特許 7558466 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B1)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-09-19

(45)【発行日】2024-09-30

(54)【発明の名称】電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20240920BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 U

【請求項の数】 8

(21)【出願番号】P 2024542090

(86)(22)【出願日】2024-04-03

(86)【国際出願番号】 JP2024013826

【審査請求日】2024-07-12

【早期審査対象出願】

(73)【特許権者】

【識別番号】000006013

【氏名又は名称】三菱電機株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100118762

【弁理士】

【氏名又は名称】高村 順

(72)【発明者】

【氏名】真鍋 宏規

(72)【発明者】

【氏名】谷山 雄紀

(72)【発明者】

【氏名】▲高▼橋 健治

【審査官】安池 一貴

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１３－１８３５７１（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００７－２５２０９４（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００７－３２５４４８（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２００８／１２６５４５（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０２２－０５３４９２（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０２２／１４９２０６（ＷＯ，Ａ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ７／４８

Ｈ０２Ｍ ７／０６

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

少なくとも１つ以上のスイッチ素子を備え、交流電源から印加される第１の交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、
前記コンバータが出力する電圧を平滑するコンデンサと、
前記コンデンサによって平滑された直流電圧を第２の交流電圧に変換し、前記第２の交流電圧をモータに印加して回転駆動させるインバータと、
前記コンバータ及び前記インバータをそれぞれ駆動制御する制御装置を備え、
前記コンバータ及び前記インバータは、前記コンバータに流れるコンバータ電流及び前記インバータに流れるインバータ電流を検出するために、それぞれが少なくとも１つの電流検出部を備え、
前記制御装置は、前記電流検出部によって検出された前記コンバータ電流及び前記インバータ電流の検出値を使用し、前記コンデンサに流れるコンデンサ電流を演算対象として、前記コンバータの動作状態によって演算処理を切り替えて、コンデンサ電流の推定演算を行うコンデンサ電流推定部を備え、
前記コンデンサ電流推定部は、推定した前記コンデンサ電流を周波数分析することで前記コンデンサ電流に含まれる複数の特定周波数成分の電流振幅を演算し、演算した複数の前記特定周波数成分の電流振幅のそれぞれを前記コンデンサの周波数特性に応じて正規化し、正規化した複数の前記特定周波数成分の電流振幅を用いて、推定した前記コンデンサ電流の実効値を演算する
ことを特徴とする電力変換装置。

【請求項2】

前記インバータは、前記制御装置が生成する前記インバータの各相に付与する相電圧指令によってスイッチング制御される複数のスイッチ素子を備え、
前記コンデンサ電流推定部は、前記複数のスイッチ素子に対する前記相電圧指令の大小関係が中間となる相を中間相とするときに、
前記中間相のスイッチ素子のスイッチング状態が切り替わる前の第１のスイッチング状態継続時間と、前記第１のスイッチング状態継続時間に検出されたインバータ電流の検出値との積、及び前記中間相のスイッチ素子のスイッチング状態が切り替わった後の第２のスイッチング状態継続時間と、前記第２のスイッチング状態継続時間に検出されたインバータ電流の検出値との積に基づいて、前記インバータのスイッチング周期ごとに前記インバータ電流の平均値を算出する
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記コンデンサ電流推定部において分析される複数の特定周波数には、Ｎ、Ｍを任意の自然数とするときに、前記交流電源から印加される交流電圧の周波数のＮ倍の周波数、駆動対象である機械装置の回転周波数のＭ倍の周波数、前記Ｎ倍の周波数と前記Ｍ倍の周波数との和である周波数和、及び前記Ｎ倍の周波数と前記Ｍ倍の周波数との差である周波数差のうちの少なくとも１つが含まれる
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記コンデンサ電流推定部において分析される複数の特定周波数には、Ｋ、Ｌを任意の自然数とするときに、前記コンバータのスイッチング周波数のＫ倍の周波数、及び前記インバータのスイッチング周波数のＬ倍の周波数のうちの少なくとも１つが含まれる
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項5】

前記制御装置は、推定した前記コンデンサ電流の推定値が予め設定されたコンデンサ電流の制限値を超えた場合には、アラーム信号を出力するアラーム信号発生部を備えたことを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の電力変換装置。

【請求項6】

前記制御装置は、前記アラーム信号を受信して前記モータの回転速度指令を低下させる速度指令垂下部を備えたことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。

【請求項7】

請求項１から４の何れか１項に記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。

【請求項8】

請求項１から４の何れか１項に記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換し、更に直流電圧を所望の交流電力に変換する電力変換装置では、直流電圧のリプル電圧の変動を低減するために、平滑用のコンデンサが設けられることがある。このコンデンサには、直流電圧のリプル電圧に応じたリプル電流が流れる。

【0003】

平滑用のコンデンサに流れるリプル電流は、コンデンサの自己発熱の原因となる。また、平滑用のコンデンサに過大なリプル電流が流れ続けると、コンデンサが故障し、或いは、コンデンサが寿命劣化に至る。コンデンサのリプル電流を低減する対策として、コンデンサを大容量化することが挙げられる。しかしながら、コンデンサを大容量化すると、装置のコスト上昇を招き、装置重量が増加する。装置のコスト上昇の抑制、及び装置重量の増加の抑制は、用途を問わず、常に電力変換装置に求められる共通の課題である。

【0004】

従来から、コンデンサのリプル電流を低減する種々の制御技術が提案されている。例えば、コンデンサに流出入する電流の脈動を抑制するように、インバータから出力されるモータ電流を適切に制御する技術がある。しかしながら、この種の何れの制御においても、コンデンサのリプル電流を低減する制御が正常に機能しないときには、コンデンサに過大なリプル電流が流れ続けるので、コンデンサの故障又は寿命劣化を回避することが困難になる。従って、電力変換装置の動作中にコンデンサに流れるリプル電流を把握しておくことは重要である。コンデンサに流れるコンデンサ電流を推定する技術を開示した文献には、例えば下記特許文献１がある。この特許文献１には、直流電圧の検出値及びコンデンサ容量値を用いてコンデンサ電流を推定する技術が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【文献】特開２００５－２９５７１２号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

しかしながら、特許文献１の技術において、コンデンサ電流の推定に用いるコンデンサ容量値は、公称値に対して個体差や経時変化による誤差が生じるので、推定されるコンデンサ電流にも誤差が生じてしまうという課題がある。

【0007】

本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、コンデンサ容量値が公称値に対して個体差や経時変化を有する場合であっても、コンデンサ電流を精度よく推定可能な電力変換装置を得ることを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る電力変換装置は、コンバータ、コンデンサ及びインバータ、並びにコンバータ及びインバータをそれぞれ駆動制御する制御装置を備える。コンバータは、少なくとも１つ以上のスイッチ素子を備え、交流電源から印加される第１の交流電圧を直流電圧に変換する。コンデンサは、コンバータが出力する電圧を平滑する。インバータは、コンデンサによって平滑された直流電圧を第２の交流電圧に変換し、変換した第２の交流電圧をモータに印加して回転駆動させる。コンバータ及びインバータは、コンバータに流れるコンバータ電流及びインバータに流れるインバータ電流を検出するために、それぞれが少なくとも１つの電流検出部を備える。制御装置は、コンバータ及びインバータをそれぞれ駆動制御する。また、制御装置は、電流検出部によって検出されたコンバータ電流及びインバータ電流の検出値を使用し、コンデンサに流れるコンデンサ電流を演算対象として、コンバータの動作状態によって演算処理を切り替えて、コンデンサ電流の推定演算を行うコンデンサ電流推定部を備える。

【発明の効果】

【0009】

本開示に係る電力変換装置によれば、コンデンサ容量値が公称値に対して個体差や経時変化を有する場合であっても、コンデンサ電流を精度よく推定することができるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】実施の形態１に係る電力変換装置及びモータ駆動装置の構成例を示す図

【図2】実施の形態１に係る電力変換装置に備えられるコンバータの動作説明に供する図

【図3】実施の形態１のコンバータ制御部及びコンバータの動作説明に供する図

【図4】実施の形態１の制御装置に備えられるインバータ制御部の構成例を示すブロック図

【図5】実施の形態１のインバータの構成例を示す図

【図6】実施の形態１のインバータにおける８つのスイッチングパターンを示す図

【図7】実施の形態１のインバータ及びインバータ制御部の動作説明に供するタイムチャート

【図8】実施の形態１の制御装置に備えられるコンデンサ電流推定部の構成例を示すブロック図

【図9】実施の形態１のコンデンサ電流推定部に備えられる電流実効値演算部の構成例を示すブロック図

【図10】実施の形態２に係る電力変換装置及びモータ駆動装置の構成例を示す図

【図11】実施の形態２に係る電力変換装置に備えられるコンバータの動作説明に供する図

【図12】実施の形態３に係る電力変換装置及びモータ駆動装置の構成例を示す図

【図13】実施の形態３に係る制御装置に備えられるインバータ制御部及びコンデンサ電流推定部の構成例を示すブロック図

【図14】実施の形態３に係るインバータ、インバータ制御部及びコンデンサ電流推定部の動作説明に供するタイムチャート

【図15】実施の形態４に係る電力変換装置及びモータ駆動装置の構成例を示す図

【図16】実施の形態５に係る電力変換装置及びモータ駆動装置の構成例を示す図

【図17】実施の形態６に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器について詳細に説明する。

【0012】

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１及びモータ駆動装置２の構成例を示す図である。電力変換装置１は、商用電源１１０及び圧縮機４００に接続される。電力変換装置１は、商用電源１１０から供給される第１の交流電力を所望の振幅及び位相を有する第２の交流電力に変換し、圧縮機４００に供給する。商用電源１１０は単相であってもよいし、３相であってもよい。本稿では、商用電源１１０が単相の場合について説明する。

【0013】

図１に示す圧縮機４００は、駆動対象である機械装置の一例である。圧縮機４００は、電力変換装置１によって駆動されるモータ４０１と、機械負荷４０２とを備える。モータ４０１は機械負荷４０２を駆動し、機械負荷４０２は機械的な仕事を行う。本稿では、圧縮機４００を一例として説明するが、圧縮機４００以外の機械装置にも適用可能である。実施の形態１に係るモータ駆動装置２は、電力変換装置１と、圧縮機４００に備えられるモータ４０１とによって構成される。

【0014】

圧縮機４００では、冷媒を吸入、圧縮、吐出する際に、周期的な負荷トルクが変化する。モータ４０１の速度が概ね一定であるとき、圧縮機４００における負荷トルクは周期的な脈動波形となる。なお、圧縮機４００において、圧縮機４００が冷媒を圧縮するための機械的構造は特に限定されない。圧縮機４００は、ロータリー圧縮機であってもよいし、レシプロ圧縮機であってもよいし、スクロール圧縮機であってもよいし、スクリュー圧縮機であってもよい。また、圧縮機４００は、これら以外の圧縮機であってもよい。

【0015】

また、電力変換装置１は、図１に示されるように、コンバータ１００と、コンデンサ２００と、インバータ３００と、電流検出部３０１ａ，３０１ｂと、電圧検出部２０１ａ，２０１ｂと、制御装置３とを備える。制御装置３は、電流検出部３０１ａ，３０１ｂ及び電圧検出部２０１ａ，２０１ｂによって検出された検出値のうちの少なくとも１つの検出値に基づいて、コンバータ１００及びインバータ３００をそれぞれ駆動制御する。

【0016】

コンバータ１００は、商用電源１１０とコンデンサ２００との間に接続される。コンバータ１００は、少なくとも１つ以上のスイッチ素子を備え、交流電源である商用電源１１０から印加される第１の交流電圧を直流電圧に変換して出力する電力変換器である。コンバータ１００の出力端には、コンデンサ２００、電圧検出部２０１ｂ、インバータ３００が接続される。

【0017】

交流電源から直流電圧を得る際には、力率改善回路を用いるのが一般的である。力率改善回路は、高調波規格に準拠可能なように交流電流を制御する機能と、出力の直流母線電圧の変動を抑制する機能とを有する。

【0018】

図１に示すコンバータ１００は、簡易スイッチング回路と呼ばれる力率改善回路により構成される。具体的に、コンバータ１００は、商用電源１１０の入力側に設置されたリアクトル１２０と、ダイオード整流器１３０と、２つのダイオード１４０ａ，１４０ｂにスイッチ素子１５０を接続した簡易スイッチングセル１６０とを備える。コンバータ１００における電流及び電圧の検出には、図１のように電流検出部３０１ａ及び電圧検出部２０１ａ，２０１ｂを用いることができる。オープンループ制御を適用する場合、図１のような、電流検出部３０１ａ及び電圧検出部２０１ａ，２０１ｂを使用しなくてもよい。なお、図１では、スイッチ素子１５０をＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）の記号で表しているが、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いてもよく、スイッチ素子１５０はＩＧＢＴには限定されない。また、図１では力率改善回路を用いたコンバータ１００として、簡易スイッチングセル１６０を備えた回路構成を例示しているが、これら以外の回路構成であってもよい。その他の力率改善回路の一例は、後述の実施の形態で説明する。

【0019】

電流検出部３０１ａは、図１に示すようにダイオード整流器１３０の下側の出力端に設置されている。ダイオード整流器１３０の下側の出力端とは、ダイオード整流器１３０によって整流された電力による電流が商用電源１１０に帰還する側である。電流検出部３０１ａは、この部分に流れるコンバータ電流Ｉｃｏｎｖを検出し、検出した電流値を制御装置３に出力する。なお、電流検出部３０１ａの設置位置は図１の位置に限らず、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖを検出又は推定可能な位置であれば、任意の位置に設置してよい。例えば、ダイオード整流器１３０の下側の出力端に設置する代わりに、リアクトル１２０に流れる入力交流電流Ｉａｃを検出する位置に電流検出部３０１ａを設置してもよい。この場合、Ｉｃｏｎｖ＝｜Ｉａｃ｜となる関係を用いると、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖを推定し、制御装置３における制御演算に用いることが可能である。

【0020】

コンデンサ２００は、コンバータ１００が出力する電圧を平滑する平滑用のコンデンサである。コンデンサ２００の例は、電解コンデンサ、フィルムコンデンサなどである。コンデンサ２００は、コンバータ１００によって整流された電力をある程度平滑化できるような容量を有していればよい。

【0021】

インバータ３００は、コンデンサ２００とモータ４０１とに接続される。インバータ３００は、コンデンサ２００によって平滑された直流電圧を内部のスイッチ素子をスイッチングすることで第２の交流電圧に変換し、変換した第２の交流電圧をモータ４０１に印加してモータ４０１を回転駆動させる。第２の交流電圧は、所望の振幅、周波数及び位相を有する交流電圧である。モータ４０１は、第２の交流電圧によって所望の回転速度で回転する。

【0022】

電流検出部３０１ｂは、インバータ３００から帰還するインバータ電流Ｉｉｎｖをインバータ３００の制御周期ごとに少なくとも２回検出し、検出した電流値を制御装置３に出力する。インバータ電流Ｉｉｎｖは、インバータ３００に流出入する電流である。モータ４０１が三相Ｙ結線の場合、インバータ電流Ｉｉｎｖから、モータ４０１に流れる三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを復元する技術が公知であるため、これによりモータ４０１に流れる三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを復元することが可能である。もちろん、インバータ３００から出力される三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを直接検出するように電流検出器を設置して、その検出値を制御装置３に出力してもよい。

【0023】

制御装置３は、電流検出部３０１ａが検出したコンバータ電流Ｉｃｏｎｖの検出値、電流検出部３０１ｂが検出したインバータ電流Ｉｉｎｖの検出値、及び電圧検出部２０１ｂが検出した直流母線電圧Ｖｄｃの検出値を入力として、後述のコンバータ制御部５００、インバータ制御部６００及びコンデンサ電流推定部７００により各制御演算を行って、コンバータ１００及びインバータ３００への各スイッチング信号Ｑ_０，Ｑ_１を出力すると共に、コンデンサ電流Ｉｃを推定するための推定演算を行う。

【0024】

制御装置３は、図示はしないが、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、Ａ／Ｄ（Analog Digital）変換器等の各種インタフェースの電子回路を含んで構成される。また、制御装置３は、ＲＯＭに記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭに展開し、ＣＰＵが各種処理を実行するように構成される。なお、図１では、１つの制御装置３にコンバータ制御部５００、インバータ制御部６００及びコンデンサ電流推定部７００の機能を実現するような構成としているが、個々の機能ごとに個別の制御装置、即ちＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、Ａ／Ｄ変換器等の各種インタフェースの電子回路を含んだ制御装置として構成されていてもよい。

【0025】

冷凍サイクル適用機器における一般的な電力変換装置では、従来から、後述のコンバータ制御部５００及びインバータ制御部６００の機能を実現するため、或いはコンバータ１００及びインバータ３００のスイッチ素子を過電流から保護するため、コンバータ１００及びインバータ３００は、それぞれが少なくとも１つの電流検出部を備えている。従って、コンバータ１００及びインバータ３００に備えられた電流検出部を用いてコンデンサ電流Ｉｃを推定することができれば、コンデンサ２００の部分に新たな電流検出部を追加で設ける必要はない。そこで、実施の形態１に係る電力変換装置１では、電力変換装置１に備えられた電流検出部３０１ａ，３０１ｂにより検出されたコンバータ電流Ｉｃｏｎｖ及びインバータ電流Ｉｉｎｖの検出値に基づいて、コンデンサ２００に流れるコンデンサ電流Ｉｃを推定するコンデンサ電流推定部７００を制御装置３の内部に構成する。なお、コンデンサ電流Ｉｃを電流検出部３０１ａ，３０１ｂの検出値を用いて推定する手法は、従来の電圧検出値から推定する手法と比較して、微分演算による誤差、又はコンデンサ容量値のばらつきによる誤差などが生じないというメリットがある。

【0026】

次に、実施の形態１に係る制御装置３に構成されるコンバータ制御部５００、インバータ制御部６００及びコンデンサ電流推定部７００の各部において行われる制御演算について詳細に説明する。

【0027】

コンバータ制御部５００は、少なくとも交流電圧Ｖａｃの検出値又はその同期信号を参照してコンバータ１００のスイッチ素子１５０のＯＮ／ＯＦＦ指令値であるスイッチング信号Ｑ_０を出力する。コンバータ制御部５００の演算手法としては、図１に示すように、直流母線電圧Ｖｄｃ、及びコンバータ電流Ｉｃｏｎｖの検出値を入力して、直流母線電圧Ｖｄｃ、及びコンバータ電流Ｉｃｏｎｖが所望の値となるようにフィードバック制御により、スイッチング信号Ｑ_０を決定する手法である。フィードバック制御の手法としては、ＰＩＤ（Proportional Integral Differential）制御が代表的である。或いは、電圧検出値及び電流検出値を用いず、予め制御装置３に記憶されたスイッチングパターンを参照してオープンループ制御によりスイッチング信号Ｑ_０を決定する制御手法も公知であり、この公知の手法を用いてもよい。また、スイッチング信号Ｑ_０のスイッチング方式は、高周波でスイッチングする方式が用いられてもよいし、簡易スイッチング方式と呼ばれるスイッチング方式が用いられてもよい。簡易スイッチング方式は部分スイッチング方式とも呼ばれ、コンバータ１００のスイッチ素子１５０に対し、交流電源半周期に１回又は数回のみのスイッチング制御が行われる。

【0028】

次に、コンバータ制御部５００及びコンバータ１００の動作について幾つかの図面を参照して説明する。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１に備えられるコンバータ１００の動作説明に供する図である。

【0029】

コンバータ１００に備えられるスイッチ素子１５０に対するスイッチング制御、即ち、スイッチ素子１５０に対するオンオフ（以下「ＯＮ／ＯＦＦ」と表記）制御により、商用電源１１０から供給される電力により流れる電流の経路は、図２のように切り替わる。具体的に、スイッチ素子１５０がＯＦＦに制御される場合、商用電源１１０から流れる入力交流電流Ｉａｃは、図示の太破線で示されるように、リアクトル１２０を介して、ダイオード整流器１３０により整流され、コンデンサ２００に流れる充電電流となる。このとき、簡易スイッチングセル１６０には電流は流れない。スイッチ素子１５０がＯＮに制御される場合、図示の太実線で示されるように、簡易スイッチングセル１６０を通る経路によって短絡電流が流れ、ダイオード整流器１３０を介してリアクトル１２０に磁気エネルギーが蓄えられる。このとき、商用電源１１０の電力によるコンデンサ２００への充電は行われない。スイッチ素子１５０に対するスイッチング制御により、スイッチ素子１５０がＯＮからＯＦＦに切り替わると同時に、リアクトル１２０に蓄えられた磁気エネルギーがダイオード整流器１３０を介して、コンデンサ２００に転送される。実施の形態１の力率改善回路を備えたコンバータ１００では、これらの一連の動作により、スイッチング制御を行わない場合、即ち、スイッチ素子１５０が常にＯＦＦである場合よりも入力交流電流Ｉａｃの通電角を広げることができるので、力率をある程度まで改善することができる。なお、スイッチ素子１５０に対するＯＮ／ＯＦＦ制御に関わらず、インバータ３００へは、コンデンサ２００の放電による電流が流れる。

【0030】

図３は、実施の形態１のコンバータ制御部５００及びコンバータ１００の動作説明に供する図である。図３の左側には、「（ａ）簡易スイッチング方式」でコンバータ制御部５００及びコンバータ１００を動作させたときの商用電源１１０の交流電圧Ｖａｃ、入力交流電流Ｉａｃ及びスイッチング信号Ｑ_０の波形が示されている。また、図３の右側には、「（ｂ）高周波スイッチング方式」でコンバータ制御部５００及びコンバータ１００を動作させたときの交流電圧Ｖａｃ、入力交流電流Ｉａｃ及びスイッチング信号Ｑ_０の波形が示されている。図３（ａ）及び図３（ｂ）の各下側には、“Ｈｉｇｈ”レベルが“ＯＮ”、“Ｌｏｗ”レベルが“ＯＦＦ”であるスイッチング信号Ｑ_０が一例として示されている。

【0031】

簡易スイッチング方式で、オープンループ制御にて、スイッチ素子１５０が電源半周期に１回から複数回ＯＮ／ＯＦＦ制御される。これにより、図３（ａ）に示すような入力交流電流Ｉａｃが流れる。図３では、スイッチ素子１５０に対して、電源半周期に１回のみのスイッチング制御が行われる場合を示したが、スイッチング制御の回数は何回でもよい。簡易スイッチング方式は、高周波スイッチング方式に対して、力率改善機能は劣るが、スイッチング回数が少ないため、スイッチ素子１５０のスイッチング損失を低く抑えることができる。なお、簡易スイッチング方式では、短絡開始時間Ｔｄｌ、短絡時間Ｔｏｎ及びスイッチング回数Ｎｓｗを制御することで、リアクトル１２０に蓄積するエネルギーを制御できる。短絡開始時間Ｔｄｌは、交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点からスイッチ素子１５０を最初にＯＮにするまでの時間である。短絡時間Ｔｏｎは、スイッチ素子１５０のＯＮを継続させている時間である。スイッチング回数Ｎｓｗは、スイッチ素子１５０をＯＮ／ＯＦＦ制御する電源半周期当たりの回数である。直流母線電圧Ｖｄｃは、スイッチ素子１５０に対してスイッチング制御を行わない場合に比べて、より高い任意の電圧値まで無段階で昇圧することができる。

【0032】

高周波スイッチング方式は、直流母線電圧Ｖｄｃ及び入力電流Ｉｉｎをフィードバック制御する方式である。入力電流Ｉｉｎは、コンバータ１００からコンデンサ２００及びインバータ３００に向けて流れる電流である。高周波スイッチング方式では、図３（ｂ）に示されるように、簡易スイッチング方式でのスイッチング周波数を数ｋＨｚ以上として、直流母線電圧Ｖｄｃが所望の値となるように、また、入力交流電流Ｉａｃが交流電圧Ｖａｃに同期する正弦波に近づくようにスイッチ素子１５０のＯＮ／ＯＦＦ時間が制御される。また、高周波スイッチング方式では、図３（ｂ）に示されるように、入力交流電流Ｉａｃの波形を交流電圧Ｖａｃに同期した正弦波に近づけることが可能となるため、力率をほぼ１まで改善できる。また、高周波スイッチング方式は、簡易スイッチング方式よりも昇圧能力が高い。従って、高周波スイッチング方式での直流母線電圧Ｖｄｃは、スイッチ素子１５０に対してスイッチング制御を行わない場合に比べて、より高い任意の電圧値まで無段階で昇圧することができる。

【0033】

なお、実施の形態１のコンバータ制御部５００における制御方式は上記で説明した簡易スイッチング方式及び高周波スイッチング方式には限定されず、公知である各種の制御方式が用いられてもよい。

【0034】

図４は、実施の形態１の制御装置３に備えられるインバータ制御部６００の構成例を示すブロック図である。インバータ制御部６００は、速度制御部６０１と、ｄ軸電流指令決定部６０２と、電流復元部６０３と、電流制御部６０４と、位置推定部６０５と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号生成器６０６とを備えて構成される。以下、インバータ制御部６００の動作について説明する。なお、ここでは、モータ４０１の回転子位置に同期したｄｑ回転座標上で制御を行う場合について説明するが、ｄｑ回転座標は一例であって、他の座標系で制御を行ってもよい。また、ｄｑ回転座標上で制御を行うためには、モータ４０１の回転子位置の情報が必要となるが、モータ４０１の回転子位置は不図示の位置センサで検出してもよい。或いは、位置推定部６０５において、インバータ３００の出力電圧、及びモータ４０１に流れる電流を用いて速度起電力を演算し、演算した速度起電力を用いて回転子位置を推定してもよい。

【0035】

速度制御部６０１は、位置推定部６０５が推定した推定速度ωｅｓｔと速度指令ω＊とが一致するように速度制御を行うことで生成したｑ軸電流指令Ｉｑ＊を出力する。速度制御の手法としては、ＰＩＤ制御が有名である。

【0036】

ｄ軸電流指令決定部６０２は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を決定して電流制御部６０４に出力する。図示はしていないが、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊の決定には、三相電圧指令Ｖｕｖｗ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊、速度指令ω＊などを参照することで行う。ｄ軸電流指令Ｉｄ＊の決定手法としては、モータ駆動装置２が最大効率駆動を達成するように決定する手法、モータ４０１の電圧飽和を抑制するように弱め磁束制御により決定する手法などが一般的である。

【0037】

電流復元部６０３は、インバータ３００の制御周期ごとに少なくとも２回検出したインバータ電流Ｉｉｎｖの検出値を使用して、モータ４０１の三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの復元値である三相電流復元値Ｉｕｖｗを演算する。電流復元部６０３の動作については、更に幾つかの図面を参照して説明する。なお、以下の説明では、コンデンサ２００とインバータ３００との間のインバータ電流Ｉｉｎｖが流れる部位を「直流母線部」と呼ぶ。

【0038】

図５は、実施の形態１のインバータ３００の構成例を示す図である。図５において、インバータ３００は、６つのスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを備えている。本稿では、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐを、適宜「上アームスイッチ素子」又は、単に「上アーム」と呼び、スイッチ素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを、適宜「下アームスイッチ素子」又は、単に「下アーム」と呼ぶ。

【0039】

前述したように、電流復元部６０３は、インバータ電流Ｉｉｎｖの検出値を使用して三相電流復元値Ｉｕｖｗを演算するが、その際、インバータ３００の６つのスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎのスイッチング状態に関する情報を使用する。

【0040】

図６は、実施の形態１のインバータ３００における８つのスイッチングパターンを示す図である。スイッチングパターンは、インバータ３００におけるスイッチング状態のパターンである。インバータ３００の６つのスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、インバータ制御部６００によって、組合せの異なるＯＮ／ＯＦＦ制御のスイッチングパターンでスイッチング制御される。これらのスイッチングパターンは、図６に示すような（ａ）～（ｈ）の８つのスイッチングパターンに場合分けできる。このときの、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、インバータ電流Ｉｉｎｖとの関係は、図６中の（ａ）～（ｈ）にそれぞれに示した通りとなる。

【0041】

まず、「（ａ）上アーム全てＯＦＦ」、及び「（ｈ）上アーム全てＯＮ」について着目する。これらの何れの場合も、直流母線部からの電力供給は行われず、モータ４０１に流れる三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、モータ４０１及びインバータ３００の上アーム又は下アーム中を還流する。従って、直流母線部には電流が流れず、Ｉｉｎｖ＝０となる。

【0042】

次に、「（ｂ）Ｕ相のみ上アームＯＮ」に着目する。この場合、直流母線部から供給される電力は、Ｕ相上アームを介してモータ４０１に供給され、Ｖ相下アーム及びＷ相下アームを介して直流母線部に帰還する。従って、Ｉｉｎｖ＝－Ｉｖ－Ｉｗとなり、キルヒホッフの法則であるＩｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係から、Ｉｉｎｖ＝Ｉｕとなる。

【0043】

その他の（ｃ）～（ｇ）のスイッチングパターンの場合についても、（ｂ）と同様に、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとインバータ電流Ｉｉｎｖとの関係を導出することができる。電流復元部６０３は、図６に示す三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、インバータ電流Ｉｉｎｖとの関係を用いることで、インバータ電流Ｉｉｎｖから三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを復元する。

【0044】

図６では、インバータ電流Ｉｉｎｖから三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを復元可能であることを示した。その一方で、インバータ電流Ｉｉｎｖの１回の検出値から復元できる電流値は、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れか１つのみである。インバータ制御部６００の制御を実現するためには、制御周期ごとに三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの全ての値が必要である。１相分はキルヒホッフの法則から演算するとしても、少なくとも残りの２相分の電流を検出する必要がある。即ち、インバータ制御部６００の制御を実現するためには、インバータ電流Ｉｉｎｖをインバータ制御部６００の制御周期ごとに少なくとも２回検出する必要がある。また、インバータ３００のスイッチング状態が「（ａ）上アーム全てＯＦＦ」のとき、及び「（ｈ）上アーム全てＯＮ」のときには、電流検出ができない。そのため、スイッチング状態が（ｂ）～（ｇ）の何れかの場合に少なくとも２回電流検出を行い、且つそのときに検出できる電流が異なる相電流でなければならない。

【0045】

図７は、実施の形態１に係るインバータ３００及びインバータ制御部６００の動作説明に供するタイムチャートである。図７には、インバータ３００の各相に付与する相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、インバータ３００の上アームのスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐに付与するスイッチング信号、インバータ電流Ｉｉｎｖ、インバータ電流Ｉｉｎｖの検出のタイミングなどが示されている。

【0046】

図７では、各相の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊における大小関係が、Ｖｕ＊＞Ｖｖ＊＞Ｖｗ＊である場合を一例として示している。上アームスイッチ素子の各スイッチング信号は、各々の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対する三角波比較ＰＭＷにより決定され、図７の２段目～４段目に示す通りとなる。その結果、インバータ３００のスイッチングパターンは、最下段に示す通りとなる。

【0047】

図７におけるインバータ電流Ｉｉｎｖの波形には、黒丸の点が示されているが、この点は、インバータ電流Ｉｉｎｖを検出するタイミングを示している。図７に示される通り、キャリア周期中のスイッチングパターンが（ｂ）及び（ｃ）のそれぞれでインバータ電流Ｉｉｎｖを検出することにより、Ｕ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗの検出が可能となる。また、Ｕ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗを検出できれば、キルヒホッフの法則により、Ｖ相電流Ｉｖの検出も可能となる。

【0048】

図７を更に着目すると、インバータ電流Ｉｉｎｖを検出するスイッチングパターンの（ｂ）及び（ｃ）における検出タイミングは、キャリア波が単調減少している期間に含まれている。即ち、図７の例では、キャリア波が単調減少している間のキャリア半周期中に含まれるスイッチングパターンが（ｂ）及び（ｃ）のときにそれぞれ１回ずつインバータ電流Ｉｉｎｖが検出されている。これにより、インバータ電流Ｉｉｎｖの検出値に基づいて、インバータ制御部６００の制御周期ごとに三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの全てを復元することが可能となる。

【0049】

なお、図７において、スイッチングパターンが（ｂ）及び（ｃ）のときとは、３段目のＶ相のスイッチ素子Ｓｖｐの波形から理解できるように、Ｖ相のスイッチ素子Ｓｖｐのスイッチング状態が切り替わる前後のときと言い替えることができる。従って、インバータ電流Ｉｉｎｖの検出タイミングについては、スイッチ素子Ｓｖｐのスイッチング状態が切り替わる前後にそれぞれ１回ずつ検出を行えばよいと言い替えられる。ここで、図７は、各相の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊間の関係が、Ｖｕ＊＞Ｖｖ＊＞Ｖｗ＊である場合であり、相電圧指令Ｖｖ＊は、各相の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を大小順に並べたときの中間となる中間相である。従って、インバータ電流Ｉｉｎｖの検出は、中間相の上アームスイッチ素子のスイッチング状態が切り替わる前後にそれぞれ１回ずつ行えばよいと一般化できる。

【0050】

ここまでの説明の通り、電流復元部６０３では、キャリア波が単調減少するキャリア下り半周期ごとに、インバータ電流Ｉｉｎｖを中間相のスイッチング状態が切り替わる前後にそれぞれ１回ずつ検出することで、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうちの２相分の電流値を復元する。そして、残りの１相分の電流値は、キルヒホッフの法則にて算出することでインバータ電流Ｉｉｎｖの検出値から三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを復元する。なお、ここで示した例はあくまで一例であり、キャリア周期ごとに３回以上検出した値を用いてもよい。例えば、図７では、キャリア下り半周期ごとに２回検出としたが、キャリア下り半周期とキャリア上り半周期とのそれぞれで２回検出して、各半周期での検出値の平均値を用いてもよい。また、スイッチングパターンが（ｂ）～（ｇ）の何れかのときに、それぞれ複数回の電流検出を行い、それらの平均値を用いて電流復元を行ってもよい。これらの場合、演算量は増えるものの、１キャリア周期中の相電流の変化分をある程度平均化して、電流復元することができる。

【0051】

電流制御部６０４は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊、三相電流復元値Ｉｕｖｗ、推定位置θｅｓｔに基づいて電流制御を行い、三相電圧指令Ｖｕｖｗ＊を出力する。電流制御の手法としては、速度制御と同様にＰＩＤ制御が有名である。

【0052】

位置推定部６０５は、三相電圧指令Ｖｕｖｗ＊と、三相電流復元値Ｉｕｖｗとに基づいて速度起電力を演算し、演算した速度起電力に基づいて回転子位置及び速度を推定する。モータ４０１の位置センサレス制御については様々な手法が提案されているが、例えば適応オブザーバを用いたセンサレスベクトル制御が公知である。

【0053】

ＰＷＭ信号生成器６０６は、三相電圧指令Ｖｕｖｗ＊及び直流母線電圧Ｖｄｃに基づいてＰＷＭ信号を生成する。生成されたＰＷＭ信号は、インバータ３００へのスイッチング信号Ｑ_１としてインバータ３００に出力される。ＰＷＭ信号の生成手法としては、キャリア比較変調が有名であるが、他の方式を使用しても構わない。

【0054】

以上の説明のように、インバータ制御部６００は、インバータ３００へのスイッチング信号Ｑ_１としてＰＷＭ信号を出力し、インバータ３００は、ＰＷＭ信号の通りにスイッチング動作する。これにより、モータ４０１は、所望の速度指令ω＊と一致するように動作することが可能となる。

【0055】

図８は、実施の形態１の制御装置３に備えられるコンデンサ電流推定部７００の構成例を示すブロック図である。コンデンサ電流推定部７００は、推定電流演算部７１０と、電流実効値演算部７２０とを備えて構成される。

【0056】

推定電流演算部７１０は、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖの検出値、インバータ電流Ｉｉｎｖの検出値、及びコンバータのスイッチング信号Ｑ_０に基づいて、推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔを演算する。

【0057】

図１に示す電力変換装置１の回路構成において、コンデンサ２００に流れるコンデンサ電流Ｉｃは、キルヒホッフの法則により、Ｉｃ＝Ｉｉｎ－Ｉｉｎｖの関係を満たす。従って、インバータ電流Ｉｉｎｖの他に、入力電流Ｉｉｎを検出すれば、コンデンサ２００が接続される電気配線の部位に電流検出部を設置することなく、コンデンサ電流Ｉｃを推定することが可能である。ここで、図２で示した、コンバータ１００のスイッチ素子１５０がＯＦＦのときの電流経路と、ＯＮのときの電流経路とを参照する。コンバータ１００のスイッチ素子１５０がＯＮのときは、入力電流Ｉｉｎが０となる。この場合、コンデンサ２００に流れるコンデンサ電流Ｉｃは、Ｉｃ＝－Ｉｉｎｖとなる。また、コンバータ１００のスイッチ素子１５０がＯＦＦのとき、入力電流Ｉｉｎはコンバータ電流Ｉｃｏｎｖと一致するので、コンデンサ２００に流れるコンデンサ電流Ｉｃは、Ｉｃ＝Ｉｃｏｎｖ－Ｉｉｎｖとなる。

【0058】

推定電流演算部７１０は、以上の関係を考慮して、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖの検出値、インバータ電流Ｉｉｎｖの検出値、及びコンバータ１００のスイッチング信号Ｑ_０に基づき、以下の（１）式に従って、推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔを演算する。

【0059】

【数1】

【0060】

少なくとも実施の形態１で想定する電力変換装置１において、コンバータ１００及びインバータ３００のそれぞれに設置された電流検出部３０１ａ，３０１ｂの検出値を使用し、且つコンバータ１００のスイッチ素子１５０のスイッチング状態によって、演算式を切り替えてコンデンサ電流Ｉｃの推定値である、推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔを演算するという手法は、発明者らの知る限り、他の文献では言及されていない新しい手法と考える。

【0061】

以上の説明の通り、実施の形態１による新手法では、推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔを演算することでコンデンサ２００を接続する電気配線の部位に、追加で新たな電流検出部を設置せずに、コンデンサ電流Ｉｃを推定することが可能である。また、実施の形態１による新手法では、（１）式の通り、電流検出部３０１ａ，３０１ｂによって検出された検出値を直接使用するため、従来技術による直流母線電圧Ｖｄｃ及びコンデンサ容量値を参照して推定する手法に対して、微分演算及びコンデンサ容量値の誤差による影響がないという利点がある。

【0062】

電流実効値演算部７２０は、推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔを入力として推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔの実効値を演算する。ここで、推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔの実効値とは、推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔを、コンデンサ２００のリプル電流に起因する温度上昇の周波数特性に応じた、基準となる周波数で正規化した電流実効値である。

【0063】

商用電源１１０から電力供給が開始されてから十分時間が経過し、モータ４０１が一定負荷、一定速度で運転している定常状態では、コンデンサ電流Ｉｃは、コンデンサ電流Ｉｃの平均値である直流成分が０の交流電流となる。従って、コンデンサ電流Ｉｃの大小は、コンデンサ電流Ｉｃのピーク値又は実効値により判別することとなる。

【0064】

コンデンサ２００に電流が流れることにより、コンデンサ２００は、コンデンサ２００の内部抵抗の影響で発熱する。コンデンサ２００の内部抵抗は周波数特性を有するので、低周波である程、内部抵抗が大きくなる。このため、コンデンサ電流Ｉｃが低周波である程、コンデンサ２００の温度上昇は大きくなる。ここで、コンデンサ電流Ｉｃの交流成分には、商用電源１１０の周波数に同期した交流成分と、機械負荷４０２の消費電力の変動に同期した交流成分など、複数の交流成分が含まれる。そのため、コンデンサ電流Ｉｃの大小を判別するには、ピーク値により判別するよりも、実効値により判別することが望ましい。更に、コンデンサ２００の温度上昇への影響度の大小を判別するには、コンデンサ２００の内部抵抗の周波数特性に応じた、基準となる周波数で正規化した電流実効値を算出することが望ましい。

【0065】

以上の内容を踏まえ、電流実効値演算部７２０は、推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔを入力として周波数分析を行い、推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔに含まれる各周波数成分の振幅値を演算する。周波数分析手法としては、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform：ＦＦＴ）が有名であるが、ＦＦＴ以外の周波数分析手法を用いてもよい。電流実効値演算部７２０は、周波数分析を行った後、各周波数成分の振幅値Ｉｃ_ｆ_０，Ｉｃ_ｆ_１，Ｉｃ_ｆ_２，…，Ｉｃ_ｆ_Ｎ及び周波数補正係数Ｋ（ｆ_０），Ｋ（ｆ_１），Ｋ（ｆ_２），…，Ｋ（ｆ_Ｎ）を使用し、以下の（２）式に従って、周波数補正後の推定コンデンサ電流実効値Ｉｃ_ｅｓｔ_ｒｍｓを演算する。

【0066】

【数2】

【0067】

上記（２）式において、周波数補正係数Ｋ（ｆ_０），Ｋ（ｆ_１），Ｋ（ｆ_２），…，Ｋ（ｆ_Ｎ）は、周波数ｆに対する関数として定義されていてもよい。或いは、予めテーブルデータとして制御装置３に記憶しておき、記憶された周波数補正係数Ｋ（ｆ_０），Ｋ（ｆ_１），Ｋ（ｆ_２），…，Ｋ（ｆ_Ｎ）を電流実効値演算部７２０が参照する処理としてもよい。

【0068】

なお、上記（２）式において、各周波数成分の合算により推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔの実効値を算出する際には、周波数分析により得た全ての周波数成分の振幅値Ｉｃ_ｆ_０，Ｉｃ_ｆ_１，Ｉｃ_ｆ_２，…，Ｉｃ_ｆ_Ｎ及び周波数補正係数Ｋ（ｆ_０），Ｋ（ｆ_１），Ｋ（ｆ_２），…，Ｋ（ｆ_Ｎ）を使用して実効値を算出する必要はなく、振幅値Ｉｃ_ｆ_０，Ｉｃ_ｆ_１，Ｉｃ_ｆ_２，…，Ｉｃ_ｆ_Ｎのうちで値が大きい特定の周波数成分のみを使用して合算してもよい。また、前述した周波数分析についても、全ての周波数成分の振幅値Ｉｃ_ｆ_０，Ｉｃ_ｆ_１，Ｉｃ_ｆ_２，…，Ｉｃ_ｆ_Ｎを演算する必要はなく、特定の周波数成分の振幅値のみを演算してもよい。これらの点に着意すれば、少ない演算負荷で推定コンデンサ電流実効値Ｉｃ_ｅｓｔ_ｒｍｓを演算することが可能となる。特定の周波数成分の振幅値を演算する手法としては、フーリエ級数展開による演算が有名である。

【0069】

また、上述したように、コンデンサ電流Ｉｃの交流成分には、商用電源１１０の周波数に同期した交流成分、圧縮機４００の消費電力の変動に同期した交流成分など、種々の交流成分が含まれる。ここで、ダイオード整流器１３０に印加される交流電圧Ｖａｃは、ダイオード整流器１３０を介して全波整流される。その結果、商用電源１１０の周波数に同期した交流成分としては、商用電源１１０から印加される交流電圧Ｖａｃの周波数の２倍成分及びその高調波成分の電流振幅値が大きくなる。このため、電流実効値演算部７２０が特定の周波数成分の振幅値を演算する際には、推定電流演算部７１０は、コンデンサ電流Ｉｃに含まれる、交流電圧Ｖａｃの周波数の整数倍成分の振幅値を演算する。このようにすれば、電流実効値演算部７２０は、コンデンサ電流Ｉｃに含まれる、交流電圧Ｖａｃの周波数に同期した交流成分の実効値を演算することができる。

【0070】

次に、圧縮機４００の消費電力の変動に同期した交流成分の例について説明する。前述したように、圧縮機４００では、冷媒を吸入、圧縮、吐出する際に周期的な負荷トルク脈動が発生する。この負荷トルク脈動は、一般的に、圧縮機４００の回転速度に同期した負荷トルク脈動である。モータ４０１が発生するトルクが一定トルクである場合、負荷トルク脈動により、圧縮機４００の回転速度に速度脈動が生じる。

【0071】

従来技術では、この種の速度脈動を抑制するため、モータトルクを負荷トルク脈動に同期して脈動させる脈動抑制制御が行われている。この脈動抑制制御では、モータトルクを脈動させるため、コンデンサ２００から見た直流負荷であるインバータ３００及びモータ４０１においては、それぞれに流れる電流であるインバータ電流Ｉｉｎｖ及びモータ電流が負荷トルク脈動に同期して変動する。また、コンデンサ電流Ｉｃにも、負荷トルク脈動に同期した電流脈動が発生し、その周波数成分の電流振幅が大きくなることが予想される。従って、電流実効値演算部７２０は、特定の周波数成分の振幅値として、負荷トルク脈動に同期した成分、即ち、モータ４０１の回転速度の整数倍の周波数成分の振幅値を演算することが望ましい。このようにすれば、電流実効値演算部７２０において、コンデンサ電流Ｉｃに含まれ得る、インバータ３００及びモータ４０１に流れる電流の変動に同期した交流成分の実効値を演算することができる。

【0072】

また、商用電源１１０の周波数に同期した交流成分と、圧縮機４００の消費電力の変動に同期した交流成分との干渉により、コンデンサ電流Ｉｃにはそれぞれの周波数成分の和成分及び差成分によるリプル電流が発生する場合がある。この場合の具体例として、例えば、商用電源１１０の周波数が５０Ｈｚであり、圧縮機４００が３０回転／秒の速度で回転している場合を考える。このとき、コンデンサ電流Ｉｃには、商用電源１１０の周波数の２倍成分と回転速度の周波数との和成分による１３０Ｈｚ（＝１００Ｈｚ＋３０Ｈｚ）のリプル電流と、商用電源１１０の周波数の２倍成分と回転速度の周波数との差成分による７０Ｈｚ（＝１００Ｈｚ－３０Ｈｚ）のリプル電流とが発生することが予想される。従って、電流実効値演算部７２０は、特定の周波数成分の振幅値を演算する際は、これらの周波数成分を含めて演算することが望ましい。このようにすれば、電流実効値演算部７２０において、コンデンサ電流Ｉｃに含まれ得る、商用電源１１０の周波数の２倍成分と回転速度の周波数成分との和成分及び差成分に同期した交流成分の実効値を演算することができる。なお、ここでは、商用電源１１０の周波数の２倍成分と回転速度の周波数成分との和成分及び差成分を例として挙げたが、これらの自然数倍成分同士を組み合わせた周波数成分を更に対象としてもよい。

【0073】

また、コンデンサ電流Ｉｃには、上記で示した周波数成分以外にもコンバータ１００のスイッチング周波数に同期した周波数成分のリプル電流、及びインバータ３００のスイッチング周波数に同期した周波数成分のリプル電流も発生することが予想される。従って、電流実効値演算部７２０は、特定の周波数成分の振幅値を演算する際は、これらの周波数成分を含めて演算することが望ましい。また、演算処理に余裕があれば、これらの周波数の自然数倍成分同士を組み合わせた周波数成分を更に含めて演算してもよい。このようにすれば、電流実効値演算部７２０において、コンデンサ電流Ｉｃに含まれ得る、コンバータ１００のスイッチング周波数及びインバータ３００のスイッチング周波数に同期した周波数成分の実効値を演算することができる。

【0074】

図９は、実施の形態１のコンデンサ電流推定部７００に備えられる電流実効値演算部７２０の構成例を示すブロック図である。電流実効値演算部７２０はフーリエ級数展開演算部７２１ａ～７２１ｈと、周波数成分合算部７２２とを備えて構成される。

【0075】

フーリエ級数展開演算部７２１ａ～７２１ｈは、推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔを入力して、フーリエ級数展開の演算により、それぞれが推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔに含まれる特定周波数成分の振幅値を演算する。図６のフーリエ級数展開演算部７２１ａ，７２１ｂは、特定周波数成分として、商用電源１１０の周波数の２倍成分の振幅値Ｉｃ_２ｆａｃ及び４倍成分の振幅値Ｉｃ_４ｆａｃをそれぞれ演算して出力する。また、フーリエ級数展開演算部７２１ｃ，７２１ｄは、特定周波数成分として、モータ４０１の回転速度の１倍成分の振幅値Ｉｃ_ｆω及び２倍成分の振幅値Ｉｃ_２ｆωをそれぞれ演算して出力する。また、フーリエ級数展開演算部７２１ｅ，７２１ｆは、特定周波数成分として、商用電源１１０の周波数の２倍成分とモータ４０１の回転速度の１倍成分との周波数和成分の振幅値Ｉｃ_２ｆａｃ＋ｆω及び周波数差成分の振幅値Ｉｃ_２ｆａｃ－ｆωをそれぞれ演算して出力する。更に、フーリエ級数展開演算部７２１ｇ，７２１ｈは、特定周波数成分として、コンバータ１００のスイッチング周波数の２倍成分の振幅値Ｉｃ_２ｆｃｏｎｖ及びインバータ３００のスイッチング周波数の２倍成分の振幅値Ｉｃ_２ｆｉｎｖをそれぞれ演算して出力する。

【0076】

以下、代表的に、フーリエ級数展開演算部７２１ａが特定周波数成分として、商用電源１１０の周波数の２倍成分の振幅値Ｉｃ_２ｆａｃを生成する手順について説明する。

【0077】

まず、フーリエ級数展開演算部７２１ａは、推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔに対して、商用電源１１０の周波数の２倍成分を検波するため、それぞれ商用電源１１０の周波数の２倍の周波数を有する正弦波成分ｓｉｎ（２ｆａｃ×ｔ）及び余弦波成分ｃｏｓ（２ｆａｃ×ｔ）を乗算する。乗算して得られた正弦波項及び余弦波項の１周期の平均値の２倍が商用電源１１０の周波数の２倍に応じた正弦波成分及び余弦波成分の振幅である。フーリエ級数展開演算部７２１ａは、商用電源１１０の周波数の２倍に応じた正弦波成分及び余弦波成分の振幅の２乗和の平方根を演算することで推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔに含まれる商用電源１１０の周波数の２倍成分の振幅値Ｉｃ_２ｆａｃを演算する。以上がフーリエ級数展開演算部７２１ａによるフーリエ級数展開の演算である。フーリエ級数展開演算部７２１ｂ～７２１ｈの演算は、フーリエ級数展開演算部７２１ａに対して、検波する周波数が異なるのみであり、その他は同様の演算である。また、推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔが周期波形であれば、フーリエ級数展開演算部７２１ａ～７２１ｈの出力信号は、ほぼ一定となる。

【0078】

周波数成分合算部７２２は、フーリエ級数展開演算部７２１ａ～７２１ｈにおいて演算された各振幅値、及び各周波数に対応した周波数補正係数Ｋ（ｆ）を参照し、上記の（２）式に代入して演算することで全周波数成分を合算して推定コンデンサ電流実効値Ｉｃ_ｅｓｔ_ｒｍｓを演算する。

【0079】

図９に示す電流実効値演算部７２０を用いれば、コンデンサ電流Ｉｃに含まれる周波数成分のうち、特定の影響度の高い周波数成分のみを抽出することができる。これにより、少ない演算負荷で、且つ精度よく推定コンデンサ電流実効値Ｉｃ_ｅｓｔ_ｒｍｓを演算することが可能となる。

【0080】

以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置は、コンバータ及びインバータ、並びにコンバータ及びインバータをそれぞれ駆動制御する制御装置を備える。コンバータ及びインバータは、コンバータに流れるコンバータ電流及びインバータに流れるインバータ電流を検出するために、それぞれが少なくとも１つの電流検出部を備える。制御装置は、電流検出部によって検出されたコンバータ電流及びインバータ電流の検出値を使用し、コンデンサに流れるコンデンサ電流を演算対象として、コンバータの動作状態によって演算処理を切り替えて、コンデンサ電流の推定演算を行うコンデンサ電流推定部を備える。実施の形態１に係る電力変換装置によれば、コンデンサが接続される電気配線の部位に電流検出部を設置することなく、コンデンサ電流を推定できるという効果が得られる。また、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、電流検出部によって検出された検出値を使用してコンデンサ電流を推定するので、直流電圧の検出値及びコンデンサ容量値を用いてコンデンサ電流を推定する従来技術と比較して、微分演算による誤差及びコンデンサ容量値による誤差が生じないという利点が得られる。また、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、コンデンサ容量値が公称値に対して個体差や経時変化を有する場合であっても、コンデンサ電流を精度よく推定することができるという効果が得られる。

【0081】

また、実施の形態１に係る電力変換装置において、制御装置に備えられるコンデンサ電流推定部は、推定したコンデンサ電流を周波数分析することでコンデンサ電流に含まれる複数の特定周波数成分の電流振幅を演算する。特定周波数成分とは、コンデンサ電流に含まれる周波数成分のうち、影響度の高い周波数成分である。コンデンサ電流推定部は、演算した複数の特定周波数成分の電流振幅のそれぞれをコンデンサの周波数特性に応じて正規化し、正規化した複数の特定周波数成分の電流振幅を用いて、推定したコンデンサ電流の実効値を演算する。このように構成された電力変換装置によれば、コンデンサ電流の推定値である推定コンデンサ電流を演算する際に、コンデンサ電流に含まれる周波数成分のうち、影響度の高い周波数成分のみを抽出してコンデンサ電流を演算するので、少ない演算負荷でリアルタイム性の高い演算処理を行うことができるという効果が得られると共に、精度のよいコンデンサ電流の推定値を得ることができるという効果も得られる。

【0082】

なお、実施の形態１に係る電力変換装置において、コンデンサ電流推定部が分析する複数の特定周波数には、Ｎ、Ｍを任意の自然数とするときに、交流電源から印加される交流電圧の周波数のＮ倍の周波数、駆動対象である機械装置の回転周波数のＭ倍の周波数、当該Ｎ倍の周波数と当該Ｍ倍の周波数との和である周波数和、及び当該Ｎ倍の周波数と当該Ｍ倍の周波数との差である周波数差のうちの少なくとも１つが含まれるように構成されていてもよい。これらの特定周波数に対応するコンデンサ電流の成分は、影響度の高い周波数成分である。このため、これらの特定周波数に対応するコンデンサ電流の成分を抽出することで、精度のよいコンデンサ電流の推定値を得ることができるという効果が得られる。

【0083】

また、実施の形態１に係る電力変換装置において、コンデンサ電流推定部において分析される複数の特定周波数には、Ｋ、Ｌを任意の自然数とするときに、コンバータのスイッチング周波数のＫ倍の周波数、及びインバータのスイッチング周波数のＬ倍の周波数のうちの少なくとも１つが含まれるように構成されていてもよい。これらの特定周波数に対応するコンデンサ電流の成分は、影響度の高い周波数成分である。このため、これらの特定周波数に対応するコンデンサ電流の成分を抽出することで、精度のよいコンデンサ電流の推定値を得ることができるという効果が得られる。

【0084】

実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１とは、コンバータ１００の構成が異なる電力変換装置１ａ及びモータ駆動装置２ａについて説明する。図１０は、実施の形態２に係る電力変換装置１ａ及びモータ駆動装置２ａの構成例を示す図である。図１に示す構成と比較すると、図１０では、コンバータ１００がコンバータ１００ａに置き替えられている。また、図１に示す構成と比較すると、図１０では、制御装置３に備えられるコンデンサ電流推定部７００がコンデンサ電流推定部７００ａに置き替えられている。実施の形態２に係るモータ駆動装置２ａは、電力変換装置１ａと、圧縮機４００に備えられるモータ４０１とによって構成される。その他の構成は、図１と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。

【0085】

コンバータ１００ａは、ダイオード整流器１３０と、ダイオード整流器１３０の出力側に設置されたリアクトル１２０ａと、スイッチ素子１５０ａと、ダイオード１４０ｃとを備えて構成される。コンバータ１００ａにおける電流及び電圧の検出には、図１０のように電流検出部３０１ａ及び電圧検出部２０１ａ，２０１ｂを用いることができる。オープンループ制御を適用する場合、図１０のような、電流検出部３０１ａ及び電圧検出部２０１ａ，２０１ｂを使用しなくてもよい。なお、図１０でも、スイッチ素子１５０ａをＩＧＢＴの記号で表しているが、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよく、スイッチ素子１５０ａはＩＧＢＴには限定されない。スイッチ素子１５０ａのＯＮ／ＯＦＦは、コンバータ制御部５００から出力されるスイッチング信号Ｑ_０によって切り替えられる。

【0086】

実施の形態２のコンバータ１００ａの基本的な機能は、実施の形態１のコンバータ１００と同じである。即ち、実施の形態２のコンバータ１００ａは、商用電源１１０とコンデンサ２００との間に接続され、商用電源１１０から印加される第１の交流電圧を直流電圧に変換してコンデンサ２００及びインバータ３００に出力する。一方、実施の形態１とは異なり、コンバータ１００ａにおいては、リアクトル１２０ａは交流側ではなく、直流側に設置されている。スイッチ素子１５０ａのＯＮ動作による短絡動作も直流側で行われる点が、実施の形態１のコンバータ１００に対して異なる。

【0087】

制御装置３は、電流検出部３０１ａが検出したコンバータ電流Ｉｃｏｎｖの検出値、電流検出部３０１ｂが検出したインバータ電流Ｉｉｎｖの検出値、及び電圧検出部２０１ｂが検出した直流母線電圧Ｖｄｃの検出値を入力として、実施の形態１で説明した内容と同様に、コンバータ制御部５００、インバータ制御部６００及びコンデンサ電流推定部７００による各制御演算を行ってコンバータ１００及びインバータ３００の各スイッチング信号を出力すると共に、コンデンサ電流Ｉｃを推定するための推定演算を行う。

【0088】

コンバータ制御部５００は、コンバータ１００のスイッチ素子１５０のＯＮ／ＯＦＦ指令値であるスイッチング信号Ｑ_０を出力する。実施の形態２に係る電力変換装置１ａにおいても、スイッチング信号Ｑ_０の演算は、実施の形態１で説明した簡易スイッチング方式及び高周波スイッチング方式のうちの何れの方式を適用してもよいし、これらの方式とは異なる公知のスイッチング方式を適用してもよい。

【0089】

図１１は、実施の形態２に係る電力変換装置１ａに備えられるコンバータ１００ａの動作説明に供する図である。コンバータ１００ａに備えられるスイッチ素子１５０ａに対するＯＮ／ＯＦＦ制御により、商用電源１１０から供給される電力により流れる電流の経路は、図１１のように切り替わる。具体的に、スイッチ素子１５０ａがＯＦＦに制御される場合、商用電源１１０から流れる入力交流電流Ｉａｃは、図示の太破線で示されるように、ダイオード整流器１３０により整流され、リアクトル１２０を介して、コンデンサ２００に流れる充電電流となる。スイッチ素子１５０ａがＯＮに制御される場合、図示の太実線で示されるように、スイッチ素子１５０ａを通る経路によって短絡電流が流れ、ダイオード整流器１３０を介した整流電流によってリアクトル１２０に磁気エネルギーが蓄えられる。このとき、商用電源１１０の電力によるコンデンサ２００への充電は行われない。スイッチ素子１５０ａに対するスイッチング制御により、スイッチ素子１５０ａがＯＮからＯＦＦに切り替わると同時に、リアクトル１２０に蓄えられた磁気エネルギーがダイオード１４０ｃを介して、コンデンサ２００に転送される。実施の形態２の力率改善回路を備えたコンバータ１００ａでは、これらの一連の動作により、スイッチング制御を行わない場合、即ち、スイッチ素子１５０ａが常にＯＦＦの場合であるよりも入力交流電流Ｉａｃの通電角を広げることができるので、力率をある程度まで改善することができる。なお、スイッチ素子１５０ａに対するＯＮ／ＯＦＦ制御に関わらず、インバータ３００へは、コンデンサ２００の放電による電流が流れる。

【0090】

次に、コンデンサ電流推定部７００の動作について説明する。実施の形態１のときと同様に、コンデンサ２００に流れるコンデンサ電流Ｉｃは、キルヒホッフの法則により、Ｉｃ＝Ｉｉｎ－Ｉｉｎｖの関係を満たす。従って、インバータ電流Ｉｉｎｖの他に、入力電流Ｉｉｎを検出すれば、コンデンサ２００が接続される電気配線の部位に電流検出部を設置することなく、コンデンサ電流Ｉｃを推定することが可能である。ここで、図１１で示した、コンバータ１００ａのスイッチ素子１５０ａがＯＦＦのときの電流経路と、ＯＮのときの電流経路とを参照する。コンバータ１００のスイッチ素子１５０がＯＮのときは、入力電流Ｉｉｎが０となる。この場合、コンデンサ２００に流れるコンデンサ電流Ｉｃは、Ｉｃ＝－Ｉｉｎｖとなる。また、コンバータ１００のスイッチ素子１５０がＯＦＦのとき、入力電流Ｉｉｎはコンバータ電流Ｉｃｏｎｖと一致するので、コンデンサ２００に流れるコンデンサ電流Ｉｃは、Ｉｃ＝Ｉｃｏｎｖ－Ｉｉｎｖとなる。

【0091】

以上の説明のように、結局のところ、実施の形態２のコンバータ１００ａのスイッチ素子１５０ａのＯＮ／ＯＦＦに応じたコンデンサ電流Ｉｃは、実施の形態１のコンバータ１００のスイッチ素子１５０のＯＮ／ＯＦＦに応じたコンデンサ電流Ｉｃと同様であり、上述した（１）式で表すことができる。従って、コンデンサ電流推定部７００での演算処理は、実施の形態１と同様の演算でよい。従って、実施の形態２に係る電力変換装置を用いても、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

【0092】

なお、図１０に示すコンバータ１００ａは、図１に示すコンバータ１００と同等の機能を有するコンバータの一例であり、同等の機能を有するコンバータであれば、図１０とは異なる構成のコンバータであっても、実施の形態１で説明した制御を適用することが可能である。

【0093】

実施の形態３．
図１２は、実施の形態３に係る電力変換装置１ｂ及びモータ駆動装置２ｂの構成例を示す図である。図１に示す構成と比較すると、図１２では、制御装置３が制御装置３ａに置き替えられ、制御装置３ａでは、コンデンサ電流推定部７００がコンデンサ電流推定部７００ａに置き替えられている。また、図１に示す構成と比較すると、図１２では、インバータ制御部６００からインバータ３００に出力されるスイッチング信号Ｑ_１がコンデンサ電流推定部７００ａにも入力されている。実施の形態３に係るモータ駆動装置２ｂは、電力変換装置１ｂと、圧縮機４００に備えられるモータ４０１とによって構成される。その他の構成は、図１と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。

【0094】

図７に示すタイムチャートの波形について考察する。インバータ３００が過変調で動作していない場合、即ち、各相の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が何れもＶｄｃ／２以下の場合、キャリア波の１キャリア周期におけるインバータ３００のスイッチングパターンは、インバータ電流Ｉｉｎｖが０となる（ａ）及び（ｈ）のスイッチングパターンと、インバータ電流Ｉｉｎｖがモータ４０１に流れる三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかの絶対値と一致する（ｂ）～（ｇ）のスイッチングパターンとの何れか２つを組み合わせた計４つの状態で変化していく。このとき、インバータ電流Ｉｉｎｖは、図７で示したように各相のスイッチング動作のＯＮ／ＯＦＦに応じたパルス状の波形となる。従って、インバータ電流Ｉｉｎｖには、インバータ３００のキャリア周波数の２倍成分及びその高調波成分からなるリプル電流が含まれる。また、コンデンサ電流Ｉｃは、上記した（１）式で表されるため、コンデンサ電流Ｉｃには、インバータ電流Ｉｉｎｖのリプル電流と同様のリプル電流が流れる。

【0095】

リプル電流の高調波成分の影響を検出するには、インバータ３００のキャリア周期に対して、十分速い周期でインバータ電流Ｉｉｎｖの検出を行いながら、同時に（１）式による演算を行う必要がある。十分速い周期の目安は、例えばキャリア周期１／１０以下である。このような検出周期を高速化する処理を行う場合、制御装置３ａには高速で演算可能なＡ／Ｄ変換器、ＣＰＵなどが必要となり、制御装置３ａ及び電力変換装置１ｂのコスト上昇及び装置重量の増加に繋がる。

【0096】

また、積分回路、平均値演算用のＡＤ変換ポートを用いて、ある周期ごとにインバータ電流Ｉｉｎｖの平均値を検出し、検出した平均値をコンデンサ電流Ｉｃの推定演算に用いる手法がある。この手法では、検出周期を高速化する必要はなく、キャリア周波数による高調波成分の影響分を検出することができる。しかしながら、この手法であっても、追加で積分回路を設ける必要があり、コスト上昇及び装置重量の増加に繋がる。また、積分回路を構成する抵抗及びコンデンサの定数のばらつきによっても電流検出誤差が発生するため、望ましくない。

【0097】

そこで、実施の形態３に係る電力変換装置１ｂでは、以下の手法を提案する。まず、コンデンサ電流推定部７００ａは、インバータ３００のキャリア周期ごとに少なくとも２回検出したインバータ電流Ｉｉｎｖの検出値と、インバータ３００へのスイッチング信号Ｑ_１を参照して、インバータ３００のキャリア周期ごとにインバータ電流Ｉｉｎｖの平均値Ｉｉｎｖ_ｍを算出する。そして、コンデンサ電流推定部７００ａは、算出したインバータ電流Ｉｉｎｖの平均値Ｉｉｎｖ_ｍ及びコンバータ電流Ｉｃｏｎｖを用いて、インバータ３００のキャリア周期ごとに推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔを演算する。この手法により、電流検出を高速で行うことをせず、また、電流検出用に追加回路を設けることを必要とせず、インバータ電流Ｉｉｎｖの平均値Ｉｉｎｖ_ｍを算出して、コンデンサ電流Ｉｃの推定演算を行うことができる。

【0098】

次に、実施の形態３に係るコンデンサ電流推定部７００ａによる制御演算について具体的に説明する。図１３は、実施の形態３に係る制御装置３ａに備えられるインバータ制御部６００及びコンデンサ電流推定部７００ａの構成例を示すブロック図である。

【0099】

インバータ制御部６００の構成は、実施の形態１で示した図４と同様であり、各部の演算処理も同様であるため、説明は省略する。実施の形態１と異なる点は、インバータ制御部６００からインバータ３００へ出力されるスイッチング信号Ｑ_１がコンデンサ電流推定部７００ａにも入力されている点である。

【0100】

コンデンサ電流推定部７００ａは、推定電流演算部７１０ａと、電流実効値演算部７２０と、インバータ電流平均値演算部７３０とを備えて構成される。図８に示す構成と比較すると、図１３に示すコンデンサ電流推定部７００ａでは、推定電流演算部７１０が推定電流演算部７１０ａに置き替えられると共に、推定電流演算部７１０ａの前段にインバータ電流平均値演算部７３０が追加されている点が異なっている。また、実施の形態１では、コンデンサ電流推定部７００の演算周期を限定していなかったのに対して、実施の形態３のコンデンサ電流推定部７００ａでは、インバータ３００のキャリア周期に同期した演算処理が行われる点も異なる。

【0101】

インバータ電流平均値演算部７３０は、インバータ３００のキャリア周期ごとに少なくとも２回検出したインバータ電流Ｉｉｎｖの検出値と、インバータ３００のスイッチング信号Ｑ_１を参照して、インバータ３００のキャリア周期ごとに、インバータ電流Ｉｉｎｖの平均値Ｉｉｎｖ_ｍを算出する。

【0102】

インバータ電流平均値演算部７３０の動作については、更に幾つかの図面を参照して説明する。図１４は、実施の形態３に係るインバータ３００、インバータ制御部６００及びコンデンサ電流推定部７００ａの動作説明に供するタイムチャートである。図１４には、インバータ３００の各相に付与する相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、インバータ３００の上アームのスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐに付与するスイッチング信号、インバータ電流Ｉｉｎｖ、インバータ電流Ｉｉｎｖの検出のタイミングなどが示されている。図１４において、インバータ３００及びインバータ制御部６００の動作に関する部分は、図７と同等である。

【0103】

実施の形態１では、図６を参照し、インバータ３００のスイッチング状態によって、インバータ電流Ｉｉｎｖが０となる場合と、モータ４０１の三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうちの何れかの絶対値と一致する場合とがあることを示した。また、実施の形態１では、図７を参照し、インバータ電流Ｉｉｎｖが、モータ４０１の三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうちの何れかの絶対値と一致するのは、各相の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を大小順で並べたときに、中間となる中間相の上アームスイッチ素子のスイッチング状態が切り替わる前後であることを示した。このことは、図１４の動作状態においても同様である。従って、インバータ電流平均値演算部７３０の動作として、インバータ３００のキャリア周期ごとに、インバータ電流Ｉｉｎｖの平均値Ｉｉｎｖ_ｍを算出するには、図１４において、中間相の上アームスイッチ素子のスイッチング状態が切り替わる前後のスイッチング状態継続時間Ｔｉ，Ｔｊと、それぞれの期間に検出したインバータ電流Ｉｉｎｖの検出値Ｉｉｎｖ１，Ｉｉｎｖ２と、キャリア波における１キャリア周期Ｔｃとを用いて、以下の（３）式により算出すればよい。

【0104】

【数3】

【0105】

なお、本稿では、スイッチング状態継続時間Ｔｉ，Ｔｊのうち、スイッチング状態継続時間Ｔｉを「第１のスイッチング状態継続時間」と呼び、スイッチング状態継続時間Ｔｊを「第２のスイッチング状態継続時間」と呼ぶことがある。インバータ３００のキャリア周波数が変更されない場合、１キャリア周期Ｔｃは固定値である。従って、（３）式において変動する要素は、スイッチング状態継続時間Ｔｉ，Ｔｊ、及びインバータ電流Ｉｉｎｖの検出値Ｉｉｎｖ１，Ｉｉｎｖ２である。このため、インバータ電流Ｉｉｎｖの平均値Ｉｉｎｖ_ｍは、スイッチング状態継続時間Ｔｉとインバータ電流Ｉｉｎｖの検出値Ｉｉｎｖ１との積、及びスイッチング状態継続時間Ｔｊとインバータ電流Ｉｉｎｖの検出値Ｉｉｎｖ２との積に基づいて算出可能であると言える。

【0106】

また、スイッチング状態継続時間Ｔｉ，Ｔｊは、図１４から理解できるように、１キャリア周期中の各相上アームスイッチ素子のＯＮ時間Ｔｕｐ，Ｔｖｐ，Ｔｗｐを用いて算出可能である。即ち、インバータ制御部６００で演算されたスイッチング信号Ｑ_１を参照することで算出できる。図１４においては、Ｖ相が中間相となるため、Ｔｉ＝（Ｔｕｐ－Ｔｖｐ）／２、Ｔｊ＝（Ｔｖｐ－Ｔｗｐ）／２となる。中間相がＵ相又はＷ相となる他の組合せの場合においても、同様に算出することが可能である。

【0107】

また、（３）式で用いる中間相の上アームスイッチ素子がスイッチングする前後において検出されるインバータ電流Ｉｉｎｖの検出値Ｉｉｎｖ１，Ｉｉｎｖ２は、インバータ制御部６００の電流復元部６０３においてモータ４０１の三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの復元のために使用する検出値と同じでよい。そのため、コンデンサ電流推定部７００ａにおいて、コンデンサ電流Ｉｃを推定するために、異なるタイミングで電流検出を追加で行う必要はなく、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの復元のために検出した検出値を共通で用いればよい。これにより、Ａ／Ｄ変換の演算負荷を増加させることなく、インバータ３００のキャリア周期ごとに、インバータ電流Ｉｉｎｖの平均値Ｉｉｎｖ_ｍを演算して、推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔを演算することが可能である。

【0108】

或いは、電流検出の精度向上のため、中間相の上アームスイッチ素子がスイッチングする前後の期間にそれぞれ複数回、インバータ電流Ｉｉｎｖの検出を行い、それぞれを平均化した値をＩｉｎｖ１，Ｉｉｎｖ２として、インバータ電流Ｉｉｎｖの平均値Ｉｉｎｖ_ｍを算出してもよい。図１４においては、説明の簡略化のため、各々のスイッチング状態継続時間Ｔｉ，Ｔｊのそれぞれでインバータ電流Ｉｉｎｖは一定であるように示したが、実際にはモータ４０１の相電流の変化に応じて、各々のスイッチング状態継続時間Ｔｉ，Ｔｊの間にも電流変化が生じる。一方、スイッチング前後の期間にそれぞれ複数回の電流検出を行うことにより、スイッチング状態継続時間Ｔｉ，Ｔｊ中の電流変化を加味することができるので、電流検出の精度を向上することができる。複数回の電流検出によってＡ／Ｄ変換の演算負荷は増加するので、電流検出の精度向上と、演算負荷の増加とはトレードオフの関係にあり、どちらを優先するかによって、複数回の電流検出を行うか否かを判断すればよい。

【0109】

なお、図１４では、キャリア波が単調減少する期間であるキャリア下り周期に電流検出を行って、インバータ電流Ｉｉｎｖの平均値Ｉｉｎｖ_ｍを算出する例を示したが、この例に限定されない。キャリア波が単調増加する期間であるキャリア上り周期に電流検出を行って、インバータ電流Ｉｉｎｖの平均値Ｉｉｎｖ_ｍを算出するようにしてもよい。また、キャリア下り周期及びキャリア上り周期の双方で電流検出を行い、キャリア下り周期におけるスイッチング前後の期間の電流の平均値と、キャリア上り周期におけるスイッチング前後の期間の電流の平均値とを更に平均処理して、インバータ電流Ｉｉｎｖの平均値Ｉｉｎｖ_ｍとして算出してもよい。

【0110】

以上の説明の通り、実施の形態３の手法では、インバータ電流平均値演算部７３０は、インバータ３００のキャリア周期ごとに少なくとも２回検出したインバータ電流Ｉｉｎｖの検出値と、インバータ３００へのスイッチング信号Ｑ_１を参照して、キャリア周期ごとに、インバータ電流Ｉｉｎｖの平均値Ｉｉｎｖ_ｍを算出する。

【0111】

推定電流演算部７１０ａは、インバータ３００のキャリア周期に同期して検出したコンバータ電流Ｉｃｏｎｖの検出値、及びインバータ電流平均値演算部７３０において演算したインバータ電流Ｉｉｎｖの平均値Ｉｉｎｖ_ｍ、及びコンバータ１００のスイッチング信号Ｑ_０を参照して、推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔを演算する。なお、推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔの演算方法は、実施の形態１で示した（１）式中のインバータ電流Ｉｉｎｖをインバータ電流Ｉｉｎｖの平均値Ｉｉｎｖ_ｍに置き換えて演算する点が異なるだけであり、コンバータ１００のスイッチング信号Ｑ_０に応じて演算式を切り替える点は同様である。

【0112】

電流実効値演算部７２０は、推定コンデンサ電流Ｉｃ_ｅｓｔを入力として、インバータ３００のキャリア周期ごとに推定コンデンサ電流実効値Ｉｃ_ｅｓｔ_ｒｍｓを演算する。電流実効値演算部７２０の演算内容は、実施の形態１で示した電流実効値演算部７２０の演算と同様である。

【0113】

以上説明したように、実施の形態３に係る電力変換装置において、インバータは、制御装置が生成するインバータの各相に付与する相電圧指令によってスイッチング制御される複数のスイッチ素子を備える。複数のスイッチ素子に対する相電圧指令の大小関係が中間となる相を中間相とするときに、制御装置に備えられるコンデンサ電流推定部は、中間相のスイッチ素子のスイッチング状態が切り替わる前の第１のスイッチング状態継続時間と、第１のスイッチング状態継続時間に検出されたインバータ電流の検出値との積、及び中間相のスイッチ素子のスイッチング状態が切り替わった後の第２のスイッチング状態継続時間と、第２のスイッチング状態継続時間に検出されたインバータ電流の検出値との積に基づいて、インバータのスイッチング周期ごとにインバータ電流の平均値を算出する。実施の形態３に係る電力変換装置によれば、実施の形態１に係る電力変換装置と同様の効果を享受することができる。また、実施の形態３の手法を用いれば、精度のよい電流検出を行うことが可能であるが、電流検出用に新たな検出器及び追加回路を設けずに実現できるという効果が得られる。

【0114】

実施の形態４．
図１５は、実施の形態４に係る電力変換装置１ｃ及びモータ駆動装置２ｃの構成例を示す図である。図１に示す構成と比較すると、図１５では、制御装置３が制御装置３ｂに置き替えられ、制御装置３ｂでは、アラーム信号発生部７５０が追加されている。実施の形態４に係るモータ駆動装置２ｃは、電力変換装置１ｃと、圧縮機４００に備えられるモータ４０１とによって構成される。その他の構成は、図１と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。

【0115】

アラーム信号発生部７５０は、推定コンデンサ電流実効値Ｉｃ_ｅｓｔ_ｒｍｓに基づいて、特定の条件時にアラーム信号ＡＬＭを出力する。ここで、特定の条件とは、例えば、推定コンデンサ電流実効値Ｉｃ_ｅｓｔ_ｒｍｓが制御装置３ｂに予め記憶されたコンデンサ電流制限値Ｉｃ_ｌｉｍよりも大きくなった場合である。

【0116】

一般的な電力変換装置であっても、コンデンサごとに許容電流が定められている。コンデンサに許容電流よりも大きい電流が流れ続けたまま長時間に渡って運転を行うと、コンデンサが故障したり、コンデンサの寿命が急速に劣化したりすることがある。そこで、実施の形態４に係る電力変換装置１ｃにおいては、予め設定されたコンデンサ電流の制限値であるコンデンサ電流制限値Ｉｃ_ｌｉｍを制御装置３ｂに記憶しておく。そして、制御装置３ｂは、電力変換装置１ｃの運転中に演算された推定コンデンサ電流実効値Ｉｃ_ｅｓｔ_ｒｍｓを常に監視し、推定コンデンサ電流実効値Ｉｃ_ｅｓｔ_ｒｍｓがコンデンサ電流制限値Ｉｃ_ｌｉｍを超過した場合、制御装置３ｂのアラーム信号発生部７５０は、推定コンデンサ電流実効値Ｉｃ_ｅｓｔ_ｒｍｓがコンデンサ電流制限値Ｉｃ_ｌｉｍを超過したことを表す、アラーム信号ＡＬＭを出力する。

【0117】

アラーム信号ＡＬＭにより本装置の使用者、又は図示しない上位の制御装置は、コンデンサ２００に故障、又は寿命劣化の可能性があることを知ることができる。なお、電力変換装置１ｃは、アラーム信号ＡＬＭが一定時間解除されない場合に、インバータ制御部６００へのスイッチング信号Ｑ_１を自動的に停止するような機能を備えていてもよい。このようにすれば、装置が故障する前に、警告、保護といった種々の対策を講じることが可能となる。

【0118】

以上説明したように、実施の形態４に係る電力変換装置に備えられる制御装置は、推定したコンデンサ電流の推定値が予め設定されたコンデンサ電流の制限値を超えた場合には、アラーム信号を出力するアラーム信号発生部を備える。実施の形態４に係る電力変換装置によれば、電力変換装置の運転中にコンデンサ電流を監視することができ、コンデンサに故障又は寿命劣化の可能性があるか否かを判定することができると共に、コンデンサに故障又は寿命劣化の可能性がある場合には、その旨の情報を本装置の使用者、上位の制御装置などに適切に通知できるという効果が得られる。

【0119】

実施の形態５．
図１６は、実施の形態５に係る電力変換装置１ｄ及びモータ駆動装置２ｄの構成例を示す図である。図１５に示す構成と比較すると、図１６では、制御装置３ｂが制御装置３ｃに置き替えられ、制御装置３ｃでは、速度指令垂下部７６０が追加されている。実施の形態５に係るモータ駆動装置２ｄは、電力変換装置１ｄと、圧縮機４００に備えられるモータ４０１とによって構成される。その他の構成は、図１５と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。

【0120】

実施の形態５に係る電力変換装置１ｄに限ることではないが、コンデンサ２００から見て負荷側に位置するインバータ３００及びモータ４０１の消費電力が大きい程、コンデンサ２００に流れるコンデンサ電流Ｉｃが大きくなる。従って、推定コンデンサ電流実効値Ｉｃ_ｅｓｔ_ｒｍｓがコンデンサ電流制限値Ｉｃ_ｌｉｍを超過し、アラーム信号ＡＬＭが出力された場合、モータ４０１の回転速度を下げるようにすれば、負荷側の消費電力を低減でき、コンデンサ電流Ｉｃも低減することが可能である。

【0121】

図１６において、速度指令垂下部７６０は、アラーム信号ＡＬＭを受信したときには、モータ４０１の回転速度を下げるための信号Δωを生成する。速度指令垂下部７６０は、速度指令ω＊から信号Δωを減算したで修正後速度指令ω＊＊（＝ω＊－Δω）を生成し、生成した修正後速度指令ω＊＊をインバータ制御部６００に出力する。

【0122】

インバータ制御部６００は、速度指令ω＊の代わりに修正後速度指令ω＊＊に基づいて、実施の形態１で示した各演算を実施し、モータ４０１の回転速度が修正後速度指令ω＊＊と一致するように速度制御する。

【0123】

速度指令垂下部７６０の動作により、モータ４０１への出力電力は低下するものの、コンデンサ２００の故障又は寿命劣化を防ぎながら、電力変換装置１ｄの運転を継続することができる。

【0124】

以上説明したように、実施の形態５に係る電力変換装置に備えられる制御装置は、アラーム信号発生部から出力されるアラーム信号を受信してモータの回転速度指令を低下させる速度指令垂下部を備える。実施の形態５に係る電力変換装置によれば、コンデンサに故障又は寿命劣化の可能性がある旨のアラーム信号を受信した場合には、モータの回転速度指令を低下させることでモータへの出力電力を小さくできるので、コンデンサの故障又は寿命劣化を防ぎながら、電力変換装置の運転を継続できるという効果が得られる。

【0125】

実施の形態６．
図１７は、実施の形態６に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態６に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１を備える。なお、電力変換装置１に代え、実施の形態２～５で説明した電力変換装置１ａ～１ｄを備えていてもよい。実施の形態６に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図１７において、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態１と同一の符号を付している。

【0126】

冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１におけるモータ４０１を内蔵した圧縮機４００と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して取り付けられている。

【0127】

圧縮機４００の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させるモータ４０１とが設けられている。

【0128】

冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構９０４は、可変速制御されるモータ４０１によって駆動される。

【0129】

暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。

【0130】

冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。

【0131】

暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。

【0132】

電力変換装置１は、コンバータ１００及びインバータ３００それぞれに設置された電流検出部３０１ａ，３０１ｂを用いて、コンデンサ２００に流れるコンデンサ電流Ｉｃを推定することが可能である。そのため、コンデンサ２００を接続する電気配線の部位に、追加で新たな電流検出部を設置することなく、コンデンサ電流Ｉｃを推定できる。これにより、冷凍サイクル適用機器９００の運転中にコンデンサ電流Ｉｃを監視することで、コンデンサ２００が過電流により、装置が故障又はコンデンサが寿命劣化する前に、適切に警告、保護といった種々の対策を講じることができるという効果が得られる。

【0133】

以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

【符号の説明】

【0134】

１，１ａ～１ｄ 電力変換装置、２，２ａ～２ｄ モータ駆動装置、３，３ａ～３ｃ 制御装置、１００，１００ａ コンバータ、１１０ 商用電源、１２０，１２０ａ リアクトル、１３０ ダイオード整流器、１４０ａ～１４０ｃ ダイオード、１５０，１５０ａ，Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎ スイッチ素子、１６０ 簡易スイッチングセル、２００ コンデンサ、２０１ａ，２０１ｂ 電圧検出部、３００ インバータ、３０１ａ，３０１ｂ 電流検出部、４００ 圧縮機、４０１ モータ、４０２ 機械負荷、５００ コンバータ制御部、６００ インバータ制御部、６０１ 速度制御部、６０２ ｄ軸電流指令決定部、６０３ 電流復元部、６０４ 電流制御部、６０５ 位置推定部、６０６ ＰＷＭ信号生成器、７００，７００ａ コンデンサ電流推定部、７１０，７１０ａ 推定電流演算部、７２０ 電流実効値演算部、７２１ａ～７２１ｈ フーリエ級数展開演算部、７２２ 周波数成分合算部、７３０ インバータ電流平均値演算部、７５０ アラーム信号発生部、７６０ 速度指令垂下部、９００ 冷凍サイクル適用機器、９０２ 四方弁、９０４ 圧縮機構、９０６ 室内熱交換器、９０８ 膨張弁、９１０ 室外熱交換器、９１２ 冷媒配管。

【要約】

電力変換装置（１）は、コンバータ（１００）、コンデンサ（２００）及びインバータ（３００）、並びにコンバータ（１００）及びインバータ（３００）をそれぞれ駆動制御する制御装置（３）を備える。コンバータ（１００）及びインバータ（３００）は、コンバータ（１００）に流れるコンバータ電流及びインバータ（３００）に流れるインバータ電流を検出するために、それぞれが少なくとも１つの電流検出部（３０１ａ，３０１ｂ）を備える。制御装置（３）は、電流検出部（３０１ａ，３０１ｂ）によって検出されたコンバータ電流及びインバータ電流の検出値を使用し、コンデンサ（２００）に流れるコンデンサ電流を演算対象として、コンバータ（１００）の動作状態によって演算処理を切り替えて、コンデンサ電流の推定演算を行うコンデンサ電流推定部（７００）を備える。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】