特許 7546616 力率補償電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-08-29

(45)【発行日】2024-09-06

(54)【発明の名称】力率補償電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20240830BHJP

   H02M 7/12 20060101ALI20240830BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 H

H02M3/155 F

H02M7/12 Q

【請求項の数】 18

(21)【出願番号】P 2022001398

(22)【出願日】2022-01-07

(65)【公開番号】P2023101067

(43)【公開日】2023-07-20

【審査請求日】2023-12-06

(73)【特許権者】

【識別番号】000006013

【氏名又は名称】三菱電機株式会社

(73)【特許権者】

【識別番号】390014546

【氏名又は名称】三菱電機照明株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002941

【氏名又は名称】弁理士法人ぱるも特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】渡辺 章太

(72)【発明者】

【氏名】吉野 浩行

(72)【発明者】

【氏名】前田 貴史

(72)【発明者】

【氏名】大津 定治

【審査官】上野 力

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１４－１３１４５５（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１６－０８１７１３（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許出願公開第２０１６／０２３３７６０（ＵＳ，Ａ１）

【文献】特開２０１７－０２８７９２（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１６－１０３８６６（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

Ｈ０２Ｍ ７／１２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

スイッチング素子とインダクタを有し、交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換して負荷に出力するコンバータと、
前記スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御部と、
前記スイッチング素子のオンオフのタイミングを調整することにより、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を調整するタイミング調整部とを備え、
前記タイミング調整部は、変動する前記スイッチング周波数が予め定められた回避周波数帯に近づいたときに、前記スイッチング周波数の変動の大きさを増加させて、前記スイッチング周波数を前記回避周波数帯よりも大きい周波数から前記回避周波数帯よりも小さい周波数に低下させる、あるいは、前記スイッチング周波数を前記回避周波数帯よりも小さい周波数から前記回避周波数帯よりも大きい周波数に上昇させることを特徴とする力率補償電源装置。

【請求項2】

前記タイミング調整部は、前記スイッチング周波数が上昇しながら前記回避周波数帯に近づいたとき、前記スイッチング素子のオフ時間を減少させて前記スイッチング周波数をさらに上昇させ、前記スイッチング周波数が低下しながら前記回避周波数帯に近づいたとき、前記スイッチング素子のオフ時間を増加させて前記スイッチング周波数をさらに低下させる請求項１に記載の力率補償電源装置。

【請求項3】

前記スイッチング素子がオフのときに、前記スイッチング素子の両端電圧が振動して極小となったこと、または、前記スイッチング素子がオフのときに、前記インダクタに流れる電流が負から正になることの検出をし、該検出があったときに極小値信号を前記スイッチング制御部に出力する極小値検出部をさらに備え、
前記スイッチング制御部は、前記タイミング調整部による前記スイッチング素子のオンオフのタイミングの調整に従いつつ、前記極小値信号が入力されたタイミングに基づいて、前記スイッチング素子をオンにする請求項１または２に記載の力率補償電源装置。

【請求項4】

前記スイッチング制御部は、前記極小値信号が入力された回数をカウントし、前記回数が前記タイミング調整部から入力される許可カウント数に達したタイミングに基づいて前記スイッチング素子をオンにし、
前記タイミング調整部は、前記スイッチング周波数が前記回避周波数帯に近づいたときに、前記許可カウント数を変更し、前記スイッチング周波数を前記回避周波数帯よりも大きい周波数から前記回避周波数帯よりも小さい周波数に低下させる、あるいは、前記スイッチング周波数を前記回避周波数帯よりも小さい周波数から前記回避周波数帯よりも大きい周波数に上昇させる請求項３に記載の力率補償電源装置。

【請求項5】

前記タイミング調整部は、前記スイッチング周波数が上昇しながら前記回避周波数帯に近づいたとき、前記許可カウント数を減少させて前記スイッチング周波数をさらに上昇させ、前記スイッチング周波数が低下しながら前記回避周波数帯に近づいたとき、前記許可カウント数を増加させて前記スイッチング周波数をさらに低下させる請求項４に記載の力率補償電源装置。

【請求項6】

前記コンバータに入力される入力電圧を検出する入力電圧検出部をさらに備え、前記タイミング調整部は、前記入力電圧に基づいて前記許可カウント数を決定する請求項４または５に記載の力率補償電源装置。

【請求項7】

前記スイッチング制御部は、前記極小値信号が入力されてから、前記タイミング調整部から入力される遅延時間を経過したタイミングに基づいて前記スイッチング素子をオンにし、
前記タイミング調整部は、前記スイッチング周波数が前記回避周波数帯に近づいたときに、前記遅延時間を変更し、前記スイッチング周波数を前記回避周波数帯よりも大きい周波数から前記回避周波数帯よりも小さい周波数に低下させる、あるいは、前記スイッチング周波数を前記回避周波数帯よりも小さい周波数から前記回避周波数帯よりも大きい周波数に上昇させる請求項３に記載の力率補償電源装置。

【請求項8】

前記タイミング調整部は、前記スイッチング周波数が上昇しながら前記回避周波数帯に近づいたとき、前記遅延時間を減少させて前記スイッチング周波数をさらに上昇させ、前記スイッチング周波数が低下しながら前記回避周波数帯に近づいたとき、前記遅延時間を増加させて前記スイッチング周波数をさらに低下させる請求項７に記載の力率補償電源装置。

【請求項9】

前記コンバータに入力される入力電圧を検出する入力電圧検出部をさらに備え、前記タイミング調整部は、前記入力電圧に基づいて前記遅延時間を決定する請求項７または８に記載の力率補償電源装置。

【請求項10】

前記コンバータは、昇圧チョッパまたは降圧チョッパを含んで構成される請求項１から９のいずれか１項に記載の力率補償電源装置。

【請求項11】

前記コンバータは、前記交流電圧を整流する整流回路を介して前記交流電源と接続されている請求項１から１０のいずれか１項に記載の力率補償電源装置。

【請求項12】

前記コンバータは、前記コンバータから前記交流電源へノイズが伝導することを抑制するフィルタ部を介して前記交流電源と接続されている請求項１から１１のいずれか１項に記載の力率補償電源装置。

【請求項13】

前記タイミング調整部は、前記スイッチング周波数が上昇しながら前記回避周波数帯に近づいたとき、前記回避周波数帯よりも大きく、かつ、前記フィルタ部のカットオフ周波数よりも大きい周波数に前記スイッチング周波数を上昇させる請求項１２に記載の力率補償電源装置。

【請求項14】

前記負荷に出力される出力電圧を検出する出力電圧検出部と、前記スイッチング素子のオン時間を演算して前記スイッチング制御部に出力する出力電圧制御部とをさらに備え、前記出力電圧制御部は、前記出力電圧の電圧値を目標の電圧値とする前記オン時間を演算する請求項１から１３のいずれか１項に記載の力率補償電源装置。

【請求項15】

前記回避周波数帯は、前記交流電源と前記負荷との間で前記力率補償電源装置と並列または直列に接続される電力変換器の動作周波数、もしくは、前記力率補償電源装置が準拠すべきノイズ規格に基づいて定められる請求項１から１４のいずれか１項に記載の力率補償電源装置。

【請求項16】

前記負荷はＬＥＤモジュールであり、
前記ＬＥＤモジュールに流れる出力電流を検出する出力電流検出部と、前記スイッチング素子のオン時間を演算して前記スイッチング制御部に出力する出力電流制御部と、出力電流制御部に調光信号を出力する調光器とをさらに備え、前記出力電流制御部は、前記出力電流の電流値を目標の電流値とする前記オン時間を演算し、前記目標の電流値は、前記調光信号に基づいて決定される請求項１から１３のいずれか１項に記載の力率補償電源装置。

【請求項17】

前記スイッチング素子がオフのときに、前記スイッチング素子の両端電圧が振動して極小となったこと、または、前記スイッチング素子がオフのときに、前記インダクタに流れる電流が負から正になることの検出をし、該検出があったときに極小値信号を前記スイッチング制御部に出力する極小値検出部と、
前記コンバータに入力される入力電圧を検出する入力電圧検出部とをさらに備え、
前記調光器は、前記調光信号を前記タイミング調整部に出力し、
前記スイッチング制御部は、前記極小値信号が入力される回数をカウントし、前記回数が前記タイミング調整部から入力される許可カウント数に達したタイミングに基づいて前記スイッチング素子をオンにし、
前記タイミング調整部は、前記スイッチング周波数が前記回避周波数帯に近づいたときに、前記許可カウント数を変更し、前記スイッチング周波数を前記回避周波数帯よりも大きい周波数から前記回避周波数帯よりも小さい周波数に低下させる、あるいは、前記スイッチング周波数を前記回避周波数帯よりも小さい周波数から前記回避周波数帯よりも大きい周波数に上昇させるとともに、前記入力電圧および前記調光信号に基づいて前記許可カウント数を決定する請求項１６に記載の力率補償電源装置。

【請求項18】

前記スイッチング素子がオフのときに、前記スイッチング素子の両端電圧が振動して極小となったこと、または、前記スイッチング素子がオフのときに、前記インダクタに流れる電流が負から正になることの検出をし、該検出があったときに極小値信号を前記スイッチング制御部に出力する極小値検出部と、
前記コンバータに入力される入力電圧を検出する入力電圧検出部とをさらに備え、
前記調光器は、前記調光信号を前記タイミング調整部に出力し、
前記スイッチング制御部は、前記極小値信号が入力されてから、前記タイミング調整部から入力される遅延時間を経過したタイミングに基づいて前記スイッチング素子をオンにし、
前記タイミング調整部は、前記スイッチング周波数が前記回避周波数帯に近づいたときに、前記遅延時間を変更し、前記スイッチング周波数を前記回避周波数帯よりも大きい周波数から前記回避周波数帯よりも小さい周波数に低下させる、あるいは、前記スイッチング周波数を前記回避周波数帯よりも小さい周波数から前記回避周波数帯よりも大きい周波数に上昇させるとともに、前記入力電圧および前記調光信号に基づいて前記遅延時間を決定する請求項１６に記載の力率補償電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本願は、力率補償電源装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

従来の力率補償電源装置には、リアクトル（インダクタ）およびスイッチング素子を含むコンバータと全波整流回路とを有し、スイッチング素子のオン時間を入力交流電圧の１周期中に概ね一定とすることにより、交流電力を直流電力に変換する動作と力率改善（ＰＦＣ：Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）動作とを同時に実現するものがある。このような力率補償電源装置において、リアクトル（インダクタ）とスイッチング素子との間で生じる共振を検出し、共振においてスイッチング素子の両端電圧がボトムとなるボトムタイミングでスイッチング素子をターンオンすることにより、スイッチング損失の低減を図るものがある。また、上記共振を検出する共振信号をマスクする固定周期パルスを設け、固定周期パルスがＬになった後のボトムタイミングでスイッチング素子をターンオンさせることが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】特許第６８９００８０号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

特許文献１に記載の技術によれば、スイッチング素子をターンオンするタイミングは固定周期パルスがＬになるタイミングよりも遅くなるように制限されているため、固定周期パルスにより決まる周波数よりもスイッチング周波数を低くすることができ、特定の周波数でスイッチング動作が行われることを防止できる。一方で、上記のように固定周期パルスによりスイッチング周波数を制限する場合、固定周期パルスにより決まる周波数よりも少し低い周波数帯にスイッチング周波数が集中し、スイッチング周波数が集中する周波数帯において大きなＥＭＩノイズ（電磁妨害ノイズ：Ｅｌｅｃｔｒｏ－Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｎｏｉｓｅ）が発生してしまう虞があるという問題点がある。
本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、特定の周波数帯にスイッチング周波数が集中することを防ぐことができる力率補償電源装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0005】

本願に開示される力率補償電源装置は、スイッチング素子とインダクタを有し、交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換して負荷に出力するコンバータと、スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御部と、スイッチング素子のオンオフのタイミングを調整することにより、スイッチング素子のスイッチング周波数を調整するタイミング調整部とを備え、タイミング調整部は、変動するスイッチング周波数が予め定められた回避周波数帯に近づいたときに、スイッチング周波数の変動の大きさを増加させて、スイッチング周波数を回避周波数帯よりも大きい周波数から回避周波数帯よりも小さい周波数に低下させる、あるいは、スイッチング周波数を回避周波数帯よりも小さい周波数から回避周波数帯よりも大きい周波数に上昇させるものである。

【発明の効果】

【0006】

本願に開示される力率補償電源装置によれば、特定の周波数帯にスイッチング周波数が集中することを防ぐことができる。

【図面の簡単な説明】

【0007】

【図1】実施の形態１における力率補償電源装置の構成を示すブロック図である。

【図2】実施の形態１に係る電源主回路部の動作およびＺＣＤカウント制御を説明する図である。

【図3】実施の形態１における、電源電圧、スイッチング周波数、および許可カウント数の関係の一例を示す図である。

【図4】実施の形態１における、電源電圧、スイッチング周波数、および許可カウント数の関係の他の例を示す図である。

【図5】実施の形態１に係る電源制御部の各機能部を実現するハードウェア構成の例を示す図である。

【図6】実施の形態１の変形例における力率補償電源装置の構成を示すブロック図である。

【図7】実施の形態２における力率補償電源装置の構成を示すブロック図である。

【図8】実施の形態３に係る電源主回路部の動作を示す図である。

【図9】実施の形態４における力率補償電源装置を示すブロック図である。

【図10】実施の形態５における力率補償電源装置の構成を示すブロック図である。

【図11】実施の形態６における力率補償電源装置を示すブロック図である。

【図12】実施の形態６の変形例における力率補償電源装置を示すブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0008】

実施の形態１．
以下に、実施の形態１を図１から図５に基づいて説明する。図１は、実施の形態１における力率補償電源装置の構成を示すブロック図である。力率補償電源装置１００は、交流電源９１から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷９２に供給するものであり、交流電源９１と負荷９２との間に接続され、内部にコンバータ１４０を有する電源主回路部１１０と、コンバータ１４０を制御する電源制御部１２０とを備える。交流電源９１は、交流の電源電圧ｖａｃ、すなわち交流電圧を電源主回路部１１０に供給する。交流電源９１から電源主回路部１１０へは交流電流ｉａｃが流れる。

【0009】

電源主回路部１１０は、入力フィルタ１１１、すなわちフィルタ部と、全波整流回路１１２と、コンバータ１４０とを主体に構成されている。また電源主回路部１１０は、コンバータ１４０の出力電圧ｖｏを検出する出力電圧検出部１１３を備える。

【0010】

入力フィルタ１１１は、コンバータ１４０のスイッチング素子１４２がスイッチング動作することにより発生するＥＭＩノイズが交流電源９１に伝導することを抑制する。入力フィルタ１１１は、例えば、ハイブリッドチョークコイル、コモンモードチョークコイルまたはノーマルモードチョークコイルであるチョークコイル（図示省略）を有し、コンバータ１４０から流入する伝導ＥＭＩノイズの大きさを低減する。

【0011】

全波整流回路１１２は、交流電源９１から供給される電源電圧ｖａｃを全波整流し、得られる全波整流電圧をコンバータ１４０に出力するものである。全波整流回路１１２は、ダイオードブリッジ（図示省略）で構成されている。なお、実施の形態１では整流回路として全波整流回路を用いるが、半波整流回路に置き換えてもよい。

【0012】

コンバータ１４０は、全波整流回路１１２から出力された全波整流電圧を直流化する。またコンバータ１４０は、その出力電圧ｖｏの大きさが予め定められた目標となるように調整し、調整された出力電圧ｖｏを負荷９２に出力する。

【0013】

コンバータ１４０は、図１に示すように、例えば昇圧チョッパ回路により構成される。より具体的には、コンバータ１４０は、全波整流回路１１２の出力側において一端が高圧側の電路に接続され、他端が低圧側の電路に接続された入力コンデンサ１４４と、入力コンデンサ１４４の一端と高圧側の電路との接続点に一端が接続されたリアクトル１４１、すなわちインダクタと、リアクトル１４１の他端にアノードが接続されたダイオード１４３と、ダイオード１４３のカソードに一端が接続され、低圧側の電路に他端が接続された出力コンデンサ１４５と、リアクトル１４１の他端とダイオード１４３のアノードとの接続点に一端が接続され、他端が低圧側の電路に接続されたスイッチング素子１４２とを備える。入力コンデンサ１４４の他端、スイッチング素子１４２の他端、および出力コンデンサ１４５の他端は、低圧側の電路を介して負荷９２の他端に接続されている。なお、リアクトル１４１に示した黒丸（●）は、極性を表している。

【0014】

スイッチング素子１４２は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により電源制御部１２０に生成されたゲート信号（以下、ＰＷＭ信号Ｖｇ）により駆動されるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）素子、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）素子などの半導体スイッチング素子が適用される。スイッチング素子１４２がＦＥＴである場合、上記したスイッチング素子１４２の一端および他端は、ＦＥＴ素子のドレイン端子およびソース端子となる。スイッチング素子１４２がＩＧＢＴ素子である場合、上記したスイッチング素子１４２の一端および他端は、ＩＧＢＴ素子のコレクタ端子およびエミッタ端子となる。

【0015】

なお、実施の形態１におけるダイオード１４３をＦＥＴ素子、ＩＧＢＴ素子などのスイッチング素子１４９（図示なし）に置き換え、スイッチング素子１４２、１４９のオンオフを逆論理で動作させる同期整流方式とすることもできる。

【0016】

電源主回路部１１０は、出力電圧検出部１１３と、零電流検出部１１４、すなわち極小値検出部とを備える。出力電圧検出部１１３は、直流化された出力電圧ｖｏの大きさを出力電圧検出値ｖｏｓｅｎとして検出するものであり、例えば直列に接続された２つ以上の分圧抵抗で構成される。零電流検出部１１４は、リアクトル１４１に流れる電流の零点を検出するためのものであり、例えば図１に示すように、リアクトル１４１に対して補助巻線を設けることで実現することができる。上記補助巻線の両端には、リアクトル１４１を流れるリアクトル電流ｉＬに応じた電位差が発生し、この電位差は、零電流検出部１１４により検出される。零電流検出部１１４は、検出した電圧に応じてハイ（Ｈｉｇｈ、以下では「Ｈ」と記す）またはロー（Ｌｏｗ、以下では「Ｌ」と記す）となる零電流信号ＺＣＤ、を出力する。零電流信号ＺＣＤのＬ信号は、極小値信号に相当する。

【0017】

なお、零電流検出部１１４は、リアクトル電流ｉＬの零点を検出できる構成であれば、補助巻線を用いる方法でなくてもよく、例えば、リアクトル１４１のローサイドに電流検出抵抗を設置し、電流検出抵抗の両端に発生する電圧からリアクトル１４１の電流の零点を検出する方法でもよいし、電流検出抵抗をリアクトルに直列に接続して高電位側から検出する方法を採用してもよい。

【0018】

次に、電源制御部１２０について説明する。電源制御部１２０は、スイッチング素子１４２のオンオフを制御するスイッチング制御部１２１と、出力電圧制御部１２２と、スイッチング素子１４２のスイッチング周波数ｆｓｗを調整するタイミング調整部１２３とを備える。出力電圧制御部１２２は、出力電圧検出値ｖｏｓｅｎおよび目標電圧値ｖｏｒｅｆに基づいて、ＰＷＭ信号ＶｇをＨに維持する時間、すなわちスイッチング素子１４２のオン時間ｔｏｎを導出する。実施の形態１におけるタイミング調整部１２３は、スイッチング制御部１２１から入力されるＰＷＭ信号Ｖｇに基づいて、許可カウント数Ｃｎを決定する。「許可カウント数」は、スイッチング素子１４２をオフからオンに変化させるタイミングを決める値である。スイッチング制御部１２１は、出力電圧制御部１２２で導出したオン時間ｔｏｎ、タイミング調整部１２３で決定した許可カウント数Ｃｎ、および零電流検出部１１４から送られてくる零電流信号ＺＣＤ基づいて、後述する「ＺＣＤカウント制御」を行い、ＰＷＭ信号Ｖｇを生成してスイッチング素子１４２を駆動する。また、実施の形態１では、スイッチング制御部１２１はＰＷＭ信号Ｖｇをタイミング調整部１２３にも出力する。

【0019】

次に、力率補償電源装置１００の主回路動作、すなわち、電源主回路部１１０の動作と、ＺＣＤカウント制御について説明する。図２は、実施の形態１に係る電源主回路部の動作およびＺＣＤカウント制御を説明する図であり、図中のそれぞれのグラフの横軸を時間として、スイッチング制御部１２１が出力するＰＷＭ信号Ｖｇ、リアクトル１４１に流れるリアクトル電流ｉＬ、スイッチング素子１４２の両端にかかる電圧Ｖｄｓ、および零電流検出部１１４が出力する零電流信号ＺＣＤの関係を示している。

【0020】

ＰＷＭ信号ＶｇがＨとなりスイッチング素子１４２がオンになると、図１に示した回路において、交流電源９１、スイッチング素子１４２、リアクトル１４１、負荷９２、交流電源９１の順に電流が流れ、リアクトル電流ｉＬは増加する。リアクトル電流ｉＬが増加する期間は、零電流信号ＺＣＤはＬとなる。

【0021】

ＰＷＭ信号ＶｇがＬとなりスイッチング素子１４２がオフになると、リアクトル１４１、負荷９２、ダイオード１４３、リアクトル１４１の順に電流が流れ、リアクトル電流ｉＬは零まで減少する。リアクトル電流ｉＬが零まで減少する期間は零電流信号ＺＣＤがＨとなる。

【0022】

リアクトル電流ｉＬが零まで減少すると、リアクトル１４１のインダクタンス成分とスイッチング素子１４２の寄生容量とによりＬＣ共振が発生し、このＬＣ共振による共振電流がリアクトル１４１に流れるとともに、両端電圧Ｖｄｓが振動する。この共振電流により、リアクトル１４１に共振電流が流れる期間において、リアクトル電流ｉＬが零となりかつ上昇するタイミング（リアクトル電流ｉＬが負から正に切り替わるタイミング）で、零電流信号ＺＣＤはＬとなる。図２から分かるように、リアクトル電流ｉＬが負から正に切り替わるタイミングは、スイッチング素子の両端電圧Ｖｄｓが極小となるボトムタイミングでもあるので、零電流信号ＺＣＤがＨからＬに切り替わるタイミングでＰＷＭ信号ＶｇをＨとすることで、スイッチング素子１４２のスイッチングで発生するスイッチング損失を低減することができる。

【0023】

実施の形態１のＺＣＤカウント制御では、ＰＷＭ信号ＶｇがＬとなった後、零電流信号ＺＣＤがＨからＬに切り替わるタイミングに基づいてＰＷＭ信号ＶｇをＨに切り替えるが、その際、タイミング調整部１２３によるスイッチング素子１４２のオンオフのタイミングの調整に従う。すなわち、スイッチング制御部１２１は、ＰＷＭ信号ＶｇがＬとなった後、リアクトル１４１に上記共振電流が流れている期間において、零電流信号ＺＣＤがＨからＬに切り替わる回数のカウントを行い、上記カウントの回数がタイミング調整部１２３で決定される許可カウント数Ｃｎに達したタイミングに基づいて、ＰＷＭ信号ＶｇをＨとする。なお、上記カウントを行うカウント部をスイッチング制御部１２１とは別に設けてもよい。この場合、上記カウントの回数が許可カウント数Ｃｎに達したとき、上記カウント部は許可カウント数到達信号をスイッチング制御部１２１に送信し、スイッチング制御部１２１は、許可カウント数到達信号の受信したタイミングに基づいてＰＷＭ信号ＶｇをＨとする。

【0024】

電源制御部１２０の詳細について説明する。電源制御部１２０は、ＩＣ（Ｉｎｔｅｒｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）を用いない一般のデジタル制御回路（デジタル制御回路と同機能をもつソフトウェアによる回路も含まれる）で全て構成してもよく、一部のみデジタル制御回路で構成してもよい。また、デジタル制御回路を用いずに、アナログ制御回路で全て構成してもよい。実施の形態１では、例えばマイコンを用いるデジタル制御回路とした構成について説明する。

【0025】

出力電圧制御部１２２は、出力電圧検出値ｖｏｓｅｎと目標電圧値ｖｏｒｅｆの差分を演算し、その差分が零になるようにスイッチング素子１４２のオン時間ｔｏｎを演算する。オン時間ｔｏｎの演算は、ＰＩ制御（比例積分制御）、ＰＩＤ制御（比例微分積分制御）等の古典制御、あるいはＨ∞（Ｈ－ｉｎｆｉｎｉｔｙ）制御等の現代制御など、出力電圧検出値ｖｏｓｅｎと目標電圧値ｖｏｒｅｆの差分を零とするように制御する方法であればどんな制御を用いてもよい。出力電圧制御部１２２によるオン時間ｔｏｎの演算により、出力電圧ｖｏを任意の目標電圧値ｖｏｒｅｆに調整することができる。

【0026】

なお、ＰＦＣ動作を実現するため、出力電圧制御部１２２により演算されるオン時間ｔｏｎは、全波整流電圧の周期（電源電圧ｖａｃの半分の周期）の間において概ね一定となるように設定する。ただし、全波整流電圧の周期ごとに一度だけオン時間ｔｏｎを更新するようにしてＰＦＣ動作を実現してもよいし、制御の応答性を小さく設定することでＰＦＣ動作を実現しても構わない。

【0027】

タイミング調整部１２３は、スイッチング制御部１２１から送られるＰＷＭ信号ＶｇがＬからＨに切り替わるタイミングを検出し、切り替わりタイミングから次の切り替わりタイミングまでの時間を測定することでスイッチング素子１４２のスイッチング周波数ｆｓｗを算出する。タイミング調整部１２３は、算出したスイッチング周波数ｆｓｗを基に、スイッチング周波数ｆｓｗが特定の周波数帯に入らないように、すなわち、スイッチング素子１４２が上記特定の周波数帯でスイッチング動作をしないように許可カウント数Ｃｎを決定し、スイッチング制御部１２１に出力する。なお、以降では動作しないように設定する特定の周波数帯を「回避周波数帯」と記載する。

【0028】

なお、回避周波数帯は、一定の範囲を持つ周波数帯に限らず、特定の周波数のみを含むように設定してもよい。この場合、当該特定の周波数を「回避周波数」とし、以後の説明における「回避周波数帯」を「回避周波数」に読み替えればよい。また、「回避周波数」は概念的に「回避周波数帯」に含められる。

【0029】

スイッチング制御部１２１は、スイッチング素子１４２がオフとなった後、ＰＷＭ信号ＶｇがＬとして維持される期間において、零電流検出部１１４が出力する零電流信号ＺＣＤがＨからＬに切り替わる回数をカウントし、上記回数がタイミング調整部１２３で決定した許可カウント数Ｃｎに達したタイミングに基づいて、ＰＷＭ信号ＶｇをＬからＨに変化させる。ＰＷＭ信号ＶｇをＬからＨに変化させるタイミングは、上記回数が許可カウント数Ｃｎに達したタイミングと同じであってもよいし、予め定められた時間だけ遅らせてもよい。ＰＷＭ信号ＶｇをＬからＨに変化させた後、スイッチング制御部１２１は、出力電圧制御部１２２が導出したオン時間ｔｏｎの経過後にＰＷＭ信号ＶｇをＨからＬに切り替える。またスイッチング制御部１２１は、ＰＷＭ信号Ｖｇをスイッチング素子１４２とタイミング調整部１２３に送信する。スイッチング制御部１２１は、上記のようにＺＣＤカウント制御を行いながら、スイッチング素子１４２を駆動する。

【0030】

図２より、ＰＷＭ信号ＶｇをＬからＨに変化させるタイミングは、許可カウント数Ｃｎが大きいほど遅くなることが分かる。このことから、許可カウント数Ｃｎが大きいほどスイッチング素子１４２のスイッチング周期は長くなり、スイッチング周波数ｆｓｗは低下することが分かる。また、許可カウント数Ｃｎが小さいほどスイッチング周波数ｆｓｗが上昇することも分かる。

【0031】

次に、図３を用いて力率補償電源装置１００の動作についてさらに説明する。図３は、実施の形態１における、電源電圧、スイッチング周波数、および許可カウント数の関係の一例を示す図である。図３中の各グラフの横軸は時間であり、縦軸は、図中上側のグラフから順に、電源電圧ｖａｃ、スイッチング周波数ｆｓｗ、許可カウント数Ｃｎを表している。オン時間ｔｏｎが全波整流電圧の周期（電源電圧ｖａｃの半分の周期）の間において概ね一定となるようにして制御を行う場合、電源電圧ｖａｃの大きさによりスイッチング周波数ｆｓｗは変動する。すなわち、電源電圧ｖａｃの絶対値が減少するほどスイッチング周波数ｆｓｗは上昇し、電源電圧ｖａｃの絶対値が増加するほどスイッチング周波数ｆｓｗは低下する。なお、１周期中の電源電圧ｖａｃの大きさは電源電圧ｖａｃの位相により決まるので、スイッチング周波数ｆｓｗは、電源電圧ｖａｃの位相により変動する。

【0032】

実施の形態１では、スイッチング周波数ｆｓｗが低下しながら回避周波数帯に近づいてきたことをタイミング調整部１２３が検知すると、許可カウント数Ｃｎを大きな値に変更する。図３に示す例では、許可カウント数Ｃｎを２から３に変更している。許可カウント数Ｃｎが大きくなると、電源電圧ｖａｃの増加によるスイッチング周波数ｆｓｗの低下に許可カウント数Ｃｎの増加によるスイッチング周波数ｆｓｗの低下が加わることとなり、スイッチング周波数ｆｓｗは急激に低下する。これにより、回避周波数帯を避けた動作が実現される。より具体的には、回避周波数帯よりも大きな周波数から回避周波数帯よりも小さな周波数に、スイッチング周波数ｆｓｗが不連続に変化する。反対に、スイッチング周波数ｆｓｗが上昇しながら回避周波数帯に近づいてきたことをタイミング調整部１２３が検知すると、許可カウント数を小さな値に変更する。図３に示す例では、許可カウント数Ｃｎを３から２に変更している。許可カウント数Ｃｎを小さくすることによりスイッチング周波数ｆｓｗを急激に上昇させて、回避周波数帯を避けた動作が実現される。より具体的には、回避周波数帯よりも小さな周波数から回避周波数帯よりも大きな周波数に、スイッチング周波数ｆｓｗが不連続に変化する。

【0033】

上記のようにスイッチング周波数ｆｓｗを変動させることで、スイッチング周波数ｆｓｗが回避周波数帯に入ることが防がれる。また、スイッチング素子１４２が、回避周波数帯内の周波数でスイッチング動作することが防がれる。なお、スイッチング周波数ｆｓｗが回避周波数帯に近づくことの検知は、例えば上限値、下限値、中心値など、回避周波数帯内の任意の周波数と、現在のスイッチング周波数ｆｓｗとの差に基づいて検知すればよい。この差の大きさが減少していき、予め定められた値よりも小さくなったことにより、回避周波数帯へのスイッチング周波数ｆｓｗの接近を検知する。

【0034】

上記のように、実施の形態１ではスイッチング周波数ｆｓｗが上昇している時にはスイッチング周波数ｆｓｗをさらに上昇させ、スイッチング周波数ｆｓｗが低下している時にはスイッチング周波数ｆｓｗをさらに低下させるという動作を行う。このような動作を行うことで、回避周波数帯を避けた動作を実現することができる。さらに、上記の動作を行うことでスイッチング周波数ｆｓｗが１つ周波数に集中することを防止することができる。このことは、図３において電源電圧ｖａｃの１／４周期でスイッチング周波数ｆｓｗを分散できていることから確認できる。スイッチング周波数ｆｓｗを分散させることにより、スイッチング動作により発生するＥＭＩノイズの周波数を複数の周波数に分散させることができる。このようにＥＭＩノイズの周波数を複数の周波数に分散させると、スペクトラム拡散の効果により、一つの周波数にＥＭＩノイズが集中する場合と比べて、発生するＥＭＩノイズの最大値を低減することができる。

【0035】

また、実施の形態１においてスイッチング周波数ｆｓｗが上昇しているとき、回避周波数帯を回避するときには回避周波数帯よりも高周波にスイッチング周波数ｆｓｗを上昇させる。入力フィルタ１１１のカットオフ周波数が回避周波数帯に含まれる場合、タイミング調整部１２３は、回避周波数帯よりも大きく、かつ、入力フィルタ１１１のカットオフ周波数よりも大きい周波数にスイッチング周波数ｆｓｗを上昇させることになる。スイッチング周波数ｆｓｗが高周波である（この場合、スイッチング動作により発生するＥＭＩノイズの周波数も高周波である）ほど、入力フィルタ１１１によるＥＭＩノイズの減衰効果が大きくなるので、スイッチング周波数ｆｓｗを高周波化させることで入力フィルタ１１１の減衰効果を大きくし、交流電源９１へのＥＭＩノイズの伝導量をより効果的に抑制することができる。

【0036】

なお、ＰＷＭ信号ＶｇがＨへ切り替わるタイミングに基づいてスイッチング周波数ｆｓｗを算出し許可カウント数Ｃｎを決定する場合、許可カウント数Ｃｎを変更してから実際にスイッチング周波数ｆｓｗが変化するまでに遅延が発生するため、この遅延を考慮して許可カウント数Ｃｎの変更のタイミングを決定することが望ましい。

【0037】

図３に示した例では、回避周波数帯は１つだけとしたが、回避周波数帯を複数設けてもよい。図４に示す例では、第１の回避周波数帯および第２の回避周波数帯の２つの回避周波数帯を設けている。第１の回避周波数帯は、第２の回避周波数帯よりも高い周波数帯である。このような２つの回避周波数帯を回避するため、第１の回避周波数帯を回避するためには、許可カウント数Ｃｎを１から２（スイッチング周波数ｆｓｗが低下している場合）あるいは２から１（スイッチング周波数ｆｓｗが上昇している場合）に変更する。第２の回避周波数帯を回避するためには、許可カウント数Ｃｎを２から３（スイッチング周波数ｆｓｗが低下している場合）あるいは３から２（スイッチング周波数ｆｓｗが上昇している場合）に変更する。なお、図３、図４に示した例では許可カウント数Ｃｎは１ずつ変化させているが、一度の変更で許可カウント数Ｃｎを２以上変化させても構わない。

【0038】

次に、力率補償電源装置１００、特に、電源制御部１２０の各機能部を実現するハードウェア構成について説明する。図５は、実施の形態１に係る電源制御部の各機能部を実現するハードウェア構成の例を示す図である。上述したように、電源制御部１２０はマイコンを用いるデジタル制御回路により構成するが、上記マイコンのより具体的なハードウェア構成の一例は図５に示すようになる。すなわち、電源制御部１２０は、主に、プロセッサ７１と、主記憶装置としてのメモリ７２および補助記憶装置７３から構成される。プロセッサ７１は、例えばＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）などで構成される。

【0039】

メモリ７２はランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置で構成され、補助記憶装置７３はフラッシュメモリ等の不揮発性記憶装置またはハードディスクなどで構成される。補助記憶装置７３には、プロセッサ７１により実行される所定のプログラムが記憶されており、プロセッサ７１は、このプログラムを適宜読み出して実行し、各種演算処理を行う。この際、補助記憶装置７３からメモリ７２に上記所定のプログラムが一時的に保存され、プロセッサ７１はメモリ７２からプログラムを読み出す。実施の形態１に係る制御系の各種演算処理は、上記のようにプロセッサ７１が所定のプログラムを実行することで実現される。プロセッサ７１による演算処理の結果は、一旦メモリ７２に記憶され、実行された演算処理の目的に応じて補助記憶装置７３に記憶される。

【0040】

また、電源制御部１２０は、電源主回路部１１０などから信号またはデータを受信する受信器７４と、電源主回路部１１０などに信号またはデータを送信する送信器７５とを備えている。

【0041】

以上のように、ＰＷＭ信号Ｖｇからスイッチング周波数ｆｓｗを算出し、スイッチング周波数ｆｓｗが上昇しながら回避周波数帯に近づく場合は許可カウント数Ｃｎを減少させてスイッチング周波数ｆｓｗを不連続に上昇させる。スイッチング周波数ｆｓｗが低下しながら回避周波数帯に近づく場合は許可カウント数Ｃｎを増加させることでスイッチング周波数ｆｓｗを不連続に低下させる。このような制御を行うことにより、回避周波数帯を避けたスイッチング動作を実現できる。また、スイッチング動作の周波数が特定の周波数に集中することも防止されるので、スイッチング周波数ｆｓｗの分散を実現できる。

【0042】

また、実施の形態１では上記のＺＣＤカウント制御により、リアクトル電流ｉＬが零になるとともにスイッチング素子の両端電圧が極小値となるタイミングにスイッチング素子をターンオンするので、スイッチング損失を低減することができる。

【0043】

なお、何らかの要因によりスイッチング周波数ｆｓｗの変化が不連続にならない場合もありうる。この場合、一時的にスイッチング周波数ｆｓｗが回避周波数帯に入ることになるが、スイッチング周波数ｆｓｗの変動を急激にして回避周波数帯を短時間で通過させることになるので、回避周波数帯にスイッチング周波数ｆｓｗが集中することはない。

【0044】

実施の形態１によれば、特定の周波数帯にスイッチング周波数が集中することを防ぐことができる。より具体的には、コンバータのスイッチング素子の両端電圧が振動して極小となった回数をカウントし、この回数が許可カウント数に達したタイミングに基づいて、スイッチング素子をオンにするスイッチング制御部と、スイッチング周波数が回避周波数帯に近づいたときに、許可カウント数を変更させてスイッチング周波数が回避周波数帯に入ることを回避させるタイミング調整部とを備える。特定の周波数帯を含むように回避周波数帯を設定し、それに応じて許可カウント数を決定することが可能であるので、スイッチング周波数が周期的に変動する中で、スイッチング周波数が特定の周波数帯に集中することを防ぐことができる。

【0045】

また実施の形態１では回避周波数帯のスイッチング周波数でスイッチング動作が行われることを防ぐので、特定の周波数でスイッチング動作が行われることも防止できる。

【0046】

次に、実施の形態１の変形例について説明する。図６は、実施の形態１の変形例における力率補償電源装置の構成を示すブロック図である。図６において、実施の形態１と同一もしくは対応する構成部分には同一の符号を付している。力率補償電源装置１０１は、電力変換器９３を介して負荷９２に接続されている点が力率補償電源装置１００と異なる。力率補償電源装置１０１の動作は上述した力率補償電源装置１００の動作と同様である。図６に示すようにコンバータ１４０と負荷９２との間にコンバータ１４０とは別の電力変換器９３が接続された場合は、電力変換器９３の動作周波数を含むように回避周波数帯を設定してもよい。また、図示は省略するが、別の電力変換器９３が力率補償電源装置１００と並列に接続される場合も考えられる。このような場合でも、電力変換器９３の動作周波数を回避周波数帯に設定してよい。このように回避周波数帯を設定することにより、２つ以上の電力変換器（コンバータ１４０も含む）から発生するＥＭＩノイズの周波数が一つの周波数に集中することを防止することができる。これにより、入力フィルタ１１１に必要な容量を低減でき、入力フィルタ１１１の小型化および低コスト化を実現することができる。

【0047】

なお、図示は省略するが、電力変換器９３の動作周波数がタイミング調整部１２３に入力される構成とし、電力変換器９３の動作周波数を含むようにタイミング調整部１２３が回避周波数帯を設定する構成としてもよい。

【0048】

また、例えば１５０ｋＨｚまたは５２６ｋＨｚといったように、準拠すべきノイズの規格値を基に回避周波数帯を定めてもよい。例えば、ＡＭ周波数帯の５２６ｋＨｚ以上のノイズはＡＭラジオの雑音の原因となるためノイズ規格により厳しく制限されている。このように、ノイズ規格により厳しく制限されている周波数帯を回避周波数帯に定めることにより、ノイズ規格の準拠を容易にするとともに、入力フィルタ１１１の小型化および低コスト化を実現することができる。また、入力フィルタ１１１の小型化および低コスト化は、力率補償電源装置全体の小型化および低コスト化につながる。

【0049】

上記に限らず、回避周波数帯は設計者の意図に応じて任意に設定できるので、任意の固定値を回避周波数帯と定めてもよい。

【0050】

なお、リアクトル電流ｉＬが零かつ上昇するタイミング、および、スイッチング素子１４２の両端電圧Ｖｄｓが極小値となるタイミングの少なくとも一方のタイミングでスイッチング動作をさせつつ、スイッチング周波数ｆｓｗが上昇しながら回避周波数帯に近づく場合はスイッチング周波数ｆｓｗをさらに上昇させ、スイッチング周波数ｆｓｗが低下しながら回避周波数帯に近づく場合はスイッチング周波数ｆｓｗをさらに低下させる動作が実現できれば、適宜構成を変更してもよい。

【0051】

実施の形態２．
次に、実施の形態２を図７に基づいて説明する。図７は、実施の形態２における力率補償電源装置の構成を示すブロック図である。図７において、実施の形態１と同一もしくは対応する構成部分には同一の符号を付している。力率補償電源装置１０２の電源主回路部１１０１は、全波整流電圧ｖｉｎ、すなわち入力電圧を検出し、全波整流電圧検出値ｖｉｎｓｅｎとしてタイミング調整部１２３１に出力する全波整流電圧検出部１１５、すなわち入力電圧検出部と、負荷９２を流れる出力電流ｉｏを検出し、出力電流検出値ｉｏｓｅｎとしてタイミング調整部１２３１に出力する出力電流検出部１１６を備える。

【0052】

タイミング調整部１２３１は、予め定められた閾値ｔｈと全波整流電圧検出値ｖｉｎｓｅｎとを比較し、許可カウント数Ｃｎを決定する。予め定められた閾値ｔｈは、全波整流電圧ｖｉｎが増加してスイッチング周波数ｆｓｗが低下している時に用いるものと、全波整流電圧がｖｉｎ減少してスイッチング周波数が上昇している時に用いるものとの２つを用意し、回避周波数帯を回避するタイミングで許可カウント数を変更できるように事前に値を設定しておく。

【0053】

図３に示したようにスイッチング周波数ｆｓｗは電源電圧ｖａｃの絶対値、すなわち全波整流電圧ｖｉｎの大きさに依存して決まるため、閾値ｔｈを回避周波数帯に対応する値とすれば、上記のように閾値ｔｈと全波整流電圧検出値ｖｉｎｓｅｎとを比較することにより、現在のスイッチング周波数ｆｓｗと回避周波数帯の関係を把握することができる。また、閾値ｔｈと全波整流電圧検出値ｖｉｎｓｅｎとの比較結果の時間変化から、スイッチング周波数ｆｓｗが回避周波数帯に近づいているか否かを把握することができる。また、全波整流電圧検出値ｖｉｎｓｅｎの時間変化からスイッチング周波数ｆｓｗが上昇しているか低下しているかも把握できるため、回避周波数帯を回避するための許可カウント数Ｃｎを決定することができる。このように、実施の形態２によれば、実施の形態１およびその変形例のようにＰＷＭ信号Ｖｇを用いることなく、許可カウント数Ｃｎを決定することができる。このため、スイッチング制御部１２１１は、ＰＷＭ信号Ｖｇをタイミング調整部１２３１に出力しなくともよい。

【0054】

なお、負荷９２の大きさが変動するシステムであれば、負荷９２の大きさに応じて閾値ｔｈを補正する構成も考えられる。ここで、負荷９２の大きさは、出力電圧検出値ｖｏｓｅｎと出力電流検出値ｉｏｓｅｎとで計算される。力率補償電源装置１０２においては、出力電流検出値ｉｏｓｅｎと出力電圧検出値ｖｏｓｅｎがタイミング調整部１２３１に入力され、タイミング調整部１２３１は、出力電圧検出値ｖｏｓｅｎと出力電流検出値ｉｏｓｅｎから負荷９２の大きさを推定する。タイミング調整部１２３１は、推定した負荷９２の大きさにより閾値ｔｈを補正する。例えば、負荷９２が小さい場合はスイッチング周波数ｆｓｗが上昇しやすくなるため、回避周波数帯が同じであっても閾値ｔｈを増加させる。

【0055】

実施の形態３．
次に、実施の形態３を図８に基づいて説明する。図８は、実施の形態３に係る電源主回路部の動作を示す図であり、図中のそれぞれのグラフの横軸を時間として、スイッチング制御部１２１が出力するＰＷＭ信号Ｖｇ、リアクトル１４１に流れるリアクトル電流ｉＬ、スイッチング素子１４２の両端にかかる両端電圧Ｖｄｓ、零電流検出部１１４が出力する零電流信号ＺＣＤ、および遅延時間信号Ｔｄの関係を示している。

【0056】

実施の形態３においては、スイッチング素子１４２の両端電圧Ｖｄｓを検出する両端電圧検出部（図示せず）を設け、スイッチング素子１４２の両端電圧Ｖｄｓを検出することによりＺＣＤカウント制御を実現する。上記両端電圧検出部は、極小値検出部に相当する。図２に示したとおり、零電流信号ＺＣＤがＬに立ち下がるタイミングとスイッチング素子１４２の両端電圧Ｖｄｓのボトムタイミングは一致しているため、零電流検出部１１４に代えてスイッチング素子１４２の両端電圧検出部を設ける構成においても、実施の形態１と同様にＺＣＤカウント制御を実現することができる。すなわち、実施の形態３によれば、零電流検出部１１４を用いることなくＺＣＤカウント制御を実現することができる。

【0057】

また、実施の形態３では、遅延時間信号Ｔｄを用いてＺＣＤカウント制御を行う。図８に示すように、ＰＷＭ信号ＶｇがＨからＬになり零電流信号ＺＣＤがＨからＬになるまでは、実施の形態１（図２）と同様の動作をする。零電流信号ＺＣＤがＨからＬに切り替わると、これに基づいて遅延時間信号ＴｄがＨとなり、遅延時間信号がＬに切り替わったことに基づいて、ＰＷＭ信号ＶｇがＨに切り替わる。遅延時間信号ＴｄがＨを維持する時間は、リアクトル１４１のインダクタンス成分とスイッチング素子１４２の寄生容量とによるＬＣ共振の共振周期の整数倍に設定しておけばよい。遅延時間信号Ｔｄが上記共振周期の整数倍の時間の間Ｈを維持することにより、実施の形態１のＺＣＤカウント制御と同様の動作が実現される。例えば、図８は遅延時間を共振周期の１倍に設定した場合の例であり、実施の形態１のＺＣＤカウント制御で許可カウント数Ｃｎを２と設定した場合と同様の動作が実現されている。

【0058】

なお、上記のように遅延時間信号Ｔｄを用いてＺＣＤカウント制御を行う構成は、許可カウント数Ｃｎを遅延時間に置き換えるものであるから、零電流検出部１１４を用いることを妨げない。遅延時間信号Ｔｄを用いた制御を行う場合、タイミング調整部１２３は、許可カウント数Ｃｎではなく遅延時間の長さ（遅延時間信号ＴｄがＨを維持する時間の長さ）を決定し、スイッチング制御部１２１に遅延時間信号Ｔｄを出力する。これにより、スイッチング制御部１２１には、タイミング調整部１２３から遅延時間が入力されることになる。スイッチング制御部１２１では、出力電圧制御部１２２から送られてくるオン時間ｔｏｎ、零電流検出部１１４からの零電流信号ＺＣＤまたはスイッチング素子１４２の両端電圧検出部からの信号（両端電圧Ｖｄｓのボトムタイミングを検出する極小値信号）、およびタイミング調整部１２３から送られてくる遅延時間信号Ｔｄに基づいて、ＰＷＭ信号Ｖｇを生成し、スイッチング素子１４２を制御する。スイッチング制御部１２１は、遅延時間信号ＴｄがＨとなっている間はＰＷＭ信号ＶｇをＨにしない（Ｌに維持する）。上記のようにすることで、実施の形態１のＺＣＤカウント制御と同様の動作を、遅延時間信号Ｔｄにより実現できる。

【0059】

さらに、零電流検出部１１４およびスイッチング素子１４２の両端電圧の検出部の両方を省略しても、計算により実施の形態１の動作を実現する構成としてもよい。スイッチング素子１４２のオン時間ｔｏｎは、上記したように出力電圧制御部１２２が演算する。スイッチング素子１４２のオフ時間は、上記オフ時間をリアクトル電流ｉＬがゼロに達するまでの時間とＬＣ共振が起こる時間とに分け、以下のようにして求められる。すなわち、リアクトル電流ｉＬがゼロに達するまでの時間は、オン時間ｔｏｎと、全波整流電圧検出値ｖｉｎｓｅｎと、出力電圧検出値ｖｏｓｅｎと、リアクトル１４１のリアクタンス値から求めることができる。ＬＣ共振が起こる時間は、リアクトル１４１のリアクタンス値およびスイッチング素子１４２の寄生成分から算出される共振周期により算出することができる。以上より、１回のスイッチング周期の時間をすべて計算することができるので、計算した各種時間よりスイッチング周波数ｆｓｗを算出することができる。このため、零電流検出部１１４およびスイッチング素子１４２の両端電圧の検出部の両方を省略しても、実施の形態１と同様の動作を実現することができる。

【0060】

実施の形態４．
次に、実施の形態４を図９に基づいて説明する。図９は、実施の形態４における力率補償電源装置を示すブロック図である。図９において、実施の形態１と同一もしくは対応する構成部分には同一の符号を付している。力率補償電源装置１０３の電源主回路部１１０２は、降圧チョッパで構成されたコンバータ１４０１を備える。すなわち、コンバータ１４０１は、全波整流回路１１２の出力側において一端が高圧側の電路に接続され、他端が低圧側の電路に接続された入力コンデンサ１４４と、入力コンデンサ１４４の一端と高圧側の電路との接続点に一端が接続されたスイッチング素子１４２１と、スイッチング素子１４２１の他端に一端が接続されたリアクトル１４１１と、リアクトル１４１１の他端に一端が接続され、低圧側の電路に他端が接続された出力コンデンサ１４５と、スイッチング素子１４２１の他端とリアクトル１４１１の一端との接続点にカソードが接続され、アノードが低圧側の電路に接続されたダイオード１４３１とを備える。入力コンデンサ１４４の他端、ダイオード１４３１のアノード、および出力コンデンサ１４５の他端は、低圧側の電路を介して負荷９２の他端に接続されている。力率補償電源装置１０３のその他の構成は、力率補償電源装置１００と同様である。力率補償電源装置１０３においても、図２および図３で示した各種の信号の波形は同様の関係を持つので、上記した実施の形態１の制御（ＺＣＤ制御）を実現することができる。

【0061】

上記のように、コンバータ１４０の構成を昇圧チョッパから降圧チョッパに置き換えても、実施の形態１と同様の制御が実現される。コンバータ１４０の構成は、リアクトルとスイッチング素子を備えた回路トポロジーであればよく、上記した昇圧チョッパおよび降圧チョッパ以外の構成、例えば、フライバックコンバータ、フォワードコンバータなどであってもよい。

【0062】

実施の形態５．
次に、実施の形態５を図１０に基づいて説明する。図１０は、実施の形態５における力率補償電源装置の構成を示すブロック図である。図１０において、実施の形態１と同一もしくは対応する構成部分には同一の符号を付している。実施の形態２は、実施の形態１における負荷９２をＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）モジュール９２１としたものである。ＬＥＤモジュール９２１には、例えばＬＥＤチップを全て直列に接続した構成を採用してもよいし、直列接続した場合に限らず並列接続または直並列接続としてもよく、１個のＬＥＤであっても良い。さらに、ここでは負荷としてＬＥＤを接続しているが、ＬＥＤでなく、有機エレクトロルミネッセンス（有機ＥＬ）、レーザーダイオード等に変更しても良い。

【0063】

ＬＥＤは特性上、電流制御を用いることが望ましいため、力率補償電源装置２００は、ＬＥＤモジュール９２１を流れる出力電流ｉｏを検出し、出力電流検出値ｉｏｓｅｎとして出力する出力電流検出部１１６を備えるとともに、電源制御部２２０の構成が実施の形態１と異なっている。電源制御部２２０においては、実施の形態１の出力電圧制御部１２２に代えて、出力電流制御部２２２が設けられる。出力電流制御部２２２には、出力電流検出部１１６によって検出される出力電流検出値ｉｏｓｅｎが入力される。また、力率補償電源装置２００は、ＬＥＤに流す出力電流ｉｏの指令信号である調光信号Ｓｄを出力する調光器２５０が設けられる。調光器２５０が出力する調光信号Ｓｄは、出力電流制御部２２２に入力され、出力電流制御部２２２は、調光信号Ｓｄと出力電流検出値ｉｏｓｅｎからスイッチング素子１４２のオン時間ｔｏｎを導出する。このように電源制御部２２０を構成にすることにより、実施の形態１と同様の制御を行い、ＬＥＤモジュール９２１に流れる電流の制御を行うことができる。

【0064】

このように、実施の形態５では、実施の形態２の負荷９２としてＬＥＤモジュール９２１を設けた場合、出力電流検出部１１６で検出された出力電流検出値ｉｏｓｅｎを出力電流制御部２２２にフィードバックし、出力電流ｉｏが目標出力電流となるように、出力電流制御部２２２にて制御する。そして、実施の形態１と同様に、タイミング調整部１２３で許可カウント数Ｃｎを決定し、スイッチング制御部１２１でスイッチング素子１４２の制御を行う。負荷９２をＬＥＤモジュール９２１とした場合においても、実施の形態１と同様に、リアクトル電流ｉＬが零となりかつ上昇するタイミング（リアクトル電流ｉＬが負から正に切り替わるタイミング）であり、スイッチング素子の両端電圧Ｖｄｓが極小となるボトムタイミングでスイッチング動作をすることにより、スイッチング損失の低減を図ることができる。また、許可カウント数Ｃｎの変更により、スイッチング周波数ｆｓｗが上昇するときはさらにスイッチング周波数ｆｓｗを上昇させ、スイッチング周波数が低下するときはさらにスイッチング周波数を低下させることにより、回避周波数帯を避けたスイッチング動作およびスイッチング周波数ｆｓｗの分散動作を実現することができる。

【0065】

なお、実施の形態５では、出力電流指令値に相当する調光信号Ｓｄを調光器２５０から取得する構成としたが、例えば電源制御部２２０の内部に出力電流指令値を保持する記憶部を設ける構成にするなど、自由に変更を加えても構わない。

【0066】

実施の形態６．
次に、実施の形態６を図１１に基づいて説明する。図１１は、実施の形態６における力率補償電源装置を示すブロック図である。図１１において、図１０と同一もしくは対応する構成部分には同一の符号を付している。力率補償電源装置２０１は、実施の形態２における負荷９２をＬＥＤモジュール９２１としたものである。このため、電源制御部の構成が実施の形態５と異なる。また、調光器２５０１は、電源制御部２２０１の出力電流制御部２２２およびタイミング調整部２２３に調光信号Ｓｄを出力する。実施の形態２における力率補償電源装置１０２では、全波整流電圧検出値ｖｉｎｓｅｎ、出力電圧検出値ｖｏｓｅｎ、および出力電流検出値ｉｏｓｅｎをタイミング調整部１２３１に入力して、全波整流電圧検出値ｖｉｎｓｅｎと閾値ｔｈとの比較により許可カウント数Ｃｎを決定した。また、出力電圧検出値ｖｏｓｅｎと出力電流検出値ｉｏｓｅｎとで計算される負荷９２の大きさに応じて閾値ｔｈを補正するという方法を説明した。実施の形態６のように負荷９２をＬＥＤモジュール９２１とする場合においては、図１１に示すように、全波整流電圧検出値ｖｉｎｓｅｎと調光信号Ｓｄをタイミング調整部２２３に入力して、調光信号Ｓｄに応じて閾値ｔｈを補正すればよい。

【0067】

これは、ＬＥＤモジュール９２１を負荷とした場合、調光機能によりＬＥＤモジュール９２１に流れる出力電流ｉｏを変化させた場合でも出力電圧ｖｏは変化しないため、出力電流ｉｏの情報を示す調光信号Ｓｄの情報があればＬＥＤモジュール９２１で消費する電力を推定できるためである。

【0068】

なお、タイミング調整部２２３は、ＰＷＭ信号Ｖｇを用いることなく許可カウント数Ｃｎを決定できるので、スイッチング制御部１２１１は、ＰＷＭ信号Ｖｇをタイミング調整部２２３に出力しなくともよい。

【0069】

次に、実施の形態６の変形例について説明する。図１２は、実施の形態６の変形例における力率補償電源装置の構成を示すブロック図である。図１２において、実施の形態６と同一もしくは対応する構成部分には同一の符号を付している。力率補償電源装置２０２は、電流調整回路９３１を介して負荷９２に接続されている点が力率補償電源装置２０１と異なる。このような回路構成であっても、図２および図３で示した各種の信号の波形は同様の関係を持つので、実施の形態６で説明したものと同様の効果を実現することができる。

【0070】

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

【符号の説明】

【0071】

１００、１０１、１０２、１０３、２００、２０１、２０２ 力率補償電源装置、１１１ 入力フィルタ、１１２ 全波整流回路、１１３ 出力電圧検出部、１１４ 零電流検出部、１１５ 全波整流電圧検出部、１１６ 出力電流検出部、１２１、１２１１ スイッチング制御部、１２２ 出力電圧制御部、１２３、１２３１、２２３ タイミング調整部、２２２ 出力電流制御部、１４０、１４０１ コンバータ、１４１、１４１１ リアクトル、１４２、１４２１ スイッチング素子、２５０、２５０１ 調光器、９１ 交流電源、９２ 負荷、９３ 電力変換器、９３１ 電流調整回路、ｉＬ リアクトル電流、ｉｏ 出力電流、Ｓｄ 調光信号、ｔｏｎ オン時間、ｖａｃ 電源電圧、ｖｉｎ 全波整流電圧、ｖｏ 出力電圧、ｖｏｒｅｆ 目標電圧値、ＺＣＤ 零電流信号

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】