特許 7566129 無停電電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-10-03

(45)【発行日】2024-10-11

(54)【発明の名称】無停電電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02J 9/06 20060101AFI20241004BHJP

【ＦＩ】

H02J9/06 120

【請求項の数】 9

(21)【出願番号】P 2023504888

(86)(22)【出願日】2021-03-08

(86)【国際出願番号】 JP2021008979

(87)【国際公開番号】W WO2022190167

(87)【国際公開日】2022-09-15

【審査請求日】2023-09-07

(73)【特許権者】

【識別番号】000006013

【氏名又は名称】三菱電機株式会社

(73)【特許権者】

【識別番号】501137636

【氏名又は名称】株式会社ＴＭＥＩＣ

(74)【代理人】

【識別番号】110001195

【氏名又は名称】弁理士法人深見特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】鶴田 遼司

(72)【発明者】

【氏名】田中 智大

(72)【発明者】

【氏名】益永 博史

【審査官】辻丸 詔

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１６－４６９００（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０２０／０２６４３０（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２００９－１３１１２２（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｊ ９／０６

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

交流電源の健全時に、前記交流電源から供給される交流電力を受ける電源端子と、
電力貯蔵装置と前記電源端子の間に接続され、前記交流電源の健全時にオフされ、前記交流電源の停電時にオンされる第１のスイッチと、
直流電力を授受するための直流リンク部と、
前記交流電源の健全時には、前記交流電源から前記電源端子に供給される交流電力を直流電力に変換して前記直流リンク部に供給し、前記交流電源の停電時には、前記電力貯蔵装置から前記第１のスイッチを介して前記電源端子に供給される直流電力を前記直流リンク部に供給する順変換器と、
前記直流リンク部からの直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する逆変換器と、
前記交流電源の健全時に、前記直流リンク部からの直流電力を前記電力貯蔵装置に蓄えるチョッパ回路とを備え、
前記直流リンク部は、
第１および第２の直流ラインと、
前記第１および第２の直流ライン間に接続された第１のコンデンサとを含み、
前記順変換器は、レグ回路および交流フィルタを含み、
前記レグ回路は、
前記第１の直流ラインと中間端子との間に接続された第１のスイッチング素子と、
前記中間端子と前記第２の直流ラインとの間に接続された第２のスイッチング素子と、
それぞれ前記第１および第２のスイッチング素子に逆並列に接続された第１および第２のダイオードとを含み、
前記交流フィルタは、
前記電源端子と中性点との間に接続された第２のコンデンサと、
前記電源端子と前記中間端子との間に接続されたリアクトルとを含み、
前記交流電源は、互いに位相の異なる第１～第Ｍ相の交流電力を供給し、
Ｍは２以上の整数であり、
前記電源端子、前記レグ回路、および前記交流フィルタは、前記第１～第Ｍ相の交流電力の各々に対応して設けられており、
前記第１のコンデンサは、
前記第１の直流ラインと前記中性点との間に接続された第１の副コンデンサと、
前記中性点と前記第２の直流ラインとの間に接続された第２の副コンデンサとを含み、
前記第１のスイッチは、第１～第（Ｍ－１）相の交流電力の各々に対応して設けられており、
前記第Ｍ相の交流電力に対応する前記電源端子と前記中性点との間に接続され、前記交流電源の健全時にはオフされ、前記交流電源の停電時にはオンされる第２のスイッチをさらに備え、
前記交流電源の停電時には、前記第１および第２の直流ライン間の直流電圧が参照電圧になるように、前記第１～第（Ｍ－１）相に対応する各前記レグ回路の前記第２のスイッチング素子がオンおよびオフされ、
前記交流電源の停電時には、前記第１および第２の副コンデンサの端子間電圧が同じになるように、前記第Ｍ相に対応する前記レグ回路の前記第１および第２のスイッチング素子が交互にオンされる、無停電電源装置。

【請求項2】

前記チョッパ回路は、前記第１および第２の直流ラインと、前記電力貯蔵装置の正極および負極との間に接続されており、
前記第１のスイッチは、前記電力貯蔵装置の正極と、対応する前記電源端子との間に接続されており、
前記第２の直流ラインと前記電力貯蔵装置の負極とは短絡されている、請求項１に記載の無停電電源装置。

【請求項3】

交流電源の健全時に、前記交流電源から供給される交流電力を受ける電源端子と、
電力貯蔵装置と前記電源端子の間に接続され、前記交流電源の健全時にオフされ、前記交流電源の停電時にオンされる第１のスイッチと、
直流電力を授受するための直流リンク部と、
前記交流電源の健全時には、前記交流電源から前記電源端子に供給される交流電力を直流電力に変換して前記直流リンク部に供給し、前記交流電源の停電時には、前記電力貯蔵装置から前記第１のスイッチを介して前記電源端子に供給される直流電力を前記直流リンク部に供給する順変換器と、
前記直流リンク部からの直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する逆変換器と、
前記交流電源の健全時に、前記直流リンク部からの直流電力を前記電力貯蔵装置に蓄えるチョッパ回路とを備え、
前記直流リンク部は、
第１および第２の直流ラインと、
前記第１および第２の直流ライン間に接続された第１のコンデンサとを含み、
前記順変換器は、レグ回路および交流フィルタを含み、
前記レグ回路は、
前記第１の直流ラインと中間端子との間に接続された第１のスイッチング素子と、
前記中間端子と前記第２の直流ラインとの間に接続された第２のスイッチング素子と、
それぞれ前記第１および第２のスイッチング素子に逆並列に接続された第１および第２のダイオードとを含み、
前記交流フィルタは、
前記電源端子と中性点との間に接続された第２のコンデンサと、
前記電源端子と前記中間端子との間に接続されたリアクトルとを含み、
前記交流電源は、互いに位相の異なる第１～第Ｍ相の交流電力を供給し、
Ｍは２以上の整数であり、
前記電源端子、前記レグ回路、および前記交流フィルタは、前記第１～第Ｍ相の交流電力の各々に対応して設けられており、
前記第１のコンデンサは、
前記第１の直流ラインと前記中性点との間に接続された第１の副コンデンサと、
前記中性点と前記第２の直流ラインとの間に接続された第２の副コンデンサとを含み、
前記チョッパ回路は、前記第１の直流ライン、前記第２の直流ライン、および前記中性点と、前記電力貯蔵装置の正極および負極との間に接続されており、
前記第１のスイッチは、前記電力貯蔵装置の正極と、対応する前記電源端子との間に接続されており、
前記第２の直流ラインと前記電力貯蔵装置の負極との間に接続され、前記交流電源の健全時にはオフされ、前記交流電源の停電時にはオンされる第２のスイッチをさらに備える、無停電電源装置。

【請求項4】

前記順変換器は、前記交流電源の停電時には、前記電力貯蔵装置から前記第１のスイッチを介して前記電源端子に供給される直流電圧を昇圧して前記直流リンク部に供給し、
前記チョッパ回路は、前記交流電源の健全時に、前記直流リンク部からの直流電圧を降圧して前記電力貯蔵装置に供給する、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の無停電電源装置。

【請求項5】

前記チョッパ回路は、前記交流電源の健全時であっても、負荷電流が上限値を超えた場合には、前記電力貯蔵装置の直流電力を前記直流リンク部に供給する、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の無停電電源装置。

【請求項6】

前記交流電源と前記電源端子の間に接続され、前記交流電源の健全時にオンされ、前記交流電源の停電時にオフされる第３のスイッチをさらに備える、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の無停電電源装置。

【請求項7】

前記チョッパ回路は、前記交流電源の停電が発生してから予め定められた時間だけ前記電力貯蔵装置の直流電力を前記直流リンク部に供給し、
前記順変換器は、前記第１のスイッチがオンされ、かつ前記第３のスイッチがオフされた後に、前記電力貯蔵装置から前記第１のスイッチを介して前記電源端子に供給される直流電力を前記直流リンク部に供給する、請求項６に記載の無停電電源装置。

【請求項8】

前記電力貯蔵装置と前記電源端子の間に直列接続された第３のスイッチおよび抵抗器をさらに備え、
前記交流電源の停電が発生してから予め定められた時間だけ前記第３のスイッチがオンされ、
前記第３のスイッチがオフされた後に前記第１のスイッチがオンされる、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の無停電電源装置。

【請求項9】

前記第１のスイッチの一方端子は前記電力貯蔵装置に接続されており、
前記第１のスイッチの他方端子と前記電源端子との間に接続された抵抗器と、
前記抵抗器に並列接続され、前記交流電源の停電が発生してから予め定められた時間が経過した後にオンされる第３のスイッチをさらに備える、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の無停電電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、無停電電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

コンピュータシステムのような重要負荷に交流電力を安定的に供給するため、無停電電源装置が広く使用されている。たとえば特開２００４－３４３８２６号公報（特許文献１）には、順変換器、逆変換器、およびチョッパ回路を備える無停電電源装置が開示されている。交流電源の健全時には、交流電源から供給される交流電力が順変換器によって直流電力に変換され、その直流電力が、逆変換器によって交流電力に変換されて負荷に供給されるとともに、チョッパ回路によって電力貯蔵装置に蓄えられる。交流電源の停電時には、電力貯蔵装置の直流電力がチョッパ回路によって逆変換器に供給され、交流電力に変換されて負荷に供給される。したがって、交流電源の停電時でも、電力貯蔵装置に直流電力が蓄えられている期間は、負荷の運転を継続することができる。

【0003】

また、たとえば国際公開第２０１０／０４４１６４号（特許文献２）には、順変換器、逆変換器、およびチョッパ回路の各々を３レベル化することにより、高調波の低減化を図ることが可能な無停電電源装置が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【文献】特開２００４－３４３８２６号公報

【文献】国際公開第２０１０／０４４１６４号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

一般に、電力変換器のサイズは、その電力容量に応じて増大する。しかるに従来の無停電電源装置では、交流電源の健全時に定格直流電力を逆変換器に供給する順変換器と、交流電源の停電時に定格直流電力を逆変換器に供給するチョッパ回路とが別々に設けられていたので、装置が大型化するという問題があった。

【0006】

それゆえに、本開示の主たる目的は、小型の無停電電源装置を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本開示の無停電電源装置は、電源端子、第１のスイッチ、直流リンク部、順変換器、逆変換器、およびチョッパ回路を備えたものである。電源端子は、交流電源の健全時に、交流電源から供給される交流電力を受ける。第１のスイッチは、電力貯蔵装置と電源端子の間に接続され、交流電源の健全時にオフされ、交流電源の停電時にオンされる。直流リンク部は、直流電力を授受するために設けられている。順変換器は、交流電源の健全時には、交流電源から電源端子に供給される交流電力を直流電力に変換して直流リンク部に供給し、交流電源の停電時には、電力貯蔵装置から第１のスイッチを介して電源端子に供給される直流電力を直流リンク部に供給する。逆変換器は、直流リンク部からの直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。チョッパ回路は、交流電源の健全時に、直流リンク部からの直流電力を電力貯蔵装置に蓄える。

【発明の効果】

【0008】

この無停電電源装置では、交流電源の停電時に定格直流電力を逆変換器に供給する機能を順変換器に持たせたので、当該機能をチョッパ回路が有する必要はない。したがって、チョッパ回路の小型化を図ることができ、ひいては無停電電源装置の小型化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】実施の形態１に従う無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。

【図2】図１に示す制御装置の構成を示すブロック図である。

【図3】図２に示す制御ブロックＢ１の構成を示すブロック図である。

【図4】図２に示す制御ブロックＢ２の構成を示すブロック図である。

【図5】図４に示す制御部３１の構成を示すブロック図である。

【図6】図５に示すＰＷＭ部４４の構成を示すブロック図である。

【図7】図４に示す制御部３２の構成を示すブロック図である。

【図8】図５に示すＰＷＭ部６２の構成を示すブロック図である。

【図9】図７に示す３つのＰＷＭ部で使用される３つの正極キャリア信号の波形を示すタイムチャートである。

【図10】図２に示す制御ブロックＢ３の構成を示すブロック図である。

【図11】図２に示す制御ブロックＢ４の構成を示すブロック図である。

【図12】実施の形態２に従う無停電電源装置の過負荷時における動作を示すブロック図である。

【図13】図１２で説明する無停電電源装置の要部を示すブロック図である。

【図14】実施の形態３に従う無停電電源装置に含まれる制御ブロックの構成を示すブロック図である。

【図15】実施の形態３に従う無停電電源装置に含まれるもう一つの制御ブロックを示すブロック図である。

【図16】図１４および図１５で示した無停電電源装置の動作を示すタイムチャートである。

【図17】実施の形態４に従う無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。

【図18】実施の形態５に従う無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。

【図19】実施の形態６に従う無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。

【図20】図１９に示す制御装置の構成を示すブロック図である。

【図21】図２０に示す制御ブロックＢ１１の構成を示すブロック図である。

【図22】図２０に示す制御ブロックＢ１２の構成を示すブロック図である。

【図23】図２２に示す制御部１３２の構成を示すブロック図である。

【図24】図２３に示す制御部１３３の構成を示すブロック図である。

【図25】図２４に示すＰＷＭ部１４７の構成を示すブロック図である。

【図26】図２４に示すバランスパルス生成部の構成を示すブロック図である。

【図27】図２６に示すバランスパルス生成部の動作を示すタイムチャートである。

【図28】実施の形態７に従う無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0010】

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に従う無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。図１において、この無停電電源装置は、交流入力端子Ｔ１Ｒ，Ｔ１Ｓ，Ｔ１Ｔ、交流出力端子Ｔ２Ｕ，Ｔ２Ｖ，Ｔ２Ｗ、バッテリ端子Ｔ３Ｐ，Ｔ３Ｎ、スイッチＳ１～Ｓ６、順変換器１、直流リンク部２、逆変換器３、チョッパ回路４、電流検出器５～７、および制御装置８を備える。

【0011】

交流入力端子Ｔ１Ｒ，Ｔ１Ｓ，Ｔ１Ｔは、それぞれ商用交流電源１１から商用周波数の三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを受ける。三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの瞬時値は、制御装置８によって検出される。制御装置８は、三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴに基づいて、商用交流電源１１の停電が発生したか否かを検出する。また、制御装置８は、三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴに同期して、順変換器１および逆変換器３を制御する。

【0012】

交流出力端子Ｔ２Ｕ，Ｔ２Ｖ，Ｔ２Ｗは、負荷１２に接続される。負荷１２は、無停電電源装置から交流出力端子Ｔ２Ｕ，Ｔ２Ｖ，Ｔ２Ｗを介して供給される商用周波数の三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷによって駆動される。三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの瞬時値は、制御装置８によって検出される。

【0013】

バッテリ端子Ｔ３Ｐ，Ｔ３Ｎは、それぞれバッテリ１３の正極および負極に接続される。バッテリ１３（電力貯蔵装置）は、直流電力を蓄える。バッテリ１３の代わりにコンデンサが接続されていても構わない。バッテリ端子Ｔ３Ｐ，Ｔ３Ｎ間の直流電圧ＶＢは、制御装置８によって検出される。

【0014】

スイッチＳ１～Ｓ３の一方端子はそれぞれ交流入力端子Ｔ１Ｒ，Ｔ１Ｓ，Ｔ１Ｔに接続され、それらの他方端子はそれぞれノードＮ１～Ｎ３（電源端子）に接続される。スイッチＳ１～Ｓ３は、制御装置８によって制御される。

【0015】

商用交流電源１１から三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが正常に供給されている場合（商用交流電源１１の健全時）には、スイッチＳ１～Ｓ３はオンされる。商用交流電源１１から三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが正常に供給されていない場合（商用交流電源１１の停電時）には、スイッチＳ１～Ｓ３はオフされる。

【0016】

スイッチＳ４～Ｓ６の一方端子はともにバッテリ端子Ｔ３Ｐに接続され、それらの他方端子はそれぞれノードＮ１～Ｎ３に接続される。スイッチＳ４～Ｓ６は、制御装置８によって制御される。商用交流電源１１の健全時には、スイッチＳ４～Ｓ６はオフされる。商用交流電源１１の停電時には、スイッチＳ４～Ｓ６はオンされる。スイッチＳ４～Ｓ６は、電力貯蔵装置と電源端子との間に接続された「第１のスイッチ」の一実施例に相当する。スイッチＳ１～Ｓ３は、交流電源と電源端子との間に接続された「第２のスイッチ」の一実施例に相当する。

【0017】

したがって、商用交流電源１１の健全時には、ノードＮ１～Ｎ３は商用交流電源１１からスイッチＳ１～Ｓ３を介してそれぞれ三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを受け、商用交流電源１１の停電時には、ノードＮ１～Ｎ３はバッテリ１３からスイッチＳ４～Ｓ６を介してともにバッテリ電圧ＶＢを受ける。

【0018】

直流リンク部２は、順変換器１、逆変換器３、およびチョッパ回路４の間で直流電力を授受するために設けられている。直流リンク部２は、直流ラインＬＰ，ＬＮおよびコンデンサＣｄを含む。コンデンサＣｄは、直流ラインＬＰ，ＬＮ間に接続され、直流ラインＬＰ，ＬＮ間の直流電圧ＶＤＣを平滑化する。直流ラインＬＮは、バッテリ端子Ｔ３Ｎに接続されている。直流電圧ＶＤＣは、制御装置８によって検出される。

【0019】

順変換器１は、制御装置８によって制御される。順変換器１は、商用交流電源１１の健全時には、商用交流電源１１からスイッチＳ１～Ｓ３を介して供給される交流電力を直流電力に変換して直流リンク部２に供給する。また、順変換器１は、商用交流電源１１の停電時には、バッテリ１３からスイッチＳ４～Ｓ６を介して供給される直流電力を直流リンク部２に供給する。

【0020】

詳しく説明すると、順変換器１は、交流フィルタＦ１およびレグ回路１ａ～１ｃを含む。交流フィルタＦ１は、コンデンサＣ１～Ｃ３およびリアクトルＬ１～Ｌ３を含む。コンデンサＣ１～Ｃ３の一方電極はそれぞれノードＮ１～Ｎ３に接続され、それらの他方電極はともに中性点ＮＰに接続される。リアクトルＬ１～Ｌ３の一方電極はそれぞれノードＮ１～Ｎ３に接続され、それらの他方電極はそれぞれノードＮ４～Ｎ６（中間端子）に接続される。

【0021】

交流フィルタＦ１は、低域通過フィルタであり、商用交流電源１１からレグ回路１ａ～１ｃに商用周波数の交流電流を流し、レグ回路１ａ～１ｃから商用交流電源１１にスイッチング周波数の電流が流れることを防止する。電流検出器５は、リアクトルＬ１～Ｌ３に流れる電流Ｉ１～Ｉ３を検出し、それらの検出値を示す信号を制御装置８に与える。

【0022】

レグ回路１ａ，１ｂ，１ｃは、それぞれＲ相、Ｓ相、およびＴ相に対応して設けられている。レグ回路１ａは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子Ｑ１Ｒ，Ｑ２ＲおよびダイオードＤ１Ｒ，Ｄ２Ｒを含む。レグ回路１ｂは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ，Ｑ２ＳおよびダイオードＤ１Ｓ，Ｄ２Ｓを含む。レグ回路１ｃは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｔ，Ｑ２ＴおよびダイオードＤ１Ｔ，Ｄ２Ｔを含む。

【0023】

ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ１Ｓ，Ｑ１Ｔのコレクタはともに直流ラインＬＰに接続され、それらのエミッタはそれぞれノードＮ４～Ｎ６に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒ，Ｑ２Ｓ，Ｑ２ＴのコレクタはそれぞれノードＮ４～Ｎ６に接続され、それらのエミッタはともに直流ラインＬＮに接続される。ダイオードＤ１Ｒ，Ｄ１Ｓ，Ｄ１Ｔ，Ｄ２Ｒ，Ｄ２Ｓ，Ｄ２Ｔは、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ１Ｓ，Ｑ１Ｔ，Ｑ２Ｒ，Ｑ２Ｓ，Ｑ２Ｔに逆並列に接続される。

【0024】

ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ１Ｓ，Ｑ１Ｔを代表的に総称してＩＧＢＴ素子Ｑ１と称する場合がある。ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒ，Ｑ２Ｓ，Ｑ２Ｔを代表的に総称してＩＧＢＴ素子Ｑ２と称する場合がある。ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２は、それぞれ第１および第２のスイッチング素子を構成する。

【0025】

なお、スイッチング素子として、ＩＧＢＴ素子の代わりに、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）のような任意の自己消弧型半導体スイッチング素子を用いることができる。

【0026】

ダイオードＤ１Ｒ，Ｄ１Ｓ，Ｄ１Ｔを代表的に総称してダイオードＤ１と称する場合がある。ダイオードＤ２Ｒ，Ｄ２Ｓ，Ｄ２Ｔを代表的に総称してダイオードＤ２と称する場合がある。ダイオードＤ１，Ｄ２は、それぞれ第１および第２のダイオードを構成する。ダイオードＤ１，Ｄ２の各々は、フリーホイールダイオードとして動作する。

【0027】

商用交流電源１１の健全時には、商用交流電源１１からスイッチＳ１～Ｓ３を介して順変換器１に三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが供給される。三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴは、ダイオードＤ１Ｒ，Ｄ１Ｓ，Ｄ１Ｔ，Ｄ２Ｒ，Ｄ２Ｓ，Ｄ２Ｔによって三相全波整流され、さらにコンデンサＣｄによって平滑化されて直流電圧ＶＤＣに変換される。

【0028】

制御装置８は、三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ、三相交流電流Ｉ１～Ｉ３、および直流電圧ＶＤＣに基づいて、直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるように、レグ回路１ａ～１ｃを制御する。

【0029】

すなわち、制御装置８は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング周波数で交互にオンさせ、かつ一周期内におけるＩＧＢＴ素子Ｑ１のオン時間（すなわちＩＧＢＴ素子Ｑ２のオフ時間）を調整する。

【0030】

たとえばレグ回路１ａでは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒがオンすると、直流ラインＬＰがＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒを介してノードＮ４に接続され、ノードＮ４に正電圧が供給される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒがオンすると、ノードＮ４がＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒを介して直流ラインＬＮに接続され、ノードＮ４に負電圧が供給される。これにより、直流電圧ＶＤＣは、２レベルの交流電圧ＶＲｃｔに変換される。レグ回路１ｂ，１ｃでもレグ回路１ａと同様にして、直流電圧ＶＤＣが２レベルの交流電圧ＶＳｃｔ，ＶＴｃｔに変換される。

【0031】

また、制御装置８は、直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるように、三相交流電圧ＶＲｃｔ，ＶＳｃｔ，ＶＴｃｔの位相を制御する。三相交流電圧ＶＲｃｔ，ＶＳｃｔ，ＶＴｃｔの位相を商用交流電源１１からの三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの位相よりも進ませると、コンデンサＣｄから順変換器１を介して商用交流電源１１に電力が供給されて直流電圧ＶＤＣが低下する。

【0032】

逆に、三相交流電圧ＶＲｃｔ，ＶＳｃｔ，ＶＴｃｔの位相を商用交流電源１１からの三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの位相よりも遅らせると、商用交流電源１１から順変換器１を介してコンデンサＣｄに電力が供給されて直流電圧ＶＤＣが上昇する。したがって、直流電圧ＶＤＣは参照電圧ＶＤＣｒに維持される。

【0033】

また、商用交流電源１１の停電時には、バッテリ１３からスイッチＳ４～Ｓ６を介してノードＮ１～Ｎ３にバッテリ電圧ＶＢが供給される。制御装置８は、電流Ｉ１～Ｉ３および直流電圧ＶＤＣに基づいて、直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるように、レグ回路１ａ～１ｃを制御する。

【0034】

すなわち、制御装置８は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２を一定周波数でオンおよびオフさせる。たとえばレグ回路１ａでは、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒがオンすると、バッテリ１３の正極からスイッチＳ４、リアクトルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒ、直流ラインＬＮを介してバッテリ１３の負極に電流が流れ、リアクトルＬ１に電磁エネルギーが蓄えられる。

【0035】

次に、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒがオフすると、バッテリ１３の正極からスイッチＳ４、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１Ｒ、直流ラインＬＰ、コンデンサＣｄ、直流ラインＬＮを介してバッテリ１３の負極に電流が流れ、コンデンサＣｄが充電される。

【0036】

このとき、リアクトルＬ１の電磁エネルギーが放出されるので、直流電圧ＶＤＣはバッテリ電圧ＶＢよりも高くなる。すなわち、バッテリ電圧ＶＢは昇圧されて直流電圧ＶＤＣに変換される。レグ回路１ｂ，１ｃでもレグ回路１ａと同様にして、バッテリ電圧ＶＤＣが昇圧されて直流電圧ＶＤＣに変換される。

【0037】

また、制御装置８は、直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるように、ＩＧＢＴ素子Ｑ２をオンおよびオフさせる信号の一周期内におけるＩＧＢＴ素子Ｑ２のオン時間を調整する。たとえばレグ回路１ａでは、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒのオン時間を長くすると、リアクトルＬ１に蓄えられる電磁エネルギーが増大し、直流電圧ＶＤＣが上昇する。

【0038】

逆に、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒのオン時間を短くすると、リアクトルＬ１に蓄えられる電磁エネルギーが減少し、直流電圧ＶＤＣが下降する。レグ回路１ｂ，１ｃでもレグ回路１ａと同様にして、直流電圧ＶＤＣのレベルが調整される。したがって、直流電圧ＶＤＣは参照電圧ＶＤＣｒに維持される。

【0039】

さらに、制御装置８は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒをオンおよびオフさせる信号の位相と、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｓをオンおよびオフさせる信号の位相と、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｔをオンおよびオフさせる信号の位相とを１２０度ずつずらせるインターリーブ動作を行なう。

【0040】

これにより、互いに異なるタイミングでダイオードＤ１Ｒ，Ｄ１Ｓ，Ｄ１Ｔをオンさせることができバッテリ１３からダイオードＤ１Ｒ，Ｄ１Ｓ，Ｄ１Ｔを介して直流リンク部２に直流電力が供給されるタイミングをずらすことができる。したがって、商用交流電源１１の停電時に、直流電圧ＶＤＣに発生するリプル電圧を低減することができる。

【0041】

また、このときリアクトルＬ１～Ｌ３に流れる電流Ｉ１～Ｉ３の和はバッテリ１３の出力電流に相当する。本実施の形態１では、バッテリ１３の出力電流のリプルを小さくすることができる。このため、バッテリ１３の出力電流のリプルを小型のリアクトルＬ１～Ｌ３で低減することができ、装置の大型化を抑制することができる。

【0042】

次に、逆変換器３は、制御装置８によって制御される。逆変換器３は、順変換器１から直流リンク部２を介して供給される直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷１２に供給する。

【0043】

詳しく説明すると、逆変換器３は、レグ回路３ａ，３ｂ，３ｃおよび交流フィルタＦ２を含む。レグ回路３ａ，３ｂ，３ｃは、それぞれＵ相、Ｖ相、およびＷ相に対応して設けられている。レグ回路３ａは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ４ＵおよびダイオードＤ３Ｕ，Ｄ４Ｕを含む。レグ回路３ｂは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｖ，Ｑ４ＶおよびダイオードＤ３Ｖ，Ｄ４Ｖを含む。レグ回路３ｃは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｗ，Ｑ４ＷおよびダイオードＤ３Ｗ，Ｄ４Ｗを含む。

【0044】

ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ３Ｖ，Ｑ３Ｗのコレクタはともに直流ラインＬＰに接続され、それらのエミッタはそれぞれノードＮ７～Ｎ９に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｕ，Ｑ４Ｖ，Ｑ４ＷのコレクタはそれぞれノードＮ７～Ｎ９に接続され、それらのエミッタはともに直流ラインＬＮに接続される。ダイオードＤ３Ｕ，Ｄ３Ｖ，Ｄ３Ｗ，Ｄ４Ｕ，Ｄ４Ｖ，Ｄ４Ｗは、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ３Ｖ，Ｑ３Ｗ，Ｑ４Ｕ，Ｑ４Ｖ，Ｑ４Ｗに逆並列に接続される。

【0045】

ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ３Ｖ，Ｑ３Ｗを代表的に総称してＩＧＢＴ素子Ｑ３と称する場合がある。ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｕ，Ｑ４Ｖ，Ｑ４Ｗを代表的に総称してＩＧＢＴ素子Ｑ４と称する場合がある。

【0046】

ダイオードＤ３Ｕ，Ｄ３Ｖ，Ｄ３Ｗを代表的に総称してダイオードＤ３と称する場合がある。ダイオードＤ４Ｕ，Ｄ４Ｖ，Ｄ４Ｗを代表的に総称してダイオードＤ４と称する場合がある。ダイオードＤ３，Ｄ４の各々は、フリーホイールダイオードとして動作する。

【0047】

制御装置８は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４をスイッチング周波数で交互にオンさせ、かつ一周期内におけるＩＧＢＴ素子Ｑ３のオン時間（すなわちＩＧＢＴ素子Ｑ４のオフ時間）を調整する。

【0048】

たとえばレグ回路３ａでは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕがオンすると、直流ラインＬＰがＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕを介してノードＮ７に接続され、ノードＮ７に正電圧が供給される。ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｕがオンすると、ノードＮ７がＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｕを介して直流ラインＬＮに接続され、ノードＮ７に負電圧が供給される。

【0049】

これにより、直流電圧ＶＤＣは、２レベルの交流電圧ＶＵｐに変換される。レグ回路３ｂ，３ｃでもレグ回路３ａと同様にして、直流電圧ＶＤＣが２レベルの交流電圧ＶＶｐ，ＶＷｐに変換される。三相交流電圧ＶＵｐ，ＶＶｐ，ＶＷｐは、それぞれ商用交流電源１１からの三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴに同期している。

【0050】

また、交流フィルタＦ２は、リアクトルＬ４～Ｌ６およびコンデンサＣ４～Ｃ６を含む。リアクトルＬ４～Ｌ６の一方電極はそれぞれノードＮ７～Ｎ９に接続され、それらの他方電極はそれぞれ交流出力端子Ｔ２Ｕ，Ｔ２Ｖ，Ｔ２Ｗに接続される。コンデンサＣ４～Ｃ６の一方電極はそれぞれ交流出力端子Ｔ２Ｕ，Ｔ２Ｖ，Ｔ２Ｗに接続され、それらの他方電極はともに中性点ＮＰに接続される。

【0051】

交流フィルタＦ２は、低域通過フィルタであり、レグ回路３ａ～３ｃから負荷１２に商用周波数の交流電流を流し、レグ回路３ａ～３ｃから負荷１２にスイッチング周波数の電流が流れることを防止する。換言すると、交流フィルタＦ２は、レグ回路３ａ～３ｃによって生成された三相交流電圧ＶＵｐ，ＶＶｐ，ＶＷｐを商用周波数で正弦波状に変化する三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに変換する。

【0052】

電流検出器６は、リアクトルＬ４～Ｌ６に流れる電流Ｉ４～Ｉ６を検出し、それらの検出値を示す信号を制御装置８に与える。制御装置８は、三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷおよび三相交流電流Ｉ４～Ｉ６に基づいて、三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷが参照交流電圧ＶＵｒ，ＶＶｒ，ＶＷｒになるようにレグ回路３ａ～３ｃを制御する。

【0053】

チョッパ回路４は、制御装置８によって制御され、商用交流電源１１の健全時に、順変換器１によって生成された直流電力をバッテリ１３に蓄える。電流検出器７は、チョッパ回路４とバッテリ１３との間に流れる電流ＩＢを検出し、その検出値を示す信号を制御装置８に与える。制御装置８は、バッテリ電圧ＶＢおよび電流ＩＢに基づいて、バッテリ電圧ＶＢが参照電圧ＶＢｒになるようにチョッパ回路４を制御する。

【0054】

具体的には、チョッパ回路４は、ハーフブリッジチョッパであって、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６、ダイオードＤ５，Ｄ６、およびリアクトルＬ７を含む。ＩＧＢＴ素子Ｑ５のコレクタは直流ラインＬＰに接続され、そのエミッタはノードＮ１０に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ６のコレクタはノードＮ１０に接続され、そのエミッタは直流ラインＬＮおよびバッテリ端子Ｔ３Ｎに接続される。リアクトルＬ７は、ノードＮ１０とバッテリ端子Ｔ３Ｐとの間に接続される。

【0055】

制御装置８は、商用交流電源１１の健全時に、ＩＧＢＴ素子Ｑ５を一定周波数でオンおよびオフさせる。ＩＧＢＴ素子Ｑ５がオンされると、直流ラインＬＰからＩＧＢＴ素子Ｑ５、リアクトルＬ７、およびバッテリ１３を介して直流ラインＬＮに電流が流れ、バッテリ１３が充電されるとともに、リアクトルＬ７に電磁エネルギーが蓄えられる。ＩＧＢＴ素子Ｑ５がオフされると、ノードＮ１０からリアクトルＬ７、バッテリ１３、およびダイオードＤ６を介してノードＮ１０に電流が流れ、バッテリ１３が充電されるとともに、リアクトルＬ７の電磁エネルギーが放出される。

【0056】

制御装置８は、バッテリ電圧ＶＢが参照電圧ＶＢｒになるように、ＩＧＢＴ素子Ｑ５をオンおよびオフさせる信号の一周期内におけるＩＧＢＴ素子Ｑ５のオン時間を調整する。制御装置８は、参照電圧ＶＢｒとバッテリ電圧ＶＢの差ΔＶＢ＝ＶＢｒ－ＶＢが大きいほど、ＩＧＢＴ素子Ｑ５のオン時間を長くし、ΔＶＢが小さいほど、ＩＧＢＴ素子Ｑ５のオン時間を短くする。ΔＶＢ＝０になると、制御装置８は、ＩＧＢＴ素子Ｑ５をオフ状態に維持する。

【0057】

このような制御装置８の機能は、処理装置９を用いて実現できる。ここでいう処理装置９は、専用処理回路のような専用のハードウェアや、プロセッサおよび記憶装置のことをいう。専用のハードウェアを利用する場合、専用処理回路は、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、またはこれらを組み合わせたものが該当する。

【0058】

プロセッサおよび記憶装置を利用する場合、上記の各機能は、ソフトウェア、ファームウェアまたはこれらの組合せにより実現される。ソフトウェアまたはファームウェアはプログラムとして記述され、記憶装置に記憶される。プロセッサは記憶装置に記憶されたプログラムを読み出して実行する。これらのプログラムは、上記の各機能を実現する手順および方法をコンピュータに実行させるものであるとも言える。

【0059】

記憶装置は、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、またはＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable Read Only Memory（登録商標））といった半導体メモリが該当する。半導体メモリは、不揮発性メモリでもよいし揮発性メモリでもよい。また、記憶装置は、半導体メモリ以外にも、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスクまたはＤＶＤ（Digital Versatile Disc）が該当する。

【0060】

図２は、制御装置８の構成を示すブロック図である。図２において、制御装置８は、電圧検出器２０，２２～２４、停電検出器２１、および制御回路２５を備える。電圧検出器２０は、商用交流電源１１から供給される三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの瞬時値を検出し、それらの検出値を示す信号Ｖｉｆを停電検出器２１および制御回路２５に与える。

【0061】

停電検出器２１は、電圧検出器２０の出力信号Ｖｉｆに基づいて、商用交流電源１１の停電が発生したか否かを判別し、判別結果を示す信号ＤＴ１を制御回路２５に与える。たとえば、電圧検出器２０の出力信号Ｖｉｆによって示される三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴのレベルが下限値よりも小さい場合には停電検出信号ＤＴ１は活性化レベルの「Ｌ」レベルにされ、三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴのレベルが下限値よりも大きい場合には停電検出信号ＤＴ１は非活性化レベルの「Ｈ」レベルにされる。

【0062】

電圧検出器２２は、直流ラインＬＰ，ＬＮ間の直流電圧ＶＤＣを検出し、その検出値を示す信号ＶＤＣｆを制御回路２５に与える。電圧検出器２３は、逆変換器３によって生成される三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの瞬時値を検出し、それらの検出値を示す信号Ｖｏｆを制御回路２５に与える。電圧検出器２４は、バッテリ１３の端子間電圧ＶＢを検出し、その検出値を示す信号ＶＢｆを制御回路２５に与える。

【0063】

制御回路２５は、電圧検出器２０，２２，２３，２４の出力信号Ｖｉｆ，ＶＤＣｆ，Ｖｏｆ，ＶＢｆ、電流検出器５，６，７（図１）の出力信号Ｉｉｆ，Ｉｏｆ，ＩＢｆ、および停電検出器２１の出力信号ＤＴ１に基づいて、スイッチＳ１～Ｓ３、スイッチＳ４～Ｓ６、順変換器１、逆変換器３、およびチョッパ回路４を制御する。

【0064】

制御回路２５は、制御ブロックＢ１～Ｂ４を含む。制御ブロックＢ１は、スイッチＳ１～Ｓ６を制御する。制御ブロックＢ２は、順変換器１を制御する。制御ブロックＢ３は、逆変換器３を制御する。制御ブロックＢ４は、チョッパ回路４を制御する。

【0065】

図３は、制御ブロックＢ１の構成を示すブロック図である。図３において、制御ブロックＢ１は、制御部２６および駆動回路２７を含む。制御部２６は、停電検出信号ＤＴ１に従って、スイッチＳ１～Ｓ３を制御するための信号ＳＡと、スイッチＳ４～Ｓ６を制御するための信号ＳＢとを生成する。

【0066】

停電検出信号ＤＴ１が非活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合には、信号ＳＡ，ＳＢはそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされる。停電検出信号ＤＴ１が活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合には、信号ＳＡ，ＳＢはそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルにされる。

【0067】

駆動回路２７は、信号ＳＡ，ＳＢに従って、制御電圧ＶＳＡ，ＶＳＢを生成する。信号ＳＡ，ＳＢがそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルである場合には、制御電圧ＶＳＡ，ＶＳＢはそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされる。信号ＳＡ，ＳＢがそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルである場合には、制御電圧ＶＳＡ，ＶＳＢはそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルにされる。

【0068】

制御電圧ＶＳＡが「Ｈ」レベルにされるとスイッチＳ１～Ｓ３がオンし、制御電圧ＶＳＡが「Ｌ」レベルにされるとスイッチＳ１～Ｓ３がオフする。制御電圧ＶＳＢが「Ｈ」レベルにされるとスイッチＳ４～Ｓ６がオンし、制御電圧ＶＳＢが「Ｌ」レベルにされるとスイッチＳ４～Ｓ６がオフする。

【0069】

したがって、商用交流電源１１の健全時には、スイッチＳ１～Ｓ３がオンされるとともに、スイッチＳ４～Ｓ６がオフされる。また、商用交流電源１１の停電時には、スイッチＳ１～Ｓ３がオフされるとともに、スイッチＳ４～Ｓ６がオンされる。

【0070】

図４は、制御ブロックＢ２（図２）の構成を示すブロック図である。図４において、制御ブロックＢ２は、参照電圧発生部３０、制御部３１，３２、切換回路３３、およびゲート駆動回路３４を含む。

【0071】

参照電圧発生部３０は、参照電圧ＶＤＣｒを生成する。制御部３１は、参照電圧ＶＤＣｒ、電圧検出器２０，２２の出力信号Ｖｉｆ，ＶＤＣｆ、および電流検出器５の出力信号Ｉｉｆに基づいて、三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを直流電圧ＶＤＣに変換するためのＰＷＭ（Pulse Width modulation）信号φ３１を生成する。

【0072】

制御部３２は、参照電圧ＶＤＣｒ、電圧検出器２２の出力信号ＶＤＣｆおよび電流検出器５の出力信号Ｉｉｆに基づいて、バッテリ電圧ＶＢを昇圧して直流電圧ＶＤＣを生成するためのＰＷＭ信号φ３２を生成する。

【0073】

切換回路３３は、停電検出信号ＤＴ１が非活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合には、制御部３１からのＰＷＭ信号φ３１をゲート駆動回路３４に与え、停電検出信号ＤＴ１が活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合には、制御部３２からのＰＷＭ信号φ３２をゲート駆動回路３４に与える。

【0074】

ゲート駆動回路３４は、切換回路３３からのＰＷＭ信号φ３１またはφ３２に従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ１Ｓ，Ｑ１Ｔ，Ｑ２Ｒ，Ｑ２Ｓ，Ｑ２Ｔの各々をオンおよびオフさせるためのゲート信号φ３４を生成する。

【0075】

図５は、制御部３１（図４）の構成を示すブロック図である。図５において、制御部３１は、電圧制御部４０、電流制御部４１～４３、およびＰＷＭ部４４～４６を含む。電圧制御部４０は、参照電圧ＶＤＣｒと電圧検出器２２の出力信号ＶＤＣｆによって示される直流電圧ＶＤＣとの差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ－ＶＤＣに応じた値の電流指令値Ｉｃ１を生成する。

【0076】

電流制御部４１は、電流指令値Ｉｃ１と、電流検出器５の出力信号Ｉｉｆによって示される交流入力電流Ｉ１と、電圧検出器２０の出力信号Ｖｉｆによって示される交流電圧ＶＲとに基づいて、商用周波数で正弦波状に変化する電圧指令値Ｖｃ１を生成する。

【0077】

電流制御部４２は、電流指令値Ｉｃ１と、電流検出器５の出力信号φＩｉｆによって示される交流入力電流Ｉ２と、電圧検出器２０の出力信号Ｖｉｆによって示される交流電圧ＶＳとに基づいて、商用周波数で正弦波状に変化する電圧指令値Ｖｃ２を生成する。

【0078】

電流制御部４３は、電流指令値Ｉｃ１と、電流検出器５の出力信号Ｉｉｆによって示される交流入力電流Ｉ３と、電圧検出器２０の出力信号Ｖｉｆによって示される交流電圧ＶＴとに基づいて、商用周波数で正弦波状に変化する電圧指令値Ｖｃ３を生成する。電圧指令値Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３の位相は、１２０度ずつずれている。

【0079】

ＰＷＭ部４４は、電圧指令値Ｖｃ１と、スイッチング周波数で三角波状に変化する両極キャリア信号との高低を比較し、比較結果に基づいて、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ２Ｒを制御するためのＰＷＭ信号Ｐ１Ｒ，Ｐ２Ｒを生成する。ＰＷＭ信号Ｐ２Ｒは、ＰＷＭ信号Ｐ１Ｒを反転させた信号である。

【0080】

ＰＷＭ部４５は、電圧指令値Ｖｃ２と、スイッチング周波数で三角波状に変化する両極キャリア信号との高低を比較し、比較結果に基づいて、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ，Ｑ２Ｓを制御するためのＰＷＭ信号Ｐ１Ｓ，Ｐ２Ｓを生成する。ＰＷＭ信号Ｐ２Ｓは、ＰＷＭ信号Ｐ１Ｓを反転させた信号である。

【0081】

ＰＷＭ部４６は、電圧指令値Ｖｃ３と、スイッチング周波数で三角波状に変化する両極キャリア信号との高低を比較し、比較結果に基づいて、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｔ，Ｑ２Ｔを制御するためのＰＷＭ信号Ｐ１Ｔ，Ｐ２Ｔを生成する。ＰＷＭ信号Ｐ２Ｔは、ＰＷＭ信号Ｐ１Ｔを反転させた信号である。ＰＷＭ信号Ｐ１Ｒ，Ｐ２Ｒ，Ｐ１Ｓ，Ｐ２Ｓ，Ｐ１Ｔ，Ｐ２Ｔは、ＰＷＭ信号φ３１（図４）に含まれている。

【0082】

切換回路３３によってＰＷＭ信号φ３１が選択された場合には、ゲート駆動回路３４（図４）は、ＰＷＭ信号Ｐ１Ｒ，Ｐ２Ｒ，Ｐ１Ｓ，Ｐ２Ｓ，Ｐ１Ｔ，Ｐ２Ｔに従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ２Ｒ，Ｑ１Ｓ，Ｑ２Ｓ，Ｑ１Ｔ，Ｑ２Ｔを制御するためのゲート信号Ｇ１Ｒ，Ｇ２Ｒ，Ｇ１Ｓ，Ｇ２Ｓ，Ｇ１Ｔ，Ｇ２Ｔを生成する。ゲート信号Ｇ１Ｒ，Ｇ２Ｒ，Ｇ１Ｓ，Ｇ２Ｓ，Ｇ１Ｔ，Ｇ２Ｔは、ゲート信号φ３４（図４）に含まれている。

【0083】

ＰＷＭ信号Ｐ１Ｒ，Ｐ１Ｓ，Ｐ１Ｔを代表的に総称してＰＷＭ信号Ｐ１と称する場合がある。ゲート信号Ｇ１Ｒ，Ｇ１Ｓ，Ｇ１Ｔを代表的に総称してゲート信号Ｇ１と称する場合がある。ＰＷＭ信号Ｐ１が「Ｈ」レベルにされると、ゲート信号Ｇ１が「Ｈ」レベルにされる。ＰＷＭ信号Ｐ１が「Ｌ」レベルにされると、ゲート信号Ｇ１が「Ｌ」レベルにされる。ゲート信号Ｇ１は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のゲートおよびエミッタ間に印加される。

【0084】

ＰＷＭ信号Ｐ２Ｒ，Ｐ２Ｓ，Ｐ２Ｔを代表的に総称してＰＷＭ信号Ｐ２と称する場合がある。ゲート信号Ｇ２Ｒ，Ｇ２Ｓ，Ｇ２Ｔを代表的に総称してゲート信号Ｇ２と称する場合がある。ＰＷＭ信号Ｐ２が「Ｈ」レベルにされると、ゲート信号Ｇ２が「Ｈ」レベルにされる。ＰＷＭ信号Ｐ２が「Ｌ」レベルにされると、ゲート信号Ｇ２が「Ｌ」レベルにされる。ゲート信号Ｇ２は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のゲートおよびエミッタ間に印加される。

【0085】

図６は、ＰＷＭ部４４（図５）の構成を示す回路ブロック図である。図６において、ＰＷＭ部４４は、両極キャリア生成部５０、比較器５１、および反転回路５２を含む。両極キャリア生成部５０は、両極キャリア信号φ５０を生成する。両極キャリア信号φ５０は、負電圧（－Ｖａ）と正電圧（＋Ｖａ）の間で、スイッチング周波数で三角波状に変化する。電圧指令値Ｖｃ１は、両極キャリア信号φ５０よりも小さな振幅で、商用周波数で正弦波状に変化する。

【0086】

電圧指令値Ｖｃ１は、比較器５１の非反転入力端子（＋端子）に与えられる。両極キャリア信号φ５０は、比較器５１の反転入力端子（－端子）に与えられる。比較器５１は、電圧指令値Ｖｃ１と両極キャリア信号φ５０との高低を比較し、比較結果を示す信号をＰＷＭ信号Ｐ１Ｒとして出力する。反転回路５２は、ＰＷＭ信号Ｐ１Ｒを反転させてＰＷＭ信号Ｐ２Ｒを出力する。

【0087】

電圧指令値Ｖｃ１のレベルが両極キャリア信号φ５０のレベルよりも高い場合には、ＰＷＭ信号Ｐ１Ｒ，Ｐ２Ｒはそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルとなる。電圧指令値Ｖｃ１のレベルが両極キャリア信号φ５０のレベルよりも低い場合には、ＰＷＭ信号Ｐ１Ｒ，Ｐ２Ｒはそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルとなる。ＰＷＭ部４５，４６の各々の構成は、ＰＷＭ部４４の構成と同じであるので、その説明は繰り返さない。

【0088】

なお、実際には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２が同時にオンして直流ラインＬＰ，ＬＮが短絡されることを防止するため、ＰＷＭ信号にデッドタイムを付与する回路がＰＷＭ部４４～４６の後段に設けられている。

【0089】

図７は、制御部３２（図４）の構成を示すブロック図である。図７において、制御部３２は、電圧制御部６０、電流制御部６１、およびＰＷＭ部６２～６４を含む。電圧制御部６０は、参照電圧ＶＤＣｒと電圧検出器２２の出力信号ＶＤＣｆによって示される直流電圧ＶＤＣとの差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ－ＶＤＣに応じた値の電流指令値ＩｃＡを生成する。電流制御部６１は、電流指令値ＩｃＡと、電流検出器５の出力信号Ｉｉｆによって示される電流Ｉ１～Ｉ３とに基づいて、直流の電圧指令値ＶｃＡを生成する。

【0090】

ＰＷＭ部６２は、電圧指令値ＶｃＡと、一定周波数で三角波状に変化する第１正極キャリア信号との高低を比較し、比較結果に基づいて、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ２Ｒを制御するためのＰＷＭ信号Ｐ１ＲＡ，Ｐ２ＲＡを生成する。ＰＷＭ信号Ｐ２ＲＡは、ＰＷＭ信号Ｐ１ＲＡを反転させた信号である。

【0091】

ＰＷＭ部６３は、電圧指令値ＶｃＡと、一定周波数で三角波状に変化する第２正極キャリア信号との高低を比較し、比較結果に基づいて、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ，Ｑ２Ｓを制御するためのＰＷＭ信号Ｐ１ＳＡ，Ｐ２ＳＡを生成する。ＰＷＭ信号Ｐ２ＳＡは、ＰＷＭ信号Ｐ１ＳＡを反転させた信号である。

【0092】

ＰＷＭ部６４は、電圧指令値ＶｃＡと、一定周波数で三角波状に変化する第３正極キャリア信号との高低を比較し、比較結果に基づいて、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｔ，Ｑ２Ｔを制御するためのＰＷＭ信号Ｐ１ＴＡ，Ｐ２ＴＡを生成する。ＰＷＭ信号Ｐ２ＴＡは、ＰＷＭ信号Ｐ１ＴＡを反転させた信号である。ＰＷＭ信号Ｐ１ＲＡ，Ｐ２ＲＡ，Ｐ１ＳＡ，Ｐ２ＳＡ，Ｐ１ＴＡ，Ｐ２ＴＡは、ＰＷＭ信号φ３２（図４）に含まれている。

【0093】

切換回路３３によってＰＷＭ信号φ３２が選択された場合には、ゲート駆動回路３４（図４）は、ＰＷＭ信号Ｐ１ＲＡ，Ｐ２ＲＡ，Ｐ１ＳＡ，Ｐ２ＳＡ，Ｐ１ＴＡ，Ｐ２ＴＡに従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ２Ｒ，Ｑ１Ｓ，Ｑ２Ｓ，Ｑ１Ｔ，Ｑ２Ｔを制御するためのゲート信号Ｇ１Ｒ，Ｇ２Ｒ，Ｇ１Ｓ，Ｇ２Ｓ，Ｇ１Ｔ，Ｇ２Ｔを生成する。ゲート信号Ｇ１Ｒ，Ｇ２Ｒ，Ｇ１Ｓ，Ｇ２Ｓ，Ｇ１Ｔ，Ｇ２Ｔは、ゲート信号φ３４（図４）に含まれている。

【0094】

ＰＷＭ信号Ｐ１ＲＡ，Ｐ１ＳＡ，Ｐ１ＴＡを代表的に総称してＰＷＭ信号Ｐ１Ａと称する場合がある。ＰＷＭ信号Ｐ１Ａが「Ｈ」レベルにされると、ゲート信号Ｇ１が「Ｈ」レベルにされる。ＰＷＭ信号Ｐ１Ａが「Ｌ」レベルにされると、ゲート信号Ｇ１が「Ｌ」レベルにされる。ゲート信号Ｇ１は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のゲートおよびエミッタ間に印加される。

【0095】

ＰＷＭ信号Ｐ２ＲＡ，Ｐ２ＳＡ，Ｐ２ＴＡを代表的に総称してＰＷＭ信号Ｐ２Ａと称する場合がある。ＰＷＭ信号Ｐ２Ａが「Ｈ」レベルにされると、ゲート信号Ｇ２が「Ｈ」レベルにされる。ＰＷＭ信号Ｐ２Ａが「Ｌ」レベルにされると、ゲート信号Ｇ２が「Ｌ」レベルにされる。ゲート信号Ｇ２は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のゲートおよびエミッタ間に印加される。

【0096】

図８は、ＰＷＭ部６２の構成を示す回路ブロック図である。図８において、ＰＷＭ部６２は、正極キャリア生成部７０、比較器７１、および反転回路７２を含む。正極キャリア生成部７０は、第１正極キャリア信号φ７０Ｒを生成する。第１正極キャリア信号φ７０Ｒは、基準電圧（０Ｖ）と正電圧（＋Ｖｂ）の間で、一定周波数で三角波状に変化する。電圧指令値ＶｃＡは、基準電圧（０）と正電圧（＋Ｖｂ）の間の直流電圧である。

【0097】

電圧指令値ＶｃＡは、比較器７１の非反転入力端子（＋端子）に与えられる。第１正極キャリア信号φ７０Ｒは、比較器７１の反転入力端子（－端子）に与えられる。比較器７１は、電圧指令値ＶｃＡと第１正極キャリア信号φ７０Ｒとの高低を比較し、比較結果を示す信号をＰＷＭ信号Ｐ１ＲＡとして出力する。反転回路７２は、ＰＷＭ信号Ｐ１ＲＡを反転させてＰＷＭ信号Ｐ２ＲＡを出力する。

【0098】

電圧指令値ＶｃＡのレベルが正極キャリア信号φ７０のレベルよりも高い場合には、ＰＷＭ信号Ｐ１ＲＡ，Ｐ２ＲＡはそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルとなる。電圧指令値ＶｃＡのレベルが正極キャリア信号φ７０のレベルよりも低い場合には、ＰＷＭ信号Ｐ１ＲＡ，Ｐ２ＲＡはそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルとなる。

【0099】

ＰＷＭ部６３，６４の各々の構成は、ＰＷＭ部６２の構成と同じである。ただし、ＰＷＭ部６３，６４の正極キャリア生成部７０は、それぞれ第１正極キャリア信号φ７０Ｓおよび第２正極キャリア信号φ７０Ｔを生成する。

【0100】

なお、実際には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２が同時にオンして直流ラインＬＰ，ＬＮが短絡されることを防止するため、ＰＷＭ信号にデッドタイムを付与する回路がＰＷＭ部６２～６４の後段に設けられている。

【0101】

図９は、図７に示すＰＷＭ部６２～６４で生成される正極キャリア信号φ７０Ｒ，φ７０Ｓ，φ７０Ｔの波形を示す図である。図９に示すように、正極キャリア信号φ７０Ｒ，φ７０Ｓ，φ７０Ｔの位相は、１２０度ずつずれている。このため、ＰＷＭ信号Ｐ２ＲＡ，Ｐ２ＳＡ，Ｐ２ＴＡの位相も１２０度ずつずれ、ゲート信号Ｇ２Ｒ，Ｇ２Ｓ，Ｇ２Ｔの位相も１２０度ずつずれる。

【0102】

したがって、順変換器１のＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒ，Ｑ２Ｓ，Ｑ２Ｔがオンおよびオフされるタイミングが一周期の１／３ずつずれ、バッテリ１３からダイオードＤ１Ｒ，Ｄ１Ｓ，Ｄ１Ｔを介してコンデンサＣｄに電流が流れるタイミングが一周期の１／３ずつずれる。よって、直流電圧ＶＤＣに重畳されるリプル電圧の振幅を小さくすることができる。

【0103】

図１０は、制御ブロックＢ３（図２）の構成を示すブロック図である。図１０において、制御ブロックＢ３は、参照電圧発生部７５、制御部７６、およびゲート駆動回路７７を含む。

【0104】

参照電圧発生部７５は、三相の参照電圧ＶＵｒ，ＶＶｒ，ＶＷｒを生成する。参照電圧ＶＵｒ，ＶＶｒ，ＶＷｒの各々は、商用周波数で正弦波状に変化する。参照電圧ＶＵｒ，ＶＶｒ，ＶＷｒの位相は、１２０度ずつずれている。

【0105】

制御部７６は、参照電圧ＶＵｒ，ＶＶｒ，ＶＷｒ、電圧検出器２３（図２）の出力信号Ｖｏｆ、および電流検出器６の出力信号Ｉｏｆに基づいて、直流電圧ＶＤＣを三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴに変換するためのＰＷＭ信号φ７６を生成する。ＰＷＭ信号φ７６は、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ３Ｖ，Ｑ３Ｗ，Ｑ４Ｕ，Ｑ４Ｖ，Ｑ４Ｗに対応する６つのＰＷＭ信号Ｐ３Ｕ，Ｐ３Ｖ，Ｐ３Ｗ，Ｐ４Ｕ，Ｐ４Ｖ，Ｐ４Ｗを含む。

【0106】

ゲート駆動回路７７は、ＰＷＭ信号φ７６に従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ３Ｖ，Ｑ３Ｗ，Ｑ４Ｕ，Ｑ４Ｖ，Ｑ４Ｗの各々をオンおよびオフさせるためのゲート信号φ７７を生成する。ゲート信号φ７７は、ゲート信号Ｇ３Ｕ，Ｇ３Ｖ，Ｇ３Ｗ，Ｇ４Ｕ，Ｇ４Ｖ，Ｇ４Ｗを含む。ゲート信号Ｇ３Ｕ，Ｇ３Ｖ，Ｇ３Ｗ，Ｇ４Ｕ，Ｇ４Ｖ，Ｇ４Ｗは、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ３Ｖ，Ｑ３Ｗ，Ｑ４Ｕ，Ｑ４Ｖ，Ｑ４Ｗのゲートおよびエミッタ間に与えられる。これにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ３Ｖ，Ｑ３Ｗ，Ｑ４Ｕ，Ｑ４Ｖ，Ｑ４Ｗの各々がオンおよびオフされ、直流電圧ＶＤＣが三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに変換される。

【0107】

図１１は、制御ブロックＢ４（図２）の構成を示すブロック図である。図１１において、制御ブロックＢ４は、参照電圧発生部８０、制御部８１、およびゲート駆動回路８２を含む。

【0108】

参照電圧発生部８０は、参照電圧ＶＢｒを生成する。制御部８１は、参照電圧ＶＢｒ、電圧検出器２４の出力信号ＶＢｆ、および電流検出器７の出力信号ＩＢｆに基づいて、直流電圧ＶＤＣをバッテリ電圧ＶＢに変換するためのＰＷＭ信号Ｐ５，Ｐ６を生成する。ＰＷＭ信号Ｐ６は、ＰＷＭ信号Ｐ５の反転信号である。

【0109】

ゲート駆動回路８２は、停電検出信号ＤＴ１が非活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合には、ＰＷＭ信号Ｐ５，Ｐ６に従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６の各々をオンおよびオフさせるためのゲート信号Ｇ５，Ｇ６を生成する。また、ゲート駆動回路８２は、停電検出信号ＤＴ１が活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合には、ゲート信号Ｇ５，Ｇ６の各々を「Ｌ」レベルに維持する。

【0110】

ゲート信号Ｇ５，Ｇ６は、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６のゲートおよびエミッタ間に与えられる。これにより、商用交流電源１１の健全時には、ＩＧＢＴ素子Ｑ５が一定周波数でオンおよびオフされ、直流電圧ＶＤＣがバッテリ電圧ＶＢに変換される。なお、ＩＧＢＴ素子Ｑ５がオフされると、リアクトルＬ７、バッテリ１３、およびダイオードＤ６の経路で電流が流れるので、ゲート信号Ｇ６が「Ｈ」レベルにされてもＩＧＢＴ素子Ｑ６はオンしない。また、商用交流電源１１の停電時には、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６はともにオフされ、チョッパ回路４の運転は停止される。

【0111】

次に、図１～図１１で示した無停電電源装置の動作について説明する。商用交流電源１１の健全時には、停電検出器２１（図２）によって停電検出信号ＤＴ１が非活性化レベルの「Ｈ」レベルにされ、制御部２６および駆動回路２７（図３）によって、スイッチＳ１～Ｓ３がオンされるとともにスイッチＳ４～Ｓ６がオフされる。これにより、商用交流電源１１からスイッチＳ１～Ｓ３を介して順変換器１に三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが供給される。

【0112】

また、切換回路３３（図４）によって制御部３１が選択され、参照電圧発生部３０、制御部３１、およびゲート駆動回路３４によって順変換器１（図１）が運転され、商用交流電源１１からスイッチＳ１～Ｓ３を介して供給される三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが順変換器１によって直流電圧ＶＤＣに変換される。

【0113】

また、参照電圧発生部７５、制御部７６、およびゲート駆動回路７７（図１０）によって逆変換器３（図１）が運転され、直流電圧ＶＤＣが三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに変換されて負荷１２に供給される。

【0114】

また、参照電圧発生部８０、制御部８１、およびゲート駆動回路８２（図１１）によってチョッパ回路（図１）が運転され、直流電圧ＶＤＣが降圧されてバッテリ１３に供給され、バッテリ１３が充電される。

【0115】

商用交流電源１１の停電が発生すると、停電検出器２１（図２）によって停電検出信号ＤＴ１が活性化レベルの「Ｌ」レベルにされ、制御部２６および駆動回路２７（図３）によって、スイッチＳ１～Ｓ３がオフされるとともにスイッチＳ４～Ｓ６がオンされる。これにより、バッテリ１３の直流電圧ＶＢがスイッチＳ４～Ｓ６を介して順変換器１に供給される。また、ゲート駆動回路８２（図１１）によってチョッパ回路（図１）の運転が停止される。

【0116】

また、切換回路３３（図４）によって制御部３２が選択され、参照電圧発生部３０、制御部３２、およびゲート駆動回路３４によって順変換器１（図１）が運転され、バッテリ１３からスイッチＳ４～Ｓ６を介して供給される直流電圧ＶＢが順変換器１によって昇圧されて直流電圧ＶＤＣに変換される。

【0117】

また、参照電圧発生部７５、制御部７６、およびゲート駆動回路７７（図１０）によって逆変換器３（図１）が運転され、直流電圧ＶＤＣが三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに変換されて負荷１２に供給される。したがって、商用交流電源１１の停電が発生した場合でも、バッテリ１３に直流電力が蓄えられている期間は、負荷１２の運転を継続することができる。

【0118】

以上のように、この実施の形態１では、商用交流電源１１の停電時に順変換器１が定格直流電力を逆変換器３に供給するので、定格直流電力を逆変換器３に供給する機能をチョッパ回路４が有する必要はない。したがって、チョッパ回路４の小型化を図ることができ、ひいては無停電電源装置の小型化を図ることができる。

【0119】

また、商用交流電源１１の停電時に、順変換器１のＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒ，Ｑ２Ｓ，Ｑ２Ｔをオンおよびオフさせるタイミングを一周期の１／３ずつずらすことにより、バッテリ１３からダイオードＤ１Ｒ，Ｄ１Ｓ，Ｄ１Ｔを介してコンデンサＣｄに電流を流すタイミングを一周期の１／３ずつずらすので、直流電圧ＶＤＣに重畳されるリプル電圧の振幅を小さく抑制することができる。また、バッテリ１３の出力電流のリプルを小型のリアクトルＬ１～Ｌ３で低減することができ、装置の大型化を抑制することができる。

【0120】

実施の形態２．
図１２は、実施の形態２に従う無停電電源装置における過負荷時の動作を示すブロック図である。図１２において、この無停電電源装置では、商用交流電源１１の健全時において過負荷時には、負荷１２の消費電力Ｐａが順変換器１とチョッパ回路４の両方から供給される。このとき、チョッパ回路４は、一定の直流電力Ｐｂを供給し、順変換器１は、残りの直流電力Ｐｃ＝Ｐａ－Ｐｂを供給する。一定の直流電力Ｐｂは、たとえば、チョッパ回路４の定格電力以下の値に設定される。

【0121】

具体的には、制御装置８（図１）は、電流検出器６の出力信号φ６によって示される交流電流Ｉ４～Ｉ６（負荷電流）が上限値を超えた場合（過負荷時）に、チョッパ回路４から逆変換器３に直流電力Ｐｂが供給されるようにチョッパ回路４を制御するとともに、直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるように順変換器１を制御する。これにより、順変換器１から逆変換器３に直流電力Ｐｃ＝Ｐａ－Ｐｂが供給される。順変換器１の制御方法は実施の形態１と同じであるが、チョッパ回路４の制御方法は実施の形態１と異なる。

【0122】

次に、チョッパ回路４の制御方法について詳細に説明する。商用交流電源１１の健全時において過負荷時には、制御装置８は、チョッパ回路４のＩＧＢＴ素子Ｑ６（図１）を一定周波数でオンおよびオフさせる。ＩＧＢＴ素子Ｑ６がオンすると、バッテリ１３の正極からリアクトルＬ７およびＩＧＢＴ素子Ｑ６を介してバッテリ１３の負極に電流が流れ、リアクトルＬ７に電磁エネルギーが蓄えられる。

【0123】

ＩＧＢＴ素子Ｑ６がオフすると、バッテリ１３の正極からリアクトルＬ７、ダイオードＤ５、直流ラインＬＰ、コンデンサＣｄ、および直流ラインＬＮを介してバッテリ１３の負極に電流が流れ、コンデンサＣｄが充電される。このとき、リアクトルＬ７の電磁エネルギーが放出され、バッテリ電圧ＶＢが昇圧されて直流電圧ＶＤＣに変換される。

【0124】

図１３は、この無停電電源装置の要部を示すブロック図であって、図４と対比される図である。図１３を参照して、この無停電電源装置が実施の形態１の無停電電源装置と異なる点は、制御回路２５（図２）において、制御ブロックＢ４が制御ブロックＢ５と置換されている点である。制御ブロックＢ５は、制御ブロックＢ４に、制御部８３、過負荷検出器８４、および切換回路８５を追加したものである。

【0125】

制御部８３は、電圧検出器２４の出力信号ＶＢｆ、および電流検出器７の出力信号ＩＢｆに基づいて、過負荷時に一定の直流電力Ｐｂを直流リンク部２に供給するためのＰＷＭ信号Ｐ５Ａ，Ｐ６Ａを生成する。ＰＷＭ信号Ｐ６Ａは、ＰＷＭ信号Ｐ５Ａの反転信号である。

【0126】

過負荷検出器８４は、電流検出器６の出力信号Ｉｏｆに基づいて、負荷電流Ｉ４～Ｉ６が上限値ＩＨを超えているか否かを判別し、判別結果を示す信号ＤＴ２を出力する。負荷電流Ｉ４～Ｉ６が上限値ＩＨを超えていない場合（すなわち過負荷でない場合）には、過負荷検出信号ＤＴ２は非活性化レベルの「Ｌ」レベルにされる。負荷電流Ｉ４～Ｉ６が上限値ＩＨを超えている場合（すなわち過負荷である場合）には、過負荷検出信号ＤＴ２は活性化レベルの「Ｈ」レベルにされる。

【0127】

切換回路８５は、過負荷検出信号ＤＴ２が非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合には、制御部８１からのＰＷＭ信号Ｐ５，Ｐ６をゲート駆動回路８２に与え、過負荷検出信号ＤＴ２が活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合には、制御部８３からのＰＷＭ信号Ｐ５Ａ，Ｐ６Ａをゲート駆動回路８２に与える。

【0128】

過負荷検出信号ＤＴ２が非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合には、制御部８１からのＰＷＭ信号Ｐ５，Ｐ６が切換回路８５を介してゲート駆動回路８２に与えられる。この場合にはチョッパ回路４は、実施の形態１と同様に制御される。

【0129】

過負荷検出信号ＤＴ２が活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合には、制御部８３からのＰＷＭ信号Ｐ５Ａ，Ｐ６Ａが切換回路８５を介してゲート駆動回路８２に与えられる。ゲート駆動回路８２は、ＰＷＭ信号Ｐ５Ａ，Ｐ６Ａに従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６の各々をオンおよびオフさせるためのゲート信号Ｇ５，Ｇ６を生成する。

【0130】

ゲート信号Ｇ５，Ｇ６は、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６のゲートおよびエミッタ間に与えられる。これにより、過負荷時には、ＩＧＢＴ素子Ｑ６が一定周波数でオンおよびオフされ、バッテリ電圧ＶＢが直流電圧ＶＤＣに変換される。

【0131】

なお、ＩＧＢＴ素子Ｑ６がオフされると、バッテリ１３の正極からリアクトルＬ７、ダイオードＤ５、およびコンデンサＣｄを介してバッテリ１３の負極に電流が流れるので、ゲート信号Ｇ５が「Ｈ」レベルにされてもＩＧＢＴ素子Ｑ５はオンしない。また、商用交流電源１１の停電時には、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６はともにオフされ、チョッパ回路４の運転は停止される。

【0132】

以上のように、この実施の形態２では、過負荷時には順変換器１およびチョッパ回路４の両方から直流電力を逆変換器３に供給するので、過負荷時を想定した順変換器１の熱設計の条件を緩和することができ、順変換器１の小型化を図ることができる。

【0133】

実施の形態３．
スイッチＳ１～Ｓ３（図１）を機械スイッチによって構成した場合、停電検出信号ＤＴ１（図２）が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下げられてから、スイッチＳ１～Ｓ３がオン状態からオフ状態に変化するまで、ある程度の時間Ｔoffがかかる。また、商用交流電源１１の最終段は、三相変圧器である。

【0134】

したがって、停電検出信号ＤＴ１の「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルへの立下りエッジに応答して直ぐに順変換器１の昇圧動作を行なうと、順変換器１のレグ回路１ａ～１ｃがスイッチＳ１～Ｓ３を介して三相変圧器によって短絡され、過電流が流れる恐れがある。

【0135】

そこで、この実施の形態３では、停電検出信号ＤＴ１が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下げられてから、ある時間Ｔｄが経過するまで順変換器１の昇圧動作を停止させる。時間Ｔｄは、スイッチＳ１～Ｓ３がオン状態からオフ状態に変化するために必要な時間Ｔoffと同じか、それよりも長い時間である。

【0136】

しかし、商用交流電源１１の停電が発生してから時間Ｔｄが経過するまで順変換器１の昇圧動作を停止させると、逆変換器３によってコンデンサＣｄの直流電力が消費され、直流電圧ＶＤＣが下降する。直流電圧ＶＤＣが下限値ＶＤＣＬよりも低下すると、逆変換器３の変調率が過大になり、負荷１２に供給される三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの波形が歪む。このため、直流電圧ＶＤＣが下限値ＶＤＣＬよりも低下すると、逆変換器３の運転が停止され、負荷１２の運転が停止される。

【0137】

そこで、本実施の形態３では、商用交流電源１１の停電が発生してから時間Ｔｄが経過するまでの期間には、チョッパ回路４から逆変換器３に直流電力を供給させて、直流電圧ＶＤＣの低下を抑制する。

【0138】

図１４は、実施の形態３に従う無停電電源装置に含まれる制御ブロックＢ６の構成を示すブロック図であって、図４と対比される図である。図１４を参照して、実施の形態３に従う無停電電源装置は、制御回路２５（図２）において、制御ブロックＢ２に代えて制御ブロックＢ６を備える。制御ブロックＢ６が図４の制御ブロックＢ２と異なる点は、信号発生回路９０が追加され、ゲート駆動回路３４がゲート駆動回路９１で置換されている点である。

【0139】

信号発生回路９０は、停電検出信号ＤＴ１の「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルへの立下りエッジに応答して信号φ９０を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上げた後、一定時間Ｔｄの経過後に信号φ９０を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下げる。

【0140】

ゲート駆動回路９１は、信号φ９０が「Ｌ」レベルである期間にはゲート駆動回路３４（図４）と同様に動作し、切換回路３３からのＰＷＭ信号φ３１またはφ３２に従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ１Ｓ，Ｑ１Ｔ，Ｑ２Ｒ，Ｑ２Ｓ，Ｑ２Ｔの各々をオンおよびオフさせるためのゲート信号φ９１を生成する。このゲート信号φ９１は、ゲート信号Ｇ１Ｒ，Ｇ２Ｒ，Ｇ１Ｓ，Ｇ２Ｓ，Ｇ１Ｔ，Ｇ２Ｔを含む。

【0141】

ゲート駆動回路９１は、信号φ９０が「Ｈ」レベルである期間には、ゲート信号Ｇ１Ｒ，Ｇ２Ｒ，Ｇ１Ｓ，Ｇ２Ｓ，Ｇ１Ｔ，Ｇ２Ｔをともに「Ｌ」レベルにして、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ１Ｓ，Ｑ１Ｔ，Ｑ２Ｒ，Ｑ２Ｓ，Ｑ２Ｔをオフ状態に維持する。したがって、商用交流電源１１の停電が発生してから時間Ｔｄが経過するまでの期間には、順変換器１の運転は停止される。

【0142】

図１５は、この無停電電源装置に含まれる制御ブロックＢ７の構成を示すブロック図であって、図１１と対比される図である。図１５を参照して、この無停電電源装置は、制御回路２５（図２）において、制御ブロックＢ４に代えて制御ブロックＢ７を備える。制御ブロックＢ７が制御ブロックＢ４（図１１）と異なる点は、制御部９５および切換回路９６が追加され、ゲート駆動回路８２がゲート駆動回路９７で置換されている点である。

【0143】

制御部９５は、信号φ９０（図１４）が「Ｈ」レベルである場合には、電圧検出器２２の出力信号ＶＤＣｆと電流検出器７の出力信号ＩＢｆに基づいて、直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるようにチョッパ回路４を制御するためのＰＷＭ信号Ｐ５Ａ，Ｐ６Ａを生成する。ＰＷＭ信号Ｐ６Ａは、ＰＷＭ信号Ｐ５Ａの反転信号である。また、制御部９５は、信号φ９０が「Ｈ」レベルである場合には、ＰＷＭ信号Ｐ５Ａ，Ｐ６Ａをともに「Ｌ」レベルに維持する。

【0144】

切換回路９６は、停電検出信号ＤＴ１が非活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合には、制御部８１からのＰＷＭ信号Ｐ５，Ｐ６をゲート駆動回路９７に与え、停電検出信号ＤＴ１が活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合には、制御部９１からのＰＷＭ信号Ｐ５Ａ，Ｐ６Ａをゲート駆動回路９７に与える。

【0145】

ゲート駆動回路９７は、切換回路９６からのＰＷＭ信号φＰ５，Ｐ６またはＰ５Ａ，Ｐ６Ａに従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６の各々をオンおよびオフさせるためのゲート信号Ｇ５，Ｇ６を生成する。

【0146】

停電検出信号ＤＴ１が非活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合には、制御部８１からのＰＷＭ信号Ｐ５，Ｐ６が切換回路９６を介してゲート駆動回路９７に与えられる。この場合にはチョッパ回路４は、実施の形態１と同様に制御される。

【0147】

停電検出信号ＤＴ１が活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合には、制御部９５からのＰＷＭ信号Ｐ５Ａ，Ｐ６Ａが切換回路９６を介してゲート駆動回路９７に与えられる。ゲート駆動回路９７は、ＰＷＭ信号Ｐ５Ａ，Ｐ６Ａに従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６の各々をオンおよびオフさせるためのゲート信号Ｇ５，Ｇ６を生成する。

【0148】

ゲート信号Ｇ５，Ｇ６は、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６のゲートおよびエミッタ間に与えられる。これにより、停電発生から一定時間Ｔｄが経過するまでの期間には、ＩＧＢＴ素子Ｑ６が一定周波数でオンおよびオフされ、バッテリ電圧ＶＢが直流電圧ＶＤＣに変換される。

【0149】

なお、ＩＧＢＴ素子Ｑ６がオフされると、バッテリ１３の正極からリアクトルＬ７、ダイオードＤ５、およびコンデンサＣｄを介してバッテリ１３の負極に電流が流れるので、ゲート信号Ｇ５が「Ｈ」レベルにされてもＩＧＢＴ素子Ｑ５はオンしない。また、停電発生から一定時間Ｔｄが経過すると、ＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６はともにオフされ、チョッパ回路４の運転は停止される。

【0150】

図１６は、この無停電電源装置の動作を示すタイムチャートである。図１６において、（Ａ）は停電検出信号ＤＴ１の波形を示し、（Ｂ）は信号φ９０の波形を示し、（Ｃ）は順変換器１の動作を示し、（Ｄ）はチョッパ回路４の動作を示している。また、（Ｅ）の実線は本実施の形態３における直流電圧ＶＤＣの時刻変化を示し、（Ｅ）の点線は比較例における直流電圧ＶＤＣの時刻変化を示している。比較例では、停電時におけるチョッパ回路４の放電動作は行なわれない。

【0151】

図１６に示すように、初期状態では、商用交流電源１１は健全であり、停電検出器２１（図２）によって停電検出信号ＤＴ１が「Ｈ」レベルにされ、信号発生回路９０（図１４）によって信号φ９０が「Ｌ」レベルにされているものとする。

【0152】

この場合は、制御ブロックＢ６（図１４）では、切換回路３３によって制御部３１が選択され、参照電圧発生部３０、制御部３１、およびゲート駆動回路９１によって順変換器１の整流動作が実行され、直流電圧ＶＤＣは参照電圧ＶＤＣｒに維持される。

【0153】

また、制御ブロックＢ７（図１５）では、切換回路９６によって制御部８１が選択され、参照電圧発生部８０、制御部８１、およびゲート駆動回路９７によってチョッパ回路４の充電動作が実行され、バッテリ電圧ＶＢは参照電圧ＶＢｒに維持される。

【0154】

時刻ｔ１において商用交流電源１１の停電が発生すると、停電検出器２１によって停電検出信号ＤＴ１が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下げられるとともに、信号発生回路９０によって信号φ９０が「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上げられる。

【0155】

停電検出信号ＤＴ１が「Ｌ」レベルにされ、かつ信号φ９０が「Ｈ」レベルにされると、制御ブロックＢ６（図１４）では、切換回路３３によって制御部３２が選択され、制御部３２から切換回路３３を介してゲート駆動回路９１に昇圧動作用のＰＷＭ信号φ３２が与えられるが、ゲート駆動回路９１によってゲート信号φ９１が「Ｌ」レベルに維持されて順変換器１の運転が停止される。また、制御ブロックＢ７（図１５）では、切換回路９６によって制御部９５が選択され、制御部９５およびゲート駆動回路９７（図１５）によってチョッパ回路４の放電動作が実行される。

【0156】

このとき、（Ｅ）の実線で示すように、順変換器１の運転が停止されるので、直流電圧ＶＤＣが下降するが、チョッパ回路４からコンデンサＣｄに直流電力が供給されるので、直流電圧ＶＤＣの低下は小さく抑制される。

【0157】

商用交流電源１１の停電の発生（時刻ｔ１）から一定時間Ｔｄが経過した時刻ｔ２において、信号発生回路９０によって信号φ９０が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下げられる。

【0158】

信号φ９０が「Ｌ」レベルに立ち下げられると、制御ブロックＢ６（図１４）では、ゲート駆動回路９１が活性化され、参照電圧発生部３０、制御部３２、およびゲート駆動回路９１によって順変換器１の昇圧動作が実行され、直流電圧ＶＤＣが上昇して参照電圧ＶＤＣｒとなる。また、制御ブロックＢ７（図１５）では、制御部９５によって放電動作用のＰＷＭ信号Ｐ５Ａ，Ｐ６Ａが「Ｌ」レベルにされ、チョッパ回路４の運転が停止される。

【0159】

なお、比較例では、チョッパ回路４の放電動作は実行されないので、（Ｅ）の点線で示されるように、商用交流電源１１の停電が発生すると直流電圧ＶＤＣが急激に低下し、下限値ＶＤＣＬよりも低下してしまう（時刻ｔ１～ｔ２）。時刻ｔ２において順変換器１の昇圧動作を開始しても、直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒに到達するまでの時間が長くなる。

【0160】

以上のように、この実施の形態３では、商用交流電源１１の停電が発生してから、スイッチＳ１～Ｓ３のオフ時間Ｔoff以上の一定時間Ｔｄ（≧Ｔoff）が経過した後に、順変換器１の昇圧動作を開始する。したがって、スイッチＳ１～Ｓ３を機械スイッチで構成した場合でも、順変換器１の昇圧動作時に、レグ回路１ａ～１ｃがスイッチＳ１～Ｓ３を介して商用交流電源１１の最終段の三相変圧器によって短絡されて過電流が流れることを防止することができる。

【0161】

また、商用交流電源１１の停電が発生してから一定時間Ｔｄ（≧Ｔoff）が経過するまでの期間に、チョッパ回路４の放電動作を実行する。したがって、順変換器１の運転が停止されている期間内に直流電圧ＶＤＣが低下することを抑制し、直流電圧ＶＤＣが下限値ＶＤＣＬよりも低下することを防止することができる。このため、逆変換器３の交流出力電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの波形が歪むことを防止することができ、安定した波形の三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを負荷１２に供給することができる。

【0162】

なお、チョッパ回路４の定格電力は順変換器１および逆変換器３の各々と比較して小さいので、放電動作時にはチョッパ回路４は過負荷となる。しかし、チョッパ回路４に放電動作を行なわせる時間Ｔｄは１秒未満と短いので、チョッパ回路４が過負荷となってもチョッパ回路４が破損することはない。

【0163】

実施の形態４．
実施の形態１の無停電電源装置において、コンデンサＣｄが全く充電されていない場合にスイッチＳ１～Ｓ３をオンすると、商用交流電源１１からスイッチＳ１～Ｓ３、リアクトルＬ１～Ｌ３、およびダイオードＤ１Ｒ，Ｄ１Ｓ，Ｄ１Ｔ，Ｄ２Ｒ，Ｄ２Ｓ，Ｄ２Ｔを介してコンデンサＣｄに突入電流が流れ、スイッチＳ１～Ｓ３などが破損される恐れがある。

【0164】

また、コンデンサＣｄが充電されている場合でも、商用交流電源１１の停電が発生した場合に、スイッチＳ４～Ｓ６をオンすると、バッテリ１３からスイッチＳ４～Ｓ６を介してコンデンサＣ１～Ｃ３に突入電流が流れ、スイッチＳ４～Ｓ６などが破損する恐れがある。本実施の形態４では、この問題の解決が図られる。

【0165】

図１７は、実施の形態４に従う無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図であって、図１と対比される図である。図１７を参照して、この無停電電源装置が図１の無停電電源装置と異なる点は、スイッチＳ１１～Ｓ１６および抵抗器Ｒ１～Ｒ３が追加され、制御装置８が制御装置８Ａで置換されている点である。

【0166】

スイッチＳ１１～Ｓ１３の一方端子はそれぞれ交流入力端子Ｔ１Ｒ，Ｔ１Ｓ，Ｔ１Ｔに接続される。抵抗器Ｒ１～Ｒ３の一方端子はそれぞれスイッチＳ１１～Ｓ１３の他方端子に接続され、抵抗器Ｒ１～Ｒ３の他方端子はそれぞれノードＮ１～Ｎ３に接続される。スイッチＳ１４～Ｓ１６の一方端子はともにバッテリ端子Ｔ３Ｐに接続され、それらの他方端子は、それぞれ抵抗器Ｒ１～Ｒ３の一方端子に接続される。スイッチＳ１～Ｓ６，Ｓ１１～Ｓ１６は、制御装置８Ａによって制御される。

【0167】

無停電電源装置の運転停止時には、すべてのスイッチＳ１～Ｓ６，Ｓ１１～Ｓ１６がオフされ、順変換器１、逆変換器３、およびチョッパ回路４の運転が停止されている。制御装置８Ａは、無停電電源装置を起動させる場合、まずスイッチＳ１１～Ｓ１３をオンさせる。

【0168】

スイッチＳ１１～Ｓ１３がオンされると、商用交流電源１１からスイッチＳ１１～Ｓ１３、抵抗器Ｒ１～Ｒ３、リアクトルＬ１～Ｌ３、およびダイオードＤ１Ｒ，Ｄ１Ｓ，Ｄ１Ｔ，Ｄ２Ｒ，Ｄ２Ｓ，Ｄ２Ｔを介してコンデンサＣｄに電流が流れ、コンデンサＣｄの充電が開始される。このとき、抵抗器Ｒ１～Ｒ３によってコンデンサＣｄに流入する電流が制限され、コンデンサＣｄに突入電流が流れることが防止される。

【0169】

直流電圧ＶＤＣが十分に上昇するタイミングで、制御装置８Ａは、スイッチＳ１～Ｓ３をオンさせた後にスイッチＳ１１～Ｓ１３をオフさせて、コンデンサＣｄの初期充電を終了する。次に、制御装置８Ａは、順変換器１およびチョッパ回路４を運転してバッテリ１３を充電させた後、逆変換器３を運転して負荷１２を駆動させる。

【0170】

商用交流電源１１の停電が発生した場合、制御装置８Ａは、スイッチＳ１～Ｓ３をオフさせるとともに、スイッチＳ１４～Ｓ１６をオンさせる。スイッチＳ１４～Ｓ１６がオンすると、バッテリ１３からスイッチＳ１４～Ｓ１６および抵抗器Ｒ１～Ｒ３を介してコンデンサＣ１～Ｃ３に電流が流れ、コンデンサＣ１～Ｃ３が充電される。このとき、コンデンサＣ１～Ｃ３に流入する電流が抵抗器Ｒ１～Ｒ３によって制限され、コンデンサＣ１～Ｃ３に突入電流が流れることが防止される。

【0171】

コンデンサＣ１～Ｃ３が充分に充電されるタイミングで、制御装置８Ａは、スイッチＳ４～Ｓ６をオンさせるとともにスイッチＳ１４～Ｓ１６をオフさせる。これにより、バッテリ１３からスイッチＳ４～Ｓ６を介して順変換器１にバッテリ電圧ＶＢが供給される。次に、制御装置８Ａは、順変換器１に昇圧動作を実行させてバッテリ電圧ＶＢを直流電圧ＶＤＣに変換させる。他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。

【0172】

以上のように、実施の形態４では、商用交流電源１１およびバッテリ１３から無停電電源装置に突入電流が流れることを防止することができる。

【0173】

実施の形態５．
この実施の形態５でも、実施の形態４と同じ問題の解決が図られる。図１８は、実施の形態５に従う無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図であって、図１と対比される図である。図１８を参照して、この無停電電源装置が図１の無停電電源装置と異なる点は、スイッチＳ１７～Ｓ１９および抵抗器Ｒ１～Ｒ３が追加され、制御装置８が制御装置８Ｂで置換されている点である。

【0174】

スイッチＳ１７～Ｓ１９の一方端子はそれぞれスイッチＳ１～Ｓ３の他方電極に接続され、スイッチＳ１７～Ｓ１９の他方端子はそれぞれノードＮ１～Ｎ３に接続される。抵抗器Ｒ１～Ｒ３は、それぞれスイッチＳ１７～Ｓ１９に並列接続される。スイッチＳ４～Ｓ６の一方端子はともにバッテリ端子Ｔ３Ｐに接続され、それらの他方端子は、それぞれスイッチＳ１７～Ｓ１９の一方端子に接続される。スイッチＳ１～Ｓ６，Ｓ１７～Ｓ１９は、制御装置８Ｂによって制御される。

【0175】

無停電電源装置の運転停止時には、すべてのスイッチＳ１～Ｓ６，Ｓ１７～Ｓ１９がオフされ、順変換器１、逆変換器３、およびチョッパ回路４の運転が停止されている。制御装置８Ｂは、無停電電源装置を起動させる場合、まずスイッチＳ１～Ｓ３をオンさせる。

【0176】

スイッチＳ１～Ｓ３がオンされると、商用交流電源１１からスイッチＳ１～Ｓ３、抵抗器Ｒ１～Ｒ３、リアクトルＬ１～Ｌ３、およびダイオードＤ１Ｒ，Ｄ１Ｓ，Ｄ１Ｔ，Ｄ２Ｒ，Ｄ２Ｓ，Ｄ２Ｔを介してコンデンサＣｄに電流が流れ、コンデンサＣｄの初期充電が開始される。このとき、抵抗器Ｒ１～Ｒ３によってコンデンサＣｄに流入する電流が制限され、コンデンサＣｄに突入電流が流れることが防止される。

【0177】

直流電圧ＶＤＣが充分に上昇するタイミングで、制御装置８Ｂは、スイッチＳ１７～Ｓ１９をオンさせる。これにより、商用交流電源１１からスイッチＳ１～Ｓ３、スイッチＳ１７～Ｓ１９、リアクトルＬ１～Ｌ３、およびダイオードＤ１Ｒ，Ｄ１Ｓ，Ｄ１Ｔ，Ｄ２Ｒ，Ｄ２Ｓ，Ｄ２Ｔを介してコンデンサＣｄに電流が流れ、コンデンサＣｄの初期充電が終了する。次に、制御装置８Ｂは、順変換器１およびチョッパ回路４を運転してバッテリ１３を充電させた後、逆変換器３を運転して負荷１２を駆動させる。

【0178】

商用交流電源１１の停電が発生した場合、制御装置８Ｂは、スイッチＳ１～Ｓ３，Ｓ１７～Ｓ１９をオフさせるとともに、スイッチＳ４～Ｓ６をオンさせる。スイッチＳ４～Ｓ６がオンすると、バッテリ１３からスイッチＳ４～Ｓ６および抵抗器Ｒ１～Ｒ３を介してコンデンサＣ１～Ｃ３に電流が流れ、コンデンサＣ１～Ｃ３が充電される。このとき、コンデンサＣ１～Ｃ３に流入する電流が抵抗器Ｒ１～Ｒ３によって制限され、コンデンサＣ１～Ｃ３に突入電流が流れることが防止される。

【0179】

コンデンサＣ１～Ｃ３が充分に充電されるタイミングで、制御装置８Ｂは、スイッチＳ１７～Ｓ１９をオンさせる。これにより、バッテリ１３からスイッチＳ４～Ｓ６，Ｓ１７～Ｓ１９を介して順変換器１にバッテリ電圧ＶＢが供給される。次に、制御装置８Ｂは、順変換器１に昇圧動作を実行させてバッテリ電圧ＶＢを直流電圧ＶＤＣに変換させる。他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。

【0180】

以上のように、実施の形態５では、実施の形態４と同様に、商用交流電源１１およびバッテリ１３から無停電電源装置に突入電流が流れることを防止することができる。

【0181】

また、実施の形態４と比べて、スイッチの数を減らすことができ、装置の小型化を図ることができる。ただし、商用交流電源１１の健全時においてスイッチＳ１７～Ｓ１９に常時、電流が流れるので、スイッチＳ１７～Ｓ１９で損失が発生し、無停電電源装置の効率が低下する恐れがある。

【0182】

実施の形態６．
図１９は、実施の形態６に従う無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図であって、図１と対比される図である。図１９を参照して、この無停電電源装置が図１の無停電電源装置と異なる点は、スイッチＳ４～Ｓ６がスイッチＳ２１～Ｓ２３で置換され、順変換器１、直流リンク部２、逆変換器３、および制御装置８がそれぞれ順変換器１０１、直流リンク部１０２、逆変換器１０３、および制御装置１０４で置換されている点である。

【0183】

スイッチＳ２１，Ｓ２２（第１のスイッチ）の一方端子はともにバッテリ端子Ｔ３Ｐに接続され、それらの他方端子はそれぞれノードＮ１，Ｎ３に接続される。スイッチＳ２３の一方端子は中性点ＮＰに接続され、その他方端子はノードＮ２に接続される。スイッチＳ２１～Ｓ２３は、制御装置１０４によって制御される。

【0184】

この無停電電源装置では、商用交流電源１１の停電時に、昇圧動作およびバランス動作が実行される。昇圧動作およびバランス動作については、後で詳細に説明する。商用交流電源１１の停電時には、スイッチＳ２１～Ｓ２３はオンされる。商用交流電源１１の健全時には、スイッチＳ２１～Ｓ２３はオフされる。スイッチＳ２１，Ｓ２２は、電力貯蔵装置（バッテリ１３）と電源端子（ノードＮ１，Ｎ３）との間に接続された「第１のスイッチ」の一実施例に相当する。スイッチＳ２３は、電源端子（ノードＮ２）と中性点ＮＰとの間に接続された「第２のスイッチ」の一実施例に相当する。

【0185】

したがって、商用交流電源１１の健全時には、ノードＮ１～Ｎ３は商用交流電源１１からスイッチＳ１～Ｓ３を介してそれぞれ三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを受ける。商用交流電源１１の停電時には、ノードＮ１，Ｎ３はバッテリ１３からスイッチＳ２１，Ｓ２２を介してともにバッテリ電圧ＶＢを受け、ノードＮ２はスイッチＳ２３を介して中性点ＮＰに接続される。

【0186】

直流リンク部１０２は、順変換器１０１、逆変換器１０３、およびチョッパ回路４の間で直流電力を授受するために設けられている。直流リンク部１０２は、直流ラインＬＰ，ＬＮおよびコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２（第１および第２の副コンデンサ）を含む。コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の容量値は等しい。

【0187】

コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２は、直流ラインＬＰ，ＬＮ間に直列接続され、直流ラインＬＰ，ＬＮ間の直流電圧ＶＤＣを平滑化する。コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の間のノードは、中性点ＮＰに接続される。直流ラインＬＮは、バッテリ端子Ｔ３Ｎに接続されている。コンデンサＣｄ１の端子間電圧ＥＰとコンデンサＣｄ２の端子間電圧ＥＮとは、制御装置１０４によって検出される。

【0188】

順変換器１０１は、制御装置１０４によって制御される。順変換器１０１は、商用交流電源１１の健全時には、商用交流電源１１からスイッチＳ１～Ｓ３を介して供給される交流電力を直流電力に変換して直流リンク部１０２に供給する。

【0189】

また、順変換器１０１は、商用交流電源１１の停電時には、バッテリ１３からスイッチＳ２１，Ｓ２２を介して供給される直流電力を直流リンク部１０２に供給する。

【0190】

さらに、順変換器１０１は、商用交流電源１１の停電時には、コンデンサＣｄ１の端子間電圧ＥＰとコンデンサＣｄ２の端子間電圧ＥＮとが同じになるように、コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２間で直流電力を授受する。

【0191】

詳しく説明すると、順変換器１０１は、交流フィルタＦ１およびレグ回路１０１ａ～１０１ｃを含む。交流フィルタＦ１の構成は、図１で説明した通りであり、コンデンサＣ１～Ｃ３およびリアクトルＬ１～Ｌ３を含む。

【0192】

レグ回路１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃは、それぞれＲ相、Ｓ相、およびＴ相に対応して設けられている。レグ回路１０１ａは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｘ～Ｑ４ＸおよびダイオードＤ１Ｘ～Ｄ６Ｘを含む。レグ回路１０１ｂは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙ～Ｑ４ＹおよびダイオードＤ１Ｙ～Ｄ６Ｙを含む。レグ回路１０１ｃは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｚ～Ｑ４ＺおよびダイオードＤ１Ｚ～Ｄ６Ｚを含む。

【0193】

ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｘ～Ｑ４Ｘは、直流ラインＬＰ，ＬＮ間に直列接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｘのエミッタは、ノードＮ４に接続される。ダイオードＤ１Ｘ～Ｄ４Ｘは、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｘ～Ｑ４Ｘに逆並列に接続される。ダイオードＤ６Ｘのアノードは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘのエミッタに接続され、そのカソードは中性点ＮＰに接続される。ダイオードＤ５Ｘのアノードは中性点ＮＰに接続され、そのカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｘのエミッタに接続される。

【0194】

ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙ～Ｑ４Ｙは、直流ラインＬＰ，ＬＮ間に直列接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｙのエミッタは、ノードＮ５に接続される。ダイオードＤ１Ｙ～Ｄ４Ｙは、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙ～Ｑ４Ｙに逆並列に接続される。ダイオードＤ６Ｙのアノードは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｙのエミッタに接続され、そのカソードは中性点ＮＰに接続される。ダイオードＤ５Ｙのアノードは中性点ＮＰに接続され、そのカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙのエミッタに接続される。

【0195】

ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｚ～Ｑ４Ｚは、直流ラインＬＰ，ＬＮ間に直列接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｚのエミッタは、ノードＮ６に接続される。ダイオードＤ１Ｚ～Ｄ４Ｚは、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｚ～Ｑ４Ｚに逆並列に接続される。ダイオードＤ６Ｚのアノードは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｚのエミッタに接続され、そのカソードは中性点ＮＰに接続される。ダイオードＤ５Ｚのアノードは中性点ＮＰに接続され、そのカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｚのエミッタに接続される。

【0196】

ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｘ，Ｑ１Ｙ，Ｑ１Ｚを代表的に総称してＩＧＢＴ素子Ｑ１と称する場合がある。ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｘ，Ｑ２Ｙ，Ｑ２Ｚを代表的に総称してＩＧＢＴ素子Ｑ２と称する場合がある。ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘ，Ｑ３Ｙ，Ｑ３Ｚを代表的に総称してＩＧＢＴ素子Ｑ３と称する場合がある。ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｘ，Ｑ４Ｙ，Ｑ４Ｚを代表的に総称してＩＧＢＴ素子Ｑ４と称する場合がある。ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２は、第１のスイッチング素子を構成する。ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４は、第２のスイッチング素子を構成する。

【0197】

また、ダイオードＤ１Ｘ，Ｄ１Ｙ，Ｄ１Ｚを代表的に総称してダイオードＤ１と称する場合がある。ダイオードＤ２Ｘ，Ｄ２Ｙ，Ｄ２Ｚを代表的に総称してダイオードＤ２と称する場合がある。ダイオードＤ３Ｘ，Ｄ３Ｙ，Ｄ３Ｚを代表的に総称してダイオードＤ３と称する場合がある。ダイオードＤ４Ｘ，Ｄ４Ｙ，Ｄ４Ｚを代表的に総称してダイオードＤ４と称する場合がある。ダイオードＤ５Ｘ，Ｄ５Ｙ，Ｄ５Ｚを代表的に総称してダイオードＤ５と称する場合がある。ダイオードＤ６Ｘ，Ｄ６Ｙ，Ｄ６Ｚを代表的に総称してダイオードＤ６と称する場合がある。

【0198】

ダイオードＤ１，Ｄ２は、第１のダイオードを構成する。ダイオードＤ３，Ｄ４は、第２のダイオードを構成する。ダイオードＤ１～Ｄ４の各々は、フリーホイールダイオードとして動作する。ダイオードＤ５，Ｄ６の各々は、クランプダイオードとして動作する。

【0199】

商用交流電源１１の健全時には、商用交流電源１１からスイッチＳ１～Ｓ３を介して順変換器１０１に三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが供給される。三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴは、ダイオードＤ１Ｘ～Ｄ４Ｘ，Ｄ１Ｙ～Ｄ４Ｙ，Ｄ１Ｚ～Ｄ４Ｚによって三相全波整流され、さらにコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２によって平滑化されて直流電圧ＶＤＣに変換される。

【0200】

制御装置１０４は、三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ、三相交流電流Ｉ１～Ｉ３、および直流電圧ＥＰ，ＥＮに基づいて、直流電圧ＶＤＣ＝ＥＰ＋ＥＮが参照電圧ＶＤＣｒになるように、レグ回路１０１ａ～１０１ｃを制御する。

【0201】

すなわち、制御装置１０４は、第１のモード時には、ＩＧＢＴ素子Ｑ２をオンさせるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ３をスイッチング周波数で交互にオンさせ、かつ一周期内におけるＩＧＢＴ素子Ｑ１のオン時間（すなわちＩＧＢＴ素子Ｑ３のオフ時間）を調整する。

【0202】

たとえばレグ回路１０１ａでは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｘがオンすると、直流ラインＬＰがＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｘ，Ｑ２Ｘを介してノードＮ４に接続され、ノードＮ４に正電圧が供給される。ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘがオンすると、ノードＮ４がＩＧＢＴ素子Ｑ３ＸおよびダイオードＤ６Ｘを介して中性点ＮＰに接続されるとともに、中性点ＮＰがダイオードＤ５ＸおよびＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｘを介してノードＮ４に接続され、ノードＮ４に中間電圧が供給される。

【0203】

また、制御装置１０４は、第２のモード時には、ＩＧＢＴ素子Ｑ３をオンさせるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ４，Ｑ２をスイッチング周波数で交互にオンさせ、かつ一周期内におけるＩＧＢＴ素子Ｑ４のオン時間（すなわちＩＧＢＴ素子Ｑ２のオフ時間）を調整する。たとえばレグ回路１０１ａでは、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｘがオンすると、ノードＮ４がＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘ，Ｑ４Ｘを介して直流ラインＬＮに接続され、ノードＮ４に負電圧が供給される。ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘがオンすると、ノードＮ４がＩＧＢＴ素子Ｑ３ＸおよびダイオードＤ６Ｘを介して中性点ＮＰに接続されるとともに、中性点ＮＰがダイオードＤ５ＸおよびＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｘを介してノードＮ４に接続され、ノードＮ４に中間電圧が供給される。

【0204】

制御装置１０４は、第１および第２のモードを交互に実行することにより、直流電圧ＥＰ，ＥＮを３レベルの交流電圧ＶＲｃｔに変換する。レグ回路１０１ｂ，１０１ｃでもレグ回路１０１ａと同様にして、直流電圧ＶＤＣが３レベルの交流電圧ＶＳｃｔ，ＶＴｃｔに変換される。

【0205】

また、制御装置１０４は、直流電圧ＶＤＣ＝ＥＰ＋ＥＮが参照電圧ＶＤＣｒになるように、三相交流電圧ＶＲｃｔ，ＶＳｃｔ，ＶＴｃｔの位相を制御する。三相交流電圧ＶＲｃｔ，ＶＳｃｔ，ＶＴｃｔの位相を商用交流電源１１からの三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの位相よりも進ませると、コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２から順変換器１０１を介して商用交流電源１１に電力が供給されて直流電圧ＶＤＣが低下する。

【0206】

逆に、三相交流電圧ＶＲｃｔ，ＶＳｃｔ，ＶＴｃｔの位相を商用交流電源１１からの三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの位相よりも遅らせると、商用交流電源１１から順変換器１０１を介してコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に電力が供給されて直流電圧ＶＤＣが上昇する。したがって、直流電圧ＶＤＣは参照電圧ＶＤＣｒに維持される。

【0207】

また、商用交流電源１１の停電時には、バッテリ１３からスイッチＳ２１，Ｓ２２を介してノードＮ１，Ｎ３にバッテリ電圧ＶＢが供給される。制御装置１０４は、電流Ｉ１，Ｉ３および直流電圧ＶＤＣに基づいて、直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるように、レグ回路１０１ａ，１０１ｃにおいてＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４を一定周波数でオンおよびオフする。

【0208】

すなわち、制御装置１０４は、レグ回路１０１ａでは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘ，Ｑ４Ｘを一定周波数でオンおよびオフさせる。ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘ，Ｑ４Ｘがオンすると、バッテリ１３の正極からスイッチＳ２１、リアクトルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘ，Ｑ４Ｘ、直流ラインＬＮを介してバッテリ１３の負極に電流が流れ、リアクトルＬ１に電磁エネルギーが蓄えられる。

【0209】

次に、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘ，Ｑ４Ｘがオフすると、バッテリ１３の正極からスイッチＳ２１、リアクトルＬ１、ダイオードＤ２Ｘ，Ｄ１Ｘ、直流ラインＬＰ、コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２、直流ラインＬＮを介してバッテリ１３の負極に電流が流れ、コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２が充電される。

【0210】

このとき、リアクトルＬ１の電磁エネルギーが放出されるので、直流電圧ＶＤＣはバッテリ電圧ＶＢよりも高くなる。すなわち、バッテリ電圧ＶＢは昇圧されて直流電圧ＶＤＣに変換される。

【0211】

また、制御装置１０４は、レグ回路１０１ｃでは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｚ，Ｑ４Ｚを一定周波数でオンおよびオフさせる。ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｚ，Ｑ４Ｚがオンすると、バッテリ１３の正極からスイッチＳ２２、リアクトルＬ３、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｚ，Ｑ４Ｚ、直流ラインＬＮを介してバッテリ１３の負極に電流が流れ、リアクトルＬ３に電磁エネルギーが蓄えられる。

【0212】

次に、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｚ，Ｑ４Ｚがオフすると、バッテリ１３の正極からスイッチＳ２２、リアクトルＬ３、ダイオードＤ２Ｚ，Ｄ１Ｚ、直流ラインＬＰ、コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２、直流ラインＬＮを介してバッテリ１３の負極に電流が流れ、コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２が充電される。

【0213】

このとき、リアクトルＬ３の電磁エネルギーが放出されるので、直流電圧ＶＤＣはバッテリ電圧ＶＢよりも高くなる。すなわち、バッテリ電圧ＶＢは昇圧されて直流電圧ＶＤＣに変換される。

【0214】

また、制御装置１０４は、直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるように、レグ回路１０１ａ，１０１ｃにおいて、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４をオンおよびオフさせる信号の一周期内におけるＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４のオン時間を調整する。たとえばレグ回路１０１ａでは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘ，Ｑ４Ｘのオン時間を長くすると、リアクトルＬ１に蓄えられる電磁エネルギーが増大し、直流電圧ＶＤＣが上昇する。

【0215】

逆に、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘ，Ｑ４Ｘのオン時間を短くすると、リアクトルＬ１に蓄えられる電磁エネルギーが減少し、直流電圧ＶＤＣが下降する。レグ回路１０１ｃでもレグ回路１０１ａと同様にして、直流電圧ＶＤＣのレベルが調整される。したがって、直流電圧ＶＤＣは参照電圧ＶＤＣｒに維持される。

【0216】

また、制御装置１０４は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘ，Ｑ４Ｘをオンおよびオフさせる信号の位相と、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｚ，Ｑ４Ｚをオンおよびオフさせる信号の位相とを１８０度ずらせる。これにより、互いに異なるタイミングでダイオードＤ２Ｘ，Ｄ１ＸとダイオードＤ２Ｚ，Ｄ１Ｚをオンさせることができバッテリ１３からダイオードＤ２Ｘ，Ｄ１ＸおよびダイオードＤ２Ｚ，Ｄ１Ｚを介して直流リンク部１０２に直流電力が供給されるタイミングをずらすことができる。したがって、商用交流電源１１の停電時に、直流電圧ＶＤＣに発生するリプル電圧を低減することができる。

【0217】

また、このときリアクトルＬ１，Ｌ３に流れる電流Ｉ１，Ｉ３の和はバッテリ１３の出力電流に相当する。本実施の形態６では、バッテリ１３の出力電流のリプルを小さくすることができる。このため、バッテリ１３の出力電流のリプルを小型のリアクトルＬ１，Ｌ３で低減することができ、装置の大型化を抑制することができる。

【0218】

また、制御装置１０４は、商用交流電源１１の停電時には、直流電圧ＥＰ，ＥＮが等しくなるように、順変換器１０１にバランス動作を実行させる。バランス動作時には、スイッチＳ１～Ｓ３がオフされ、スイッチＳ２１～Ｓ２３がオンされている。

【0219】

制御装置１０４は、バランス動作時には、レグ回路１０１ｂにおいて、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙ，Ｑ２ＹとＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｙ，Ｑ４Ｙとを一定周波数で交互にオンさせる。

【0220】

ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙ，Ｑ２Ｙがオンすると、コンデンサＣｄ１の正極から直流ラインＬＰ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙ，Ｑ２Ｙ、ノードＮ５，リアクトルＬ２、スイッチＳ２３、および中性点ＮＰを介してコンデンサＣｄ１の負極に電流が流れ、リアクトルＬ２に電磁エネルギーが蓄えられる。

【0221】

次に、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙ，Ｑ２Ｙがオフすると、ノードＮ５からリアクトルＬ２，スイッチＳ２３，中性点ＮＰ、コンデンサＣｄ２、直流ラインＬＮ、ダイオードＤ４Ｙ，Ｄ３Ｙを介してノードＮ５に電流が流れ、リアクトルＬ２の電磁エネルギーが放出されてコンデンサＣｄ２が充電される。

【0222】

また、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｙ，Ｑ４Ｙがオンすると、コンデンサＣｄ２の正極から中性点ＮＰ、スイッチＳ２３、リアクトルＬ２、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｙ，Ｑ４Ｙ、および直流ラインＬＮを介してコンデンサＣｄ２の負極に電流が流れ、リアクトルＬ２に電磁エネルギーが蓄えられる。

【0223】

次に、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｙ，Ｑ４Ｙがオフすると、ノードＮ５からダイオードＤ２Ｙ，Ｄ１Ｙ、直流ラインＬＰ、コンデンサＣｄ１、中性点ＮＰ、スイッチＳ２３、およびリアクトルＬ２を介してノードＮ５に電流が流れ、リアクトルＬ２の電磁エネルギーが放出されてコンデンサＣｄ１が充電される。

【0224】

ＥＰ＞ＥＮである場合には、コンデンサＣｄ１からリアクトルＬ２を介してコンデンサＣｄ２に直流電力が供給され、直流電圧ＥＰが減少するとともに直流電圧ＥＮが増大する。逆に、ＥＰ＜ＥＮである場合には、コンデンサＣｄ２からリアクトルＬ２を介してコンデンサＣｄ１に直流電力が供給され、直流電圧ＥＰが増大するとともに直流電圧ＥＮが減少する。したがって、バランス動作によって直流電圧ＥＰ，ＥＮの差ΔＥ＝ＥＰ－ＥＮの大きさを減少させることができる。

【0225】

次に、逆変換器１０３は、制御装置１０４によって制御される。逆変換器１０３は、順変換器１０１から直流リンク部１０２を介して供給される直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷１２に供給する。

【0226】

逆変換器１０３は、順変換器１０１と同様の構成であり、直流電圧ＥＰ，ＥＮを３レベルの三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに変換して負荷１２に供給する。ただし、逆変換器１０３は、逆変換器３（図１）と同様に、直流電圧ＶＤＣ＝ＥＰ＋ＥＮを２レベルの三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに変換する回路であっても構わない。

【0227】

また、チョッパ回路４は、制御装置１０４によって制御され、商用交流電源１１の健全時に、順変換器１０１によって生成された直流電力をバッテリ１３に蓄える。チョッパ回路４の構成は、図１を用いて説明した通りである。

【0228】

図２０は、制御装置１０４の構成を示すブロック図であって、図２と対比される図である。図２０を参照して、制御装置１０４が制御装置８と異なる点は、電圧検出器２２が電圧検出器１１１，１１２で置換され、制御回路２５が制御回路１１３で置換されている点である。

【0229】

電圧検出器１１１は、コンデンサＣｄ１の端子間電圧ＥＰを検出し、その検出値を示す信号ＥＰｆを制御回路１１３に与える。電圧検出器１１２は、コンデンサＣｄ２の端子間電圧ＥＮを検出し、その検出値を示す信号ＥＮｆを制御回路１１３に与える。

【0230】

制御回路１１３は、電圧検出器２０，２３，２４，１１１，１１２の出力信号Ｖｉｆ，Ｖｏｆ，ＶＢｆ，ＥＰｆ，ＥＮｆ、電流検出器５，６，７の出力信号Ｉｉｆ，Ｉｏｆ，ＩＢｆ、および停電検出器２１の出力信号ＤＴ１に基づいて、スイッチＳ１～Ｓ３，Ｓ２１～Ｓ２３、順変換器１０１、逆変換器１０３、およびチョッパ回路４を制御する。

【0231】

制御回路１１３は、制御ブロックＢ１１～Ｂ１４を含む。制御ブロックＢ１１は、スイッチＳ１～Ｓ３，Ｓ２１～Ｓ２３を制御する。制御ブロックＢ１２は、順変換器１０１を制御する。制御ブロックＢ１３は、逆変換器１０３を制御する。制御ブロックＢ１４は、制御ブロックＢ４と同じ構成であり、チョッパ回路４を制御する。

【0232】

図２１は、制御ブロックＢ１１（図２０）の構成を示すブロック図である。図２１において、制御ブロックＢ１１は、制御部１２１および駆動回路１２２を含む。

【0233】

制御部１２１は、停電検出信号ＤＴ１に基づいて、スイッチＳ１～Ｓ３を制御するための信号ＳＡと、スイッチＳ２１～Ｓ２３を制御するための信号ＳＢとを生成する。

【0234】

停電検出信号ＤＴ１が非活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合には、信号ＳＡが「Ｈ」レベルにされるとともに、信号ＳＢが「Ｌ」レベルにされる。停電検出信号ＤＴ１が活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合には、信号ＳＡは「Ｌ」レベルにされるとともに、信号ＳＢが「Ｈ」レベルにされる。

【0235】

駆動回路１２２は、信号ＳＡ，ＳＢに従って、制御電圧ＶＳＡ，ＶＳＢを生成する。信号ＳＡ，ＳＢが「Ｈ」レベルにされると、制御電圧ＶＳＡ，ＶＳＢは「Ｈ」レベルにされる。信号ＳＡ，ＳＢが「Ｌ」レベルにされると、制御電圧ＶＳＡ，ＶＳＢは「Ｌ」レベルにされる。

【0236】

制御電圧ＶＳＡが「Ｈ」レベルにされるとスイッチＳ１～Ｓ３がオンし、制御電圧ＶＳＡが「Ｌ」レベルにされるとスイッチＳ１～Ｓ３がオフする。制御電圧ＶＳＢが「Ｈ」レベルにされるとスイッチＳ２１～Ｓ２３がオンし、制御電圧ＶＳＢが「Ｌ」レベルにされるとスイッチＳ２１～Ｓ２３がオフする。

【0237】

したがって、商用交流電源１１の健全時には、スイッチＳ１～Ｓ３がオンされるとともに、スイッチＳ２１～Ｓ２３がオフされる。商用交流電源１１の停電時には、スイッチＳ１～Ｓ３がオフされるとともに、スイッチＳ２１～Ｓ２３がオンされる。

【0238】

図２２は、制御ブロックＢ１２（図２０）の構成を示すブロック図である。図２２において、制御ブロックＢ１２は、参照電圧発生部１３１、制御部１３２，１３３、切換回路１３４、およびゲート駆動回路１３５を含む。

【0239】

参照電圧発生部１３１は、参照電圧ＶＤＣｒを生成する。
制御部１３２は、参照電圧ＶＤＣｒ、電圧検出器２０，１１１，１１２の出力信号Ｖｉｆ，ＥＰｆ，ＥＮｆ、および電流検出器５の出力信号Ｉｉｆに基づいて、三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを直流電圧ＶＤＣに変換するためのＰＷＭ信号φ１３２を生成する。ＰＷＭ信号φ１３２は、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｘ～Ｑ４Ｘ，Ｑ１Ｙ～Ｑ４Ｙ，Ｑ１Ｚ～Ｑ４Ｚを制御するためのＰＷＭ信号Ｐ１Ｘ～Ｐ４Ｘ，Ｐ１Ｙ～Ｐ４Ｙ，Ｐ１Ｚ～Ｐ４Ｚを含む。

【0240】

制御部１３３は、参照電圧ＶＤＣｒ、電圧検出器１１１，１１２の出力信号ＥＰｆ，ＥＮｆ、および電流検出器５の出力信号Ｉｉｆに基づいて、バッテリ電圧ＶＢを昇圧して直流電圧ＶＤＣを生成するためのＰＷＭ信号φ１３３を生成する。ＰＷＭ信号φ１３３は、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｘ～Ｑ４Ｘ，Ｑ１Ｙ～Ｑ４Ｙ，Ｑ１Ｚ～Ｑ４Ｚを制御するためのＰＷＭ信号Ｐ１ＸＡ～Ｐ４ＸＡ，Ｐ１ＹＡ～Ｐ４ＹＡ，Ｐ１ＺＡ～Ｐ４ＺＡを含む。

【0241】

切換回路１３４は、停電検出信号ＤＴ１が非活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合には、制御部１３２からのＰＷＭ信号φ１３２をゲート駆動回路１３５に与え、停電検出信号ＤＴ１が活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合には、制御部１３３からのＰＷＭ信号φ１３３をゲート駆動回路１３５に与える。

【0242】

ゲート駆動回路１３５は、切換回路１３４からのＰＷＭ信号φ１３２またはφ１３３に従ってゲート信号φ１３５を生成する。ゲート信号φ１３５は、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｘ～Ｑ４Ｘ，Ｑ１Ｙ～Ｑ４Ｙ，Ｑ１Ｚ～Ｑ４Ｚをオンおよびオフさせるためのゲート信号Ｇ１Ｘ～Ｇ４Ｘ，Ｇ１Ｙ～Ｇ４Ｙ，Ｇ１Ｚ～Ｇ４Ｚを含む。

【0243】

図２３は、制御部１３２（図２２）の構成を示すブロック図であって、図５と対比される図である。図２３を参照して、制御部１３１は、制御部３１の電圧制御部４０およびＰＷＭ部４４～４６をそれぞれ電圧制御部１４０およびＰＷＭ部１４１～１４３で置換したものである。

【0244】

電圧制御部１４０は、電圧検出器１１１，１１２の出力信号ＥＰｆ，ＥＮｆによって示される直流電圧ＥＰ，ＥＮを加算して直流電圧ＶＤＣ＝ＥＰ＋ＥＮを求め、参照電圧ＶＤＣｒと直流電圧ＶＤＣとの差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ－ＶＤＣに応じた値の電流指令値Ｉｃ１を生成する。

【0245】

ＰＷＭ部１４１は、電圧指令値Ｖｃ１と、正極キャリア信号および負極キャリア信号とを比較し、比較結果に基づいて、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｘ～Ｑ４Ｘを制御するためのＰＷＭ信号Ｐ１Ｘ～Ｐ４Ｘを生成する。

【0246】

正極キャリア信号は、基準電圧（０Ｖ）と正電圧（＋Ｖａ）の間で、スイッチング周波数で三角波状に変化する。負極キャリア信号は、負電圧（－Ｖａ）と基準電圧（０Ｖ）の間で、スイッチング周波数で三角波状に変化する。電圧指令値Ｖｃ１は、正電圧（＋Ｖａ）と負電圧（－Ｖａ）の間の範囲内で、商用周波数で正弦波状に変化する。

【0247】

ＰＷＭ部１４２は、電圧指令値Ｖｃ２と、正極キャリア信号および負極キャリア信号とを比較し、比較結果に基づいて、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙ～Ｑ４Ｙを制御するためのＰＷＭ信号Ｐ１Ｙ～Ｐ４Ｙを生成する。

【0248】

ＰＷＭ部１４３は、電圧指令値Ｖｃ３と、正極キャリア信号および負極キャリア信号とを比較し、比較結果に基づいて、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｚ～Ｑ４Ｚを制御するためのＰＷＭ信号Ｐ１Ｚ～Ｐ４Ｚを生成する。

【0249】

切換回路１３４（図２２）によってＰＷＭ信号φ１３２が選択された場合には、ゲート駆動回路１３５は、ＰＷＭ信号Ｐ１Ｘ～Ｐ４Ｘ，Ｐ１Ｙ～Ｐ４Ｙ，Ｐ１Ｚ～Ｐ４Ｚに従って、ゲート信号Ｇ１Ｘ～Ｇ４Ｘ，Ｇ１Ｙ～Ｇ４Ｙ，Ｇ１Ｚ～Ｇ４Ｚを生成する。ゲート信号Ｇ１～Ｇ４は、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のゲートおよびエミッタ間に与えられる。ゲート信号Ｇ１～Ｇ４が「Ｈ」レベルにされるとＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４がオンし、ゲート信号Ｇ１～Ｇ４が「Ｌ」レベルにされるとＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４がオフする。

【0250】

図２４は、制御部１３３（図２２）の構成を示すブロック図である。図２４において、制御部１３３は、電圧制御部１４５、電流制御部１４６、ＰＷＭ部１４７，１４８、およびバランスパルス生成部１４９を含む。

【0251】

電圧制御部１４５は、電圧検出器１１１，１１２の出力信号ＥＰｆ，ＥＮｆによって示される直流電圧ＥＰ，ＥＮを加算して直流電圧ＶＤＣ＝ＥＰ＋ＥＮを求め、参照電圧ＶＤＣｒと直流電圧ＶＤＣとの差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ－ＶＤＣに応じた値の電流指令値ＩｃＡを生成する。電流制御部１４６は、電流指令値ＩｃＡと、電流検出器５の出力信号Ｉｉｆによって示される電流Ｉ１，Ｉ３とに基づいて、直流の電圧指令値ＶｃＡを生成する。

【0252】

ＰＷＭ部１４７は、電圧指令値ＶｃＡと、スイッチング周波数で三角波状に変化する第１正極キャリア信号とを比較し、比較結果に基づいて、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｘ～Ｑ４Ｘを制御するためのＰＷＭ信号Ｐ１ＸＡ～Ｐ４ＸＡを生成する。バランス検出信号ＤＴ３が「Ｈ」レベルである場合には、ＰＷＭ信号Ｐ１ＸＡ～Ｐ４ＸＡは「Ｌ」レベルに維持され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｘ～Ｑ４Ｘはオフ状態に維持される。

【0253】

ＰＷＭ部１４８は、電圧指令値ＶｃＡと、スイッチング周波数で三角波状に変化する第２正極キャリア信号とを比較し、比較結果に基づいて、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｚ～Ｑ４Ｚを制御するためのＰＷＭ信号Ｐ１ＺＡ～Ｐ４ＺＡを生成する。バランス検出信号ＤＴ３が「Ｈ」レベルである場合には、ＰＷＭ信号Ｐ１ＺＡ～Ｐ４ＺＡは「Ｌ」レベルに維持され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｚ～Ｑ４Ｚはオフ状態に維持される。

【0254】

バランスパルス生成部１４９は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙ～Ｑ４Ｙをそれぞれ制御するためのＰＷＭ信号Ｐ１ＹＡ～Ｐ４ＹＡを生成する。

【0255】

切換回路１３４（図２２）によってＰＷＭ信号φ１３３が選択された場合には、ゲート駆動回路１３５は、ＰＷＭ信号Ｐ１ＸＡ～Ｐ４ＸＡ，Ｐ１ＹＡ～Ｐ４ＹＡ，Ｐ１ＺＡ～Ｐ４ＺＡに従って、ゲート信号Ｇ１Ｘ～Ｇ４Ｘ，Ｇ１Ｙ～Ｇ４Ｙ，Ｇ１Ｚ～Ｇ４Ｚを生成する。

【0256】

図２５は、ＰＷＭ部１４７の構成を示す回路ブロック図である。図２５において、ＰＷＭ部１４７は、正極キャリア生成部１５０、補正部１５１、比較器１５２，１５３、反転回路１５４，１５５、および信号発生回路１５６を含む。

【0257】

正極キャリア生成部１５０は、正極キャリア信号φ１５０Ｘを生成する。正極キャリア信号φ１５０Ｘは、基準電圧（０Ｖ）と正電圧（＋Ｖｂ）の間で、一定周波数で三角波状に変化する。補正部１５１は、電圧指令値ＶｃＡを補正して電圧指令値ＶｃＡ１を生成する。電圧指令値ＶｃＡは、基準電圧（０）と正電圧（＋Ｖｂ）の間の直流電圧である。電圧指令値ＶｃＡ１は、電圧指令値ＶｃＡよりも大きな値に設定される。

【0258】

電圧指令値ＶｃＡ，ＶｃＡ１は、それぞれ比較器１５２，１５３の非反転入力端子（＋端子）に与えられる。正極キャリア信号φ１５０Ｘは、比較器１５２，１５３の反転入力端子（－端子）に与えられる。

【0259】

比較器１５２は、電圧指令値ＶｃＡと正極キャリア信号φ１５０Ｘとの高低を比較し、比較結果を示す信号をＰＷＭ信号Ｐ２ＸＡとして出力する。反転回路１５４は、ＰＷＭ信号Ｐ２ＸＡを反転させてＰＷＭ信号Ｐ３ＸＡを出力する。

【0260】

電圧指令値ＶｃＡのレベルが正極キャリア信号φ１５０Ｘのレベルよりも高い場合には、ＰＷＭ信号Ｐ２ＸＡ，Ｐ３ＸＡはそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルとなる。電圧指令値ＶｃＡのレベルが正極キャリア信号φ１５０Ｘのレベルよりも低い場合には、ＰＷＭ信号Ｐ２ＸＡ，Ｐ３ＸＡはそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルとなる。

【0261】

比較器１５３は、電圧指令値ＶｃＡ１と正極キャリア信号φ１５０Ｘとの高低を比較し、比較結果を示す信号φ１５３を出力する。反転回路１５５は、信号φ１５３を反転させてＰＷＭ信号Ｐ４ＸＡを出力する。

【0262】

電圧指令値ＶｃＡ１のレベルが正極キャリア信号φ１５０Ｘのレベルよりも高い場合には、ＰＷＭ信号Ｐ４ＸＡは「Ｌ」レベルとなる。電圧指令値ＶｃＡ１のレベルが正極キャリア信号φ１５０Ｘのレベルよりも低い場合には、ＰＷＭ信号Ｐ４ＸＡは「Ｈ」レベルとなる。信号発生回路１５６は、「Ｌ」レベルのＰＷＭ信号Ｐ１ＸＡを出力する。

【0263】

ＰＷＭ信号Ｐ３ＸＡ，Ｐ４ＸＡとＰＷＭ信号Ｐ２ＸＡとが交互に「Ｈ」レベルにされ、停電検出信号ＤＴ１が「Ｌ」レベルである場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘ，Ｑ４Ｘが一定周期でオンおよびオフされ、昇圧動作が実行される。

【0264】

なお、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘ，Ｑ４Ｘがオフされると、ダイオードＤ２Ｘ，Ｄ１Ｘがオンするので、ＰＷＭ信号Ｐ２ＸＡが「Ｈ」レベルにされてもＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｘはオンしない。

【0265】

ここで、補正部１５１の効果について説明する。補正部１５１がない場合には、ＰＷＭ信号Ｐ３ＸＡの波形とＰＷＭ信号Ｐ４ＸＡの波形とは同一になり、理想的にはＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘ，Ｑ４Ｘは同時にスイッチングする。

【0266】

しかし、実際には、ＩＧＢＴ素子の特性ばらつき等に起因して、ＰＷＭ信号Ｐ３ＸＡ，Ｐ４ＸＡの波形が同一であっても、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘ，Ｑ４Ｘが異なるタイミングでスイッチングする場合がある。

【0267】

たとえば、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ＸがＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘよりも早くオンするか、遅くオフすると、直流電圧ＶＤＣがＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘに印加され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘが過電圧等によって破損する恐れがある。

【0268】

そこで、補正部１５１によって電圧指令値Ｖｃ１よりも高い電圧指令値Ｖｃ１Ａを生成することにより、ＩＧＢＴ素子の特性ばらつきがあったとしても、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ＸをＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘよりも遅くオンさせ、かつ早くオフさせている。これにより、クランプダイオードＤ６Ｘ，Ｄ５Ｘがオンするモードが確保され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘが過電圧によって破損することを防止することが可能となっている。

【0269】

ＰＷＭ部１４８の構成および動作は、ＰＷＭ部１４７と同様であるので、その説明は繰り返さない。ただし、ＰＷＭ部１４７内で生成される正極キャリア信号φ１５０Ｘの位相と、ＰＷＭ部１４８内で生成される正極キャリア信号φ１５０Ｚの位相とは、１８０度ずれている。

【0270】

このため、ＰＷＭ信号Ｐ１ＸＡ～Ｐ４ＸＡの位相とＰＷＭ信号Ｐ１ＺＡ～Ｐ４ＺＡの位相とは１８０度ずれるので、昇圧動作時にダイオードＤ２Ｘ，Ｄ１ＸとダイオードＤ２Ｚ，Ｄ１Ｚとが異なるタイミングでオンすることとなり、直流電圧ＶＤＣに発生するリプル電圧が小さく抑制される。

【0271】

図２６は、バランスパルス生成部１４９（図２４）の構成を示す回路ブロック図である。図２６において、バランスパルス生成部１４９は、参照電圧発生部１６０、正極キャリア生成部１６１，１６２、比較器１６３，１６４、および反転回路１６５，１６６を含む。参照電圧発生部１６０は、基準電圧（０Ｖ）と正電圧（＋Ｖｂ）の中間の参照電圧ＶｃＲ＝Ｖｂ／２を発生する。

【0272】

正極キャリア生成部１６１は、正極キャリア信号φ１６１を生成する。正極キャリア信号φ１６１は、基準電圧（０Ｖ）と正電圧（＋Ｖｂ）の間で、一定周波数で三角波状に変化する。正極キャリア生成部１６２は、正極キャリア信号φ１６２を生成する。正極キャリア信号φ１６２は、基準電圧（０Ｖ）と正電圧（＋Ｖｂ）の間で、一定周波数で三角波状に変化する。正極キャリア信号φ１６１の位相は、正極キャリア信号φ１６２の位相よりも一定時間Ｔｃだけ進んでいる。

【0273】

参照電圧ＶｃＲは、比較器１６３，１６４の非反転入力端子（＋端子）に与えられる。正極キャリア信号φ１６１，φ１６２は、それぞれ比較器１６３，１６４の反転入力端子（－端子）に与えられる。

【0274】

比較器１６３は、参照電圧ＶｃＲと正極キャリア信号φ１６１との高低を比較し、比較結果を示す信号をＰＷＭ信号Ｐ１ＹＡとして出力する。反転回路１６５は、ＰＷＭ信号Ｐ１ＹＡを反転させてＰＷＭ信号Ｐ４ＹＡを出力する。

【0275】

参照電圧ＶｃＲのレベルが正極キャリア信号φ１６１のレベルよりも高い場合には、ＰＷＭ信号Ｐ１ＹＡ，Ｐ４ＹＡはそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルとなる。参照電圧ＶｃＲのレベルが正極キャリア信号φ１６１のレベルよりも低い場合には、ＰＷＭ信号Ｐ１ＹＡ，Ｐ４ＹＡはそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルとなる。

【0276】

比較器１６４は、参照電圧ＶｃＲと正極キャリア信号φ１６２との高低を比較し、比較結果を示す信号をＰＷＭ信号Ｐ２ＹＡとして出力する。反転回路１６６は、ＰＷＭ信号Ｐ２ＹＡを反転させてＰＷＭ信号Ｐ３ＹＡを出力する。

【0277】

参照電圧ＶｃＲのレベルが正極キャリア信号φ１６２のレベルよりも高い場合には、ＰＷＭ信号Ｐ２ＹＡ，Ｐ３ＹＡはそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルとなる。参照電圧ＶｃＲのレベルが正極キャリア信号φ１６２のレベルよりも低い場合には、ＰＷＭ信号Ｐ２ＹＡ，Ｐ３ＹＡはそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルとなる。

【0278】

ＰＷＭ信号Ｐ１ＹＡ，Ｐ２ＹＡとＰＷＭ信号Ｐ３ＹＡ，Ｐ４ＹＡとが交互に「Ｈ」レベルにされ、停電検出信号ＤＴ１が「Ｌ」レベルである場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙ，Ｑ２ＹとＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｙ，Ｑ４Ｙとが一定周波数で交互にオンされ、コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の端子間電圧ＥＰ，ＥＮの差ΔＥ＝ＥＰ－ＥＮの大きさを減少させるバランス動作が実行される。

【0279】

ここで、正極キャリア信号φ１６１の位相と正極キャリア信号φ１６２の位相とをずらせている理由について説明する。理想的には、一対のＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙ，Ｑ２Ｙを同時にスイッチングさせ、一対のＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｙ，Ｑ４Ｙを同時にスイッチングさせることが好ましい。

【0280】

しかし、実際には、一対のＩＧＢＴ素子のゲートおよびエミッタ間に同一のゲート信号を印加しても、ＩＧＢＴ素子の特性ばらつきにより、一対のＩＧＢＴ素子のうちの一方のＩＧＢＴ素子が他方のＩＧＢＴ素子よりも先にオンしたり、先にオフする。この場合、直流電圧ＶＤＣが１つのＩＧＢＴ素子に印加され、そのＩＧＢＴ素子が過電圧によって破損する恐れがある。

【0281】

そこで、本実施の形態６では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙ～Ｑ４Ｙの各々がオンおよびオフするタイミングで、確実にクランプダイオードＤ５Ｙ，Ｄ６Ｙがオンするように、正極キャリア信号φ１６１，φ１６２の位相をずらすことにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙ，Ｑ２Ｙがスイッチングするタイミングをずらすとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｙ，Ｑ４Ｙがスイッチングするタイミングをずらしている。

【0282】

図２７は、バランスパルス生成部１４９の動作を示すタイムチャートである。図２７において、（Ａ）は正極キャリア信号φ１６１，φ１６２の波形を示し、（Ｂ）はＰＷＭ信号Ｐ１ＹＡの波形を示し、（Ｃ）はＰＷＭ信号Ｐ２ＹＡの波形を示している。

【0283】

図２７において、正極キャリア信号φ１６１の位相は正極キャリア信号φ１６２の位相よりも一定時間Ｔｃだけ進んでいる。正極キャリア信号φ１６１のレベルが参照電圧ＶｃＲよりも高い場合には、ＰＷＭ信号Ｐ１ＹＡが「Ｈ」レベルとなり、正極キャリア信号φ１６１のレベルが参照電圧ＶｃＲよりも低い場合には、ＰＷＭ信号Ｐ１ＹＡが「Ｌ」レベルとなる。

【0284】

また、正極キャリア信号φ１６２のレベルが参照電圧ＶｃＲよりも高い場合には、ＰＷＭ信号Ｐ２ＹＡが「Ｈ」レベルとなり、正極キャリア信号φ１６２のレベルが参照電圧ＶｃＲよりも低い場合には、ＰＷＭ信号Ｐ２ＹＡが「Ｌ」レベルとなる。

【0285】

ＰＷＭ信号Ｐ１ＹＡの位相は、ＰＷＭ信号Ｐ２ＹＡの位相よりも一定時間Ｔｃだけ進んでいる。このため、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ＹはＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｙよりも先にオンし、先にオフする。したがって、たとえば、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ＹがＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙよりも先にオンして、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙが破損することを防止することができる。

【0286】

ＰＷＭ信号Ｐ４ＹＡ，Ｐ３ＹＡは、それぞれＰＷＭ信号Ｐ１ＹＡ，Ｐ２ＹＡの反転信号である。したがって、ＰＷＭ信号Ｐ４ＹＡの位相は、ＰＷＭ信号Ｐ３ＹＡの位相よりも一定時間Ｔｃだけ進んでいる。このため、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ＹはＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｙよりも先にオンし、先にオフする。したがって、たとえば、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ＹがＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｙよりも先にオンして、ＩＧＢＴ素子Ｑ４Ｙが破損することを防止することができる。

【0287】

次に、図１９～図２７で示した無停電電源装置の動作について説明する。商用交流電源１１の健全時には、停電検出器２１（図２０）によって停電検出信号ＤＴ１が非活性化レベルの「Ｈ」レベルにされ、制御部１２１および駆動回路１２２（図２１）によって、スイッチＳ１～Ｓ３がオンされるとともにスイッチＳ２１～Ｓ２３がオフされる。これにより、商用交流電源１１からスイッチＳ１～Ｓ３を介して順変換器１０１に三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが供給される。

【0288】

また、切換回路１３４（図２２）によって制御部１３２が選択され、参照電圧発生部１３１、制御部１３２、およびゲート駆動回路１３５によって順変換器１０１（図１９）が運転され、商用交流電源１１からスイッチＳ１～Ｓ３を介して供給される三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが順変換器１０１によって直流電圧ＶＤＣ＝ＥＰ＋ＥＮに変換される。

【0289】

また、制御装置１０４（図１９）によって逆変換器１０３が運転され、直流電圧ＥＰ，ＥＮが三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに変換されて負荷１２に供給される。また、制御装置１０４によってチョッパ回路４が運転され、直流電圧ＶＤＣ＝ＥＰ＋ＥＮが降圧されてバッテリ１３に供給され、バッテリ１３が充電される。

【0290】

商用交流電源１１の停電が発生すると、停電検出器２１（図２０）によって停電検出信号ＤＴ１が活性化レベルの「Ｌ」レベルにされ、制御部１２１および駆動回路１２２（図２１）によって、スイッチＳ１～Ｓ３がオフされるとともにスイッチＳ２１～Ｓ２３がオンされる。これにより、バッテリ１３の直流電圧ＶＢがスイッチＳ２１，Ｓ２２を介して順変換器１０１のレグ回路１０１ａ，１０１ｃに供給される。また、制御装置１０４によってチョッパ回路４の運転が停止される。

【0291】

また、切換回路１３４（図２２）によって制御部１３３が選択され、参照電圧発生部１３１、制御部１３３、およびゲート駆動回路１３５によって順変換器１０１のレグ回路１０１ａ，１０１ｃが運転され、バッテリ１３からスイッチＳ２１，Ｓ２２を介して供給される直流電圧ＶＢが順変換器１０１のレグ回路１０１ａ，１０１ｃによって昇圧されて直流電圧ＶＤＣ＝ＥＰ＋ＥＮに変換される。

【0292】

また、バランスパルス生成部１４９（図２４）によってレグ回路１０１ｂが運転され、直流電圧ＥＰ，ＥＮの差ΔＥ＝ＥＰ－ＥＮの大きさが減少される。

【0293】

また、制御装置１０４（図１９）によって逆変換器１０３が運転され、直流電圧ＥＰ，ＥＮが三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに変換されて負荷１２に供給される。したがって、商用交流電源１１の停電が発生した場合でも、バッテリ１３に直流電力が蓄えられている期間は、負荷１２の運転を継続することができる。

【0294】

以上のように、この実施の形態６では、商用交流電源１１の停電時にバッテリ１３の直流電力を逆変換器１０３に供給する昇圧動作を順変換器１０１に行なわせ、商用交流電源１１の健全時に順変換器１０１からの直流電力をバッテリ１３に蓄える充電動作をチョッパ回路４に行なわせる。したがって、昇圧動作と充電動作の両方をチョッパ回路に行なわせていた従来と比べ、チョッパ回路４の小型化を図ることができ、ひいては無停電電源装置の小型化を図ることができる。

【0295】

また、商用交流電源１１の停電時に、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｘ，Ｑ４ＸをオンおよびオフさせるタイミングとＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｚ，Ｑ４Ｚをオンおよびオフさせるタイミングとを一周期の１／２ずらすことにより、バッテリ１３からレグ回路１０１ａ，１０１ｃを介してコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に電流を流すタイミングを一周期の１／２だけずらすので、直流電圧ＶＤＣに重畳されるリプル電圧の振幅を小さく抑制することができる。

【0296】

また、商用交流電源１１の停電時に、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｙ，Ｑ２ＹとＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｙ，Ｑ４Ｙとを交互にオンさせることにより、コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の端子間電圧ＥＰ，ＥＮの差ΔＥ＝ＥＰ－ＥＮを減少させることができる。

【0297】

なお、商用交流電源から第１～第Ｍ相の交流電力が供給される場合に、第１～第（Ｍ－１）相に対応する（Ｍ－１）個のレグ回路を昇圧動作時に駆動させ、第Ｍ相に対応するレグ回路をバランス動作時に駆動させれば、本実施の形態６と同じ効果が得られる。Ｍは、２以上の整数である。本実施の形態６では、Ｍ＝３であり、Ｒ相およびＴ相はそれぞれ第１および第２相であり、Ｓ相は第３相である。

【0298】

なお、本実施の形態６では、商用交流電源１１の停電時には常時、スイッチＳ２３をオンさせてレグ回路１０１ｂにバランス動作を行なわせたが、これに限るものではなく、コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の端子間電圧ＥＰ，ＥＮの差ΔＥ＝ＥＰ－ＥＮの大きさが上限値ΔＥＨを超えたときにだけ、スイッチＳ２３をオンさせてレグ回路１０１ｂにバランス動作を行なわせても構わない。さらに、ΔＥの大きさが上限値ΔＥＨを超えたときには、スイッチＳ２１，Ｓ２２をオフさせてレグ回路１０１ａ，１０１ｃの昇圧動作を停止させても構わない。

【0299】

実施の形態７．
図２８は、実施の形態７に従う無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図であって、図１９と対比される図である。図２８を参照して、この無停電電源装置が図１９の無停電電源装置と異なる点は、スイッチＳ２４が追加され、チョッパ回路４および制御装置１０４がそれぞれチョッパ回路１７０および制御装置１７１で置換されている点である。

【0300】

スイッチＳ２４は、直流ラインＬＮとバッテリ端子Ｔ３Ｎとの間に接続され、制御装置１７１によって制御される。商用交流電源１１の健全時には、スイッチＳ２４はオフされる。商用交流電源１１の停電時には、スイッチＳ２４はオンされる。スイッチＳ２４は、第２の直流ラインＬＮと電力貯蔵装置（バッテリ１３）の負極との間に接続された「第２のスイッチ」の一実施例に相当する。

【0301】

また、チョッパ回路１７０は、制御装置１７１によって制御され、商用交流電源１１の健全時に、順変換器１によって生成された直流電力をバッテリ１３に蓄える。電流検出器７は、チョッパ回路１７０とバッテリ１３との間に流れる電流ＩＢを検出し、その検出値を示す信号ＩＢｆを制御装置１７１に与える。制御装置１７１は、バッテリ電圧ＶＢおよび電流ＩＢに基づいて、バッテリ電圧ＶＢが参照電圧ＶＢｒになるようにチョッパ回路１７０を制御する。

【0302】

具体的には、チョッパ回路１７０は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１～Ｑ１４、ダイオードＤ１１～Ｄ１４、およびリアクトルＬ１１，Ｌ１２を含む。ＩＧＢＴ素子Ｑ１１～Ｑ１４は、直流ラインＬＰ，ＬＮ間に直列接続される。ダイオードＤ１１～Ｄ１４は、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１１～Ｑ１４に逆並列に接続される。

【0303】

リアクトルＬ１１の一方端子はＩＧＢＴ素子Ｑ１１のエミッタに接続され、その他方端子はバッテリ端子Ｔ３Ｐに接続される。リアクトルＬ１２の一方端子はバッテリ端子Ｔ３Ｎに接続され、その他方端子はＩＧＢＴ素子Ｑ１３のエミッタに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１２のエミッタは中性点ＮＰに接続される。

【0304】

制御装置１７１は、商用交流電源１１の健全時に、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１４を一定周波数で交互にオンさせる。ＩＧＢＴ素子Ｑ１１がオンされると、コンデンサＣｄ１の正極から直流ラインＬＰ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１、リアクトルＬ７、バッテリ１３、リアクトルＬ１２、ダイオードＤ１３、および中性点ＮＰを介してコンデンサＣｄ１の負極に電流が流れ、バッテリ１３が充電されるとともに、リアクトルＬ１１，Ｌ１２に電磁エネルギーが蓄えられる。

【0305】

ＩＧＢＴ素子Ｑ１４がオンされると、コンデンサＣｄ２の正極から中性点ＮＰ、ダイオードＤ１２、リアクトルＬ１１、バッテリ１３、リアクトルＬ１２、ＩＧＢＴ素子Ｑ１４、および直流ラインＬＮを介してコンデンサＣｄ２の負極に電流が流れ、バッテリ１３が充電されるとともに、リアクトルＬ１１，Ｌ１２に電磁エネルギーが蓄えられる。

【0306】

ＩＧＢＴ素子Ｑ１１またはＱ１４がオフされると、リアクトルＬ１１、バッテリ１３、リアクトルＬ１２、ダイオードＤ１３，Ｄ１４の経路に電流が流れ、リアクトルＬ１１，Ｌ１２の電磁エネルギーが放出されるともに、バッテリ１３が充電される。制御装置１７１は、バッテリ電圧ＶＢが参照電圧ＶＢｒに到達すると、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１４をオフ状態に維持する。

【0307】

商用交流電源１１の停電が発生した場合には、制御装置１７１は、スイッチＳ１～Ｓ３をオフさせるとともに、スイッチＳ２１～Ｓ２４をオンさせ、バッテリ１３と順変換器１０１とを結合させる。また、制御装置１７１は、実施の形態６と同様にして、順変換器１０１のレグ回路１０１ａ，１０１ｃに昇圧動作を実行させる。

【0308】

また、制御装置１７１は、実施の形態６と同様にして、順変換器１０１のレグ回路１０１ｂにバランス動作を実行させる。他の構成および動作は、実施の形態６と同じであるので、その説明は繰り返さない。

【0309】

この実施の形態７では、実施の形態６と同じ効果が得られる他、チョッパ回路１７０のリアクトルＬ１１，Ｌ１２の小型化を図ることができる。

【0310】

なお、実施の形態２，３で示したように、バッテリ１３の直流電力をコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に供給することも可能である。この場合、制御装置１７１は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１２，Ｑ１３を一定周波数で交互にオンさせる。

【0311】

ＩＧＢＴ素子Ｑ１２がオンされると、バッテリ１３の正極からリアクトルＬ１１、ＩＧＢＴ素子Ｑ１２，中性点ＮＰ、コンデンサＣｄ２、直流ラインＬＮ、およびダイオードＤ１４を介してバッテリ１３の負極に電流が流れ、コンデンサＣｄ２が充電されるとともに、リアクトルＬ１１，Ｌ１２に電磁エネルギーが蓄えられる。

【0312】

ＩＧＢＴ素子Ｑ１３がオンされると、バッテリ１３の正極からリアクトルＬ１１、ダイオードＤ１１、直流ラインＬＰ、コンデンサＣｄ１、中性点ＮＰ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１３、およびリアクトルＬ１２を介してバッテリ１３の負極に電流が流れ、コンデンサＣｄ１が充電されるとともに、リアクトルＬ１１，Ｌ１２に電磁エネルギーが蓄えられる。

【0313】

ＩＧＢＴ素子Ｑ１２またはＱ１３がオフされると、バッテリ１３の正極、リアクトルＬ１１，ダイオードＤ１１、直流ラインＬＰ、コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２、直流ラインＬＮ、ダイオードＤ１４、およびバッテリ１３の負極の経路に電流が流れ、コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２が充電されるとともに、リアクトルＬ１１，Ｌ１２の電磁エネルギーが放出される。制御装置１７１は、直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒに到達すると、ＩＧＢＴ素子Ｑ１２，Ｑ１３をオフ状態に維持する。

【0314】

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示により示される技術的範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

【符号の説明】

【0315】

Ｔ１Ｒ，Ｔ１Ｓ，Ｔ１Ｔ 交流入力端子、Ｔ２Ｕ，Ｔ２Ｖ，Ｔ２Ｗ 交流出力端子、Ｔ３Ｐ，Ｔ３Ｎ バッテリ端子、Ｓ１～Ｓ６，Ｓ１１～Ｓ１９，Ｓ２１～Ｓ２４ スイッチ、１，１０１ 順変換器、１ａ～１ｃ，３ａ～３ｃ，１０１ａ～１０１ｃ レグ回路、２，１０２ 直流リンク部、３，１０３ 逆変換器、４，１７０ チョッパ回路、５～７ 電流検出器、８，８Ａ，８Ｂ，１０４，１７１ 制御装置、９ 処理装置、１１ 商用交流電源、１２ 負荷、１３ バッテリ、Ｆ１，Ｆ２ 交流フィルタ、Ｃ１～Ｃ６，Ｃｄ，Ｃｄ１，Ｃｄ２ コンデンサ、Ｌ１～Ｌ７，Ｌ１１，Ｌ１２ リアクトル、Ｑ１～Ｑ６，Ｑ１１～Ｑ１４ ＩＧＢＴ素子、Ｄ１～Ｄ６，Ｄ１１～Ｄ１４ ダイオード、２０，２２～２４，１１１，１１２ 電圧検出器、２５，１１３ 制御回路、Ｂ１～Ｂ７，Ｂ１１～Ｂ１４ 制御ブロック、２６，３１，３２，７６，８１，８３，９５，１２１，１３２，１３３ 制御部、２７，１２２ 駆動回路、３０，７５，８０，１３１，１６０ 参照電圧発生部、３３，８５，９６，１３４ 切換回路、３４，７７，８２，９１，９７，１３５ ゲート駆動回路、４０，６０，１４０，１４５ 電圧制御部、４１～４３，６１，１４６ 電流制御部、４４～４６，６２～６４，１４１～１４３，１４７，１４８ ＰＷＭ部、５０ 両極キャリア生成部、５１，７１，１５２，１５３，１６３，１６４ 比較器、５２，７２，１５４，１５５，１６５，１６６ 反転回路、７０，１５０，１６１，１６２ 正極キャリア生成部、８４ 過負荷検出器、９０，１５６ 信号発生回路、Ｒ１～Ｒ３ 抵抗器、１４９ バランスパルス生成部、１５１ 補正部。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【図25】

【図26】

【図27】

【図28】