特許 7549264 直接形電力変換回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B1)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-09-03

(45)【発行日】2024-09-11

(54)【発明の名称】直接形電力変換回路

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20240904BHJP

   H02M 3/155 20060101ALI20240904BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 E

H02M3/155 H

H02M3/155 U

【請求項の数】 14

(21)【出願番号】P 2023103331

(22)【出願日】2023-06-23

【審査請求日】2024-06-21

(73)【特許権者】

【識別番号】000002853

【氏名又は名称】ダイキン工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100088672

【弁理士】

【氏名又は名称】吉竹 英俊

(74)【代理人】

【識別番号】100088845

【弁理士】

【氏名又は名称】有田 貴弘

(74)【代理人】

【氏名又は名称】福市 朋弘

(72)【発明者】

【氏名】榊原 憲一

【審査官】冨永 達朗

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１６－８２６８０（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１４－７９１５４（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１８－６１４２２（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ７／４８

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１電源線（ＬＨ）と、
前記第１電源線よりも低い電位が印加される第２電源線（ＬＬ）と、
交流電源（１）から単相交流電圧（Ｖｉｎ）が印加される入力側、および、前記第１電源線及び前記第２電源線が接続される出力側を有し、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）に対して全波整流および低域通過濾波を施して得られる整流電圧（Ｖｒｆ）を出力する整流回路（２０３）と、
前記整流回路の前記出力側で前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられた充放電回路（４）と、
前記第１電源線と前記第２電源線との間の電圧たる直流電圧（Ｖｄｃ）が入力されるインバータ（５）と
を備え、
前記整流回路（２０３）は、
前記全波整流に用いられるダイオード整流器（２；２ａ，２ｂ）と、
前記第１電源線と前記第２電源線との間へ直接もしくは前記ダイオード整流器（２；２ａ）を介して間接に接続される第１コンデンサ（Ｃ３）と、
前記第１コンデンサ（Ｃ３）と協働して、前記低域通過濾波を行う第１リアクトル（Ｌ３）と
を有し、
前記充放電回路（４）は、
前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられる第２コンデンサ（Ｃ４）を含み、前記第２コンデンサを放電する放電回路（４ａ）と、
全波整流された前記単相交流電圧（｜Ｖｉｎ｜）または前記整流電圧（Ｖｒｆ）を昇圧し、前記整流回路（２０３）に入力する入力電流（Ｉｉｎ）の振幅（Ｉｍ）に依存せず、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）の位相（θ）に依存して設定される長さを有する充電期間（ＣＨ）で前記第２コンデンサ（Ｃ４）を充電する充電回路（４ｂ）と
を有し、
前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）が低下すると前記充電期間（ＣＨ）の始点（ｔｓ）および終点（ｔｅ）のいずれもが前記位相（θ）に対して遅相側へずれ、
前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）が上昇すると前記始点（ｔｓ）および前記終点（ｔｅ）のいずれもが前記位相に対して遅相側へずれ、
前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）の極性は、前記ダイオード整流器（２；２ａ）と前記第１リアクトル（Ｌ３）との間で流れる前記交流電源（１）から供給される電流の向きとは逆方向を正とし、前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）の極性は、前記ダイオード整流器（２；２ａ）の出力側および入力側のうち前記第１コンデンサ（Ｃ３）が接続される側における電圧の極性と一致する、直接形電力変換回路（１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ）。

【請求項2】

前記第２コンデンサ（Ｃ４）は、前記位相（θ）の２倍の値の余弦値（cos（２θ））が正である期間においてのみ、当該余弦値と前記直流電圧の指令値（Ｖｄｃ＊）との積に比例するデューティ（ｄｃ）で放電し、
前記充電回路（４ｂ）は、
前記整流回路（２０３）の前記出力側において、前記第２コンデンサ（Ｃ４）と直列に接続される第２リアクトル（Ｌ４）と、
前記第２コンデンサ（Ｃ４）の高電位側に位置し、前記第２リアクトル（Ｌ４）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間に接続され、前記第２リアクトル（Ｌ４）から前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ向かう方向を順方向とするダイオード（Ｄ４０）と、
前記第２リアクトル（Ｌ４）に流れるリアクトル電流（Ｉ４）を前記ダイオード（Ｄ４０）を介して前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流すか、前記第２電源線（ＬＬ）へ流すかを切り替えるスイッチ（Ｓｌ）と
を有し、
第１の前記充電期間の前記終点（ｔｅ）から前記第１の前記充電期間の直後の第２の前記充電期間の前記始点（ｔｓ）に至るまで、前記リアクトル電流（Ｉ４）は前記スイッチ（Ｓｌ）を経由して増大しつつ前記第２電源線（ＬＬ）に流れ、
前記始点（ｔｓ）は、前記リアクトル電流（Ｉ４）が上昇して上限値（ｉｌ＾）に至る時点であり、
前記リアクトル電流（Ｉ４）が前記充電期間（ＣＨ）において前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流れ、
前記上限値（ｉｌ＾）は前記振幅（Ｉｍ）と、前記位相についての所定の関数（Ｇ（θ））との積であり、
前記所定の関数（Ｇ（θ））は、前記位相の正弦値の平方（sin^２θ）の逆数の半値（（2・sin^２θ）^－１）を１から減じた値と前記正弦値の絶対値（｜sinθ｜）との積（Ｆ（θ））に修正項（ΔＦ）を加算した値を採り、
前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）が小さい程、前記修正項（ΔＦ）は大きく、
前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）が大きい程、前記修正項（ΔＦ）は大きい、請求項１に記載の直接形電力変換回路（１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ）。

【請求項3】

前記第２コンデンサ（Ｃ４）は、前記位相（θ）の余弦値（cosθ）の平方（cos^２θ）と前記直流電圧の指令値（Ｖｄｃ＊）との積に比例するデューティ（ｄｃ）で放電し、
前記充電回路（４ｂ）は、
前記整流回路（２０３）の前記出力側において、前記第２コンデンサ（Ｃ４）と直列に接続される第２リアクトル（Ｌ４）と、
前記第２コンデンサ（Ｃ４）の高電位側に位置し、前記第２リアクトル（Ｌ４）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間に接続され、前記第２リアクトル（Ｌ４）から前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ向かう方向を順方向とするダイオード（Ｄ４０）と、
前記第２リアクトル（Ｌ４）に流れるリアクトル電流（Ｉ４）を前記ダイオード（Ｄ４０）を介して前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流すか、前記第２電源線（ＬＬ）へ流すかを切り替えるスイッチ（Ｓｌ）と
を有し、
第１の前記充電期間の前記終点（ｔｅ）から前記第１の前記充電期間の直後の第２の前記充電期間の前記始点（ｔｓ）に至るまで、前記リアクトル電流（Ｉ４）は前記スイッチ（Ｓｌ）を経由して増大しつつ前記第２電源線（ＬＬ）に流れ、
前記始点（ｔｓ）は、前記リアクトル電流（Ｉ４）が上昇して上限値（ｉｌ＾）に至る時点であり、
前記リアクトル電流（Ｉ４）が前記充電期間（ＣＨ）において前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流れ、
前記上限値（ｉｌ＾）は前記振幅（Ｉｍ）と、前記位相についての所定の関数（Ｇ（θ））との積であり、
前記所定の関数（Ｇ（θ））は、前記位相の２倍の値の余弦値（cos（２θ））と０以上１以下の係数（１－ｋｂ）との積の半値に１／２を加えた値と正弦値の絶対値（｜sinθ｜）との積（Ｆ（θ））に修正項（ΔＦ）を加算した値を採り、
前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）が小さい程、前記修正項（ΔＦ）は大きく、
前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）が大きい程、前記修正項（ΔＦ）は大きい、請求項１に記載の直接形電力変換回路（１００，１００Ａ，１００Ｃ，１００Ｄ）。

【請求項4】

前記第２コンデンサ（Ｃ４）は、前記位相（θ）の２倍の値の余弦値（cos（２θ））が正である期間においてのみ、当該余弦値と前記単相交流電圧の振幅（Ｖｍ）との積に比例するデューティ（ｄｃ）で放電し、
前記充電回路（４ｂ）は、
前記整流回路（２０３）の前記出力側において、前記第２コンデンサ（Ｃ４）と直列に接続される第２リアクトル（Ｌ４）と、
前記第２コンデンサ（Ｃ４）の高電位側に位置し、前記第２リアクトル（Ｌ４）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間に接続され、前記第２リアクトル（Ｌ４）から前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ向かう方向を順方向とするダイオード（Ｄ４０）と、
前記第２リアクトル（Ｌ４）に流れるリアクトル電流（Ｉ４）を前記ダイオード（Ｄ４０）を介して前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流すか、前記第２電源線（ＬＬ）へ流すかを切り替えるスイッチ（Ｓｌ）と
を有し、
第１の前記充電期間の前記終点（ｔｅ）から前記第１の前記充電期間の直後の第２の前記充電期間の前記始点（ｔｓ）に至るまで、前記リアクトル電流（Ｉ４）は前記スイッチ（Ｓｌ）を経由して増大しつつ前記第２電源線（ＬＬ）に流れ、
前記始点（ｔｓ）は、前記リアクトル電流（Ｉ４）が上昇して上限値（ｉｌ＾）に至る時点であり、
前記リアクトル電流（Ｉ４）が前記充電期間（ＣＨ）において前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流れ、
前記上限値（ｉｌ＾）は前記振幅（Ｉｍ）と、前記位相についての所定の関数（Ｇ（θ））との積であり、
前記所定の関数（Ｇ（θ））は、前記位相の正弦値の平方（sin^２（θ））の逆数の半値（（2・sin^２（θ））^－１）を１から減じた値と、０以上１以下の係数（ｋｂ）と、係数（π／√８）と、前記正弦値の絶対値（｜sinθ｜）との積（Ｆ（θ））に修正項（ΔＦ）を加算した値を採り、
前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）が小さい程、前記修正項（ΔＦ）は大きく、
前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）が大きい程、前記修正項（ΔＦ）は大きい、請求項１に記載の直接形電力変換回路（１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ）。

【請求項5】

前記第２コンデンサ（Ｃ４）は、第１値（Ｂ）を１から減じた値（１－Ｂ）を採るデューティ（ｄｃ）で放電し、
前記充電回路（４ｂ）は、
前記整流回路（２０３）の前記出力側において、前記第２コンデンサ（Ｃ４）と直列に接続される第２リアクトル（Ｌ４）と、
前記第２コンデンサ（Ｃ４）の高電位側に位置し、前記第２リアクトル（Ｌ４）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間に接続され、前記第２リアクトル（Ｌ４）から前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ向かう方向を順方向とするダイオード（Ｄ４０）と、
前記第２リアクトル（Ｌ４）に流れるリアクトル電流（Ｉ４）を前記ダイオード（Ｄ４０）を介して前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流すか、前記第２電源線（ＬＬ）へ流すかを切り替えるスイッチ（Ｓｌ）と
を有し、
第１の前記充電期間の前記終点（ｔｅ）から前記第１の前記充電期間の直後の第２の前記充電期間の前記始点（ｔｓ）に至るまで、前記リアクトル電流（Ｉ４）は前記スイッチ（Ｓｌ）を経由して増大しつつ前記第２電源線（ＬＬ）に流れ、
前記始点（ｔｓ）は、前記リアクトル電流（Ｉ４）が上昇して上限値（ｉｌ＾）に至る時点であり、
前記リアクトル電流（Ｉ４）が前記充電期間（ＣＨ）において前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流れ、
前記上限値（ｉｌ＾）は前記振幅（Ｉｍ）と、前記位相についての所定の関数（Ｇ（θ））との積であり、
前記所定の関数（Ｇ（θ））は、前記位相の正弦値の絶対値（｜sinθ｜）から前記第１値（Ｂ）と第２値（Ｊ）との積（Ｂ・Ｊ）を減じた値（Ｆ（θ））と修正項（ΔＦ）との和を採り、
前記第１値（Ｂ）は、前記単相交流電圧の振幅（Ｖｍ）と前記絶対値（｜sinθ｜）との積（Ｖｒｅｃ）から前記第２コンデンサ（Ｃ４）の電圧（Ｖｃ）を減じた値（Ｖｒｅｃ－Ｖｃ）に対する、前記直流電圧の指令値（Ｖｄｃ＊）から前記第２コンデンサの前記電圧（Ｖｃ）を減じた値（Ｖｄｃ＊－Ｖｃ）の比（［Ｖｄｃ＊－Ｖｃ］／［Ｖｒｅｃ－Ｖｃ］）であり、
前記第２値（Ｊ）は、前記位相の２倍の値の余弦値（cos（２θ））と０以上１以下の係数（１－ｋｂ）との積を１から減じた値の半値と、前記直流電圧の指令値（Ｖｄｃ＊）に対する前記単相交流電圧の前記振幅（Ｖｍ）の比（Ｖｍ／Ｖｄｃ＊）との積であり、
前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）が小さい程、前記修正項（ΔＦ）は大きく、
前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）が大きい程、前記修正項（ΔＦ）は大きい、請求項１に記載の直接形電力変換回路（１００，１００Ａ，１００Ｃ，１００Ｄ）。

【請求項6】

前記充電期間（ＣＨ）の長さは、前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）および前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）のいずれにも依存せず前記位相（θ）に依存する第１量（Ｆ（θ））と、前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）および前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）のいずれかまたは両方に依存する第２量（ΔＦ）との和（Ｇ（θ））に比例する、請求項２から請求項５のいずれか一つに記載の直接形電力変換回路（１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ）。

【請求項7】

前記充電回路（４ｂ）は前記充電回路（４ｂ）に入力する第２の入力電流（Ｉ４）をチョッピングして前記第２コンデンサ（Ｃ４）を充電し、
前記チョッピングの周期（Ｔｓｗ）における前記第２の入力電流（Ｉ４）の平均値を当該平均値の最大値で除した値が小さい程、前記充電期間（ＣＨ）は短く、
前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）が小さい程、前記充電期間（ＣＨ）は長く、
前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）が大きい程、前記充電期間（ＣＨ）は長い、請求項１に記載の直接形電力変換回路（１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ）。

【請求項8】

前記第１コンデンサ（Ｃ３）は前記第１電源線（ＬＨ）と前記第２電源線（ＬＬ）との間へ直接に接続され、前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）の極性は、前記第２電源線（ＬＬ）から前記第１電源線（ＬＨ）に向かう方向が正に採用される、請求項１に記載の直接形電力変換回路（１００，１００Ａ，１００Ｃ）。

【請求項9】

前記第１コンデンサ（Ｃ３）は前記ダイオード整流器（２；２ａ）よりも前記インバータ（５）から離れ、
前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）の極性は、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）の低電位から高電位へ向かう方向が正に採用される、請求項１に記載の直接形電力変換回路（１００Ｂ，１００Ｄ）。

【請求項10】

前記第１リアクトル（Ｌ３）は前記ダイオード整流器（２；２ａ）と前記第１コンデンサ（Ｃ３）との間に設けられ、
前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）の極性は、前記第１リアクトル（Ｌ３）に流れる電流（Ｉ２）の向きと逆方向が正に採用される、請求項１に記載の直接形電力変換回路（１００，１００Ｃ）。

【請求項11】

前記第１リアクトル（Ｌ３）は前記ダイオード整流器（２；２ａ）よりも前記インバータ（５）から離れ、
前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）の極性は、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）の低電位から高電位へ向かう方向が正に採用される、請求項１記載の直接形電力変換回路（１００Ａ，１００Ｂ）。

【請求項12】

前記充電回路（４ｂ）は
前記第１電源線（ＬＨ）と前記第２電源線（ＬＬ）との間で、前記第２コンデンサよりも前記第１電源線（ＬＨ）側で前記第２コンデンサ（Ｃ４）と直列に接続される第２リアクトル（Ｌ４）と、
前記第２リアクトル（Ｌ４）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間に接続され、前記第２リアクトル（Ｌ４）から前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ向かう方向を順方向とするダイオード（Ｄ４０）と、
前記第１電源線から前記第２リアクトル（Ｌ４）へ流れるリアクトル電流（Ｉ４）を前記ダイオード（Ｄ４０）を介して前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流すか、前記第２電源線（ＬＬ）へ流すかを切り替えるスイッチ（Ｓｌ）と
を有し、
前記スイッチ（Ｓｌ）と前記第２リアクトル（Ｌ４）との直列接続に対して、前記整流電圧（Ｖｒｆ）が印加される、請求項１に記載の直接形電力変換回路（１００，１００Ａ，１００Ｂ）。

【請求項13】

前記整流回路（２０３）は
前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）に全波整流を行って第２の整流電圧（｜Ｖｉｎ｜）を得る第２のダイオード整流器（２ｂ）
を更に有し、
前記充電回路（４ｂ）は
前記第２のダイオード整流器（２ｂ）の出力側において前記第２コンデンサ（Ｃ４）と直列に接続される第２リアクトル（Ｌ４）と、
前記第２コンデンサ（Ｃ４）の高電位側に位置し、前記第２リアクトル（Ｌ４）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間に接続され、前記第２リアクトル（Ｌ４）から前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ向かう方向を順方向とするダイオード（Ｄ４０）と、
前記第２のダイオード整流器（２ｂ）から前記第２リアクトル（Ｌ４）へ流れるリアクトル電流（Ｉ４）を前記ダイオード（Ｄ４０）を介して前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流すか、前記第２電源線（ＬＬ）へ流すかを切り替えるスイッチ（Ｓｌ）と
を有する、請求項１に記載の直接形電力変換回路（１００Ｃ，１００Ｄ）。

【請求項14】

前記充電回路（４ｂ）は
前記ダイオード整流器（２）の出力側において前記第１リアクトル（Ｌ３）を挟まずに前記第２コンデンサ（Ｃ４）と直列に接続される第２リアクトル（Ｌ４）と、
前記第２コンデンサ（Ｃ４）の高電位側に位置し、前記第２リアクトル（Ｌ４）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間に接続され、前記第２リアクトル（Ｌ４）から前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ向かう方向を順方向とするダイオード（Ｄ４０）と、
前記整流回路（２０３）から前記第２リアクトル（Ｌ４）へ流れるリアクトル電流（Ｉ４）を前記ダイオード（Ｄ４０）を介して前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流すか、前記第２電源線（ＬＬ）へ流すかを切り替えるスイッチ（Ｓｌ）と
を有する、請求項１に記載の直接形電力変換回路（１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ）。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は直接形電力変換回路に関する。

【背景技術】

【0002】

特許文献１は直接形電力変換回路を開示する。当該直接形電力変換回路はコンバータと、電力バッファ回路と、インバータと、直流リンクとを備える。コンバータは単相交流電圧を入力し、直流リンクに脈動電力を出力する。インバータは直流リンクにおける直流電圧を交流電圧に変換する。電力バッファ回路は、コンデンサとスイッチとを有する放電回路と、コンデンサを充電する充電回路とを含む。インバータに供給される電力がコンバータから供給される場合と、電力バッファ回路から供給される場合とがある。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】特許第５８７４８００号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

リアクトルとコンデンサとスイッチング素子とを含む昇圧回路が公知である。当該リアクトルを流れる電流（以下単に「リアクトル電流」とも称される）がコンデンサに流れたり流れなかったりすることで、昇圧回路の外部からリアクトルに印加される電圧を超える電圧で、コンデンサが充電される。このような昇圧回路を、上述の直接形電力変換回路の充電回路とコンデンサとの組み合わせへ利用することができる。例えば電力バッファ回路は当該コンデンサを充放電する充放電回路によって実現される。

【0005】

例えばリアクトル電流を流す際、いわゆる臨界モードが採用される。リアクトル電流を臨界モードによって流す場合、コンデンサへの充電によってリアクトル電流が減少して零に至った時点で、スイッチング素子がオンしてリアクトル電流がスイッチング素子へ流れ始める。このような時点は、単相交流電圧の位相には依存せず、リアクトル電流の有無のみで容易に決定され得る。

【0006】

充放電回路が有する素子に要求される電流規格をリアクトル電流のピーク値を低減することによって緩和する観点と、効率の観点とからは、リアクトル電流にいわゆる連続モードが採用されることが望ましい。リアクトル電流に連続モードが採用されるとき、リアクトル電流がコンデンサに流れている状態でリアクトル電流をコンデンサへ流さずにスイッチング素子へ流すタイミングを、設定する必要がある。

【0007】

本開示は、上記タイミングの必要性に鑑み、直接形電力変換器の充放電回路におけるコンデンサの充電期間を制御し、連続モードの実現に資することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本開示における直接形電力変換回路（１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ）の第１の態様は、第１電源線（ＬＨ）と、前記第１電源線よりも低い電位が印加される第２電源線（ＬＬ）と、交流電源（１）から単相交流電圧（Ｖｉｎ）が印加される入力側、および、前記第１電源線及び前記第２電源線が接続される出力側を有し、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）に対して全波整流および低域通過濾波を施して得られる整流電圧（Ｖｒｆ）を出力する整流回路（２０３）と、前記整流回路の前記出力側で前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられた充放電回路（４）と、前記第１電源線と前記第２電源線との間の電圧たる直流電圧（Ｖｄｃ）が入力されるインバータ（５）とを備える。

【0009】

前記整流回路（２０３）は、前記全波整流に用いられるダイオード整流器（２；２ａ，２ｂ）と、前記第１電源線と前記第２電源線との間へ直接もしくは前記ダイオード整流器（２；２ａ）を介して間接に接続される第１コンデンサ（Ｃ３）と、前記第１コンデンサ（Ｃ３）と協働して、前記低域通過濾波を行う第１リアクトル（Ｌ３）とを有する。

【0010】

前記充放電回路（４）は、前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられる第２コンデンサ（Ｃ４）を含み、前記第２コンデンサを放電する放電回路（４ａ）と、全波整流された前記単相交流電圧（｜Ｖｉｎ｜）または前記整流電圧（Ｖｒｆ）を昇圧し、前記整流回路（２０３）に入力する入力電流（Ｉｉｎ）の振幅（Ｉｍ）に依存せず、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）の位相（θ）に依存して設定される長さを有する充電期間（ＣＨ）で前記第２コンデンサ（Ｃ４）を充電する充電回路（４ｂ）とを有する。

【0011】

前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）が低下すると前記充電期間（ＣＨ）の始点（ｔｓ）および終点（ｔｅ）のいずれもが前記位相（θ）に対して遅相側へずれる。前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）が上昇すると前記始点（ｔｓ）および前記終点（ｔｅ）のいずれもが前記位相に対して遅相側へずれる。

【0012】

前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）の極性は、前記ダイオード整流器（２；２ａ）と前記第１リアクトル（Ｌ３）との間で流れる前記交流電源（１）から供給される電流の向きとは逆方向を正とする。

【0013】

前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）の極性は、前記ダイオード整流器（２；２ａ）の出力側および入力側のうち前記第１コンデンサ（Ｃ３）が接続される側における電圧の極性と一致する。

【0014】

本開示における直接形電力変換回路（１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ）の第２の態様は、直接形電力変換回路の第１の態様であって、前記第２コンデンサ（Ｃ４）は、前記位相（θ）の２倍の値の余弦値（cos（２θ））が正である期間においてのみ、当該余弦値と前記直流電圧の指令値（Ｖｄｃ＊）との積に比例するデューティ（ｄｃ）で放電する。

【0015】

第２の態様において前記充電回路（４ｂ）は、前記整流回路（２０３）の前記出力側において、前記第２コンデンサ（Ｃ４）と直列に接続される第２リアクトル（Ｌ４）と、前記第２コンデンサ（Ｃ４）の高電位側に位置し、前記第２リアクトル（Ｌ４）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間に接続され、前記第２リアクトル（Ｌ４）から前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ向かう方向を順方向とするダイオード（Ｄ４０）と、前記第２リアクトル（Ｌ４）に流れるリアクトル電流（Ｉ４）を前記ダイオード（Ｄ４０）を介して前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流すか、前記第２電源線（ＬＬ）へ流すかを切り替えるスイッチ（Ｓｌ）とを有する。

【0016】

第２の態様において、第１の前記充電期間の前記終点（ｔｅ）から前記第１の前記充電期間の直後の第２の前記充電期間の前記始点（ｔｓ）に至るまで、前記リアクトル電流（Ｉ４）は前記スイッチ（Ｓｌ）を経由して増大しつつ前記第２電源線（ＬＬ）に流れる。前記始点（ｔｓ）は、前記リアクトル電流（Ｉ４）が上昇して上限値（ｉｌ＾）に至る時点である。前記リアクトル電流（Ｉ４）が前記充電期間（ＣＨ）において前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流れる。

【0017】

第２の態様において、前記上限値（ｉｌ＾）は前記振幅（Ｉｍ）と、前記位相についての所定の関数（Ｇ（θ））との積である。前記所定の関数（Ｇ（θ））は、前記位相の正弦値の平方（sin^２θ）の逆数の半値（（2・sin^２θ）^－１）を１から減じた値と前記正弦値の絶対値（｜sinθ｜）との積（Ｆ（θ））に修正項（ΔＦ）を加算した値を採る。

【0018】

第２の態様において、前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）が小さい程、前記修正項（ΔＦ）は大きい。前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）が大きい程、前記修正項（ΔＦ）は大きい。

【0019】

本開示における直接形電力変換回路（１００，１００Ａ，１００Ｃ，１００Ｄ）の第３の態様は、直接形電力変換回路の第１の態様であって、前記第２コンデンサ（Ｃ４）は、前記位相（θ）の余弦値（cosθ）の平方（cos^２θ）と前記直流電圧の指令値（Ｖｄｃ＊）との積に比例するデューティ（ｄｃ）で放電する。

【0020】

第３の態様において前記充電回路（４ｂ）は、前記整流回路（２０３）の前記出力側において、前記第２コンデンサ（Ｃ４）と直列に接続される第２リアクトル（Ｌ４）と、前記第２コンデンサ（Ｃ４）の高電位側に位置し、前記第２リアクトル（Ｌ４）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間に接続され、前記第２リアクトル（Ｌ４）から前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ向かう方向を順方向とするダイオード（Ｄ４０）と、前記第２リアクトル（Ｌ４）に流れるリアクトル電流（Ｉ４）を前記ダイオード（Ｄ４０）を介して前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流すか、前記第２電源線（ＬＬ）へ流すかを切り替えるスイッチ（Ｓｌ）とを有する。

【0021】

第３の態様において、第１の前記充電期間の前記終点（ｔｅ）から前記第１の前記充電期間の直後の第２の前記充電期間の前記始点（ｔｓ）に至るまで、前記リアクトル電流（Ｉ４）は前記スイッチ（Ｓｌ）を経由して増大しつつ前記第２電源線（ＬＬ）に流れる。前記始点（ｔｓ）は、前記リアクトル電流（Ｉ４）が上昇して上限値（ｉｌ＾）に至る時点である。前記リアクトル電流（Ｉ４）が前記充電期間（ＣＨ）において前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流れる。

【0022】

第３の態様において、前記上限値（ｉｌ＾）は前記振幅（Ｉｍ）と、前記位相についての所定の関数（Ｇ（θ））との積である。前記所定の関数（Ｇ（θ））は、前記位相の２倍の値の余弦値（cos（２θ））と０以上１以下の係数（１－ｋｂ）との積の半値に１／２を加えた値と正弦値の絶対値（｜sinθ｜）との積（Ｆ（θ））に修正項（ΔＦ）を加算した値を採る。

【0023】

第３の態様において前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）が小さい程、前記修正項（ΔＦ）は大きい。前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）が大きい程、前記修正項（ΔＦ）は大きい。

【0024】

本開示における直接形電力変換回路（１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ）の第４の態様は、直接形電力変換回路の第１の態様であって、前記第２コンデンサ（Ｃ４）は、前記位相（θ）の２倍の値の余弦値（cos（２θ））が正である期間においてのみ、当該余弦値と前記単相交流電圧の振幅（Ｖｍ）との積に比例するデューティ（ｄｃ）で放電する。

【0025】

第４の態様において前記充電回路（４ｂ）は、前記整流回路（２０３）の前記出力側において、前記第２コンデンサ（Ｃ４）と直列に接続される第２リアクトル（Ｌ４）と、前記第２コンデンサ（Ｃ４）の高電位側に位置し、前記第２リアクトル（Ｌ４）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間に接続され、前記第２リアクトル（Ｌ４）から前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ向かう方向を順方向とするダイオード（Ｄ４０）と、前記第２リアクトル（Ｌ４）に流れるリアクトル電流（Ｉ４）を前記ダイオード（Ｄ４０）を介して前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流すか、前記第２電源線（ＬＬ）へ流すかを切り替えるスイッチ（Ｓｌ）とを有する。

【0026】

第４の態様において、第１の前記充電期間の前記終点（ｔｅ）から前記第１の前記充電期間の直後の第２の前記充電期間の前記始点（ｔｓ）に至るまで、前記リアクトル電流（Ｉ４）は前記スイッチ（Ｓｌ）を経由して増大しつつ前記第２電源線（ＬＬ）に流れる。前記始点（ｔｓ）は、前記リアクトル電流（Ｉ４）が上昇して上限値（ｉｌ＾）に至る時点である。前記リアクトル電流（Ｉ４）が前記充電期間（ＣＨ）において前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流れる。

【0027】

第４の態様において、前記上限値（ｉｌ＾）は前記振幅（Ｉｍ）と、前記位相についての所定の関数（Ｇ（θ））との積である。前記所定の関数（Ｇ（θ））は、前記位相の正弦値の平方（sin^２（θ））の逆数の半値（（2・sin^２（θ））^－１）を１から減じた値と、０以上１以下の係数（ｋｂ）と、係数（π／√８）と、前記正弦値の絶対値（｜sinθ｜）との積（Ｆ（θ））に修正項（ΔＦ）を加算した値を採る。

【0028】

第４の態様において前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）が小さい程、前記修正項（ΔＦ）は大きい。前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）が大きい程、前記修正項（ΔＦ）は大きい。

【0029】

本開示における直接形電力変換回路（１００，１００Ａ，１００Ｃ，１００Ｄ）の第５の態様は、直接形電力変換回路の第１の態様であって、前記第２コンデンサ（Ｃ４）は、第１値（Ｂ）を１から減じた値（１－Ｂ）を採るデューティ（ｄｃ）で放電する。

【0030】

第５の態様において前記充電回路（４ｂ）は、前記整流回路（２０３）の前記出力側において、前記第２コンデンサ（Ｃ４）と直列に接続される第２リアクトル（Ｌ４）と、前記第２コンデンサ（Ｃ４）の高電位側に位置し、前記第２リアクトル（Ｌ４）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間に接続され、前記第２リアクトル（Ｌ４）から前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ向かう方向を順方向とするダイオード（Ｄ４０）と、前記第２リアクトル（Ｌ４）に流れるリアクトル電流（Ｉ４）を前記ダイオード（Ｄ４０）を介して前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流すか、前記第２電源線（ＬＬ）へ流すかを切り替えるスイッチ（Ｓｌ）とを有する。

【0031】

第５の態様において、第１の前記充電期間の前記終点（ｔｅ）から前記第１の前記充電期間の直後の第２の前記充電期間の前記始点（ｔｓ）に至るまで、前記リアクトル電流（Ｉ４）は前記スイッチ（Ｓｌ）を経由して増大しつつ前記第２電源線（ＬＬ）に流れる。前記始点（ｔｓ）は、前記リアクトル電流（Ｉ４）が上昇して上限値（ｉｌ＾）に至る時点である。前記リアクトル電流（Ｉ４）が前記充電期間（ＣＨ）において前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流れる。

【0032】

第５の態様において、前記上限値（ｉｌ＾）は前記振幅（Ｉｍ）と、前記位相についての所定の関数（Ｇ（θ））との積である。前記所定の関数（Ｇ（θ））は、前記位相の正弦値の絶対値（｜sinθ｜）から前記第１値（Ｂ）と第２値（Ｊ）との積（Ｂ・Ｊ）を減じた値（Ｆ（θ））と修正項（ΔＦ）との和を採る。

【0033】

第５の態様において、前記第１値（Ｂ）は、前記単相交流電圧の振幅（Ｖｍ）と前記絶対値（｜sinθ｜）との積（Ｖｒｅｃ）から前記第２コンデンサ（Ｃ４）の電圧（Ｖｃ）を減じた値（Ｖｒｅｃ－Ｖｃ）に対する、前記直流電圧の指令値（Ｖｄｃ＊）から前記第２コンデンサの前記電圧（Ｖｃ）を減じた値（Ｖｄｃ＊－Ｖｃ）の比（［Ｖｄｃ＊－Ｖｃ］／［Ｖｒｅｃ－Ｖｃ］）である。前記第２値（Ｊ）は、前記位相の２倍の値の余弦値（cos（２θ））と０以上１以下の係数（１－ｋｂ）との積を１から減じた値の半値と、前記直流電圧の指令値（Ｖｄｃ＊）に対する前記単相交流電圧の前記振幅（Ｖｍ）の比（Ｖｍ／Ｖｄｃ＊）との積である。

【0034】

第５の態様において前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）が小さい程、前記修正項（ΔＦ）は大きい。前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）が大きい程、前記修正項（ΔＦ）は大きい。

【0035】

本開示における直接形電力変換回路（１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ）の第６の態様は、直接形電力変換回路の第２の態様から第５の態様のいずれかであって、前記充電期間（ＣＨ）の長さは、前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）および前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）のいずれにも依存せず前記位相（θ）に依存する第１量（Ｆ（θ））と、前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）および前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）のいずれかまたは両方に依存する第２量（ΔＦ）との和（Ｇ（θ））に比例する。

【0036】

本開示における直接形電力変換回路（１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ）の第７の態様は、直接形電力変換回路の第１の態様であって、前記充電回路（４ｂ）は前記充電回路（４ｂ）に入力する第２の入力電流（Ｉ４）をチョッピングして前記第２コンデンサ（Ｃ４）を充電する。

【0037】

第７の態様において、前記チョッピングの周期（Ｔｓｗ）における前記第２の入力電流（Ｉ４）の平均値を当該平均値の最大値で除した値が小さい程、前記充電期間（ＣＨ）は短い。前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）が小さい程、前記充電期間（ＣＨ）は長い。前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）が大きい程、前記充電期間（ＣＨ）は長い。

【0038】

例えば、前記第１コンデンサ（Ｃ３）は前記第１電源線（ＬＨ）と前記第２電源線（ＬＬ）との間へ直接に接続され、前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）の極性は、前記第２電源線（ＬＬ）から前記第１電源線（ＬＨ）に向かう方向が正に採用される。

【0039】

あるいは例えば、前記第１コンデンサ（Ｃ３）は前記ダイオード整流器（２；２ａ）よりも前記インバータ（５）から離れ、前記第１コンデンサ（Ｃ３）の電圧（Ｖ３）の極性は、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）の低電位から高電位へ向かう方向が正に採用される。

【0040】

あるいは例えば、前記第１リアクトル（Ｌ３）は前記ダイオード整流器（２；２ａ）と前記第１コンデンサ（Ｃ３）との間に設けられ、前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）の極性は、前記第１リアクトル（Ｌ３）に流れる電流（Ｉ２）の向きと逆方向が正に採用される。

【0041】

あるいは例えば、前記第１リアクトル（Ｌ３）は前記ダイオード整流器（２；２ａ）よりも前記インバータ（５）から離れ、前記第１リアクトル（Ｌ３）の電圧（ＶＬ）の極性は、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）の低電位から高電位へ向かう方向が正に採用される。

【0042】

あるいは例えば前記充電回路（４ｂ）は、前記第１電源線（ＬＨ）と前記第２電源線（ＬＬ）との間で、前記第２コンデンサよりも前記第１電源線（ＬＨ）側で前記第２コンデンサ（Ｃ４）と直列に接続される第２リアクトル（Ｌ４）と、前記第２リアクトル（Ｌ４）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間に接続され、前記第２リアクトル（Ｌ４）から前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ向かう方向を順方向とするダイオード（Ｄ４０）と、前記第１電源線から前記第２リアクトル（Ｌ４）へ流れるリアクトル電流（Ｉ４）を前記ダイオード（Ｄ４０）を介して前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流すか、前記第２電源線（ＬＬ）へ流すかを切り替えるスイッチ（Ｓｌ）とを有する。前記スイッチ（Ｓｌ）と前記第２リアクトル（Ｌ４）との直列接続に対して、前記整流電圧（Ｖｒｆ）が印加される。

【0043】

あるいは例えば前記整流回路（２０３）は前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）に全波整流を行って第２の整流電圧（｜Ｖｉｎ｜）を得る第２のダイオード整流器（２ｂ）を更に有する。前記充電回路（４ｂ）は、前記第２のダイオード整流器（２ｂ）の出力側において前記第２コンデンサ（Ｃ４）と直列に接続される第２リアクトル（Ｌ４）と、前記第２コンデンサ（Ｃ４）の高電位側に位置し、前記第２リアクトル（Ｌ４）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間に接続され、前記第２リアクトル（Ｌ４）から前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ向かう方向を順方向とするダイオード（Ｄ４０）と、前記第２のダイオード整流器（２ｂ）から前記第２リアクトル（Ｌ４）へ流れるリアクトル電流（Ｉ４）を前記ダイオード（Ｄ４０）を介して前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流すか、前記第２電源線（ＬＬ）へ流すかを切り替えるスイッチ（Ｓｌ）とを有する。

【0044】

あるいは例えば前記充電回路（４ｂ）は、前記ダイオード整流器（２）の出力側において前記第１リアクトル（Ｌ３）を挟まずに前記第２コンデンサ（Ｃ４）と直列に接続される第２リアクトル（Ｌ４）と、前記第２コンデンサ（Ｃ４）の高電位側に位置し、前記第２リアクトル（Ｌ４）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間に接続され、前記第２リアクトル（Ｌ４）から前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ向かう方向を順方向とするダイオード（Ｄ４０）と、前記整流回路（２０３）から前記第２リアクトル（Ｌ４）へ流れるリアクトル電流（Ｉ４）を前記ダイオード（Ｄ４０）を介して前記第２コンデンサ（Ｃ４）へ流すか、前記第２電源線（ＬＬ）へ流すかを切り替えるスイッチ（Ｓｌ）とを有する。

【0045】

本開示にかかる直接形電力変換回路は、充放電回路におけるコンデンサの充電期間を制御し、連続モードの実現に資する。

【図面の簡単な説明】

【0046】

【図1】本開示の一実施の形態にかかる直接形電力変換回路の構成を例示する回路図である。

【図2】制御装置の構成を例示するブロック図である。

【図3】ブロックの構成を例示するブロック図である。

【図4】充電動作制御部の動作を模式的に例示するグラフである。

【図5】入力電流とリプル率との関係を例示するグラフである。

【図6】入力電流とリプル率との関係を例示するグラフである。

【図7】変動分の振幅とリプル率との関係を例示するグラフである。

【図8】関数、入力電流、スイッチング周期、オフ期間、オン期間、デューティの経時的変化を例示するグラフである。

【図9】関数、入力電流、スイッチング周期、オフ期間、オン期間、デューティの経時的変化を例示するグラフである。

【図10】直接形電力変換回路において連続モード制御が採用されたときの入力電流の波形を例示するグラフである。

【図11】直接形電力変換回路において連続モード制御が採用されたときの入力電流の波形を例示するグラフである。

【図12】単相交流電圧の周波数を基本周波数とする高調波成分の次数と、高調波電流との関係を例示するグラフである。

【図13】単相交流電圧の周波数を基本周波数とする高調波成分の次数と、高調波電流との関係を例示するグラフである。

【図14】インバータからの出力電力と、インバータからの出力電圧の平均値との関係を例示するグラフである。

【図15】出力電力と、スイッチング周波数との関係を例示するグラフである。

【図16】出力電力と、直接形電力変換回路の効率との関係を例示するグラフである。

【図17】本開示の第１の変形にかかる直接形電力変換回路の構成を例示する回路図である。

【図18】本開示の第２の変形にかかる直接形電力変換回路の構成を例示する回路図である。

【図19】本開示の第３の変形にかかる直接形電力変換回路の構成を例示する回路図である。

【図20】本開示の第４の変形にかかる直接形電力変換回路の構成を例示する回路図である。

【図21】本開示の変動項の変形の比較となる入力電流、電流、リアクトル電流の波形を示すグラフである。

【図22】本開示の変動項の変形にかかる入力電流、電流、リアクトル電流の波形を示すグラフである。

【発明を実施するための形態】

【0047】

＜構成の概略＞
図１は本開示の一実施の形態にかかる直接形電力変換回路１００の構成を例示する回路図である。直接形電力変換回路１００は、ダイオード整流器２と、ＬＣフィルタ３と、充放電回路４と、インバータ５とを備える。直流電源線ＬＨ，ＬＬはインバータ５と充放電回路４との間で直流リンク７として機能する。直流電源線ＬＬには直流電源線ＬＨよりも低い電位が印加される。

【0048】

ダイオード整流器２とＬＣフィルタ３との組み合わせは、単相交流電圧Ｖｉｎが印加される入力側と、直流電源線ＬＨ，ＬＬが接続される出力側とを有する整流回路２０３として把握できる。

【0049】

整流回路２０３には、単相交流電源１から交流電流Ｉｉｎ（以下「入力電流Ｉｉｎ」と称す）が流れ込む。整流回路２０３は、単相交流電圧Ｖｉｎに対して全波整流および低域を通過させる濾波（以下「低域通過濾波」と表現される）を施して整流電圧Ｖｒｆを出力する。ダイオード整流器２は当該全波整流を行う。ＬＣフィルタ３は当該低域通過濾波を行う。ＬＣフィルタ３、ひいては整流回路２０３は、充放電回路４へ流れる電流に対して低域通過濾波を施して、単相交流電源１へ流れる電流の高域を遮断する濾波を実行するともいえる。

【0050】

ダイオード整流器２はダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４を備えている。ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４はブリッジ回路を構成する。直接形電力変換回路１００におけるダイオード整流器２は、単相交流電源１から単相交流電圧Ｖｉｎが印加される入力側と、出力側とを有する。直接形電力変換回路１００においてダイオード整流器２は、単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して電圧｜Ｖｉｎ｜を得て、これを電圧Ｖｒとしてダイオード整流器２の出力側から出力する。

【0051】

ＬＣフィルタ３はリアクトルＬ３とコンデンサＣ３とを備えている。直接形電力変換回路１００においてコンデンサＣ３は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に直接に設けられる。コンデンサＣ３は例えばフィルムコンデンサである。リアクトルＬ３はコンデンサＣ３と協働して上述の低域通過濾波を行う。

【0052】

リアクトルＬ３は、コンデンサＣ３よりもインバータ５から離れて、直流電源線ＬＨ又は直流電源線ＬＬに（直接形電力変換回路１００ではダイオード整流器２の出力側で直流電源線ＬＨに）直列に接続される。

【0053】

直接形電力変換回路１００ではリアクトルＬ３とコンデンサＣ３との直列接続にダイオード整流器２が出力する電圧Ｖｒ（ここではＶｒ＝｜Ｖｉｎ｜）が印加されるが、整流回路２０３の構成によっては電圧ＶｒがリアクトルＬ３を介することなくコンデンサＣ３に印加される。あるいは充放電回路４の入力側に印加される（これらにおいてはＶｒ＝｜Ｖｉｎ｜とは限らない）。整流回路２０３におけるこれらの変形については直接形電力変換回路１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄを用いて後述される。

【0054】

ダイオード整流器２は直流の電流Ｉ２（以下「出力電流Ｉ２」とも称される）を出力する。直接形電力変換回路１００ではダイオード整流器２が単相交流電源１とＬＣフィルタ３との間に設けられ、出力電流Ｉ２とリアクトルＬ３に流れる電流とが一致する。

【0055】

電圧｜Ｖｉｎ｜に対して上述の低域通過濾波が施されて得られる整流電圧Ｖｒｆが、コンデンサＣ３の両端の間の電圧（以下「両端電圧」とも称される）Ｖ３として現れる。両端電圧Ｖ３の極性は、電圧Ｖｒの極性と一致する。整流電圧Ｖｒｆは電圧｜Ｖｉｎ｜の脈動の周期と同じ周期で脈動する。

【0056】

充放電回路４は放電回路４ａと充電回路４ｂと電流阻止部４ｃとを有する。放電回路４ａは、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に設けられるコンデンサＣ４を含み、コンデンサＣ４を放電する機能を有する。

【0057】

具体的には、放電回路４ａはスイッチＳｃを更に含む。スイッチＳｃとコンデンサＣ４とが直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で直列に接続される。コンデンサＣ４は、スイッチＳｃを介して直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に設けられると言える。スイッチＳｃはコンデンサＣ４よりも直流電源線ＬＨに近く設けられる。

【0058】

スイッチＳｃが導通することにより、コンデンサＣ４から直流リンク７へ、より具体的には直流電源線ＬＨ，ＬＬへと放電される。スイッチＳｃが導通する時比率は放電デューティｄｃと仮称される。放電デューティｄｃは可制御である。

【0059】

スイッチＳｃは、例えばダイオードＤ４２と、ダイオードＤ４２に対して逆並列接続されたトランジスタ（例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）Ｑｃとを用いて実現される。ここで逆並列接続とは、順方向が相互に逆となるような並列接続を指す。具体的にはトランジスタＱｃの順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向であり、ダイオードＤ４２の順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向である。

【0060】

以下ではコンデンサＣ４の両端の間の電圧がコンデンサ電圧Ｖｃとして説明される。コンデンサ電圧Ｖｃは両端電圧Ｖ３より高いので、基本的にはダイオードＤ４２には電流が流れない。従ってスイッチＳｃの導通／非導通は専らトランジスタＱｃのそれに依存する。

【0061】

直接形電力変換回路１００において充電回路４ｂは、両端電圧Ｖ３として現れる整流電圧Ｖｒｆを昇圧してコンデンサＣ４を充電する。例えば充電回路４ｂは、ダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、スイッチＳｌを含む。

【0062】

ダイオードＤ４０は、カソードと、アノードとを備え、当該カソードはスイッチＳｃとコンデンサＣ４との間に接続される。リアクトルＬ４は直流電源線ＬＨとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。スイッチＳｌは直流電源線ＬＬとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。

【0063】

スイッチＳｌは、例えばダイオードＤ４１と、ダイオードＤ４１に対して逆並列接続されたトランジスタ（例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）Ｑｌとを用いて実現される。具体的にはトランジスタＱｌの順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向であり、ダイオードＤ４１の順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向である。

【0064】

直流電源線ＬＨの方が直流電源線ＬＬよりも電位が高いので、基本的にはダイオードＤ４１には電流が流れない。従ってスイッチＳｌの導通／非導通は専らトランジスタＱｌのそれに依存する。

【0065】

リアクトルＬ４は整流回路２０３の出力側において、コンデンサＣ４と直列に接続される。コンデンサＣ４は、充電回路４ｂによって充電され、コンデンサ電圧Ｖｃは整流電圧Ｖｒｆよりも高い。ダイオードＤ４０はコンデンサＣ４の高電位側に位置して、リアクトルＬ４とコンデンサＣ４の間に接続される、ということができる。リアクトルＬ４からコンデンサＣ４へ向かう方向が、ダイオードＤ４０の順方向である。

【0066】

リアクトルＬ４は整流回路２０３の出力側において、コンデンサＣ４と直列に接続されるダイオードＤ４０を介してコンデンサＣ４と直列に接続される。リアクトルＬ４は整流回路２０３の出力側において、スイッチＳｌと直列に接続される。スイッチＳｌは、リアクトルＬ４に流れるリアクトル電流Ｉ４を、自身がオフすることによってダイオードＤ４０を介してコンデンサＣ４へ流すか、自身がオンすることによって直流電源線ＬＬへ流すかを切り替える機能を有する。リアクトル電流Ｉ４は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと流れるので、その極性は反転せず、従って直流である。

【0067】

以下の説明においてスイッチＳｌに流れる電流ｉｌが導入される。スイッチＳｌがオフする期間が、コンデンサＣ４を充電する充電期間に相当する。充電回路４ｂとコンデンサＣ４とは周知の昇圧回路を構成する。コンデンサＣ４の充電期間においてコンデンサＣ４には時間と共に減少する充電電流が流れ、当該充電電流は電流（Ｉ４－ｉｌ）で表される。スイッチＳｌがオンする期間においては、ダイオードＤ４０の機能によりコンデンサＣ４とスイッチＳｌとの間には電流が流れず、コンデンサＣ４は充電されず、リアクトル電流Ｉ４と電流ｉｌとは互いに等しい。

【0068】

コンデンサ電圧Ｖｃは両端電圧Ｖ３よりも大きい。電流阻止部４ｃはコンデンサＣ３，Ｃ４の間で直流電源線ＬＨ又は直流電源線ＬＬに設けられ、コンデンサＣ４からコンデンサＣ３へと流れる電流を阻止する。コンデンサ電圧Ｖｃが両端電圧Ｖ３に影響を受けることが回避される。

【0069】

電流阻止部４ｃは例えばダイオードＤ４３で実現される。図１の例示では、ダイオードＤ４３は直流電源線ＬＨに設けられ、その順方向はダイオード整流器２からインバータ５へと向かう方向である。

【0070】

インバータ５は充放電回路４よりもインバータ５側の直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に発生する直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する。当該交流電圧は誘導性負荷６に印加される。例えば当該交流電圧は三相交流電圧であって、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力される。

【0071】

インバータ５はいわゆる電圧形インバータを構成する。インバータ５は６つのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＬとの間に接続される。

【0072】

誘導性負荷６は例えば回転機である。誘導性負荷６を三相の同期機として制御系を例示すると、速度検出部９は、誘導性負荷６に流れる三相の負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出し、これらから得られる回転角速度ωｍならびにｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄを制御装置１０に与える。

【0073】

制御装置１０は、回転角速度ωｍならびにｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄの他、単相交流電圧Ｖｉｎの振幅Ｖｍ，角速度ω（あるいはこれと時間ｔとの積である位相θ＝ωｔ）、回転角速度の指令値ωｍ＊、コンデンサ電圧Ｖｃおよびその指令値Ｖｃ＊、直流電圧Ｖｄｃの指令値Ｖｄｃ＊、リアクトル電圧ＶＬが入力される。

【0074】

リアクトル電圧ＶＬは、リアクトルＬ３にかかる電圧の仮称である。後述されるように、リアクトル電圧ＶＬに代えて、あるいはリアクトル電圧ＶＬと共に、両端電圧Ｖ３が制御装置１０に入力されてもよい。リアクトルＬ３はダイオード整流器２とコンデンサＣ３との間に設けられる。リアクトルＬ３にはダイオード整流器２から出力電流Ｉ２が流入し、リアクトル電圧ＶＬの極性は出力電流Ｉ２が流れる向き、より具体的には出力電流Ｉ２のうち、交流電源１から供給される入力電流Ｉｉｎの成分の向きとは逆方向を正とする。

【0075】

＜制御装置１０＞
制御装置１０には分配率ｋｂが入力される場合もある。分配率ｋｂはインバータ５に与えられる電力が、充放電回路４から供給される場合と、整流回路２０３から供給される場合とを分配する比率である。分配率ｋｂは０以上１以下の値を採る。スイッチＳｃが常にオフであればｋｂ＝０である。スイッチＳｃが常にオンであればｋｂ＝１である。分配率ｋｂは、例えば特許文献１において分配率ｋとして説明されて公知である。

【0076】

図２は制御装置１０の構成を例示するブロック図である。制御装置１０は、インバータ制御部１０１と、放電制御部１０２と、充電制御部１０３とを備える。

【0077】

インバータ制御部１０１は、放電デューティｄｃと、整流デューティｄｒｅｃと、インバータ５が出力する電圧の指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とに基づいて、インバータ制御信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを出力する。インバータ制御信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの動作を制御する。

【0078】

インバータ制御部１０１は、出力電圧指令生成部１０１１、振幅変調指令部１０１２、積和演算部１０１３、比較部１０１４、論理演算部１０１５、速度制御部１０１６を有している。

【0079】

速度制御部１０１６には、指令値ωｍ＊の他、速度検出部９から回転角速度ωｍならびにｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄが入力される。速度制御部１０１６はインバータ５の変調率ｋｓ、インバータ５が出力する三相電圧の位相φを計算し、これらを出力電圧指令生成部１０１１に出力する。出力電圧指令生成部１０１１は位相θ，φと変調率ｋｓとを用いて上記三相電圧の指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を計算する。出力電圧指令生成部１０１１および速度制御部１０１６は、例えば特許第７２０６４９１号公報において、それぞれ出力電圧指令生成部３７および速度制御部３０として説明されて公知である。

【0080】

振幅変調指令部１０１２は放電デューティｄｃと、整流デューティｄｒｅｃとに基づいて、積和演算部１０１３の動作を制御する。インバータ５へ整流回路２０３から電力が入力される期間と、インバータ５へ充放電回路４から電力が入力される期間との比が、整流デューティｄｒｅｃと放電デューティｄｃとの比と等しい。

【0081】

例えばインバータ５のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが全てオンし、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎが全てオフする状況、およびインバータ５のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが全てオフし、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎが全てオンする状況のいずれにおいても、インバータ５へは整流回路２０３および充放電回路４のいずれからも電力が入力されない。このような状況にある期間を零期間と仮称すると、零期間に相当する時比率は、整流デューティｄｒｅｃと放電デューティｄｃとの和を、１から減じて得られる時比率として求められる。

【0082】

積和演算部１０１３は（簡単のために乗算器のみの記号で示されているが）、指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、放電デューティｄｃおよび整流デューティｄｒｅｃとの積和演算を行って信号波Ｍを生成する。比較部１０１４は信号波ＭとキャリアＣＡとの値の比較結果を論理演算部１０１５へ出力する。論理演算部１０１５は当該比較結果に対して論理演算を行って、インバータ制御信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを出力する。

【0083】

このように指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃ、キャリアＣＡを用いてインバータ制御信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを出力する技術それ自体は、例えば特許文献１によって公知である。

【0084】

放電制御部１０２は、デューティ演算部１０２１、比較器１０２２を有する。デューティ演算部１０２１は位相θ（=ωｔ）、振幅Ｖｍ、コンデンサ電圧Ｖｃ、指令値Ｖｄｃ＊を入力し、放電デューティｄｃと整流デューティｄｒｅｃとを生成する。比較器１０２２は放電デューティｄｃとキャリアＣＡとを比較して、スイッチＳｃを導通させる放電スイッチ信号ＳＳｃを生成する。このように位相θ（=ωｔ）、振幅Ｖｍ、コンデンサ電圧Ｖｃ、キャリアＣＡを用いて放電デューティｄｃ、整流デューティｄｒｅｃ、放電スイッチ信号ＳＳｃを生成する技術それ自体は、例えば特許文献１によって公知である。

【0085】

＜コンデンサＣ４の充電＞
充電制御部１０３は、振幅決定部１０３ａと、充電指令生成部１０３ｂと、充電動作制御部１０３ｃと、共振抑制部１０３５と、加算器１０３７とを有する。

【0086】

振幅決定部１０３ａは、減算器１０３１と、比例積分制御器１０３２とを含む。減算器１０３１は、コンデンサ電圧Ｖｃと指令値Ｖｃ＊との差分を求める。当該差分に対して、比例積分制御器１０３２は積分制御、あるいは比例積分制御を行って振幅Ｉｍを決定する。振幅決定部１０３ａの動作それ自体も、例えば特許文献１によって公知である。

【0087】

充電指令生成部１０３ｂは、充電波形テーブル１０３３と、乗算器１０３４とを含む。充電波形テーブル１０３３は、分配率ｋｂと位相θ（＝ωｔ）とを入力し、位相θについての関数Ｆ（θ）（＝Ｆ（ωｔ））を出力する。加算器１０３７は関数Ｆ（θ）と変動分ΔＦとを加算して関数Ｇ（θ）＝Ｆ（θ）＋ΔＦを出力する。関数Ｇ（θ）は関数Ｆ（θ）に変動分ΔＦを加算して得られる値を採る、といえる。変動分ΔＦは後に詳述される。

【0088】

乗算器１０３４は、振幅Ｉｍと、関数Ｇ（θ）とを乗算し、電流ｉｌの上限値ｉｌ＾を決定する。

【0089】

関数Ｆ（θ）はＬＣフィルタ３の共振を考慮しないときの上限値ｉｌ＾を設定して電流ｉｌを決定する。関数Ｆ（θ）はリアクトル電圧ＶＬおよび両端電圧Ｖ３のいずれにも依存しない。例えば特許文献１において種々に例示される関数Ｆ（ωｔ）に対して位相θの正弦値sinθの絶対値｜sinθ｜を乗じた値が、この実施の形態における関数Ｆ（θ）として採用される。

【0090】

特許文献１においては、スイッチＳｌがオンする期間が決定され、この期間に基づいてリアクトル電流Ｉ４が制御される場合が例示される。この実施の形態ではスイッチＳｌがオンする期間ではなく、上限値ｉｌ＾によってリアクトル電流Ｉ４が制御される。スイッチＳｌがオンしているときにはリアクトルＬ４に印加される電圧Ｖｒは｜sinθ｜に比例するので、特許文献１で紹介されたスイッチＳｌがオンする期間は、本実施の形態において電流ｉｌに換算して考慮される。この換算の観点から、特許文献１で例示される関数Ｆ（ωｔ）の絶対値｜sinθ｜倍が、この実施の形態における関数Ｆ（θ）として採用され得る。具体的には例えば：
位相θの２倍の値２θの余弦値cos（２θ）が負または零である期間で放電デューティｄｃが零であり；
当該余弦値cos（２θ）が正である期間で放電デューティｄｃが当該余弦値cos（２θ）に比例する値、より具体的には指令値Ｖｄｃ＊のコンデンサ電圧Ｖｃに対する比（Ｖｄｃ＊／Ｖｃ）（以下、「第１電圧比」とも称される）と当該余弦値cos（２θ）との積（Ｖｄｃ＊／Ｖｃ）・cos（２θ）を採り；
関数Ｆ（θ）は、前記位相θの正弦値の平方sin^２θの逆数の半値（２・sin^２θ）^－１を１から減じた値［１－（２・sin^２θ）^－１］と、絶対値｜sinθ｜との積［１－（２・sin^２θ）^－１］・｜sinθ｜を採る。

【0091】

あるいは例えば：
放電デューティｄｃが位相θの余弦値cos（θ）の平方cos^２θに比例する値、より具体的には第１電圧比（Ｖｄｃ＊／Ｖｃ）と当該余弦値cos（θ）の平方cos^２θとの積を採り；
関数Ｆ（θ）は、位相θの２倍の値２θの余弦値cos（２θ）と、係数（１－ｋｂ）との積（１－ｋｂ）・cos（２θ）の半値に１／２を加えた値［１＋（１－ｋｂ）・cos（２θ）］／２に対して絶対値｜sinθ｜を乗じた値［１＋（１－ｋｂ）・cos（２θ）］・｜sinθ｜／２を採る。ここで係数（１－ｋｂ）は分配率ｋｂを１から減じた値であり、０以上１以下の値を採る。

【0092】

あるいは例えば下記のように関数Ｆ（θ）を設定して第１電圧比を高めることができる。具体的には例えば：
位相θの２倍の値２θの余弦値cos（２θ）が負または零である期間で放電デューティｄｃが零であり；
当該余弦値cos（２θ）が正である期間で放電デューティｄｃが当該余弦値cos（２θ）に比例する値、より具体的には振幅Ｖｍのコンデンサ電圧Ｖｃに対する比（Ｖｍ／Ｖｃ）（以下、「第２電圧比」とも称される）と当該余弦値cos（２θ）との積（Ｖｍ／Ｖｃ）・cos（２θ）を採り；
関数Ｆ（θ）は、前記位相θの正弦値の平方sin^２θの逆数の半値（２・sin^２θ）^－１を１から減じた値［１－（２・sin^２θ）^－１］と、分配率ｋｂと、係数π／√８と、絶対値｜sinθ｜との積（ｋｂ・π／√８）・［１－（２・sin^２θ）^－１］・｜sinθ｜を採る。

【0093】

例えば特許６４１８２８７号公報で開示された値に基づいて関数Ｆ（θ）を設定し、直流電圧Ｖｄｃを振幅Ｖｍよりも高める（以下、「昇圧制御」とも称される）ことができる。具体的には例えば：
放電デューティｄｃが後述される値Ｂを１から減じた値（１－Ｂ）を採り；
関数Ｆ（θ）は、値Ｂと、後述される値Ｊとの積Ｂ・Ｊを位相θの正弦値の絶対値｜sinθ｜から減じて得られる値（｜sinθ｜－Ｂ・Ｊ）を採る。

【0094】

値Ｂは単相交流電圧Ｖｉｎを全波整流して得られる電圧Ｖｒｅｃ（これは振幅Ｖｍと絶対値｜sinθ｜との積Ｖｍ・｜sinθ｜として求められる）からコンデンサ電圧Ｖｃを減じた値（Ｖｒｅｃ－Ｖｃ）に対する、指令値Ｖｄｃ＊からコンデンサ電圧Ｖｃを減じた値（Ｖｄｃ＊－Ｖｃ）の比（Ｖｄｃ＊－Ｖｃ）／（Ｖｒｅｃ－Ｖｃ）である。

【0095】

値Ｊは、位相θの２倍の値２θの余弦値cos（２θ）と、係数（１－ｋｂ）との積（１－ｋｂ）・cos（２θ）を１から減じた値の半値［１－（１－ｋｂ）・cos（２θ）］／２と第３電圧比（Ｖｍ／Ｖｄｃ＊）との積である。

【0096】

第３電圧比（Ｖｍ／Ｖｄｃ＊）は指令値Ｖｄｃ＊に対する振幅Ｖｍの比である。

【0097】

＜変動分ΔＦ＞
変動分ΔＦは共振抑制部１０３５から出力される。変動分ΔＦは関数Ｆ（θ）に対する修正項として機能する。

【0098】

例えば共振抑制部１０３５にはリアクトル電圧ＶＬが入力される。共振抑制部１０３５はリアクトル電圧ＶＬに比例する値（－ｋＬ・ＶＬ）を計算し、これを変動分ΔＦとして出力する（ｋＬ＞０）。このような変動分ΔＦを用いてリアクトル電流Ｉ４を修正し、ＬＣフィルタ３の共振の影響を低減する技術それ自体は例えば特許第５９２０５２０号公報によって公知である。

【0099】

例えば共振抑制部１０３５には両端電圧Ｖ３が入力される。共振抑制部１０３５は両端電圧Ｖ３に比例する値ｋｃ・Ｖ３を計算し、これを変動分ΔＦとして出力する（ｋｃ＞０）。このような変動分ΔＦを用いてリアクトル電流Ｉ４を修正し、ＬＣフィルタ３の共振の影響を低減する技術それ自体は例えば特許第６７７２５７７号公報によって公知である。

【0100】

本実施の形態において、変動分ΔＦはリアクトル電圧ＶＬと両端電圧Ｖ３とのいずれかまたは両方に依存して生成される。例えばいずれも非負である係数ｋｃ０，ｋＬ０を導入して、変動分ΔＦは値ｋｃ０・Ｖ３－ｋＬ０・ＶＬ（但しｋｃ０＋ｋＬ０≠０、ｋｃ０＝０のときｋＬ０＝ｋＬ、ｋＬ０＝０のときｋｃ０＝ｋｃ）で計算される。リアクトル電圧ＶＬが小さい程、変動分ΔＦは大きい。両端電圧Ｖ３が大きい程、変動分ΔＦは大きい。

【0101】

充電動作制御部１０３ｃは電流ｉｌと上限値ｉｌ＾とに基づいて、充電回路４ｂの動作を制御する。より具体的には、電流ｉｌが、上限値ｉｌ＾に至るまでスイッチＳｌをオンさせる充電スイッチ信号ＳＳｌを、充電動作制御部１０３ｃが生成する。

【0102】

スイッチＳｌがオンするときには、リアクトル電流Ｉ４が全て電流ｉｌとなってスイッチＳｌを流れる。スイッチＳｌがオンすると電流ｉｌは上昇し、上限値ｉｌ＾に至ると充電スイッチ信号ＳＳｌがスイッチＳｌをオフする。スイッチＳｌがオフするとリアクトル電流Ｉ４が全てコンデンサＣ４の充電に供される。従って上限値ｉｌ＾は電流ｉｌの上限であり、かつリアクトル電流Ｉ４の上限でもある。

【0103】

本実施の形態において充電動作制御部１０３ｃは、充電回路４ｂに、連続モードを含むモードでリアクトル電流Ｉ４を流させるモード変調部として機能する。具体的には電流ｉｌが正のときに充電スイッチ信号ＳＳｌがスイッチＳｌをオンさせることにより、連続モードでリアクトル電流Ｉ４が流れる。特許文献１では充電回路４ｂが臨界モードで動作する場合が例示される。

【0104】

ブロックＺは振幅決定部１０３ａと、乗算器１０３４と、充電動作制御部１０３ｃとを含む。例えばブロックＺはいわゆるリニアＩＣ（線形集積回路）を用いて実現される。

【0105】

図３はブロックＺの構成を例示するブロック図である。充電動作制御部１０３ｃは例えば比較器１０３６、タイマー１０３９、フリップフロップ１０３８を有する。

【0106】

フリップフロップ１０３８はリセット入力端Ｒと、セット入力端Ｓと、出力端Ｑとを有する。セット入力端Ｓにおける電位が立ち上がってから、リセット入力端Ｒにおける電位が立ち上がるまで、出力端Ｑの電位は第１の論理値に対応した値が維持される。リセット入力端Ｒにおける電位が立ち上がってから、セット入力端Ｓにおける電位が立ち上がるまで、出力端Ｑの電位は第２の論理値に対応した値が維持される。出力端Ｑの電位は充電スイッチ信号ＳＳｌとして機能する。例えば第１の論理値に対応する電位がトランジスタＱｌをターンオンする電位であり、第２の論理値に対応する電位がトランジスタＱｌをターンオフする電位である。

【0107】

比較器１０３６は、電流ｉｌから上限値ｉｌ＾を減じた値（ｉｌ－ｉｌ＾）が非負であることを示す電位を、リセット入力端Ｒへ出力する。

【0108】

タイマー１０３９は例えば時間の経過と共に増加するカウント値を生成するアップカウンタである。タイマー１０３９には関数Ｇ（θ）＝Ｆ（θ）＋ΔＦが入力され、タイマー１０３９はカウント値を関数Ｇ（θ）まで増加させるアップカウンタとして機能する。

【0109】

タイマー１０３９には出力端Ｑが接続される。タイマー１０３９のカウント値は、出力端Ｑの電位が、第２の論理値に対応する値から第１の論理値に対応する値へと遷移することによってリセットされる。

【0110】

図４は充電動作制御部１０３ｃの動作を模式的に例示するグラフである。当該グラフにおいて横軸は時間を示し、コンデンサＣ４が充電される期間である充電期間ＣＨと、充電期間ＣＨの始点ｔｓおよび終点ｔｅとが示される。

【0111】

図４に示されるグラフにおいて、縦軸は、カウント値Ｋ、二値論理Ｘｓ、二値論理Ｘｒ、二値論理Ｘｑ、充電スイッチ信号ＳＳｌ、電流ｉｌ，（Ｉ４－ｉｌ）、上限値ｉｌ＾が示される。

【0112】

二値論理Ｘｓはセット入力端Ｓにおける電位に対応する。当該電位が高い状態と二値論理Ｘｓの活性とが対応し、当該電位が低い状態と二値論理Ｘｓの非活性とが対応する。二値論理Ｘｒはリセット入力端Ｒにおける電位に対応する。当該電位が高い状態と二値論理Ｘｒの活性とが対応し、当該電位が低い状態と二値論理Ｘｒの非活性とが対応する。二値論理Ｘｑは出力端Ｑにおける電位に対応する。当該電位が高い状態と二値論理Ｘｑの活性とが対応し、当該電位が低い状態と二値論理Ｘｑの非活性とが対応する。例えば充電スイッチ信号ＳＳｌが高い電位を採るときにスイッチＳｌがオンし、充電スイッチ信号ＳＳｌが低い電位を採るときにスイッチＳｌがオフする。

【0113】

本実施の形態では二値論理Ｘｓ，Ｘｒ，Ｘｑのいずれについても活性の状態が論理値“Ｈ”に、非活性の状態が論理値“Ｌ”に、それぞれ対応して説明される。二値論理Ｘｓの活性および非活性と、セット入力端Ｓにおける電位と、論理値の“Ｈ”“Ｌ”との組み合わせは、上記の例示に限定されない。二値論理Ｘｒ，Ｘｑに関する組み合わせは、二値論理Ｘｓに関する組み合わせと整合する。例えば充電スイッチ信号ＳＳｌが高い電位を採るときにスイッチＳｌがオフし、充電スイッチ信号ＳＳｌが低い電位を採るときにスイッチＳｌがオンする場合には、二値論理Ｘｑが活性であるときの出力端Ｑの電位は、二値論理Ｘｑが非活性であるときの出力端Ｑの電位よりも低い。

【0114】

カウント値Ｋは二値論理Ｘｑが非活性から活性へ遷移する時点でリセットされる。当該時点は終点ｔｅに対応する。カウント値Ｋは二値論理Ｘｑが活性から非活性へ遷移する時点から時間の経過と共に増加する。当該時点は始点ｔｓに対応する。

【0115】

カウント値Ｋが所定値に到達すると、タイマー１０３９は論理値“Ｈ”に対応する電位をセット入力端Ｓへ出力する。これはタイマー１０９３が二値論理Ｘｓを活性化させたとみることもできる。

【0116】

二値論理Ｘｓが非活性から活性へと遷移することにより、二値論理Ｘｑは非活性から活性へと遷移し、充電スイッチ信号ＳＳｌによってスイッチＳｌがオンする。スイッチＳｌのオンにより、リアクトル電流Ｉ４はコンデンサＣ４へ流れなくなる。

【0117】

二値論理Ｘｑが非活性から活性となってタイマー１０３９がリセットされ、カウント値Ｋの上昇も停止する。これにより二値論理Ｘｓは非活性となり、二値論理Ｘｓの活性化はパルス状に発生する。

【0118】

カウント値Ｋが所定値に到達する時点が終点ｔｅである。所定値が終点ｔｅを決定するということができる。カウント値Ｋは終点ｔｅで一旦リセットされてから始点ｔｓにおいて上昇が開始することに鑑みて、所定値が充電期間ＣＨを決定するということもできる。

【0119】

当該所定値は関数Ｇ（θ）とカウント値Ｋの上昇速度とによって定まる。図４では所定値が関数Ｇ（θ）である場合が例示される。この場合には例えばカウント値Ｋの単位時間当たりの増分は１である。カウント値Ｋの単位時間当たりの増分がＮであれば、所定値は関数Ｇ（θ）のＮ倍とされることにより、充電期間ＣＨは上述の例示と同様に決定される。このことから、充電期間ＣＨは関数Ｇ（θ）に比例するといえる。変動分ΔＦは上述の様に設定されるので、リアクトル電圧ＶＬが小さい程、両端電圧Ｖ３が大きい程、充電期間ＣＨは長い、ということができる。

【0120】

関数Ｇ（θ）は位相θについての関数Ｆ（θ）と変動分ΔＦとの和である。関数Ｆ（θ）は上述のように設定される周期関数であり、リアクトル電流Ｉ４が零であることを前提としない。このような終点ｔｅの設定により、リアクトル電流Ｉ４は臨界モードのみならず連続モードの態様でも流れる。

【0121】

充電回路４ｂに入力する電流はリアクトル電流Ｉ４であり、充電回路４ｂはリアクトル電流Ｉ４をスイッチＳｌを用いたスイッチングによってチョッピングし、コンデンサＣ４を充電するといえる。

【0122】

変動分ΔＦの影響を無視すると、チョッピングの周期（これはスイッチＳｌのスイッチング周期ともいえる）Ｔｓｗにおけるリアクトル電流Ｉ４の平均値は、当該平均値の最大値で除した値（以下「正規値」と仮称）が関数Ｆ（θ）に相当する。カウント値Ｋがリセットされる時点についての所定値も関数Ｆ（θ）に基づいており、正規値が小さい程、充電期間ＣＨは短い。そして変動分ΔＦの影響を考慮すると、リアクトル電圧ＶＬが小さい程、充電期間ＣＨは長く、両端電圧Ｖ３が大きい程、充電期間ＣＨは長い。

【0123】

以下の説明では、リアクトル電流Ｉ４を臨界モードに則って流す制御が「臨界モード制御」と仮称され、リアクトル電流Ｉ４が境界位相近傍を除き連続モードに則って流す制御が「連続モード制御」と仮称される。ここで「境界位相近傍」とは、関数Ｆ（θ）が０となる位相θおよびその近傍の位相θを纏めた位相期間の仮称である。境界位相近傍ではリアクトル電流Ｉ４は不連続モードで流れ得る。

【0124】

スイッチＳｌがオンしている間、リアクトルＬ４が有するインダクタンスに由来する速度で電流ｉｌは上昇する。電流ｉｌが上限値ｉｌ＾に到達すると、比較器１０３６は論理値“Ｈ”に対応する電位をリセット入力端Ｒへ出力する。これは比較器１０３６が二値論理Ｘｒを活性化させたとみることもできる。

【0125】

二値論理Ｘｒが非活性から活性へと遷移することにより、二値論理Ｘｑは活性から非活性へと遷移し、充電スイッチ信号ＳＳｌによってスイッチＳｌがオフする。スイッチＳｌのオフにより、リアクトル電流Ｉ４はコンデンサＣ４へ流れて電流ｉｌの値は零となる。これにより二値論理Ｘｒは非活性となり、二値論理Ｘｒの活性化はパルス状に発生する。

【0126】

電流ｉｌが上限値ｉｌ＾に到達する時点が始点ｔｓである。上限値ｉｌ＾が始点ｔｓを決定するということができる。

【0127】

タイマーのカウントアップによってフリップフロップをセットし、当該セットによってタイマーをリセットし、電流ｉｌに相当する電流が位相に依存した上限値へ到達してフリップフロップをリセットする技術それ自体は、例えば米国特許第７２７９８７６号明細書、米国特許第８２７０１９０号明細書、STMicroelectronicsの商品Ｌ４９８４Ｄのデータシート（https://www.st.com/resource/en/datasheet/l4984d.pdf参照）によって公知である。後二者はタイマーのカウントアップを決定する所定値が電源電圧の位相に依存する技術も開示するが、低域通過濾波を行うフィルタによる共振も、変動分ΔＦに相当する量については考慮されていない。

【0128】

本実施の形態ではカウント値Ｋについての所定値は関数Ｇ（θ）を用いて上述の様に設定される。上限値ｉｌ＾も所定値と同様に変動分ΔＦに依存する。上述の説明に則して言えば、リアクトル電圧ＶＬが小さい程、両端電圧Ｖ３が大きい程、所定値も上限値ｉｌ＾も大きく、始点ｔｓおよび終点ｔｅのいずれもが遅くなる。この遅れを位相θについて見れば、リアクトル電圧ＶＬが小さい程、両端電圧Ｖ３が大きい程、始点ｔｓおよび終点ｔｅのいずれもが位相θに対して遅相側へずれる、といえる。充電期間ＣＨは、例えばカウント値Ｋが０から関数Ｇ（θ）に比例する値まで上昇する期間であり、充電期間ＣＨは振幅Ｉｍに依存せず、位相θに依存して設定される長さを有する。

【0129】

本実施の形態ではこのようにして充電期間ＣＨの始点ｔｓと終点ｔｅとが決定される。リアクトル電流Ｉ４が連続モードによって流れる期間が存在する。

【0130】

上記のように例示される関数Ｇ（θ）が採用される場合、入力電流Ｉｉｎが正弦波であることは前提ではない。例えば特許文献１において、力率を１とすることを考慮した説明が行われる。しかし特許文献１では臨界モードでの制御が例示されており、本実施の形態のように連続モード制御が行われる場合には、境界位相近傍において不連続モードでリアクトル電流Ｉ４が流れることも想定され、従って入力電流Ｉｉｎが正弦波から歪む場合も想定される。

【0131】

＜高調波の低減＞
始点ｔｓのみならず、終点ｔｅも変動分ΔＦを反映することの効果について、図５、図６、図７を用いた説明によって以下に示す。説明を簡単にするため、スイッチＳｃがオンしている状況における充放電回路４の動作が例示される。コンデンサ電圧Ｖｃは両端電圧Ｖ３よりも高く、電流阻止部４ｃの機能により、リアクトルＬ４とコンデンサＣ４とは直接には接続されないので、充放電回路４は公知の力率改善回路として機能するとみることができる。また、変動分ΔＦの影響を単純化するため、便宜的に関数Ｆ（θ）として｜sinθ｜が採用され、変動分ΔＦとして入力電流Ｉｉｎの周波数の９倍の周波数（９次成分）を有する正弦波（９次高調波）の絶対値が採用される。

【0132】

このように、リアクトル電圧ＶＬ、コンデンサ電圧Ｖｃに依存しない値を変動分ΔＦとして仮想的に採用するとき、変動分ΔＦは、ＬＣフィルタ３の共振の影響を考慮しないときの電流ｉｌの決定に採用される関数Ｆ（θ）に対する、外乱とみることができる。

【0133】

図５は変動分ΔＦが０．１２５×｜sin（９θ）｜であるときの、入力電流Ｉｉｎとリプル率との関係を例示するグラフである。図６は変動分ΔＦが０．２５×｜sin（９θ）｜であるときの、入力電流Ｉｉｎとリプル率との関係を例示するグラフである。図５および図６のいずれにおいても、横軸には入力電流Ｉｉｎの実効値が示され、当該実効値は振幅Ｉｍの１／√２倍に相当する。図５および図６のいずれにおいても、縦軸にはリプル率が示され、当該リプル率は入力電流Ｉｉｎにおける９次高調波の百分率である。

【0134】

図５における折線Ｊ１１および図６における折線Ｊ２１は、いずれも始点ｔｓの設定のみに変動分ΔＦを反映させ、終点ｔｅの設定には変動分ΔＦを反映させない場合の上記関係を示す。当該場合は、図３に即して言えば、タイマー１０３９に対して関数Ｇ（θ）に代えて関数Ｆ（θ）が入力された場合に相当するといえる。

【0135】

図５における折線Ｊ１２および図６における折線Ｊ２２は、いずれも始点ｔｓの設定のみならず終点ｔｅの設定にも変動分ΔＦを反映させた場合の上記関係を示す。当該場合は、図３に即して言えば、タイマー１０３９に対して図示通り、関数Ｇ（θ）が入力された場合に相当する。

【0136】

折線Ｊ１２は折線Ｊ１１よりもリプル率が低く、折線Ｊ２２は折線Ｊ２１よりもリプル率が低い。

【0137】

図７は、上述の実効値が１６［Ａｒｍｓ］の場合における、変動分ΔＦの振幅と上記のリプル率との関係を例示するグラフである。折線Ｊ３１は、始点ｔｓの設定のみ変動分ΔＦを反映させ、終点ｔｅの設定には変動分ΔＦを反映させない場合の上記関係を示す。折線Ｊ３２は、始点ｔｓの設定のみならず終点ｔｅの設定にも変動分ΔＦを反映させた場合の上記関係を示す。

【0138】

折線Ｊ３１において変動分ΔＦの振幅が０．１２５であるときのプロットは、図５で示された折線Ｊ１１において入力電流Ｉｉｎが１６［Ａｒｍｓ］であるときのプロットに相当する。折線Ｊ３１において変動分ΔＦの振幅が０．２５であるときのプロットは、図６で示された折線Ｊ２１において入力電流Ｉｉｎが１６［Ａｒｍｓ］であるときのプロットに相当する。

【0139】

折線Ｊ３２において変動分ΔＦの振幅が０．１２５であるときのプロットは、図５で示された折線Ｊ１２において入力電流Ｉｉｎが１６［Ａｒｍｓ］であるときのプロットに相当する。折線Ｊ３２において変動分ΔＦの振幅が０．２５であるときのプロットは、図６で示された折線Ｊ２２において入力電流Ｉｉｎが１６［Ａｒｍｓ］であるときのプロットに相当する。

【0140】

図７において、振幅Ｉｍに対する変動分ΔＦの振幅の百分率とリプル率の百分率の値とが等しい場合が、鎖線で追記されている。折線Ｊ３２は当該鎖線よりも下にあり、変動分ΔＦの振幅に対するリプル率の平均の変化率（これは図７において、折線Ｊ３２を直線で近似した場合の当該直線の傾斜として現れる）は約０．８５である。この値０．８５が１よりも小さいことは、変動分ΔＦについてのゲインの低下を示す。当該低下は、境界位相近傍において変動分ΔＦが急激に変化することに由来する。

【0141】

境界位相近傍ではリアクトル電流Ｉ４は小さく、上限値ｉｌ＾が計算上では負となる領域が存在する。その領域では実際にはリアクトル電流Ｉ４は流れず、境界位相近傍においてリアクトル電流Ｉ４が不連続モードで流れる期間が発生し、上記のゲインの低下を招来する。かかる低下は、しかし、共振抑制部１０３５における係数ｋｃ，ｋＬを補正することにより低減され得る。

【0142】

図８および図９のいずれもが、関数Ｇ（θ）、入力電流Ｉｉｎ、周期Ｔｓｗ、オフ期間Ｔｏｆｆ、オン期間Ｔｏｎ、時比率Ｄｏｎ，Ｄｏｆｆの経時的変化を例示するグラフである。

【0143】

関数Ｇ（θ）として、関数Ｆ（θ）と、変動分ΔＦ＝０．１２５×｜sin（９θ）｜との和が採用される。入力電流Ｉｉｎは、９次高調波成分を含む。周期Ｔｓｗはオフ期間Ｔｏｆｆとオン期間Ｔｏｎとの和である。オフ期間ＴｏｆｆはスイッチＳｌが連続してオフする期間である。オフ期間Ｔｏｆｆは充電期間ＣＨに相当する。オン期間ＴｏｎはスイッチＳｌが連続してオンする期間である。オン期間Ｔｏｎにおいてリアクトル電流Ｉ４が増大する。時比率Ｄｏｎはオン期間Ｔｏｎの周期Ｔｓｗに対する比である。時比率Ｄｏｆｆはオフ期間Ｔｏｆｆの周期Ｔｓｗに対する比である。

【0144】

図８は始点ｔｓの設定のみに変動分ΔＦを反映させ、終点ｔｅの設定には変動分ΔＦを反映させない場合を示す。当該場合は、図３に即して言えば、タイマー１０３９に対して関数Ｇ（θ）に代えて関数Ｆ（θ）が入力された場合に相当するといえる。従って、オフ時間Ｔｏｆｆは変動分ΔＦの影響を受けず、関数Ｆ（θ）により、位相θに対して一定に制御される。

【0145】

比例積分制御器１０３２の時定数は周期Ｔｓｗに比べて極めて大きい。従って、オン時間Ｔｏｎは、乗算器１０３４に入力される変動分ΔＦに応じて、上限値（ｉｌ＾）に瞬時に対応して制御される。

【0146】

図９は始点ｔｓの設定のみならず終点ｔｅの設定にも変動分ΔＦを反映させた場合を示す。当該場合は、図３に即して言えば、乗算器１０３４にもタイマー１０３９に対しても、図示通り、関数Ｇ（θ）が入力された場合に相当する。乗算器１０３４に入力される変動分ΔＦに対応する応答は、図８で説明された場合と同様である。しかしオフ時間Ｔｏｆｆは、変動分ΔＦの影響を受けることにより、関数Ｆ（θ）による一定値に加えて、変動分ΔＦに比例して脈動する。一方、単相交流電圧Ｖｉｎとコンデンサ電圧Ｖｃとの関係から、時比率Ｄｏｎ、Ｄｏｆｆは変動分ΔＦに係わらず位相に対して一定に制御される。従って、オフ時間Ｔｏｆｆの脈動に対してオン時間Ｔｏｎが高速に応答し、脈動を吸収するように周期Ｔｓｗが変動する。

【0147】

図８と図９とから、関数Ｇ（θ）を用いて乗算器１０３４および充電動作制御部１０３ｃが動作することにより、変動分ΔＦが入力電流Ｉｉｎの波形に与える影響は終点ｔｅの設定に変動分ΔＦを反映させても反映させなくても同程度であって、共振抑制部１０３５の指令によってＬＣフィルタ３の共振の影響が低減されることが看取される。

【0148】

連続モード制御が行われる場合には、上述された想定の様に、入力電流Ｉｉｎが正弦波から歪む。当該歪みは特に、境界位相近傍において大きい。始点ｔｓの設定のみに変動分ΔＦを反映させ、終点ｔｅの設定には変動分ΔＦを反映させない場合（図８参照）と比較して、始点ｔｓおよび終点ｔｅのいずれの設定にも変動分ΔＦを反映させた場合（図９参照）には、境界位相近傍（図８および図９において時刻Timeが０．１９ｓである時点およびその近傍）においてスイッチング周波数ｆｓｗ（図８および図９で例示された周期Ｔｓｗの逆数）が低下し、不連続モードが入力電流Ｉｉｎを歪ませる影響が大きい。終点ｔｅの設定に変動分ΔＦを反映させない場合では、終点ｔｅの制御が遅延せず、終点ｔｅの設定にも変動分ΔＦを反映させる場合と比較すると、スイッチング周波数ｆｓｗの変動が小さく、不連続モードが入力電流Ｉｉｎを歪ませる影響も小さい。

【0149】

図１０及び図１１はいずれも、直接形電力変換回路１００において連続モード制御が採用されたときの入力電流Ｉｉｎの波形を例示するグラフである。図１０はｋＬ＝０の場合を、図１１はｋＬ＝０．０１５の場合を、それぞれ例示する。図１０に例示される場合と、図１１に例示される場合とは、係数ｋＬ以外の条件は揃えられている。例えば単相交流電圧Ｖｉｎの電圧値（実効値）は２００Ｖであり、その周期は０．０２秒（＝１／５０Ｈｚ）であり、直接形電力変換回路１００に入力される電力は４ｋＷであり、キャリアＣＡの周波数は５．９ｋＨであり、ＬＣフィルタ３のカットオフ周波数は１．７５ｋＨｚである。

【0150】

図１０と図１１とを比較して、連続モード制御が採用されても、入力電流Ｉｉｎの高調波が抑制されていることが看取される。

【0151】

図１２および図１３は、単相交流電圧Ｖｉｎの周波数を基本周波数として、その高調波成分の次数と、高調波電流（より具体的にはその振幅の実効値［Ａｒｍｓ］）との関係を例示するグラフである。図１２及び図１３のいずれも、直接形電力変換回路１００において連続モード制御が採用された場合を例示する。図１３は図１２が示すグラフのうち、高調波電流の小さい領域を拡大して示す。

【0152】

図１２および図１３のいずれにおいても、折線Ｇ１０は規格ＪＩＳＣ６１０００－３－２（３００Ｖ，２０Ａ／相以下）の限度値を示し、折線Ｇ１１は図１０に例示された入力電流Ｉｉｎの高調波成分を示し、折線Ｇ１２は図１１に例示された入力電流Ｉｉｎの高調波成分を示す。

【0153】

図１２において、折線Ｇ１１，Ｇ１２はほぼ同程度に見え、いずれも折線Ｇ１０よりも低い値を示す様に見える。図８および図９を用いて説明された、スイッチＳｃがオンしている状況の入力電流Ｉｉｎの歪みも小さい。図１３において拡大されて表示されることにより、３０次以上の次数において、折線Ｇ１２が折線Ｇ１１よりも小さいことが看取される。特に３５次において折線Ｇ１２は、折線Ｇ１１との乖離が大きいことが看取される。このことから、ｋＬ＝０、即ち実質的にＧ（θ）＝Ｆ（θ）であるときには、入力電流Ｉｉｎは、その高調波成分の大きさが、規格ＪＩＳＣ６１０００－３－２を満足しないことがわかる。これに対して、ｋＬ＝０．０１５として変動分ΔＦが考慮されることにより、折線Ｇ１２が折線Ｇ１０よりも小さな値を示し、規格ＪＩＳＣ６１０００－３－２が満足されることがわかる。

【0154】

＜効率の改善＞
図１４は、インバータ５からの出力電力Ｐｍｏｔ［Ｗ］と、インバータ５からの出力電圧Ｖｍｏｔ［Ｖ］の平均値との関係を例示するグラフである。図１５は、出力電力Ｐｍｏｔ［Ｗ］と、スイッチＳｌのスイッチング周波数ｆｓｗ（これは充放電回路４におけるチョッピングの周期Ｔｓｗの逆数であるとも言える）との関係を例示するグラフである。図１６は、出力電力Ｐｍｏｔ［Ｗ］と、直接形電力変換回路１００の効率との関係を例示するグラフである。

【0155】

ただし、説明の簡単のため、スイッチＳｃがオンする状態が維持された場合が例示される。この場合、充放電回路４は公知の力率改善回路として機能する。

【0156】

図１４から図１６のいずれにおいても、白い丸および白い丸同士を繋ぐ破線は、臨界モード制御が採用されたときの上記関係を示す。図１４から図１６のいずれにおいても、黒い丸および黒い丸同士を繋ぐ実線は、上述のようにして充電期間ＣＨの始点ｔｓと終点ｔｅとが決定される制御（これは上述の「連続モード制御」に相当する）が採用されたときの上記関係を示す。

【0157】

図１４から図１６に示される結果は、臨界モード制御における指令値Ｖｄｃ＊、変調率ｋｓ、キャリアＣＡの周波数が、それぞれ連続モード制御における指令値Ｖｄｃ＊、変調率ｋｓ、キャリアＣＡの周波数と等しく設定された場合の結果である。臨界モード制御におけるインバータ５の損失と、連続モード制御におけるインバータ５の損失とは、等しい。図１４から図１６において、インバータ５の損失による影響は排除される。ここでは誘導性負荷６としてリアクトルと抵抗の直列接続回路を三相Ｙ結線した静止負荷が採用されている。

【0158】

図１４において、臨界モード制御における上記関係と、連続モード制御における上記関係との相違は看取されない。

【0159】

図１５において、連続モード制御では、始点ｔｓおよび終点ｔｅのいずれもが、関数Ｇ（θ）に則って決定されるので、スイッチング周波数ｆｓｗは出力電力Ｐｍｏｔに依存しない。図１５では当該スイッチング周波数ｆｓｗの値は、出力電力Ｐｍｏｔに依らず約７０ｋＨｚを採る。出力電力Ｐｍｏｔを高めるには電流ｉｌのピーク値を高める必要があり、臨界モード制御では電流ｉｌがピーク値とゼロとの間を遷移するので、スイッチＳｌのオン時間およびオフ時間を長くする必要がある。臨界モード制御ではスイッチング周波数ｆｓｗと出力電力Ｐｍｏｔとの間には概ね反比例の関係がある。

【0160】

図１５では、出力電力Ｐｍｏｔが約１１５０Ｗ以下では連続モード制御の方が、臨界モード制御よりもスイッチング周波数ｆｓｗが低く、出力電力Ｐｍｏｔが約１１５０Ｗ以上では連続モード制御の方が、臨界モード制御よりもスイッチング周波数ｆｓｗが高い。

【0161】

図１６において、出力電力Ｐｍｏｔが約１１５０［Ｗ］以下では連続モード制御の方が、臨界モード制御よりも効率が高く、出力電力Ｐｍｏｔが約１１５０Ｗ以下では連続モード制御の方が、臨界モード制御よりも効率が低い。この相違は、臨界モード制御におけるスイッチング周波数ｆｓｗと、連続モード制御におけるスイッチング周波数ｆｓｗとの大小関係に由来する。臨界モードではスイッチング周波数ｆｓｗが高い程、リアクトルＬ４の鉄損およびスイッチＳｌのスイッチング損失が大きく、効率は低い。

【0162】

例えば誘導性負荷６が電動機であって、これに直接形電力変換回路１００が部分負荷運転をさせるとき、連続モード制御が採用される方が、臨界モード制御が採用される場合と比較して、効率が高い運転領域が広く得られる。

【0163】

＜整流回路２０３の第１の変形＞
図１７は本開示の第１の変形にかかる直接形電力変換回路１００Ａの構成を例示する回路図である。直接形電力変換回路１００Ａの構成は、直接形電力変換回路１００の構成に対して整流回路２０３の構成が異なり、他の構成は同一である。直接形電力変換回路１００Ａも直接形電力変換回路１００と同様に、充放電回路４とインバータ５とを備え、制御装置１０によって直接形電力変換回路１００と同様に制御される。

【0164】

直接形電力変換回路１００Ａにおいて整流回路２０３が含むＬＣフィルタ３は、ダイオード整流器２の入力側と出力側とに分かれて配置される。具体的にはＬＣフィルタ３が有するリアクトルＬ３は単相交流電源１とダイオード整流器２の入力側との間に設けられ、コンデンサＣ３はダイオード整流器２の出力側に接続される。リアクトルＬ３はダイオード整流器２よりもインバータ５から離れているということもできる。このような整流回路２０３の構成それ自体は、例えば特許第５９２０５２０号公報において公知である。

【0165】

このような構成が採用される整流回路２０３においては、リアクトル電圧ＶＬの極性は、単相交流電圧Ｖｉｎの低電位から高電位に向かう方向が正に採用される。このようにリアクトル電圧ＶＬの極性を設定することによって直接形電力変換回路１００と同様に値－ｋＬ・ＶＬを取り扱えることは、当該極性を設定するための技術と共に、例えば特許第５９２０５２０号公報において公知である。

【0166】

入力電流ＩｉｎがリアクトルＬ３およびダイオードＤ２１，Ｄ２４を経由して流れるときには、単相交流電圧Ｖｉｎの低電位から高電位に向かう方向は、図１７において単相交流電圧Ｖｉｎに併記された矢印の方向と一致する。リアクトルＬ３に流れる電流の方向は、図１７において入力電流Ｉｉｎに併記された矢印の方向と一致する。単相交流電源１側におけるリアクトルＬ３の電位は、単相交流電源１と反対側におけるリアクトルＬ３の電位よりも高い。

【0167】

入力電流ＩｉｎがリアクトルＬ３およびダイオードＤ２２，Ｄ２３を経由して流れるときには、単相交流電圧Ｖｉｎの低電位から高電位に向かう方向は、図１７において単相交流電圧Ｖｉｎに併記された矢印の方向と反対である。リアクトルＬ３に流れる電流の方向は、図１７において入力電流Ｉｉｎに併記された矢印の方向と反対である。単相交流電源１側におけるリアクトルＬ３の電位は、単相交流電源１と反対側におけるリアクトルＬ３の電位よりも低い。

【0168】

よってリアクトル電圧ＶＬの極性は、単相交流電圧Ｖｉｎの低電位から高電位に向かう方向が正に採用される。

【0169】

入力電流Ｉｉｎがダイオード整流器２とリアクトルＬ３との間で流れ、ダイオードＤ２１，Ｄ２４を経由して流れる場合にも、入力電流ＩｉｎがダイオードＤ２２，Ｄ２３を経由して流れる場合にも、リアクトル電圧ＶＬの極性は、入力電流Ｉｉｎが流れる方向とは逆方向が正とされる。

【0170】

直接形電力変換回路１００においても、リアクトル電圧ＶＬの極性は、ダイオード整流器２とリアクトルＬ３との間で流れる出力電流Ｉ２、より具体的には出力電流Ｉ２のうち、交流電源１から供給される入力電流Ｉｉｎの成分の向きとは逆の方向が正とされる。よって直接形電力変換回路１００，１００Ａのいずれにおいても、リアクトル電圧ＶＬの極性は、リアクトルＬ３とダイオード整流器２との間で流れる電流、より具体的にはそのうちで交流電源１から供給される入力電流Ｉｉｎの成分が流れる方向とは逆方向が正であると言える。

【0171】

直接形電力変換回路１００，１００Ａのいずれにおいても、コンデンサＣ３は直流電源線ＬＬ，ＬＨの間へ直接に接続される。直接形電力変換回路１００においてはＶｒ＝｜Ｖｉｎ｜であり、Ｖ３＝Ｖｒｆである。直接形電力変換回路１００Ａにおいては、Ｖｒ＝Ｖ３＝Ｖｒｆである。整流電圧Ｖｒｆは全波整流された単相交流電圧｜Ｖｉｎ｜を低域通過濾波して得られることに鑑みれば、両端電圧Ｖ３の極性は、直接形電力変換回路１００、１００Ａのいずれにおいても、ダイオード整流器２の出力側（これはダイオード整流器２のコンデンサＣ３が接続される側ともいえる）の電圧の極性と一致する、といえる。より具体的には、両端電圧Ｖ３の極性は、直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへ向かう方向が正に採用される、といえる。

【0172】

＜整流回路２０３の第２の変形＞
図１８は本開示の第２の変形にかかる直接形電力変換回路１００Ｂの構成を例示する回路図である。直接形電力変換回路１００Ｂの構成は、直接形電力変換回路１００の構成に対して整流回路２０３の構成を除いて同一である。直接形電力変換回路１００Ｂも直接形電力変換回路１００と同様に、充放電回路４とインバータ５とを備え、制御装置１０によって直接形電力変換回路１００と同様に制御される。但し後述する理由により、充放電回路４において電流阻止部４ｃは不要である。図１８では電流阻止部４ｃが短絡除去された場合、具体的にはリアクトルＬ４とスイッチＳｃとがダイオードＤ４０とは反対側において直接に接続された場合が例示される。

【0173】

直接形電力変換回路１００Ｂにおいて整流回路２０３が含むＬＣフィルタ３は、ダイオード整流器２の入力側に配置される。具体的にはＬＣフィルタ３が有するリアクトルＬ３は単相交流電源１とダイオード整流器２の入力側との間に設けられ、コンデンサＣ３はダイオード整流器２の入力側に接続される。リアクトルＬ３およびコンデンサＣ３は、ダイオード整流器２よりもインバータ５から離れているということもできる。このような整流回路２０３の構成それ自体は、例えば特許第５９２０５２０号公報において公知である。

【0174】

このような構成が採用される整流回路２０３においても、直接形電力変換回路１００Ａに採用される整流回路２０３と同様に、リアクトル電圧ＶＬの極性は、単相交流電圧Ｖｉｎの低電位から高電位に向かう方向が正に採用され、入力電流Ｉｉｎが流れる方向とは逆方向が正とされる。よって直接形電力変換回路１００，１００Ａ，１００Ｂのいずれにおいても、リアクトル電圧ＶＬの極性は、リアクトルＬ３とダイオード整流器２との間で流れる電流、より具体的にはそのうち、交流電源１から供給される入力電流Ｉｉｎの成分が流れる方向とは逆方向が正であると言える。

【0175】

直接形電力変換回路１００Ｂにおいては、ダイオード整流器２がコンデンサＣ３とコンデンサＣ４との間に介在するので、電流阻止部４ｃの機能はダイオード整流器２によって担われ、電流阻止部４ｃは不要である。

【0176】

コンデンサＣ３は、ダイオードＤ２１のアノードとダイオードＤ２２のカソードとの接続点（以下「第１接続点」と仮称される）と、ダイオードＤ２３のアノードとダイオードＤ２４のカソードとの接続点（以下「第２接続点」と仮称される）との間に接続される。

【0177】

入力電流ＩｉｎがダイオードＤ２１，Ｄ２４を経由して流れるときには、単相交流電圧Ｖｉｎの低電位から高電位に向かう方向は、図１８において単相交流電圧Ｖｉｎに併記された矢印の方向と一致する。このとき、第１接続点の電位は第２接続点の電位より高く、両端電圧Ｖ３の正方向は、図１８において両端電圧Ｖ３に併記された矢印の方向と一致する。

【0178】

入力電流ＩｉｎがダイオードＤ２２，Ｄ２３を経由して流れるときには、単相交流電圧Ｖｉｎの低電位から高電位に向かう方向は、図１８において単相交流電圧Ｖｉｎに併記された矢印の方向と反対である。このとき、第１接続点の電位は第２接続点の電位より低く、両端電圧Ｖ３の正方向は、図１８において両端電圧Ｖ３に併記された矢印の方向と反対である。

【0179】

両端電圧Ｖ３の極性は、単相交流電圧Ｖｉｎの低電位から高電位に向かう方向が正に採用される、ということができる。

【0180】

直接形電力変換回路１００Ｂにおいて第１接続点と第２接続点とは、ダイオード整流器２のうちコンデンサＣ３が接続される側であり、ここにおける電圧の極性と両端電圧Ｖ３の極性とが一致する。直接形電力変換回路１００においてコンデンサＣ３は、ダイオード整流器２が電圧Ｖｒ＝｜Ｖｉｎ｜を出力する側で、ダイオード整流器２へリアクトルＬ３を介して設けられる。電圧Ｖｒの極性と整流電圧Ｖｒｆの極性とは一致する。

【0181】

よって両端電圧Ｖ３の極性は、直接形電力変換回路１００，１００Ａ，１００Ｂのいずれにおいても、ダイオード整流器２の出力側および入力側のうちコンデンサＣ３が接続される側における電圧の極性と一致する、といえる。

【0182】

＜整流回路２０３の第３の変形＞
図１９は本開示の第３の変形にかかる直接形電力変換回路１００Ｃの構成を例示する回路図である。直接形電力変換回路１００Ｃの構成は、直接形電力変換回路１００の構成に対して整流回路２０３の構成を除いて同一である。直接形電力変換回路１００Ｃも直接形電力変換回路１００と同様に、充放電回路４とインバータ５とを備え、制御装置１０によって直接形電力変換回路１００と同様に制御される。但し後述する理由により、充放電回路４において電流阻止部４ｃは不要である。図１９では電流阻止部４ｃが開放除去された場合、具体的にはリアクトルＬ４とスイッチＳｃとがダイオードＤ４０とは反対側で分離された場合が例示される。

【0183】

直接形電力変換回路１００Ｃにおいて整流回路２０３は、ダイオード整流器２が一対のダイオード整流器２ａ，２ｂを含む。

【0184】

ダイオード整流器２ａは直接形電力変換回路１００が備えるダイオード整流器２と同様に、ＬＣフィルタ３と単相交流電源１との間に設けられる。

【0185】

例えばダイオード整流器２ａはダイオードＤ２１ａ，Ｄ２２ａ，Ｄ２３ａ，Ｄ２４ａを備えている。ダイオードＤ２１ａ，Ｄ２２ａ，Ｄ２３ａ，Ｄ２４ａはブリッジ回路を構成する。ダイオード整流器２ａは、単相交流電源１から単相交流電圧Ｖｉｎが印加される入力側と、出力側とを有する。ダイオード整流器２ａは、単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して電圧｜Ｖｉｎ｜を得て、これを電圧Ｖｒとして出力側から出力する。

【0186】

リアクトルＬ３はダイオード整流器２ａとコンデンサＣ３との間に設けられる。ＬＣフィルタ３にはダイオード整流器２ａから出力電流Ｉ２が流れ込み、リアクトルＬ３に流れる電流は出力電流Ｉ２と一致する。直接形電力変換回路１００Ｃにおいては、コンデンサＣ３は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間へ直接に接続される。

【0187】

ダイオード整流器２ｂは直接形電力変換回路１００Ａ，１００Ｂが備えるダイオード整流器２と同様に、リアクトルＬ３を介することなく直流電源線ＬＨｓ，ＬＬを介して充放電回路４に接続される。

【0188】

例えばダイオード整流器２ｂはダイオードＤ２１ｂ，Ｄ２２ｂ，Ｄ２３ｂ，Ｄ２４ｂを備えている。ダイオードＤ２１ｂ，Ｄ２２ｂ，Ｄ２３ｂ，Ｄ２４ｂはブリッジ回路を構成する。ダイオード整流器２ｂは、単相交流電源１から単相交流電圧Ｖｉｎが印加される入力側と、出力側とを有する。ダイオード整流器２ｂは、単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して電圧｜Ｖｉｎ｜を得て、これを電圧Ｖｒとして出力側から出力する。直流電源線ＬＬの電位は直流電源線ＬＨｓの電位よりも低い。

【0189】

ダイオード整流器２ｂが出力する電圧Ｖｒは充放電回路４、具体的にはスイッチＳｌとリアクトルＬ４との直接接続に対して印加される。ダイオード整流器２ｂが出力する電流はリアクトル電流Ｉ４と一致する。スイッチＳｌがオンするときには、リアクトル電流Ｉ４は直流電源線ＬＨｓからリアクトルＬ４およびスイッチＳｌを介して直流電源線ＬＬへ流れる。スイッチＳｌがオフするときには、リアクトル電流Ｉ４はダイオードＤ４０を介してコンデンサＣ４へ流れ、コンデンサＣ４を充電する。

【0190】

充放電回路４においてリアクトルＬ４の高電位側は直流電源線ＬＨｓを介してダイオード整流器２ｂの出力側の高電位側と接続され、スイッチＳｃの高電位側は直流電源線ＬＨおよびリアクトルＬ３を介してダイオード整流器２ｂの出力側の高電位側と接続される。充放電回路４において電流阻止部４ｃが開放除去されており、ダイオード整流器２ｂから充放電回路４へ流れる電流は、ダイオード整流器２ａからＬＣフィルタ３へ流れる出力電流Ｉ２と独立して流れる。このような整流回路２０３の構成それ自体、および直接形電力変換回路１００Ｃが直接形電力変換回路１００と同様に制御され得ることは、例えば特許第５３８１９７０号公報において公知である。

【0191】

直接形電力変換回路１００Ｃにおいても、直接形電力変換回路１００と同様に、リアクトル電圧ＶＬの極性は、ダイオード整流器２ａとリアクトルＬ３との間で流れる出力電流Ｉ２、より具体的には出力電流Ｉ２のうち、交流電源１から供給される成分とは逆の方向が正とされる。

【0192】

直接形電力変換回路１００Ｃにおいても直接形電力変換回路１００と同様に、コンデンサＣ３は直流電源線ＬＬ，ＬＨの間へ直接に接続される。直接形電力変換回路１００，１００ＣのいずれにおいてもＶｒ＝｜Ｖｉｎ｜であり、Ｖ３＝Ｖｒｆである。両端電圧Ｖ３の極性は、直接形電力変換回路１００においてダイオード整流器２の出力側（これはダイオード整流器２の、コンデンサＣ３が接続される側ともいえる）の電圧の極性と一致し、直接形電力変換回路１００Ｃにおいてダイオード整流器２ａの出力側（これはダイオード整流器２ａのコンデンサＣ３が接続される側ともいえる）の電圧の極性と一致する、といえる。両端電圧Ｖ３の極性は、直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへ向かう方向が正に採用される、といえる。

【0193】

＜整流回路２０３の第４の変形＞
図２０は本開示の第４の変形にかかる直接形電力変換回路１００Ｄの構成を例示する回路図である。直接形電力変換回路１００Ｄの構成は、直接形電力変換回路１００Ｃの構成に対して整流回路２０３の構成を除いて同一である。

【0194】

具体的には直接形電力変換回路１００Ｄにおける整流回路２０３は、直接形電力変換回路１００Ｃにおける整流回路２０３と比較して、単相交流電源１と直流電源線ＬＨ，ＬＬとの間におけるダイオード整流器２ａとＬＣフィルタ３との配置順序が入れ替わっている点で相違する。かかる相違に由来して、直接形電力変換回路１００Ｄにおけるダイオード整流器２ａは、電圧｜Ｖｉｎ｜ではなく、直接形電力変換回路１００Ｂにおけるダイオード整流器２と同様に、整流電圧Ｖｒｆを出力する。

【0195】

コンデンサＣ３はダイオード整流器２ａよりもインバータ５から離れ、リアクトルＬ３はダイオード整流器２ａよりもインバータ５から離れる。

【0196】

直接形電力変換回路１００Ｂが直接形電力変換回路１００と同様に制御され得ることと同様に、直接形電力変換回路１００Ｄは直接形電力変換回路１００Ｃと同様に制御され得る。

【0197】

直接形電力変換回路１００Ｄにおいても直接形電力変換回路１００Ｂと同様に、リアクトル電圧ＶＬの極性は、単相交流電圧Ｖｉｎの低電位から高電位に向かう方向が正に採用され、リアクトルＬ３とダイオード整流器２ａとの間に流れる電流、より具体的にはそのうち、交流電源１から供給される成分が流れる方向とは逆方向が正とされる。

【0198】

直接形電力変換回路１００Ｄにおいても直接形電力変換回路１００Ｂと同様に、両端電圧Ｖ３の極性は、単相交流電圧Ｖｉｎの低電位から高電位に向かう方向が正に採用されるといえる。両端電圧Ｖ３の極性は、ダイオード整流器２ａの入力側（これはダイオード整流器２ａのコンデンサＣ３が接続される側ともいえる）の電圧の極性と一致する、ともいえる。

【0199】

＜変動分ΔＦの変形＞
直接形電力変換回路１００Ｃ，１００Ｄでは、交流電源１と直流リンク７との間で、ＬＣフィルタ３と充放電回路４とが並列に接続される。かかる接続において、充放電回路４へ流れる電流、具体的にはリアクトル電流Ｉ４が、変動分ΔＦに基づいて補正されることにより、ＬＣフィルタ３で発生する共振によって発生する電流の少なくとも一部が打ち消される。例えば出力電流Ｉ２を零から引いた値（－Ｉ２）に比例した値が変動分ΔＦに採用される。共振抑制部１０３５にはリアクトル電圧ＶＬが入力され、リアクトルＬ３のインダクタンスＬｆと、微分演算子ｓを導入してＶＬ＝Ｌｆ・ｓＩ２の関係がある。インダクタンスＬｆは既知であるので、例えばリアクトル電圧ＶＬの積分値をインダクタンスＬｆで除して出力電流Ｉ２が求められ、変動分ΔＦが設定される。

【0200】

図２１および図２２はいずれも、直接形電力変換回路１００Ｃにおける入力電流Ｉｉｎ、出力電流Ｉ２、リアクトル電流Ｉ４の波形を示すグラフである。いずれのグラフも、関数Ｆ（θ）として｜sinθ｜が採用される場合が例示される。図２１はΔＦ＝０の場合を例示する。図２２はΔＦ＝―Ｉ２の場合を例示する。図２２は変動分ΔＦの変形について示し、図２１は当該変形の比較を示す。

【0201】

図２２に示されるリアクトル電流Ｉ４の波形は変動分ΔＦの影響を受けて、図２１に示されるリアクトル電流Ｉ４の波形から大きく歪む。図２２に示される入力電流Ｉｉｎの波形はリアクトル電流Ｉ４の歪みの影響を受けて、図２１に示される入力電流Ｉｉｎの波形と比較して歪みが改善されている。

【0202】

以上、実施形態および変形が説明されたが、特許請求の範囲の趣旨及び範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。上述の各種の実施形態および変形例は相互に組み合わせることができる。

【符号の説明】

【0203】

２，２ａ，２ｂ ダイオード整流器
４ 充放電回路
４ａ 放電回路
４ｂ 充電回路
５ インバータ
１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ 直接形電力変換回路
２０３ 整流回路
Ｃ３，Ｃ４ コンデンサ
ＣＨ 充電期間
Ｄ４０ ダイオード
Ｉ２ 電流
Ｉ４ リアクトル電流
Ｉｉｎ 入力電流
Ｉｍ 振幅
Ｆ（θ），Ｇ（θ） 関数
Ｊ，Ｂ 値
Ｌ３，Ｌ４ リアクトル
ＬＨ，ＬＬ 直流電源線
Ｓｌ スイッチ
Ｔｓｗ 周期
Ｖ３ 両端電圧
ＶＬ リアクトル電圧
Ｖｃ コンデンサ電圧
Ｖｄｃ 直流電圧
Ｖｄｃ＊ 指令値
Ｖｉｎ 単相交流電圧
Ｖｍ 振幅
Ｖｒｆ 整流電圧
ｄｃ 放電デューティ
ｋｂ 分配率
ｔｅ 終点
ｔｓ 始点
ΔＦ 変動分（修正項）
θ 位相

【要約】

【課題】充放電回路におけるコンデンサの充電期間を制御し、連続モードの実現に資することを目的とする。
【解決手段】整流回路は、第１コンデンサと第１リアクトルとを有し、単相交流電圧に対して全波整流および低域通過濾波を施して整流電圧を得る。インバータには第１電源線と第２電源線との間の電圧が入力される。充放電回路は充電回路と放電回路とを有する。放電回路は第１電源線と第２電源線との間に設けられる第２コンデンサを含む。充電回路は全波整流された単相交流電圧または整流電圧を昇圧し、充電期間で第２コンデンサを充電する。充電期間は、整流回路に入力する入力電流の振幅に依存せず、単相交流電圧の位相に依存して設定される長さを有する。第１リアクトルの電圧が低下すると充電期間の始点および終点のいずれもが位相に対して遅相側へずれる。第１コンデンサの電圧が上昇すると始点および終点のいずれもが位相に対して遅相側へずれる。
【選択図】図１

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】