交流成分を含む第１の形態と、交流分指令値ｉ_ac ^*に台形波交流成分を含む第２の形態がある。

【0185】

まず、第２の実施形態によるチョッパ回路２における第１の形態による交流分指令値について説明する。第１の形態による交流分指令値は、基本周波数を有する基本波交流成分と、基本周波数の３倍の周波数を有する３次波交流成分とを有する。

【0186】

図１５は、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路において第１の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合の理想的な各部波形を示す図であって、（Ａ）はスイッチ用制御部において用いられる三角波と変調波との関係を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部の両端に現れる電圧及び第２のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は補助電力変換器の出力電圧を示し、（Ｄ）はインダクタ電流を示し、（Ｅ）は第１の直流電圧側に流れる電流を示し、（Ｆ）は第２の直流電圧側に流れる電流を示す。図１５（Ａ）において、三角波ｖ_triを実線で示し、変調波ｄを一点鎖線で示す。また、図１５（Ｆ）において、第１の直流電圧ｖ_dc1側に流れる電流ｉ₁を実線で示し、第２の直流電圧ｖ_dc2側に流れる電流ｉ₂を一点鎖線で示す。

【0187】

第２の実施形態によるチョッパ回路２の動作は、第２の直流電圧ｖ_dc2が、第１の直流電圧ｖ_dc1の２分の１より小さい場合（ｖ_dc2＜０．５ｖ_dc1）と、第１の直流電圧ｖ_dc1の２分の１より大きい場合（ｖ_dc2＞０．５ｖ_dc1）とで異なるが、動作原理は同様に考えることができる。以下では、第２の直流電圧ｖ_dc2が、第１の直流電圧ｖ_dc1の２分の１より小さい場合（ｖ_dc2＜０．５ｖ_dc1）について説明する。

【0188】

第１のスイッチ部２１及び第２のスイッチ部２２のオンオフのタイミングは、スイッチ用制御部２８において、最小値が０で最大値が１の三角波ｖ_triと変調波ｄとの比較結果に基づき決定される。変調波ｄの決定方法の詳細については後述するが、第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との関係により決定される。スイッチ用制御部２８は、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組、及び第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組、のうちいずれか一方の組をオンに制御し、他の一方の組をオフに制御する。例えば、図１５（Ａ）に示すように三角波ｖ_triが変調波ｄより小さい場合、スイッチ用制御部２８は、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組に対してはオンとなるように制御し、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組に対してはオフとなるように制御する。この場合、図１５（Ｂ）に示すように第１のスイッチ部２１の両端に現れる電圧はｖ_S1＝０となり、第２のスイッチ部２２の両端に現れる電圧はｖ_S2＝ｖ_dc1－ｖ_dc2となる。また例えば、図１５（Ａ）に示すように三角波ｖ_triが変調波ｄより大きい場合、スイッチ用制御部２８は、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組に対してはオフとなるように制御し、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組に対してはオンとなるように制御する。この場合、図１５（Ｂ）に示すように第１のスイッチ部２１の両端に現れる電圧はｖ_S1＝ｖ_dc1－ｖ_dc2となり、第２のスイッチ部２２の両端に現れる電圧はｖ_S2＝０となる。

【0189】

第２の実施形態によるチョッパ回路２の各部波形は、図１５（Ｅ）に示す第１の外部接続端子の正極側端子Ｔ₁と接続点Ｐ₃との間を流れる電流ｉ₁及び図１５（Ｆ）に示す接続点Ｐ₄と第２の外部接続端子の正極側端子Ｔ₂との間を流れる電流ｉ₂を除き、第１の実施形態によるチョッパ回路１の各部波形と基本的には同一となる。第１の実施形態によるチョッパ回路１では、第１のスイッチ部１１がオン時に第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ₁＝ｉとなり、第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ₂＝０となる第２のスイッチ部１２がオン時に第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ₁＝０となり、第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ₂＝－ｉとなる。これに対し、第２の実施形態によるチョッパ回路２では、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組がオン時には第１の外部接続端子の正極側端子Ｔ₁と接続点Ｐ₃との間を流れる電流ｉ₁及び接続点Ｐ₄と第２の外部接続端子の正極側端子Ｔ₂との間を流れる電流ｉ₂はともにｉとなり（ｉ₁＝ｉ₂＝ｉ）、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組がオン時には、第１の外部接続端子の正極側端子Ｔ₁と接続点Ｐ₃との間を流れる電流はｉ₁＝０となり接続点Ｐ₄と第２の外部接続端子の正極側端子Ｔ₂との間を流れる電流はｉ₂＝－ｉとなる。

【0190】

式１４～式２０を参考にして、第２の実施形態によるチョッパ回路２の位相αに関する関係式を導出すると、式３５のようになる。

【0191】

【数35】

【0192】

式３５は位相αに関する二次方程式であり、位相α（ただし、０＜α＜π／２）について解くと式３６が得られる。

【0193】

【数36】

【0194】

図１５（Ａ）において、位相π／２から位相３π／２までの間の三角波ｖ_triの傾きは「１／π」であり、また、位相πのときの三角波ｖ_triの値は「０．５」である。また、位相π－αのときの三角波ｖ_triの値は「ｄ」である。これらの関係から、ｄは、第１の実施形態と同様に、式２４のように表すことができる。

【0195】

以上説明したように、変調波ｄは式２４に基づき決定され、位相αは式３６に基づき決定される。スイッチ用制御部２８は、三角波ｖ_triが式２４に基づいて決定された変調波ｄより小さい場合、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組に対してはオンとなるように制御し、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組に対してはオフとなるように制御する。また、スイッチ用制御部２８は、三角波ｖ_triが式２４に基づいて決定された変調波ｄより大きい場合、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組に対してはオフとなるように制御し、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組に対してはオンとなるように制御する。スイッチ用制御部２８は、半導体電力変換器用制御部２７により半導体電力変換器２５が出力する電流がゼロに制御された位相α及び位相π－αの時に、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組及び第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行する。

【0196】

続いて、第２の実施形態によるチョッパ回路２における交流分指令値の第２の形態について説明する。第２の形態による交流分指令値は、台形波交流成分を有する。

【0197】

図１６は、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路において第２の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合の理想的な各部波形を示す図であって、（Ａ）はスイッチ用制御部において用いられる三角波と変調波との関係を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部の両端に現れる電圧及び第２のスイッチ部の両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は補助電力変換器の出力電圧を示し、（Ｄ）はインダクタ電流を示し、（Ｅ）は第１の直流電圧側に流れる電流を示し、（Ｆ）は第２の直流電圧側に流れる電流を示す。図１６（Ａ）において、三角波ｖ_triを実線で示し、変調波ｄを一点鎖線で示す。また、図１６（Ｆ）において、第１の直流電圧ｖ_dc1側に流れる電流ｉ₁を実線で示し、第２の直流電圧ｖ_dc2側に流れる電流ｉ₂を一点鎖線で示す。

【0198】

第１のスイッチ部２１及び第２のスイッチ部２２のオンオフのタイミングは、スイッチ用制御部２８において、最小値が０で最大値が１の三角波ｖ_triと変調波ｄとの比較結果に基づき決定される。変調波ｄの決定方法の詳細については後述するが、第１の直流電圧ｖ_dc1と第２の直流電圧ｖ_dc2との関係により決定される。スイッチ用制御部２８は、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組、及び第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組、のうちいずれか一方の組をオンに制御し、他の一方の組をオフに制御する。例えば、図１６（Ａ）に示すように三角波ｖ_triが変調波ｄより小さい場合、スイッチ用制御部２８は、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組に対してはオンとなるように制御し、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組に対してはオフとなるように制御する。この場合、図１６（Ｂ）に示すように第１のスイッチ部２１の両端に現れる電圧はｖ_S1＝０となり、第２のスイッチ部２２の両端に現れる電圧はｖ_S2＝ｖ_dc1－ｖ_dc2となる。また例えば、図１６（Ａ）に示すように三角波ｖ_triが変調波ｄより大きい場合、スイッチ用制御部２８は、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組に対してはオフとなるように制御し、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組に対してはオンとなるように制御する。この場合、図１６（Ｂ）に示すように第１のスイッチ部２１の両端に現れる電圧はｖ_S1＝ｖ_dc1－ｖ_dc2となり、第２のスイッチ部２２の両端に現れる電圧はｖ_S2＝０となる。

【0199】

ここで、交流分指令値に台形波交流成分を含む第２の形態における、変調波ｄ及び位相αの決定方法について説明する。

【0200】

第２の実施形態によるチョッパ回路２の各部波形、図１６（Ｅ）に示す第１の外部接続端子の正極側端子Ｔ₁と接続点Ｐ₃との間を流れる電流ｉ₁及び図１６（Ｆ）に示す接続点Ｐ₄と第２の外部接続端子の正極側端子Ｔ₂との間を流れる電流ｉ₂を除き、第１の実施形態によるチョッパ回路１の各部波形と基本的には同一となる。第１の実施形態によるチョッパ回路１では、第１のスイッチ部１１がオン時に第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ₁＝ｉとなり、第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ₂＝０となる第２のスイッチ部１２がオン時に第１のスイッチ部１１に流れる電流はｉ₁＝０となり、第２のスイッチ部１２に流れる電流はｉ₂＝－ｉとなる。これに対し、第２の実施形態によるチョッパ回路２では、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組がオン時には第１の直流電圧ｖ_dc1側に流れる電流（第１の外部接続端子の正極側端子Ｔ₁と接続点Ｐ₃との間を流れる電流）ｉ₁及び第２の直流電圧ｖ_dc2側に流れる電流（接続点Ｐ₄と第２の外部接続端子の正極側端子Ｔ₂との間を流れる電流）ｉ₂はともにｉとなり（ｉ₁＝ｉ₂＝ｉ）、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組がオン時には、第１の外部接続端子の正極側端子Ｔ₁と接続点Ｐ₃との間を流れる電流はｉ₁＝０となり接続点Ｐ₄と第２の外部接続端子の正極側端子Ｔ₂との間を流れる電流はｉ₂＝－ｉとなる。

【0201】

式２５～式２９を参考にして、第２の実施形態によるチョッパ回路２の位相αに関する関係式を導出すると、式３７のようになる。

【0202】

【数37】

【0203】

式３７を変形すると、式３８が得られる。

【0204】

【数38】

【0205】

式３８は位相αに関する二次方程式であり、位相α（ただし、０＜α＜π／２）について解くと式３９が得られる。

【0206】

【数39】

【0207】

図１６（Ａ）において、位相π／２から位相３π／２までの間の三角波ｖ_triの傾きは「１／π」であり、また、位相πのときの三角波ｖ_triの値は「０．５」である。また、位相π－αのときの三角波ｖ_triの値は「ｄ」である。これらの関係から、ｄは、第１の実施形態と同様に、式２４のように表すことができる。

【0208】

以上説明したように、変調波ｄは式２４に基づき決定され、位相αは式３９に基づき決定される。スイッチ用制御部２８は、三角波ｖ_triが式２４に基づいて決定された変調波ｄより小さい場合、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組に対してはオンとなるように制御し、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組に対してはオフとなるように制御する。また、スイッチ用制御部２８は、三角波ｖ_triが式２４に基づいて決定された変調波ｄより大きい場合、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組に対してはオフとなるように制御し、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組に対してはオンとなるように制御する。スイッチ用制御部２８は、半導体電力変換器用制御部２７により半導体電力変換器２５が出力する電流がゼロに制御された位相α及び位相π－αの時に、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組及び第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組についてのオンからオフへの切替え及びオフからオンへの切替えを実行する。

【0209】

続いて、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路２のシミュレーション結果について説明する。

【0210】

図１７は、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路のシミュレーションに用いた回路定数を示す図である。シミュレーションには「ＰＳＣＡＤ／ＥＭＴＤＣ」を使用した。チョッパ回路１内に設けられる半導体電力変換器１３の数（チョッパセル数）Ｎは３とした。また、第１の直流電圧ｖ_dc1は１．５［ｋＶ］、第２の直流電圧ｖ_dc2は０．６［ｋＶ］とし、各半導体電力変換器１３（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧Ｖ_Cは０．６［ｋＶ］とした。また、主電力変換器１０のキャリア周波数ｆ_SMは４５０［Ｈｚ］とし、補助電力変換器１９のキャリア周波数ｆ_SAは７．５［ｋＨｚ］とした。各チョッパセルには位相シフトＰＷＭを適用しているので、補助電力変換器１９の等価キャリア周波数は２２．５［ｋＨｚ］（＝Ｎｆ_SA）となる。なお、このシミュレーションは原理の確認が目的であるので、理想状態を想定している。すなわち、制御遅延がゼロのアナログ制御系を仮定し、デッドタイムがゼロの理想スイッチを使用した。

【0211】

図１８は、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路において第１の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合に、第２の直流電圧側から第１の直流電圧側に２００［ｋＷ］の電力を伝送した時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）はインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１の直流電圧側に流れる電流を示し、（Ｄ）は第２の直流電圧側に流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。図１８（Ｂ）において、第１のスイッチ部１１の両端に現れる電圧ｖ_S1を実線で示し、第２のスイッチ部１２の両端に現れる電圧ｖ_S2を破線で示す。また、図１８（Ｅ）において、各半導体電力変換器１３（チョッパセル）の直流コンデンサ電圧ｖ_C1、ｖ_C2及びｖ_C3をそれぞれ実線、破線、一点鎖線で示す。

【0212】

図１８（Ａ）に示すインダクタ電流ｉに着目すると、基本波周波数の４５０［Ｈｚ］及び３次波周波数の１３５０［Ｈｚ］の交流成分に、負の直流電流が重畳していることがわかる。図１８（Ｂ）に示す第１ユニットにおける第１のスイッチ部２１及び第２のスイッチ部２２のそれぞれの両端に現れる電圧（半導体バルブデバイスの順方向電圧）ｖ_S1、ｖ_S2に着目すると、第１のスイッチ部２１と第３のスイッチ部２３との組がオン状態となるｖ_S1＝ｖ_S3＝０のときは図１８（Ｃ）に示すように第１の直流電圧ｖ_dc1側に流れる電流ｉ₁及び第２の直流電圧ｖ_dc2側に流れる電流ｉ₂はともにｉとなり（ｉ₁＝ｉ₂＝ｉ）、第２のスイッチ部２２と第４のスイッチ部２４との組がオン状態となる「ｖ_S1＝ｖ_dc1－ｖ_dc2＝９００［Ｖ］」のときは図１８（Ｃ）に示すように第１の直流電圧ｖ_dc1側に流れる電流ｉ₁＝０、第２の直流電圧ｖ_dc2側に流れる電流ｉ₂＝－ｉとなる。このシミュレーション結果より、式２４で表される変調率ｄを与えることで、第１のスイッチ部２１、第２のスイッチ部２２、第３のスイッチ部２３及び第４のスイッチ部２４において、ターンオフ時及び ターンオン時いずれもソフトスイッチング動作（すなわち、流れる電流が微小な所定値以下（例えばゼロ）のタイミングでのスイッチング動作）が実現できていることがわかる。よって、第１のスイッチ部２１、第２のスイッチ部２２、第３のスイッチ部２３及び第４のスイッチ部２４においてスイッチング損失は発生しない。

【0213】

また、図１８（Ｃ）に示すチョッパ回路２における第１の直流電圧ｖ_dc1側に流れる電流ｉ₁及び図１８（Ｄ）に示すチョッパ回路２における第２の直流電圧ｖ₂側に流れる電流ｉ₂のいずれにおいても、ステップ状の電流変化は発生していない。したがって、ステップ状電流に起因する過電圧はチョッパ回路１では発生しない。

【0214】

また、図１８（Ｅ）に示すように、直流コンデンサ電圧ｖ_C1、ｖ_C2及びｖ_C3に関しては直流分と交流分とを含み、このうち直流分は指令値である６００［Ｖ］に良好に追従していることが分かる。また、交流分に関しては、４５０［Ｈｚ］の交流成分が存在するが、大きさは直流分と比較し十分に小さい。

【0215】

図１９は、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路において第２の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合に、第１の直流電圧側から第２の直流電圧側に２００［ｋＷ］の電力を伝送した時におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）はインダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１の直流電圧側に流れる電流を示し、（Ｄ）は第２の直流電圧側に流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。図１９（Ｂ）において、第１のスイッチ部１１の両端に現れる電圧ｖ_S1を実線で示し、第２のスイッチ部１２の両端に現れる電圧ｖ_S2を破線で示す。また、図１９（Ｅ）において、各半導体電力変換器１３（チョッパセル）の直流コンデンサ電圧ｖ_C1、ｖ_C2及びｖ_C3をそれぞれ実線、破線、一点鎖線で示す。

【0216】

図１９（Ａ）に示すように、インダクタ電流ｉに正の直流電流が重畳している。また、図１８と比較して電力伝送の向きが変わった場合であっても、式３９で表される位相αは変化していないことがわかる。図１９（Ｂ）に示す第１のスイッチ部２１及び第２のスイッチ部２２のそれぞれの両端に現れる電圧（半導体バルブデバイスの順方向電圧）ｖ_S1、ｖ_S2に着目すると、第１のスイッチ部１１がオン状態となるｖ_S1＝０のときは、図１９（Ｃ）に示すように第１の直流電圧ｖ_dc1側に流れる電流はｉ₁＝ｉとなり、図１９（Ｄ）に示すように第２のスイッチ部２２に流れる電流はｉ₂＝ｉとなる。第２のスイッチ部２２がオン状態となる「ｖ_S1＝ｖ_dc1－ｖ_dc2＝６００［Ｖ］」のときは、図１９（Ｃ）に示すように第１の直流電圧ｖ_dc1側に流れる電流はｉ₁＝０となり、図１９（Ｄ）に示すように第２の直流電圧ｖ_dc2側に流れる電流はｉ₂＝ｉとなる。このシミュレーション結果より、式８で表される進み補償制御を適用し、かつ式２４で表される変調率ｄを与えることで、第１のスイッチ部２１及び第２のスイッチ部２２において、ターンオフ時及び ターンオン時いずれもソフトスイッチング動作（すなわち、流れる電流が微小な所定値以下（例えばゼロ）のタイミングでのスイッチング動作）が実現できていることがわかる。第３のスイッチ部２３及び第４のスイッチ部２４についても同様である。よって、第１のスイッチ部２１、第２のスイッチ部２２、第３のスイッチ部２３及び第４のスイッチ部２４においてスイッチング損失は発生しない。

【0217】

また、図１９（Ｃ）に示す第１の直流電圧ｖ_dc1側に流れる電流（第１の外部接続端子の正極側端子Ｔ₁と接続点Ｐ₃との間を流れる電流）ｉ₁及び図１９（Ｄ）に示す第２の直流電圧ｖ_dc2側に流れる電流（接続点Ｐ₄と第２の外部接続端子の正極側端子Ｔ₂との間を流れる電流）ｉ₂のいずれにおいても、ステップ状の電流変化は発生していない。したがって、ステップ状電流に起因する過電圧はチョッパ回路２では発生しない。

【0218】

また、図１９（Ｅ）に示すように、直流コンデンサ電圧ｖ_C1、ｖ_C2及びｖ_C3に関しては直流分と交流分とを含み、このうち直流分は指令値である６００［Ｖ］に良好に追従していることが分かる。また、交流分は、図１８（Ｅ）に示す場合に比べてより三角波状に近い形状となる。

【0219】

図２０は、本開示の第２の実施形態によるチョッパ回路において第２の形態による交流分指令値を含む電流指令値に基づいて電流制御を行った場合に、電力伝送の向きを２．２［ｍｓ］にわたって第１の直流電圧側と第２の直流電圧側とで反転された場合におけるシミュレーション波形を示す図であって、（Ａ）インダクタ電流を示し、（Ｂ）は第１のスイッチ部及び第２のスイッチ部のそれぞれの両端に現れる電圧を示し、（Ｃ）は第１の直流電圧側に流れる電流を示し、（Ｄ）は第２の直流電圧側に流れる電流を示し、（Ｅ）は半導体電力変換器（チョッパセル）内のコンデンサの直流コンデンサ電圧を示す。図２０（Ｂ）において、第１のスイッチ部２１の両端に現れる電圧ｖ_S1を実線で示し、第２のスイッチ部２２の両端に現れる電圧ｖ_S2を破線で示す。また、図１３（Ｅ）において、各半導体電力変換器１３（チョッパセル）の直流コンデンサ電圧ｖ_C1、ｖ_C2及びｖ_C3をそれぞれ実線、破線、一点鎖線で示す。

【0220】

図２０に示すように、電力伝送の向きを２．２［ｍｓ］時点で高速に変化させた場合も、チョッパ回路２は、過電圧及び過電流を生じることなく良好に動作することがわかる。このことは、補助電力変換器１９が高速な電流制御機能を有していることを示している。

【0221】

このように、本開示の第１及び第２の実施形態によれば、直流電流平滑化のためのフィルタ回路を必要とせず、小型かつ軽量で、演算処理が容易であり、汎用性が高いチョッパ回路を実現することができる。すなわち、図１、図３、図４及び図１４に示すチョッパ回路においてスイッチ部のスイッチングを行う「ソフトスイッチング動作」を実現するために必要な「インダクタ電流が零となるタイミング」を作り出すために、インダクタ電流の制御において進み補償制御を含むＰＩ制御法を用いるので、演算処理が容易である。また、チョッパ回路の数にかかわらず進み補償制御を含むＰＩ制御法を適用できるので、汎用性が高い。また、インダクタ電流の電流指令値について、基本波交流成分に３次波交流成分を重畳した交流分指令値または台形波交流成分を有する交流分指令値を用いることで、第１の直流電圧側及び第２の直流電圧側のそれぞれに流れる直流電流を十分に平滑化することができるので、大型で重量のあるフィルタ回路をチョッパ回路の接続することが不要であり、チョッパ回路を含む装置の小型化及び軽量化を図ることができる。

【0222】

例えば、鉄道車両に設けられるチョッパ回路に本開示の第１及び第２の実施形態を適用した場合、直流電流平滑化すなわち低ノイズ化を実現することができ、鉄道車両に要求される誘導障害防止のための低ノイズ性能を達成し易くなる。また、低ノイズ性能を補完するために従来必要であったフィルタ回路（主にリアクトル）を不要としまたは低インダクタンス化することができるので、電力変換装置全体の小型化及び軽量化を図ることができる。また、チョッパ回路の出力であるの直流電流において、従来と電流実効値を得るに際して、本開示の第１及び第２の実施形態によれば電流波高値を低減できるので、パワーデバイスの選択自由度が広がるとともに、力率向上を図ることができる。本開示の第１及び第２の実施形態は鉄道車両に限らず他の移動体にも適用でき、当該移動体においても上述した効果を得ることができる。

【符号の説明】

【0223】

１ チョッパ回路
２ チョッパ回路
１０ 主電力変換器
１１、１１－１、１１－２ 第１のスイッチ部
１２、１２－１、１２－２ 第２のスイッチ部
１３ 半導体電力変換器
１４ インダクタ
１５ 半導体電力変換器用制御部
１６ スイッチ用制御部
１９ 補助電力変換器
２０ 主電力変換器
２１ 第１のスイッチ部
２２ 第２のスイッチ部
２３ 第３のスイッチ部
２４ 第４のスイッチ部
２５ 半導体電力変換器
２６ インダクタ
２７ 半導体電力変換器用制御部
２８ スイッチ用制御部
２９ 補助電力変換器
１３１ ＤＣＤＣコンバータ
１３２ コンデンサ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】