特許 7566174 電力変換装置、電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-10-03

(45)【発行日】2024-10-11

(54)【発明の名称】電力変換装置、電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20241004BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 Y

H02M7/48 E

【請求項の数】 11

(21)【出願番号】P 2023565783

(86)(22)【出願日】2021-12-08

(86)【国際出願番号】 JP2021045178

(87)【国際公開番号】W WO2023105689

(87)【国際公開日】2023-06-15

【審査請求日】2023-12-04

(73)【特許権者】

【識別番号】000006013

【氏名又は名称】三菱電機株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100118762

【弁理士】

【氏名又は名称】高村 順

(72)【発明者】

【氏名】豊留 慎也

(72)【発明者】

【氏名】畠山 和徳

(72)【発明者】

【氏名】堤 翔英

【審査官】清水 康

(56)【参考文献】

【文献】特開２００９－１２４８６９（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０１８／１５４７３３（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０１９－０６８７３１（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許出願公開第２０１８／０３６７０２４（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ７／４２ － ７／９８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

負荷を駆動する電動機に交流電力を供給する電力変換装置であって、
交流電源から印加される電源電圧を整流するコンバータと、
前記コンバータの出力端に接続されるコンデンサと、
前記コンデンサの両端に接続されるインバータと、
前記インバータの動作を制御する制御装置と、
を備え、
前記制御装置は、前記負荷の振動を抑制する第１の制御を行うと共に、前記コンデンサから前記インバータに出力されるコンデンサ出力電流の脈動成分を低減する第２の制御を行い、
前記第２の制御は、前記電動機に損失を発生させる制御である
電力変換装置。

【請求項2】

前記第１の制御は、トルク電流を用いて行われ、
前記第２の制御は、励磁電流を用いて行われる
請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記制御装置は、前記インバータから前記電動機に供給される電力である電動機電力が、設定電力値よりも小さくなる第１の期間で前記電動機に損失を発生させる
請求項２に記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記設定電力値は、前記第２の制御を実施しないときの前記電動機電力の平均値である
請求項３に記載の電力変換装置。

【請求項5】

前記制御装置は、前記第１の期間において前記励磁電流の絶対値を増加させる
請求項３又は４に記載の電力変換装置。

【請求項6】

前記制御装置は、前記負荷の振動を抑制するためのトルク電流補償値が負の値となる第１の期間で前記電動機に損失を発生させる
請求項２に記載の電力変換装置。

【請求項7】

前記制御装置は、前記第２の制御の実施時に前記励磁電流の絶対値をリミット値で制限する
請求項６に記載の電力変換装置。

【請求項8】

前記励磁電流の値は負である
請求項５又は７に記載の電力変換装置。

【請求項9】

前記制御装置は、
トルク電流又は励磁電流に基づいて、励磁電流指令値を生成する指令値生成部と、
前記脈動成分を低減するための励磁電流補償値を生成する電流補償部と、
を備え、
前記励磁電流補償値は、前記励磁電流指令値に重畳される
請求項１から８の何れか１項に記載の電力変換装置。

【請求項10】

請求項１から９の何れか１項に記載の電力変換装置を備える電動機駆動装置。

【請求項11】

請求項１から９の何れか１項に記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、負荷を駆動する電動機に交流電力を供給する電力変換装置、電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器に関する。

【背景技術】

【0002】

電力変換装置は、交流電源から印加される電源電圧を整流するコンバータと、コンバータの出力端に接続されるコンデンサと、コンデンサから出力される直流電圧を交流電圧に変換して電動機に印加するインバータとを備える。

【0003】

下記特許文献１には、圧縮機を駆動する電動機の状態に応じて、負荷トルクの脈動成分であるトルク脈動を適切に補償することで振動の増加を抑制する技術が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【文献】特開２０１６－０８２６３７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

冷凍サイクル適用機器の応用製品の１つである空気調和機においては、電源電流に含まれる高調波成分による障害を抑制するため、電源電流の高調波に関する規制が定められている。例えば、日本国内においては、日本工業規格（ＪＩＳ）によって電源電流の高調波に対して制限値である規格値が定められている。

【0006】

しかしながら、特許文献１に記載の技術では、電源電流の高調波に関する考慮がなされていない。このため、特許文献１の技術を使用して、電源周波数と非同期の周波数とで電動機のトルク脈動の補償成分を発生させると、電源電流がその極性の正と負との間でアンバランス状態となり、電源電流の高調波成分が増加してしまうという問題がある。

【0007】

本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、電動機のトルク脈動を補償しつつ、電源電流の高調波成分の増加を抑制できる電力変換装置を得ることを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る電力変換装置は、負荷を駆動する電動機に交流電力を供給する電力変換装置である。電力変換装置は、交流電源から印加される電源電圧を整流するコンバータと、コンバータの出力端に接続されるコンデンサとを備える。また、電力変換装置は、コンデンサの両端に接続されるインバータと、インバータの動作を制御する制御装置とを備える。制御装置は、負荷の振動を抑制する第１の制御を行うと共に、コンデンサからインバータに出力されるコンデンサ出力電流の脈動成分を低減する第２の制御を行う。第２の制御は、電動機に損失を発生させる制御である。

【発明の効果】

【0009】

本開示に係る電力変換装置によれば、電動機のトルク脈動を補償しつつ、電源電流の高調波成分の増加を抑制できるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図

【図2】実施の形態１に係る電力変換装置が備えるインバータの構成例を示す図

【図3】実施の形態１に係る電動機駆動装置における振動抑制制御無しのときの動作の状態を示す図

【図4】実施の形態１に係る電動機駆動装置における振動抑制制御有りのときの動作の状態を示す図

【図5】実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御装置の構成例を示すブロック図

【図6】本願の課題の説明に供する第１の図

【図7】本願の課題の説明に供する第２の図

【図8】実施の形態１に係る制御装置が備える電圧指令値演算部の構成例を示すブロック図

【図9】実施の形態１に係る電圧指令値演算部が備える速度制御部の構成例を示すブロック図

【図10】実施の形態１に係る電圧指令値演算部が備える振動抑制制御部の構成例を示すブロック図

【図11】実施の形態１に係るγ軸電流補償部への入力信号であるγ軸電流制限値を生成する制限値演算部における入出力の関係を示す図

【図12】実施の形態１に係るγ軸電流補償部の動作説明に供する波形図

【図13】実施の形態１に係る電圧指令値演算部が備えるγ軸電流補償部の動作説明に供するフローチャート

【図14】実施の形態１の変形例に係る電圧指令値演算部の構成例を示すブロック図

【図15】図１４に示すγ軸電流補償部の動作説明に供するフローチャート

【図16】実施の形態１に係るγ軸電流補償制御による要部の動作波形を示す図

【図17】実施の形態１に係るγ軸電流補償制御による効果の説明に供する図

【図18】実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御装置を実現するハードウェア構成の一例を示す図

【図19】実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器について詳細に説明する。

【0012】

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置２の構成例を示す図である。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置２が備えるインバータ３０の構成例を示す図である。電力変換装置２は、交流電源１及び圧縮機８に接続される。圧縮機８は、被駆動時に負荷トルクが周期的に変動する特性を有する負荷の一例である。圧縮機８は、電動機７を有する。電動機７の一例は、３相永久磁石同期電動機である。電力変換装置２は、交流電源１から印加される電源電圧Ｖｉｎを所望の振幅及び位相を有する交流電圧に変換して電動機７に印加する。電力変換装置２は、リアクタ４と、コンバータ１０と、コンデンサ２０と、インバータ３０と、電圧検出部８２と、電流検出部８４と、制御装置１００とを備える。電力変換装置２と、圧縮機８が備える電動機７とによって、電動機駆動装置５０が構成される。

【0013】

コンバータ１０は、４つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４を備える。４つのダイオードＤ１～Ｄ４は、ブリッジ接続され、整流回路を構成する。コンバータ１０は、４つのダイオードＤ１～Ｄ４から構成される整流回路によって、交流電源１から印加される電源電圧Ｖｉｎを整流する。コンバータ１０において、入力側の一端はリアクタ４を介して交流電源１に接続され、入力側の他端は交流電源１に接続されている。また、コンバータ１０において、出力側はコンデンサ２０に接続されている。図１の構成において、リアクタ４には、電源電流Ｉｉｎが流れる。なお、リアクタ４は、コンバータ１０とコンデンサ２０との間、即ちコンバータ１０の出力側に接続される構成もある。

【0014】

コンバータ１０は、整流機能と共に、整流電圧を昇圧する昇圧機能を有するものであってもよい。昇圧機能を有するコンバータは、ダイオードに加え、もしくはダイオードに代え、１以上のトランジスタ素子、もしくはトランジスタ素子とダイオードとが逆並列に接続された１以上のスイッチング素子を備えて構成することができる。なお、昇圧機能を有するコンバータにおけるトランジスタ素子又はスイッチング素子の配置、及び接続は公知であり、ここでの説明は省略する。

【0015】

コンデンサ２０は、直流母線２２ａ，２２ｂを介してコンバータ１０の出力端に接続される。直流母線２２ａは正側の直流母線であり、直流母線２２ｂは負側の直流母線である。コンデンサ２０は、コンバータ１０から印加される整流電圧を平滑する。コンデンサ２０としては、電解コンデンサ、フィルムコンデンサなどが例示される。

【0016】

インバータ３０は、直流母線２２ａ，２２ｂを介してコンバータ１０の出力端に接続されると共に、コンデンサ２０の両端に接続される。インバータ３０は、コンデンサ２０によって平滑された直流電圧を圧縮機８への交流電圧に変換して、圧縮機８の電動機７に印加する。電動機７に印加される電圧は、周波数及び電圧値が可変の３相交流電圧である。

【0017】

インバータ３０は、図２に示すように、インバータ主回路３１０と、駆動回路３５０とを備える。インバータ主回路３１０は、スイッチング素子３１１～３１６を備える。スイッチング素子３１１～３１６の各々には、還流用の整流素子３２１～３２６が逆並列接続されている。

【0018】

インバータ主回路３１０において、スイッチング素子３１１～３１６としては、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを想定しているが、スイッチングを行うことが可能な素子であれば、どのようなものを用いてもよい。なお、スイッチング素子３１１～３１６がＭＯＳＦＥＴの場合、ＭＯＳＦＥＴは構造上、寄生ダイオードを有するため、還流用の整流素子３２１～３２６を逆並列接続しなくても同様の効果を得ることができる。

【0019】

また、スイッチング素子３１１～３１６を形成する材料については、ケイ素（Ｓｉ）だけでなく、ワイドバンドギャップ半導体である炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンド等を用いてもよい。ワイドバンドギャップ半導体を用いてスイッチング素子３１１～３１６を形成することにより、損失をより少なくすることが可能となる。

【0020】

駆動回路３５０は、制御装置１００から出力されるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号Ｓｍ１～Ｓｍ６に基づいて、駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６を生成する。駆動回路３５０は、駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６によってスイッチング素子３１１～３１６のオンオフを制御する。これにより、インバータ３０は、周波数可変、且つ電圧可変の３相交流電圧を、出力線３３１～３３３を介して電動機７に印加することができる。

【0021】

ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６は、論理回路の信号レベル、例えば、０Ｖ～５Ｖの大きさを持つ信号である。ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６は、制御装置１００の接地電位を基準電位とする信号である。一方、駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６は、スイッチング素子３１１～３１６を制御するのに必要な電圧レベル、例えば、－１５Ｖ～＋１５Ｖの大きさを持つ信号である。駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６は、それぞれ対応するスイッチング素子の負側の端子、即ちエミッタ端子の電位を基準電位とする信号である。

【0022】

電圧検出部８２は、コンデンサ２０の両端電圧を検出することで母線電圧Ｖｄｃを検出する。母線電圧Ｖｄｃは、直流母線２２ａ，２２ｂ間の電圧である。電圧検出部８２は、例えば直列接続された抵抗で分圧する分圧回路を備える。電圧検出部８２は、検出した母線電圧Ｖｄｃを、分圧回路を用いて制御装置１００での処理に適した電圧、例えば５Ｖ以下の電圧に変換し、アナログ信号である電圧検出信号として制御装置１００に出力する。電圧検出部８２から制御装置１００に出力される電圧検出信号は、制御装置１００内の図示しないＡＤ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換部によってアナログ信号からデジタル信号に変換され、制御装置１００での内部処理に用いられる。

【0023】

電流検出部８４は、直流母線２２ｂに挿入されたシャント抵抗を備える。電流検出部８４は、シャント抵抗を用いて、コンデンサ出力電流ｉｄｃを検出する。コンデンサ出力電流ｉｄｃは、インバータ３０への入力電流、即ちコンデンサ２０からインバータ３０に出力される電流である。電流検出部８４は、検出したコンデンサ出力電流ｉｄｃを、アナログ信号である電流検出信号として制御装置１００に出力する。電流検出部８４から制御装置１００に出力される電流検出信号は、制御装置１００内の図示しないＡＤ変換部によってアナログ信号からデジタル信号に変換され、制御装置１００での内部処理に用いられる。

【0024】

制御装置１００は、前述したＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を生成してインバータ３０の動作を制御する。具体的に、制御装置１００は、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６に基づいて、インバータ３０の出力電圧の角周波数ωｅ及び電圧値を変化させる。

【0025】

インバータ３０の出力電圧の角周波数ωｅは、電動機７の電気角での回転角速度を定めるものである。本稿では、この回転角速度も同じ符号ωｅで表すことにする。電動機７の機械角での回転角速度ωｍは、電動機７の電気角での回転角速度ωｅを極対数Ｐで割ったものに等しい。従って、電動機７の機械角での回転角速度ωｍと、インバータ３０の出力電圧の角周波数ωｅとの間には、以下の（１）式で表される関係がある。なお、本稿では、回転角速度を単に「回転速度」と称し、角周波数を単に「周波数」と称することがある。

【0026】

【数1】

【0027】

次に、電動機駆動装置５０における振動抑制制御及びその必要性について、図３及び図４を用いて説明する。図３は、実施の形態１に係る電動機駆動装置５０における振動抑制制御無しのときの動作の状態を示す図である。図４は、実施の形態１に係る電動機駆動装置５０における振動抑制制御有りのときの動作の状態を示す図である。

【0028】

電動機駆動装置５０の適用例が、例えば空気調和機である場合、圧縮機８の振動を抑制するために、電動機７の回転速度変動が小さくなるように制御することが行われる。電動機７の回転速度変動が小さくなると、圧縮機８の振動が小さくなる。このため、回転速度変動を小さくして圧縮機８の振動を抑制する制御は、一般的に「振動抑制制御」と呼ばれる。なお、本稿では、この振動抑制制御を「第１の制御」と呼ぶことがある。

【0029】

図３及び図４には、圧縮機８がシングルロータリ圧縮機である場合の電動機７の機械角１回転における圧縮機８の負荷トルク、電動機７の出力トルク、電動機７の回転速度、及び制御装置１００におけるトルク電流補償値の関係が示されている。図３は、制御装置１００が電動機７の出力トルクを一定に制御した状態を示している。一方、図４は、制御装置１００が、電動機７の出力トルクを圧縮機８の負荷トルクに一致させるようにトルク電流補償値を制御して回転速度を一定に制御した状態を示している。

【0030】

図３から分かるように、制御装置１００が電動機７の出力トルクを一定に制御すると、電動機７の出力トルクと圧縮機８の負荷トルクとの差で回転速度が変動する。回転速度が変動すると、圧縮機８で振動、騒音などが発生する。回転速度の変動が極端に大きくなると、電動機７が脱調し、停止する可能性がある。

【0031】

そのため、実施の形態１に係る制御装置１００には、電動機７の出力トルクを圧縮機８の負荷トルクに一致させるように制御する振動抑制制御の機能が具備されている。振動抑制制御の詳細については、後述する。

【0032】

次に、制御装置１００の構成について、図５を参照して説明する。なお、本稿では、制御装置１００に構築される制御部の座標系として、位置センサレス制御において一般的に用いられるγδ軸座標系で説明するが、これに限定されない。例えば、電動機７が永久磁石モータである場合において、磁極のＮ極をｄ軸とし、ｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸座標系を用いてもよい。この際、制御装置１００の処理において、γ軸とｄ軸との間に軸誤差がないようにγ軸が設定されていれば、γ軸及びδ軸を、それぞれｄ軸及びｑ軸として取り扱うことが可能である。また、γ軸とｄ軸との間に軸誤差がある場合であっても、軸誤差分の差異を考慮して制御量を取り扱えば、γ軸及びδ軸を、それぞれｄ軸及びｑ軸と見なすことが可能である。

【0033】

図５は、実施の形態１に係る電力変換装置２が備える制御装置１００の構成例を示すブロック図である。制御装置１００は、運転制御部１０２と、インバータ制御部１１０と、を備える。

【0034】

運転制御部１０２は、外部から指令情報Ｑｅを受け、この指令情報Ｑｅに基づいて、周波数指令値ωｅ*を生成する。周波数指令値ωｅ*は、以下の（２）式に示すように、電動機７の回転速度の指令値である回転速度指令値ωｍ*に極対数Ｐを乗算することで求めることができる。

【0035】

【数2】

【0036】

制御装置１００は、冷凍サイクル適用機器としての空気調和機を制御する場合、指令情報Ｑｅに基づいて、空気調和機の各部の動作を制御する。指令情報Ｑｅは、例えば、図示しない温度センサで検出された温度、図示しない操作部であるリモコンから指示される設定温度を示す情報、運転モードの選択情報、運転開始及び運転終了の指示情報などである。運転モードとは、例えば、暖房、冷房、除湿などである。なお、運転制御部１０２については、制御装置１００の外部にあってもよい。即ち制御装置１００は、外部から周波数指令値ωｅ*を取得する構成であってもよい。

【0037】

インバータ制御部１１０は、電流復元部１１１と、３相２相変換部１１２と、γ軸電流指令値生成部１１３と、電圧指令値演算部１１５と、電気位相演算部１１６と、２相３相変換部１１７と、ＰＷＭ信号生成部１１８とを備える。

【0038】

電流復元部１１１は、電流検出部８４で検出されたコンデンサ出力電流ｉｄｃに基づいて、電動機７に流れる相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを復元する。電流復元部１１１は、電流検出部８４で検出されたコンデンサ出力電流ｉｄｃの検出値を、ＰＷＭ信号生成部１１８で生成されたＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６に基づいて定められるタイミングでサンプリングすることによって、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを復元することができる。なお、出力線３３１～３３３に電流検出器を設け、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを直接検出して３相２相変換部１１２に入力してもよい。この構成の場合、電流復元部１１１は不要である。

【0039】

３相２相変換部１１２は、電流復元部１１１で復元された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、後述する電気位相演算部１１６で生成された電気位相θｅを用いて、励磁電流であるγ軸電流ｉγ、及びトルク電流であるδ軸電流ｉδ、即ちγδ軸の電流値に変換する。

【0040】

γ軸電流指令値生成部１１３は、δ軸電流ｉδに基づいて、励磁電流指令値であるγ軸電流指令値ｉγ*を生成する。より詳細に説明すると、γ軸電流指令値生成部１１３は、δ軸電流ｉδに基づいて、電動機７の出力トルクが設定値以上もしくは最大値となる電流位相角を求め、求めた電流位相角に基づいて、γ軸電流指令値ｉγ*を演算する。なお、電動機７の出力トルクに代えて、電動機７に流れる電動機電流を用いてもよい。この場合、電動機７に流れる電動機電流が設定値以下もしくは最小値となる電流位相角に基づいて、γ軸電流指令値ｉγ*が演算される。また、本稿では、γ軸電流指令値生成部を単に「指令値生成部」と呼ぶことがある。

【0041】

また、図５では、δ軸電流ｉδに基づいてγ軸電流指令値ｉγ*を求める構成が示されているが、この構成に限定されない。δ軸電流ｉδに代え、γ軸電流ｉγに基づいてγ軸電流指令値ｉγ*を求めてもよい。また、γ軸電流指令値生成部１１３は、弱め磁束制御によってγ軸電流指令値ｉγ*を決定してもよい。

【0042】

電圧指令値演算部１１５は、運転制御部１０２から取得した周波数指令値ωｅ*と、３相２相変換部１１２から取得したγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδと、γ軸電流指令値生成部１１３から取得したγ軸電流指令値ｉγ*とに基づいて、γ軸電圧指令値Ｖγ*及びδ軸電圧指令値Ｖδ*を生成する。更に、電圧指令値演算部１１５は、γ軸電圧指令値Ｖγ*と、δ軸電圧指令値Ｖδ*と、γ軸電流ｉγと、δ軸電流ｉδとに基づいて、周波数推定値ωｅｓｔを推定する。

【0043】

電気位相演算部１１６は、電圧指令値演算部１１５から取得した周波数推定値ωｅｓｔを積分することで、電気位相θｅを演算する。

【0044】

２相３相変換部１１７は、電圧指令値演算部１１５から取得したγ軸電圧指令値Ｖγ*及びδ軸電圧指令値Ｖδ*、即ち２相座標系の電圧指令値を、電気位相演算部１１６から取得した電気位相θｅを用いて、３相座標系の出力電圧指令値である３相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換する。

【0045】

ＰＷＭ信号生成部１１８は、２相３相変換部１１７から取得した３相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*と、電圧検出部８２で検出された母線電圧Ｖｄｃとを比較することによって、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を生成する。なお、ＰＷＭ信号生成部１１８は、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を出力しないようにすることによって、電動機７を停止させることも可能である。

【0046】

次に、本願の課題が生じる理由について説明する。図６及び図７は、それぞれ本願の課題の説明に供する第１及び第２の図である。本願の課題については、［発明が解決しようとする課題］の項において簡単に説明したが、ここでは更に詳細な説明を加える。

【0047】

まず、負荷が、例えばシングルロータリ圧縮機、スクロール圧縮機、ツインロータリ圧縮機といったトルク脈動を有する負荷である場合、前述した振動抑制制御が行われる。一般的な振動抑制制御では、電動機７の出力トルクが圧縮機８のトルク脈動に追従するようにトルク電流補償値を発生させてインバータ３０を制御することが行われる。しかしながら、この制御を単純に行うと、［発明が解決しようとする課題］の項においても説明したように、電源電流Ｉｉｎがその極性の正と負との間でアンバランス状態となり、電源電流Ｉｉｎの高調波成分が増加してしまうという問題が生ずる。

【0048】

図６及び図７には、上段部から順に、電源電圧Ｖｉｎ、電源電流Ｉｉｎ及びコンデンサ出力電流ｉｄｃの波形が示されている。図６及び図７の横軸は時間を表している。

【0049】

図６の中段部には、電源電流Ｉｉｎにおける正側の波形のピーク値と負側の波形のピーク値とが異なる様子、即ち電源電流Ｉｉｎの極性の正負間でピーク値がアンバランスとなる状態が示されている。このようなアンバランスが生じると、下段部に示されるように、コンデンサ出力電流ｉｄｃに脈動が生ずる。これにより、電源電流Ｉｉｎには、多くの高調波成分が含まれるようになる。

【0050】

なお、コンデンサ出力電流ｉｄｃの脈動は、負荷トルクが大きく、負荷のイナーシャが小さい程大きくなり、振動抑制制御時においては、負荷トルクが大きいときに顕著に表れることが、本願発明者らによって見出されている。また、コンデンサ出力電流ｉｄｃの脈動は、ツインロータリ圧縮機及びスクロール圧縮機よりも、シングルロータリ圧縮機の方が大きくなることが、本願発明者らによって見出されている。

【0051】

また、図７の下段部には、コンデンサ出力電流ｉｄｃが一定である理想的な状態が示されている。このような理想的な状態では、図７の中段部に示されるように、電源電流Ｉｉｎにおける正側の波形のピーク値と負側の波形のピーク値とが等しくなり、電源電流Ｉｉｎにおける正負間のアンバランスは生じない。従って、電源電流Ｉｉｎに含まれ得る高調波成分は、図６の場合と比べて非常に小さくなる。

【0052】

上述したように、電源電流Ｉｉｎに含まれ得る高調波成分は、コンデンサ出力電流ｉｄｃの脈動に関係する。そこで、実施の形態１に係る制御装置１００が備える電圧指令値演算部１１５は、振動抑制制御の実施時に電源電流Ｉｉｎに含まれ得る高調波成分を低減する制御を行う。なお、本稿では、この制御を「第２の制御」と呼ぶことがある。

【0053】

図８は、実施の形態１に係る制御装置１００が備える電圧指令値演算部１１５の構成例を示すブロック図である。図８に示すように、電圧指令値演算部１１５は、周波数推定部５０１と、減算部５０２，５０９，５１０と、速度制御部５０３と、γ軸電流補償部５０４と、振動抑制制御部５０５と、加算部５０６，５０７と、γ軸電流制御部５１１と、δ軸電流制御部５１２とを備えている。また、図９は、実施の形態１に係る電圧指令値演算部１１５が備える速度制御部５０３の構成例を示すブロック図である。なお、図９には、速度制御部５０３の前段に位置する減算部５０２も図示している。

【0054】

周波数推定部５０１は、γ軸電流ｉγと、δ軸電流ｉδと、γ軸電圧指令値Ｖγ*と、δ軸電圧指令値Ｖδ*とに基づいて、電動機７に印加される電圧の周波数を推定し、推定した周波数を周波数推定値ωｅｓｔとして出力する。

【0055】

減算部５０２は、周波数指令値ωｅ*に対する、周波数推定部５０１で推定された周波数推定値ωｅｓｔとの差分（ωｅ*－ωｅｓｔ）を算出する。

【0056】

速度制御部５０３は、回転座標系におけるトルク電流指令値であるδ軸電流指令値ｉδ*を生成する。より詳細に説明すると、速度制御部５０３は、減算部５０２で算出された差分（ωｅ*－ωｅｓｔ）に対して、比例積分演算、即ちＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御を行って、差分（ωｅ*－ωｅｓｔ）をゼロに近付けるδ軸電流指令値ｉδ*を演算する。

【0057】

図９には、速度制御部５０３の構成例が示されている。図９に示すように、速度制御部５０３は、周波数偏差に基づいて電流指令値を生成する制御部である。速度制御部５０３は、比例制御部６１１、積分制御部６１２及び加算部６１３を備えている。

【0058】

速度制御部５０３において、比例制御部６１１は、減算部５０２から取得した、周波数指令値ωｅ*と周波数推定値ωｅｓｔとの差分（ωｅ*－ωｅｓｔ）に対して比例制御を行い、比例項ｉδ_ｐ*を出力する。積分制御部６１２は、減算部５０２から取得した、周波数指令値ωｅ*と周波数推定値ωｅｓｔとの差分（ωｅ*－ωｅｓｔ）に対して積分制御を行い、積分項ｉδ_ｉ*を出力する。加算部６１３は、比例制御部６１１から取得した比例項ｉδ_ｐ*と、積分制御部６１２から取得した積分項ｉδ_ｉ*とを加算して、δ軸電流指令値ｉδ*を生成する。

【0059】

以上のように、速度制御部５０３は、周波数推定値ωｅｓｔを周波数指令値ωｅ*に一致させるようなδ軸電流指令値ｉδ*を生成して出力する。

【0060】

図８に戻り、振動抑制制御部５０５は、周波数推定部５０１から取得した周波数推定値ωｅｓｔに基づいて、振動抑制制御におけるδ軸電流指令値ｉδ*の補償値であるδ軸電流補償値ｉδ_ｔｒｑ*を生成する。具体的には、振動抑制制御部５０５は、電動機７の出力トルクが圧縮機８の負荷トルクの周期的変動に追従するようにδ軸電流補償値ｉδ_ｔｒｑ*を生成する。

【0061】

δ軸電流補償値ｉδ_ｔｒｑ*は、周波数推定値ωｅｓｔの脈動成分、特に周波数がωｍｎである脈動成分を抑制するための制御量の成分である。ここで、「周波数推定値ωｅｓｔの脈動成分、特に周波数がωｍｎである脈動成分」とは、周波数推定値ωｅｓｔを表す値である直流量の脈動成分、特に脈動周波数がωｍｎである脈動成分を意味する。なお、ｍは直流量に関係するパラメータであり、ｎは電動機７が駆動する負荷である圧縮機８を示すパラメータである。ｎについては、例えば、圧縮機８がシングルロータリ圧縮機である場合は１とし、ツインロータリ圧縮機である場合は２とする。このｎは３以上であってもよい。なお、本稿では、δ軸電流補償値を「トルク電流補償値」と呼ぶことがある。

【0062】

γ軸電流補償部５０４は、周波数指令値ωｅ*と、速度制御部５０３が出力するδ軸電流指令値ｉδ*と、γ軸電流制限値ｉγ_ｌｉｍとに基づいて、γ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*を生成する。γ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*は、コンデンサ出力電流ｉｄｃの脈動成分を低減するための制御量の成分である。また、γ軸電流制限値ｉγ_ｌｉｍは、γ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*の上限を決めるγ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*の制限値である。γ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*及びγ軸電流制限値ｉγ_ｌｉｍの詳細については、後述する。なお、本稿では、γ軸電流補償部を単に「電流補償部」と呼び、γ軸電流補償値を「励磁電流補償値」と呼ぶことがある。また、本稿では、γ軸電流補償部５０４による制御を「γ軸電流補償制御」と呼ぶことがある。

【0063】

加算部５０６は、γ軸電流指令値ｉγ*と、γ軸電流補償部５０４から取得したγ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*とを加算、即ちγ軸電流指令値ｉγ*にγ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*を重畳してγ軸電流指令値ｉγ**を生成する。生成したγ軸電流指令値ｉγ**は、減算部５０９に入力される。

【0064】

加算部５０７は、δ軸電流指令値ｉδ*と、振動抑制制御部５０５から取得したδ軸電流補償値ｉδ_ｔｒｑ*とを加算、即ちδ軸電流指令値ｉδ*にδ軸電流補償値ｉδ_ｔｒｑ*を重畳してδ軸電流指令値ｉδ**を生成する。生成したδ軸電流指令値ｉδ**は、減算部５１０に入力される。

【0065】

減算部５０９は、γ軸電流指令値ｉγ**に対するγ軸電流ｉγの差分（ｉγ**－ｉγ）を算出する。減算部５１０は、δ軸電流指令値ｉδ**に対するδ軸電流ｉδの差分（ｉδ**－ｉδ）を算出する。

【0066】

γ軸電流制御部５１１は、減算部５０９で算出された差分（ｉγ**－ｉγ）に対して比例積分演算を行って、差分（ｉγ**－ｉγ）をゼロに近付けるγ軸電圧指令値Ｖγ*を生成する。γ軸電流制御部５１１は、このようなγ軸電圧指令値Ｖγ*を生成することで、γ軸電流ｉγをγ軸電流指令値ｉγ*に一致させる制御を行う。

【0067】

δ軸電流制御部５１２は、減算部５１０で算出された差分（ｉδ**－ｉδ）に対して比例積分演算を行って、差分（ｉδ**－ｉδ）をゼロに近付けるδ軸電圧指令値Ｖδ*を生成する。δ軸電流制御部５１２は、このようなδ軸電圧指令値Ｖδ*を生成することで、δ軸電流ｉδをδ軸電流指令値ｉδ**に一致させる制御を行う。

【0068】

上記の制御において、減算部５０９から出力されてγ軸電流制御部５１１に入力されるγ軸電流指令値ｉγ**には、γ軸電流補償部５０４から取得したγ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*が含まれている。従って、γ軸電流制御部５１１が、γ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*に基づいて生成したγ軸電圧指令値Ｖγ*に基づいてインバータ３０を制御することで、コンデンサ出力電流ｉｄｃの脈動を抑制することができる。

【0069】

次に、振動抑制制御部５０５の構成について説明する。図１０は、実施の形態１に係る電圧指令値演算部１１５が備える振動抑制制御部５０５の構成例を示すブロック図である。振動抑制制御部５０５は、演算部５５０と、余弦演算部５５１と、正弦演算部５５２と、乗算部５５３，５５４と、ローパスフィルタ５５５，５５６と、減算部５５７，５５８と、周波数制御部５５９，５６０と、乗算部５６１，５６２と、加算部５６３とを備える。

【0070】

演算部５５０は、周波数推定値ωｅｓｔを積分し、極対数Ｐで除算することによって電動機７の回転位置を示す機械角位相θｍｎを算出する。余弦演算部５５１は、機械角位相θｍｎに基づいて、余弦値ｃｏｓθｍｎを算出する。正弦演算部５５２は、機械角位相θｍｎに基づいて、正弦値ｓｉｎθｍｎを算出する。

【0071】

乗算部５５３は、周波数推定値ωｅｓｔに余弦値ｃｏｓθｍｎを乗算し、周波数推定値ωｅｓｔの余弦成分ωｅｓｔ・ｃｏｓθｍｎを算出する。乗算部５５４は、周波数推定値ωｅｓｔに正弦値ｓｉｎθｍｎを乗算し、周波数推定値ωｅｓｔの正弦成分ωｅｓｔ・ｓｉｎθｍｎを算出する。乗算部５５３，５５４で算出される余弦成分ωｅｓｔ・ｃｏｓθｍｎ及び正弦成分ωｅｓｔ・ｓｉｎθｍｎには、周波数がωｍｎである脈動成分の他、周波数がωｍｎより高い周波数の脈動成分、即ち高調波成分が含まれている。

【0072】

ローパスフィルタ５５５，５５６は、伝達関数が１／（１＋ｓ・Ｔｆ）で表される一次遅れフィルタである。ここで、ｓはラプラス演算子である。Ｔｆは時定数であり、周波数ωｍｎよりも高い周波数の脈動成分を除去するように定められる。なお、「除去」には、脈動成分の一部が減衰、即ち低減される場合が含まれるものとする。時定数Ｔｆについては、速度指令値に基づいて運転制御部１０２で設定され、運転制御部１０２がローパスフィルタ５５５，５５６に通知してもよいし、ローパスフィルタ５５５，５５６が保持していてもよい。ローパスフィルタ５５５，５５６については、一次遅れフィルタは一例であって、移動平均フィルタなどであってもよいし、高周波側の脈動成分を除去できればフィルタの種類は限定されない。

【0073】

ローパスフィルタ５５５は、余弦成分ωｅｓｔ・ｃｏｓθｍｎに対してローパスフィルタリングを行なって、周波数ωｍｎよりも高い周波数の脈動成分を除去し、低周波数成分ωｅｓｔ_ｃを出力する。低周波数成分ωｅｓｔ_ｃは、周波数推定値ωｅｓｔの脈動成分のうち、周波数がωｍｎである余弦成分を表す直流量である。

【0074】

ローパスフィルタ５５６は、正弦成分ωｅｓｔ・ｓｉｎθｍｎに対してローパスフィルタリングを行なって、周波数ωｍｎよりも高い周波数の脈動成分を除去し、低周波数成分ωｅｓｔ_ｓを出力する。低周波数成分ωｅｓｔ_ｓは、周波数推定値ωｅｓｔの脈動成分のうち、周波数がωｍｎである正弦成分を表す直流量である。

【0075】

減算部５５７は、ローパスフィルタ５５５から出力された低周波数成分ωｅｓｔ_ｃとゼロとの差分（ωｅｓｔ_ｃ－０）を算出する。減算部５５８は、ローパスフィルタ５５６から出力された低周波数成分ωｅｓｔ_ｓとゼロとの差分（ωｅｓｔ_ｓ－０）を算出する。

【0076】

周波数制御部５５９は、減算部５５７で算出された差分（ωｅｓｔ_ｃ－０）に対して比例積分演算を行って、差分（ωｅｓｔ_ｃ－０）をゼロに近付ける電流指令値の余弦成分ｉδ_ｔｒｑ_ｃを算出する。周波数制御部５５９は、このようにして余弦成分ｉδ_ｔｒｑ_ｃを生成することで、低周波数成分ωｅｓｔ_ｃをゼロに一致させるための制御を行う。

【0077】

周波数制御部５６０は、減算部５５８で算出された差分（ωｅｓｔ_ｓ－０）に対して比例積分演算を行って、差分（ωｅｓｔ_ｓ－０）をゼロに近付ける電流指令値の正弦成分ｉδ_ｔｒｑ_ｓを算出する。周波数制御部５６０は、このようにして正弦成分ｉδ_ｔｒｑ_ｓを生成することで、低周波数成分ωｅｓｔ_ｓをゼロに一致させるための制御を行う。

【0078】

乗算部５６１は、周波数制御部５５９から出力された余弦成分ｉδ_ｔｒｑ_ｃに余弦値ｃｏｓθｍｎを乗算してｉδ_ｔｒｑ_ｃ・ｃｏｓθｍｎを生成する。ｉδ_ｔｒｑ_ｃ・ｃｏｓθｍｎは、周波数ｎ・ωｅｓｔを持つ交流成分である。

【0079】

乗算部５６２は、周波数制御部５６０から出力された正弦成分ｉδ_ｔｒｑ_ｓに正弦値ｓｉｎθｍｎを乗算してｉδ_ｔｒｑ_ｓ・ｓｉｎθｍｎを生成する。ｉδ_ｔｒｑ_ｓ・ｓｉｎθｍｎは、周波数ｎ・ωｅｓｔを持つ交流成分である。

【0080】

加算部５６３は、乗算部５６１から出力されたｉδ_ｔｒｑ_ｃ・ｃｏｓθｍｎと、乗算部５６２から出力されたｉδ_ｔｒｑ_ｓ・ｓｉｎθｍｎとの和を求める。振動抑制制御部５０５は、加算部５６３で求められたものを、δ軸電流補償値ｉδ_ｔｒｑ*として出力する。

【0081】

次に、実施の形態１に係る電圧指令値演算部１１５が備えるγ軸電流補償部５０４における動作の要点について、幾つかの数式、及び図１１，１２を参照して説明する。図１１は、実施の形態１に係るγ軸電流補償部５０４への入力信号であるγ軸電流制限値ｉγ_ｌｉｍを生成する制限値演算部５４０における入出力の関係を示す図である。図１２は、実施の形態１に係るγ軸電流補償部５０４の動作説明に供する波形図である。

【0082】

まず、インバータ３０から電動機７に供給される有効電力である電動機電力をＰｍで表す。この電動機電力Ｐｍは、以下の（３）式で表すことができる。

【0083】

【数3】

【0084】

上記（３）式に示される記号の意味は、以下の通りである。
Ｖγ：電動機７におけるγ軸電圧
Ｖδ：電動機７におけるδ軸電圧
ｉγ：電動機７に流れるγ軸電流
ｉδ：電動機７に流れるδ軸電流
Ｒａ：電動機７における相抵抗
ωｅ：インバータ３０の出力電圧の周波数（電気角）
Ｌγ：電動機７におけるγ軸インダクタンス
Ｌδ：電動機７におけるδ軸インダクタンス
φａ：電動機７における誘起電圧定数

【0085】

また、コンデンサ２０からインバータ３０に供給される電力をＰｄｃで表すと、Ｐｍ≒Ｐｄｃと考えることができる。従って、上記（３）式から、コンデンサ出力電流ｉｄｃは、以下の（４）式で表すことができる。

【0086】

【数4】

【0087】

上記（４）式の右辺第１項は、電動機７の銅損を表す項であり、上記（４）式の右辺第２項は、電動機７の機械出力（以下「電動機機械出力」と呼ぶ）を表す項である。即ち、コンデンサ出力電流ｉｄｃは、電動機７の銅損、及び電動機機械出力の影響を受けることが分かる。

【0088】

次に、γ軸電流制限値ｉγ_ｌｉｍについて説明する。前述したように、γ軸電流制限値ｉγ_ｌｉｍは、γ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*の上限を決めるγ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*の制限値である。このγ軸電流制限値ｉγ_ｌｉｍの候補の１つである第１のリミット値ｉγ_ｌｉｍ１は、例えば、以下の（５）式を用いて決定することができる。

【0089】

【数5】

【0090】

上記（５）式において、“Ｉｅ”は、インバータ３０における過電流遮断保護の閾値から決定される相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのリミット値を実効値表記したものであり、過電流遮断保護の閾値よりも１０％から２０％程度低めに設定するのが一般的である。第１のリミット値ｉγ_ｌｉｍ１は、上記（５）式に示されるように、実効値Ｉｅの２乗値を３倍した値からδ軸電流指令値ｉδ**の２乗値を引いてその平方根をとり、更にその平方根からγ軸電流指令値ｉγ*の絶対値を引くことで求めることができる。第１のリミット値ｉγ_ｌｉｍ１を用いることにより、電動機７に対する速度制御及び振動抑制制御に必要なδ軸電流指令値ｉδ**を確保しつつ、例えば弱め磁束制御に必要なγ軸電流指令値ｉγ**を確保することができる。

【0091】

上記（５）式は、電動機７の低速度域においては、そのまま用いることができるが、電動機７の高速度域においては、修正する必要がある。高速度域では、電圧飽和の影響によって流せるδ軸電流が減少してしまうからである。δ軸電流指令値ｉδ**が過大な状態になると、積分器のワインドアップ現象によって制御が不安定に陥るケースがあることが知られている。上記（５）式では、速度上昇に伴う最大δ軸電流の低下が考慮されていない。このため、ここでは、最大δ軸電流の低下を加味した数式を導出する。

【0092】

まず、高速領域では、γδ軸電圧のリミット値をＶｏｍとした場合、このリミット値Ｖｏｍに対して、以下の（６）式の関係が成り立つ。

【0093】

【数6】

【0094】

上記（６）式におけるリミット値Ｖｏｍは、γδ平面上の電圧制限円の半径を表しており、δ軸電流指令値ｉδ**、γ軸電流指令値ｉγ**及びリミット値Ｖｏｍ間には、（Ｖγ**）^２＋（Ｖδ**）^２＝Ｖｏｍ^２の関係がある。上記（６）式は、この式に定常状態の電圧方程式における対応する要素を代入し、電機子抵抗による電圧降下を無視して整理したものである。（６）式をγ軸電流ｉγについて解くと、以下の（７）式が得られる。

【0095】

【数7】

【0096】

従って、δ軸電流ｉδをδ軸電流指令値ｉδ**まで流したときのγ軸電流ｉγのリミット値である第２のリミット値ｉγ_ｌｉｍ２は、以下の（８）式のように表すことができる。

【0097】

【数8】

【0098】

最終的な結論として、γ軸電流制限値ｉγ_ｌｉｍは、上記（５）式、及び（８）式の両方を加味して、以下の（９）式のように設定される。

【0099】

【数9】

【0100】

上記（９）式において、“ＭＩＮ“は、最小のものを選択する関数である。

【0101】

上記（９）式の演算を行うため、図１１に示す制限値演算部５４０を、γ軸電流補償部５０４の前段に設ける。制限値演算部５４０は、上記（５）式、及び（８）式の演算を行い、それらの演算値のうちの小さい方をγ軸電流制限値ｉγ_ｌｉｍとして、γ軸電流補償部５０４に出力する。

【0102】

図１２の左図には、γ軸電流補償制御を実施していない場合の電動機電力Ｐｍ、電動機機械出力及び電動機７の銅損に関する波形が示されている。γ軸電流補償制御を実施していない場合とは、γ軸電流補償制御機能を働かせていないことを意味する。また、図１２の右図には、γ軸電流補償制御を実施している場合の電動機電力Ｐｍ、電動機機械出力及び電動機７の銅損に関する波形が示されている。γ軸電流補償制御を実施している場合とは、γ軸電流補償制御機能を働かせていることを意味する。両図において、実線は電動機電力Ｐｍを表し、一点鎖線は電動機機械出力を表し、二点鎖線は電動機７の銅損を表している。また、横軸は時間を表している。なお、γ軸電流補償制御機能を働かせないようにするには、図８のγ軸電流補償部５０４の動作を停止させる、若しくはγ軸電流補償部５０４の出力を加算部５０６に入力させないようにすればよい。

【0103】

前述したように、圧縮機８は、トルク脈動を有する負荷である。このため、速度脈動、δ軸電流の脈動が必然的に発生し、その結果として、図１２の左図に示されるように、電動機電力Ｐｍ及び電動機機械出力も脈動する。また、上記（４）式において、電動機機械出力を表す右辺第二項の電力は、電動機７の銅損を表す右辺第一項の電力に比べて支配的である。このため、右辺第二項の電力が脈動すると、コンデンサ出力電流ｉｄｃも脈動が大きくなり、電源電流Ｉｉｎに含まれる高調波成分が大きくなってしまう。

【0104】

そこで、実施の形態１では、コンデンサ出力電流ｉｄｃの脈動を低減するため、電動機電力Ｐｍが、設定電力値よりも小さくなる期間において、電動機７の銅損を大きくする制御を実施する。なお、本稿では、電動機電力Ｐｍが設定電力値よりも小さくなる期間を、適宜「第１の期間」と呼ぶ。

【0105】

ここで、上記（４）式の右辺第１項及び第２項から理解できるように、δ軸電流ｉδを大きくすることで電動機７の銅損は増加するが、電動機７の機械出力も大きくなってしまう。このため、実施の形態１では、γ軸電流ｉγを大きくすることで電動機７の銅損を増加させる手法を採用する。

【0106】

図１２の左図には、設定電力値が電動機電力Ｐｍの平均値である平均電力値Ｐａｖｇである場合の例が示されている。なお、ここで言う平均電力値Ｐａｖｇは、実施の形態１によるγ軸電流補償制御を実施しないときの電動機電力Ｐｍの平均値である。また、図１２の左図には、電動機電力Ｐｍと平均電力値Ｐａｖｇとによって囲まれる部分がハッチングで示されている。このハッチングで示される部分の時間軸方向の幅は、上述した第１の期間に対応している。また、図１２の右図には、γ軸電流ｉγを大きくする制御により、第１の期間において、電動機７の銅損が増加し、電動機電力Ｐｍにおける下側に凸の部分の波形が持ち上げられて、電動機電力Ｐｍの脈動幅が減少していることが示されている。

【0107】

なお、γ軸電流ｉγを流す方向は、正及び負のうちの何れの方向でもよい。電動機７の銅損は、電流の２乗に正比例するので、正及び負の何れの方向でも電動機７に銅損を発生させることが可能である。従って、電動機７の銅損を増加するには、γ軸電流ｉγの絶対値を増加させればよい。

【0108】

また、電動機７が、例えば埋込型の永久磁石モータである場合、γ軸電流ｉγを流す方向は、負であることが好ましい。以下、この点について説明する。

【0109】

上記（４）式の右辺第２項において、“（Ｌγ－Ｌδ）ｉγ”は、リラクタンストルクに関する電力を表す項である。電動機７が、埋込型の永久磁石モータである場合、γ軸インダクタンスＬγとδ軸インダクタンスＬδとの間の関係は、一般的にＬγ＜Ｌδとなる。この関係は、「逆突極」と呼ばれる。電動機７が逆突極である場合において、γ軸電流ｉγを負方向に流した場合、上記“（Ｌγ－Ｌδ）ｉγ”の値は、正になる。従って、γ軸電流ｉγを負方向に流した場合、リラクタンストルクの値が正になるので、電動機７の駆動が安定化する方向の制御となる。これにより、電源電流の高調波成分の増加を抑制しつつ、電動機７が脱調状態となる可能性を低く抑えることができる。

【0110】

また、電力変換装置２が弱め磁束制御の機能を有し、且つ電動機７が逆突極である場合、過変調領域において弱め磁束制御を行う際には、γ軸電流ｉγは、負の方向に流される。従って、γ軸電流ｉγを負の方向に流す制御は、逆突極性の電動機７において、弱め磁束制御には、好都合である。

【0111】

図１３は、実施の形態１に係る電圧指令値演算部１１５が備えるγ軸電流補償部５０４の動作説明に供するフローチャートである。

【0112】

制御装置１００において、γ軸電流補償部５０４は、過去に演算した電動機電力Ｐｍに基づいて、平均電力値Ｐａｖｇを演算する（ステップＳ１１）。また、γ軸電流補償部５０４は、周波数指令値ωｅ*及びδ軸電流指令値ｉδ*に基づいて、今回の電動機電力Ｐｍを演算する（ステップＳ１２）。更に、γ軸電流補償部５０４は、電動機電力Ｐｍを平均電力値Ｐａｖｇと比較する（ステップＳ１３）。

【0113】

電動機電力Ｐｍが平均電力値Ｐａｖｇを下回っていない場合（ステップＳ１４，Ｎｏ）、ステップＳ１２に戻り、ステップＳ１２，Ｓ１３の処理が繰り返される。一方、電動機電力Ｐｍが平均電力値Ｐａｖｇを下回っている場合（ステップＳ１４，Ｙｅｓ）、γ軸電流補償部５０４は、γ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*を生成して加算部５０６に出力する（ステップＳ１５）。γ軸電流補償部５０４は、γ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*を生成してから規定時間が経過したか否かを判定する（ステップＳ１６）。規定時間が経過していない場合（ステップＳ１６，Ｎｏ）、ステップＳ１２に戻り、ステップＳ１２からの処理が繰り返される。一方、規定時間が経過している場合（ステップＳ１６，Ｙｅｓ）、ステップＳ１１に戻り、ステップＳ１１からの処理が繰り返される。

【0114】

上記の処理について、一部補足する。ステップＳ１５において、加算部５０６に出力するγ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*の絶対値は、γ軸電流制限値ｉγ_ｌｉｍを超えないように制御する。このように制御することで、他の制御、具体的には、振動抑制制御及び弱め磁束制御に対し、γ軸電流補償制御の優先度を低くすることができる。これにより、他の制御との干渉を防ぎつつ、γ軸電流補償制御において最大限に流すことができるγ軸電流ｉγを決定することが可能となる。

【0115】

なお、γ軸電流制限値ｉγ_ｌｉｍを用いたγ軸電流補償制御によれば、γ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*の形状は矩形波になるが、必ずしも矩形波に限定されるものではない。γ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*の形状は、γ軸電流制限値ｉγ_ｌｉｍを最大振幅とする、三角波、台形波又は正弦波であってもよい。

【0116】

また、ステップＳ１６における規定時間は、電動機電力Ｐｍの周期と、平均電力値Ｐａｖｇとに基づいて決定することができる。また、ステップＳ１１における平均電力値Ｐａｖｇは、１周期前の電動機電力Ｐｍに基づいて演算してもよいし、１周期前を含む複数周期の電動機電力Ｐｍに基づいて演算してもよい。また、ステップＳ１２では、計測値ではなく、指令値である周波数指令値ωｅ*及びδ軸電流指令値ｉδ*に基づいて電動機電力Ｐｍを演算しているので、γ軸電流補償制御を実施しない場合の電動機電力Ｐｍの把握が可能となる。

【0117】

また、図１３のフローチャートでは、電動機電力Ｐｍ、及びその平均値である平均電力値Ｐａｖｇに基づいて、γ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*を演算しているが、これに限定されない。電動機７の回転速度は一定であると見なし、δ軸電流指令値ｉδ*、及びその平均値に基づいて、γ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*を演算してもよい。或いは、電動機７のδ軸電流ｉδは一定であると見なし、周波数推定値ωｅｓｔ、及びその平均値に基づいて、γ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*を演算してもよい。

【0118】

なお、実施の形態１に係る電圧指令値演算部１１５は、図１４のように構成されていてもよい。図１４は、実施の形態１の変形例に係る電圧指令値演算部１１５Ａの構成例を示すブロック図である。図１４では、図８に示すγ軸電流補償部５０４がγ軸電流補償部５０４Ａに置き替えられている。また、図１４の構成では、γ軸電流補償部５０４Ａの入力信号が、δ軸電流指令値ｉδ*からδ軸電流補償値ｉδ_ｔｒｑ*に変更されている。その他の構成は、図８の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成要素には同一の符号を付して示すと共に、重複する説明は割愛する。

【0119】

図１２の左図において、電動機電力Ｐｍが平均電力値Ｐａｖｇを下回るときは、δ軸電流補償値ｉδ_ｔｒｑ*が負となるときと等価である。このため、γ軸電流補償部５０４Ａは、δ軸電流補償値ｉδ_ｔｒｑ*に基づいて、γ軸電流補償制御を行うことが可能である。

【0120】

図１５は、図１４に示すγ軸電流補償部５０４Ａの動作説明に供するフローチャートである。

【0121】

制御装置１００において、γ軸電流補償部５０４Ａは、δ軸電流補償値ｉδ_ｔｒｑ*及びγ軸電流制限値ｉγ_ｌｉｍを取得する（ステップＳ２１）。δ軸電流補償値ｉδ_ｔｒｑ*がゼロ未満、即ちδ軸電流補償値ｉδ_ｔｒｑ*が負である場合（ステップＳ２２，Ｙｅｓ）、γ軸電流補償部５０４Ａは、γ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*をγ軸電流制限値ｉγ_ｌｉｍに設定する（ステップＳ２３）。但し、γ軸電流ｉγの補償方向は負であるため、γ軸電流制限値ｉγ_ｌｉｍにマイナスの符号を付している。以降、ステップＳ２１からの処理を繰り返す。また、δ軸電流補償値ｉδ_ｔｒｑ*がゼロ以上、即ちδ軸電流補償値ｉδ_ｔｒｑ*が非負である場合（ステップＳ２２，Ｎｏ）、γ軸電流補償部５０４Ａは、γ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*をゼロに設定する（ステップＳ２４）。以降、ステップＳ２１からの処理を繰り返す。この図１５に示すフローチャートによる制御によっても、上述した効果が得られる。

【0122】

図１６は、実施の形態１に係るγ軸電流補償制御による要部の動作波形を示す図である。具体的に、図１６の上段部の上側には、電動機７の回転速度が実線で示され、周波数推定値ωｅｓｔが破線で示されている。図１６の上段部の下側には、電動機７への出力トルクが実線で示され、負荷トルクが破線で示されている。図１６の中上段部の上側には、γ軸電流ｉγが実線で示され、γ軸電流指令値ｉγ**が破線で示されている。図１６の中上段部の下側には、δ軸電流ｉδが実線で示され、δ軸電流指令値ｉδ**が破線で示されている。図１６の中下段部の上側には、電源電流Ｉｉｎが実線で示されている。図１６の中下段部の下側には、各相の三相電流のうちのＵ相電流が実線で示され、Ｖ相電流が破線で示され、Ｗ相電流が一点鎖線で示されている。図１６の下段部の上側には、コンデンサ出力電流ｉｄｃが実線で示されている。図１６の下段部の下側には、電動機７の銅損が実線で示され、電動機機械出力が破線で示され、電動機電力Ｐｍ、即ち銅損と電動機機械出力との和が一点鎖線で示されている。また、横軸は時間を表しており、起動から７．０秒後にγ軸電流補償制御を開始している。なお、中上段部の上側にも示されるように、γ軸電流補償値ｉγ_ｌｃｃ*の形状は、矩形波としている。

【0123】

γ軸電流補償制御が開始されるまでの間、電源電流Ｉｉｎには、その極性の正負間においてアンバランスが生じている。これに対し、γ軸電流補償制御が開始されると、電源電流Ｉｉｎにおける正負間のアンバランスが解消されていることが分かる。なお、図１６の上段部の上側に示されるように、γ軸電流補償制御の開始の前後において、速度変動幅はほぼ一定であり、振動抑制制御が働いていることが分かる。即ち、γ軸電流補償制御の影響を受けずに、振動抑制制御が有効に機能していることが分かる。

【0124】

図１７は、実施の形態１に係るγ軸電流補償制御による効果の説明に供する図である。図１７の左部には、γ軸電流補償制御が実施されない場合の電源電流及びコンデンサ出力電流の波形が示されている。また、図１７の右部には、γ軸電流補償制御が実施された場合の電源電流及びコンデンサ出力電流の波形が示されている。

【0125】

γ軸電流補償制御が実施されない場合、図１７の左部に示されるように、コンデンサ出力電流の脈動が大きくなっている。これにより、電源電流のピーク値が変動し、電源電流に含まれる高調波成分が増加することが示されている。これに対し、γ軸電流補償制御が実施された場合、図１７の右部に示されるように、コンデンサ出力電流の脈動が小さくなっている。これにより、電源電流のピーク値がほぼ一定となり、電源電流に含まれる高調波成分が低減されることが示されている。

【0126】

以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置は、負荷の振動を抑制する第１の制御を行うと共に、コンデンサからインバータに出力されるコンデンサ出力電流の脈動成分を低減する第２の制御を行う。第２の制御は、電動機に損失を発生させる制御である。この制御により、電源電流がその極性の正と負との間でアンバランス状態となることを回避でき、電源電流に含まれ得る高調波成分の増加を抑制することが可能となる。また、電源電流における正負間のアンバランス状態が抑制されるので、電源高調波規格への適合が容易となる。これにより、コンバータの回路定数及びコンバータのスイッチング方法を変更又は修正する必要がなくなるので、安価で信頼性の高い電動機駆動装置を得ることが可能となる。また、電源高調波の低減により、電源力率も上昇するので、無駄な電流を流す必要がなくなる。これにより、コンバータ側の効率を上昇させることができる。

【0127】

なお、上述した第１の制御はトルク電流を用いて行うことができ、上述した第２の制御は励磁電流を用いて行うことができる。励磁電流を用いれば、第２の制御の実施に際し、電動機電力の脈動幅を小さくすることが可能である。

【0128】

また、上述した第２の制御は、インバータから電動機に供給される電力である電動機電力が、設定電力値よりも小さくなる第１の期間において、電動機に損失を発生させることで実現できる。設定電力値は、第１の制御を実施しないときの電動機電力の平均値であってもよい。また、電動機に損失を発生させるには、励磁電流の絶対値を増加させるようにすればよい。

【0129】

また、上述した第２の制御は、負荷の振動を抑制するためのトルク電流補償値が負の値となる第１の期間において、電動機に損失を発生させることで実現できる。電動機に損失を発生させるには、励磁電流の絶対値を増加させるようにすればよい。なお、励磁電流の絶対値はリミット値で制限することが好ましい。励磁電流の絶対値をリミット値で制限することにより、電動機に対する速度制御及び振動抑制制御に必要なトルク電流指令値を確保しつつ、弱め磁束制御に必要な励磁電流指令値を確保することができる。

【0130】

また、電動機に損失を発生させる際の励磁電流の値は、負であることが好ましい。励磁電流の値を負とすれば、電源電流の高調波成分の増加を抑制しつつ、電動機が脱調状態となる可能性を低く抑えることができる。また、電動機７が逆突極性である場合、負である励磁電流を負の方向に流す制御が、弱め磁束制御を強める方向と一致する。このため、複雑な制御系を構成することなく、コンデンサ出力電流の脈動を低減する第１の制御と、弱め磁束制御との両立を図ることが可能となる。

【0131】

次に、電力変換装置２が備える制御装置１００のハードウェア構成について説明する。図１８は、実施の形態１に係る電力変換装置２が備える制御装置１００を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御装置１００は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２により実現される。

【0132】

プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）、又はシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）である。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ－Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ２０２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、又はＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）でもよい。

【0133】

実施の形態２．
図１９は、実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した電力変換装置２を備える。実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図１９において、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態１と同一の符号を付している。

【0134】

冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１における電動機７を内蔵した圧縮機９０１と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して取り付けられている。

【0135】

圧縮機９０１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させる電動機７とが設けられている。

【0136】

冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構９０４は、可変速制御される電動機７によって駆動される。

【0137】

暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。

【0138】

冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。

【0139】

暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。

【0140】

以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

【符号の説明】

【0141】

１ 交流電源、２ 電力変換装置、４ リアクタ、７ 電動機、８ 圧縮機、１０ コンバータ、２０ コンデンサ、２２ａ，２２ｂ 直流母線、３０ インバータ、５０ 電動機駆動装置、８２ 電圧検出部、８４ 電流検出部、１００ 制御装置、１０２ 運転制御部、１１０ インバータ制御部、１１１ 電流復元部、１１２ ３相２相変換部、１１３ γ軸電流指令値生成部、１１５，１１５Ａ 電圧指令値演算部、１１６ 電気位相演算部、１１７ ２相３相変換部、１１８ ＰＷＭ信号生成部、２０１ プロセッサ、２０２ メモリ、３１０ インバータ主回路、３１１～３１６ スイッチング素子、３２１～３２６ 整流素子、３３１～３３３ 出力線、３５０ 駆動回路、５０１ 周波数推定部、５０２，５０９，５１０，５５７，５５８ 減算部、５０３ 速度制御部、５０４，５０４Ａ γ軸電流補償部、５０５ 振動抑制制御部、５０６，５０７，５６３，６１３ 加算部、５１１ γ軸電流制御部、５１２ δ軸電流制御部、５４０ 制限値演算部、５５０ 演算部、５５１ 余弦演算部、５５２ 正弦演算部、５５３，５５４，５６１，５６２ 乗算部、５５５，５５６ ローパスフィルタ、５５９，５６０ 周波数制御部、６１１ 比例制御部、６１２ 積分制御部、９００ 冷凍サイクル適用機器、９０１ 圧縮機、９０２ 四方弁、９０４ 圧縮機構、９０６ 室内熱交換器、９０８ 膨張弁、９１０ 室外熱交換器、９１２ 冷媒配管、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】