知財求人 - 知財ポータルサイト「IP Force」
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-08-13
(45)【発行日】2024-08-21
(54)【発明の名称】絶縁型共振回路装置及び非接触給電システム
(51)【国際特許分類】
H02J 50/12 20160101AFI20240814BHJP
H02J 7/00 20060101ALI20240814BHJP
H02M 7/48 20070101ALI20240814BHJP
H02M 7/12 20060101ALI20240814BHJP
【ＦＩ】
H02J50/12
H02J7/00 301D
H02M7/48 A
H02M7/12 A
【請求項の数】
10
(21)【出願番号】P 2020105481
(22)【出願日】2020-06-18
(65)【公開番号】P2021197893
(43)【公開日】2021-12-27
【審査請求日】2023-04-07
(73)【特許権者】
【識別番号】000002945
【氏名又は名称】オムロン株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100101454
【弁理士】
【氏名又は名称】山田 卓二
(74)【代理人】
【識別番号】100189555
【弁理士】
【氏名又は名称】徳山 英浩
(74)【代理人】
【識別番号】100091524
【弁理士】
【氏名又は名称】和田 充夫
(72)【発明者】
【氏名】三島 大地
(72)【発明者】
【氏名】伊藤 勇輝
(72)【発明者】
【氏名】長岡 真吾
(72)【発明者】
【氏名】上松 武
【審査官】辻丸 詔
(56)【参考文献】
【文献】特開２０１４－１７６１７３（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１６－０６３６９９（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｊ ５０／１２
Ｈ０２Ｊ ７／００
Ｈ０２Ｍ ７／４８
Ｈ０２Ｍ ７／１２
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
互いに電磁的に結合して電気的に絶縁された第１及び第２のＬＣ共振回路を含み、入力される交流電圧に基づいて所定の第１の共振周波数で発振し、発振信号電圧を発生して出力する第１の共振回路と、複数のスイッチング素子を含み、所定の複数のゲート信号に従って、前記発振信号電圧をスイッチングした後、平滑して所定の直流電圧を負荷に出力する整流回路と、
前記第１の共振周波数と同一の第２の共振周波数を有し、前記発振信号電圧に共振して検出し、検出した発振信号電圧を出力する第２の共振回路と、
前記第２の共振回路からの発振信号電圧を、所定の目標の出力電圧及び／又は所定の目標の出力電流を得るための比較信号電圧と比較することで、前記整流回路を制御するための前記複数のゲート信号を発生して前記整流回路に出力する制御回路と、
を備える絶縁型共振回路装置。
【請求項2】
前記絶縁型共振回路装置はさらに、前記第１の共振回路の前段に設けられたインバータ回路であって、複数のスイッチング素子を含み、所定の複数のゲート信号に従って、入力電圧をスイッチングした後、前記スイッチング後の交流電圧を前記第１の共振回路に出力するインバータ回路を備え、
前記制御回路は、前記第２の共振回路からの発振信号電圧に基づいて所定の基準信号を生成し、前記基準信号を前記比較信号電圧と比較することで、前記インバータ回路の複数のゲート信号と、前記整流回路の複数のゲート信号との間の位相差を算出し、前記算出した位相差に基づいて前記整流回路の複数のゲート信号を発生し、前記発生した整流回路の複数のゲート信号を用いて、前記位相差で前記整流回路が動作するように制御することで、前記目標の出力電圧及び／又は前記目標の出力電流を得るように制御する、
請求項１に記載の絶縁型共振回路装置。
【請求項3】
前記整流回路は、第１のレグに属する１対の第１及び第２のスイッチング素子と、
第２のレグに属する１対の第３及び第４のスイッチング素子とを含み、
前記第１及び第４のスイッチング素子はハイサイドのスイッチング素子であり、前記第２及び第３のスイッチング素子はローサイドのスイッチング素子であり、
前記第１～第４のスイッチング素子がブリッジ形式で接続されて構成され、
前記制御回路は、
前記第２の共振回路からの発振信号電圧に基づいて、前記発振信号電圧に同期する所定の同期信号電圧を発生する積分手段と、
前記同期信号電圧を前記比較信号電圧と比較することで、前記同期信号電圧が前記比較信号電圧に到達したときに、互いに同一の第１及び第３のゲート信号を発生してそれぞれ前記第１及び第３のスイッチング素子の制御端子に出力する比較手段と、
前記第１のゲート信号を反転して、互いに同一の第２及び第４のゲート信号を発生してそれぞれ前記第２及び第４のスイッチング素子の制御端子に出力する反転手段と、
を備える請求項１又は２に記載の絶縁型共振回路装置。
【請求項4】
前記整流回路は、第１のレグに属する１対の第１及び第２のスイッチング素子と、
第２のレグに属する１対の第３及び第４のスイッチング素子とを含み、
前記第１及び第４のスイッチング素子はハイサイドのスイッチング素子であり、前記第２及び第３のスイッチング素子はローサイドのスイッチング素子であり、
前記第１～第４のスイッチング素子がブリッジ形式で接続されて構成され、
前記制御回路は、前記第２の共振回路からの発振信号電圧に基づいて所定の基準信号を生成し、前記基準信号を前記比較信号電圧と比較することで、前記第１と第２のレグ間の対応するスイッチング素子間の位相差を算出し、前記算出した位相差に基づいて前記複数のゲート信号を発生し、前記目標の出力電圧及び／又は前記目標の出力電流を得るように制御する、
請求項１に記載の絶縁型共振回路装置。
【請求項5】
前記制御回路は、前記第２の共振回路からの発振信号電圧に同期する同期信号電圧を発生する積分手段と、
前記第２の共振回路からの発振信号電圧に基づいて、前記発振信号電圧に同期する基準信号電圧を第１のゲート信号として前記第１のスイッチング素子の制御端子に出力する第１の比較手段と、
前記第１のゲート信号を反転して、第２のゲート信号を発生して前記第２のスイッチング素子の制御端子に出力する第１の反転手段と、
前記同期信号電圧を前記比較信号電圧と比較することで、前記同期信号電圧が前記比較信号電圧に到達したときに、第３のゲート信号を発生して前記第３のスイッチング素子の制御端子に出力する第２の比較手段と、
前記第３のゲート信号を反転して、第４のゲート信号を発生して前記第４のスイッチング素子の制御端子に出力する第２の反転手段と、
を備える請求項４に記載の絶縁型共振回路装置。
【請求項6】
前記絶縁型共振回路装置は、複数のスイッチング素子を含み、所定の複数の別のゲート信号に従って、前記発振信号電圧をスイッチングした後、平滑して所定の直流電圧を負荷に出力する少なくとも１つの別の整流回路と、
前記第１の共振周波数と同一の第２の共振周波数を有し、前記発振信号電圧に共振して検出し、検出した発振信号電圧を出力する少なくとも１つの別の第２の共振回路とをさらに備え、
前記制御回路はさらに、前記別の第２の共振回路からの発振信号電圧を、前記比較信号電圧と比較することで、前記別の整流回路を制御するための前記複数の別のゲート信号を発生して前記別の整流回路に出力する、
請求項１～５のうちのいずれか１つに記載の絶縁型共振回路装置。
【請求項7】
前記絶縁型共振回路装置は、前記第１のＬＣ共振回路に接続された第３の共振回路であって、前記入力される交流電圧の周波数と同一の共振周波数を有し、前記交流電圧に対して共振する第３の共振回路をさらに備える、
請求項１～６のうちのいずれか１つに記載の絶縁型共振回路装置。
【請求項8】
交流電圧を送電する送電装置と、前記送電装置と電磁的に結合され、前記交流電圧を受電する受電装置とを備え、請求項１～５のうちのいずれか１つに記載の絶縁型共振回路装置を備える非接触給電システムであって、
前記送電装置は、前記第１のＬＣ共振回路を含み、
前記受電装置は、前記第２のＬＣ共振回路と、前記第２の共振回路と、前記整流回路と、前記制御回路とを含む、
非接触給電システム。
【請求項9】
交流電圧を送電する送電装置と、前記送電装置と電磁的に結合され、前記交流電圧を受電する受電装置とを備え、請求項６に記載の絶縁型共振回路装置を備える非接触給電システムであって、
前記送電装置は、前記第１のＬＣ共振回路を含み、
前記受電装置は、前記第２のＬＣ共振回路と、前記第２の共振回路と、前記整流回路と、前記別の第２の共振回路と、前記別の整流回路と、前記制御回路とを含む、
非接触給電システム。
【請求項10】
交流電圧を送電する送電装置と、前記送電装置と電磁的に結合され、前記交流電圧を受電する受電装置とを備え、請求項７に記載の絶縁型共振回路装置を備える非接触給電システムであって、
前記送電装置は、前記第１のＬＣ共振回路と、前記第３の共振回路とを含み、
前記受電装置は、前記第２のＬＣ共振回路と、前記第２の共振回路と、前記整流回路と、前記制御回路とを含む、
非接触給電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、例えば互いに電気的に絶縁された複数のＬＣ共振回路及び制御回路を備える絶縁型共振回路装置と、前記絶縁型共振回路装置を備える非接触給電システムとに関する。
【背景技術】
【0002】
従来、無線搬送車（ＡＧＶ（Automatic Guided Vehicle)などの移動体はリチウムイオンバッテリーなどの充電池を搭載している。この充電池を充電するときは、ＡＧＶを充電ステーションまで移動させた後、ＡＧＶに搭載された受電コイルを、充電ステーションの送電コイルに電磁的に結合させて非接触充電システムにおいて非接触充電を行う。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【文献】特許第６２０１３８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
しかしながら、前記非接触充電システムにおいては、図１０に示すように、以下の２つの課題があった。
【0005】
（課題１）送電コイルと受電コイルとの間の位置関係が変化するとインダクタンスが変化し、共振周波数ｆｒが変化しスイッチング周波数ｆｓｗとｆｒが不一致することにより効率悪化などの悪影響を及ぼす。これにより、スイッチング周波数を共振周波数に一致させるためにはスイッチング素子の駆動回路を制御するための機構が必要となる。また、インダクタンスの変化により充電回路の出力電圧、出力電流等の出力特性が変化するため充電池の充電プロファイルを満たすための回路設計や制御が複雑になる。
（課題２）充電池の残量によって負荷が変動し、その結果、充電回路の出力電圧、出力電流等の出力特性が変動する。これにより、充電池の充電プロファイルを満たすための回路設計や制御が複雑になる。
（課題２）充電池の残量によって負荷が変動し、その結果、充電回路の出力電圧、出力電流等の出力特性が変動する。これにより、充電池の充電プロファイルを満たすための回路設計や制御が複雑になる。
【0006】
ここで、課題１及び２は例えば特許文献１において開示された技術により解決できるが、以下の別の課題が発生する。
【0007】
例えば、非接触給電システムの出力特性を制御するために送電装置の回路、もしくは受電装置の回路に対する制御回路を追加する必要がある。また、この制御のために無線通信システムを利用する必要もある。そのため、構成部品の増加による回路サイズの増大や、通信が遅延したり途絶えたりすることで回路の出力特性が制御できなくなるという課題があった。
【0008】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、前記２つの課題を解決するための複雑な制御が不要であって、従来技術に比較して簡単な回路の追加のみで、出力特性を制御するための一部分（送電装置の制御回路、もしくは送電装置を制御するための通信システムなど）を削減することができる絶縁型共振回路装置と、前記絶縁型共振回路装置を用いた非接触給電システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0009】
本発明に係る絶縁型共振回路装置は、
互いに電磁的に結合して電気的に絶縁された第１と第２のＬＣ共振回路を含み、入力される交流電圧に基づいて所定の第１の共振周波数で発振し、発振信号電圧を発生して出力する第１の共振回路と、
複数のスイッチング素子を含み、所定の複数のゲート信号に従って、前記発振信号電圧をスイッチングした後、平滑して所定の直流電圧を負荷に出力する整流回路と、
前記第１の共振周波数と実質的に同一の第２の共振周波数を有し、前記発振信号電圧に共振して検出し、検出した発振信号電圧を出力する第２の共振回路と、
前記第２の共振回路からの発振信号電圧を、所定の目標の出力電圧及び／又は所定の目標の出力電流を得るための比較信号電圧と比較することで、前記整流回路を制御するための前記複数のゲート信号を発生して前記整流回路に出力する制御回路と、
を備える。
互いに電磁的に結合して電気的に絶縁された第１と第２のＬＣ共振回路を含み、入力される交流電圧に基づいて所定の第１の共振周波数で発振し、発振信号電圧を発生して出力する第１の共振回路と、
複数のスイッチング素子を含み、所定の複数のゲート信号に従って、前記発振信号電圧をスイッチングした後、平滑して所定の直流電圧を負荷に出力する整流回路と、
前記第１の共振周波数と実質的に同一の第２の共振周波数を有し、前記発振信号電圧に共振して検出し、検出した発振信号電圧を出力する第２の共振回路と、
前記第２の共振回路からの発振信号電圧を、所定の目標の出力電圧及び／又は所定の目標の出力電流を得るための比較信号電圧と比較することで、前記整流回路を制御するための前記複数のゲート信号を発生して前記整流回路に出力する制御回路と、
を備える。
【発明の効果】
【0010】
従って、本発明に係る絶縁型共振回路装置等によれば、受電装置に第２のＬＣ共振回路を追加することで、出力特性を制御するための一部分（送電装置の制御回路、もしくは送電装置を制御するための通信システムなど）を削減することが可能になる。これにより、従来技術に比較して、構成が簡単であって大幅に製造コストを削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【0011】
【図1】実施形態１に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。
【図4】実施形態２に係る非接触給電システムにおいて用いる制御回路３０Ａの構成例を示すブロック図である。
【図6】実施形態３に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。
【図7】実施形態４に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。
【図8B】変形例１に係るＬＣ共振回路１３Ａの構成例を示す回路図である。
【図8C】変形例２に係るＬＣ共振回路１３Ｂの構成例を示す回路図である。
【図8D】変形例３に係るＬＣ共振回路１３Ｃの構成例を示す回路図である。
【図8E】変形例４に係るＬＣ共振回路１３Ｄの構成例を示す回路図である。
【図8F】変形例５に係るＬＣ共振回路１３Ｅの構成例を示す回路図である。
【図9A】変形例６に係るＬＣ共振回路１４Ｂの構成例を示す回路図である。
【図9B】変形例７に係るＬＣ共振回路１４Ｃの構成例を示す回路図である。
【図9C】変形例８に係るＬＣ共振回路１４Ｄの構成例を示す回路図である。
【図9D】変形例９に係るＬＣ共振回路１４Ｅの構成例を示す回路図である。
【図9E】変形例１０に係るＬＣ共振回路１４Ｆの構成例を示す回路図である。
【図9F】変形例１１に係るＬＣ共振回路１４Ｇの構成例を示す回路図である。
【図10】従来技術に係る問題点を説明するための非接触給電システムにおける出力電圧の周波数スペクトラムを示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【0012】
以下、本発明にかかる実施形態について図面を参照して説明する。なお、同一又は同様の構成要素については同一の符号を付している。
【0013】
（発明者の知見）
以下の実施形態では、送電装置と受電装置間の通信が不要であり、受電装置の情報のみによって受電装置の回路を制御することで、送電装置と受電装置間の結合度及び負荷変動に対して所望な出力特性（出力電圧特性及び／又は出力電流特性）とすることが可能な絶縁型共振回路装置とその制御方法、及び非接触給電システムについて以下に説明する。
以下の実施形態では、送電装置と受電装置間の通信が不要であり、受電装置の情報のみによって受電装置の回路を制御することで、送電装置と受電装置間の結合度及び負荷変動に対して所望な出力特性（出力電圧特性及び／又は出力電流特性）とすることが可能な絶縁型共振回路装置とその制御方法、及び非接触給電システムについて以下に説明する。
【0014】
上述の従来技術における課題を解決するために、本発明に係る実施形態では、受電装置の情報のみに基づいて、受電装置に備えた整流用インバータ回路を制御するように構成したことを特徴とする。ここで、以下の構成を有する。
（１）送電装置の送電コイルと、受電装置の受電コイルとの間の位置関係が変化するとインダクタンスが変化し又は結合度が変動すると、送電装置のインバータ回路のゲート信号と、受電装置の整流回路（インバータ回路）のゲート信号との位相差が変化する。
（２）この位相差を、受電装置の共振回路に接続される第２の共振回路により検出し、負荷の変動及びインダクタンス又は結合度の変動に対して所望の出力特性（出力電圧又は出力電流）となる所定の位相差を算出する。
（１）送電装置の送電コイルと、受電装置の受電コイルとの間の位置関係が変化するとインダクタンスが変化し又は結合度が変動すると、送電装置のインバータ回路のゲート信号と、受電装置の整流回路（インバータ回路）のゲート信号との位相差が変化する。
（２）この位相差を、受電装置の共振回路に接続される第２の共振回路により検出し、負荷の変動及びインダクタンス又は結合度の変動に対して所望の出力特性（出力電圧又は出力電流）となる所定の位相差を算出する。
【0015】
（３）受電装置の制御回路にてインバータ回路を駆動するゲート信号の周波数及び位相差を制御する。このとき、制御方法としては下記の２つがある。
（制御方法Ａ）インダクタンス、結合度、又は負荷の変動に対して、出力特性が非依存となる、送電装置のインバータ回路のゲート信号と、整流用インバータ回路のゲート信号との間の位相差を算出して、この位相差に基づいて、整流用インバータ回路のゲート信号を制御する。これは、実施形態１において開示する。
（制御方法Ｂ）インダクタンス、結合度、又は負荷の変動に対して、出力特性が非依存となる整流用インバータ回路のレグ間の所定の位相差を算出して、この位相差に基づいて、整流用インバータ回路のゲート信号を制御する。これは、実施形態２において開示する。
（４）これにより、送電装置と受電装置間の通信が不要で、インダクタンスと結合度及び負荷変動に対して所望の出力特性（出力電圧又は出力電流）に制御することが可能となる。
（制御方法Ａ）インダクタンス、結合度、又は負荷の変動に対して、出力特性が非依存となる、送電装置のインバータ回路のゲート信号と、整流用インバータ回路のゲート信号との間の位相差を算出して、この位相差に基づいて、整流用インバータ回路のゲート信号を制御する。これは、実施形態１において開示する。
（制御方法Ｂ）インダクタンス、結合度、又は負荷の変動に対して、出力特性が非依存となる整流用インバータ回路のレグ間の所定の位相差を算出して、この位相差に基づいて、整流用インバータ回路のゲート信号を制御する。これは、実施形態２において開示する。
（４）これにより、送電装置と受電装置間の通信が不要で、インダクタンスと結合度及び負荷変動に対して所望の出力特性（出力電圧又は出力電流）に制御することが可能となる。
【0016】
以下、本発明の実施形態及び変形例に係る、これらの制御回路及び制御方法について説明する。以下のすべての実施形態及び変形例は、本発明を実施するための一例であって、これに限定されるものではない。
【0017】
（実施形態１）
図１は実施形態１に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。
図１は実施形態１に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。
【0018】
図１において、実施形態１に係る非接触給電システムは、送電装置１００と、受電装置２００とを備えて構成される。ここで、送電装置１００は、力率改善回路（以下、ＰＦＣ回路という。）１１と、インバータ回路１２と、送電用ＬＣ共振回路１３とを備えて構成される。一方、受電装置２００は、受電用ＬＣ共振回路１４と、インバータ回路１５と、平滑用電解キャパシタ１６と、負荷１７と、制御回路３０と、電圧検出用ＬＣＲ共振回路である第２の共振回路２２とを備えて構成される。なお、送電用ＬＣ共振回路１３と、受電用ＬＣ共振回路１４とにより、第１の共振回路２１が構成される。また、インバータ回路１５及び電解キャパシタ１６により、整流回路が構成される。受電装置２００はさらに、電圧検出器３１，３２，３４と、電流検出器３３，３５を備える。
【0019】
ここで、ＬＣ共振回路１３は、例えばキャパシタＣ１と、インダクタＬ１との直列回路で構成され、ＬＣ共振回路１４は、例えばキャパシタＣ２，Ｃ３と、インダクタＬ２との直列回路で構成される。また、第２の共振回路２２は、インダクタＬ３と、キャパシタＣ３と、抵抗Ｒ１との直列回路で構成され、第１の共振回路２１の発振周波数と実質的に同一の共振周波数を有するように構成される。
【0020】
また、共振回路１３，１４，２２と、インバータ回路１５と、電解キャパシタ１６と、制御回路３０とにより、本発明に係る絶縁型共振回路装置３０１を構成する。また、送電装置１００と受電装置２００とは例えば充電などの電源供給のために互いに近傍に位置することで、ＬＣ共振回路１３のインダクタＬ１と、ＬＣ共振回路１４のインダクタＬ２とが互いに所定の結合度で電磁的に結合して電気的に絶縁される。
【0021】
送電装置１００において、ＰＦＣ回路１１は、例えば商用交流電源等の交流電源からの交流電圧である入力電圧Ｖｉｎを直流電圧に変換しかつ所定の力率改善方法を用いて入力電圧に対して力率改善処理を行った後、所定の直流電圧にＤＣＤＣ変換してインバータ回路１２に出力する。インバータ回路１２は、ＰＦＣ回路１１からの直流電圧をスイッチングすることで交流電圧を発生してＬＣ共振回路１３に出力する。ＬＣ共振回路１３は、入力される交流電圧に基づいて所定の共振周波数ｆｒで共振して当該共振周波数ｆｒを有する交流電圧を含む交流電力を発生して、ＬＣ共振回路１３に結合されたＬＣ共振回路１４に送電する。
【0022】
図２Ａは図１のインバータ回路１２の構成例を示す回路図である。図２Ａにおいて、インバータ回路１２は、それぞれスイッチング素子である４個のＭＯＳトランジスタＱ２１～Ｑ２４がブリッジ形式で接続され、さらに制御回路１２Ｃを備えて構成される。ここで、ＭＯＳトランジスタＱ２１，Ｑ２４はハイサイド（高電圧側）のスイッチング素子であり、ＭＯＳトランジスタＱ２２，Ｑ２３はローサイド（低電圧側）のスイッチング素子である。４個のＭＯＳトランジスタＱ２１～Ｑ２４は、各ゲート（制御端子の一例）に入力される、制御回路１２Ｃからの４個のゲート信号Ｓｐ１～Ｓｐ４によりオン・オフ制御される。なお、図３に示すように、ゲート信号Ｓｐ１，Ｓｐ３は例えばデューティ比が５０％である互いに同一のゲート信号である一方、ゲート信号Ｓｐ２，Ｓｐ４は例えばデューティ比が５０％である互いに同一のゲート信号であって、ゲート信号Ｓｐ１，Ｓｐ３の反転信号である。なお、ゲート信号Ｓｐ１～Ｓｐ４のデューティ比は５０％に限定されず、それ以外のデューティ比の設定値であってもよい。
【0023】
受電装置２００において、ＬＣ共振回路１４は、ＬＣ共振回路１３からの交流電力を受電して、当該交流電力の交流電圧を、整流回路を構成するインバータ回路１５及び電解キャパシタ１６を介して負荷１７に出力する。ここで、インバータ回路１５は、それぞれスイッチング素子である４個のＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４がブリッジ形式で接続されて構成される。ここで、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ４はハイサイド（高電圧側）のスイッチング素子であり、ＭＯＳトランジスタＱ２，Ｑ３はローサイド（低電圧側）のスイッチング素子である。４個のＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４は、各ゲート（制御端子の一例）に入力される、制御回路３０からの４個のゲート信号Ｓ１～Ｓ４によりオン・オフ制御される。ここで、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２をレグＬｇ１といい、ＭＯＳトランジスタＱ３，Ｑ４をレグＬｇ２という。
【0024】
インバータ回路１５からの電圧が電解キャパシタ１６により平滑されることで所定の直流電圧に整流された後、負荷１７に出力される。なお、電解キャパシタ１６と負荷１７との間に、直流電圧を変更するＤＣＤＣ変換器を設けてもよい。
【0025】
電圧検出器３１はＬＣ共振回路１４の出力電圧Ｖｓ１を検出し、電流検出器３３はＬＣ共振回路１４の出力電流Ｉｓ１を検出する。電圧検出器３２は、第２の共振回路２２の出力電圧である発振信号電圧Ｖｒ１を検出する。電圧検出器３４はインバータ回路１５及び電解キャパシタ１６（整流回路）の出力電圧Ｖｏを検出し、電流検出器３５はインバータ回路１５及び電解キャパシタ１６（整流回路）の出力電流Ｉｏを検出する。
【0026】
図１の実施形態１では、特に、従来技術に比較して、第２の共振回路２２をさらに備えることを特徴とする。第２の共振回路２２は、第１の共振回路２１Ａにより発振された発振信号電圧Ｖｒ１を検出して制御回路３０に出力し、制御回路３０は、発振信号電圧Ｖｒ１を所定の目標の出力電圧及び／又は所定の目標の出力電流を得るための比較信号電圧Ｖｔと比較することで、インバータ回路１５のＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４を駆動する４個のゲート信号Ｓ１～Ｓ４を生成する。
【0027】
図２Ｂは図１の制御回路３０の構成の一例を示すブロック図である。なお、図１の制御回路３０の構成はこれに限定されない。すなわち、図２Ｂの構成、種々の設定値、以下の説明はあくまで一例であって、これに限定されない。
【0028】
図２Ｂにおいて、制御回路３０は、コンパレータ５１，５３と、リセット付き積分器５２と、操作部５４と、比較信号電圧発生器５５と、インバータ５６とを備えて構成される。
【0029】
コンパレータ５１は、第２の共振回路２２により検出した発振信号電圧Ｖｒ１を接地電圧と比較して、比較結果の基準信号電圧Ｖｒｅｆを発生してリセット付き積分器５２に出力する。リセット付き積分器５２は、基準信号電圧Ｖｒｅｆの立下がりで出力電圧を接地電圧０Ｖにリセットした後、基準信号電圧Ｖｒｅｆの周期Ｔの半分であるＴ／２の周期を有して繰り返され、所定の傾斜で増大した後、基準信号電圧Ｖｒｅｆに同期する同期信号電圧であり、接地電圧（０Ｖ）にリセットする三角波信号電圧Ｖｔｒｉを発生してコンパレータ５３の反転入力端子に出力する。
【0030】
一方、比較信号電圧発生器５５は、操作部５４を用いて例えばユーザにより設定された所定の目標の出力電圧及び／又は所定の目標の出力電流を得るための比較信号電圧Ｖｔを発生してコンパレータ５３の非反転入力端子に出力する。ここで、目標電圧Ｖｔは例えば三角波信号電圧Ｖｔｒｉの最大値よりも低い電圧を有する。コンパレータ５３は入力される三角波信号電圧Ｖｔｒｉを、前記比較信号電圧Ｖｔと比較し、比較結果信号をゲート信号Ｓ１，Ｓ３として生成するとともに、前記比較結果信号を、インバータ５６を介して、ゲート信号Ｓ１，Ｓ３とは反転するゲート信号Ｓ２，Ｓ４を生成する。これらのゲート信号Ｓ１～Ｓ４はインバータ回路１５のＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４の各ゲートに印加されて、ＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４がオン・オフ駆動制御される。ここで、ゲート信号Ｓ１～Ｓ４は例えば矩形パルス形状を有する。
【0031】
以上のように構成された図２Ｂに図示した、図１の制御回路３０の構成の一例では、第２の共振回路２２からの発振信号電圧Ｖｒ１に基づいて基準信号Ｖｒｅｆを生成し、基準信号Ｖｒｅｆを、所定の目標の出力電圧及び／又は所定の目標の出力電流を得るための比較信号電圧Ｖｔと比較することで、送電装置１００のインバータ回路１２のゲート信号と、受電装置２００のインバータ回路１５のゲート信号との間の位相差αを算出し、算出した位相差αに基づいてゲート信号Ｓ１～Ｓ４を発生し、当該ゲート信号Ｓ１～Ｓ４を用いて当該位相差αでインバータ回路１５が動作するように制御することで、所定の目標の出力電圧及び／又は所定の目標の出力電流を得るように制御している。
【0032】
【0033】
図３から明らかなように、基準信号電圧Ｖｒｅｆは例えば矩形パルス形状を有し、発振信号電圧Ｖｒ１に同期するように発生される。なお、基準信号電圧Ｖｒｅｆは、送電装置１００のインバータ回路１２のゲート信号Ｓｐ２，Ｓｐ４に同期しており、ゲート信号Ｓｐ１，Ｓｐ３の反転信号に同期している。
【0034】
三角波信号電圧Ｖｔｒｉは基準信号電圧Ｖｒｅｆに同期するように発生され、基準信号電圧Ｖｒｅｆの立下がりで接地電圧０Ｖにリセットされた後、所定の傾斜で増大する。ここで、三角波信号電圧Ｖｔｒｉが、その立下がるリセットの時刻ｔ２よりも所定の時間期間αだけ前のタイミングの時刻ｔ１で、所定の目標の出力電圧及び／又は所定の目標の出力電流を得るための比較信号電圧Ｖｔに到達したときに、ゲート信号Ｓ１，Ｓ３がオンされる一方、ゲート信号Ｓ２，Ｓ４がオフされる。次いで、三角波信号電圧Ｖｔｒｉが、その立下がるリセットの時刻ｔ４よりも所定の時間期間αだけ前のタイミングｔ３で、前記比較信号電圧Ｖｔに到達したときに、ゲート信号Ｓ１，Ｓ３がオフされる一方、ゲート信号Ｓ２，Ｓ４がオンされる。この動作が周期Ｔで繰り返される。
【0035】
すなわち、ゲート信号Ｓ１，Ｓ３は互いに同一であり、ゲート信号Ｓ２，Ｓ４は互いに同一である。また、ゲート信号Ｓ２，Ｓ４はゲート信号Ｓ１，Ｓ３の反転信号である。従って、同一の各レグＬｇ１，Ｌｇ２内で、１対のゲート信号（Ｓ１，Ｓ２）（Ｓ３，Ｓ４）は互いに反転関係にある。
【0036】
なお、以上の実施形態においては、出力電圧Ｖｏを制御しているが、本発明はこれに限らず、出力電流Ｉｏを制御するように構成してもよい。これについては、以下の実施形態及び変形例においても同様である。
【0037】
以上説明したように、本実施形態によれば、第１の共振回路２１の発振信号電圧を検出する第２の共振回路２２をさらに備え、第２の共振回路２２により検出した発振信号電圧Ｖｒ１を検出して制御回路３０に出力し、制御回路３０は、発振信号電圧Ｖｒ１を、所定の目標の出力電圧及び／又は所定の目標の出力電流を得るための比較信号電圧Ｖｔと比較することで、インバータ回路１５のＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４を駆動する４個のゲート信号Ｓ１～Ｓ４を生成してインバータ回路１５を制御することで、出力電圧Ｖｏが所定の目標の出力電圧になり、及び／又は、出力電流Ｉｏが所定の目標の出力電流となるように制御する。
【0038】
以上の構成により、送電装置１００と受電装置２００との間で制御情報を通信するために用いていた機構や、インダクタンス及び結合度又は負荷変動に対して出力電圧又は出力電流の特性を所望の値に制御するための機構が不要となる。ここで、無線通信システムを使用しないため、通信の遅延や途絶えによる制御不可能な状態になることがなく、保護回路などを必要としない。これにより、従来技術に比較して、構成が簡単であって大幅に製造コストを削減することができる。
【0039】
（実施形態２）
図４は、実施形態２に係る非接触給電システムにおいて用いる制御回路３０Ａの構成例を示すブロック図である。実施形態２に係る非接触給電システムは、図１の実施形態１に係る非接触給電システムに比較して、以下の相違点を有する。
（１）制御回路３０に代えて、図４の制御回路３０Ａを備える。
（２）制御回路３０Ａは、図２Ｂの制御回路３０に比較して、インバータ５７をさらに備える。
以下、相違点について説明する。
図４は、実施形態２に係る非接触給電システムにおいて用いる制御回路３０Ａの構成例を示すブロック図である。実施形態２に係る非接触給電システムは、図１の実施形態１に係る非接触給電システムに比較して、以下の相違点を有する。
（１）制御回路３０に代えて、図４の制御回路３０Ａを備える。
（２）制御回路３０Ａは、図２Ｂの制御回路３０に比較して、インバータ５７をさらに備える。
以下、相違点について説明する。
【0040】
図４において、コンパレータ５３はゲート信号Ｓ３を出力するとともに、インバータ５６を介してゲート信号Ｓ４として出力する。また、コンパレータ５１は基準信号電圧Ｖｒｅｆを、ゲート信号Ｓ１として出力するとともに、インバータ５７を介してゲート信号Ｓ２として出力する。これらのゲート信号Ｓ１～Ｓ４はそれぞれ、インバータか１５のＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４の各ゲートに印加される。
【0041】
【0042】
図５から明らかなように、基準信号電圧Ｖｒｅｆ及び三角波信号電圧Ｖｔｒｉは図３の実施形態１と同様に発生される。ここで、三角波信号電圧Ｖｔｒｉが、その立下がるリセットの時刻ｔ２よりも所定の時間期間αだけ前のタイミングの時刻ｔ１で、所定の目標の出力電圧及び／又は所定の目標の出力電流を得るための比較信号電圧Ｖｔに到達したときに、ゲート信号Ｓ３がオンされる一方、ゲート信号Ｓ４がオフされる。また、ゲート信号Ｓ１は基準信号電圧Ｖｒｅｆと同一の同期信号であり、ゲート信号Ｓ２はゲート信号Ｓ１の反転信号である。次いで、三角波信号電圧Ｖｔｒｉが、その立下がるリセットの時刻ｔ４よりも所定の時間期間αだけ前のタイミングｔ３で、前記比較信号電圧Ｖｔに到達したときに、ゲート信号Ｓ３がオフされる一方、ゲート信号Ｓ４がオンされる。この動作が周期Ｔで繰り返される。
【0043】
すなわち、ゲート信号Ｓ２はゲート信号Ｓ１の反転信号であり、ゲート信号Ｓ４はゲート信号Ｓ３の反転信号である。従って、同一の各レグＬｇ１，Ｌｇ２内で、１対のゲート信号（Ｓ１，Ｓ２）（Ｓ３，Ｓ４）は互いに反転関係にあるが、異なるレグＬｇ１，Ｌｇ２において、ゲート信号Ｓ１はゲート信号Ｓ３よりも時間期間αだけ遅延し、ゲート信号Ｓ２はゲート信号Ｓ４よりも時間期間αだけ遅延する。
【0044】
以上説明したように、本実施形態によれば、第１の共振回路２１の発振信号電圧を検出する第２の共振回路２２をさらに備え、第２の共振回路２２により検出した発振信号電圧Ｖｒ１を検出して制御回路３０Ａに出力し、制御回路３０Ａは、発振信号電圧Ｖｒ１を、所定の目標の出力電圧及び／又は所定の目標の出力電流を得るための比較信号電圧Ｖｔと比較することで、インバータ回路１５のＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４を駆動する４個のゲート信号Ｓ１～Ｓ４を生成してインバータ回路１５を制御することで、出力電圧Ｖｏが所定の目標の出力電圧となり、及び／又は、出力電流Ｉｏが所定の目標の出力電流となるように制御する。
【0045】
すなわち、第２の共振回路２２からの発振信号電圧Ｖｒ１に基づいて基準信号Ｖｒｅｆを生成し、基準信号Ｖｒｅｆを、前記比較信号電圧Ｖｔと比較することで、レグＬｇ１，Ｌｇ２間の対応するスイッチング素子（Ｓ１とＳ３；Ｓ２とＳ４）間の位相差を算出し、前記算出した位相差に基づいてゲート信号Ｓ１～Ｓ４を発生し、所定の目標の出力電圧及び／又は目標の出力電流を得るように制御する。
【0046】
以上の構成により、送電装置１００と受電装置２００Ａとの間で制御情報を通信するために用いていた機構や、インダクタンス及び結合度又は負荷変動に対して出力電圧又は出力電流の特性を所望の値に制御するための機構が不要となる。ここで、無線通信システムを使用しないため、通信の遅延や途絶えによる制御不可能な状態になることがなく、保護回路などを必要としない。これにより、従来技術に比較して、構成が簡単であって大幅に製造コストを削減することができる。
【0047】
（実施形態３）
図６は実施形態３に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。実施形態３に係る非接触給電システムは、図１の実施形態１に係る非接触給電システムに比較して、以下の相違点を有する。
（１）受電装置２００に代えて、受電装置２００Ａを備える。
（２）受電装置２００Ａは、受電装置２００に比較して、制御回路３０に代えて、制御回路３０Ｂを備えるとともに、ＬＣ共振回路１４Ａと、別の第２の共振回路２２Ａと、インバータ回路１５Ａと、電圧検出器３１，４２と、電流検出器３３とをさらに備える。
図６は実施形態３に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。実施形態３に係る非接触給電システムは、図１の実施形態１に係る非接触給電システムに比較して、以下の相違点を有する。
（１）受電装置２００に代えて、受電装置２００Ａを備える。
（２）受電装置２００Ａは、受電装置２００に比較して、制御回路３０に代えて、制御回路３０Ｂを備えるとともに、ＬＣ共振回路１４Ａと、別の第２の共振回路２２Ａと、インバータ回路１５Ａと、電圧検出器３１，４２と、電流検出器３３とをさらに備える。
【0048】
すなわち、実施形態３に係る非接触給電システムは、２個の第２の共振回路２２，２２Ａ及び２個のインバータ回路１５，１５Ａを備えて並列に接続したことを特徴としている。以下、相違点について説明する。
【0049】
図６において、共振回路１３，１４，１４Ａ，２２，２２Ａと、インバータ回路１５、１５Ａと、電解キャパシタ１６と、制御回路３０Ｂとにより、本発明に係る絶縁型共振回路装置３０２を構成する。また、共振回路１３，１４，１４Ａにより、第１の共振回路２１Ａを構成する。ここで、送電装置１００と受電装置２００Ａとは例えば充電などの電源供給のために互いに近傍に位置することで、ＬＣ共振回路１３のインダクタＬ１と、ＬＣ共振回路１４のインダクタＬ２及びＬＣ共振回路１４ＡのインダクタＬ１２とが互いに所定の結合度で電磁的に結合する。
【0050】
ＬＣ共振回路１４Ａは、インダクタＬ１２と、キャパシタＣ１２，Ｃ１３との直列回路により構成される。また、別の第２の共振回路２２Ａは、抵抗Ｒ１１と、インダクタＬ１３と、キャパシタＣ１３の直列回路により構成され、第１の共振回路２１の発振周波数と実質的に同一の共振周波数を有するように構成される。
【0051】
インバータ回路１５Ａはインバータ回路１５と同様に、それぞれスイッチング素子である４個のＭＯＳトランジスタＱ１１～Ｑ１４がブリッジ形式で接続されて構成される。ここで、ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１４はハイサイド（高電圧側）のスイッチング素子であり、ＭＯＳトランジスタＱ１２，Ｑ１３はローサイド（低電圧側）のスイッチング素子である。４個のＭＯＳトランジスタＱ１１～Ｑ１４は、制御回路３０Ｂからの４個のゲート信号によりオン・オフ制御される。ここで、ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２をレグＬｇ１１といい、ＭＯＳトランジスタＱ１３，Ｑ１４をレグＬｇ１２という。
【0052】
インバータ回路１５，１５Ａからの電圧が電解キャパシタ１６により平滑されることで所定の直流電圧に整流された後、負荷１７に出力される。
【0053】
電圧検出器４１はＬＣ共振回路１４Ａの出力電圧Ｖｓ２を検出し、電流検出器４３はＬＣ共振回路１４の出力電流Ｉｓ２を検出する。電圧検出器４２は、別の第２の共振回路２２Ａの出力電圧Ｖｒ２を検出する。
【0054】
以上のように構成された実施形態３においては、制御回路３０Ｂは発振信号電圧Ｖｒ１に加えて、検出電圧Ｖｒ２に基づいて、制御方法Ａ又はＢに係る図２Ｂ又は図４の回路を用いて、
（１）検出電圧Ｖｒ１を、所定の目標の出力電圧及び／又は所定の目標の出力電流を得るための比較信号電圧Ｖｔと比較することで、インバータ回路１５のＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４を駆動する４個のゲート信号Ｓ１～Ｓ４を生成してそれぞれ、インバータ回路１５を制御し、
（２）検出電圧Ｖｒ２を、所定の目標の出力電圧及び／又は所定の目標の出力電流を得るための比較信号電圧Ｖｔと比較することで、インバータ回路１５ＡのＭＯＳトランジスタＱ１１～Ｑ１４を駆動する４個のゲート信号Ｓ１１～Ｓ１４を生成してそれぞれ、インバータ回路１５Ａを制御する。
これにより、制御回路３０Ｂは、出力電圧Ｖｏが所定の目標の出力電圧となり、及び／又は、出力電流Ｉｏが所定の目標の出力電流となるように制御する。
（１）検出電圧Ｖｒ１を、所定の目標の出力電圧及び／又は所定の目標の出力電流を得るための比較信号電圧Ｖｔと比較することで、インバータ回路１５のＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４を駆動する４個のゲート信号Ｓ１～Ｓ４を生成してそれぞれ、インバータ回路１５を制御し、
（２）検出電圧Ｖｒ２を、所定の目標の出力電圧及び／又は所定の目標の出力電流を得るための比較信号電圧Ｖｔと比較することで、インバータ回路１５ＡのＭＯＳトランジスタＱ１１～Ｑ１４を駆動する４個のゲート信号Ｓ１１～Ｓ１４を生成してそれぞれ、インバータ回路１５Ａを制御する。
これにより、制御回路３０Ｂは、出力電圧Ｖｏが所定の目標の出力電圧となり、及び／又は、出力電流Ｉｏが所定の目標の出力電流となるように制御する。
【0055】
以上の構成により、送電装置１００と受電装置２００又は２００Ａとの間で制御情報を通信するために用いていた機構や、インダクタンス及び結合度又は負荷変動に対して出力電圧又は出力電流の特性を所望の値に制御するための機構が不要となる。ここで、無線通信システムを使用しないため、通信の遅延や途絶えによる制御不可能な状態になることがなく、保護回路などを必要としない。これにより、従来技術に比較して、構成が簡単であって大幅に製造コストを削減することができる。
【0056】
実施形態３では、受電装置２００Ａにおいて、２個の第２の共振回路２２，２２Ａ及び２個のインバータ回路１５，１５Ａを備えて並列に接続したことを特徴としている。この実施形態３における特有の効果は以下の通りである。
【0057】
例えば大電力化などによって受電装置２００Ａを多相で動作する回路で構成した場合、各相間の電流が不平衡になるという課題が発生する。しかし、インバータ回路１５，１５Ａに対する制御処理を簡単化する方法として、受電装置２００Ａをいわゆるマルチ構成にして位相制御することで前記の課題を解決することができる。すなわち、実施形態３の構成により、効率改善による回路全体の小型化に加えて、電流の不平衡を改善するための従来の複雑な制御回路の部分を極めて簡単化することが可能となる。
【0058】
以上の実施形態３では、２個の第２の共振回路２２，２２Ａ及び２個のインバータ回路１５，１５Ａを用いているが、本発明はこれに限らず、３個以上の複数個の各回路を用いて、これらを並列に接続するように構成してもよい。
【0059】
（実施形態４）
図７は実施形態４に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。実施形態４に係る非接触給電システムは、図１の実施形態１に係る非接触給電システムに比較して以下の相違点を有する。
（１）送電装置１００に代えて、送電装置１００Ａを備える。
（２）送電装置１００Ａはさらに、第３の共振回路２３をさらに備える。
以下、相違点について説明する。
図７は実施形態４に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。実施形態４に係る非接触給電システムは、図１の実施形態１に係る非接触給電システムに比較して以下の相違点を有する。
（１）送電装置１００に代えて、送電装置１００Ａを備える。
（２）送電装置１００Ａはさらに、第３の共振回路２３をさらに備える。
以下、相違点について説明する。
【0060】
図７において、共振回路１３，１４，２２と、インバータ回路１５と、電解キャパシタ１６と、制御回路３０と、電圧検出器３２とにより、本発明に係る絶縁型共振回路装置３０３を構成する。また、第３の共振回路２３は、ＬＣ共振回路１３に対して直列に接続され、抵抗Ｒ２１と、インダクタＬ２３と、キャパシタＣ２１との直列回路により構成される。第３の共振回路２３は、インバータ回路１２のスイッチング周波数ｆｓｗと実質的に同一の共振周波数を有するように構成され、インバータ回路１２からの出力電圧に追従するように発振する発振電流が第３の共振回路２３内で流れることで、ＬＣ共振回路１３の発振状態を安定化させることができる。なお、制御回路３０の制御方法は、制御方法ＡとＢのいずれであってもよい。
【0061】
以上のように構成された実施形態４に係る作用効果は以下の通りである。
【0062】
図１の実施形態１の送電装置１００では、送電装置１００のスイッチング周波数は固定のため、結合度ｋにより変化するインダクタンスＬ（ｋ）の変動により、電力変換効率が悪化するという課題がある。
【0063】
そこで、実施形態４に係る非接触給電システムによれば、第３の共振回路２３は、結合度ｋにより変化するインダクタンスＬ（ｋ）の変動による送電装置１００Ａの共振周波数ｆｓｒの変化に対してインバータ回路１２のスイッチング周波数ｆｓｗを追従制御なしで追従可能であるため、送電装置１００Ａと受電装置２００との間で無線通信システムなしで、電力変換効率を改善させることが可能である。
【0064】
なお、実施形態４において、実施形態３と同様に、受電装置２００Ａに係る複数の第２の共振回路２２，２２Ａ及びインバータ回路１５，１５Ａにより構成してもよい。
【0065】
（変形例等）
以下において、第１の共振回路２１内のＬＣ共振回路１３及び１４の変形例等について説明する。以下のインダクタは、自己インダクタンス、励磁インダクタンス、又は漏れインダクタンス等を含んでおり、Ｌ３１、Ｌ４１、Ｌ４２はそれらとは異なるインダクタを設けることを意味する。また、下記の構成例はあくまで基本形式の回路であり、インダクタとキャパシタを直列又は並列に接続するそれらの数量は変更してもよい。
以下において、第１の共振回路２１内のＬＣ共振回路１３及び１４の変形例等について説明する。以下のインダクタは、自己インダクタンス、励磁インダクタンス、又は漏れインダクタンス等を含んでおり、Ｌ３１、Ｌ４１、Ｌ４２はそれらとは異なるインダクタを設けることを意味する。また、下記の構成例はあくまで基本形式の回路であり、インダクタとキャパシタを直列又は並列に接続するそれらの数量は変更してもよい。
【0066】
図８Ａは図１等のＬＣ共振回路１３の構成例を示す回路図である。図８Ａにおいて、ＬＣ共振回路１３は実施形態１～４に係る共振回路であり、インダクタＬ１とキャパシタＣ１の直列回路により構成される。ここで、送電装置１００，１００ＡのＬＣ共振回路１３は、以下のＬＣ共振回路１３Ａ～１３Ｅのいずれかで構成されてもよい。
【0067】
【0068】
【0069】
【0070】
図８Ｅは変形例４に係るＬＣ共振回路１３Ｄの構成例を示す回路図である。図８Ｅにおいて、ＬＣ共振回路１３Ｄは、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１の直列回路と、キャパシタＣ３１との並列回路に対して、直列に接続されたインダクタＬ３１を含み構成される。
【0071】
図８Ｆは変形例５に係るＬＣ共振回路１３Ｅの構成例を示す回路図である。図８Ｆにおいて、ＬＣ共振回路１３Ｅは、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１の直列回路と、インダクタＬ３１との並列回路に対して、直列に接続されたキャパシタＣ３２を含み構成される。
【0072】
図８Ａ～図８Ｆから明らかなように、ＬＣ共振回路１３、１３Ａ～１３Ｅは、少なくとも１つのインダクタと、少なくとも１つのキャパシタとを含み、前記各インダクタと前記各キャパシタとが直列又は並列に接続されている。
【0073】
また、受電装置２００，２００ＡのＬＣ共振回路１４，１４Ａは、以下のＬＣ共振回路１４Ｂ～１４Ｇのいずれかで構成されてもよい。
【0074】
【0075】
【0076】
【0077】
【0078】
図９Ｅは変形例１０に係るＬＣ共振回路１４Ｆの構成例を示す回路図である。図９Ｅにおいて、ＬＣ共振回路１４Ｆは、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路と、キャパシタＣ４１との並列回路に対して直列に接続されたインダクタＬ４１を含み構成される。
【0079】
図９Ｆは変形例１１に係るＬＣ共振回路１４Ｇの構成例を示す回路図である。図９Ｆにおいて、ＬＣ共振回路１４Ｇは、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路と、インダクタＬ４２との並列回路に対して接続されたキャパシタＣ４２を含み構成される。
【0080】
【産業上の利用可能性】
【0081】
以上の実施形態に係る非接触給電システムは、例えばＡＧＶやＥＶなどの移動体に対する給電システム、並びに、生産ラインのパレットへの給電システムに適用できる。また、送受電間距離が変化しないアプリケーションにおいても本実施形態は有効であり、例えば、ロボットアーム等に使用されるスリップリング（回転体）に代替して使用される非接触給電装置の非接触スリップリングに適用できる。
【0082】
さらに、以上の実施形態に係る共振回路は、ＬＣ共振回路を利用した電源装置等に適用可能であり、製品ばらつきなどでインダクタやコンデンサの値が設計通りになっていなくても、実機で共振周波数を、インダクタ値及び／又はキャパシタ値のばらつきに対応して所定値に合わせることができる。
【符号の説明】
【0083】
１１ 力率改善回路（ＰＦＣ回路）
１２ インバータ回路
１２Ｃ 制御回路
１３，１３Ａ～１３Ｅ，１４，１４Ａ～１４Ｇ ＬＣ共振回路
１５ インバータ回路
１６ 電解キャパシタ
１７ 負荷
２１，２１Ａ 第１の共振回路
２２ 第２の共振回路
２３ 第３の共振回路
３０，３０Ａ，３０Ｂ 制御回路
３１，３２，３４，４１，４２ 電圧検出器
３３，３５，４３ 電流検出器
５１，５３ コンパレータ
５２ リセット付き積分器
５４ 操作部
５５ 比較信号電圧発生器
５６，５７ インバータ
１００ 送電装置
２００，２００Ａ 受電装置
３０１，３０２ 絶縁型共振回路装置
Ｃ１～Ｃ４２ キャパシタ
Ｌ１～Ｌ４２ インダクタ
Ｌｇ１～Ｌｇ１２ レグ
Ｒ１～Ｒ２１ 抵抗
Ｑ１～Ｑ２４ ＭＯＳトランジスタ
１２ インバータ回路
１２Ｃ 制御回路
１３，１３Ａ～１３Ｅ，１４，１４Ａ～１４Ｇ ＬＣ共振回路
１５ インバータ回路
１６ 電解キャパシタ
１７ 負荷
２１，２１Ａ 第１の共振回路
２２ 第２の共振回路
２３ 第３の共振回路
３０，３０Ａ，３０Ｂ 制御回路
３１，３２，３４，４１，４２ 電圧検出器
３３，３５，４３ 電流検出器
５１，５３ コンパレータ
５２ リセット付き積分器
５４ 操作部
５５ 比較信号電圧発生器
５６，５７ インバータ
１００ 送電装置
２００，２００Ａ 受電装置
３０１，３０２ 絶縁型共振回路装置
Ｃ１～Ｃ４２ キャパシタ
Ｌ１～Ｌ４２ インダクタ
Ｌｇ１～Ｌｇ１２ レグ
Ｒ１～Ｒ２１ 抵抗
Ｑ１～Ｑ２４ ＭＯＳトランジスタ
【図1】
【図2A】
【図2B】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8A】
【図8B】
【図8C】
【図8D】
【図8E】
【図8F】
【図9A】
【図9B】
【図9C】
【図9D】
【図9E】
【図9F】
【図10】