(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-08-14
(45)【発行日】2024-08-22
(54)【発明の名称】電気回路の制御装置および電気回路の制御方法
(51)【国際特許分類】
H02M 3/155 20060101AFI20240815BHJP
H02M 3/28 20060101ALI20240815BHJP
【ＦＩ】
H02M3/155 H
H02M3/28 H
【請求項の数】
4
(21)【出願番号】P 2021023942
(22)【出願日】2021-02-18
(65)【公開番号】P2022126082
(43)【公開日】2022-08-30
【審査請求日】2023-11-17
(73)【特許権者】
【識別番号】000000974
【氏名又は名称】川崎重工業株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110000556
【氏名又は名称】弁理士法人有古特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】駒居 智之
(72)【発明者】
【氏名】川村 正英
【審査官】清水 康
(56)【参考文献】
【文献】国際公開第２０１６／０４３２６２（ＷＯ，Ａ１）
【文献】特開２０１５－１４６６９９（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００８－１０４２４４（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００４－２９７９４３（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１６－０７３０３０（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ３／００ － ３／４４
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
電気回路の制御装置であって、前記電気回路は、
入力端子および出力端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に設けられるリアクトルと、
前記入力端子から前記リアクトルに電流を流すか否かを切り替えるスイッチング素子と、
前記リアクトルに流れるリアクトル電流の向きが一方向になるように前記入力端子と前記出力端子との間に設けられるダイオードと、を備え、
前記出力端子に接続された電流制御対象が、前記リアクトルに流れる電流が一時的に０になる電流不連続モードを取り得るように構成され、
前記制御装置は、
前記出力端子に印加されている出力電圧と所定の電圧目標値との偏差に基づいて電流指令値を生成し、前記リアクトル電流を一演算周期あたりに複数回サンプリングし、複数のサンプリング値を平均した電流平均値と前記電流指令値との偏差に基づいて前記スイッチング素子のオンオフを切り替えるための目標となる電圧指令値を生成し、
前記複数のサンプリング値のそれぞれについて所定の閾値以下であるか否かを判定し、一演算周期あたりのサンプリング数に対する前記閾値以下となった回数の比である不連続割合を算出し、前記不連続割合に前記出力電圧を掛けて余剰電圧を算出し、前記余剰電圧を前記電圧指令値から減算することにより前記電圧指令値を補正する、電気回路の制御装置。
【請求項2】
前記電気回路は、前記入力端子に印加される入力電圧を降圧して前記出力端子に出力する降圧チョッパ回路を含む、請求項１に記載の電気回路の制御装置。
【請求項3】
前記電気回路は、前記スイッチング素子として複数のスイッチング素子がブリッジ接続されたインバータと、前記ダイオードとして複数のダイオードを含む整流回路と、前記インバータの出力を入力とし、出力が前記整流回路に入力されるトランスと、を備えた絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータを含む、請求項１に記載の電気回路の制御装置。
【請求項4】
電気回路の制御方法であって、前記電気回路は、
入力端子および出力端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に設けられるリアクトルと、
前記入力端子から前記リアクトルに電流を流すか否かを切り替えるスイッチング素子と、
前記リアクトルに流れるリアクトル電流の向きが一方向になるように前記入力端子と前記出力端子との間に設けられるダイオードと、を備え、
前記出力端子に接続された電流制御対象が、前記リアクトルに流れる電流が一時的に０になる電流不連続モードを取り得るように構成され、
前記制御方法は、
前記出力端子に印加されている出力電圧と所定の電圧目標値との偏差に基づいて電流指令値を生成し、前記リアクトル電流を一演算周期あたりに複数回サンプリングし、複数のサンプリング値を平均した電流平均値と前記電流指令値との偏差に基づいて前記スイッチング素子のオンオフを切り替えるための目標となる電圧指令値を生成し、
前記複数のサンプリング値のそれぞれについて所定の閾値以下であるか否かを判定し、一演算周期あたりのサンプリング数に対する前記閾値以下となった回数の比である不連続割合を算出し、前記不連続割合に前記出力電圧を掛けて余剰電圧を算出し、前記余剰電圧を前記電圧指令値から減算することにより前記電圧指令値を補正する、電気回路の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電気回路の制御装置および電気回路の制御方法に関する。
【背景技術】
【0002】
ＤＣ－ＤＣコンバータ等、スイッチング素子、リアクトルおよびダイオードを備え、スイッチング素子をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御することにより、入力電圧を変圧して出力する電気回路が知られている。このような電気回路においてリアクトルに流れるリアクトル電流に基づいて制御する（電流制御する）際、負荷がある程度以上であればリアクトルに流れるリアクトル電流は、０にならない（電流連続モード）。しかし、負荷が小さくなるとリアクトル電流が０になる（電流不連続モードになる）場合がある。
【0003】
電流制御においては、一演算周期における所定のタイミングでリアクトル電流をサンプリングしている。所定のタイミングは、電流連続モードにおけるリアクトル電流の平均値に一致するタイミングが選択される。しかし、電流不連続モードにおいては、電流連続モードとは異なり、電気回路動作が非線形となる。このため、電流連続モードと同じタイミングでリアクトル電流をサンプリングしても、サンプリングした電流はそのときのリアクトル電流の平均値に一致しない問題がある。
【0004】
また、電流不連続モードでは、スイッチング素子がオフしているにもかかわらずダイオードに逆電圧が印加される状態が生じる。この状態は、電流連続モードでは生じないため、ＰＷＭ制御の外乱となる。
【0005】
このように、電流不連続モードにおいて電流制御を続けると、これらの問題が生じ、適切な電流制御を行うことができない。このため、従来では、電流不連続モードを検出し、電流不連続モード時にはＰＷＭ制御からＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御に切り替えることも行われている。電流不連続モードを検出する態様としては下記特許文献１が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【文献】特開２０１６－７３０３０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
しかし、電流不連続モードを検出したり、制御態様を切り替えたりするのは、回路システムおよび制御の複雑化を招く。また、ＰＦＭ制御では、出力電圧リプルが増える、負荷変動に弱い等の欠点がある。
【0008】
そこで本発明は、電流不連続モードになっても制御態様を切り替えることなく適切な電流制御を行うことができる電気回路の制御装置および電気回路の制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0009】
本発明の一態様は、電気回路の制御装置であって、前記電気回路は、入力端子および出力端子と、前記入力端子と前記出力端子との間に設けられるリアクトルと、前記入力端子から前記リアクトルに電流を流すか否かを切り替えるスイッチング素子と、前記リアクトルに流れるリアクトル電流の向きが一方向になるように前記入力端子と前記出力端子との間に設けられるダイオードと、を備え、前記出力端子に接続された負荷が、前記リアクトルに流れる電流が一時的に０になる電流不連続モードを取り得るように構成され、前記制御装置は、前記出力端子に印加されている出力電圧と所定の電圧目標値との偏差に基づいて電流指令値を生成し、前記リアクトル電流を一演算周期あたりに複数回サンプリングし、複数のサンプリング値を平均した電流平均値と前記電流指令値との偏差に基づいて前記スイッチング素子のオンオフを切り替えるための目標となる電圧指令値を生成し、前記複数のサンプリング値のそれぞれについて所定の閾値以下であるか否かを判定し、一演算周期あたりのサンプリング数に対する前記閾値以下となった回数の比である不連続割合を算出し、前記不連続割合に前記出力電圧を掛けて余剰電圧を算出し、前記余剰電圧を前記電圧指令値から減算することにより前記電圧指令値を補正するように構成される。
【0010】
また、本発明の他の態様は、電気回路の制御方法であって、前記電気回路は、入力端子および出力端子と、前記入力端子と前記出力端子との間に設けられるリアクトルと、前記入力端子から前記リアクトルに電流を流すか否かを切り替えるスイッチング素子と、前記リアクトルに流れるリアクトル電流の向きが一方向になるように前記入力端子と前記出力端子との間に設けられるダイオードと、を備え、前記出力端子に接続された負荷が、前記リアクトルに流れる電流が一時的に０になる電流不連続モードを取り得るように構成され、前記制御方法は、前記出力端子に印加されている出力電圧と所定の電圧目標値との偏差に基づいて電流指令値を生成し、前記リアクトル電流を一演算周期あたりに複数回サンプリングし、複数のサンプリング値を平均した電流平均値と前記電流指令値との偏差に基づいて前記スイッチング素子のオンオフを切り替えるための目標となる電圧指令値を生成し、前記複数のサンプリング値のそれぞれについて所定の閾値以下であるか否かを判定し、一演算周期あたりのサンプリング数に対する前記閾値以下となった回数の比である不連続割合を算出し、前記不連続割合に前記出力電圧を掛けて余剰電圧を算出し、前記余剰電圧を前記電圧指令値から減算することにより前記電圧指令値を補正する。
【0011】
上記制御装置および制御方法によれば、リアクトル電流を一演算周期あたりに複数回サンプリング（オーバーサンプリング）し、その平均値を算出することにより、電流連続モードであるか電流不連続モードであるかにかかわらず、正確なリアクトル電流の平均値に基づいて電圧指令値を算出することができるため、適切な電流制御を行うことができる。また、電流不連続モード時にダイオードに生じる余剰電圧を電圧指令値から減算することでダイオードに生じる電圧による外乱の影響を抑制することができる。したがって、電流不連続モードになっても制御態様を切り替えることなく適切な電流制御を行うことができる。
【発明の効果】
【0012】
本発明によれば、電流不連続モードになっても制御態様を切り替えることなく適切な電流制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【0013】
【発明を実施するための形態】
【0014】
以下、本発明の一実施の形態に係る電気回路の制御装置および制御方法について説明する。まず、前提となる電気回路の一例について説明する。
【0015】
図１は、本発明の一実施の形態に係る電気回路システムの一例を示す概略構成図である。この電気回路システム１は、電気回路および制御装置２０を含んでいる。
【0016】
本実施の形態における電気回路は、降圧チョッパ回路１０である。降圧チョッパ回路１０は、ＤＣ－ＤＣコンバータの一種であり、入力端子に印加される入力電圧（直流電圧）を降圧して出力端子に（直流電圧として）出力する回路である。
【0017】
降圧チョッパ回路１０は、入力端子１１、出力端子１２、リアクトル１３、スイッチング素子１４およびダイオード１５を備えている。リアクトル１３は、入力端子１１と出力端子１２との間に設けられる。より詳しくは、リアクトル１３は、入力端子１１と出力端子１２との間に直列接続されている。スイッチング素子１４は、入力端子１１からリアクトル１３に電流を流すか否かを切り替えるように構成されている。より具体的には、スイッチング素子１４は、一対の主端子が入力端子１１およびリアクトル１３の一端部に接続されている。スイッチング素子１４は、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等のトランジスタにより構成される。
【0018】
ダイオード１５は、リアクトル１３に流れるリアクトル電流ｉＬの向きが一方向になるように入力端子１１と出力端子１２との間に設けられている。より詳しくは、ダイオード１５は、カソードがスイッチング素子１４とリアクトル１３との間の箇所に接続され、アノードが基準電位点（図１においてはグランドＧＮＤ）に接続されている。
【0019】
入力端子１１には、直流電源３１が接続される。出力端子１２には負荷３２が接続される。負荷３２は、リアクトル１３に流れる電流が一時的に０になる電流不連続モードを取り得るように構成されている。負荷３２には、平滑コンデンサ１７が並列に接続されている。また、スイッチング素子１４の一対の主端子間には還流ダイオード１６がスイッチング素子１４の電流方向に対して逆方向に並列接続されている。
【0020】
制御装置２０は、プロセッサ（ＣＰＵ）、メインメモリ（ＲＡＭ）、ストレージ（例えば、ハードディスク、フラッシュメモリ等）を備えた処理装置により構成される。なお、メインメモリおよびストレージをメモリと総称することもできる。
【0021】
なお、本明細書で開示する要素の機能は、開示された機能を実行するよう構成またはプログラムされた汎用プロセッサ、専用プロセッサ、集積回路、ASIC（Application Specific Integrated Circuits）、従来の回路、および／または、それらの組み合わせ、を含む回路または処理回路を使用して実行できる。プロセッサは、トランジスタやその他の回路を含むため、処理回路または回路とみなされる。本明細書において、演算部（ユニット）、回路、または手段は、列挙された機能を実行するハードウェアであるか、または、列挙された機能を実行するようにプログラムされたハードウェアである。ハードウェアは、本明細書に開示されているハードウェアであってもよいし、あるいは、列挙された機能を実行するようにプログラムまたは構成されているその他の既知のハードウェアであってもよい。ハードウェアが回路の一種と考えられるプロセッサである場合、演算部回路、手段、またはユニットはハードウェアとソフトウェアの組み合わせであり、ソフトウェアはハードウェアおよび／またはプロセッサの構成に使用される。
【0022】
制御装置２０は、ストレージに記憶された制御プログラムに基づいて、降圧チョッパ回路１０の出力電圧ｖｏｕｔおよびリアクトル１３に流れるリアクトル電流ｉＬを取得し、スイッチング素子１４の制御信号（ＰＷＭ信号）を生成する信号演算処理を実行する。このために、制御装置２０は、制御プログラムを実行することにより、電流指令値演算部２１、電流平均値演算部２２、電圧指令値演算部２３、電圧補正値演算部２４、およびＰＷＭ信号演算部２５等の機能を発揮する。
【0023】
制御装置２０は、リアクトル電流ｉＬおよび降圧チョッパ回路１０の出力端子１２に出力される出力電圧ｖｏｕｔを取得し、出力電圧ｖｏｕｔが所定の電圧目標値ｖｔｇとなるようにスイッチング素子１４のオンオフを切り替えるためのＰＷＭ信号Ｑを出力する。すなわち、スイッチング素子１４のオンオフ比（デューティ比Ｄ）を調整することにより、リアクトル１３に流れる電流を制御するとともに出力電圧ｖｏｕｔ（平滑コンデンサ１７に印加される電圧）を制御する。
【0024】
リアクトル電流ｉＬおよび出力電圧ｖｏｕｔは、電流計、電圧計等の所定の計測器（図示せず）により検出され、制御装置２０に検出信号が送られる。
【0025】
ここで、降圧チョッパ回路１０に対する従来の制御態様の問題点について詳しく説明する。図６は、従来の制御態様における電流連続モードにおけるデューティ比Ｄ、ＰＷＭ信号（ゲート信号）Ｑ、ダイオード電圧ｖｄおよびリアクトル電流ｉＬの時間的変化を示すグラフである。また、図７は、従来の制御態様における電流不連続モードにおけるデューティ比Ｄ、ＰＷＭ信号（ゲート信号）Ｑ、ダイオード電圧ｖｄおよびリアクトル電流ｉＬの時間的変化を示すグラフである。
【0026】
従来の制御態様では、一演算周期ごとの所定のタイミングで、出力電圧ｖｏｕｔおよびリアクトル電流ｉＬを１回サンプリングし、出力電圧ｖｏｕｔと電圧目標値ｖｔｇとの偏差から得られる電流指令値と、リアクトル電流ｉＬのサンプリング値との偏差に基づいて電圧指令値ｖｃｍｄを生成している。さらに、電圧指令値ｖｃｍｄからスイッチング素子１４のオンオフに関するデューティ比Ｄが設定され、設定されたデューティ比Ｄと参照用のＰＷＭ三角波Ｗとに基づいてＰＷＭ信号Ｑが生成される。参照用のＰＷＭ三角波Ｗは、一演算周期において、時間経過に従って下限値（０％）から線形的に増加することによって上限値（１００％）に到達し、そこから線形的に減少することによって再度下限値（０％）に戻ってくるような波形である。
【0027】
リアクトル電流ｉＬのサンプリングは、そのサンプリング値が一演算周期におけるリアクトル電流ｉＬの平均値となるようなタイミングで行われる。電流連続モードにおいては、参照用のＰＷＭ三角波Ｗの頂点においてリアクトル電流ｉＬをサンプリングすることで、そのサンプリング値が一演算周期におけるリアクトル電流の平均値ｉＬＡＶとほぼ同じ値となる。なお、図６および図７の例では、参照用のＰＷＭ三角波Ｗが上限値を取るタイミングでリアクトル電流ｉＬをサンプリングする例を示している。これに代えて、参照用のＰＷＭ三角波Ｗが下限値を取るタイミングでリアクトル電流ｉＬをサンプリングしても同様の結果となる。
【0028】
このような制御態様において負荷３２が小さくなると、電圧目標値ｖｔｇが低下することにより、デューティ比Ｄが低下し、スイッチング素子１４のオフ時間が長くなる（図７）。降圧チョッパ回路１０において、スイッチング素子１４のオフ時には、スイッチング素子１４のオン時にリアクトル１３に蓄えられたエネルギーにより、リアクトル１３にリアクトル電流ｉＬが流れる。このため、スイッチング素子１４のオフ時におけるリアクトル電流ｉＬは、スイッチング素子１４のオンからオフへの切り替え時点における電流値から徐々に低下する。
【0029】
図７に示すように、スイッチング素子１４のオフ時間が長くなると、スイッチング素子１４のオフ時に流れるリアクトル電流ｉＬが０にまで低下し（流れなくなり）、スイッチング素子１４がオンに切り替わるまでその状態（ｉＬ＝０）が継続する（電流不連続モード）。電流不連続モードは、上記のように負荷が小さいとき、および／または、リアクトル１３の自己インダクタンスＬが小さいとき（リアクトル１３の電流リプルが大きいとき）に生じ得る。
【0030】
このため、電流不連続モードにおいて電流連続モードと同様のタイミングでリアクトル電流ｉＬをサンプリングすると、そのサンプリング値は、一演算周期におけるリアクトル電流の平均値ｉＬＡＶと一致しなくなる問題が生じる。図７の例では、参照用のＰＷＭ三角波Ｗが上限値に達したタイミングで、リアクトル電流ｉＬは０となっており、実際の一演算周期におけるリアクトル電流の平均値ｉＬＡＶより小さくなる。
【0031】
さらに、電流不連続モードにおいては、スイッチング素子１４がオフの状態かつリアクトル１３にリアクトル電流ｉＬが流れない状態が生じる。このとき、平滑コンデンサ１７に蓄えられた電荷が負荷３２に流れる。この結果、ダイオード１５に印加されるダイオード電圧ｖｄが出力電圧ｖｏｕｔに一致する。つまり、スイッチング素子１４がオフの状態において、有意の（０Ｖより大きい）電圧がダイオード１５に生じる。
【0032】
ここで、リアクトル１３の電圧方程式を考える。ダイオード電圧ｖｄ、出力電圧ｖｏｕｔ、リアクトル電流ｉＬ、リアクトル１３の自己インダクタンスＬの関係は、以下のように示される。
【0033】
【数1】
【0034】
図６に示すように、電流連続モードにおいて、ダイオード電圧ｖｄの時間的変化は、スイッチング素子１４のオンオフの時間的変化（ＰＷＭ信号Ｑの時間的変化）との間で強い相関を有している。言い換えると、従来の制御態様では、このような両者の相関を用いてリアクトル電流の平均値ｉＬＡＶを制御している。しかし、図７に示すように、電流不連続モードにおいては、ダイオード電圧ｖｄの時間的変化とスイッチング素子１４のオンオフの時間的変化との間の相関が崩れてしまう。より具体的には、電流不連続モードにおいては、スイッチング素子１４のオフ期間に生じるダイオード電圧（余剰電圧）ｖｄ＝ｖｏｕｔだけ電圧指令値が大きくなってしまう。この結果、適切な電圧指令値を生成することができず、電流制御を適切に行うことができない問題が生じる。
【0035】
そこで、本実施の形態における制御装置２０は、（ａ）電流連続モードであるか電流不連続モードであるかにかかわらず、リアクトル電流ｉＬの平均値を適切に取得することおよび（ｂ）電圧指令値に対して電流不連続モードにおいてダイオード１５に生じる余剰電圧分を差し引く補正を行うことを特徴とする。
【0036】
図２は、図１に示す制御装置の演算処理の流れを示す図である。制御装置２０は、一演算周期ごとの所定のタイミングで、出力端子１２に印加されている出力電圧ｖｏｕｔをサンプリングする。言い換えると、出力電圧ｖｏｕｔのサンプリング周期に基づいて演算周期が設定される。以下の説明および図面ではサンプリングされた出力電圧ｖｏｕｔは、電圧サンプリング値ｖＦＢと表記する。
【0037】
さらに、制御装置２０は、リアクトル電流ｉＬを一演算周期あたりに複数回（一演算周期あたりのサンプリング数Ｃ）サンプリングする。以下の説明および図面ではサンプリングされたリアクトル電流ｉＬは、電流サンプリング値ｉＬｉ（ｉＬ１，ｉＬ２，…，ｉＬｉ，…，ｉＬＣ）と表記する。サンプリング数Ｃは予め定められ、メモリに記憶されている。制御装置２０は、一演算周期における所定のタイミングからサンプリング数Ｃおよび演算周期に基づいて定められるサンプリング間隔（例えば数μ秒～数１０μ秒）ごとに電流サンプリング値ｉＬｉを取得する。取得したサンプリング値ｖＦＢ，ｉＬｉは、メモリに記憶される。
【0038】
電流指令値演算部２１は、電圧サンプリング値ｖＦＢと所定の電圧目標値ｖｔｇとの偏差（電圧偏差）Δｖを算出し、それに基づいて電流指令値ｉｃｍｄを生成する。電圧目標値ｖｔｇは、制御装置２０のメモリに予め記憶されていてもよいし、制御装置２０が外部から取得してもよい。電流指令値演算部２１は、減算器４１およびＰＩ演算器４２を含んでいる。減算器４１は、電圧目標値ｖｔｇから電圧サンプリング値ｖＦＢを差し引いて電圧偏差ΔＶを算出する。ＰＩ演算器４２は、電圧偏差ΔＶをＰＩ演算することにより電流指令値ｉｃｍｄに変換する。
【0039】
電流平均値演算部２２は、複数の電流サンプリング値ｉＬｉを平均して電流平均値（リアクトル電流ｉＬの平均値）ｉＬＡＶを算出する。電流平均値演算部２２は、平均値演算器４３を備え、サンプリング数Ｃ分の電流サンプリング値ｉＬｉの平均値を算出する。なお、図２では、平均値演算として、一演算周期分の電流サンプリング値ｉＬｉを加えてサンプリング数Ｃで割る演算（相加平均）が例示されている。これに代えて、電流平均値ｉＬＡＶは、例えば移動平均により求められてもよい。また、今回の演算周期における電流平均値演算において、今回の演算周期においてサンプリングされた値ｉＬｉを用いて算出された電流平均値と、前回の演算周期における電流平均値との平均を取ってもよい。
【0040】
電圧指令値演算部２３は、電流指令値演算部２１から出力される電流指令値ｉｃｍｄと電流平均値演算部２２から出力される電流平均値ｉＬＡＶとの偏差に基づいて電圧指令値ｖｃｍｄを生成する。電圧指令値演算部２３は、減算器４４およびＰＩ演算器４５を含んでいる。減算器４４は、電流指令値ｉｃｍｄから電流平均値ｉＬＡＶを差し引いて電流偏差Δｉを算出する。ＰＩ演算器４５は、電流偏差ΔｉをＰＩ演算することにより電圧指令値ｖｃｍｄに変換する。
【0041】
電圧補正値演算部２４は、電流不連続モードにおいてスイッチング素子１４のオフ時にダイオード１５に生じる電圧（余剰電圧）を電圧補正値ｖｘとして算出する。電圧補正値演算部２４は、電流不連続判定器４６、不連続割合算出器４７および余剰電圧算出器４８を含む。
【0042】
電流不連続判定器４６は、複数の電流サンプリング値ｉＬｉのそれぞれについて所定の閾値以下であるか否かを判定する。閾値は、実質的に電流不連続モードとみなされるリアクトル電流ｉＬの上限値に設定される。より具体的には、閾値は０または０に近い値（０＋所定の余裕値）に設定される。電流不連続判定器４６は、判定の結果、一演算周期における複数の電流サンプリング値ｉＬｉ（サンプリング数Ｃ）のうち、閾値以下となった回数（サンプリング値ｉＬｉが実質的に０となったサンプリング数）をカウントし、そのカウント数Ｃ０を出力する。
【0043】
不連続割合算出器４７は、一演算周期当たりのサンプリング数Ｃに対する閾値以下となった回数（カウント数）Ｃ０の比を不連続割合ｘ（＝Ｃ０／Ｃ）として算出する。不連続割合ｘは、一演算周期あたり１００ｘ［％］の期間においてリアクトル電流ｉＬが実質的に０であることが推定されることを示す数値となる。余剰電圧算出器４８は、不連続割合ｘに電圧サンプリング値（出力電圧ｖｏｕｔのサンプリング値）ｖＦＢを掛けて余剰電圧を算出し、それを電圧補正値ｖｘとして出力する。
【0044】
ＰＷＭ信号演算部２５は、電圧補正値（余剰電圧）ｖｘを電圧指令値ｖｃｍｄから減算することにより電圧指令値ｖｃｍｄを補正し、補正後の電圧指令値ｖｃｍｄｘに基づいてＰＷＭ信号Ｑを生成する。ＰＷＭ信号演算部２５は、減算器４９、デューティ比算出器５０および三角波比較器５１を含んでいる。
【0045】
減算器４９は、電圧指令値ｖｃｍｄから電圧補正値ｖｘを差し引いて補正後の電圧指令値ｖｃｍｄｘを算出する。デューティ比算出器５０は、入力電圧ｖｉｎに対する補正後の電圧指令値ｖｃｍｄｘの比（ｖｃｍｄｘ／ｖｉｎ）を求めてデューティ比Ｄを算出する。なお、図２の例では、デューティ比Ｄを百分率で表すために１００を掛けているが、制御演算上必須ではない。入力電圧ｖｉｎは、制御装置２０のメモリに予め記憶された値が用いられてもよいし、制御装置２０が入力端子１１における電圧（入力電圧ｖｉｎ）を都度取得してもよい。
【0046】
三角波比較器５１は、デューティ比Ｄと参照用のＰＷＭ三角波Ｗとを比較し、参照用のＰＷＭ三角波Ｗがデューティ比Ｄ以上である場合にスイッチング素子１４をオフ（開成）し、参照用のＰＷＭ三角波Ｗがデューティ比Ｄ未満である場合にスイッチング素子１４をオン（閉成）するようなＰＷＭ信号Ｑを生成する。生成されたＰＷＭ信号Ｑは、リアクトル電流ｉＬをサンプリングした演算周期の次の演算周期における制御信号となる。
【0047】
本実施の形態によれば、リアクトル電流ｉＬが一演算周期あたりに複数回サンプリング（オーバーサンプリング）され、その平均値（電流平均値ｉＬＡＶ）が算出される。この電流平均値ｉＬＡＶと電流指令値ｉｃｍｄとの偏差に基づいてスイッチング素子１４のオンオフを切り替えるための目標となる電圧指令値ｖｃｍｄが生成される。このように、一演算周期のうちにリアクトル電流ｉＬを複数回サンプリングすることにより、電流連続モードであるか電流不連続モードであるかにかかわらず、正確なリアクトル電流ｉＬの平均値ｉＬＡＶに基づいて電圧指令値ｖｃｍｄを算出することができる。
【0048】
さらに、電流不連続モード時にダイオード１５に生じる余剰電圧（電圧補正値ｖｘ）が電圧指令値ｖｃｍｄから減算される。すなわち、図７に示すダイオード電圧ｖｄのグラフにおける斜線部の電圧分が電圧指令値ｖｃｍｄから除去される。
【0049】
図３は、本実施の形態における電流不連続モードにおけるデューティ比Ｄ、ＰＷＭ信号Ｑ、ダイオード電圧ｖｄおよびリアクトル電流ｉＬの時間的変化を示すグラフである。電圧指令値ｖｃｍｄからダイオード１５に印加される余剰電圧が差し引かれることにより、デューティ比Ｄが補正前の値（図３のグラフにおいて二点鎖線で示される）より小さくなる。この結果、スイッチング素子１４のオンオフのタイミングも補正後のデューティ比Ｄに基づいて決定され、オン期間が短くなる。
【0050】
オン期間が短くなることにより、結果的に、リアクトル１３に流れるリアクトル電流ｉＬも小さくなり、ダイオード電圧ｖｄにおいて入力電圧ｖｉｎが印加される期間が短くなる。
【0051】
このように、電流不連続モード時にダイオード１５に生じる余剰電圧（電圧補正値ｖｘ）を電圧指令値ｖｃｍｄから減算することでダイオード１５に生じる電圧による外乱の影響を抑制することができる。
【0052】
なお、電流連続モードにおいては、電圧補正値ｖｘを算出するために用いられる不連続割合ｘが０となるため、電圧補正値ｖｘも０となる。したがって、本実施の形態における制御装置２０は、電流連続モードでも電流不連続モードと同じ上記制御ロジックで電流制御が可能である。すなわち、本実施の形態においても、電流連続モード時のデューティ比Ｄ、ＰＷＭ信号Ｑ、ダイオード電圧ｖｄおよびリアクトル電流ｉＬの時間的変化は、従来（図６）と同様となる。
【0053】
以上のように、本実施の形態によれば、電流連続モードであるか電流不連続モードであるかにかかわらず制御態様を切り替えることなく適切な電流制御を行うことができる。
【0054】
このような電流制御が実現可能となることにより、価格、サイズに制限があるような電気回路においても、リアクトルまたはトランスのＰＷＭによる電流制御を利用可能とすることができ、電気回路およびそれを用いた機器の小型化および低価格化を図ることができる。
【0055】
リアクトル電流ｉＬの一演算周期あたりのサンプリング数Ｃは、例えば１００回以上である。サンプリング数Ｃが多いほど正確な電流平均値ｉＬＡＶが得られる。ただし、サンプリング数Ｃは１００回未満であってもよい。
【0056】
なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲でその構成を変更、追加、または削除することができる。
【0057】
例えば、制御装置２０が適用される電気回路は、上記実施の形態における降圧チョッパ回路１０に限られない。制御装置２０が適用される電気回路は、入力端子１１および出力端子１２と、入力端子１１と出力端子１２との間に設けられるリアクトル１３と、入力端子１１からリアクトル１３に電流を流すか否かを切り替えるスイッチング素子１４と、リアクトル１３に流れるリアクトル電流ｉＬの向きが一方向になるように入力端子１１と出力端子１２との間に設けられるダイオード１５と、を備え、出力端子１２に接続された負荷３２が、リアクトル１３に流れる電流が一時的に０になる電流不連続モードを取り得るように構成されていればよい。
【0058】
例えば、電気回路は、図４に示すような、絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂであってもよい。絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂは、図１に示す降圧チョッパ回路１０における単一のスイッチング素子１４に代えて、複数のスイッチング素子がブリッジ接続されたインバータ６１と、降圧チョッパ回路１０における単一のダイオード１５に代えて、複数（４つ）のダイオード１５を含む整流回路６２と、インバータ６１の出力を入力とし、出力が整流回路６２に入力されるトランス６３とを備えている。リアクトル１３は、整流回路６２の順方向電流出力側に接続される。このような絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂを備えた電気回路システム１Ｂにおいても、負荷３２が電流不連続モードを取り得る場合、降圧チョッパ回路１０で生じた上記問題が同様に生じ得る。そのため、このような電気回路システム１Ｂにおいても、上記実施の形態における制御装置２０を適用することにより、電流連続モードであるか電流不連続モードであるかにかかわらず制御態様を切り替えることなく適切な電流制御を行うことができる。
【0059】
また、電気回路は、上述した降圧回路だけでなく昇圧回路でもよい。また、入力端子１１に印加される電源は交流電源であってもよい。
【0060】
例えば、電気回路は、図５に示すような、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０Ｃであってもよい。図５に示すＡＣ－ＤＣコンバータ１０Ｃは、交流電源３１Ｃとスイッチング素子１４との間に整流回路６４が設けられる。スイッチング素子１４と出力端子１２との間の回路構成は、図１に示す降圧チョッパ回路１０と同様である。
【符号の説明】
【0061】
１０，１０Ｂ 電気回路
１１ 入力端子
１２ 出力端子
１３ リアクトル
１４ スイッチング素子
１５ ダイオード
２０ 制御装置
６１ インバータ
６２ 整流回路
６３ トランス
１１ 入力端子
１２ 出力端子
１３ リアクトル
１４ スイッチング素子
１５ ダイオード
２０ 制御装置
６１ インバータ
６２ 整流回路
６３ トランス
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】