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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-10-15
(45)【発行日】2024-10-23
(54)【発明の名称】電力変換装置、制御装置および制御方法
(51)【国際特許分類】
H02M 7/12 20060101AFI20241016BHJP
H02M 3/155 20060101ALI20241016BHJP
【ＦＩ】
H02M7/12 W
H02M3/155 W
【請求項の数】
6
(21)【出願番号】P 2021039559
(22)【出願日】2021-03-11
(65)【公開番号】P2022139264
(43)【公開日】2022-09-26
【審査請求日】2024-01-16
(73)【特許権者】
【識別番号】000002945
【氏名又は名称】オムロン株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110002860
【氏名又は名称】弁理士法人秀和特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】戴 シンキ
【審査官】安食 泰秀
(56)【参考文献】
【文献】国際公開第２０１７／１３４８７１（ＷＯ，Ａ１）
【文献】国際公開第２００３／０５８７９９（ＷＯ，Ａ１）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ７／１２
Ｈ０２Ｍ ３／１５５
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
交流源から直流に変換した後に、負荷に供給される電力を調整する電力変換装置であって、前記交流源と前記負荷との間の経路に直列に接続されるリアクタンス素子と、
前記負荷と並列に設けられるコンデンサと、
前記リアクタンス素子を介し、前記交流源から交流電圧を短絡および開放できるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記交流源からの交流電圧の位相を検出するゼロクロス検出部と、
前記交流電圧において位相が正または負の半周期に前記スイッチング素子に対するＰＷＭ制御を実行することによって前記交流電圧と同位相となるように略正弦波の交流電流を誘起し、前記コンデンサの端子電圧を充電目標電圧に近づくように充電する手段と、
前記交流電圧が正または負のピーク近傍となる位相において、前記ＰＷＭ制御におけるデューティ比を取得する手段と、
前記デューティ比が第１の基準値より大きい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から低下させ、前記デューティ比が第１の基準値より小さい第２の基準値より小さい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から増加させる手段と、を備える電力変換装置。
【請求項2】
前記電力変換装置は、前記交流源から給電される全波整流回路を含み、または、全波整流回路を介して交流源から給電され、前記負荷に電力を供給する回路であり、前記スイッチング素子は、前記リアクタンス素子の負荷側の接点で整流機能を有する素子を介して前記コンデンサと並列に接続され、
前記整流機能を有する素子は、カソード側が前記コンデンサの高電位側の第１の端子に接続され、アノード側が前記スイッチング素子と前記リアクタンス素子の前記負荷側との接点に接続される請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項3】
前記電力変換装置は、第１の回路部分と第２の回路部分とを有し、第１の回路部分は、
前記交流源の第１の端子に接続される第１のリアクタンス素子と、
前記第１のリアクタンス素子にアノード側が接続され、前記コンデンサの前記第１の端子にカソード側が接続される第１の整流機能を有する素子と、
前記第１の整流機能を有する素子を介して前記コンデンサに並列に接続される第１のスイッチング素子と、を有し、
第２の回路部分は、
前記交流源の第２の端子に接続される第２のリアクタンス素子と、前記第２のリアクタンス素子にアノード側が接続され、前記コンデンサの前記第１の端子にカソード側が接続される第２の整流機能を有する素子と、
前記第２の整流機能を有する素子を介して前記コンデンサに並列に接続される第２のスイッチング素子と、を有する請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項4】
前記交流源の第１の端子に接続されるリアクタンス素子と、前記リアクタンス素子を介して前記交流源に接続される全波整流回路と、を含み、
前記全波整流回路は、
前記リアクタンス素子にアノード側が接続され、前記コンデンサの第１の端子にカソード側が接続される整流機能を有する第１のスイッチング素子と、
前記リアクタンス素子にカソード側が接続され、前記コンデンサの第２の端子にアノ
ード側が接続される整流機能を有する第２のスイッチング素子と、
前記コンデンサの前記第１の端子にカソードが接続される第１の整流素子と、
前記第１の整流素子のアノード側および前記交流源の第２の端子にカソード側が接続され、前記コンデンサの前記第２の端子にアノード側が接続される第２の整流素子と、を有する請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項5】
交流源から直流に変換した後に、負荷に供給される電力を調整する電力変換装置の制御部であって、前記電力変換装置は、
前記交流源と前記負荷との間の経路に直列に接続されるリアクタンス素子と、
前記負荷と並列に設けられるコンデンサと、
前記リアクタンス素子を介し、前記交流源から交流電圧を短絡および開放できるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記交流源からの交流電圧の位相を検出するゼロクロス検出部と、
前記交流電圧において位相が正または負の半周期に前記スイッチング素子に対するＰＷＭ制御を実行することによって前記交流電圧と同位相となるように略正弦波の交流電流を誘起し、前記コンデンサの端子電圧を充電目標電圧に近づくように充電する手段と、
前記交流電圧が正または負のピーク近傍となる位相において、前記ＰＷＭ制御におけるデューティ比を取得する手段と、
前記デューティ比が第１の基準値より大きい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から低下させ、前記デューティ比が第１の基準値より小さい第２の基準値より小さい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から増加させる手段と、を備える電力変換装置の制御部。
【請求項6】
交流源から直流に変換した後に、負荷に供給される電力を調整する電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置は、
前記交流源と前記負荷との間の経路に直列に接続されるリアクタンス素子と、
前記負荷と並列に設けられるコンデンサと、
前記リアクタンス素子を介し、前記交流源から交流電圧を短絡および開放できるスイッチング素子と、を備え、
前記交流源からの交流電圧の位相を検出することと、
前記交流電圧において位相が正または負の半周期に前記スイッチング素子に対するＰＷＭ制御を実行することによって前記交流電圧と同位相となるように略正弦波の交流電流を誘起し、前記コンデンサの端子電圧を充電目標電圧に近づくように充電することと、
前記交流電圧が正または負のピーク近傍となる位相において、前記ＰＷＭ制御におけるデューティ比を取得することと、
前記デューティ比が第１の基準値より大きい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から低下させ、前記デューティ比が第１の基準値より小さい第２の基準値より小さい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から増加させることと、を実行する電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電力変換装置、制御装置および制御方法に関するものである。
【背景技術】
【0002】
従来、ＡＣ／ＤＣコンバータ部を有する電力変換装置では、ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧の目標値を調整する際の下限値は、入力側の交流電圧によって決定されている。この場合、従来の電力変換装置は、変換後の直流電圧を交流電圧の振幅以上にし、入力電流の過電流が発生しないように、直流電圧目標値を設定する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【文献】特許第６６５６３４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
しかしながら、電力変換装置が利用される場合、入力側の交流電圧は様々である。そのため、入力側の交流電圧に対して変換後の直流電圧の目標値が高すぎると電力損失が増加し、電力変換効率が低下する。
【0005】
そこで、１つの側面では、本発明の目的は、入力電圧に応じた望ましい直流電圧の目標値で電力変換を実行可能な電力変換装置、制御装置および制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0006】
本発明による実施形態は以下の電力変換装置によって例示される。第１の側面では、この電力変換装置は、
交流源から直流に変換した後に、負荷に供給される電力を調整する電力変換装置であって、
前記交流源と前記負荷との間の経路に直列に接続されるリアクタンス素子と、
前記負荷と並列に設けられるコンデンサと、
前記リアクタンス素子を介し、前記交流源から交流電圧を短絡および開放できるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記交流源からの交流電圧の位相を検出するゼロクロス検出部と、
前記交流電圧において位相が正または負の半周期に前記スイッチング素子に対するＰＷＭ制御を実行することによって前記交流電圧と同位相となるように略正弦波の交流電流を誘起し、前記コンデンサの端子電圧を充電目標電圧に近づくように充電する手段と、
前記交流電圧が正または負のピーク近傍となる位相において、前記ＰＷＭ制御におけるデューティ比を取得する手段と、
前記デューティ比が第１の基準値より大きい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から低下させ、前記デューティ比が第１の基準値より小さい第２の基準値より小さい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から増加させる手段と、を備える。
交流源から直流に変換した後に、負荷に供給される電力を調整する電力変換装置であって、
前記交流源と前記負荷との間の経路に直列に接続されるリアクタンス素子と、
前記負荷と並列に設けられるコンデンサと、
前記リアクタンス素子を介し、前記交流源から交流電圧を短絡および開放できるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記交流源からの交流電圧の位相を検出するゼロクロス検出部と、
前記交流電圧において位相が正または負の半周期に前記スイッチング素子に対するＰＷＭ制御を実行することによって前記交流電圧と同位相となるように略正弦波の交流電流を誘起し、前記コンデンサの端子電圧を充電目標電圧に近づくように充電する手段と、
前記交流電圧が正または負のピーク近傍となる位相において、前記ＰＷＭ制御におけるデューティ比を取得する手段と、
前記デューティ比が第１の基準値より大きい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から低下させ、前記デューティ比が第１の基準値より小さい第２の基準値より小さい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から増加させる手段と、を備える。
【0007】
ここで、ゼロクロス検出部は、この電力変換装置に入力される交流電圧が０となるタイミングを検出する。また、ＰＷＭとは、パルス幅変調（Pulse Width Modulation）をいう
。デューティ比とは、ＰＷＭにおけるオンとオフの期間の合計期間に対するオンの期間の割合をいう。また、オンの期間とは、ＰＷＭにおける高電位の期間をいい、オフの期間とは、ＰＷＭにおける低電位の期間をいう。
。デューティ比とは、ＰＷＭにおけるオンとオフの期間の合計期間に対するオンの期間の割合をいう。また、オンの期間とは、ＰＷＭにおける高電位の期間をいい、オフの期間とは、ＰＷＭにおける低電位の期間をいう。
【0008】
本電力変換装置は、前記デューティ比が第１の基準値より大きい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から低下させ、デューティ比が第１の基準値より小さい第２の基準値より小さい場合にコンデンサの充電目標電圧を現在値から増加させる。したがって、本電力変換装置は、電力変換中に動的かつ自動的にＰＷＭのデューティ比を基に、コンデンサの充電目標電圧を設定または調整できる。また、本電力変換装置に入力される交流電圧の振幅（ピーク値）に比べて、コンデンサの端子電圧（および充電目標電圧）が高すぎる場合には、交流電圧が正または負のピーク近傍でデューティ比が大きくなる。この場合には、電力損失が増加し、電力変換の効率が低下する。したがって、この場合には、制御部は、コンデンサの充電目標電圧を下げればよい。
【0009】
一方、コンデンサの端子電圧（および充電目標電圧）が低く、本電力変換装置に入力される交流電圧の振幅（ピーク値）に近い場合には、交流電圧が正または負のピーク近傍でデューティ比が小さくなる。この場合には、交流電圧のピーク値がコンデンサの端子電圧に近づくおそれがある。したがって、この場合には、制御部は、コンデンサの充電目標電圧を上げればよい。以上の処理により、本電力変換装置は、コンデンサの充電目標電圧を適正な値に設定でき、効率よく電力変換を実行できる。
【0010】
第２の側面では、この電力変換装置は、
前記交流源から給電される全波整流回路を含み、または、全波整流回路を介して交流源から給電され、前記負荷に電力を供給する回路であり、
前記スイッチング素子は、前記リアクタンス素子の負荷側の接点で整流機能を有する素子を介して前記コンデンサと並列に接続され、
前記整流機能を有する素子は、カソード側が前記コンデンサの高電位側の第１の端子に接続され、アノード側が前記スイッチング素子と前記リアクタンス素子の前記負荷側との接点に接続される。
前記交流源から給電される全波整流回路を含み、または、全波整流回路を介して交流源から給電され、前記負荷に電力を供給する回路であり、
前記スイッチング素子は、前記リアクタンス素子の負荷側の接点で整流機能を有する素子を介して前記コンデンサと並列に接続され、
前記整流機能を有する素子は、カソード側が前記コンデンサの高電位側の第１の端子に接続され、アノード側が前記スイッチング素子と前記リアクタンス素子の前記負荷側との接点に接続される。
【0011】
すなわち、本電力変換装置の制御部は、全波整流回路を含む電力変換装置、または、全波整流回路を介して交流源から給電される電力変換装置に適用できる。また、スイッチング素子がリアクタンス素子の負荷側の接点で整流機能を有する素子を介して負荷と並列に設けられるコンデンサと並列に接続される構成は、ある種のチョッパ回路である。すなわち、本電力変換装置の制御部は、全波整流でき、かつ、チョッパ回路を含む構成に適用できる。
【0012】
第３の側面では、この電力変換装置は、第１の回路部分と第２の回路部分とを有し、
第１の回路部分は、
前記交流源の第１の端子に接続される第１のリアクタンス素子と、
前記第１のリアクタンス素子にアノード側が接続され、前記コンデンサの前記第１の端子にカソード側が接続される第１の整流機能を有する素子と、
前記第１の整流機能を有する素子を介して前記コンデンサに並列に接続される第１のスイッチング素子と、を有し、
第２の回路部分は、
前記交流電源の第２の端子に接続される第２のリアクタンス素子と、前記第２のリアクタンス素子にアノード側が接続され、前記コンデンサの前記第１の端子にカソード側が接続される第２の整流機能を有する素子と、
前記第２の整流機能を有する素子を介して前記コンデンサに並列に接続される第２のスイッチング素子と、を有する。
第１の回路部分は、
前記交流源の第１の端子に接続される第１のリアクタンス素子と、
前記第１のリアクタンス素子にアノード側が接続され、前記コンデンサの前記第１の端子にカソード側が接続される第１の整流機能を有する素子と、
前記第１の整流機能を有する素子を介して前記コンデンサに並列に接続される第１のスイッチング素子と、を有し、
第２の回路部分は、
前記交流電源の第２の端子に接続される第２のリアクタンス素子と、前記第２のリアクタンス素子にアノード側が接続され、前記コンデンサの前記第１の端子にカソード側が接続される第２の整流機能を有する素子と、
前記第２の整流機能を有する素子を介して前記コンデンサに並列に接続される第２のスイッチング素子と、を有する。
【0013】
ここで、第１の回路部分と第２の回路部分の組み合わせは全波整流回路とも言える。また、第１の回路部分と第２の回路部分とは、それぞれチョッパ回路ともいえる。したがって、本電力変換装置の制御部は、全波整流でき、かつ、チョッパ回路を含む構成に適用できる。
【0014】
第４の側面では、この電力変換装置は、
前記交流源の第１の端子に接続されるリアクタンス素子と、
前記リアクタンス素子を介して前記交流源に接続される全波整流回路と、を含み、
前記全波整流回路は、
前記リアクタンス素子にアノード側が接続され、前記コンデンサの第１の端子にカソード側が接続される整流機能を有する第１のスイッチング素子と、
前記第１のリアクタンス素子にカソード側が接続され、前記コンデンサの第２の端子にアノード側が接続される整流機能を有する第２のスイッチング素子と、
前記コンデンサの前記第１の端子にカソードが接続される第１の整流素子と、
前記第１の整流素子のアノード側および前記交流源の第２の端子にカソード側が接続され、前記コンデンサの前記第２の端子にアノード側が接続される第２の整流素子と、を有する。本電力変換装置の制御部は、以上の構成を含む電力変換装置に適用できる。
前記交流源の第１の端子に接続されるリアクタンス素子と、
前記リアクタンス素子を介して前記交流源に接続される全波整流回路と、を含み、
前記全波整流回路は、
前記リアクタンス素子にアノード側が接続され、前記コンデンサの第１の端子にカソード側が接続される整流機能を有する第１のスイッチング素子と、
前記第１のリアクタンス素子にカソード側が接続され、前記コンデンサの第２の端子にアノード側が接続される整流機能を有する第２のスイッチング素子と、
前記コンデンサの前記第１の端子にカソードが接続される第１の整流素子と、
前記第１の整流素子のアノード側および前記交流源の第２の端子にカソード側が接続され、前記コンデンサの前記第２の端子にアノード側が接続される第２の整流素子と、を有する。本電力変換装置の制御部は、以上の構成を含む電力変換装置に適用できる。
【0015】
第５の側面では、本実施形態は、この電力変換装置の制御部によって特定される。また、第６の側面では、本実施形態は、電力変換装置の制御部の制御方法によって特定される。
【発明の効果】
【0016】
本実施形態の少なくとも１つの側面では、入力電圧に応じた望ましい直流電圧目標値で電力変換を実行可能な電力変換装置、制御装置および制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【0017】
【発明を実施するための形態】
【0018】
以下、本発明の一側面に係る実施の形態（第１の実施形態乃至第５の実施形態）を図面に基づいて説明する。ただし、以下で説明する本実施形態は、あらゆる点において本発明の例示に過ぎない。本発明の範囲を逸脱することなく種々の改良や変形を行うことができることは言うまでもない。つまり、本発明の実施にあたって、本実施形態に応じた具体的構成が適宜採用されてもよい。
【0019】
＜適用例＞
まず、図１を用いて、本発明が適用される場面の一例について説明する。図１は、本実施形態の制御方法を適用した制御回路１００を含む三相交流の電力変換装置１を例示する図である。電力変換装置１は、三相交流電源からの経路に挿入されるフィルタ回路Ｆと、
昇圧用リアトル素子Ｌと、スイッチング素子ＴＤ１乃至ＴＤ６と、負荷に並列に接続される平滑用のコンデンサＣ１を有する。さらに、電力変換装置１は、交流電圧センサＶ１と、交流電流センサＡ１と、直流電圧センサＶ２と、制御回路１００を有する。
まず、図１を用いて、本発明が適用される場面の一例について説明する。図１は、本実施形態の制御方法を適用した制御回路１００を含む三相交流の電力変換装置１を例示する図である。電力変換装置１は、三相交流電源からの経路に挿入されるフィルタ回路Ｆと、
昇圧用リアトル素子Ｌと、スイッチング素子ＴＤ１乃至ＴＤ６と、負荷に並列に接続される平滑用のコンデンサＣ１を有する。さらに、電力変換装置１は、交流電圧センサＶ１と、交流電流センサＡ１と、直流電圧センサＶ２と、制御回路１００を有する。
【0020】
図１の例では、交流電圧センサＶ１は、三相交流電源に近い側の電力経路に接続されている。交流電圧センサＶ１は、三相交流電源からの各相の入力電圧を測定し、制御回路１００に伝達する。
【0021】
フィルタ回路Ｆは、例えば、リアクタンス素子を各相の電力経路に直列に、コンデンサを電力経路に並列に接続した構成を有する。昇圧用リアトル素子Ｌは、例えば、リアクタンス素子を各相の電力経路に直列に接続した構成を有する。
【0022】
スイッチング素子ＴＤ１乃至ＴＤ６は、バイポーラトランジスタとダイオードを組み合わせた構成で例示されている。図１では、バイポーラトランジスタのコレクタからエミッタに向う方向と逆方向にダイオードが組み合わせられている。すなわち、ダイオードのカソードがバイポーラトランジスタのコレクタに、アノードがエミッタに接続されている。ただし、スイッチング素子ＴＤ１乃至ＴＤ６は、ＭＯＳＦＥＴ等のユニポーラトランジスタであってもよい。スイッチング素子ＴＤ１乃至ＴＤ６がＭＯＳＦＥＴ等の場合には、素子内の寄生ダイオードを利用して、図１のスイッチング素子ＴＤ１等と同様の構成が実現できる。スイッチング素子ＴＤ１乃至ＴＤ６の制御端子（ベース）には、制御回路からPulse Width Modulation（ＰＷＭ）の制御信号（ＰＷＭスイッチング信号ともいう）が入力される。
【0023】
スイッチング素子ＴＤ１乃至ＴＤ６は、１２０度ずつ位相がずれた交流電力を全波整流して、コンデンサＣ１を充電する。コンデンサＣ１は、スイッチング素子ＴＤ１乃至ＴＤ６によって整流された電流から電力を蓄積し、平滑化して、直流電力を負荷に供給する。スイッチング素子ＴＤ１乃至ＴＤ６は、三相回路の全波整流回路の一例である。なお、昇圧用リアクトル素子Ｌとスイッチング素子ＴＤ１乃至ＴＤ６は、全波整流回路（ブリッジ）と力率改善回路を統合した回路とも言えるので、ブリッジレス力率改善回路とも言える。
【0024】
直流電圧センサＶ２は、コンデンサＣ１の両端の電圧を測定し、制御回路１００に通知する。負荷は、例えば、モータ等の交流負荷を含む。負荷が交流負荷を含む場合、通常、インバータ等の直流交流変換回路により、交流電力が生成され、交流負荷に供給される。制御回路１００（および後述する制御回路１００Ｂ乃至１００Ｅ）は、制御部の一例である。
【0025】
【0026】
（処理例）
図２は、第１の実施形態の電力変換装置１の処理を例示する図である。図２の左側に、三相交流電力変換回路の一部が例示されている。ただし、図２の回路は、単相交流でのブリッジレス力率改善回路とも言える。Ｒ相の端子がＳ相の端子より高電位にあるとき、スイッチＱ３がオンになると、Ｒ相の端子からスイッチＱ１のダイオードおよびスイッチＱ３（オン状態）を電流が流れ、それぞれのリアクタンス素子にエネルギーが蓄積される。この状態で、スイッチＱ３がオフになると、それぞれのリアクタンス素子には、電流を維持する方向に起電力が発生し、コンデンサＣ１を充電する電流が流れる。このとき、それぞれのリアクタンス素子のエネルギーが放出される。上記説明と同様に、スイッチＱ２を
オンオフさせても、コンデンサＣ１を充電する電流の経路が異なるが、同様にコンデンサＣ１を充電できる。
図１に例示した制御回路１００は、三相交流の各相を流れる交流電流を極力交流電圧と同様の変化をするようにスイッチＱ３（あるいはＱ２）をオンオフさせる。すなわち、制御回路１００は、交流電圧と同位相となる平均電流が流れるように、スイッチＱ３（あるいはＱ２）をオンオフさせる。そのため、制御回路１００は、所定の目標電流が流れるまでスイッチＱ３（あるいはＱ２）をオンに維持し、その後、スイッチＱ３（あるいはＱ２）をオフにするパルス幅変調を繰り返す。
図２は、第１の実施形態の電力変換装置１の処理を例示する図である。図２の左側に、三相交流電力変換回路の一部が例示されている。ただし、図２の回路は、単相交流でのブリッジレス力率改善回路とも言える。Ｒ相の端子がＳ相の端子より高電位にあるとき、スイッチＱ３がオンになると、Ｒ相の端子からスイッチＱ１のダイオードおよびスイッチＱ３（オン状態）を電流が流れ、それぞれのリアクタンス素子にエネルギーが蓄積される。この状態で、スイッチＱ３がオフになると、それぞれのリアクタンス素子には、電流を維持する方向に起電力が発生し、コンデンサＣ１を充電する電流が流れる。このとき、それぞれのリアクタンス素子のエネルギーが放出される。上記説明と同様に、スイッチＱ２を
オンオフさせても、コンデンサＣ１を充電する電流の経路が異なるが、同様にコンデンサＣ１を充電できる。
図１に例示した制御回路１００は、三相交流の各相を流れる交流電流を極力交流電圧と同様の変化をするようにスイッチＱ３（あるいはＱ２）をオンオフさせる。すなわち、制御回路１００は、交流電圧と同位相となる平均電流が流れるように、スイッチＱ３（あるいはＱ２）をオンオフさせる。そのため、制御回路１００は、所定の目標電流が流れるまでスイッチＱ３（あるいはＱ２）をオンに維持し、その後、スイッチＱ３（あるいはＱ２）をオフにするパルス幅変調を繰り返す。
【0027】
このパルス幅変調により、リアクタンス素子（リアクトルともいう）には、図２の右側の波形のように、のこぎり刃状のリアクトル電流が流れる。なお、図２の波形で、スイッチＱ３のドレイン（コレクタ）が高電位の区間は、スイッチＱ３のオフを示し、スイッチＱ３のドレイン（コレクタ）が低電位の区間は、スイッチＱ３のオンを示す。
【0028】
以上、Ｒ相の端子がＳ相の端子より高電位にあるときを例にして説明したが、Ｒ相の端子がＳ相の端子より低電位にあるとき、Ｑ１（あるいはＱ４）をオンオフさせると、コンデンサＣ１に充電できる。詳細説明は省略する。
制御回路１００は、コンデンサの充電目標電圧（以下、目標ＤＣ電圧という）と入力側の交流電圧（振幅、ピーク値）の差分が大きいほど、デューティ比を１に近い値に設定する。これは、目標ＤＣ電圧が高いほど、より長い期間電流を流す必要があるからである。したがって、制御回路１００は、パルス幅変調のデューティ比を取得することで、目標ＤＣ電圧と入力側の交流電圧の振幅の差異をある程度把握できる。そこで、本実施形態では、制御回路１００は、力率改善回路のパルス幅変調のデューティ比を取得し、これを基に、目標ＤＣ電圧を調整する。
制御回路１００は、コンデンサの充電目標電圧（以下、目標ＤＣ電圧という）と入力側の交流電圧（振幅、ピーク値）の差分が大きいほど、デューティ比を１に近い値に設定する。これは、目標ＤＣ電圧が高いほど、より長い期間電流を流す必要があるからである。したがって、制御回路１００は、パルス幅変調のデューティ比を取得することで、目標ＤＣ電圧と入力側の交流電圧の振幅の差異をある程度把握できる。そこで、本実施形態では、制御回路１００は、力率改善回路のパルス幅変調のデューティ比を取得し、これを基に、目標ＤＣ電圧を調整する。
【0029】
すなわち、パルス幅変調のデューティ比がある第１の基準値より大きい場合、制御回路１００は、目標ＤＣ電圧と入力側の交流電圧の振幅（ピーク値）との差が大き過ぎると判断する。このような場合は、電力変換効率の無駄が生じやすい。そこで、制御回路１００は、目標ＤＣ電圧を低下させる。
【0030】
他方、パルス幅変調のデューティ比が第１の基準値より小さい第２の基準値よりさらに小さい場合、制御回路１００は、目標ＤＣ電圧と入力側の交流電圧の振幅（ピーク値）との差が小さ過ぎると判断する。このような場合は、入力側の交流電圧のピーク値が、出力側のコンデンサＣ１の両端の電圧を超え、交流回路および各素子に過電流がる可能性も予見される。そこで、制御回路１００は、目標ＤＣ電圧を増加させる。
【0031】
すなわち、制御回路１００は、ピーク位相付近（所望の区間）のＯｎ－Ｄｕｔｙを観測対象とする。Ｏｎ－Ｄｕｔｙの比率が高いことは交流電圧のピーク値とＤＣ電圧の差が大きいことを意味する。そこで、スイッチングのＯｎ－Ｄｕｔｙの比率が所望値（第１の基準値）より高ければ、目標とする直流電圧を下げる。
【0032】
他方、所望の区間でＯｎ－Ｄｕｔｙの比率が低いことは交流電圧のピーク値と目標ＤＣ電圧の差が小さいことを意味する。そこで、スイッチングのＯｎ－Ｄｕｔｙの比率が所望値（第２の基準値）より低ければ、目標ＤＣ電圧を上げる。ここで、第２の基準値は、第１の基準値より小さな値である。
【0033】
このような制御により、本実施形態の電力変換装置１は、適正な目標ＤＣ電圧で、力率改善を実行できる。すなわち、制御回路１００は、三相入力電圧の振幅によらず、電源高調波を抑制しつつ、直流電圧を必要限度で昇圧することができる。これにより、制御回路１００は、ＡＣ／ＤＣ変換を含む回路の高調波を抑制するとともに、省エネルギー性を両
立させる。すなわち、制御回路１００は、力率改善回路における電力損失を低減し、電力変換の効率を向上できる。
立させる。すなわち、制御回路１００は、力率改善回路における電力損失を低減し、電力変換の効率を向上できる。
【0034】
なお、図２の波形のように、力率改善回路のパルス幅変調では、ゼロクロスに近い、期間の始めほど、デューティ比が大きい。これは、ゼロクロスに近い、期間の始めは交流電圧の振幅が小さく、実際の電流値が目標の電流値に達するまで時間がかかるためである。一方、入力の交流電圧のピーク近傍では、交流電圧の振幅が大きく、デューティ比が小さくなる。いずれにしても、制御回路１００は、入力の交流電圧の振幅と適正な目標ＤＣ電圧との関係を入力の交流電圧のピーク付近のＰＷＭ制御のデューティ比で特定しようと試みると言える。
【0035】
（制御回路の構成）
図３は、本実施形態の電力変換装置１の具体的構成を例示する図である。図３では、三相交流回路の構成が簡略され、制御回路１００の構成が詳細に例示されている。なお、図３の三相交流回路の構成は、図１と同様である。また、図３では、制御回路１００とともに、交流電圧センサＶ１、交流電流センサＡ１、直流電圧センサＶ２も例示されている。
図３は、本実施形態の電力変換装置１の具体的構成を例示する図である。図３では、三相交流回路の構成が簡略され、制御回路１００の構成が詳細に例示されている。なお、図３の三相交流回路の構成は、図１と同様である。また、図３では、制御回路１００とともに、交流電圧センサＶ１、交流電流センサＡ１、直流電圧センサＶ２も例示されている。
【0036】
図３のように、制御回路１００は、目標ＤＣ電圧レジスタ１０１、加算器１０２、比較器１０３、電圧調整器１０４、減算器１０５、電流調整器１０６、パルス幅変調器１０７、デューティ比検出部１０８、閾値レジスタ１０９、調整部１１０、目標ＤＣ電圧の調整量レジスタ１１１およびゼロクロス検出部１１２を有する。
【0037】
目標ＤＣ電圧レジスタ１０１は、目標ＤＣ電圧の初期値を記憶する。目標ＤＣ電圧の初期値は、例えば、電力変換装置１の仕様に応じて設定される。また、目標ＤＣ電圧の初期値は、例えば、電力変換装置１のインストール時に設定される。目標ＤＣ電圧レジスタ１０１は、目標ＤＣ電圧の初期値を加算器１０２に入力する。
【0038】
加算器１０２は、目標ＤＣ電圧の初期値に、目標ＤＣ電圧の調整量レジスタ１１１から入力される調整量を加算（または減算）し、目標ＤＣ電圧を調整する。調整量が負の場合、加算器１０２の処理は、減算となる。加算器１０２は、調整された目標ＤＣ電圧を比較器１０３に入力する。比較器１０３は、調整された目標ＤＣ電圧から、直流電圧センサＶ２で測定された出力直流電圧を減算し、その差分値を電圧調整器１０４に入力する。ここで、出力直流電圧とは、図１に例示したコンデンサＣ１の両端の電圧である。
【0039】
電圧調整器１０４は、ゼロクロス検出部１１２がイネーブル信号を出力しているときに動作する。ここで、イネーブル信号は、三相回路の各相で、正の半周期（または負の半周期）において、イネーブルオン（アサート）となる。なお、電圧調整器１０４のイネーブル信号は、電圧調整器１０４ではなく、パルス幅変調器１０７の動作をイネーブルにするか否かの制御に用いるようにしてもよい。
【0040】
電圧調整器１０４は、例えば、イネーブル信号がアサートされると、比較器１０３の演算結果である、目標ＤＣ電圧と出力直流電圧との差分値を基に、目標電流の値を算出し、減算器１０５に入力する。目標電流は、目標ＤＣ電圧と出力直流電圧との差分値を小さくするためにコンデンサＣ１を充電する電流であって、かつ、ゼロクロス検出部１１２で検出される交流電圧と同位相となる電流である。減算器１０５は、目標電流の値と、交流電流センサＡ１からの交流電流測定値との差分を算出し、電流調整器１０６に入力する。
【0041】
電流調整器１０６は、目標電流の値と電流測定値との差分を基に、オンとオフをパルス幅変調器１０７に指示する。すなわち、電流測定値が目標電流値に達するまでの間、電流調整器１０６は、パルス幅変調器１０７にオン信号の出力を指示する。一方、電流測定値
が目標電流値に達すると、電流調整器１０６は、パルス幅変調器１０７にオフ信号の出力を指示する。
が目標電流値に達すると、電流調整器１０６は、パルス幅変調器１０７にオフ信号の出力を指示する。
【0042】
パルス幅変調器１０７は、パルス幅変調の制御信号（ＰＷＭスイッチング信号）を生成する。パルス幅変調器１０７は、生成したＰＷＭスイッチング信号により、三相交流回路のスイッチング素子ＴＤ１乃至ＴＤ６のうち、該当する素子の制御端子（例えば、図１の各素子のベース端子）を制御する。したがって、例えば、交流電流センサＡ１からの電流測定値が電圧調整器１０４から出力された目標電流の値に達するまで、パルス幅変調器１０７は、該当する素子の制御端子をオンに維持する。そして、交流電流センサＡ１からの電流値が電圧調整器１０４から出力された目標電流の値に達すると該当する素子の制御端子をオフにする。このような処理を繰り返すことで、電圧調整器１０４からパルス幅変調器１０７に至る回路は、入力の各相の交流電圧が正（または負）の半周期に、極力重複するように（同位相となるように）、略正弦波の交流電流を誘起する。以上のように、目標ＤＣ電圧レジスタ１０１、加算器１０２、比較器１０３、電圧調整器１０４、減算器１０５、電流調整器１０６、パルス幅変調器１０７は、交流電圧において位相が正または負の半周期に前記スイッチング素子に対するＰＷＭ制御を実行する。これにより、これらの回路は、交流電圧と同位相となるように略正弦波の交流電流を誘起し、コンデンサＣ１の端子電圧を充電目標電圧（目標ＤＣ電圧ともいう）に近づくように充電する手段の一例と言える。
【0043】
さらに、ゼロクロス検出部１１２は、交流電圧センサＶ１で測定された交流電圧のゼロクロスが検出された相において、現時点が電圧のピーク近傍の期間か否かを判定する。そして、現時点が電圧のピーク近傍の期間に該当する場合、ゼロクロス検出部１１２は、デューティ比検出部１０８にイネーブル信号を出力する。
【0044】
デューティ比検出部１０８は、ゼロクロス検出部１１２からイネーブル信号を受けると、パルス幅変調器１０７からデューティ比を取得する。デューティ比検出部１０８は、取得したデューティ比を調整部１１０に出力する。デューティ比検出部１０８は、デューティ比を取得する手段の一例と言える。
【0045】
調整部１１０は、入力されたデューティ比と、閾値レジスタ１０９に設定されたデューティ比の閾値とを比較し、比較結果に応じた目標ＤＣ電圧の調整量を算出する。調整部１１０は、算出した目標ＤＣ電圧の調整量を目標ＤＣ電圧の調整量レジスタ１１１に設定する。
【0046】
ここで、閾値レジスタ１０９には、第１の閾値と、第１の閾値よりも小さい第２の閾値が設定されている。デューティ比検出部１０８より入力されたデューティ比が第１の閾値よりも高い場合、調整部１１０は、目標ＤＣ電圧と出力直流電圧との差分値が十分に大きいと判断する。その結果、調整部１１０は、目標ＤＣ電圧を低下させるように、負の値の調整量を目標ＤＣ電圧の調整量レジスタ１１１に設定する。
【0047】
一方、デューティ比検出部１０８より入力されたデューティ比が第１の閾値より小さい第２の閾値よりもさらに低い場合、調整部１１０は、目標ＤＣ電圧と出力直流電圧との差分値が小さすぎると判断する。その結果、調整部１１０は、目標ＤＣ電圧を増加させるように、正の値の調整量を目標ＤＣ電圧の調整量レジスタ１１１に設定する。このようにして調整された目標ＤＣ電圧の調整量が、加算器１０２において、目標ＤＣ電圧の初期値に加算され、目標ＤＣ電圧が調整される。調整部１１０、目標ＤＣ電圧の調整量レジスタ１１１および加算器１０２は、デューティ比が第１の基準値より大きい場合にコンデンサＣ１の充電目標電圧を現在値から低下させる手段の一例と言える。また、これらは、デューティ比が第１の基準値より小さい第２の基準値より小さい場合にコンデンサＣ１の充電目
標電圧を現在値から増加させる手段の一例とも言える。
標電圧を現在値から増加させる手段の一例とも言える。
【0048】
なお、本実施形態および後述する他の実施形態において、第１の閾値の値、第１の閾値に対する目標ＤＣ電圧の調整量は、実験的または経験的に定められる。また、第２の閾値の値、第２の閾値に対する目標ＤＣ電圧の調整量は、実験的または経験的に定められる。
【0049】
図２の例では、目標ＤＣ電圧の初期値が目標ＤＣ電圧レジスタ１０１に固定されている。ただし、調整された目標ＤＣ電圧が目標ＤＣ電圧レジスタ１０１に保持されるようにしてもよい。すなわち、目標ＤＣ電圧レジスタ１０１に保持される目標ＤＣ電圧が調整部１１０の処理によって処理ごとに変化するようにしてもよい。
【0050】
ところで、図２の制御回路１００の各部のいずれかの少なくとも一部は、Central processing Unit（ＣＰＵ）およびメモリ等の主記憶装置によって提供されるものでもよい。
すなわち、１または複数のＣＰＵがメモリ上に実行可能に展開されたコンピュータプログラムにより、図２の各部またはいずれかの一部としての処理を実行してもよい。
すなわち、１または複数のＣＰＵがメモリ上に実行可能に展開されたコンピュータプログラムにより、図２の各部またはいずれかの一部としての処理を実行してもよい。
【0051】
ＣＰＵはプロセッサとも呼ばれる。ＣＰＵは、単一のプロセッサに限定される訳ではなく、マルチプロセッサ構成であってもよい。また、単一のＣＰＵがマルチコア構成を有していても良い。主記憶装置は、ＣＰＵが実行するコンピュータプログラム、ＣＰＵが処理するデータ等を記憶する。また、制御回路１００は、Digital Signal Processor（ＤＳＰ）、Graphics Processing Unit（ＧＰＵ）等を含み、ＣＰＵがこれらのプロセッサと連携するものでもよい。主記憶装置は、は、Dynamic Random Access Memory（ＤＲＡＭ）、Static Random Access Memory（ＳＲＡＭ）、Read Only Memory（ＲＯＭ）等である。
【0052】
また、制御回路１００の各部のいずれかの少なくとも一部は、Analog-to-Digital（Ａ
Ｄ）コンバータ、Digital-to- Analog（ＤＡ）コンバータ、その他のデジタル回路、アナログ回路を含むものでもよい。
Ｄ）コンバータ、Digital-to- Analog（ＤＡ）コンバータ、その他のデジタル回路、アナログ回路を含むものでもよい。
【0053】
（電力変換回路の構成）
図４は、図１の三相のうちの２つの相に着目した電力変換装置１の回路図である。例えば、図４は、第１相と第２相を例示する。電力変換装置１は、交流源からの交流電力を直流に変換した後に、負荷に電力を供給する。すでに述べたように、負荷は、電動機等である。負荷が交流機の場合、直流に変換された電力は再度交流に変換される。そのため、負荷が交流機の場合、負荷内部には、インバータ等の電力変換回路がさらに含まれる。
図４は、図１の三相のうちの２つの相に着目した電力変換装置１の回路図である。例えば、図４は、第１相と第２相を例示する。電力変換装置１は、交流源からの交流電力を直流に変換した後に、負荷に電力を供給する。すでに述べたように、負荷は、電動機等である。負荷が交流機の場合、直流に変換された電力は再度交流に変換される。そのため、負荷が交流機の場合、負荷内部には、インバータ等の電力変換回路がさらに含まれる。
【0054】
図４のように、電力変換装置１は、交流電源と負荷との間の経路に直列に接続されるリアクタンス素子Ｌ１、Ｌ２を有する。また、電力変換装置１は、負荷と並列に設けられるコンデンサＣ１を有する。また、電力変換装置は、リアクタンス素子を介し、交流源から交流電圧を短絡および開放できるスイッチング素子ＴＤ１１乃至ＴＤ１４と、スイッチング素子ＴＤ１１乃至ＴＤ１４を制御する制御回路１００を備える。
【0055】
なお、スイッチング素子ＴＤ１１乃至ＴＤ１４は、いずれも、図１と同様、バイポーラトランジスタと、ダイオードを組みあせた構造である。ただし、スイッチング素子ＴＤ１１乃至ＴＤ１４は、いずれも、ＭＯＳＦＥＴと、寄生ダイオードを組みあせたものであってもよい。その場合、寄生ダイオードの向きは、図１のダイオードと同様、寄生ダイオードのカソードがＭＯＳＦＥＴのドレインに、寄生ダイオードのアノードがＭＯＳＦＥＴのソースに接続される。スイッチング素子ＴＤ１１乃至ＴＤ１４は、全波整流回路としても作用する。したがって、電力変換装置１は、全波整流回路を含むと言える。スイッチング素子ＴＤ１１、ＴＤ１３は、ダイオードを有するので整流機能を有する素子と言える。したがって、スイッチング素子ＴＤ１２、ＴＤ１４は、整流機能を有するスイッチング素子
ＴＤ１１、ＴＤ１３を介してコンデンサＣ１と並列に接続されると言える。また、整流機能を有するスイッチング素子ＴＤ１１、ＴＤ１３は、カソード側が前記コンデンサＣ１の高電位側の端子（第１の端子）に接続されている。また、整流機能を有するスイッチング素子ＴＤ１１、ＴＤ１３は、アノード側がスイッチング素子ＴＤ１２、ＴＤ１４とリアクタンス素子Ｌ１、Ｌ２の負荷側との接点に接続されている。
ＴＤ１１、ＴＤ１３を介してコンデンサＣ１と並列に接続されると言える。また、整流機能を有するスイッチング素子ＴＤ１１、ＴＤ１３は、カソード側が前記コンデンサＣ１の高電位側の端子（第１の端子）に接続されている。また、整流機能を有するスイッチング素子ＴＤ１１、ＴＤ１３は、アノード側がスイッチング素子ＴＤ１２、ＴＤ１４とリアクタンス素子Ｌ１、Ｌ２の負荷側との接点に接続されている。
【0056】
また、リアクタンス素子Ｌ１、スイッチング素子ＴＤ１１およびＴＤ１２は、第１の回路部分の一例である。リアクタンス素子Ｌ２、スイッチング素子ＴＤ１３およびＴＤ１４は、第２の回路部分の一例である。
【0057】
（電力変換回路のＰＷＭ動作について）
三相の各相の交流電圧が正または負の場合を想定した際、複数のスイッチング素子をオンオフさせて、コンデンサＣ１に充電電流を流す基本的な動作原理は前記単相回路と同じ原理である。ただし、三相の場合は、一般的に入力電圧を元にｄ-ｑ座標変換の手法を用
いてα-β-γ座標に変換した後、ＰＷＭ変調することにより、スイッチング素子（図１ ＴＤ１～ＴＤ６）３相分の駆動信号を生成する。なお、三相ＰＷＭコンバータの制御技術として広く公開されるため、詳細説明を省略する（例えば、「三相ＰＷＭインバータ・コンバータのソフトウェア制御」竹下隆晴、名古屋大学工学博士論文、報告番号 乙 ３８０９、１９９０年度（平成２年７月６日）Ｐ１４５～１７４参照）。
三相の各相の交流電圧が正または負の場合を想定した際、複数のスイッチング素子をオンオフさせて、コンデンサＣ１に充電電流を流す基本的な動作原理は前記単相回路と同じ原理である。ただし、三相の場合は、一般的に入力電圧を元にｄ-ｑ座標変換の手法を用
いてα-β-γ座標に変換した後、ＰＷＭ変調することにより、スイッチング素子（図１ ＴＤ１～ＴＤ６）３相分の駆動信号を生成する。なお、三相ＰＷＭコンバータの制御技術として広く公開されるため、詳細説明を省略する（例えば、「三相ＰＷＭインバータ・コンバータのソフトウェア制御」竹下隆晴、名古屋大学工学博士論文、報告番号 乙 ３８０９、１９９０年度（平成２年７月６日）Ｐ１４５～１７４参照）。
【0058】
（制御回路１００の処理シーケンス）
図５に、制御回路１００の処理を例示する。制御回路１００のゼロクロス検出部１１２は、各相の交流電圧のゼロクロスを監視し、ゼロクロスを検知すると、制御回路１００は、図４の処理を起動する。この処理では、制御回路１００のゼロクロス検出部１１２は、交流電圧がゼロクロスの後、ピーク近傍の所定の範囲に入ったか否を判定する（Ｓ１）。なお、ピーク近傍の所定の範囲は、実験的または経験的に定められる。交流電圧がピーク近傍の所定の範囲に入ると、ゼロクロス検出部１１２は、デューティ比検出部１０８にイネーブル信号を送出する。すると、デューティ比検出部１０８は、パルス幅変調器１０７からデューティ比Ｒｄを取得する（Ｓ２）。
図５に、制御回路１００の処理を例示する。制御回路１００のゼロクロス検出部１１２は、各相の交流電圧のゼロクロスを監視し、ゼロクロスを検知すると、制御回路１００は、図４の処理を起動する。この処理では、制御回路１００のゼロクロス検出部１１２は、交流電圧がゼロクロスの後、ピーク近傍の所定の範囲に入ったか否を判定する（Ｓ１）。なお、ピーク近傍の所定の範囲は、実験的または経験的に定められる。交流電圧がピーク近傍の所定の範囲に入ると、ゼロクロス検出部１１２は、デューティ比検出部１０８にイネーブル信号を送出する。すると、デューティ比検出部１０８は、パルス幅変調器１０７からデューティ比Ｒｄを取得する（Ｓ２）。
【0059】
そして、制御回路１００の調整部１１０は、取得されたデューティ比Ｒｄが第１の基準値より大きいか否かを判定する（Ｓ３）。取得されたデューティ比Ｒｄが第１の基準値より大きい場合（Ｓ３でＹＥＳ）、制御回路１００は、加算器１０２により目標ＤＣ電圧を所定量だけ低下させる。デューティ比Ｒｄが大きいのは、入力の交流電圧の振幅（ピーク値）が、目標ＤＣ電圧から遠いため、すなわち、コンデンサＣ１への充電する電流を大きくするためである。これは、逆に、目標ＤＣ電圧が高すぎるとも言える。この場合、電力変換装置１の変換効率は低下するので、制御回路１００は、目標ＤＣ電圧を低下させるのである。そして、制御回路１００は、制御をＳ７に進める。
【0060】
一方、Ｓ３の判定で、取得されたデューティ比Ｒｄが第１の基準値より小さい場合（ＤＳでＹＥＳ）、制御回路１００の調整部１１０は、取得されたデューティ比Ｒｄが第２の基準値より小さいか否かを判定する（Ｓ５）。ここで、第２の基準値は、第１の基準値よりさらに小さい値である。
【0061】
取得されたデューティ比Ｒｄが第２の基準値より小さい場合（Ｓ５でＹＥＳ）、制御回路１００は、加算器１０２により目標ＤＣ電圧を所定量だけ増加させる。デューティ比Ｒｄが小さいのは、入力の交流電圧の振幅（ピーク値）が、目標ＤＣ電圧に近いためである。これは、逆に、目標ＤＣ電圧が低すぎるとも言える。この場合、電力変換装置１では、交流電圧の振幅（ピーク値）がコンデンサＣ１の両端の電圧を超える可能性が高まるので、制御回路１００は、目標ＤＣ電圧を増加させるのである。そして、制御回路１００は、
制御をＳ７に進める。
制御をＳ７に進める。
【0062】
そして、制御回路１００は、処理が終了か否かを判定する（Ｓ７）。処理が終了か否かは、交流電圧の位相がピーク近傍から離れたか否かであり、ゼロクロス検出部１１２によって判定される。そして、終了でない場合、制御回路１００は、制御をＳ１に戻す。一方、終了の場合、制御回路１００は、処理を終了する。そして、次に、他のいずれかの相でゼロクロスが検出されると、制御回路１００は、図５の処理を実行する。
【0063】
（実施形態の効果）
以上述べたように、本実施形態によれば、制御回路１００は、電力変換装置１の電力変換中に動的に、パルス幅変調器１０７のデューティ比を基に適切な目標ＤＣ電圧を設定できる。したがって、目標ＤＣ電圧が電力変換装置１の工場出荷時、出荷先でのインストール時、またはメインテナンス時などの設定値に固定される必要がない。このため、制御回路１００を有する電力変換装置１は、出荷先の交流電圧等の環境に応じて、柔軟に、自動的に目標ＤＣ電圧を設定できる。その結果、出荷先の交流電圧等の環境に応じて、高い電力変換効率、すなわち、低損失で、力率改善を含む電力変換を実行できる。
以上述べたように、本実施形態によれば、制御回路１００は、電力変換装置１の電力変換中に動的に、パルス幅変調器１０７のデューティ比を基に適切な目標ＤＣ電圧を設定できる。したがって、目標ＤＣ電圧が電力変換装置１の工場出荷時、出荷先でのインストール時、またはメインテナンス時などの設定値に固定される必要がない。このため、制御回路１００を有する電力変換装置１は、出荷先の交流電圧等の環境に応じて、柔軟に、自動的に目標ＤＣ電圧を設定できる。その結果、出荷先の交流電圧等の環境に応じて、高い電力変換効率、すなわち、低損失で、力率改善を含む電力変換を実行できる。
【0064】
＜変形例＞
制御回路１００は、図３の加算器１０２により、目標ＤＣ電圧への調整量の加減算により、目標ＤＣ電圧を調整した。しかし、制御回路１００の処理は、このような処理に限定される訳ではない。例えば、制御回路１００は、乗算器により、目標ＤＣ電圧を調整してもよい。その場合には、目標ＤＣ電圧の調整量レジスタ１１１には、比率が設定される。例えば、デューティ比Ｒｄが第１の基準値より大きい場合、目標ＤＣ電圧調整量レジスタ１１１には１より小さい値が設定され、目標ＤＣ電圧は、この値の比率で低下されるとよい。また、デューティ比Ｒｄが第２の基準値より小さい場合、目標ＤＣ電圧調整量レジスタ１１１には１より大きい値が設定され、目標ＤＣ電圧は、この値の比率で増加されるとよい。この場合も、第１の基準値および第２の基準値は実験的、経験的に設定されればよい。
制御回路１００は、図３の加算器１０２により、目標ＤＣ電圧への調整量の加減算により、目標ＤＣ電圧を調整した。しかし、制御回路１００の処理は、このような処理に限定される訳ではない。例えば、制御回路１００は、乗算器により、目標ＤＣ電圧を調整してもよい。その場合には、目標ＤＣ電圧の調整量レジスタ１１１には、比率が設定される。例えば、デューティ比Ｒｄが第１の基準値より大きい場合、目標ＤＣ電圧調整量レジスタ１１１には１より小さい値が設定され、目標ＤＣ電圧は、この値の比率で低下されるとよい。また、デューティ比Ｒｄが第２の基準値より小さい場合、目標ＤＣ電圧調整量レジスタ１１１には１より大きい値が設定され、目標ＤＣ電圧は、この値の比率で増加されるとよい。この場合も、第１の基準値および第２の基準値は実験的、経験的に設定されればよい。
【0065】
＜その他の実施形態＞
上記実施形態では、電力変換装置１の制御回路１００が図１、図２、または図４に例示された力率改善回路に対して目標ＤＣ電圧を設定する処理を例示した。しかし、電力変換装置１の構成が図１または図４で例示される力率改善回路に限定される訳ではない。
上記実施形態では、電力変換装置１の制御回路１００が図１、図２、または図４に例示された力率改善回路に対して目標ＤＣ電圧を設定する処理を例示した。しかし、電力変換装置１の構成が図１または図４で例示される力率改善回路に限定される訳ではない。
【0066】
図６は、第２の実施形態である電力変換装置１Ｂの構成を例示する図である。電力変換装置１Ｂは、交流電源から給電される全波整流回路を含む。全波整流回路は、ダイオードＤ１乃至Ｄ４を含む。ダイオードＤ１とＤ２が直列に接続され、ダイオードＤ３とＤ４が直列に接続される。そして、ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のカソードの接続点に交流電源の一方の端子が接続される。また、ダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４のカソードの接続点に交流電源の一方の端子が接続される。さらに、ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ３のカソードは、チョッパ回路を構成するリアクタンス素子Ｌ３に接続される。チョッパ回路は、電源からの経路に直列に接続されるリアクタンス素子Ｌ３と、電源からの経路に並列に接続されるスイッチング素子ＱＤ１と、電源からの経路に直列に接続されるダイオードＤ５を有する。また、チョッパ回路は、電源からの経路に並列に接続される平滑化のためのコンデンサＣ１を有する。コンデンサＣ１は、直流電圧を平滑化するとともに、負荷に直流電圧を供給する。
【0067】
ダイオードＤ５は、整流機能を有する素子の一例である。したがって、スイッチング素子ＱＤ１は、リアクタンス素子Ｌ３の負荷側の接点でダイオードＤ５を介してコンデンサＣ１と並列に接続されている。また、整流機能を有する素子であるダイオードＤ５は、カ
ソード側がコンデンサＣ１の高電位側の端子（第１の端子）に接続され、アノード側がスイッチング素子ＱＤ２とリアクタンス素子Ｌ３の負荷側との接点に接続されている。
ソード側がコンデンサＣ１の高電位側の端子（第１の端子）に接続され、アノード側がスイッチング素子ＱＤ２とリアクタンス素子Ｌ３の負荷側との接点に接続されている。
【0068】
電力変換装置１Ｂでは、制御回路１００Ｂがスイッチング素子ＱＤ１をスイッチングすることで、ＰＷＭを実行する。すなわち、全波整流回路であるダイオードＤ１乃至Ｄ４を通過する、交流電源からの正の半周器および負の半周器に対して、制御回路１００Ｂが交流電圧と極力同位相の略正弦波の交流電流を誘起し、電力変換装置１Ｂに入力される電力の力率を改善する。
【0069】
制御回路１００Ｂは、ＰＷＭのスイッチング信号がスイッチング素子ＱＤ１の制御端子を１つだけＰＷＭ制御する点（ＰＷＭの制御信号が１つであること）を除いて、図３の制御回路１００と同様の構成である。したがって、図３の場合と同様、制御回路１００Ｂは、交流電圧のピーク近傍で、ＰＷＭ制御のデューティ比を取得することで、負荷に供給される直流電圧の目標値である目標ＤＣ電圧を設定し、調整できる。なお、図６の電力変換装置１Ｄは、単相の交流電源にも適用可能であるし、三相の交流電源にも適用可能である。
【0070】
図７は、第３の実施形態である電力変換装置１Ｃの構成を例示する図である。電力変換装置１Ｃは、チョッパ回路が交流電源からの経路に並列に設けられる点で、図６の電力変換装置１Ｂと相違する。すなわち、第１のチョッパ回路は、電源からの経路に直列に接続されるリアクタンス素子Ｌ３と、電源からの経路に並列に接続されるスイッチング素子ＱＤ１と、電源からの経路に直列に接続されるダイオードＤ５とを有する。また、第２のチョッパ回路は、電源からの経路に直列に接続されるリアクタンス素子Ｌ４と、電源からの経路に並列に接続されるスイッチング素子ＱＤ２と、電源からの経路に直列に接続されるダイオードＤ６とを有する。そして、電源からの経路に並列に平滑化のためのコンデンサＣ１が接続される。
【0071】
電力変換装置１Ｃの処理は、２つのチョッパ回路が並列に動作すること以外は、図６の電力変換装置１Ｂと同様である。すなわち、制御回路１００Ｃは、ＰＷＭのスイッチング信号がスイッチング素子ＱＤ１、ＱＤ２の２つの制御端子をＰＷＭ制御する点を除いて、図３の制御回路１００と同様の構成である。
【0072】
したがって、図７の制御回路１００Ｃは、２つのチョッパ回路のスイッチング素子ＱＤ１、ＱＤ２を並列にＰＷＭ制御する。この場合、入力の交流電圧は共通であり、出力の直流電圧も共通であるから、ＰＷＭ制御のデューティ比も、２つのチョッパ回路のスイッチング素子ＱＤ１、ＱＤ２で共通となる。
【0073】
ダイオードＤ５、Ｄ６は、整流機能を有する素子の一例である。したがって、スイッチング素子ＱＤ１、ＱＤ２は、リアクタンス素子Ｌ３、Ｌ４の負荷側の接点で整流機能を有する素子であるダイオードＤ５、Ｄ６を介してコンデンサＣ１と並列に接続されている。また、整流機能を有する素子であるダイオードＤ５、Ｄ６は、カソード側がコンデンサＣ１の高電位側の端子（第１の端子）に接続される。また、ダイオードＤ５は、アノード側がスイッチング素子ＱＤ１とリアクタンス素子Ｌ３の負荷側との接点に接続されている。ダイオードＤ６は、アノード側がスイッチング素子ＱＤ２とリアクタンス素子Ｌ４の負荷側との接点に接続されている。
【0074】
したがって、図７の電力変換装置１Ｃにおいても、制御回路１００Ｃは、図６の電力変換装置１Ｂと同様に、交流電圧のピーク近傍で、ＰＷＭ制御のデューティ比を取得することで、負荷に供給される直流電圧の目標値である目標ＤＣ電圧を設定し、調整できる。なお、電力変換装置１Ｃの制御回路１００Ｃは、２つのチョッパ回路のスイッチング素子Ｑ
Ｄ１、ＱＤ２のデューティ比を平均して、目標ＤＣ電圧の設定に用いてもよい。なお、図７の電力変換装置１Ｄは、単相の交流電源にも適用可能であるし、三相の交流電源にも適用可能である。
Ｄ１、ＱＤ２のデューティ比を平均して、目標ＤＣ電圧の設定に用いてもよい。なお、図７の電力変換装置１Ｄは、単相の交流電源にも適用可能であるし、三相の交流電源にも適用可能である。
【0075】
図８は、第４の実施形態である電力変換装置１Ｄの構成を例示する図である。電力変換装置１Ｄは、第１の回路部分と第２の回路部分とを有する。第１の回路部分は、交流電源の一方である第１の端子に接続される第１のリアクタンス素子Ｌ１１を有する。また、第１の回路部分は、第１のリアクタンス素子Ｌ１１にアノード側が接続され、コンデンサＣ１の正側の第１の端子にカソード側が接続される第１の整流機能を有するダイオードＤ１１を有する。また、第１の回路部分は、ダイオードＤ１１を介してコンデンサＣ１に並列に接続される第１のスイッチング素子ＱＤ１１と、を有する。
【0076】
また、第２の回路部分は、交流電源の他方である第２の端子に接続される第２のリアクタンス素子Ｌ１２を有する。また、第２の回路部分は、第２のリアクタンス素子Ｌ１２にアノード側が接続され、コンデンサＣ１の正側の第１の端子にカソード側が接続される第２の整流機能を有するダイオードＤ１２を有する。また、第２の回路部分は、ダイオードＤ１２を介してコンデンサＣ１に並列に接続される第２のスイッチング素子ＱＤ１２と、を有する。
【0077】
ダイオードＤ１１、Ｄ１２は、整流機能を有する素子の一例である。したがって、第１のスイッチング素子ＱＤ１１、第２のスイッチング素子ＱＤ１２は、第１のリアクタンス素子Ｌ１１、第２のリアクタンス素子Ｌ１２の負荷側の接点でダイオードＤ１１、Ｄ１２を介してコンデンサＣ１と並列に接続されている。また、整流機能を有する素子であるダイオードＤ１１、Ｄ１２は、カソード側がコンデンサＣ１の高電位側の端子（第１の端子）に接続される。また、ダイオードＤ１１は、アノード側が第１のスイッチング素子ＱＤ１１と第１のリアクタンス素子Ｌ１１の負荷側との接点に接続されている。ダイオードＤ１２は、アノード側が第２のスイッチング素子ＱＤ１２と第２のリアクタンス素子Ｌ１２の負荷側との接点に接続されている。
【0078】
ところで、電力変換装置１Ｄの構成は、図４の電力変換装置１において、スイッチング素子ＴＤ１１およびＴＤ１３をダイオードＤ１１、Ｄ１２に変更した構成である。したがって、電力変換装置１Ｄの制御回路１００Ｄは、電力変換装置１の制御回路１００と同様、交流電圧の正の半周器においては、第１のスイッチング素子ＱＤ１１をオンオフ制御し、第２のスイッチング素子ＱＤ１２をオフに維持すればよい。また、制御回路１００Ｄは、交流電圧の負の半周器においては、第１のスイッチング素子ＱＤ１１をオフに維持し、第２のスイッチング素子ＱＤ１２をオンオフ制御すればよい。このようにして、制御回路１００Ｄは、制御回路１００と同様の構成で、交流電圧のピーク近傍で、ＰＷＭ制御のデューティ比を取得することで、負荷に供給される直流電圧の目標値である目標ＤＣ電圧を設定し、調整できる。
【0079】
なお、図４の電力変換装置１も、図８の電力変換装置１Ｄと同様、第１の回路部分と第２の回路部分とを有すると言える。したがって、図８の電力変換装置１Ｄは、単相の交流電源にも適用可能であるし、三相の交流電源にも適用可能である。
【0080】
図９は、第５の実施形態である電力変換装置１Ｅの構成を例示する図である。電力変換装置１Ｄは、交流源の第１の端子に接続されるリアクタンス素子Ｌ２０と、全波整流回路を含む。この全波整流回路は、リアクタンス素子Ｌ２０にアノード側が接続され、コンデンサＣ１の正側の第１の端子にカソード側が接続される整流機能を有する第１のスイッチング素子ＱＤ２１を有する。ここで、第１のスイッチング素子ＱＤ２１は、例えば、ＭＯＳＦＥＴと寄生ダイオードを組み合わせた構造である。
【0081】
また、この全波整流回路は、リアクタンス素子Ｌ２０にカソード側が接続され、コンデンサの第２の端子にアノード側が接続される整流機能を有する第２のスイッチング素子ＱＤ２２を有する。ここで、第２のスイッチング素子ＱＤ２２は、例えば、ＭＯＳＦＥＴと寄生ダイオードを組み合わせた構造である。
【0082】
また、この全波整流回路は、コンデンサＣ１の正側の第１の端子にカソードが接続される第１の整流素子であるダイオードＤ２１を有する。さらに、この全波整流回路は、ダイオードＤ２１のアノード側および交流電源の第２の端子にカソード側が接続され、コンデンサＣ１の負側の第２の端子にアノード側が接続される第２の整流素子であるダイオードＤ２２と、を有する。
【0083】
ところで、図９の電力変換装置１Ｅの構成は、図４の電力変換装置１において、リアクタンス素子Ｌ１およびＬ２の一方であるＬ２を除去し、スイッチング素子ＴＤ１３、ＴＤ１４をダイオード２１、２２に変更した構成である。
【0084】
したがって、電力変換装置１Ｅの制御回路１００Ｅは、電力変換装置１の制御回路１００と同様、交流電圧の正の半周器においては、第１のスイッチング素子ＱＤ１１をオフに維持し、第２のスイッチング素子ＱＤ１２をオンオフ制御すればよい。また、制御回路１００Ｄは、交流電圧の負の半周器においては、第１のスイッチング素子ＱＤ１１をオンオフ制御し、第２のスイッチング素子ＱＤ１２をオフに維持すればよい。このようにして、制御回路１００Ｄは、制御回路１００と同様の構成で、交流電圧のピーク近傍で、ＰＷＭ制御のデューティ比を取得することで、負荷に供給される直流電圧の目標値である目標ＤＣ電圧を設定し、調整できる。なお、図９の電力変換装置１Ｄは、単相の交流電源にも適用可能であるし、三相の交流電源にも適用可能である。
【0085】
（付記）
１. 交流源から直流に変換した後に、負荷に供給される電力を調整する電力変換装置(１、１Ｂ乃至１Ｅ)であって、
前記交流源と前記負荷との間の経路に直列に接続されるリアクタンス素子（Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ２０）と、
前記負荷と並列に設けられるコンデンサ（Ｃ１）と、
前記リアクタンス素子を介し、前記交流源から交流電圧を短絡および開放できるスイッチング素子（ＴＤ１乃至ＴＤ６、ＴＤ１１乃至ＴＤ１４、ＱＤ１、ＱＤ２、ＱＤ１１、ＱＤ１２、ＱＤ２１、ＱＤ２２）と、
前記スイッチング素子を制御する制御部（１００、１００Ｂ乃至１００Ｅ）と、
を備え、
前記制御部（１００、１００Ｂ乃至１００Ｅ）は、
前記交流源からの交流電圧の位相を検出するゼロクロス検出部（１１２）と、
前記交流電圧において位相が正または負の半周期に前記スイッチング素子に対するＰＷＭ制御を実行することによって前記交流電圧と同位相となるように略正弦波の交流電流を誘起し、前記コンデンサの端子電圧を充電目標電圧に近づくように充電する手段（１０１乃至１０６）と、
前記交流電圧が正または負のピーク近傍となる位相において、前記ＰＷＭ制御におけるデューティ比を取得する手段（１０８）と、
前記デューティ比が第１の基準値より大きい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から低下させ、前記デューティ比が第１の基準値より小さい第２の基準値より小さい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から増加させる手段（１１０、１１１、１０２）と、を備える電力変換装置。
２． 前記電力変換装置は、
前記交流源から給電される全波整流回路（ＴＤ１１乃至ＴＤ１４、またはＱＤ２１、ＱＤ２２、Ｄ２１、Ｄ２２、またはＤ１１、ＱＤ１１、Ｄ１２、ＱＤ１２）を含み、または、全波整流回路（Ｄ１乃至Ｄ４、またはＤ１１、Ｄ１２、ＱＤ１１、ＱＤ１２）を介して交流源から給電され、前記負荷に電力を供給する回路であり、
前記スイッチング素子（ＴＤ１２、ＴＤ１４、ＱＤ１、ＱＤ２、ＱＤ１１、ＱＤ１２）は、前記リアクタンス素子（Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４）の前記負荷側の接点で整流機能を有する素子（ＴＤ１１、ＴＤ１３、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ１１、Ｄ１２）を介して前記コンデンサ（Ｃ１）と並列に接続され、
前記整流機能を有する素子（ＴＤ１１、ＴＤ１３、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ１１、Ｄ１２）は、カソード側が前記コンデンサ（Ｃ１）の高電位側の第１の端子に接続され、アノード側が前記スイッチング素子（ＴＤ１２、ＴＤ１４、ＱＤ１、ＱＤ２、ＱＤ１１、ＱＤ１２）と前記リアクタンス素子（Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ１１，Ｌ１２）の前記負荷側との接点に接続される上記１項に記載の電力変換装置。
３． 前記電力変換装置は、第１の回路部分と第２の回路部分とを有し、
第１の回路部分は、
前記交流源の第１の端子に接続される第１のリアクタンス素子（Ｌ１、Ｌ３、Ｌ１１）と、
前記第１のリアクタンス素子にアノード側が接続され、前記コンデンサの前記第１の端子にカソード側が接続される第１の整流機能を有する素子（ＴＤ１１、Ｄ５、Ｄ１１）と、
前記第１の整流機能を有する素子を介して前記コンデンサ（Ｃ１）に並列に接続される第１のスイッチング素子（ＴＤ１２、ＱＤ１、ＱＤ１１）と、を有し、
第２の回路部分は、
前記交流電源の第２の端子に接続される第２のリアクタンス素子（Ｌ２、Ｌ４、Ｌ１２）と、前記第２のリアクタンス素子にアノード側が接続され、前記コンデンサ（Ｃ１）の前記第１の端子にカソード側が接続される第２の整流機能を有する素子（ＴＤ１３、Ｄ６、Ｄ１２）と、
前記第２の整流機能を有する素子（ＴＤ１３、Ｄ６、Ｄ１２）を介して前記コンデンサに並列に接続される第２のスイッチング素子（ＴＤ１４、ＱＤ２、ＱＤ１２）と、を有する上記１項または２項に記載の電力変換装置。
４． 前記交流源の第１の端子に接続されるリアクタンス素子（Ｌ２０）と、
前記リアクタンス素子（Ｌ２０）を介して前記交流源に接続される全波整流回路と、を含み、
前記全波整流回路は、
前記リアクタンス素子（Ｌ２０）にアノード側が接続され、前記コンデンサの第１の端子にカソード側が接続される整流機能を有する第１のスイッチング素子（ＱＤ２１）と、
前記第１のリアクタンス素子にカソード側が接続され、前記コンデンサの第２の端子にアノード側が接続される整流機能を有する第２のスイッチング素子（ＱＤ２２）と、
前記コンデンサの前記第１の端子にカソードが接続される第１の整流素子（Ｄ２１）と、
前記第１の整流素子（Ｄ２１）のアノード側および前記交流源の第２の端子にカソード側が接続され、前記コンデンサの前記第２の端子にアノード側が接続される第２の整流素子（Ｄ２２）と、を有する上記１項に記載の電力変換装置。
ンサの充電目標電圧を現在値から増加させる手段と、を備える電力変換装置の制御部。
５．（欠番）
６． 交流源から直流に変換した後に、負荷に供給される電力を調整する電力変換装置（１、１Ｂ乃至１Ｅ）の制御方法であって、
前記電力変換装置は、
前記交流源と前記負荷との間の経路に直列に接続されるリアクタンス素子（Ｌ１、Ｌ
２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ２０）と、
前記負荷と並列に設けられるコンデンサ（Ｃ１）と、
前記リアクタンス素子を介し、前記交流源から交流電圧を短絡および開放できるスイッチング素子（ＴＤ１乃至ＴＤ６、ＴＤ１１乃至ＴＤ１４、ＱＤ１、ＱＤ２、ＱＤ１１、ＱＤ１２、ＱＤ２１、ＱＤ２２）と、を備え、
前記交流源からの交流電圧の位相を検出すること（Ｓ１）と、
前記交流電圧において位相が正または負の半周期に前記スイッチング素子に対するＰＷＭ制御を実行することによって前記交流電圧と同位相となるように略正弦波の交流電流を誘起し、前記コンデンサの端子電圧を充電目標電圧に近づくように充電すること（１０１乃至１０６）と、
前記交流電圧が正または負のピーク近傍となる位相において、前記ＰＷＭ制御におけるデューティ比を取得すること（Ｓ２）と、
前記デューティ比が第１の基準値より大きい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から低下させ（Ｓ４）、前記デューティ比が第１の基準値より小さい第２の基準値より小さい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から増加させること（Ｓ６）と、を実行する電力変換装置の制御方法。
１. 交流源から直流に変換した後に、負荷に供給される電力を調整する電力変換装置(１、１Ｂ乃至１Ｅ)であって、
前記交流源と前記負荷との間の経路に直列に接続されるリアクタンス素子（Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ２０）と、
前記負荷と並列に設けられるコンデンサ（Ｃ１）と、
前記リアクタンス素子を介し、前記交流源から交流電圧を短絡および開放できるスイッチング素子（ＴＤ１乃至ＴＤ６、ＴＤ１１乃至ＴＤ１４、ＱＤ１、ＱＤ２、ＱＤ１１、ＱＤ１２、ＱＤ２１、ＱＤ２２）と、
前記スイッチング素子を制御する制御部（１００、１００Ｂ乃至１００Ｅ）と、
を備え、
前記制御部（１００、１００Ｂ乃至１００Ｅ）は、
前記交流源からの交流電圧の位相を検出するゼロクロス検出部（１１２）と、
前記交流電圧において位相が正または負の半周期に前記スイッチング素子に対するＰＷＭ制御を実行することによって前記交流電圧と同位相となるように略正弦波の交流電流を誘起し、前記コンデンサの端子電圧を充電目標電圧に近づくように充電する手段（１０１乃至１０６）と、
前記交流電圧が正または負のピーク近傍となる位相において、前記ＰＷＭ制御におけるデューティ比を取得する手段（１０８）と、
前記デューティ比が第１の基準値より大きい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から低下させ、前記デューティ比が第１の基準値より小さい第２の基準値より小さい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から増加させる手段（１１０、１１１、１０２）と、を備える電力変換装置。
２． 前記電力変換装置は、
前記交流源から給電される全波整流回路（ＴＤ１１乃至ＴＤ１４、またはＱＤ２１、ＱＤ２２、Ｄ２１、Ｄ２２、またはＤ１１、ＱＤ１１、Ｄ１２、ＱＤ１２）を含み、または、全波整流回路（Ｄ１乃至Ｄ４、またはＤ１１、Ｄ１２、ＱＤ１１、ＱＤ１２）を介して交流源から給電され、前記負荷に電力を供給する回路であり、
前記スイッチング素子（ＴＤ１２、ＴＤ１４、ＱＤ１、ＱＤ２、ＱＤ１１、ＱＤ１２）は、前記リアクタンス素子（Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４）の前記負荷側の接点で整流機能を有する素子（ＴＤ１１、ＴＤ１３、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ１１、Ｄ１２）を介して前記コンデンサ（Ｃ１）と並列に接続され、
前記整流機能を有する素子（ＴＤ１１、ＴＤ１３、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ１１、Ｄ１２）は、カソード側が前記コンデンサ（Ｃ１）の高電位側の第１の端子に接続され、アノード側が前記スイッチング素子（ＴＤ１２、ＴＤ１４、ＱＤ１、ＱＤ２、ＱＤ１１、ＱＤ１２）と前記リアクタンス素子（Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ１１，Ｌ１２）の前記負荷側との接点に接続される上記１項に記載の電力変換装置。
３． 前記電力変換装置は、第１の回路部分と第２の回路部分とを有し、
第１の回路部分は、
前記交流源の第１の端子に接続される第１のリアクタンス素子（Ｌ１、Ｌ３、Ｌ１１）と、
前記第１のリアクタンス素子にアノード側が接続され、前記コンデンサの前記第１の端子にカソード側が接続される第１の整流機能を有する素子（ＴＤ１１、Ｄ５、Ｄ１１）と、
前記第１の整流機能を有する素子を介して前記コンデンサ（Ｃ１）に並列に接続される第１のスイッチング素子（ＴＤ１２、ＱＤ１、ＱＤ１１）と、を有し、
第２の回路部分は、
前記交流電源の第２の端子に接続される第２のリアクタンス素子（Ｌ２、Ｌ４、Ｌ１２）と、前記第２のリアクタンス素子にアノード側が接続され、前記コンデンサ（Ｃ１）の前記第１の端子にカソード側が接続される第２の整流機能を有する素子（ＴＤ１３、Ｄ６、Ｄ１２）と、
前記第２の整流機能を有する素子（ＴＤ１３、Ｄ６、Ｄ１２）を介して前記コンデンサに並列に接続される第２のスイッチング素子（ＴＤ１４、ＱＤ２、ＱＤ１２）と、を有する上記１項または２項に記載の電力変換装置。
４． 前記交流源の第１の端子に接続されるリアクタンス素子（Ｌ２０）と、
前記リアクタンス素子（Ｌ２０）を介して前記交流源に接続される全波整流回路と、を含み、
前記全波整流回路は、
前記リアクタンス素子（Ｌ２０）にアノード側が接続され、前記コンデンサの第１の端子にカソード側が接続される整流機能を有する第１のスイッチング素子（ＱＤ２１）と、
前記第１のリアクタンス素子にカソード側が接続され、前記コンデンサの第２の端子にアノード側が接続される整流機能を有する第２のスイッチング素子（ＱＤ２２）と、
前記コンデンサの前記第１の端子にカソードが接続される第１の整流素子（Ｄ２１）と、
前記第１の整流素子（Ｄ２１）のアノード側および前記交流源の第２の端子にカソード側が接続され、前記コンデンサの前記第２の端子にアノード側が接続される第２の整流素子（Ｄ２２）と、を有する上記１項に記載の電力変換装置。
ンサの充電目標電圧を現在値から増加させる手段と、を備える電力変換装置の制御部。
５．（欠番）
６． 交流源から直流に変換した後に、負荷に供給される電力を調整する電力変換装置（１、１Ｂ乃至１Ｅ）の制御方法であって、
前記電力変換装置は、
前記交流源と前記負荷との間の経路に直列に接続されるリアクタンス素子（Ｌ１、Ｌ
２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ２０）と、
前記負荷と並列に設けられるコンデンサ（Ｃ１）と、
前記リアクタンス素子を介し、前記交流源から交流電圧を短絡および開放できるスイッチング素子（ＴＤ１乃至ＴＤ６、ＴＤ１１乃至ＴＤ１４、ＱＤ１、ＱＤ２、ＱＤ１１、ＱＤ１２、ＱＤ２１、ＱＤ２２）と、を備え、
前記交流源からの交流電圧の位相を検出すること（Ｓ１）と、
前記交流電圧において位相が正または負の半周期に前記スイッチング素子に対するＰＷＭ制御を実行することによって前記交流電圧と同位相となるように略正弦波の交流電流を誘起し、前記コンデンサの端子電圧を充電目標電圧に近づくように充電すること（１０１乃至１０６）と、
前記交流電圧が正または負のピーク近傍となる位相において、前記ＰＷＭ制御におけるデューティ比を取得すること（Ｓ２）と、
前記デューティ比が第１の基準値より大きい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から低下させ（Ｓ４）、前記デューティ比が第１の基準値より小さい第２の基準値より小さい場合に前記コンデンサの充電目標電圧を現在値から増加させること（Ｓ６）と、を実行する電力変換装置の制御方法。
【符号の説明】
【0086】
１ 電力変換装置
１００、１００Ｂ、１００Ｃ、１００Ｄ、１００Ｅ 制御装置
１０１ 目標ＤＣ電圧レジスタ
１０２ 加減算器
１０３ 比較器
１０４ 電圧調整器
１０５ 減算器
１０６ 電圧調整器
１０７ パルス幅変調器
１０８ デューティ比検出部
１０９ デューティ比閾値レジスタ
１１０ 比較器
１１１ 目標ＤＣ電圧調整量レジスタ
Ａ１ 交流電流センサ
Ｃ１ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６ ダイオード
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ２０ リアクタンス素子
ＱＤ１、ＱＤ２、ＱＤ１１、ＱＤ１２、ＱＤ２１、ＱＤ２２ スイッチング素子
ＴＤ１、ＴＤ２、ＴＤ３、ＴＤ４、ＴＤ５、ＴＤ６ スイッチング素子
Ｖ１ 交流電圧センサ
Ｖ２ 直流電圧センサ
１００、１００Ｂ、１００Ｃ、１００Ｄ、１００Ｅ 制御装置
１０１ 目標ＤＣ電圧レジスタ
１０２ 加減算器
１０３ 比較器
１０４ 電圧調整器
１０５ 減算器
１０６ 電圧調整器
１０７ パルス幅変調器
１０８ デューティ比検出部
１０９ デューティ比閾値レジスタ
１１０ 比較器
１１１ 目標ＤＣ電圧調整量レジスタ
Ａ１ 交流電流センサ
Ｃ１ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６ ダイオード
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ２０ リアクタンス素子
ＱＤ１、ＱＤ２、ＱＤ１１、ＱＤ１２、ＱＤ２１、ＱＤ２２ スイッチング素子
ＴＤ１、ＴＤ２、ＴＤ３、ＴＤ４、ＴＤ５、ＴＤ６ スイッチング素子
Ｖ１ 交流電圧センサ
Ｖ２ 直流電圧センサ
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】