特許 7551916 ゲート駆動回路、電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-09-06

(45)【発行日】2024-09-17

(54)【発明の名称】ゲート駆動回路、電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 1/08 20060101AFI20240909BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20240909BHJP

【ＦＩ】

H02M1/08 A

H02M7/48 M

【請求項の数】 4

(21)【出願番号】P 2023522236

(86)(22)【出願日】2022-02-21

(86)【国際出願番号】 JP2022007049

(87)【国際公開番号】W WO2022244361

(87)【国際公開日】2022-11-24

【審査請求日】2023-07-26

(31)【優先権主張番号】P 2021086386

(32)【優先日】2021-05-21

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】509186579

【氏名又は名称】日立Ａｓｔｅｍｏ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002365

【氏名又は名称】弁理士法人サンネクスト国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】櫻井 直樹

(72)【発明者】

【氏名】土肥 昌宏

【審査官】安食 泰秀

(56)【参考文献】

【文献】特開２００１－１６９４０７（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００３－２７４６７２（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１５－０６５７４２（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開平０５－３２８７４６（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ １／０８

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

ゲート端子を有する半導体素子とゲート抵抗を介して接続され、前記ゲート端子に印加するゲート電圧を変化させて前記半導体素子を駆動させるゲート駆動回路であって、
前記半導体素子に流れる電流に関する所定の第１の閾値と、前記電流に関する閾値であって前記第１の閾値よりも大きい所定の第２の閾値と、前記半導体素子の温度に関する所定の第３の閾値と、前記温度に関する閾値であって前記第３の閾値よりも大きい所定の第４の閾値と、を表すマップが格納された記憶部と、
前記記憶部に格納された前記マップを参照して、前記電流が前記第１の閾値以上で前記第２の閾値以下であり、かつ、前記温度が前記第３の閾値以上で前記第４の閾値以下であるという条件を満たすか否かを判定する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記半導体素子に流れる電流の大きさを表す電流情報と、前記半導体素子の温度を表す温度情報と、を取得し、前記電流情報および前記温度情報に基づいて前記条件を満たすか否かを判定し、
前記制御部が前記条件を満たすと判定した場合に、前記半導体素子がターンオンするときの前記ゲート抵抗の抵抗値を、前記条件を満たさない場合よりも大きい値に切り替えるゲート駆動回路。

【請求項2】

請求項１に記載のゲート駆動回路において、
前記ゲート電圧を供給するゲート電源と、
前記ゲート端子と接続される第１の抵抗素子と、
前記第１の抵抗素子と並列に前記ゲート端子と接続される第２の抵抗素子と、
前記ゲート電源と前記第１の抵抗素子の間の接続状態を切り替える第１のスイッチング素子と、
前記ゲート電源と前記第２の抵抗素子の間の接続状態を切り替える第２のスイッチング素子と、を備え、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の切り替え状態を変化させることで、前記ゲート抵抗の抵抗値を切り替えるゲート駆動回路。

【請求項3】

請求項２に記載のゲート駆動回路において、
前記条件を満たさない場合、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の両方をオン状態にして前記ゲート端子に前記ゲート電圧を印加することで、前記半導体素子をターンオンし、
前記条件を満たす場合、前記第１のスイッチング素子をオン状態、前記第２のスイッチング素子をオフ状態にして前記ゲート端子に前記ゲート電圧を印加することで、前記半導体素子をターンオンするゲート駆動回路。

【請求項4】

請求項１に記載のゲート駆動回路と、
前記半導体素子を有し、直流電源から供給される直流電力を前記半導体素子を用いて交流電力に変換するインバータと、を備える電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ゲート駆動回路および電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、鉄道車両や電気自動車等の駆動用モータの制御では、省エネルギー化や低騒音化のため、複数のスイッチング素子により直流電力を交流電力に変換するインバータが広く利用されている。こうしたインバータにおいて、スイッチング素子には一般的に半導体素子が用いられており、特に近年では、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）の低価格に伴ってＩＧＢＴの採用が進んでいる。ＩＧＢＴは電圧駆動型のスイッチング素子であり、ゲート駆動回路を用いてゲートに印加する電圧をオン、オフすることで、電流をオン、オフすることができる。

【0003】

モータ等の誘導負荷に流れる電流をＩＧＢＴを使って制御する場合、電源とＩＧＢＴの間の寄生インダクタンスにより、ＩＧＢＴのスイッチング動作時にはサージ電圧やノイズが発生する。サージ電圧やノイズを抑制するためには、一般にＩＧＢＴのゲートに接続されるゲート抵抗を大きくすればよい。しかしながら、ゲート抵抗を大きくするとスイッチング損失が大きくなり、消費電力の増加や発熱等の問題が生じるという課題がある。

【0004】

上記課題を解決する技術として、例えば特許文献１が知られている。特許文献１では、負荷電流が所定値以下の場合、スイッチング素子のゲート抵抗値を大きくしてノイズ発生を低減し、負荷電流が所定値を超える場合でかつ、半導体スイッチング素子の温度が所定温度を超える場合にゲート抵抗値を小さくすることで、サージ電圧とノイズを抑制する半導体スイッチング装置が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【文献】日本国特許第３８２０１６７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

一般的に、ＩＧＢＴをスイッチング素子に用いたインバータ等の装置は、交流出力電流の各相に対して、ＩＧＢＴにダイオードを逆並列接続したアームを２つ直列に接続して構成された上下アーム回路を有している。この上下アーム回路において、ゲート電圧の変化に応じて一方のアームのＩＧＢＴがターンオンする場合、対となる他方のアームのダイオードはリカバリ動作を行う。このとき、直流電源とダイオードの間の寄生インダクタンスにより、リカバリサージと呼ばれるサージ電圧がダイオードにおいて発生する。このリカバリサージの大きさは、負荷電流や温度に応じて変化し、ある電流値と温度においてピークを持つ。そのため、特許文献１に開示された半導体スイッチング装置のように、負荷電流と温度がそれぞれ所定値を超える場合にゲート抵抗値を小さく切り替えても、負荷電流や温度によってはサージ電圧を十分に抑制することができずに、ノイズやスイッチング損失が発生してしまう場合がある。

【0007】

本発明は、上記課題に鑑みて、半導体素子において生じるノイズやスイッチング損失を十分に抑制可能なゲート駆動回路および電力変換装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明によるゲート駆動回路は、ゲート端子を有する半導体素子とゲート抵抗を介して接続され、前記ゲート端子に印加するゲート電圧を変化させて前記半導体素子を駆動させるものであって、前記半導体素子に流れる電流に関する所定の第１の閾値と、前記電流に関する閾値であって前記第１の閾値よりも大きい所定の第２の閾値と、前記半導体素子の温度に関する所定の第３の閾値と、前記温度に関する閾値であって前記第３の閾値よりも大きい所定の第４の閾値と、を表すマップが格納された記憶部と、前記記憶部に格納された前記マップを参照して、前記電流が前記第１の閾値以上で前記第２の閾値以下であり、かつ、前記温度が前記第３の閾値以上で前記第４の閾値以下であるという条件を満たすか否かを判定する制御部と、を備え、前記制御部は、前記半導体素子に流れる電流の大きさを表す電流情報と、前記半導体素子の温度を表す温度情報と、を取得し、前記電流情報および前記温度情報に基づいて前記条件を満たすか否かを判定し、前記制御部が前記条件を満たすと判定した場合に、前記半導体素子がターンオンするときの前記ゲート抵抗の抵抗値を、前記条件を満たさない場合よりも大きい値に切り替える。
本発明による電力変換装置は、ゲート駆動回路と、前記半導体素子を有し、直流電源から供給される直流電力を前記半導体素子を用いて交流電力に変換するインバータと、を備える。

【発明の効果】

【0009】

本発明によれば、半導体素子において生じるノイズやスイッチング損失を十分に抑制可能なゲート駆動回路および電力変換装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】ダイオードのリカバリ特性を評価する回路の一例を示す図である。

【図2】ダイオードの電流と電圧の変化を説明する図である。

【図3】サージ電圧の電流依存性の一例を示す図である。

【図4】ターンオン損失のコレクタ電流依存性の一例を示す図である。

【図5】サージ電圧の温度依存性の一例を示す図である。

【図6】本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路の構成を示す図である。

【図7】本発明の一実施形態に係るゲート抵抗切替信号の生成処理を示すフローチャートである。

【図8】本発明の一実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下の記載および図面は、本発明を説明するための例示であって、説明の明確化のため、適宜、省略および簡略化がなされている。本発明は、他の種々の形態でも実施する事が可能である。特に限定しない限り、各構成要素は単数でも複数でも構わない。

【0012】

以下に図１～図５を参照して、本発明の原理を説明する。

【0013】

図１は、ダイオードのリカバリ特性を評価する回路の一例を示す図である。図１に示す回路は、直流電源１、配線寄生インダクタンス２、負荷インダクタンス３、ＩＧＢＴ４ａおよび４ｂ、ダイオード５ａおよび５ｂ、パルス発生器６、ゲート抵抗７により構成される。なお、図１に示す回路は、交流モータとインバータを組み合わせたモータ駆動システムの等価回路であり、負荷インダクタンス３が交流モータの巻線に、ＩＧＢＴ４ａ，４ｂおよびダイオード５ａ，５ｂがインバータの１相分にそれぞれ相当する。また、パルス発生器６はＩＧＢＴ４ａを駆動させる駆動回路に相当する。

【0014】

図１の回路では、ＩＧＢＴ４ａとダイオード５ａ、ＩＧＢＴ４ｂとダイオード５ｂがそれぞれ逆並列に接続され、さらにこれらが直流電源１の高電位側と低電位側の間に直列に接続されている。ＩＧＢＴ４ａとダイオード５ａは下アームを形成し、ＩＧＢＴ４ｂとダイオード５ｂはインバータの上アームを形成する。これにより、インバータ１相分の上下アーム回路が形成される。下アームのＩＧＢＴ４ａのゲート端子には、ゲート抵抗７を介してパルス発生器６が接続されている。

【0015】

下アームのＩＧＢＴ４ａのコレクタは、上アームのＩＧＢＴ４ｂのエミッタと接続されている。これらの間には、負荷インダクタンス３が接続されている。直流電源１の高電位側はＩＧＢＴ４ｂのコレクタと接続されており、直流電源１の低電位側はＩＧＢＴ４ａのエミッタ側と接続されている。図１では、ＩＧＢＴ４ｂと直流電源１の間の配線における寄生インダクタンスを、配線寄生インダクタンス２として示している。

【0016】

図１の回路において、パルス発生器６がオン信号を発生させると、ＩＧＢＴ４ａのゲート電圧が上昇してＩＧＢＴ４ａがオンする。このとき、直流電源１から負荷インダクタンス３を通してＩＧＢＴ４ａに電流が流れる。その後、パルス発生器６がオフ信号を発生させると、ＩＧＢＴ４ａのゲート電圧が低下してＩＧＢＴ４ａがオフする。このとき、それまでにＩＧＢＴ４ａに流れていた電流は、負荷インダクタンス３とダイオード５ｂを還流する。

【0017】

図２は、図１の回路においてダイオード５ｂに電流が流れているときに、ＩＧＢＴ４ａをオンした場合のダイオード５ｂの電流と電圧の変化を説明する図である。図２（ａ）はダイオード５ｂの電流波形と電圧波形を示し、図２（ｂ）はダイオード５ｂにおけるキャリア分布の変化の様子を表す模式図を示す。

【0018】

図２（ｂ）では、図２（ａ）の電流波形におけるＡ点、Ｂ点、Ｃ点のキャリア分布の様子をそれぞれ示している。Ａ点では、ＩＧＢＴ４ａがオフ状態であり、ダイオード５ｂに還流電流が定常通流している。このときダイオード５ｂは、図２（ｂ）に示すように、低濃度のＮ－層においてｐｎ接合からの注入により電子とホール（キャリア）が増加し、低抵抗状態となる。

【0019】

ＩＧＢＴ４ａがオフからオンに切り替えられると、図２（ａ）に示すように、ダイオード５ｂに逆方向の電圧がかかり、ダイオード５ｂに流れる電流が減少する。このようにダイオード５ｂのアノード－カソード間に逆バイアスが加わると、ダイオード５ｂ内に蓄積されたキャリアが吐き出されるため、ダイオード５ｂ内は通常とは逆方向にリカバリ電流が流れる状態（いわゆるリカバリ状態）になる。Ｂ点はこのリカバリ電流のピーク点を示しており、Ｂ点でのダイオード５ｂのキャリア分布は、図２（ｂ）に示すように、空乏層がＮ－層の途中まで広がった状態となる。Ｎ－層中に蓄積していたキャリアが減少するにつれて、ダイオード５ｂに流れるリカバリ電流は減少する。

【0020】

図１の回路では、ダイオード５ｂに上記のリカバリ電流が流れている間、リカバリ電流によるサージ電圧がアノード－カソード間に発生する。このサージ電圧は、リカバリ電流の大きさの時間変化ｄｉ／ｄｔと配線寄生インダクタンス２のインダクタンス値Ｌとの積（Ｌ×ｄｉ／ｄｔ）で表される。

【0021】

Ｃ点は、リカバリ電流が０になる点を示している。このときダイオード５ｂでは、図２（ｃ）に示すように、Ｎ－層中に蓄積していたキャリアが消滅することで、リカバリ電流が０となる。

【0022】

図３は、ダイオード５ｂにおけるサージ電圧の電流依存性の一例を示す図である。図３（ａ）では、図２（ａ）のＡ点に示した定常状態においてダイオード５ｂに流れるアノード電流の大きさと、その後にＩＧＢＴ４ａがオフからオンに切り替えられたときにダイオード５ｂのアノード－カソード間に生じるサージ電圧の大きさとの関係を示している。ここで、図３（ａ）における実線と破線は、ターンオン時のゲート抵抗値がＲ１、Ｒ２である場合のサージ電圧の電流依存性をそれぞれ示しており、Ｒ１＜Ｒ２である。

【0023】

図３（ａ）に示すように、リカバリ時のサージ電圧は、ダイオード５ｂに流れる電流の最小値と最大値の間のある電流でピークを持つ。以下、その理由を説明する。

【0024】

図３（ａ）の各グラフにおいて、小電流側の点をα点、サージ電圧のピーク点をβ点、大電流側の点をγ点とそれぞれ定義する。図３（ｂ）は、これらの各点におけるダイオード５ｂのキャリア分布模式図を示している。

【0025】

小電流側のα点ではダイオード５ｂに流れる電流が小さく、図３（ｂ）に示すように、ダイオード５ｂにおいて蓄積されるキャリアが少ない。そのため、リカバリ電流の時間変化ｄｉ／ｄｔが小さくなり、ターンオン時の跳ね上がり電圧は小さい。一方、大電流側のγ点ではダイオード５ｂに流れる電流が大きく、図３（ｂ）に示すように、ダイオード５ｂにおいて蓄積されるキャリアが多い。そのため、ターンオン時に空乏層が伸びにくく、リカバリ電流の流れる時間が長くなることで、時間変化ｄｉ／ｄｔが小さくなる。したがって、時間変化ｄｉ／ｄｔが最大となるのはα点、γ点のいずれでもなく、これらの間のある電流値に対応するβ点となる。すなわち、定常時にダイオード５ｂに蓄積されるキャリアの量はα点＜β点＜γ点となる一方で、リカバリ時にＮ－層からキャリアが吐き出される時間はα点＞β点＞γ点となる。その結果、リカバリ電流の時間変化ｄｉ／ｄｔは、β点において極大となる。

【0026】

例えばダイオード５ｂの定格電圧を６５０Ｖとすると、ターンオン時のゲート抵抗値がＲ１の場合には、図３（ａ）の実線で示すように、β点付近においてサージ電圧が定格電圧を超える電流領域が発生する。一方、ターンオン時のゲート抵抗値がＲ２の場合には、図３（ａ）の破線で示すように、α点からγ点の間の全電流領域において、サージ電圧＜定格電流となる。すなわち、サージ電圧を低減するためにはゲート抵抗値をなるべく大きくすればよい。

【0027】

図４は、ＩＧＢＴ４ａのターンオン損失のコレクタ電流依存性の一例を示す図である。図４では、ＩＧＢＴ４ａをターンオンしたときに流れるコレクタ電流の大きさと、ターンオン時の損失との関係を示している。ここで、図４における実線と破線は、図３（ａ）と同様に、ターンオン時のゲート抵抗値がＲ１、Ｒ２である場合のターンオン損失のコレクタ電流依存性をそれぞれ示しており、Ｒ１＜Ｒ２である。

【0028】

図４に示すように、コレクタ電流が大きいほどターンオン損失が大きくなる。また、ゲート抵抗値が大きいほどＩＧＢＴ４ａのターンオンは遅くなるため、ゲート抵抗値Ｒ１、Ｒ２でのＩＧＢＴ４ａのターンオン損失をそれぞれＬ１、Ｌ２とすると、全コレクタ電流領域においてＬ１＜Ｌ２となる。

【0029】

図５は、ダイオード５ｂにおけるサージ電圧の温度依存性の一例を示す図である。図４では、ダイオード５ｂの温度と、ＩＧＢＴ４ａがオフからオンに切り替えられたときにダイオード５ｂのアノード－カソード間に生じるサージ電圧の大きさとの関係を示している。図５に示すように、リカバリ時のサージ電圧は、ダイオード５ｂが使用される温度範囲の最小値と最大値の間のある温度でピークを持つ。この理由を以下に説明する。

【0030】

低温側ではアノードからのホールの注入が少なく、ダイオード５ｂにおいて蓄積されるキャリアが少ない。そのため、リカバリ電流の時間変化ｄｉ／ｄｔが小さくなり、ターンオン時の跳ね上がり電圧は小さい。一方、高温側ではアノードからのホールの注入が多く、ダイオード５ｂにおいて蓄積されるキャリアが多い。そのため、ターンオン時に空乏層が伸びにくく、リカバリ電流の流れる時間が長くなることで、時間変化ｄｉ／ｄｔが小さくなる。したがって、時間変化ｄｉ／ｄｔが最大となる温度は最低温度と最高温度のいずれでもなく、これらの間のある温度となる。

【0031】

以上のように、ゲート電圧の変化に応じて駆動されるＩＧＢＴとダイオードがそれぞれ逆並列に接続された上下アーム回路において、一方のアームがターンオンしたときに他方のアームのダイオードのアノード－カソード間に生じるサージ電圧は、ある電流と温度でそれぞれピークを持つ。本発明は、こうした上下アーム回路のサージ電圧の特性を考慮して、ダイオードの電流と温度の全領域に渡って、一方のアームのＩＧＢＴがターンオンしたときに生じる対アームのダイオードのサージ電圧を十分に抑制するとともに、ＩＧＢＴのターンオン損失も十分に抑制できるゲート駆動回路を提供するものである。

【0032】

次に図６～図８を参照して、本発明の実施形態を説明する。

【0033】

図６は、本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路の構成を示す図である。図６に示すゲート駆動回路１００は、ＩＧＢＴ４と接続され、ＩＧＢＴ４のゲート端子に印加するゲート電圧を変化させてＩＧＢＴ４を駆動させる。ＩＧＢＴ４にはダイオード５が逆並列に接続されており、これらがアームを形成している。

【0034】

なお、図６では１アーム分のゲート駆動回路１００の構成のみを示しているが、複数のアームを有するインバータに対して適用する場合、各アームに対して図６と同様のゲート駆動回路１００がそれぞれ接続される。例えば、３相分の上下アーム回路を用いて直流電力を三相交流電力に変換し三相交流モータに出力するインバータの場合には、そのインバータが有する６つのアームのそれぞれに対して、図６のようなゲート駆動回路１００が設けられる。ただし、マイコン１５については、６つのアームで１つのマイコン１５を共用してもよい。

【0035】

ゲート駆動回路１００は、ゲート抵抗７ａ，７ｂおよび７ｃ、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）１１ａおよび１１ｂ、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１２、ゲート電源１３、ドライバＩＣ１４、マイコン１５を備える。

【0036】

ゲート抵抗７ａ，７ｂおよび７ｃは、ＩＧＢＴ４のゲート端子とそれぞれ接続されている。ゲート抵抗７ａとゲート抵抗７ｂは、ゲート電源１３の正極側とＩＧＢＴ４のゲート端子の間に互いに並列に接続され、ゲート抵抗７ｃは、ゲート電源１３の負極側とＩＧＢＴ４のゲート端子の間に接続されている。ゲート電源１３とゲート抵抗７ａ、７ｂおよび７ｃとの間には、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１１ｂおよびｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１２がそれぞれ接続されており、これらのＭＯＳＦＥＴのオン・オフ状態がドライバＩＣ１４によって切り替えられることで、ゲート電源１３と各ゲート抵抗の間の接続状態が切り替えられる。

【0037】

マイコン１５は、電流センサ１６から出力される電流情報１６ａと、温度センサ１７から出力される温度情報１７ａとを取得する。電流センサ１６は、例えばＩＧＢＴ４から交流モータ等の負荷への出力配線上に設置されており、この電流センサ１６から出力される電流情報１６ａは、ＩＧＢＴ４のコレクタ－エミッタ間を通って負荷に出力される電流の大きさを表している。なお、ＩＧＢＴ４のセンスエミッタ端子からの出力信号を電流情報１６ａとして利用してもよい。また、温度センサ１７は、ＩＧＢＴ４の周辺、例えばＩＧＢＴ４の半導体チップ上やＩＧＢＴ４を搭載したパワーモジュール上に設置されており、この温度センサ１７から出力される温度情報１７ａは、ＩＧＢＴ４の温度を表している。なお、ＩＧＢＴ４を含むパワーモジュールを冷却する冷却水の温度を温度情報１７ａとして利用してもよい。

【0038】

マイコン１５は、不図示の上位制御装置から入力される制御指令（例えばトルク指令）等に基づいてＰＷＭ信号１５ａを生成し、ドライバＩＣ１４へ出力する。ドライバＩＣ１４は、マイコン１５からのＰＷＭ信号１５ａに応じて、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１１ｂおよびｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１２の各ゲート端子の電圧を変化させることにより、各ＭＯＳＦＥＴのオン・オフ状態を制御する。このときドライバＩＣ１４は、マイコン１５からＰＷＭ信号１５ａとともに出力されるゲート抵抗切替信号１５ｂに基づいて、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１１ｂの一方のみ、またはこれら両方をオンさせるように、各ゲート端子の電圧を変化させる。

【0039】

ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１１ｂの一方または両方をオンにすると、ゲート電源１３からゲート抵抗７ａ，７ｂを介してＩＧＢＴ４のゲート端子に電圧が印加され、ＩＧＢＴ４がオンになる。このとき、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１２はオフにする。一方、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１１ｂを両方ともオフにし、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１２をオンにすると、ＩＧＢＴ４のゲートに蓄積されていた電荷が放電され、ＩＧＢＴ４はオフになる。

【0040】

マイコン１５は、その内部あるいは外部に、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１１ｂおよびｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１２に対する切り替え条件を表す情報であるマップ２１が格納されたメモリ２０を有する。マップ２１は、例えば図６に示すように、電流に対する閾値Ｉｔｈ１，Ｉｔｈ２（Ｉｔｈ１＜Ｉｔｈ２）と、温度に対する閾値Ｔｔｈ１，Ｔｔｈ２（Ｔｔｈ１＜Ｔｔｈ２）とを表している。マイコン１５は、このマップ２１が表す閾値Ｉｔｈ１，Ｉｔｈ２，Ｔｔｈ１，Ｔｔｈ２と、電流情報１６ａおよび温度情報１７ａとに基づき、図７に示す処理を実行することにより、ゲート抵抗切替信号１５ｂを生成してドライバＩＣ１４へ出力する。

【0041】

なお、上記の閾値Ｉｔｈ１，Ｉｔｈ２および閾値Ｔｔｈ１，Ｔｔｈ２は、図３（ａ）に例示したサージ電圧の電流依存性のピーク部分と、図５に例示したサージ電圧の温度依存性のピーク部分とにそれぞれ対応して設定される。すなわち、ダイオード５のサージ電圧の電流依存性のピーク部分がＩｔｈ１とＩｔｈ２の間に存在し、かつ、ダイオード５のサージ電圧の温度依存性のピーク部分がＴｔｈ１とＴｔｈ２の間に存在するように、これらの閾値が設定される。

【0042】

ここで、定常状態においてダイオード５に流れる還流電流の大きさは、ＩＧＢＴ４から負荷に流れる電流の大きさに応じて決定される。したがって、電流情報１６ａが表すＩＧＢＴ４のコレクタ－エミッタ間の電流値を、ダイオード５に流れる還流電流の電流値の代わりに用いて、図３（ａ）に例示したサージ電圧の電流依存性を適用することができる。また、ＩＧＢＴ４とダイオード５は通常、同一の半導体チップ上に形成されている。したがって、温度情報１７ａが表すＩＧＢＴ４の温度を、ダイオード５の温度の代わりに用いて、図５に例示したサージ電圧の温度依存性を適用することができる。

【0043】

図７は、本発明の一実施形態に係るゲート抵抗切替信号の生成処理を示すフローチャートである。図７のフローチャートに示す処理は、ゲート駆動回路１００において、例えば一定の処理周期ごとにマイコン１５によって実行される。

【0044】

ステップＳ１０１において、マイコン１５は、電流情報１６ａを取得する。

【0045】

ステップＳ１０２において、マイコン１５は、温度情報１７ａを取得する。

【0046】

ステップＳ１０３において、マイコン１５は、メモリ２０に格納されたマップ２１を参照し、ステップＳ１０１、Ｓ１０２で取得した電流情報１６ａおよび温度情報１７ａがそれぞれ表す電流値Ｉおよび温度Ｔをマップ２１と比較する。

【0047】

ステップＳ１０４において、マイコン１５は、ステップＳ１０３の比較結果に基づき、電流値Ｉが閾値Ｉｔｈ１以上で閾値Ｉｔｈ２以下であり、かつ、温度Ｔが閾値Ｔｔｈ１以上で閾値Ｔｔｈ２以下であるという条件を満たすか否かを判定する。この条件を満たす場合、すなわちＩｔｈ１≦Ｉ≦Ｉｔｈ２かつＴｔｈ１≦Ｔ≦Ｔｔｈ２である場合には、ステップＳ１０４からステップＳ１０５へ進み、条件を満たさない場合には、ステップＳ１０４からステップＳ１０６へ進む。

【0048】

ステップＳ１０５において、マイコン１５は、ＩＧＢＴ４のゲート抵抗値を大きくする指示をドライバＩＣ１４へ出力する。このときマイコン１５は、例えばゲート抵抗切替信号１５ｂを出力することで、ドライバＩＣ１４に対してゲート抵抗値を大きくする指示を行う。

【0049】

ステップＳ１０６において、マイコン１５は、ＩＧＢＴ４のゲート抵抗値を小さくする指示をドライバＩＣ１４へ出力する。このときマイコン１５は、例えばゲート抵抗切替信号１５ｂの出力を停止することで、ドライバＩＣ１４に対してゲート抵抗値を小さくする指示を行う。

【0050】

ステップＳ１０５またはＳ１０６の処理を実行したら、マイコン１５は図７のフローチャートに示す処理を終了する。

【0051】

次に、ゲート抵抗切替信号１５ｂの有無によるドライバＩＣ１４の動作の違いについて説明する。

【0052】

マイコン１５からゲート抵抗切替信号１５ｂが入力されている場合、ドライバＩＣ１４は、マイコン１５によりゲート抵抗値を大きくする指示が行われていると判断する。このときドライバＩＣ１４は、ＰＷＭ信号１５ａに応じて、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１１ｂの一方、例えばｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ａのみをオンにする。これにより、ＩＧＢＴ４のターンオン時のゲート抵抗値を、ゲート抵抗７ａ単体の抵抗値とする。

【0053】

一方、マイコン１５からゲート抵抗切替信号１５ｂが入力されていない場合、ドライバＩＣ１４は、マイコン１５によりゲート抵抗値を小さくする指示が行われていると判断する。このときドライバＩＣ１４は、ＰＷＭ信号１５ａに応じて、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１１ｂの両方をオンにする。これにより、ＩＧＢＴ４のターンオン時のゲート抵抗値を、ゲート抵抗７ａ，７ｂの並列抵抗による抵抗値として、ゲート抵抗７ａ単体の抵抗値よりも小さくする。

【0054】

本実施形態のゲート駆動回路１００は、以上説明した動作を行う。これにより、どのような電流、温度範囲においても、ＩＧＢＴ４およびダイオード５におけるノイズやスイッチング損失を抑制することができる。

【0055】

図８は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。図８に示す電力変換装置１０００は、ゲート駆動回路１００とインバータ２００を有しており、直流電源３００とモータ４００に接続される。ゲート駆動回路１００は、図６で説明した回路構成を有している。

【0056】

インバータ２００は、モータ４００のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに対して、上下アーム回路２０１を有している。各上下アーム回路２０１は、ＩＧＢＴ４とダイオード５が逆並列に接続されたアームを２つ有しており、これらのアームが直流電源３００の正極と負極の間に直列接続されている。各上下アーム回路２０１の上アームを構成するＩＧＢＴ４のエミッタと、各上下アーム回路２０１の下アームを構成するＩＧＢＴ４のコレクタとの間には、モータ４００への出力線がそれぞれ接続されている。この出力線には電流センサ１６が設けられており、図６で説明したように、各電流センサ１６から出力される電流情報１６ａがゲート駆動回路１００に入力される。

【0057】

インバータ２００の各上下アーム回路２０１には、温度センサ１７がそれぞれ設置されている。各温度センサ１７は、上アームおよび下アームそれぞれのＩＧＢＴ４の温度を検出し、図６で説明したように、温度情報１７ａをゲート駆動回路１００に出力する。

【0058】

ゲート駆動回路１００は、インバータ２００の各上下アーム回路２０１が有するＩＧＢＴ４のゲート端子と接続されており、各ＩＧＢＴ４のオン・オフ状態を制御することで、直流電源３００から供給される直流電力を交流電力に変換し、モータ４００へ出力する。このとき、電流情報１６ａおよび温度情報１７ａに基づいて前述のような動作を行うことにより、インバータ２００の各上下アーム回路２０１が有するＩＧＢＴ４をターンオンする際のゲート抵抗値を切り替える。これにより、ダイオード５で発生するサージ電圧を抑制し、電力変換装置１０００におけるノイズやスイッチング損失を低減する。

【0059】

以上説明した本発明の一実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

【0060】

（１）ゲート駆動回路１００は、ゲート端子を有する半導体素子であるＩＧＢＴ４とゲート抵抗７ａ，７ｂ，７ｃを介して接続され、ゲート端子に印加するゲート電圧を変化させてＩＧＢＴ４を駆動させる。ゲート駆動回路１００は、ＩＧＢＴ４に流れる電流が所定の閾値Ｉｔｈ１以上でＩｔｈ１よりも大きい所定の閾値Ｉｔｈ２以下であり、かつ、ＩＧＢＴ４の温度が所定の閾値Ｔｔｈ１以上でＴｔｈ１よりも大きい所定の閾値Ｔｔｈ２以下であるという条件を満たす場合に、ＩＧＢＴ４がターンオンするときのゲート抵抗の抵抗値を、この条件を満たさない場合よりも大きい値に切り替える。このようにしたので、半導体素子であるＩＧＢＴ４やダイオード５において生じるノイズやスイッチング損失を十分に抑制可能なゲート駆動回路１００を提供することができる。

【0061】

（２）ゲート駆動回路１００は、閾値Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２、Ｔｔｈ１およびＴｔｈ２を表すマップ２１が格納されたメモリ２０と、メモリ２０に格納されたマップ２１を参照して条件を満たすか否かを判定するマイコン１５と、を備える。このようにしたので、上記の条件を満たすか否かを確実かつ容易に判定することができる。

【0062】

（３）マイコン１５は、ＩＧＢＴ４に流れる電流の大きさを表す電流情報１６ａと、ＩＧＢＴ４の温度を表す温度情報１７ａと、を取得し（ステップＳ１０１，Ｓ１０２）、電流情報１６ａおよび温度情報１７ａに基づいて条件を満たすか否かを判定する（ステップＳ１０３，Ｓ１０４）。このようにしたので、ＩＧＢＴ４の状態に応じて上記の条件を満たすか否かを正確に判定することができる。

【0063】

（４）ゲート駆動回路１００は、ゲート電圧を供給するゲート電源１３と、ＩＧＢＴ４のゲート端子と接続される抵抗素子であるゲート抵抗７ａと、ゲート抵抗７ａと並列にＩＧＢＴ４のゲート端子と接続される抵抗素子であるゲート抵抗７ｂと、ゲート電源１３とゲート抵抗７ａの間の接続状態を切り替えるｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ａと、ゲート電源１３とゲート抵抗７ｂの間の接続状態を切り替えるｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ｂと、を備える。ゲート駆動回路１００は、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ａおよびｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ｂの切り替え状態を変化させることで、ＩＧＢＴ４がターンオンするときのゲート抵抗の抵抗値を切り替える。具体的には、上記の条件を満たさない場合（ステップＳ１０４：Ｎｏ）、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ａおよびｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ｂの両方をオン状態にしてゲート端子にゲート電圧を印加することで、ＩＧＢＴ４をターンオンする（ステップＳ１０６）。一方、上記の条件を満たす場合（ステップＳ１０４：Ｙｅｓ）、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ａをオン状態、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ｂをオフ状態にしてゲート端子にゲート電圧を印加することで、ＩＧＢＴ４をターンオンする（ステップＳ１０５）。このようにしたので、ＩＧＢＴ４がターンオンするときのゲート抵抗の抵抗値を、確実かつ容易に切り替えることができる。

【0064】

なお、上述の実施形態では、電流情報１６ａが表すＩＧＢＴ４のコレクタ－エミッタ間の電流値を、ダイオード５に流れる還流電流の電流値の代わりに用いることとした。また、温度情報１７ａが表すＩＧＢＴ４の温度を、ダイオード５の温度の代わりに用いることとした。しかしながら、ダイオード５に流れる還流電流やダイオード５の温度を直接検出し、これらの検出結果に基づいて、ＩＧＢＴ４がターンオンするときのゲート抵抗の抵抗値を変化させるようにしてもよい。

【0065】

また、上述の実施形態では、直流電力を交流電力に変換するためのスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いる例を説明したが、例えばＭＯＳＦＥＴなど、他の半導体素子であってもよい。ゲート端子を有し、ゲート端子に印加するゲート電圧を変化させることで駆動可能なものであれば、任意の半導体素子を用いることができる。なお、ＭＯＳＦＥＴを用いる場合、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードをダイオード５として利用することも可能である。

【0066】

上述の実施形態では、図６に示した回路構成のゲート駆動回路１００により、ＩＧＢＴ４の電流や温度に応じてＩＧＢＴ４がターンオンするときのゲート抵抗の抵抗値を変化させる例を説明したが、他の回路構成のゲート駆動回路を用いてもよい。例えば、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１１ｂ以外のスイッチング素子を用いて、ゲート電源１３とゲート抵抗７ａ，７ｂの間の接続状態を切り替えるようにしてもよい。ＩＧＢＴ４の電流や温度に応じてＩＧＢＴ４がターンオンするときのゲート抵抗の抵抗値を変化させることができれば、任意の回路構成によるゲート駆動回路を用いて本発明を実現できる。

【0067】

本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

【符号の説明】

【0068】

１：直流電源、２：配線寄生インダクタンス、３：負荷インダクタンス、４，４ａ，４ｂ：ＩＧＢＴ、５，５ａ，５ｂ：ダイオード、６：パルス発生器、７，７ａ，７ｂ，７ｃ：ゲート抵抗、１１ａ，１１ｂ：ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ、１２：ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ、１３：ゲート電源、１４：ドライバＩＣ、１５：マイコン、１５ａ：ＰＷＭ信号、１５ｂ：ゲート抵抗切替信号、１６：電流センサ、１６ａ：電流情報、１７：温度センサ、１７ａ：温度情報、２０：メモリ、２１：マップ、１００：ゲート駆動回路、２００：インバータ、３００：直流電源、４００：モータ、１０００：電力変換装置

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】