特許 7561688 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-09-26

(45)【発行日】2024-10-04

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/12 20060101AFI20240927BHJP

【ＦＩ】

H02M7/12 601D

H02M7/12 A

【請求項の数】 8

(21)【出願番号】P 2021092225

(22)【出願日】2021-06-01

(65)【公開番号】P2022184401

(43)【公開日】2022-12-13

【審査請求日】2024-01-26

(73)【特許権者】

【識別番号】502129933

【氏名又は名称】株式会社日立産機システム

(74)【代理人】

【識別番号】110002066

【氏名又は名称】弁理士法人筒井国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】中原 瑞紀

(72)【発明者】

【氏名】嶋田 尊衛

(72)【発明者】

【氏名】床井 博洋

(72)【発明者】

【氏名】池田 賢二

(72)【発明者】

【氏名】榎本 裕治

【審査官】尾家 英樹

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１２－１５１９９３（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１１－５５５６８（ＪＰ，Ａ）

【文献】中国特許出願公開第１０３９７３１３６（ＣＮ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ７／１２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

三相交流電圧を直流電圧へと変換する電力変換装置であって、
それぞれが、前記三相交流電圧が入力される各相の端子に接続された複数のインダクタと、
前記複数のインダクタの後段に接続された三相ダイオードブリッジと、
前記三相ダイオードブリッジの出力側の二端子間に直列に接続された第一コンデンサおよび第二コンデンサと、
それぞれが、前記各相について、前記インダクタと前記三相ダイオードブリッジとの接続点である第１の接続点と、前記第一コンデンサと前記第二コンデンサとの接続点である第２の接続点との間に接続された、複数の双方向スイッチと、
前記複数の双方向スイッチのスイッチングを制御するコントローラと、を備え、
前記コントローラは、前記三相交流電圧の各相のうち入力電圧の絶対値が最大である相の前記双方向スイッチを、前記入力電圧の絶対値が最大である期間の全部または一部において、オン状態に固定するよう前記スイッチングを制御するオン固定モードを、動作モードとして有する、電力変換装置。

【請求項2】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記コントローラは、前記動作モードが前記オン固定モードであるときに、前記三相ダイオードブリッジの各相に対する指令電圧に補正電圧を加算することにより、前記入力電圧の絶対値が最大である相の前記双方向スイッチを前記オン状態に固定する、電力変換装置。

【請求項3】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記コントローラは、前記動作モードが前記オン固定モードであるときに、前記入力電圧の絶対値が最大である相の前記双方向スイッチを、前記入力電圧の絶対値が最大である期間の全部において、前記オン状態に固定する、電力変換装置。

【請求項4】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記コントローラは、前記入力電圧の絶対値が最大である相の前記双方向スイッチをオフ状態に固定するオフ固定モードを前記動作モードとして有し、前記三相交流電圧と前記直流電圧との比率に基づいて、前記動作モードを、前記オン固定モードまたは前記オフ固定モードにする、電力変換装置。

【請求項5】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記コントローラは、前記各相の前記双方向スイッチをスイッチングする三相変調モードを前記動作モードとして有し、前記三相交流電圧と前記直流電圧との比率に基づいて、前記動作モードを、前記オン固定モードまたは前記三相変調モードにする、電力変換装置。

【請求項6】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記コントローラは、前記入力電圧の絶対値が最大である相の前記双方向スイッチをオフ状態に固定するオフ固定モードと、前記各相の前記双方向スイッチをスイッチングする三相変調モードとを前記動作モードとして有し、前記三相交流電圧と前記直流電圧との比率に基づいて、前記動作モードを、前記オン固定モード、前記三相変調モード、または前記オフ固定モードにする、電力変換装置。

【請求項7】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記各相の前記双方向スイッチは、それぞれ、直列に接続された２個のスイッチング素子を含む、電力変換装置。

【請求項8】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記各相の前記双方向スイッチは、それぞれ、１個のスイッチング素子と、前記第１の接続点から前記スイッチング素子の一端に順方向に接続された第１のダイオードと、前記スイッチング素子の他端から前記第１の接続点に順方向に接続された第２のダイオードと、前記第２の接続点から前記一端に順方向に接続された第３のダイオードと、前記他端から前記第２の接続点に順方向に接続された第４のダイオードとを含む、電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換装置に関し、より詳しくは、Ｖｉｅｎｎａ整流器を用いた電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

三相系統を受電し、直流電圧へ変換する整流回路として、力率改善機能を有した三相ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）コンバータが提案されている（特許文献１）。特許文献１では、三相ダイオードブリッジの各相入力（三相系統側各端子）と、直流部の端子間に直列接続された２個のコンデンサの接続点との間に、それぞれスイッチを設けた回路方式となっている。この回路方式は、Ｖｉｅｎｎａ（ビエナ、ヴィエナ、ウィーン等といわれる）整流器と呼ばれている。

【0003】

Ｖｉｅｎｎａ整流器では、各相のスイッチをＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）で高速スイッチングすることにより、三相系統の各相において電流を電圧と相似な正弦波に制御でき、力率を改善することができる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【文献】特許第５１６７８８４号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

しかしながら、Ｖｉｅｎｎａ整流器では、上述のとおり、各相のスイッチをＰＷＭにより高速スイッチングする。そのため、スイッチング損失が生じ、電力の変換効率が低下する。

【0006】

このような事情により、Ｖｉｅｎｎａ整流器を用いた電力変換装置において、スイッチング損失を低減する手法の提供が望まれている。

【0007】

なお、Ｖｉｅｎｎａ整流器を用いた電力変換装置において、スイッチング損失を低減する手法の一例が、特許文献である特開２００４－３４３９７５号公報に記載されているが、この手法は、本願が開示する手法とは異なるものである。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、以下のとおりである。

【0009】

本発明の代表的な実施の形態による電力変換装置は、三相交流電圧を直流電圧へと変換する電力変換装置であって、それぞれが、前記三相交流電圧が入力される各相の端子に接続された複数のインダクタと、前記複数のインダクタの後段に接続された三相ダイオードブリッジと、前記三相ダイオードブリッジの出力側の二端子間に直列に接続された第一コンデンサおよび第二コンデンサと、それぞれが、前記各相について、前記インダクタと前記三相ダイオードブリッジとの接続点である第１の接続点と、前記第一コンデンサと前記第二コンデンサとの接続点である第２の接続点との間に接続された、複数の双方向スイッチと、前記複数の双方向スイッチのスイッチングを制御するコントローラと、を備え、前記コントローラは、前記三相交流電圧の各相のうち入力電圧の絶対値が最大である相の前記双方向スイッチを、前記入力電圧の絶対値が最大である期間の全部または一部において、オン状態に固定するよう前記スイッチングを制御するオン固定モードを、動作モードとして有する。

【発明の効果】

【0010】

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。

【0011】

本発明の代表的な実施の形態によれば、Ｖｉｅｎｎａ整流器を用いた電力変換装置においてスイッチング損失を低減することができる。

【図面の簡単な説明】

【0012】

【図1】実施形態１に係る電力変換装置の回路構成の一例を示す図である。

【図2】実施形態１に係る電力変換装置における各種波形の一例を示した図である。

【図3】実施形態１におけるコントローラの制御ブロックの一例を示した図である。

【図4】補正電圧演算器の動作を示す制御ブロックの一例を示した図である。

【図5】実施形態２に係る電力変換装置における入力電圧とｄｕｔｙ比固定値との関係の一例を示した図である。

【図6】実施形態２における入力電圧と効率との関係の一例を示した図である。

【図7】実施形態３に係る電力変換装置における入力電圧とｄｕｔｙ比固定値との関係の一例を示した図である。

【図8】実施形態４に係る電力変換装置における入力電圧とｄｕｔｙ比固定値との関係の一例を示した図である。

【図9】実施形態５に係る電力変換装置の回路構成の一例である。

【発明を実施するための形態】

【0013】

これより、本発明の実施形態について説明する。なお、以下で説明する各実施形態は、本発明を実現するための一例であり、本発明の技術範囲を限定するものではない。

【0014】

また、以下の各実施形態において、同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付し、その繰り返しの説明は、特に必要な場合を除き省略する。

【0015】

（実施形態１）
実施形態１に係る電力変換装置について説明する。この電力変換装置は、Ｖｉｅｎｎａ整流器を用いて三相交流電圧を直流電圧に変換する装置である。Ｖｉｅｎｎａ整流器では、６個のスイッチを使用した三相ＰＷＭコンバータと比較して、スイッチの耐圧をおよそ１／２に低減できる。例えば、三相４００Ｖ系統を受電するＶｉｅｎｎａ整流器では、６００Ｖから６５０Ｖ耐圧のスイッチを使用することができ、１．２ｋＶ耐圧のスイッチが必要な三相ＰＷＭコンバータよりもコスト面で有利となる。実施形態１に係る電力変換装置では、このＶｉｅｎｎａ整流器を用いつつ、スイッチの制御を行うコントローラの動作モードとして、相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチをオン状態に固定するオン固定モードを有する点に特徴がある。

【0016】

〈装置の構成〉
図１は、実施形態１に係る電力変換装置の回路構成の一例を示す図である。図１に示すように、電力変換装置１００は、インダクタ１０２ｒ，１０２ｓ，１０２ｔと、三相ダイオードブリッジ１０３と、コンデンサ１０４，１０５と、双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔと、を備えている。なお、双方向スイッチとは、電流が双方向に流れるスイッチを意味し、例えば、トランジスタなどのスイッチング素子である。

【0017】

三相系統１０１は、その電圧が国や地域によって異なるが、概ね三相２００Ｖから４００Ｖの間である。

【0018】

インダクタ１０２ｒ，１０２ｓ，１０２ｔは、三相系統１０１からの三相交流電圧が入力される各相の端子にそれぞれ接続されている。インダクタ１０２ｒ，１０２ｓ，１０２ｔは、例えば、コイル素子などにより構成される。

【0019】

三相ダイオードブリッジ１０３は、インダクタ１０２ｒ，１０２ｓ，１０２ｔの後段に接続されている。

【0020】

コンデンサ１０４，１０５は、三相ダイオードブリッジ１０３の出力側の二端子間、すなわち直流出力部の端子Ｐと端子Ｎとの間に、直列に接続されている。

【0021】

双方向スイッチ１０６ｒは、ｒ相について、インダクタ１０２ｒと三相ダイオードブリッジ１０３との接続点（第１の接続点）と、コンデンサ１０４とコンデンサ１０５との接続点（第２の接続点）Ｍとの間に接続されている。同様に、双方向スイッチ１０６ｓは、ｓ相について、インダクタ１０２ｓと三相ダイオードブリッジ１０３との接続点と、コンデンサの接続点Ｍとの間に接続されている。また、双方向スイッチ１０６ｔは、ｔ相について、インダクタ１０２ｔと三相ダイオードブリッジ１０３との接続点と、コンデンサの接続点Ｍとの間に接続されている。本実施形態では、双方向スイッチ１０６ｒは、ＭＯＳＦＥＴ１１１，１１２の直接接続により構成される。同様に、双方向スイッチ１０６ｓは、ＭＯＳＦＥＴ１１３，１１４の直接接続により構成され、双方向スイッチ１０６ｔは、ＭＯＳＦＥＴ１１５，１１６の直接接続により構成される。

【0022】

また、図１に示すように、電力変換装置１００は、電圧センサ１０７ｒ，１０７ｓと、電流センサ１０８ｒ，１０８ｓと、電圧センサ１０９と、コントローラ１１０とを備えている。

【0023】

電圧センサ１０７ｒは、ｒ相の電圧Ｖｒを検出するセンサである。電圧センサ１０７ｓは、ｓ相の電圧Ｖｓを検出するセンサである。

【0024】

電流センサ１０８ｒは、ｒ相の電流Ｉｒを検出するセンサである。電流センサ１０８ｓは、ｓ相の電流Ｉｓを検出するセンサである。

【0025】

電圧センサ１０９は、直流出力部の電圧を検出するセンサである。

【0026】

これらの各センサは、コントローラ１１０と接続されている。電流センサは、例えば、シャント抵抗および絶縁型アンプを用いたもの、コア付き電流センサまたはコアレス電流電サなどの磁気式センサ等により構成される。また、電圧センサは、例えば、抵抗分圧器および絶縁アンプを用いるもの、あるいは、コンデンサ分圧器および絶縁アンプを用いるもの、高感度非接触電流センサおよび直列抵抗を用いるもの等により構成される。

【0027】

コントローラ１１０は、各センサにて検出された検出値に基づいて、双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔのスイッチングを制御する。コントローラ１１０は、例えば、集積回路、プログラマブル半導体チップ、マイコンチップ、あるいは、ディスクリート半導体を用いた回路により構成される。集積回路は、例えば、ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ），ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）などが挙げられる。プログラマブル半導体チップは、例えば、ＰＬＤ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｌｏｇｉｃ Ｄｅｖｉｃｅ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）などが挙げられる。

【0028】

電力変換装置１００は、三相系統１０１の三相交流電力を受電し、三相ダイオードブリッジ１０３および各相の双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔによって直流電力に変換され、直流出力部の端子Ｐ，Ｎに接続されたコンデンサ１０４，１０５で平滑される。コンデンサ１０４，１０５の後段には、不図示のインバータやＤＣ－ＤＣコンバータ等の任意の負荷が接続され、この負荷に電力が送られる。

【0029】

コントローラ１１０には、外部から入力される不図示の直流電圧指令値と、電圧センサ１０７ｒ、１０７ｓで検出されたｒ相およびｓ相の相電圧と、電流センサ１０８ｒ，１０８ｓで検出されたｒ相およびｓ相の相電流と、電圧センサ１０９で検出された直流電圧が入力される。コントローラ１１０は、直流電圧指令値と、各センサから入力される検出値から演算した、ｔ相を含む三相の相電圧および相電流に基づいて、双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔのスイッチング周期におけるオン時間の比率（ｄｕｔｙ比）を演算する。ｄｕｔｙ比は、直流電圧を一定に制御しつつ、三相系統１０１の各相電流を正弦波に近づけるべく、演算・制御される。これにより、三相系統１０１から受電する電力の力率を１に近づける。

【0030】

なお、本実施形態では、ｒ相とｓ相の二相について相電圧と相電流を検出しているが、これに限定されず、例えば三相全ての相電圧と相電流を検出してもよい。

【0031】

また、本実施形態では、直流出力部の端子Ｐの直流電圧を検出しているが、これに限定されず、例えばコンデンサ１０４，１０５の各電圧を検出してもよい。

【0032】

〈装置の動作〉
以下、実施形態１に係る電力変換装置１００の動作について、図２を用いて説明する。

【0033】

図２は、実施形態１に係る電力変換装置における各種波形の一例を示した図である。図２では、同一時間軸上における、入力電圧指令値Ｖｄ、相電流Ｉ、補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ、およびｄｕｔｙ比Ｄの時間変化を表している。

【0034】

入力電圧指令値Ｖｄは、コントローラ１１０によって演算されるＶｉｅｎｎａ整流器の入力電圧指令値である。入力電圧指令値Ｖｄは、インダクタの後段すなわち三相ダイオードブリッジ１０３の前段における各相の入力電圧の目標値に相当する。入力電圧指令値Ｖｄは、ｒ相の入力電圧指令値Ｖｄｒ、ｓ相の入力電圧指令値Ｖｄｓ、ｔ相の入力電圧指令値Ｖｄｔによって構成される。これらの指令値は、それぞれ、位相が１２０°ずつシフトした単純な正弦波になる。

【0035】

相電流Ｉは、各相の電流の総称であり、ｒ相の電流Ｉｒ、ｓ相の電流Ｉｓ、ｔ相の電流Ｉｔによって構成される。この相電流Ｉが相電圧Ｖの波形に近づくと、力率が１に近づき、力率が改善される。

【0036】

補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、入力電圧指令値Ｖｄに加算する補正電圧であり、コントローラによって演算される。補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの算出方法の詳細については後述する。

【0037】

ｄｕｔｙ比Ｄは、各相の双方向スイッチをＰＷＭでスイッチングする際のデューティ比の総称である。デューティ比は、スイッチング周期に対して双方向スイッチがオンしている時間の割合である。ｄｕｔｙ比Ｄは、ｒ相の双方向スイッチ１０６ｒのスイッチングにおけるｄｕｔｙ比Ｄｒ、ｓ相での同様のｄｕｔｙ比Ｄｓ、ｔ相での同様のｄｕｔｙ比Ｄｔによって構成される。

【0038】

なお、時刻ｔ１～ｔ２の期間Ａ、時刻ｔ２～ｔ３の期間Ｂ、時刻ｔ３～ｔ４の期間Ｃは、それぞれ系統位相６０度分の時間に相当する。

【0039】

《期間Ａ：ｔ１～ｔ２》
時刻ｔ１～ｔ２の期間Ａでは、ｔ相の入力電圧指令値Ｖｄｔは負であり、絶対値が三相の中で最大となっている。この時、後述するコントローラ１１０のスイッチング制御により、入力電圧指令値Ｖｄｔに補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが加算され、ｔ相の双方向スイッチ１０６ｔのｄｕｔｙ比Ｄｔが１、すなわちオン状態に固定される。また、同時にｒ相の双方向スイッチ１０６ｒとｓ相の双方向スイッチ１０６ｓのｄｕｔｙ比Ｄｒ，Ｄｓにも同じ補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが加算され、ｔ相の双方向スイッチ１０６ｔをスイッチングしなくても各相の電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは正弦波となるように制御される。

【0040】

《期間Ｂ：ｔ２～ｔ３》
時刻ｔ２～ｔ３の期間Ｂでは、ｓ相の入力電圧指令値Ｖｄｓの絶対値が三相の中で最大となっている。この時、補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、ｓ相の双方向スイッチ１０６ｓのｄｕｔｙ比Ｄｓを１に固定するように計算される。期間Ａでオン状態に固定されていた双方向スイッチ１０６ｔは期間Ｂではスイッチングし、双方向スイッチ１０６ｓのみがオン状態に固定される。期間Ａと同様に、期間Ｂにおいても三相の電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは正弦波となるように制御される。

【0041】

《期間Ｃ：ｔ３～ｔ４》
時刻ｔ３～ｔ４の期間Ｃでは、ｒ相の入力電圧指令値Ｖｄｒの絶対値が三相の中で最大となっている。この時、補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、ｒ相の双方向スイッチ１０６ｒのｄｕｔｙ比Ｄｒを１に固定するように計算される。期間Ｂでオン状態に固定されていた双方向スイッチ１０６ｓは期間Ｃではスイッチングし、双方向スイッチ１０６ｒのみがオン状態に固定される。期間Ａ、Ｂと同様に、期間Ｃにおいても三相の電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは正弦波となるように制御される。

【0042】

上述したように、期間Ａ～期間Ｃはそれぞれ系統位相６０度分の時間であり、各相の双方向スイッチは系統１周期のうち２回スイッチングを停止する期間がある。すなわち、合計で１２０度分スイッチングを停止し、オン状態に固定される。オン状態に固定されることでインダクタ１０２ｒ，１０２ｓ，１０２ｔへ三相ダイオードブリッジ１０３を経由せずに線間電圧を印加でき、電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを正弦波に制御することができる。以上から、実施形態１の構成によって双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔのスイッチング損失を低減でき、変換効率を向上させることができる。

【0043】

《コントローラの動作》
実施形態１に係る電力変換装置のコントローラの動作について図３を用いて説明する。図３は、実施形態１におけるコントローラの制御ブロックの一例を示した図である。

【0044】

図３に示すように、まず、外部から入力された直流電圧指令値Ｖｒｅｆと電圧センサ１０９で検出された直流出力部の直流電圧Ｖｐｎとの差分Ｖｅｒｒが算出される。

【0045】

ＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎ－Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御器１２１は、一般的なフィードバック制御によく用いられる制御器であり，差分Ｖｅｒｒに基づき、差分Ｖｅｒｒをゼロにするように比例制御出力と積分制御出力とを足し合わせた電流振幅指令値Ｉａｍｐ＿ｒｅｆを演算する。なお、ＰＩ制御器１２１は、電圧制御器に相当する。電流振幅指令値Ｉａｍｐ＿ｒｅｆは、三相系統１０１の各相電圧の位相情報ｓｉｎと乗算され、各相の電流指令値Ｉｒｅｆが演算される。

【0046】

ＰＩ制御器１２２は、電流指令値Ｉｒｅｆと電流センサ１０８ｒ，１０８ｓで検出された相電流Ｉとの差分Ｉｅｒｒに基づき、入力電圧指令値Ｖｄを演算する。

【0047】

補正電圧演算器１２３は、入力された入力電圧指令値Ｖｄに基づいて、入力電圧指令値Ｖｄのうち絶対値が最大である相の双方向スイッチのｄｕｔｙ比を１に固定するような補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを演算する。

【0048】

補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、各相の入力電圧指令値Ｖｄに等しく加算され、補正後入力電圧指令値Ｖｄ２（Ｖｄｒ２，Ｖｄｓ２，Ｖｄｔ２の総称）が演算される。

【0049】

ｄｕｔｙ演算器１２４は、入力された補正後入力電圧指令値Ｖｄ２に基づいて、各相のｄｕｔｙ比Ｄ（Ｄｒ，Ｄｓ，Ｄｔ）を演算し、双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔを駆動するゲート信号を生成する。

【0050】

このように、電力変換装置１００は、そのコントローラ１１０の動作モードとして、相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチをオン状態に固定するオン固定モードを有している。

【0051】

以上のような動作により、負荷変動等によって電流振幅指令値Ｉａｍｐ＿ｒｅｆが変動しても常に適切な補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを演算することができる。

【0052】

なお、補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、コンデンサ１０４とコンデンサ１０５との接続点Ｍに与えられるコモン電圧とも考えることができる。

【0053】

また、ここでは、電流振幅指令値Ｉａｍｐ＿ｒｅｆから位相情報ｓｉｎを用いて各相の電流指令値Ｉｒｅｆを演算しているが、これに限定されず、例えばｄｑ変換を用いて各相の電流指令値Ｉｒｅｆを演算してもよい。

【0054】

また、ここでは、コンデンサ１０４，１０５の電圧バランスを制御するブロック等は組み込まれていないが、このようなブロック等を追加するようにしてもよい。

【0055】

《補正電圧演算器の動作》
ここで、補正電圧演算器１２３の動作について図４を用いて説明する。

【0056】

図４は、補正電圧演算器の動作を示す制御ブロックの一例を示した図である。各相の入力電圧指令値Ｖｄｒ，Ｖｄｓ，Ｖｄｔの絶対値が絶対値演算器によって算出され、最大電圧選択器１３１に入力される。

【0057】

相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチをオン状態に固定するためには、固定対象の入力電圧指令値（Ｖｄｒ，Ｖｄｓ，Ｖｄｔのいずれか）の絶対値を小さくする必要がある。例えば、ｒ相の電流Ｉｒが正の向きに流れている場合、ｒ相の双方向スイッチ１０６ｒをオフするとｒ相の入力電圧は直流出力の端子Ｐの電位となり、オンするとコンデンサの接続点Ｍの電位（理想的には三相系統１０１の中性点と同電位でゼロ）と等しくなる。ここで、端子Ｐの電位＞接続点Ｍの電位であるため、入力電圧指令値Ｖｄｒが小さい程双方向スイッチ１０６ｒのｄｕｔｙ比Ｄｒは１に近づく。また、ｒ相の電流Ｉｒが負の向きに流れている場合は、双方向スイッチ１０６ｒをオフするとｒ相の入力電圧は直流出力の端子Ｎの電位となり、同様に入力電圧指令値Ｖｄｒの絶対値がゼロに近い程双方向スイッチ１０６ｒのｄｕｔｙ比Ｄｒは１に近づく。

【0058】

したがって、最大電圧選択器１３１は、入力電圧指令値Ｖｄｒ，Ｖｄｓ，Ｖｄｔのうち最大絶対値を選択して出力し，入力電圧指令値Ｖｄｒ，Ｖｄｓ，Ｖｄｔは、極性決定器１３２に入力される。極性決定器１３２は、絶対値が最大となる入力電圧指令値の正負を判定し、正なら－１、負なら＋１を出力する。最大電圧選択器１３１の出力と、極性決定器１３２の出力とを乗算し、補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが演算される。

【0059】

演算された補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、各相の入力電圧指令値Ｖｄｒ，Ｖｄｓ，Ｖｄｔに等しく加算され、補正後の入力電圧指令値Ｖｄｒ２，Ｖｄｓ２，Ｖｄｔ２となる。こうすることで，例えば、ｒ相の入力電圧指令値Ｖｄｒが正でかつ絶対値が最大となっている場合に、Ｖｄｒ２＝Ｖｄｒ－Ｖｄｒ＝０となり、補正後の入力電圧指令値Ｖｄｒ２をゼロにすることができ、ｒ相の双方向スイッチ１０６ｒをオン状態に固定できる。また、他相についても等しく補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを加算するため、線間電圧に影響を与えない。

【0060】

以上のような動作により、入力電圧指令値Ｖｄｒ，Ｖｄｓ，Ｖｄｔの極性に応じて加算すべき補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを適切に計算することができる。

【0061】

なお、本実施形態では、相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチを、その絶対値が最大である期間の全部において、オン状態に固定している。しかしながら、本発明はこれに限定されず、相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチを、その絶対値が最大である期間の一部、例えば、５０％以上、１００％未満において、オン状態に固定するようにしてもよい。このような場合であっても、力率を改善しつつスイッチング損失を低減することができる。

【0062】

（実施形態２）
実施形態２に係る電力変換装置について説明する。この電力変換装置は、実施形態１に係る電力変換装置を基礎に、コントローラの動作モードとして、オン固定モードのほかに、オフ固定モードを有している。オフ固定モードとは、相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチをオフ状態に固定する動作モードである。また、この電力変換装置は、入力電圧もしくは昇圧比に基づいて、コントローラの動作モードをオン固定モードとオフ固定モードとに切り替えるものである。なお、昇圧比とは、三相系統の入力電圧に対する出力直流電圧の比を意味する。

【0063】

実施形態１に係る電力変換装置、すなわちオン固定モードで動作する装置では、三相系統の入力電圧が出力直流電圧を基準にして相対的に低い条件、あるいは、入力電圧に対する出力直流電圧の比すなわち昇圧比が高い条件において、特に適した動作をする。

【0064】

一方、入力電圧が出力直流電圧を基準にして相対的に高い、あるいは、昇圧比が低い条件においては、オフ固定モードで動作する方が安定した動作が期待できる。例えば、三相系統１０１の線間電圧の最大値がコンデンサ１０４もしくは１０５の電圧よりも高い場合、オン固定モードで動作させると、三相系統１０１からコンデンサ１０４もしくは１０５に電流が自動的に流れてしまい、相電流を制御することが難しくなる。このため、入力電圧もしくは昇圧比に基づいて、オン固定モードにするのかオフ固定モードにするのかを選択することで、広い入力電圧範囲でスイッチング損失を低減できる。

【0065】

図５は、実施形態２に係る電力変換装置における入力電圧とｄｕｔｙ比固定値との関係の一例を示した図である。なお、図５では、直流電圧は一定であると想定している。

【0066】

図５において、入力電圧が閾電圧Ｖｔｈよりも低い場合は、コントローラ１１０の動作モードをオン固定モードとし、相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチのスイッチングにおけるｄｕｔｙ比の固定値を１としている。一方、入力電圧が閾電圧Ｖｔｈ以上の領域では、コントローラ１１０の動作モードを、オフ固定モードとし、相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチのスイッチングにおけるｄｕｔｙ比の固定値を０とする。

【0067】

以上のような動作をさせることで、広い入力電圧範囲で双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔのスイッチング損失を低減できる。

【0068】

なお、閾電圧Ｖｔｈは、力率を改善しつつスイッチング損失の低減度を最大化するという観点では、三相系統１０１の線間電圧の最大値が出力直流電圧のおおよそ１／２となる値に設定することが望ましい。しかしながら、閾電圧Ｖｔｈは、これに限定されない。例えば、閾電圧Ｖｔｈは、直流電圧の０％より大きく５０％以下の範囲で設定してもよいし、直流電圧の４５％以上、５５％以下の範囲で設定するようにしてもよい。

【0069】

図６は、実施形態２における入力電圧と効率との関係の一例を示した図である。変換効率２０１は、入力電圧が閾電圧Ｖｔｈよりも低い場合と高い場合とでオン固定モードとオフ固定モードとを切り替える場合の変換効率である。変換効率２０２は、全ての入力電圧範囲において、三相の双方向スイッチを全てスイッチングさせる三相変調モードを用いた場合の変換効率である。図６に示すように、入力電圧に応じてオン固定モードとオフ固定モードとを切り替える場合の変換効率２０１は、全ての入力電圧範囲で三相変調モードを用いる場合の変換効率２０２よりも高くなる。

【0070】

（実施形態３）
実施形態３に係る電力変換装置について説明する。この電力変換装置は、実施形態１に係る電力変換装置を基礎に、コントローラの動作モードとして、オン固定モードのほかに、オフ固定モードと、三相変調モードとを有している。三相変調モードとは、三相の双方向スイッチを全てスイッチングさせる動作モードである。また、この電力変換装置は、実施形態２のように閾電圧を１点に設けず、入力電圧の大きさに対して、オン固定モードとオフ固定モードとの間に三相変調モードを設けた場合の装置である。

【0071】

図７は、実施形態３に係る電力変換装置における入力電圧とｄｕｔｙ比固定値との関係の一例を示した図である。なお、図７では、直流電圧は一定であると想定している。

【0072】

図７において、入力電圧が第一閾電圧Ｖｔｈ１よりも低い場合、コントローラ１１０は、動作モードをオン固定モードとする。入力電圧が第一閾電圧Ｖｔｈ１以上であり、かつ第二閾電圧Ｖｔｈ２よりも低い場合、コントローラ１１０は、動作モードを三相変調モードとする。入力電圧が第二閾電圧Ｖｔｈ２以上の場合、コントローラ１１０は、動作モードをオフ固定モードとする。

【0073】

以上のような動作をさせることで、三相系統１０１の電圧もしくは直流電圧が変化した場合における動作モードのチャタリングを防ぐことができる。また、三相変調では、実施形態１および実施形態２で示した１相の双方向スイッチを停止する場合と比較して、生じる高調波が少ないという特徴がある。したがって、スイッチング損失が問題にならない一定以上の入力電圧範囲では、あえて三相変調を用いることで高調波ノイズを低減できる。

【0074】

（実施形態４）
実施形態４に係る電力変換装置について説明する。この電力変換装置は、実施形態１に係る電力変換装置を基礎に、コントローラの動作モードとして、オン固定モードのほかに、三相変調モードを有している。この電力変換装置は、入力電圧もしくは昇圧比に基づいて、コントローラの動作モードをオン固定モードと三相変調モードとに切り替えるものである。

【0075】

このように、入力電圧もしくは昇圧比に基づいて、オン固定モードにするのか三相変調モードにするのかを選択することでも、広い入力電圧範囲でスイッチング損失を低減できる。

【0076】

図８は、実施形態４に係る電力変換装置における入力電圧とｄｕｔｙ比固定値との関係の一例を示した図である。なお、図８では、直流電圧は一定であると想定している。

【0077】

図８において、入力電圧が閾電圧Ｖｔｈよりも低い場合は、コントローラ１１０の動作モードをオン固定モードとし、相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチのスイッチングにおけるｄｕｔｙ比の固定値を１としている。一方、入力電圧が閾電圧Ｖｔｈ以上の領域では、コントローラ１１０の動作モードを、三相変調モードとし、各相の双方向スイッチのスイッチングを常に行うようにする。

【0078】

以上のような動作をさせることで、広い入力電圧範囲で双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔのスイッチング損失を低減できる。

【0079】

なお、閾電圧Ｖｔｈは、三相系統１０１の線間電圧の最大値が直流電圧のおおよそ１／２となる値に設定することが望ましいが、実施形態２と同様に、所定の範囲で設定するようにしてもよい。

【0080】

（実施形態５）
実施形態５は、実施形態１に係る電力変換装置の回路構成の変形例である。

【0081】

図９は、実施形態５に係る電力変換装置の回路構成の一例である。実施形態１では、双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔを、それぞれ、２個のＭＯＳＦＥＴの直列接続で構成されている。

【0082】

一方、図９に示すように、実施形態５に係る電力変換装置５００では、各双方向スイッチを、１個のスイッチと４個のダイオードで構成することができる。すなわち、実施形態１における双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔを、それぞれ、図９に示すような双方向スイッチ５０６ｒ，５０６ｓ，５０６ｔとすることができる。

【0083】

具体的には、インダクタ１０２ｒ，１０２ｓ，１０２ｔと三相ダイオードブリッジ１０３との接続点を第１の接続点とし、コンデンサ１０４とコンデンサ１０５との接続点を第２の接続点とする。このとき、各相の双方向スイッチ５０６ｒ，５０６ｓ，５０６ｔは、それぞれ、１個のスイッチング素子、例えばパワートランジスタと、第１の接続点から当該スイッチング素子の一端に順方向に接続された第１のダイオード、当該スイッチング素子の他端から第１の接続点に順方向に接続された第２のダイオードと、第２の接続点から上記一端に順方向に接続された第３のダイオードと、上記他端から第２の接続点に順方向に接続された第４のダイオードとを含む構成とすることができる。

【0084】

なお、スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴの代わりに、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＧＴＯ、バイポーラトランジスタ等他のスイッチング素子を用いてもよい。

【0085】

このような回路構成とする実施形態５によれば、故障率が比較的高いスイッチング素子（ダイオードを除く）の数を減らすことができ、電力変換装置の故障率を低減することができる。

【0086】

また、スイッチング素子として高価な素子を使用する場合には、コストを低減することができる。

【0087】

また、スイッチング素子として、比較的大きな素子を使用する場合には、実装スペースを縮小することができる。

【0088】

以上、本発明の各種実施形態について説明したが、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。また、上記した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。これらは全て本発明の範疇に属するものである。さらに文中や図中に含まれる数値や名称等もあくまで一例であり、異なるものを用いても本発明の効果を損なうものではない。

【0089】

また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。また、上記の各構成、機能、回路等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路あるいはプログラマブル半導体チップで設計する等により実現してもよい。

【符号の説明】

【0090】

１００・・・電力変換装置、１０１…三相系統、１０２ｒ，１０２ｓ，１０２ｔ…インダクタ、１０３…三相ダイオードブリッジ、１０４，１０５…コンデンサ、１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔ…双方向スイッチ、１０７ｒ、１０７ｓ…電圧センサ、１０８ｒ，１０８ｓ…電流センサ、１０９…電圧センサ、１１０…コントローラ、Ｐ，Ｎ…直流出力部の端子、Ｍ…コンデンサの接続中点

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】