(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B1)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-09-09
(45)【発行日】2024-09-18
(54)【発明の名称】電力変換装置および電力変換装置の制御方法
(51)【国際特許分類】
H02M 7/483 20070101AFI20240910BHJP
H02M 7/48 20070101ALI20240910BHJP
【ＦＩ】
H02M7/483
H02M7/48 E
H02M7/48 M
【請求項の数】
9
(21)【出願番号】P 2023176679
(22)【出願日】2023-10-12
【審査請求日】2023-12-13
(73)【特許権者】
【識別番号】501137636
【氏名又は名称】株式会社ＴＭＥＩＣ
(74)【代理人】
【識別番号】110001195
【氏名又は名称】弁理士法人深見特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】立花 慎太郎
【審査官】今井 貞雄
(56)【参考文献】
【文献】国際公開第２０１０／０９５２４１（ＷＯ，Ａ１）
【文献】特許第７２７１８０８（ＪＰ，Ｂ１）
【文献】特開平９－２５２５８１（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ７／４２－７／９８
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
電力変換装置であって、直流正母線および直流負母線間に接続される可変直流電源と、
前記直流正母線と直流中性点母線との間に接続される第１のコンデンサと、
前記直流中性点母線と前記直流負母線との間に接続される第２のコンデンサと、
複数のスイッチング素子を有するマルチレベル回路を含み、前記直流正母線、前記直流中性点母線および前記直流負母線から供給される第１～第３の直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、
前記インバータの出力電流を検出する電流検出器と、
制御装置とを備え、
前記制御装置は、
前記直流正母線および前記直流負母線間の直流電圧が参照直流電圧になるように前記可変直流電源を制御する直流電源制御部と、
前記複数のスイッチング素子のオンオフ駆動をパルス幅変調制御するインバータ制御部とを含み、
前記インバータ制御部は、前記直流正母線および前記直流負母線間の直流電圧に応じたピーク－ピーク値を有する搬送波信号を生成し、前記搬送波信号と正弦波状の電圧指令値とを比較して、前記複数のスイッチング素子をオンオフ駆動するためのゲート信号を生成するように構成され、
前記制御装置は、
前記電流検出器による前記出力電流の検出値から前記電力変換装置の負荷率を検出し、前記負荷率に応じて前記参照直流電圧と前記搬送波信号の周波数とを設定する発熱分散制御部をさらに含み、
前記発熱分散制御部は、前記負荷率が予め定められた閾値より大きい第１の場合には、前記負荷率が前記閾値以下である第２の場合に比べて、前記参照直流電圧を上昇させるとともに、前記搬送波信号の周波数を低下させる、電力変換装置。
【請求項2】
前記マルチレベル回路は、前記交流電圧を受ける交流端子と、
前記直流正母線と前記交流端子との間に接続される第１のスイッチング素子と、
前記直流中性点母線と前記交流端子との間に接続される第２のスイッチング素子と、
前記直流負母線と前記交流端子との間に接続される第３のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子の一方端子と前記交流端子との間、または前記第２のスイッチング素子の他方端子と前記直流中性点母線との間に接続される第４のスイッチング素子と、
前記第１から第４のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続される第１から第４のダイオードとを含み、
前記インバータ制御部は、
前記電圧指令値が正極性である第１の期間には前記第１および第２のスイッチング素子を交互にオンさせ、前記電圧指令値が負極性である第２の期間には前記第１および第２のスイッチング素子をオフ状態およびオン状態にそれぞれ維持し、
前記第２の期間には前記第３および第４のスイッチング素子を交互にオンさせ、前記第１の期間には前記第３および第４のスイッチング素子をそれぞれオフ状態およびオン状態に維持するように構成される、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項3】
前記マルチレベル回路は、前記交流電圧を受ける交流端子と、
前記直流正母線と前記交流端子との間に接続される第１のスイッチング素子と、
前記直流中性点母線と前記交流端子との間に接続される第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子の一方端子と前記直流負母線との間に接続される第３のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子の一方端子と前記交流端子との間に接続される第４のスイッチング素子と、
前記第１から第４のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続される第１から第４のダイオードと、
前記第２のスイッチング素子の一方端子と前記直流中性点母線との間に接続される第５のダイオードと、
前記直流中性点母線と前記第１のスイッチング素子の一方端子との間に接続される第６のダイオードとを含み、
前記インバータ制御部は、
前記電圧指令値が正極性である第１の期間には前記第１および第２のスイッチング素子を交互にオンさせ、前記電圧指令値が負極性である第２の期間には前記第１および第２のスイッチング素子をオフ状態およびオン状態にそれぞれ維持し、
前記第２の期間には前記第３および第４のスイッチング素子を交互にオンさせ、前記第１の期間には前記第３および第４のスイッチング素子をそれぞれオフ状態およびオン状態に維持するように構成される、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項4】
前記搬送波信号の周波数の低下および前記搬送波信号のピーク－ピーク値の上昇に従って、前記第１および第３のスイッチング素子の電力損失が減少する一方で、前記第２および第４のスイッチング素子の電力損失が増加し、前記発熱分散制御部は、前記第２および第４のスイッチング素子の電力損失の増加量が前記第１および第３のスイッチング素子の電力損失の減少量を超えないように、前記第２の場合における前記参照直流電圧および前記搬送波信号の周波数を設定する、請求項２または３に記載の電力変換装置。
【請求項5】
前記可変直流電源は、交流電源から供給される交流電圧を前記第１～第３の直流電圧に変換して前記直流正母線、前記直流中性点母線および前記直流負母線に供給するコンバータを含み、前記直流電源制御部は、前記交流電源の健全時に、前記直流正母線および前記直流負母線間の直流電圧が前記参照直流電圧になるように前記コンバータを制御する、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項6】
前記可変直流電源は、前記直流正母線、前記直流中性点母線および前記直流負母線と電力貯蔵装置との間で直流電力を授受する双方向チョッパをさらに含み、前記直流電源制御部は、前記交流電源の停電時に、前記コンバータの運転を停止するとともに、前記直流正母線および前記直流負母線間の直流電圧が前記参照直流電圧になるように前記双方向チョッパを制御する、請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項7】
電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置は、
直流正母線および直流負母線間に接続される可変直流電源と、
前記直流正母線と直流中性点母線との間に接続される第１のコンデンサと、
前記直流中性点母線と前記直流負母線との間に接続される第２のコンデンサと、
複数のスイッチング素子を有するマルチレベル回路を含み、前記直流正母線、前記直流中性点母線および前記直流負母線から供給される第１～第３の直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、
前記インバータの出力電流を検出する電流検出器とを含み、
前記制御方法は、
前記直流正母線および前記直流負母線間の直流電圧が参照直流電圧になるように前記可変直流電源を制御するステップと、
前記複数のスイッチング素子のオンオフ駆動をパルス幅変調制御するステップとを備え、
前記パルス幅変調制御するステップは、
前記直流正母線および前記直流負母線間の直流電圧に応じたピーク－ピーク値を有する搬送波信号を生成するステップと、
前記搬送波信号と正弦波状の電圧指令値とを比較して、前記複数のスイッチング素子をオンオフ駆動するためのゲート信号を生成するステップとを含み、
前記制御方法は、
前記電流検出器による前記出力電流の検出値から前記電力変換装置の負荷率を検出するステップと、
検出された前記負荷率に応じて前記参照直流電圧と前記搬送波信号の周波数とを設定するステップとをさらに備え、
前記設定するステップは、前記負荷率が予め定められた閾値より大きい第１の場合には、前記負荷率が前記閾値以下である第２の場合に比べて、前記参照直流電圧を上昇させるとともに、前記搬送波信号の周波数を低下させるステップを含む、電力変換装置の制御方法。
【請求項8】
前記可変直流電源は、交流電源から供給される交流電圧を前記第１～第３の直流電圧に変換して前記直流正母線、前記直流中性点母線および前記直流負母線に供給するコンバータを含み、前記可変直流電源を制御するステップは、前記交流電源の健全時に、前記直流正母線および前記直流負母線間の直流電圧が前記参照直流電圧になるように前記コンバータを制御するステップを含む、請求項７に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項9】
前記可変直流電源は、前記直流正母線、前記直流中性点母線および前記直流負母線と電力貯蔵装置との間で直流電力を授受する双方向チョッパをさらに含み、前記可変直流電源を制御するステップは、前記交流電源の停電時に、前記コンバータの運転を停止するとともに、前記直流正母線および前記直流負母線間の直流電圧が前記参照直流電圧になるように前記双方向チョッパを制御するステップを含む、請求項８に記載の電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、電力変換装置および電力変換装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【0002】
特開平３－８２３９６号公報（特許文献１）には、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）形インバータ装置が開示されている。このインバータ装置は、直流電源と、スイッチング素子および逆並列接続されたダイオードからなる逆変換器と、出力周波数および出力電圧の基準となる基準電圧波形を出力する基準電圧発生器と、キャリア波を出力するキャリア発生器と、基準電圧波形とキャリア波とを比較し、スイッチング信号のゲート信号を生成するＰＷＭ回路と、ＰＷＭ回路のゲート信号を受けてスイッチング素子を駆動する駆動回路と、キャリア周波数を設定する出力周波数設定器とを備える。
【0003】
ある局面では、出力周波数設定器は、所定のキャリア周波数範囲において、出力周波数が低くなるに従いキャリア周波数を高くし、出力周波数が高くなるに従いキャリア周波数を低く設定するように構成されている。別の局面では、出力周波数設定器は、スイッチング素子の温度が低くなるに従いキャリア周波数を高くし、スイッチング素子の温度が高くなるに従いキャリア周波数を低く設定するように構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【文献】特開平３－８２３９６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
正の直流電圧、中性点電圧および負の直流電圧を交流電圧に変換するマルチレベル回路を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ（３レベルインバータ）がある。マルチレベル回路は、第１～第４のスイッチング素子と、第１～第４のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続される第１～第４のダイオードとを含む。
【0006】
ある局面では、第１のスイッチング素子は、直流正母線と交流端子との間に接続される。第２のスイッチング素子は、交流端子と直流中性点母線との間に接続される。第３のスイッチング素子は、交流端子と直流負母線との間に接続される。第４のスイッチング素子は、第２のスイッチング素子の一方端子と交流端子との間に接続される。
【0007】
インバータを制御する制御装置は、同じ周波数かつ同位相の２つのキャリア波を出力するキャリア波発生器を有する。制御装置は、正弦波状の電圧指令値と２つのキャリア波との高低を比較し、比較結果に基づいて第１～第４のスイッチング素子をオンオフ駆動するための第１～第４のゲート信号を生成する。
【0008】
このようなインバータにおいて、第１～第４のゲート信号に従って第１～第４のスイッチング素子をオンオフさせた場合、第１および第３のスイッチング素子に印加される電圧が第２および第４のスイッチング素子に印加される電圧に比べて大きいことなどに起因して、第１および第３のスイッチング素子の電力損失が第２および第４のスイッチング素子の電力損失よりも大きくなる。これにより、第１および第３のスイッチング素子に発熱が集中する傾向が現れる。このような傾向は、インバータの過負荷時において顕著となる。
【0009】
過熱による第１および第３のスイッチング素子の損傷を防ぐためには、熱集中に耐えることができるスイッチング素子の選定、および熱集中を抑制するための冷却構造の設計が必要となる。その一方で、通常運転時には定格負荷以下の範囲でインバータが運転され、インバータが過負荷となる時間が短い場合には、上述した熱集中への対策は、電力変換装置の運用に対して過剰な設計となり得る。その結果、電力変換装置を無駄にコストアップおよび大型化させてしまうことが懸念される。
【0010】
本開示は、かかる問題を解決するためになされたものであり、本開示の目的は、マルチレベル回路を有するインバータを備える電力変換装置において、過負荷時における一部のスイッチング素子に対する熱集中を分散させることである。
【課題を解決するための手段】
【0011】
一実施態様による電力変換装置は、可変直流電源と、第１および第２のコンデンサと、インバータと、電流検出器と、制御装置とを備える。可変直流電源は、直流正母線および直流負母線間に接続される。第１のコンデンサは、直流正母線と直流中性点母線との間に接続される。第２のコンデンサは、直流中性点母線と直流負母線との間に接続される。インバータは、複数のスイッチング素子を有するマルチレベル回路を含み、直流正母線、直流中性点母線および直流負母線から供給される第１～第３の直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給する。電流検出器は、インバータの出力電流を検出する。制御装置は、直流電源制御部と、インバータ制御部とを含む。直流電源制御部は、直流正母線および直流負母線間の直流電圧が参照直流電圧になるように可変直流電源を制御する。インバータ制御部は、複数のスイッチング素子のオンオフ駆動をパルス幅変調制御する。インバータ制御部は、直流正母線および直流負母線間の直流電圧に応じたピーク－ピーク値を有する搬送波信号を生成する。インバータ制御部は、搬送波信号と正弦波状の電圧指令値とを比較して、複数のスイッチング素子をオンオフ駆動するためのゲート信号を生成するように構成される。制御装置は、発熱分散制御部をさらに含む。発熱分散制御部は、電流検出器による出力電流の検出値から電力変換装置の負荷率を検出し、負荷率に応じて参照直流電圧と搬送波信号の周波数とを設定する。発熱分散制御部は、負荷率が予め定められた閾値より大きい第１の場合には、負荷率が閾値以下である第２の場合に比べて、参照直流電圧を上昇させるとともに、搬送波信号の周波数を低下させる。
【発明の効果】
【0012】
本開示によれば、マルチレベル回路を有するインバータを備える電力変換装置において、特定のスイッチング素子に対する熱集中を分散させることができる。
【図面の簡単な説明】
【0013】
【図1】本開示の実施の形態に従う電力変換装置が適用される無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。
【図2】制御装置のハードウェア構成例を示すブロック図である。
【図5】電圧指令値、三角波信号およびＰＷＭ信号およびＩＧＢＴに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図6】インバータに発生する電力損失のシミュレーション結果を示す図である。
【図7】ＩＧＢＴの電力損失における導通損失とスイッチング損失との内訳を示す図である。
【図9】電圧指令値、三角波信号、ＰＷＭ信号およびＩＧＢＴに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図10】インバータに発生する電力損失のシミュレーション結果を示す図である。
【図11】負荷率がＲ１であるときのＩＧＢＴの電力損失における導通損失とスイッチング損失との内訳を示す図である。
【図12】発熱分散制御部の動作の他の例を説明する図である。
【図13】本実施の形態の第１変更例を示す回路ブロック図である。
【図14】本実施の形態の第２変更例を示す回路ブロック図である。
【図15】本実施の形態の第３変更例を示す回路ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【0014】
以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【0015】
図１は、本開示の実施の形態に従う電力変換装置が適用される無停電電源装置１の構成を示す回路ブロック図である。無停電電源装置１は、商用交流電源２１からの三相交流電力を直流電力に一旦変換し、その直流電力を三相交流電力に変換して負荷２４に供給するものである。図１では、図面および説明の簡単化のため、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの一相（例えばＵ相）に対応する部分の回路のみが示されている。
【0016】
図１に示すように、無停電電源装置１は、交流入力端子Ｔ１、バイパス入力端子Ｔ２、バッテリ端子Ｔ３、および交流出力端子Ｔ４を備える。交流入力端子Ｔ１は、商用交流電源２１から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス入力端子Ｔ２は、バイパス交流電源２２から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス交流電源２２は、商用交流電源であってもよいし、発電機であってもよい。
【0017】
バッテリ端子Ｔ３は、バッテリ２３に接続される、バッテリ２３は、直流電力を蓄える。バッテリ２３は「電力貯蔵装置」の一実施例に対応する。バッテリ２３の代わりに電気二重層コンデンサまたはフライホイールが接続されていても構わない。交流出力端子Ｔ４は、負荷２４に接続される。負荷２４は、無停電電源装置１から供給される交流電力によって駆動される。
【0018】
無停電電源装置１は、さらに、電磁接触器２，８，１４，１６、電流検出器３，１１、コンデンサ４，９，１３、リアクトル５，１２、コンバータ６、双方向チョッパ７、インバータ１０、半導体スイッチ１５、操作部１７、および制御装置１８を備える。
【0019】
電磁接触器２およびリアクトル５は、交流入力端子Ｔ１とコンバータ６の交流ノードとの間に直列接続される。電磁接触器２は、制御装置１８によって制御される。商用交流電源２１から交流電力が正常に供給されている場合（商用交流電源２１の健全時）には、電磁接触器２はオンされる。商用交流電源２１からの交流電力が正常に供給されなくなった場合（商用交流電源２１の停電時）には、電磁接触器２はオフされる。電流検出器３は、商用交流電源２１とコンバータ６との間に流れる交流入力電流Ｉｉを検出し、その検出値を示す信号Ｉｉｆを制御装置１８に与える。
【0020】
電磁接触器２とリアクトル５との間のノードＮ１に現れる交流入力電圧Ｖｉの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。制御装置１８は、交流入力電圧Ｖｉの検出値に基づいて、停電が発生したか否かを判定する。また、制御装置１８は、交流入力電圧Ｖｉに同期してコンバータ６などを制御する。
【0021】
コンデンサ４は、ノードＮ１に接続される。コンデンサ４およびリアクトル５は、低域通過フィルタを構成し、商用交流電源２１からコンバータ６に商用周波数の交流電力を通過させ、コンバータ６で発生するスイッチング周波数の信号が商用交流電源２１に通過することを防止する。
【0022】
コンバータ６は、制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１の健全時には、交流電力を直流電力に変換して直流ラインＬ１に出力する。コンバータ６の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。直流ラインＬ１は「直流正母線」を構成する。コンバータ６は「可変直流電源」の一実施例に対応する。
【0023】
商用交流電源２１の停電時には、コンバータ６の運転は停止される。コンデンサ９は、直流ラインＬ１に接続され、直流ラインＬ１の電圧を平滑化させる。直流ラインＬ１に現れる直流電圧ＶＤＣの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。制御装置１８は、商用交流電源２１の健全時には、直流ラインＬ１の直流電圧ＶＤＣが参照直流電圧ＶＤＣｒになるようにコンバータ６を制御する。
【0024】
直流ラインＬ１は双方向チョッパ７の高電圧側ノードに接続され、双方向チョッパ７の低電圧側ノードは電磁接触器８を介してバッテリ端子Ｔ３に接続される。電磁接触器８は、無停電電源装置１の使用時はオンされ、例えば無停電電源装置１およびバッテリ２３のメンテナンス時にオフされる。バッテリ端子Ｔ３に現れるバッテリ２３の端子間電圧ＶＢの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。
【0025】
双方向チョッパ７は、制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１の健全時には、コンバータ６によって生成された直流電力をバッテリ２３に蓄える。商用交流電源２１の停電時には、双方向チョッパ７は、バッテリ２３の直流電力を、直流ラインＬ１を介してインバータ１０に供給する。バッテリ端子Ｔ３に現れるバッテリ２３の端子間電圧ＶＢの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。双方向チョッパ７は「可変直流電源」の一実施例に対応する。
【0026】
制御装置１８は、商用交流電源２１の健全時には、バッテリ電圧ＶＢが参照直流電圧ＶＢｒになるように双方向チョッパ７を制御し、商用交流電源２１の停電時には、直流ラインＬ１の直流電圧ＶＤＣが参照直流電圧ＶＤＣｒになるように双方向チョッパ７を制御する。直流ラインＬ１は、インバータ１０の直流ノードに接続されている。
【0027】
インバータ１０は、制御装置１８によって制御される。インバータ１０は、コンバータ６または双方向チョッパ７から直流ラインＬ１を介して供給される直流電力を商用周波数の交流電力に変換して出力ノード１０ａに出力する。
【0028】
すなわちインバータ１０は、商用交流電源２１の健全時には、コンバータ６から直流ラインＬ１を介して供給される直流電力を交流電力に変換し、商用交流電源２１の停電時には、バッテリ２３から双方向チョッパ７を介して供給される直流電力を交流電力に変換する。インバータ１０の出力電圧は所望の値に制御可能になっている。
【0029】
インバータ１０の出力ノード１０ａはリアクトル１２を介して電磁接触器１４の一方端子（ノードＮ２）に接続され、電磁接触器１４の他方端子は交流出力端子Ｔ４に接続される。コンデンサ１３は、ノードＮ２に接続される。リアクトル１２およびコンデンサ１３は、低域通過フィルタを構成し、インバータ１０で生成された商用周波数の交流電力を交流出力端子Ｔ４に通過させ、インバータ１０で発生するスイッチング周波数の信号が交流出力端子Ｔ４に通過することを防止する。
【0030】
電磁接触器１４は、制御装置１８によって制御され、インバータ１０によって生成された交流電力を負荷２４に供給するインバータ給電モード時にはオンされ、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給するバイパス給電モード時にはオフされる。
【0031】
ノードＮ２に現れる交流出力電圧Ｖｏの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。電流検出器１１は、インバータ１０と負荷２４との間に流れる電流Ｉｏを検出し、その検出値を示す信号Ｉｏｆを制御装置１８に与える。インバータ１０の出力電流Ｉｏは負荷電流に相当する。制御装置１８は、交流出力電圧Ｖｏが正弦波状の参照交流電圧Ｖｏｒになるようにインバータ１０を制御する。
【0032】
半導体スイッチ１５は、互いに逆並列に接続された一対のサイリスタを含み、バイパス入力端子Ｔ２と交流出力端子Ｔ４との間に接続される。電磁接触器１６は、半導体スイッチ１５に並列接続される。半導体スイッチ１５は、制御装置１８によって制御され、通常はオフし、インバータ１０が故障した場合に瞬時にオンし、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給する。半導体スイッチ１５は、オンしてから所定時間経過後にオフする。
【0033】
電磁接触器１６は、インバータ１０によって生成された交流電力を負荷２４に供給するインバータ給電モード時にはオフされ、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給するバイパス給電モード時にはオンされる。また電磁接触器１６は、インバータ１０が故障した場合にオンし、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給する。
【0034】
操作部１７は、無停電電源装置１の使用者によって操作される複数のボタン、種々の情報を表示する画像表示部などを含む。使用者が操作部１７を操作することにより、無停電電源装置１の電源をオンおよびオフしたり、バイパス給電モード、インバータ給電モードなどのうちのいずれかのモードを選択することが可能となっている。
【0035】
制御装置１８は、交流入力電圧Ｖｉ、交流入力電流Ｉｉ、直流電圧ＶＤＣ、バッテリ２３の端子間電圧ＶＢ、交流出力電圧Ｖｏ、交流出力電流Ｉｏ、参照直流電圧ＶＤＣｒ，ＶＢｒ、参照交流電圧Ｖｏｒ、および操作部１７からの信号などに基づいて無停電電源装置１全体を制御する。
【0036】
図２は、制御装置１８のハードウェア構成例を示すブロック図である。代表的には、制御装置１８は、所定のプログラムが予め記憶されたマイクロコンピュータによって構成することができる。
【0037】
図２の例では、制御装置１８は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１０２と、メモリ１０４と、入出力（Ｉ／Ｏ）回路１０６とを含む。ＣＰＵ１０２、メモリ１０４およびＩ／Ｏ回路１０６は、バス１０８を経由して、相互にデータの授受が可能である。メモリ１０４の一部領域にはプログラムが格納されており、ＣＰＵ１０２が当該プログラムを実行することで、後述する各種機能を実現することができる。Ｉ／Ｏ回路１０６は、制御装置１８の外部との間で信号およびデータを入出力する。
【0038】
あるいは、図２の例とは異なり、制御装置１８の少なくとも一部については、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）またはＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）などの回路を用いて構成することができる。また、制御装置１８の少なくとも一部について、アナログ回路によって構成することもできる。
【0039】
図３は、図１に示したインバータ１０およびその周辺部の構成を示す回路ブロック図である。図３に示すように、コンバータ６とインバータ１０との間には、直流ラインＬ１～Ｌ３が接続されている。直流ラインＬ２は、中性点ＮＰに接続され、中性点電圧（例えば０Ｖ）にされる。直流ラインＬ２は「直流中性点母線」を構成し、直流ラインＬ３は「直流負母線」を構成する。
【0040】
コンデンサ９は２つのコンデンサ９ａ，９ｂを含む。コンデンサ９ａは、直流ラインＬ１，Ｌ２間に接続されている。コンデンサ９ｂは、直流ラインＬ２，Ｌ３間に接続されている。コンデンサ９ａは「第１のコンデンサ」の一実施例に対応し、コンデンサ９ｂは「第２のコンデンサ」の一実施例に対応する。
【0041】
コンバータ６は、商用交流電源２１の健全時は、商用交流電源２１からの交流電力を直流電力に変換して直流ラインＬ１～Ｌ３に供給する。このときコンバータ６は、直流ラインＬ１，Ｌ３間の直流電圧ＶＤＣが参照直流電圧ＶＤＣｒになり、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣａがＶＤＣｒ／２になり、かつ直流ラインＬ２，Ｌ３間の直流電圧ＶＤＣｂがＶＤＣｒ／２になるように、コンデンサ９ａ，９ｂの各々を充電する。直流電圧ＶＤＣは、直流電圧ＶＤＣａと直流電圧ＶＤＣｂとの和である（ＶＤＣ＝ＶＤＣａ＋ＶＤＣｂ）。
【0042】
直流ラインＬ１，Ｌ２，Ｌ３の電圧は、それぞれ正の直流電圧（＋ＶＤＣｒ／２）、中性点電圧（０Ｖ）、および負の直流電圧（－ＶＤＣｒ／２）にされる。商用交流電源２１の停電時は、コンバータ６の運転は停止される。
【0043】
双方向チョッパ７は、商用交流電源２１の健全時には、コンバータ６によって生成された直流電力をバッテリ２３に蓄える。このとき双方向チョッパ７は、バッテリ２３の端子間電圧ＶＢが参照直流電圧ＶＢｒになるように、バッテリ２３を充電する。
【0044】
双方向チョッパ７は、商用交流電源２１の停電時には、バッテリ２３の直流電力をインバータ１０に供給する。このとき双方向チョッパ７は、直流ラインＬ１，Ｌ３間の直流電圧ＶＤＣが参照直流電圧ＶＤＣｒになり、かつ、コンデンサ９ａ，９ｂの端子間電圧ＶＤＣａ，ＶＤＣｂの各々がＶＤＣｒ／２になるようにコンデンサ９ａ，９ｂの各々を充電する。
【0045】
インバータ１０は、商用交流電源２１の健全時には、コンバータ６によって生成された直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷２４に供給する。インバータ１０は、商用交流電源２１の停電時には、双方向チョッパ７によって生成された直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷２４に供給する。
【0046】
インバータ１０は、直流ラインＬ１～Ｌ３から供給される正の直流電圧（第１の直流電圧）、中性点電圧（第２の直流電圧）、および負の直流電圧（第３の直流電圧）に基づいて商用周波数の交流出力電圧Ｖｏを生成するマルチレベル回路により構成されている。
【0047】
具体的には、インバータ１０は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｑ１～Ｑ４およびダイオードＤ１～Ｄ４を含む。ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４はそれぞれ「第１から第４のスイッチング素子」の一実施例に対応する。図３では、スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いているが、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などの任意の半導体素子を用いることができる。
【0048】
ダイオードＤ１～Ｄ４は、それぞれＩＧＢＴＱ１～Ｑ４に逆並列に接続される。ダイオードＤ１～Ｄ４は、対応するＩＧＢＴのオフ時に還流電流（フリーホイール電流）を流すために設けられている。スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合には、ダイオードＤ１～Ｄ４は、寄生のダイオード（ボディダイオード）で構成してもよい。
【0049】
ＩＧＢＴＱ１（第１のスイッチング素子）は、直流ラインＬ１（直流正母線）と出力ノード１０ａ（交流端子）との間に接続される。ＩＧＢＴＱ１のコレクタは直流ラインＬ１に接続され、そのエミッタは出力ノード１０ａに接続される。ＩＧＢＴＱ２（第２のスイッチング素子）は、直流ラインＬ２（直流中性点母線）と出力ノード１０ａとの間に接続される。ＩＧＢＴＱ４（第４のスイッチング素子）は、ＩＧＢＴＱ２の一方端子と出力ノード１０ａとの間に接続される。ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４のコレクタは互いに接続され、それらのエミッタはそれぞれ直流ラインＬ２および出力ノード１０ａに接続される。ＩＧＢＴＱ３（第３のスイッチング素子）は、直流ラインＬ３（直流負母線）と出力ノード１０ａとの間に接続される。ＩＧＢＴＱ３のコレクタは出力ノード１０ａに接続され、そのエミッタは直流ラインＬ３に接続される。出力ノード１０ａは、リアクトル１２を介してノードＮ２に接続される。
【0050】
インバータ１０では、第１の期間には、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４がそれぞれオフ状態およびオン状態にされ、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２が交互にオンされる。第２の期間には、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２がそれぞれオフ状態およびオン状態にされ、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４が交互にオンされる。
【0051】
第１の期間において、ＩＧＢＴＱ１がオンされると、直流ラインＬ１からＩＧＢＴＱ１を介して出力ノード１０ａに正の直流電圧が出力される。また、ＩＧＢＴＱ２がオンされると、出力ノード１０ａがダイオードＤ４およびＩＧＢＴＱ２を介して直流ラインＬ２に接続されるとともに、直流ラインＬ２がダイオードＤ２およびＩＧＢＴＱ４を介して出力ノード１０ａに接続され、出力ノード１０ａが中性点電圧にされる。したがって、第１の期間には、出力ノード１０ａに正の直流電圧と中性点電圧とが交互に出力される。
【0052】
第２の期間において、ＩＧＢＴＱ３がオンされると、出力ノード１０ａがＩＧＢＴＱ３を介して直流ラインＬ３に接続され、出力ノード１０ａが負の直流電圧にされる。また、ＩＧＢＴＱ４がオンされると、直流ラインＬ２がダイオードＤ２およびＩＧＢＴＱ４を介して出力ノード１０ａに接続されるとともに、出力ノード１０ａがダイオードＤ４およびＩＧＢＴＱ２を介して直流ラインＬ２に接続され、出力ノード１０ａが中性点電圧にされる。したがって、第２の期間には、出力ノード１０ａに負の直流電圧と中性点電圧とが交互に出力される。
【0053】
制御装置１８は、インバータ１０を制御するインバータ制御部３０と、コンバータ６および双方向チョッパ７（可変直流電源）を制御する直流電源制御部４０とを含んで構成される。図４は、図３に示したインバータ制御部３０の構成を示す回路ブロック図である。インバータ制御部３０は、マルチレベル回路を構成するＩＧＢＴＱ１～Ｑ４のオンオフ駆動をパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御するように構成される。
【0054】
図４に示すように、インバータ制御部３０は、電圧指令部８１、三角波発生器８２，８３、比較器８４，８５、バッファ８６，８７、否定（ＮＯＴ）回路８８，８９、およびゲート駆動回路９０，９１を含む。
【0055】
電圧指令部８１は、ノードＮ２に現れる交流出力電圧Ｖｏの瞬時値と、電流検出器１１の出力信号Ｉｏｆとに基づいて、正弦波状の電圧指令値Ｖｏｒを生成する。電圧指令値Ｖｏｒの移動は、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの対応する相（ここではＵ相）の交流入力電圧Ｖｉの位相に同期している。
【0056】
三角波発生器８２は、商用周波数よりも十分に高い周波数ｆｃの三角波信号Ｃｕ１ａを出力する。三角波発生器８３は、三角波信号Ｃｕ１ｂと同位相で同じ周波数ｆｃの三角波信号Ｃｕ１ｂを出力する。三角波信号Ｃｕ１ａは、正側で変化する信号である。三角波信号Ｃｕ１ｂは、負側で変化する信号である。三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂは「搬送波信号」の一実施例に対応する。搬送波信号は鋸波であってもよい。
【0057】
三角波発生器８２，８３は、後述する発熱分散制御部３４から与えられる周波数指令および参照直流電圧ＶＤＣｒに応じて、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃおよびピーク－ピーク値を調整する。三角波発生器８２，８３は、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂのピーク－ピーク値を、参照直流電圧ＶＤＣｒの１／２の大きさとする。なお、参照直流電圧ＶＤＣｒの１／２は、電圧指令値Ｖｏｒの振幅よりも大きい。
【0058】
これによると、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂのピーク－ピーク値が電圧指令値Ｖｏｒの振幅よりも大きくなるため、インバータ１０によって正弦波状の交流電圧Ｖｏを生成することができる。なお、本明細書では、三角波信号のピーク－ピーク値に対する電圧指令値Ｖｏｒの振幅の比率を「変調率」という。インバータ１０における変調率は、電圧ＶＤＣ／２に対する電圧指令値Ｖｏｒの振幅の比率となる。
【0059】
比較器８４は、電圧指令部８１からの電圧指令値Ｖｏｒと三角波発生器８２からの三角波信号Ｃｕ１ａとの高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ信号φ１を出力する。バッファ８６は、ＰＷＭ信号φ１をゲート駆動回路９０に与える。ＮＯＴ回路８８は、ＰＷＭ信号φ１を反転させ、ＰＷＭ信号φ２を生成してゲート駆動回路９０に与える。
【0060】
比較器８５は、電圧指令部８１からの電圧指令値Ｖｏｒと三角波発生器８３からの三角波信号Ｃｕ１ｂとの高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ信号φ３を出力する。バッファ８７は、ＰＷＭ信号φ３をゲート駆動回路９１に与える。ＮＯＴ回路８９は、ＰＷＭ信号φ３を反転させ、ＰＷＭ信号φ４を生成してゲート駆動回路９１に与える。
【0061】
ゲート駆動回路９０は、ＰＷＭ信号φ１，φ２に基づいて、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２をオンオフさせるためのゲート信号ＶＧ１，ＶＧ２を生成する。ゲート駆動回路９１は、ＰＷＭ信号φ３，φ４に基づいて、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４をオンオフさせるためのゲート信号ＶＧ３，ＶＧ４を生成する。ゲート信号ＶＧ１～ＶＧ４が活性化レベルのＨレベルにされると、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４はそれぞれオンする。ゲート信号ＶＧ１～ＶＧ４が非活性化レベルのＬレベルにされると、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４はそれぞれオフする。
【0062】
【0063】
図５に示すように、電圧指令値Ｖｏｒは、商用周波数の正弦波信号である。三角波信号Ｃｕ１ａの最小値は０Ｖであり、その最大値は電圧指令値Ｖｏｒの正のピーク値よりも高い。三角波信号Ｃｕ１ｂの最大値は０Ｖであり、その最小値は電圧指令値Ｖｏｒの負のピーク値よりも小さい。三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂは同位相の信号であり、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの位相は電圧指令値Ｖｏｒの位相に同期している。三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃは、電圧指令値Ｖｏｒの周波数（商用周波数）よりも高い。三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂのピーク－ピーク値は、参照直流電圧ＶＤＣｒの１／２に等しい。
【0064】
三角波信号Ｃｕ１ａのレベルが電圧指令値Ｖｏｒよりも高い場合には、ＰＷＭ信号φ１はＬレベルになる。逆に、三角波信号Ｃｕ１ａのレベルが電圧指令値Ｖｏｒよりも低い場合には、ＰＷＭ信号φ１はＨレベルになる。ＰＷＭ信号φ１がＨレベルのときにＩＧＢＴＱ１に電流が流れ、ＰＷＭ信号φ１がＬレベルのときにＩＧＢＴＱ１には電流が流れない。
【0065】
図示は省略するが、三角波信号Ｃｕ１ｂのレベルが電圧指令値Ｖｏｒよりも低い場合には、ＰＷＭ信号φ３はＬレベルになる。逆に、三角波信号Ｃｕ１ｂのレベルが電圧指令値Ｖｏｒよりも高い場合には、ＰＷＭ信号φ３はＨレベルになる。ＰＷＭ信号φ３がＨレベルのときにＩＧＢＴＱ３に電流が流れ、ＰＷＭ信号φ３がＬレベルのときにＩＧＢＴＱ３には電流が流れない。ＰＷＭ信号φ４はＰＷＭ信号φ３の反転信号である。
【0066】
電圧指令値Ｖｏｒが正極性である第１の期間では、電圧指令値Ｖｏｒが上昇すると、ＰＷＭ信号φ１のパルス幅は増大する。そのため、三角波信号のピーク－ピーク値が固定である場合には、電圧指令値Ｖｏｒの振幅が大きくなるに従って、すなわち変調率が高くなるに従って、第１の期間に占めるＩＧＢＴＱ１のオン期間の割合が増える一方で、ＩＧＢＴＱ２のオン期間の割合が減少することになる。
【0067】
電圧指令値Ｖｏｒが負極性である第２の期間では、ＰＷＭ信号φ１はＬレベルに固定される。ＰＷＭ信号φ２はＰＷＭ信号φ１の反転信号である。ＰＷＭ信号φ２がＨレベルのときにＩＧＢＴＱ２に電流が流れ、ＰＷＭ信号φ２がＬレベルのときにＩＧＢＴＱ２には電流が流れない。なお、図示は省略するが、第２の期間では、ＰＷＭ信号φ２はＨレベルに維持されるため、ＰＷＭ信号φ４がＨレベルのときにＩＧＢＴＱ２に電流が流れ、ＰＷＭ信号φ４がＬレベルのときにＩＧＢＴＱ２には電流が流れない。
【0068】
ここで、インバータ１０における課題について説明する。図６は、インバータ１０に発生する電力損失のシミュレーション結果を示した図である。図６の横軸は無停電電源装置１の負荷率を示し、図６の縦軸は電力損失を示している。なお、無停電電源装置１の負荷率は、インバータ１０の出力電流（負荷電流）が定格電流になるとき（すなわち、定格負荷）を１００％として、負荷電流の割合を示したものである。
【0069】
図６には、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失と負荷率との関係を示す波形と、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失と負荷率との関係とを示す波形とが示されてている。負荷率の大きさによらず、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失は、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失よりも大きくなっている。負荷率が大きくなるにつれて、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失とＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失の差も増大している。
【0070】
ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の通電時に発生する電力損失である導通損失と、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３のスイッチング動作時に発生する電力損失であるスイッチング損失とを含んでいる。ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失は、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の導通損失と、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４のスイッチング損失とを含んでいる。図７に、各ＩＧＢＴの電力損失における導通損失とスイッチング損失との内訳を示す。
【0071】
図７（Ａ）は、定格負荷におけるＩＧＢＴＱ１，Ｑ３およびＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失の内訳を説明する図である。図７（Ｂ）は、過負荷領域におけるＩＧＢＴＱ１，Ｑ３およびＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失の内訳を説明する図である。なお、図７（Ａ）および図７（Ｂ）では、定格負荷におけるＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の導通損失を１．０と定義している。
【0072】
図７（Ａ）を参照して、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失、およびＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失のいずれにおいても、導通損失がスイッチング損失よりも大きい。なお、ＩＧＢＴの導通損失は、ＩＧＢＴのオン抵抗、コレクタ電流およびオン時間の積に比例する。また、ＩＧＢＴのスイッチング損失は、ＩＧＢＴのコレクタ－エミッタ間電圧の最大値、ＩＧＢＴのコレクタ電流の最大値、ＩＧＢＴのスイッチング時間（ターンオン時間＋ターンオフ時間）およびスイッチング周波数の積に比例する。なお、スイッチング周波数は、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃに等しい。
【0073】
ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の導通損失は、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の導通損失よりも大きい。これは、図５に示したように、第１の期間に占めるＩＧＢＴＱ１のオン時間の割合がＩＧＢＴＱ２のオン時間の割合よりも大きいこと、および、第２の期間に占めるＩＧＢＴＱ３のオン時間の割合がＩＧＢＴＱ４のオン時間の割合よりも大きいことによる。
【0074】
また、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３のスイッチング損失は、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４のスイッチング損失よりも大きい。これは、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３のコレクタ－エミッタ間電圧の最大値がＩＧＢＴＱ２，Ｑ４のコレクタ－エミッタ間電圧の最大値よりも大きいことによる。このようにＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の導通損失およびスイッチング損失の双方がＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の導通損失およびスイッチング損失を上回るため、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失はＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失よりも大きくなる。
【0075】
このようなＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失とＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失との大小関係は、図７（Ｂ）に示す過負荷領域においても見られる。なお、過負荷領域では、負荷電流の増加に伴ってＩＧＢＴのコレクタ電流が増えることにより、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の導通損失、およびＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の導通損失がともに増加している。また、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３のスイッチング損失は、負荷電流の増加によってＩＧＢＴＱ１，Ｑ３のコレクタ電流の最大値が増えることにより増加している。一方、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４のスイッチング損失は負荷電流の増加に対してほとんど変化していない。
【0076】
そして、このような電力損失の大小関係に起因して、インバータ１０においては、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３に発熱が集中することになる。特に過負荷領域では、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４との電力損失の差が大きくなるため、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３における発熱の集中がより一層顕著となる。過熱によるＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の損傷を防ぐためには、熱集中に耐えることができるスイッチング素子の選定、およびＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の熱集中を抑制するための冷却構造の設計が必要となる。
【0077】
その一方で、無停電電源装置１の運用上、通常運転時には定格負荷以下の範囲でインバータ１０が運転され、過負荷運転が行われる時間が通常運転が行われる時間に比べて短い場合には、上述した熱集中への対策は、無停電電源装置１の運用に対して過剰な設計となり得る。その結果、無停電電源装置１を無駄にコストアップおよび大型化させてしまうことが懸念される。
【0078】
上述した課題を解決するために、本実施の形態では、過負荷領域において、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の熱集中を分散させるための発熱分散制御を実行する。図３に戻って、制御装置１８は、発熱分散制御を実行するための構成として、負荷率検出部３２と、発熱分散制御部３４とを有する。
【0079】
負荷率検出部３２は、電流検出器１１から入力される信号Ｉｏｆ、および無停電電源装置１の定格電流に基づいて無停電電源装置１の負荷率Ｒを検出し、検出結果を発熱分散制御部３４に出力する。
【0080】
発熱分散制御部３４は、負荷率検出部３２による負荷率Ｒの検出値に応じて、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃと、参照直流電圧ＶＤＣｒとを設定する。図８は、図７に示した発熱分散制御部３４の動作の一例を説明する図である。図８の横軸は負荷率を示し、図８の縦軸は三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃおよび参照直流電圧ＶＤＣｒを示している。
【0081】
図８に示すように、負荷率が定格負荷以下となる領域では、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃはｆ１に設定され、参照直流電圧ＶＤＣｒはＶＤＣ１に設定される。なお、ＶＤＣ１は、電圧指令値Ｖｏｒの振幅の２倍の電圧よりも大きい。ＶＤＣ１をＶｏｒの振幅の２倍の電圧よりも高くすることで、上述したＰＷＭ制御によってインバータ１０は正弦波の交流電圧Ｖｏを生成することができる。
【0082】
一方、負荷率が定格負荷を超える過負荷領域では、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃは、ｆ１よりも低いｆ２に設定される（ｆ１＞ｆ２）。参照直流電圧ＶＤＣｒは、ＶＤＣ１よりも大きいＶＤＣ２に設定される（ＶＤＣ１＜ＶＤＣ２）。
【0083】
すなわち、図８の例では、発熱分散制御部３４は、過負荷領域では、定格負荷以下の領域に比べて、参照直流電圧ＶＤＣｒを上昇させるとともに、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃを低下させるように構成されている。
【0084】
図３に戻って、発熱分散制御部３４は、参照直流電圧ＶＤＣｒを直流電源制御部４０に出力する。また、発熱分散制御部３４は、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃを示す周波数指令および参照直流電圧ＶＤＣｒをインバータ制御部３０に出力する。
【0085】
直流電源制御部４０は、商用交流電源２１の健全時は、直流ラインＬ１，Ｌ３間の直流電圧ＶＤＣが参照直流電圧ＶＤＣｒになり、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣａがＶＤＣｒ／２になり、かつ直流ラインＬ２，Ｌ３間の直流電圧ＶＤＣｂがＶＤＣｒ／２になるように、コンバータ６を制御する。また、直流電源制御部４０は、バッテリ２３の端子間電圧ＶＢが参照直流電圧ＶＢｒになるように、双方向チョッパ７を制御する。
【0086】
商用交流電源２１の停電時は、直流電源制御部４０は、コンバータ６の運転を停止するとともに、直流ラインＬ１，Ｌ３間の直流電圧ＶＤＣが参照直流電圧ＶＤＣｒになり、かつ、コンデンサ９ａ，９ｂの端子間電圧ＶＤＣａ，ＶＤＣｂの各々がＶＤＣｒ／２になるように双方向チョッパ７を制御する。
【0087】
インバータ制御部３０（図４）において、三角波発生器８２，８３は、発熱分散制御部３４から周波数指令および参照直流電圧ＶＤＣｒを受ける。三角波発生器８２，８３は、これらの入力信号に基づいて三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂを生成する。
【0088】
具体的には、三角波発生器８２は、三角波信号Ｃｕ１ａのピーク－ピーク値を参照直流電圧ＶＤＣｒの１／２の大きさとする。すなわち、三角波信号Ｃｕ１ａの最小値は０Ｖとなり、その最大値はＶＤＣｒ／２となる。さらに、三角波発生器８２は、三角波信号Ｃｕ１ａの周波数ｆｃを周波数指令が示す周波数に等しくする。
【0089】
三角波発生器８３も同様に、三角波信号Ｃｕ１ｂのピーク－ピーク値を参照直流電圧ＶＤＣｒの１／２の大きさとするとともに、三角波信号Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃを周波数指令が示す周波数に等しくする。すなわち、三角波信号Ｃｕ１ｂの最大値は０Ｖとなり、その最小値は－ＶＤＣｒ／２となる。
【0090】
図８の例によると、負荷率が定格負荷以下となる領域では、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂのピーク－ピーク値はＶＤＣ１／２となり、その周波数はｆ１となる。一方、過負荷領域では、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂのピーク－ピーク値はＶＤＣ２／２となり、その周波数はｆ２となる。
【0091】
インバータ制御部３０は、電圧指令部８１からの電圧指令値Ｖｏｒと三角波発生器８２からの三角波信号Ｃｕ１ａとの高低を比較し、比較結果に基づいてＰＷＭ信号φ１，φ２２を生成する。また、インバータ制御部３０は、電圧指令部８１からの電圧指令値Ｖｏｒと三角波発生器８３からの三角波信号Ｃｕ１ｂとの高低を比較し、比較結果に基づいてＰＷＭ信号φ３，φ４を生成する。
【0092】
上述のように参照直流電圧ＶＤＣｒおよび三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃを変化させたことで、インバータ制御部３０により生成されるＰＷＭ信号φ１～φ４にも変化が生じる。
【0093】
図９は、電圧指令値Ｖｏｒ、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂ、ＰＷＭ信号φ１，φ２、およびＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に流れる電流（コレクタ電流）Ｉ１，Ｉ２の波形を示すタイムチャートであって、図５と対比される図である。
【0094】
図９に示すタイムチャートは、図５に示したタイムチャートとは、電圧指令値Ｖｏｒの波形が同じである一方で、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの波形が異なる。図９に示す三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂは、図５に示す三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂに比べて、三角波信号のピーク－ピーク値が大きく、かつ、周波数ｆｃが小さい。以下では、図８の例を適用して、図５に示す三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１のピーク－ピーク値をＶＤＣ１／２とし、その周波数をｆ１とする。また、図９に示す三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１のピーク－ピーク値をＶＤＣ２／２とし、その周波数をｆ２とする。
【0095】
図９では、図５と比較して、電圧指令値Ｖｏｒの振幅が等しい一方で、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂのピーク－ピーク値が大きいため、変調率が低下している。この変調率の低下によって、電圧指令値Ｖｏｒが正極性である第１の期間では、第１の期間に占めるＩＧＢＴＱ１のオン期間の割合が減少する一方で、ＩＧＢＴＱ２のオン期間の割合が増加する。このＩＧＢＴＱ１のオン期間の割合の減少により、第１の期間にＩＧＢＴＱ１に流れる電流量も減少する。その一方で、ＩＧＢＴＱ２のオン期間の割合の増加により、第１の期間にＩＧＢＴＱ２に流れる電流量が増加する。なお、ＩＧＢＴの電流量はＩＧＢＴのコレクタ電流およびオン時間の積に比例する。
【0096】
このように第１の期間にＩＧＢＴＱ１に流れる電流量が減少したことにより、ＩＧＢＴＱ１の導通損失が減少する。一方、第１の期間にＩＧＢＴＱ２に流れる電流量が増加したことにより、ＩＧＢＴＱ２の導通損失が増加する。
【0097】
図示は省略するが、電圧指令値Ｖｏｒが負極性である第２の期間では、第２の期間に占めるＩＧＢＴＱ３のオン期間の割合が減少する一方で、ＩＧＢＴＱ４のオン期間の割合が増加する。ＩＧＢＴＱ３のオン期間の割合の減少により、第２の期間にＩＧＢＴＱ３に流れる電流量も減少する。その一方で、ＩＧＢＴＱ４のオン期間の割合の増加により、第２の期間にＩＧＢＴＱ４に流れる電流量が増加する。第２の期間にＩＧＢＴＱ３に流れる電流量が減少したことにより、ＩＧＢＴＱ３の導通損失が減少する。一方、第２の期間にＩＧＢＴＱ４に流れる電流量が増加したことにより、ＩＧＢＴＱ４の導通損失が増加する。
【0098】
また、図９では、図５と比較して、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃが低いため、第１の期間におけるＩＧＢＴＱ１，Ｑ２のスイッチング回数が減少するとともに、第２の期間におけるＩＧＢＴＱ３，Ｑ４のスイッチング回数が減少する。スイッチング回数の減少は、ＩＧＢＴのスイッチング損失を減少させる。
【0099】
【0100】
図１０において、破線Ｋ１１～Ｋ１４は、図５に示すタイムチャートに基づいたＰＷＭ制御を実行したときの電力損失のシミュレーション結果を示している。詳細には、破線Ｋ１１はＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失と負荷率との関係を示し、破線Ｋ１３はＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失と負荷率との関係を示している。破線Ｋ１２はＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の導通損失と負荷率との関係を示し、破線Ｋ１４はＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の導通損失と負荷率との関係を示している。各負荷率において、破線Ｋ１１が示す電力損失と破線Ｋ１２が示す導通損失との差分はＩＧＢＴＱ１，Ｑ３のスイッチング損失（ＳＷ損失）を示している。破線Ｋ１３が示す電力損失と破線Ｋ１４が示す導通損失との差分はＩＧＢＴＱ２，Ｑ４のスイッチング損失（ＳＷ損失）を示している。
【0101】
実線Ｋ１～Ｋ４は、図９に示すタイムチャートに基づいたＰＷＭ制御を実行したときの電力損失のシミュレーション結果を示している。詳細には、実線Ｋ１はＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失と負荷率との関係を示し、実線Ｋ３はＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失と負荷率との関係を示している。実線Ｋ２はＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の導通損失と負荷率との関係を示し、実線Ｋ４はＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の導通損失と負荷率との関係を示している。各負荷率において、実線Ｋ１が示す電力損失と実線Ｋ２が示す導通損失との差分はＩＧＢＴＱ１，Ｑ３のスイッチング損失（ＳＷ損失）を示している。実線Ｋ３が示す電力損失と実線Ｋ４が示す導通損失との差分はＩＧＢＴＱ２，Ｑ４のスイッチング損失（ＳＷ損失）を示している。
【0102】
なお、図１０は、図８の例を適用して、図５に示す三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１のピーク－ピーク値をＶＤＣ１／２とし、その周波数をｆ１とし、図９に示す三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１のピーク－ピーク値をＶＤＣ２／２とし、その周波数をｆ２としたときのシミュレーション結果である。
【0103】
図１０の破線Ｋ１２と実線Ｋ２とを比較すると、参照直流電圧ＶＤＣｒを大きくして三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂのピーク－ピーク値（＝ＶＤＣｒ／２）を大きくしたことにより、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の導通損失が減少していることが分かる。
【0104】
その一方で、参照直流電圧ＶＤＣｒに従って直流電圧ＶＤＣも大きくなるため、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３のコレクタ－エミッタ間電圧の最大値が大きくなる。ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３のコレクタ－エミッタ間電圧の最大値が大きくなると、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３のスイッチング損失が増加していまう。そこで、参照直流電圧ＶＤＣｒを大きくするに伴って、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃを低下させることにより、直流電圧ＶＤＣの増加によるＩＧＢＴＱ１，Ｑ３のスイッチング損失の増加を抑制している。その結果、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失では、実線Ｋ１の方が破線Ｋ１１よりも電力損失が減少している。
【0105】
また、図１０の破線Ｋ１４と実線Ｋ４とを比較すると、参照直流電圧ＶＤＣｒを大きくして三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂのピーク－ピーク値（＝ＶＤＣｒ／２）を大きくしたことにより、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の導通損失が増加していることが分かる。一方、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃを低下させたことによるＩＧＢＴＱ２，Ｑ４のスイッチング損失への影響が小さい。その結果、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失では、実線Ｋ３の方が破線Ｋ１３よりも電力損失が増加している。
【0106】
図１０によれば、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失の減少量、およびＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失の増加量はいずれも、負荷率が大きくなるほど大きくなる。図１１に、負荷率がＲ１（Ｒ１＞１００％）であるときの各ＩＧＢＴの電力損失における導通損失とスイッチング損失との内訳を示す。
【0107】
図１１（Ａ）は、図５の場合（ｆｃ＝ｆ１，ＶＤＣｒ＝ＶＤ１、図１０の破線Ｋ１１～Ｋ１４に相当）におけるＩＧＢＴＱ１，Ｑ３およびＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失の内訳を説明する図である。図１１（Ｂ）は、図９の場合（ｆｃ＝ｆ２，ＶＤＣｒ＝ＶＤ２、図１０の実線Ｋ１～Ｋ４に相当）におけるＩＧＢＴＱ１，Ｑ３およびＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失の内訳を説明する図である。なお、図１１（Ａ）および図１１（Ｂ）では、定格負荷におけるＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の導通損失を１．０と定義している。
【0108】
図１１（Ａ）ではＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失とＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失との比が２．５：１．４であるのに対して、図１１（Ｂ）ではＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失とＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失との比は２．３：１．５である。これによると、参照直流電圧ＶＤＣｒを大きくするとともに三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃを低下したことによって、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失が増加し、かつＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失が減少し、結果的にＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失とＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失とのアンバランスが小さくなることが分かる。これによると、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の熱集中を分散させることができる。
【0109】
ここで、本実施の形態では、発熱分散制御部３４は、図８で説明したように、過負荷領域において、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃをｆ１からｆ２へ低下させるとともに、参照直流電圧ＶＤＣｒをＶＤＣ１からＶＤＣ２に上昇させるように構成されている。したがって、本実施の形態によれば、過負荷領域におけるＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失とＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失とのアンバランスが小さくなるため、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の熱集中を分散させることが可能となる。
【0110】
なお、図８では、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃおよび参照直流電圧ＶＤＣｒの設定方法として、無停電電源装置１の負荷率が定格負荷を超えたときに、周波数ｆｃをｆ１からｆ２に低下させるとともに、参照直流電圧ＶＤＣｒをＶＤＣ１からＶＤＣ２に上昇させる構成について説明したが、周波数ｆｃおよび参照直流電圧ＶＤＣｒの設定方法はこれに限定されるものではない。
【0111】
例えば、図１２（Ａ）に示すように、無停電電源装置１の負荷率が定格負荷を超えたときには、負荷率の増加に応じて周波数ｆｃを連続的に低下させるとともに、参照直流電圧ＶＤＣｒを連続的に上昇させる構成としてもよい。あるいは、図１２（Ｂ）に示すように、無停電電源装置１の負荷率が定格負荷を超えたときには、負荷率の増加に応じて周波数ｆｃを段階的に低下させるとともに、参照直流電圧ＶＤＣｒを段階的に上昇させる構成としてもよい。
【0112】
また、図８では、無停電電源装置１の負荷率が定格負荷を超えたときに、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂの周波数ｆｃおよび参照直流電圧ＶＤＣｒを切り替える構成としたが、周波数ｆｃおよび参照直流電圧ＶＤＣｒを切り替えるための閾値は、定格負荷に限定されるものではない。
【0113】
なお、過負荷領域における周波数ｆｃおよび参照直流電圧ＶＤＣｒは、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失の増加量がＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失の減少量を超えないように設定することが好ましい。これは、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４の電力損失の増加量がＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の電力損失の減少量を超える場合には、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３の熱集中が分散する一方でＩＧＢＴＱ１～Ｑ４全体の電力損失が増加してしまうことから、冷却構造の改善が必要となるためである。
【0114】
（本実施の形態の変更例）
図１３は、本実施の形態の第１変更例を示す回路ブロック図であって、図３と対比される図である。第１変更例に従うインバータ１０は、図３に示すインバータ１０とは、ＩＧＢＴＱ２とＩＧＢＴＱ４とが逆に接続されている点が異なる。すなわち、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４のエミッタが互いに接続され、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４のコレクタがそれぞれ交流端子１０ａおよび直流ラインＬ２に接続される。第１変更例では、実施の形態１と同じ効果が得られる。
図１３は、本実施の形態の第１変更例を示す回路ブロック図であって、図３と対比される図である。第１変更例に従うインバータ１０は、図３に示すインバータ１０とは、ＩＧＢＴＱ２とＩＧＢＴＱ４とが逆に接続されている点が異なる。すなわち、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４のエミッタが互いに接続され、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４のコレクタがそれぞれ交流端子１０ａおよび直流ラインＬ２に接続される。第１変更例では、実施の形態１と同じ効果が得られる。
【0115】
図１４は、本実施の形態の第２変更例を示す回路ブロック図であって、図３と対比される図である。第２変更例に従うインバータ１０は、図３に示すインバータ１０とは、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４およびダイオードＤ２，Ｄ４の接続関係が異なる。
【0116】
ＩＧＢＴＱ２のコレクタはダイオードＤ４のカソードに接続され、ＩＧＢＴＱ２のエミッタは直流ラインＬ２に接続される。ダイオードＤ４のアノードは交流端子１０ａに接続される。ＩＧＢＴＱ４のコレクタはダイオードＤ２のカソードに接続され、ＩＧＢＴＱ４のエミッタは交流端子１０ａに接続される。ダイオードＤ２のアノードは直流ラインＬ２に接続される。第２変更例では、実施の形態１と同じ効果が得られる。
【0117】
【0118】
図１５に示すように、インバータ１０は、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４と、ダイオードＤ１～Ｄ６とを含む。ＩＧＢＴＱ１（第１のスイッチング素子）のコレクタは直流ラインＬ１に接続され、ＩＧＢＴＱ１のエミッタはＩＧＢＴＱ４（第４のスイッチング素子）のコレクタに接続される。ＩＧＢＴＱ４のエミッタは出力ノード１０ａ（交流端子）に接続される。ＩＧＢＴＱ２（第２のスイッチング素子）のコレクタは出力ノード１０ａに接続され、ＩＧＢＴＱ２のエミッタはＩＧＢＴＱ３（第３のスイッチング素子）のコレクタに接続される。ＩＧＢＴＱ３のエミッタは直流ラインＬ３に接続される。
【0119】
ダイオードＤ１～Ｄ４は、それぞれＩＧＢＴＱ１～Ｑ４に逆並列に接続される。ダイオードＤ５（第５のダイオード）のアノードはＩＧＢＴＱ２のエミッタに接続され、そのカソードは直流ラインＬ２に接続される。ダイオードＤ６（第６のダイオード）のアノードは直流ラインＬ２に接続され、そのカソードはＩＧＢＴＱ４のコレクタに接続される。
【0120】
インバータ１０では、第１の期間には、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４がそれぞれオフ状態およびオン状態にされ、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２が交互にオンされる。第２の期間には、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２がそれぞれオフ状態およびオン状態にされ、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４が交互にオンされる。
【0121】
第１の期間において、ＩＧＢＴＱ１がオンされると、直流ラインＬ１からＩＧＢＴＱ１，Ｑ４を介して出力ノード１０ａに正の直流電圧が出力される。また、ＩＧＢＴＱ２がオンされると、出力ノード１０ａがＩＧＢＴＱ２およびダイオードＤ５を介して直流ラインＬ２に接続されるとともに、直流ラインＬ２がダイオードＤ６およびＩＧＢＴＱ４を介して出力ノード１０ａに接続され、出力ノード１０ａが中性点電圧にされる。したがって、第１の期間には、出力ノード１０ａに正の直流電圧および中性点電圧が交互に出力される。
【0122】
第２の期間において、ＩＧＢＴＱ３がオンされると、出力ノード１０ａがＩＧＢＴＱ２，Ｑ３を介して直流ラインＬ３に接続され、出力ノード１０ａが負の直流電圧にされる。また、ＩＧＢＴＱ４がオンされると、直流ラインＬ２がダイオードＤ６およびＩＧＢＴＱ４を介して出力ノード１０ａに接続されるとともに、出力ノード１０ａがＩＧＢＴＱ２およびダイオードＤ５を介して直流ラインＬ２に接続され、出力ノード１０ａが中性点電圧にされる。したがって、第２の期間には、出力ノード１０ａに負の直流電圧および中性点電圧が交互に出力される。
【0123】
インバータ制御部３０、負荷率検出部３２、発熱分散制御部３４および直流電源制御部４０の各々の構成および動作は、図３のインバータ制御部３０、負荷率検出部３２、発熱分散制御部３４および直流電源制御部４０の各々の構成および動作と同様であるので、その説明は繰り返さない。電圧指令値Ｖｏｒ、三角波信号Ｃｕ１ａ，Ｃｕ１ｂ、ＰＷＭ信号φ１，φ２およびＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２の波形は、図５および図９で示した通りである。したがって、第３変更例では、実施の形態１と同じ効果が得られる。
【0124】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【0125】
１ 無停電電源装置、２，８，１４，１６ 電磁接触器、３，１１ 電流検出器、４，９，９ａ，９ｂ，１３ コンデンサ、５，１２ リアクトル、６ コンバータ、７ 双方向チョッパ、１０ インバータ、１０ａ 出力ノード、１７ 操作部、１８ 制御装置、２１ 商用交流電源、２２ バイパス交流電源、２３ バッテリ、２４ 負荷、３０ インバータ制御部、３２ 負荷率検出部、３４ 発熱分散制御部、４０ 直流電源制御部、８１ 電圧指令部、８２，８３ 三角波発生器、８４，８５ 比較器、８６，８７ バッファ、８８，８９ ＮＯＴ回路、９０，９１ ゲート駆動回路、１０２ ＣＰＵ、１０４ メモリ、１０６ Ｉ／Ｏ装置、１０８ 通信バス、Ｔ１ 交流入力端子、Ｔ２ バイパス入力端子、Ｔ３ バッテリ端子、Ｔ４ 交流出力端子、Ｌ１～Ｌ３ 直流ライン、Ｑ１～Ｑ４ ＩＧＢＴ、Ｄ１～Ｄ６ ダイオード。
【要約】
【課題】マルチレベル回路を有するインバータを備える電力変換装置において、過負荷時における一部のスイッチング素子に対する熱集中を分散させる。
【解決手段】インバータは、直流正母線、直流中性点母線および直流負母線から供給される直流電圧を交流電圧に変換する。電流検出器は、インバータの出力電流を検出する。直流電源制御部は、直流正母線および直流負母線間の直流電圧が参照直流電圧になるように可変直流電源を制御する。インバータ制御部は、直流正母線および直流負母線間の直流電圧に応じたピーク－ピーク値を有する搬送波信号を生成し、搬送波信号と電圧指令値とを比較してゲート信号を生成する。発熱分散制御部は、電流検出器による出力電流の検出値から負荷率を検出し、負荷率が閾値より大きい第１の場合には、負荷率が閾値以下である第２の場合に比べて、参照直流電圧を上昇させるとともに、搬送波信号の周波数を低下させる。
【選択図】図８
【解決手段】インバータは、直流正母線、直流中性点母線および直流負母線から供給される直流電圧を交流電圧に変換する。電流検出器は、インバータの出力電流を検出する。直流電源制御部は、直流正母線および直流負母線間の直流電圧が参照直流電圧になるように可変直流電源を制御する。インバータ制御部は、直流正母線および直流負母線間の直流電圧に応じたピーク－ピーク値を有する搬送波信号を生成し、搬送波信号と電圧指令値とを比較してゲート信号を生成する。発熱分散制御部は、電流検出器による出力電流の検出値から負荷率を検出し、負荷率が閾値より大きい第１の場合には、負荷率が閾値以下である第２の場合に比べて、参照直流電圧を上昇させるとともに、搬送波信号の周波数を低下させる。
【選択図】図８
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】