特許 7572915 インバータ電源装置およびその制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-10-16

(45)【発行日】2024-10-24

(54)【発明の名称】インバータ電源装置およびその制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 5/12 20060101AFI20241017BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20241017BHJP

【ＦＩ】

H02M5/12 B

H02M7/48 Z

【請求項の数】 4

(21)【出願番号】P 2021091770

(22)【出願日】2021-05-31

(65)【公開番号】P2022184112

(43)【公開日】2022-12-13

【審査請求日】2023-10-04

(73)【特許権者】

【識別番号】000003115

【氏名又は名称】東洋電機製造株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100147485

【弁理士】

【氏名又は名称】杉村 憲司

(74)【代理人】

【識別番号】230118913

【弁護士】

【氏名又は名称】杉村 光嗣

(74)【代理人】

【識別番号】100161148

【弁理士】

【氏名又は名称】福尾 誠

(74)【代理人】

【識別番号】100163511

【弁理士】

【氏名又は名称】辻 啓太

(72)【発明者】

【氏名】中村 将之

【審査官】今井 貞雄

(56)【参考文献】

【文献】特開２０００－１７２３５１（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１７－０２２８２７（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ５／１２

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

一対の第１の入力端子および第２の入力端子を介して入力された単相交流電圧を変圧して、一対の第１の出力端子および第２の出力端子を介して出力するインバータ電源装置であって、
第１のスイッチング素子と、一端が前記第１のスイッチング素子の一端に接続された第２のスイッチング素子と、第３のスイッチング素子と、一端が前記第３のスイッチング素子の一端に接続された第４のスイッチング素子と、第５のスイッチング素子と、一端が前記第５のスイッチング素子の一端に接続された第６のスイッチング素子と、一端が前記第１、第３および第５のスイッチング素子それぞれの他端に接続され、他端が前記第２、第４および第６のスイッチング素子それぞれの他端に接続された平滑コンデンサと、を備えるインバータ装置と、
第１の変圧器と、
第２の変圧器と、
出力コンデンサと、
前記第１の変圧器の二次側電圧である第１の電圧値を検出する第１の電圧検出器と、
前記出力コンデンサの電圧である第２の電圧値を検出する第２の電圧検出器と、
前記平滑コンデンサの電圧である第３の電圧値を検出する第３の電圧検出器と、
前記インバータ装置の第１の端子に流れる電流である第１の電流値を検出する電流検出器と、
前記第１から第３の電圧値および前記第１の電流値に基づき、前記第１から第６のスイッチング素子それぞれの導通および遮断を制御するパルス幅信号を生成する制御部と、を備え、
前記第１の変圧器の一次側巻線の一端は前記第１の入力端子に接続され、前記第１の変圧器の一次側巻線の他端は前記第２の入力端子に接続され、
前記第１の変圧器の二次側巻線の一端と、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続部に繋がる、前記インバータ装置の前記第１の端子と、前記第２の変圧器の二次側巻線の一端とが互いに接続され、
前記第２の変圧器の二次側巻線の他端と、前記出力コンデンサの一端と、前記第１の出力端子とが接続され、
前記第１の変圧器の二次側巻線の他端と、前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続部に繋がる、前記インバータ装置の第２の端子と、前記第２の変圧器の一次側巻線の一端と、前記出力コンデンサの他端と、前記第２の出力端子とが互いに接続され、
前記第５のスイッチング素子と前記第６のスイッチング素子との接続部に繋がる、前記インバータ装置の第３の端子と、前記第２の変圧器の一次側巻線の他端とが接続され、
前記制御部は、
前記第１の電圧値に基づき、入力電圧波形の位相を計算するＰＬＬ演算部と、
前記第３の電圧値と前記平滑コンデンサの目標電圧との差の比例値および前記比例値の積分値に基づき、前記平滑コンデンサの電流目標値を計算するコンデンサ電流演算部と、
前記平滑コンデンサの電流目標値と、前記入力電圧波形の位相とに基づき、前記第１の端子の電流目標値を計算し、前記第１の端子の電流目標値と前記第１の電流値とに基づき、前記第１の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値を計算するコンバータ制御演算部と、
前記入力電圧波形の位相と、目標とする出力電圧の振幅とを有する正弦波状の出力電圧目標値を計算する電圧目標演算部と、
前記出力電圧目標値と、前記第１の電圧値とに基づき、前記第３の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値を計算するインバータ制御演算部と、
前記第１の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値と、前記第３の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値と、前記第３の電圧値とに基づき、前記パルス幅信号を生成するＰＷＭ演算部と、を備える、インバータ電源装置。

【請求項2】

請求項１に記載のインバータ電源装置において、
前記制御部は、
前記第２の電圧値と、前記出力電圧目標値との差に基づき、前記インバータ制御演算部により演算される、前記出力電圧目標値と前記第１の電圧値との差を補正する電圧補正値を計算するフィードバック演算部をさらに備え、
前記インバータ制御演算部は、前記出力電圧目標値と前記第１の電圧値との差に前記電圧補正値を加算した加算値に前記第２の変圧器の変圧比を乗算して、前記第３の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値を計算する、インバータ電源装置。

【請求項3】

請求項１または２に記載のインバータ電源装置において、
前記制御部は、プロセッサ上で動作するソフトウェアによって、またはハードウェアの組み合わせによって実現される、インバータ電源装置。

【請求項4】

一対の第１の入力端子および第２の入力端子を介して入力された単相交流電圧を変圧して、一対の第１の出力端子および第２の出力端子を介して出力するインバータ電源装置の制御方法であって、
前記インバータ電源装置は、
第１のスイッチング素子と、一端が前記第１のスイッチング素子の一端に接続された第２のスイッチング素子と、第３のスイッチング素子と、一端が前記第３のスイッチング素子の一端に接続された第４のスイッチング素子と、第５のスイッチング素子と、一端が前記第５のスイッチング素子の一端に接続された第６のスイッチング素子と、一端が前記第１、第３および第５のスイッチング素子それぞれの他端に接続され、他端が前記第２、第４および第６のスイッチング素子それぞれの他端に接続された平滑コンデンサと、を備えるインバータ装置と、
第１の変圧器と、
第２の変圧器と、
出力コンデンサと、を備え、
前記第１の変圧器の一次側巻線の一端は前記第１の入力端子に接続され、前記第１の変圧器の一次側巻線の他端は前記第２の入力端子に接続され、
前記第１の変圧器の二次側巻線の一端と、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続部に繋がる、前記インバータ装置の第１の端子と、前記第２の変圧器の二次側巻線の一端とが互いに接続され、
前記第２の変圧器の二次側巻線の他端と、前記出力コンデンサの一端と、前記第１の出力端子とが接続され、
前記第１の変圧器の二次側巻線の他端と、前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続部に繋がる、前記インバータ装置の第２の端子と、前記第２の変圧器の一次側巻線の一端と、前記出力コンデンサの他端と、前記第２の出力端子とが互いに接続され、
前記第５のスイッチング素子と前記第６のスイッチング素子との接続部に繋がる、前記インバータ装置の第３の端子と、前記第２の変圧器の一次側巻線の他端とが接続され、
前記第１の変圧器の二次側電圧である第１の電圧値に基づき、入力電圧波形の位相を計算するステップと、
前記平滑コンデンサの電圧である第３の電圧値と前記平滑コンデンサの目標電圧との差の比例値および前記比例値の積分値に基づき、前記平滑コンデンサの電流目標値を計算するステップと、
前記平滑コンデンサの電流目標値と、前記入力電圧波形の位相とに基づき、前記第１の端子の電流目標値を計算し、前記第１の端子の電流目標値と、前記インバータ装置の前記第１の端子に流れる電流である第１の電流値とに基づき、前記第１の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値を計算するステップと、
前記入力電圧波形の位相と、目標とする出力電圧の振幅とを有する正弦波状の出力電圧目標値を計算するステップと、
前記出力電圧目標値と、前記第１の電圧値とに基づき、前記第３の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値を計算するステップと、
前記第１の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値と、前記第３の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値と、前記第３の電圧値とに基づき、前記第１から第６のスイッチング素子それぞれの導通および遮断を制御するパルス幅信号を生成するステップと、
を含む制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、インバータ電源装置およびその制御方法に関する。

【背景技術】

【0002】

交流電源で駆動される電気鉄道車両には、照明および灯火類、ブレーキおよびドアを駆動する空気圧縮機、空調装置および暖房機器などの補助装置が搭載される。このような補助装置を動作させる電源として、駆動用の交流電源回路を分岐させ、変圧器により一般的な低圧配電路と同等の電圧に降圧することが広く行われている。

【0003】

補助装置の電源を駆動用の交流電源から分岐して得ていることで、車両の加速・減速時の電流の影響により、補助装置の電源電圧が変動する。この電圧変動は特に、駆動用の交流電源が低電圧である新交通システムなどで顕著となる。設計上、電圧変動の範囲で補助装置が正常に動作しない場合、補助装置に安定した電圧を供給するための電源装置が使用される。

【0004】

このような電源装置として、インバータ装置を備えたインバータ電源装置が広く用いられている。インバータ電源装置は、電圧変動の大きな電源を入力とし、入力電圧を整流器で直流電圧に変換し、直流電圧をインバータ装置のスイッチング素子のスイッチングによりパルス幅変調することで、安定した交流電圧を得ることができる（例えば、特許文献１参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【文献】特開平２－１６８８６７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

インバータ装置は、入力電圧最大時の電圧と、入力電圧最低時の電流との積によって決まる電力容量が必要となる。入力電圧の変動範囲が大きくなるとインバータ装置に必要な電力容量も大きくなり、インバータ電源装置の大型化・重量化を招いてしまう。また、インバータ装置のスイッチング素子は、印加される電圧および電流の増加に応じて、スイッチング損失および導通損失が増加して発熱するため、損失に応じた冷却能力を有する冷却器が必要となる。

【0007】

特に、電気鉄道車両に搭載されるインバータ電源装置の場合、故障率低減のために、インバータ装置の冷却器として、送風機およびポンプなどの動力部品を使用しないことが求められる場合がある。また、走行風による冷却が期待できる主電動機の駆動用のインバータ装置とは異なり、補助装置に電力を供給するインバータ電源装置は停車中も自然空冷のみで連続稼働が求められるため、冷却器の寸法および重量が増加する傾向がある。

【0008】

上記のような問題点に鑑みてなされた本発明の目的は、小型化および軽量化を図ることができるインバータ電源装置およびその制御方法を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0009】

上記課題を解決するため、本発明に係るインバータ電源装置は、一対の第１の入力端子および第２の入力端子を介して入力された単相交流電圧を変圧して、一対の第１の出力端子および第２の出力端子を介して出力するインバータ電源装置であって、第１のスイッチング素子と、一端が前記第１のスイッチング素子の一端に接続された第２のスイッチング素子と、第３のスイッチング素子と、一端が前記第３のスイッチング素子の一端に接続された第４のスイッチング素子と、第５のスイッチング素子と、一端が前記第５のスイッチング素子の一端に接続された第６のスイッチング素子と、一端が前記第１、第３および第５のスイッチング素子それぞれの他端に接続され、他端が前記第２、第４および第６のスイッチング素子それぞれの他端に接続された平滑コンデンサと、を備えるインバータ装置と、第１の変圧器と、第２の変圧器と、出力コンデンサと、前記第１の変圧器の二次側電圧である第１の電圧値を検出する第１の電圧検出器と、前記出力コンデンサの電圧である第２の電圧値を検出する第２の電圧検出器と、前記平滑コンデンサの電圧である第３の電圧値を検出する第３の電圧検出器と、前記インバータ装置の第１の端子に流れる電流である第１の電流値を検出する電流検出器と、前記第１から第３の電圧値および前記第１の電流値に基づき、前記第１から第６のスイッチング素子それぞれの導通および遮断を制御するパルス幅信号を生成する制御部と、を備え、前記第１の変圧器の一次側巻線の一端は前記第１の入力端子に接続され、前記第１の変圧器の一次側巻線の他端は前記第２の入力端子に接続され、前記第１の変圧器の二次側巻線の一端と、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続部に繋がる、前記インバータ装置の前記第１の端子と、前記第２の変圧器の二次側巻線の一端とが互いに接続され、前記第２の変圧器の二次側巻線の他端と、前記出力コンデンサの一端と、前記第１の出力端子とが接続され、前記第１の変圧器の二次側巻線の他端と、前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続部に繋がる、前記インバータ装置の第２の端子と、前記第２の変圧器の一次側巻線の一端と、前記出力コンデンサの他端と、前記第２の出力端子とが互いに接続され、前記第５のスイッチング素子と前記第６のスイッチング素子との接続部に繋がる、前記インバータ装置の第３の端子と、前記第２の変圧器の一次側巻線の他端とが接続され、前記制御部は、前記第１の電圧値に基づき、入力電圧波形の位相を計算するＰＬＬ演算部と、前記第３の電圧値と前記平滑コンデンサの目標電圧との差の比例値および前記比例値の積分値に基づき、前記平滑コンデンサの電流目標値を計算するコンデンサ電流演算部と、前記平滑コンデンサの電流目標値と、前記入力電圧波形の位相とに基づき、前記第１の端子の電流目標値を計算し、前記第１の端子の電流目標値と前記第１の電流値とに基づき、前記第１の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値を計算するコンバータ制御演算部と、前記入力電圧波形の位相と、目標とする出力電圧の振幅とを有する正弦波状の出力電圧目標値を計算する電圧目標演算部と、前記出力電圧目標値と、前記第１の電圧値とに基づき、前記第３の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値を計算するインバータ制御演算部と、前記第１の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値と、前記第３の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値と、前記第３の電圧値とに基づき、前記パルス幅信号を生成するＰＷＭ演算部と、を備える。

【0010】

また、本発明に係るインバータ電源装置において、前記制御部は、前記第２の電圧値と、前記出力電圧目標値との差に基づき、前記インバータ制御演算部により演算される、前記出力電圧目標値と前記第１の電圧値との差を補正する電圧補正値を計算するフィードバック演算部をさらに備え、前記インバータ制御演算部は、前記出力電圧目標値と前記第１の電圧値との差に前記電圧補正値を加算した加算値に前記第２の変圧器の変圧比を乗算して、前記第３の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値を計算することが好ましい。

【0011】

また、本発明に係るインバータ電源装置において、前記制御部は、プロセッサ上で動作するソフトウェアによって、またはハードウェアの組み合わせによって実現されることが好ましい。

【0012】

また、本発明に係るインバータ電源装置の制御方法は、一対の第１の入力端子および第２の入力端子を介して入力された単相交流電圧を変圧して、一対の第１の出力端子および第２の出力端子を介して出力するインバータ電源装置の制御方法であって、前記インバータ電源装置は、第１のスイッチング素子と、一端が前記第１のスイッチング素子の一端に接続された第２のスイッチング素子と、第３のスイッチング素子と、一端が前記第３のスイッチング素子の一端に接続された第４のスイッチング素子と、第５のスイッチング素子と、一端が前記第５のスイッチング素子の一端に接続された第６のスイッチング素子と、一端が前記第１、第３および第５のスイッチング素子それぞれの他端に接続され、他端が前記第２、第４および第６のスイッチング素子それぞれの他端に接続された平滑コンデンサと、を備えるインバータ装置と、第１の変圧器と、第２の変圧器と、出力コンデンサと、を備え、前記第１の変圧器の一次側巻線の一端は前記第１の入力端子に接続され、前記第１の変圧器の一次側巻線の他端は前記第２の入力端子に接続され、前記第１の変圧器の二次側巻線の一端と、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続部に繋がる、前記インバータ装置の第１の端子と、前記第２の変圧器の二次側巻線の一端とが互いに接続され、前記第２の変圧器の二次側巻線の他端と、前記出力コンデンサの一端と、前記第１の出力端子とが接続され、前記第１の変圧器の二次側巻線の他端と、前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続部に繋がる、前記インバータ装置の第２の端子と、前記第２の変圧器の一次側巻線の一端と、前記出力コンデンサの他端と、前記第２の出力端子とが互いに接続され、前記第５のスイッチング素子と前記第６のスイッチング素子との接続部に繋がる、前記インバータ装置の第３の端子と、前記第２の変圧器の一次側巻線の他端とが接続され、前記第１の変圧器の二次側電圧である第１の電圧値に基づき、入力電圧波形の位相を計算するステップと、前記平滑コンデンサの電圧である第３の電圧値と前記平滑コンデンサの目標電圧との差の比例値および前記比例値の積分値に基づき、前記平滑コンデンサの電流目標値を計算するステップと、前記平滑コンデンサの電流目標値と、前記入力電圧波形の位相とに基づき、前記第１の端子の電流目標値を計算し、前記第１の端子の電流目標値と、前記インバータ装置の前記第１の端子に流れる電流である第１の電流値とに基づき、前記第１の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値を計算するステップと、前記入力電圧波形の位相と、目標とする出力電圧の振幅とを有する正弦波状の出力電圧目標値を計算するステップと、前記出力電圧目標値と、前記第１の電圧値とに基づき、前記第３の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値を計算するステップと、前記第１の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値と、前記第３の端子と前記第２の端子との線間電圧の目標値と、前記第３の電圧値とに基づき、前記第１から第６のスイッチング素子それぞれの導通および遮断を制御するパルス幅信号を生成するステップと、を含む。

【発明の効果】

【0013】

本発明に係るインバータ電源装置およびその制御方法によれば、小型化および軽量化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】本発明の一実施形態に係るインバータ電源装置の構成例を示す図である。

【図2】図１に示す制御回路の構成例を示す図である。

【図3】図２に示すプロセッサの機能構成例を示すブロック図である。

【図4】図３に示すＰＬＬ演算部の構成例を示す図である。

【図5】図３に示すコンデンサ電流演算部の構成例を示す図である。

【図6】図３に示すコンバータ制御演算部の構成例を示す図である。

【図7】図３に示す電圧目標演算部の構成例を示す図である。

【図8】図３に示すフィードバック演算部の構成例を示す図である。

【図9】図３に示すインバータ制御演算部の構成例を示す図である。

【図10】図３に示すＰＷＭ演算部の構成例を示す図である。

【図11】従来のインバータ電源装置の構成例を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0015】

以下、本発明を実施するための形態について、図面を参照しながら説明する。

【0016】

図１は、本発明の一実施形態に係るインバータ電源装置１の構成例を示す図である。本実施形態に係るインバータ電源装置１は、一対の第１の入力端子Ｉｎ１および第２の入力端子Ｉｎ２を介して入力された、変動の大きい単相交流電圧を変圧し、変動が安定した単相交流電圧に変換して、一対の第１の出力端子Ｏｕｔ１および第２の出力端子Ｏｕｔ２を介して出力する。

【0017】

図１に示すように、インバータ電源装置１は、第１の変圧器２と、インバータ装置３と、第２の変圧器７と、出力コンデンサ８とを備える。なお、以下では、入力電圧の最大定格値をＶｉｎＭａｘ［Ｖｒｍｓ］とし、入力電圧の最小定格値をＶｉｎＭｉｎ［Ｖｒｍｓ］とする。また、出力電圧の最大定格値をＶｏｕｔＭａｘ［Ｖｒｍｓ］とし、出力電圧の最小定格値をＶｏｕｔＭｉｎ［Ｖｒｍｓ］とする。また、出力電圧の標準電圧値をＶｏｕｔＲｅｆ［Ｖｒｍｓ］とし、出力電流の最大定格値をＩｏｕｔＭａｘ［Ａｒｍｓ］する。また、負荷容量がＶｏｕｔＭｉｎ×ＩｏｕｔＭａｘ［ＶＡ］以下である場合、第１の変圧器２の一次側定格電圧をＶｉｎＭａｘ［Ｖｒｍｓ］とし、第１の変圧器２の二次側定格電圧をＶｏｕｔＭａｘ［Ｖｒｍｓ］とし、第１の変圧器２の容量をＶｏｕｔＭａｘ×ＩｏｕｔＭａｘとする。また、第２の変圧器７の一次側定格電圧を｛ＶｏＭｉｎ－ＶｉｎＭｉｎ×（ＶｏＭａｘ／ＶｉｎＭａｘ）｝［Ｖｒｍｓ］とし、第２の変圧器７の二次側定格電圧をＶｏＭａｘ［Ｖｒｍｓ］とし、第２の変圧器７の容量を｛ＶｏＭｉｎ－ＶｉｎＭｉｎ×（ＶｏＭａｘ／ＶｉｎＭａｘ）｝×ＩｏｕｔＭａｘ［ＶＡ］とする。また、インバータ装置３の交流側の最大線間電圧をＶｏｕｔＭａｘ×√２［Ｖｐ－ｐ］とし、最大電流をＩｏｕｔＭａｘ×｛ＶｏＭｉｎ－ＶｉｎＭｉｎ×（ＶｏＭａｘ／ＶｉｎＭａｘ）｝÷ＶｏＭａｘ［Ａｒｍｓ］とする。

【0018】

インバータ装置３は、インバータ回路４と、平滑コンデンサ５と、平滑リアクトル６とを備える。

【0019】

インバータ回路４は、第１のスイッチング素子ＳＷ１と、一端が第１のスイッチング素子ＳＷ１の一端に接続された第２のスイッチング素子ＳＷ２と、第３のスイッチング素子ＳＷ３と、一端が第３のスイッチング素子ＳＷ３の一端に接続された第４のスイッチング素子ＳＷ４と、第５のスイッチング素子ＳＷ５と、一端が第５のスイッチング素子ＳＷ５の一端に接続された第６のスイッチング素子ＳＷ６とを備える。第１のスイッチング素子ＳＷ１の他端と、第３のスイッチング素子ＳＷ３の他端と、第５のスイッチング素子ＳＷ５の他端とは互いに接続される。第２のスイッチング素子ＳＷ２の他端と、第４のスイッチング素子ＳＷ４の他端と、第６のスイッチング素子ＳＷ６の他端とは互いに接続される。以下では、第１のスイッチング素子ＳＷ１から第６のスイッチング素子ＳＷ６を区別しない場合には、スイッチング素子ＳＷと称する。

【0020】

平滑コンデンサ５の一端は、第１のスイッチング素子ＳＷ１、第３のスイッチング素子ＳＷ３および第５のスイッチング素子ＳＷ５の他端に接続される。平滑コンデンサ５の他端は、第２のスイッチング素子ＳＷ２、第４のスイッチング素子ＳＷ４および第６のスイッチング素子ＳＷ６の他端に接続される。

【0021】

平滑リアクトル６は、第１のリアクトルＬ１と、第２のリアクトルＬ２と、第３のリアクトルＬ３とを備える。

【0022】

第１のリアクトルＬ１の一端は、第１のスイッチング素子ＳＷ１と第２のスイッチング素子ＳＷ２との接続部に接続される。第１のリアクトルＬ１の他端は、インバータ装置３の交流側の第１の相（Ｕ相）の端子である第１の端子Ｔ１を構成する。第２のリアクトルＬ２の一端は、第３のスイッチング素子ＳＷ３と第４のスイッチング素子ＳＷ４との接続部に接続される。第２のリアクトルＬ２の他端は、インバータ装置３の交流側の第２の相（Ｖ相）の端子である第２の端子Ｔ２を構成する。第３のリアクトルＬ３の一端は、第５のスイッチング素子ＳＷ５と第６のスイッチング素子ＳＷ６との接続部に接続される。第３のリアクトルＬ３の他端は、インバータ装置３の交流側の第３の相（Ｗ相）の端子である第３の端子Ｔ３を構成する。

【0023】

第１の変圧器２の一次側巻線の一端は、第１の入力端子Ｉｎ１に接続される。第１の変圧器２の一次側巻線の他端は、第２の入力端子Ｉｎ２に接続される。第１の変圧器２の二次側巻線の一端は、第１のスイッチング素子ＳＷ１と第２のスイッチング素子ＳＷ２との接続部に繋がる、第１の端子Ｔ１（第１のリアクトルＬ１の他端）に接続される。第１の変圧器２の二次側巻線の他端は、第３のスイッチング素子ＳＷ３と第４のスイッチング素子ＳＷ４との接続部に繋がる、第２の端子Ｔ２（第２のリアクトルＬ２の他端）に接続される。

【0024】

第１の変圧器２の二次側巻線の一端と第１の端子Ｔ１とを繋ぐ配線が分岐され、第２の変圧器７の二次側巻線の一端に接続される。第２の変圧器７の二次側巻線の他端は、出力コンデンサ８の一端と、第１の出力端子Ｏｕｔ１とに接続される。第１の変圧器２の二次側巻線の他端と第２の端子Ｔ２とを繋ぐ配線が分岐され、第２の変圧器７の一次側巻線の一端と、出力コンデンサ８の他端と、第２の出力端子Ｏｕｔ２とに接続される。第２の変圧器７の一次側巻線の他端は、第５のスイッチング素子ＳＷ５と第６のスイッチング素子ＳＷ６との接続部に繋がる、第３の端子Ｔ３（第３のリアクトルＬ３の他端）に接続される。なお、第２の変圧器７の二次側巻線の巻初め側と出力コンデンサ８とが接続される場合、第３の端子Ｔ３に接続される第２の変圧器７の一次側巻線の他端は巻初め側である必要がある。

【0025】

このように本実施形態に係るインバータ電源装置１においては、第１の変圧器２の一次側巻線の一端は第１の入力端子Ｉｎ１に接続され、第１の変圧器２の一次側巻線の他端は第２の入力端子Ｉｎ２に接続される。また、第１の変圧器２の二次側巻線の一端と、第１のスイッチング素子ＳＷ１と第２のスイッチング素子ＳＷ２との接続部に繋がる、インバータ装置３の第１の端子Ｔ１と、第２の変圧器７の二次側巻線の一端とが互いに接続される。また、第２の変圧器７の二次側巻線の他端と、出力コンデンサ８の一端と、第１の出力端子Ｏｕｔ１とが接続される。また、第１の変圧器２の二次側巻線の他端と、第３のスイッチング素子ＳＷ３と第４のスイッチング素子ＳＷ４との接続部に繋がる、インバータ装置３の第２の端子Ｔ２と、第２の変圧器７の一次側巻線の一端と、出力コンデンサ８の他端と、第２の出力端子Ｏｕｔ２とが互いに接続される。また、第５のスイッチング素子ＳＷ５と第６のスイッチング素子ＳＷ６との接続部に繋がる、インバータ装置３の第３の端子Ｔ３と、第２の変圧器７の一次側巻線の他端とが接続される。

【0026】

このような構成によれば、第１の変圧器２からの電流の一部は第２の変圧器７に流れるので、インバータ装置３に流れる電流が減少する。そのため、インバータ装置３の電力容量の低減を図ることができる。また、インバータ装置３に流れる電流が減少することで、インバータ装置３のスイッチング素子ＳＷの損失の増加が抑制されるので、冷却器の寸法および重量の増加も抑止することができる。その結果、本実施形態に係るインバータ電源装置１によれば、小型化および軽量化を図ることができる。

【0027】

本実施形態に係るインバータ電源装置１の構成をさらに、第１の電圧検出器ＶＤ１と、第２の電圧検出器ＶＤ２と、第３の電圧検出器ＶＤ３と、電流検出器ＣＴ１と、制御回路１０とをさらに備える。

【0028】

第１の電圧検出器ＶＤ１は、第１の変圧器２の二次側巻線の一端と他端とに接続され、第１の変圧器２の二次側電圧である第１の電圧値を検出する。

【0029】

第２の電圧検出器ＶＤ２は、出力コンデンサ８の一端と他端とに接続され、出力コンデンサ８の電圧である第２の電圧値を検出する。

【0030】

第３の電圧検出器ＶＤ３は、平滑コンデンサ５の一端と他端とに接続され、平滑コンデンサ５の電圧である第３の電圧値を検出する。

【0031】

電流検出器ＣＴ１は、第１の変圧器２の二次側巻線の一端とインバータ装置３の第１の端子Ｔ１との間に設けられ、第１の端子Ｔ１に流れる電流である第１の電流値を検出する。

【0032】

制御回路１０は、第１から第３の電圧値および第１の電流値に基づき、スイッチング素子ＳＷの導通および遮断を制御する。

【0033】

図２は、制御回路１０の構成例を示す図である。

【0034】

図２に示すように、制御回路１０は、アナログ入力部１１と、制御部としてのプロセッサ１００と、スイッチング素子駆動回路１２とを備える。

【0035】

アナログ入力部１１は、第１の電圧検出器ＶＤ１、第２の電圧検出器ＶＤ２、第３の電圧検出器ＶＤ３および電流検出器ＣＴ１それぞれの検出結果（第１から第３の電圧値および第１の電流値）を取得し、プロセッサ１００に出力する。

【0036】

プロセッサ１００は、アナログ入力部１１から入力された、第１から第３の電圧値および第１の電流値に基づき、スイッチング素子ＳＷの導通および遮断を制御するパルス幅信号を生成し、スイッチング素子駆動回路１２に出力する。

【0037】

スイッチング素子駆動回路１２は、プロセッサ１００から出力されたパルス幅信号に基づき、第１から第６のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６それぞれを駆動する。スイッチング素子駆動回路１２は、フォトカプラなどを用いた絶縁回路により、制御回路１０の電位と主回路の電位とを絶縁する。スイッチング素子駆動回路１２は、スイッチング素子ＳＷがＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）あるいはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である場合には、ゲート駆動電圧を出力する。なお、ゲート駆動電圧を出力するゲート駆動回路の電源は、フライバックコンバータなどの絶縁型電源回路により、制御回路１０と絶縁される。また、スイッチング素子駆動回路１２は、スイッチング素子ＳＷがパワートランジスタである場合には、ベース電流を出力する。また、スイッチング素子駆動回路１２は、スイッチング素子ＳＷがフォトトランジスタあるいは光ゲートサイリスタである場合には、光信号を出力する。

【0038】

図３は、プロセッサ１００の機能構成例を示すブロック図である。以下で説明するプロセッサ１００の制御部としての機能および本実施形態に係る制御方法は、例えば、プロセッサ１００上で動作するソフトウェアによって実現され、あるいは、演算増幅回路および発振回路などのハードウェアの組み合わせによって実現される。

【0039】

図３に示すように、プロセッサ１００は、ＰＬＬ演算部１１０と、コンデンサ電流演算部１２０と、コンバータ制御演算部１３０と、電圧目標演算部１４０と、フィードバック演算部１５０と、インバータ制御演算部１６０と、ＰＷＭ演算部１７０とを備える。

【0040】

ＰＬＬ演算部１１０は、第１の電圧検出器ＶＤ１により検出された第１の電圧値に基づき、入力電圧波形の位相を計算する。図４は、ＰＬＬ演算部１１０の構成例を示す図である。

【0041】

図４に示すように、ＰＬＬ演算部１１０は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路１１１を備え、ＰＬＬ回路１１１により、第１の電圧値、すなわち、入力電圧波形の位相θを求め、位相θに対応するｓｉｎθを計算する。

【0042】

図３を再び参照すると、ＰＬＬ演算部１１０は、計算したｓｉｎθをコンバータ制御演算部１３０および電圧目標演算部１４０に出力する。

【0043】

コンデンサ電流演算部１２０は、第３の電圧検出器ＶＤ３により検出された第３の電圧値と平滑コンデンサ５の目標電圧との差の比例値および比例値の積分値に基づき、平滑コンデンサ５の電流目標値を計算する。図５は、コンデンサ電流演算部１２０の構成例を示す図である。

【0044】

図５に示すように、コンデンサ電流演算部１２０は、減算器１２１と、積分器１２２と、加算器１２３とを備える。

【0045】

減算器１２１は、ＶｏｕｔＭａｘ×√２から第３の電圧値を減算する。ＶｏｕｔＭａｘは出力電圧の最大定格値であり、ＶｏｕｔＭａｘ×√２は平滑コンデンサ５の目標電圧である。したがって、減算器１２１は、第３の電圧値と平滑コンデンサ５の目標電圧との差を出力する。減算器１２１による減算値に比例係数Ｋ１が乗じられた比例値が加算器１２３に入力される。また、その比例値に積分係数Ｋ２が乗じられて、積分器１２２に入力される。

【0046】

積分器１２２は、比例係数Ｋ１および積分係数Ｋ２が乗じられた、減算器１２１による減算値を積分した積分値を加算器１２３に出力する。

【0047】

加算器１２３は、入力された比例値と積分値とを加算し、平滑コンデンサ５の電流目標値を計算する。

【0048】

図３を再び参照すると、コンデンサ電流演算部１２０は、計算した平滑コンデンサ５の電流目標値をコンバータ制御演算部１３０に出力する。

【0049】

コンバータ制御演算部１３０は、コンデンサ電流演算部１２０から入力された平滑コンデンサ５の電流目標値と、入力電圧波形の位相θ（ＰＬＬ演算部１１０から出力されたｓｉｎθ）とに基づき、インバータ装置３の第１の端子Ｔ１の電流目標値を計算する。コンバータ制御演算部１３０は、計算した第１の端子Ｔ１の電流目標値と、電流検出器ＣＴ１により検出された第１の電流値とに基づき、第１の端子Ｔ１と第２の端子Ｔ２との線間電圧の目標値である線間電圧指令ＶｕｖＣｏｍを計算する。図６は、コンバータ制御演算部１３０の構成例を示す図である。

【0050】

図６に示すように、コンバータ制御演算部１３０は、乗算器１３１と、減算器１３２と、加算器１３３とを備える。

【0051】

乗算器１３１は、平滑コンデンサ５の電流目標値にｓｉｎθを乗算し、第１の端子Ｔ１の電流目標値として、減算器１３２に出力する。

【0052】

減算器１３２は、乗算器１３１による乗算値（第１の端子Ｔ１の電流目標値）から第１の電流値を減算する。減算器１３２による減算値に比例係数Ｋ３が乗じられ、加算器１３３に入力される。

【0053】

加算器１３３は、比例係数Ｋ３が乗じられた減算器１３２による減算値に第１の電圧値を加算して、線間電圧指令ＶｕｖＣｏｍを計算する。

【0054】

図３を再び参照すると、コンバータ制御演算部１３０は、計算した線間電圧指令ＶｕｖＣｏｍをＰＷＭ演算部１７０に出力する。

【0055】

電圧目標演算部１４０は、ＰＬＬ演算部１１０から入力された入力電圧波形の位相θと、目標とする出力電圧の振幅と、を有する正弦波状の出力電圧目標値ＶｏＲ０を計算する。図７は、電圧目標演算部１４０の構成例を示す図である。

【0056】

図７に示すように、電圧目標演算部１４０は、乗算器１４１を備える。

【0057】

乗算器１４１は、ｓｉｎθにＶｏｕｔＲｅｆ×√２を乗算して、出力電圧目標値ＶｏＲ０を計算する。ここで、ＶｏｕｔＲｅｆは、出力電圧の標準電圧値であり、ＶｏｕｔＲｅｆ×√２は目標とする出力電圧の振幅を示す。したがって、乗算器１４１は、入力電圧波形の位相θと、目標とする出力電圧の振幅とを有する正弦波状の出力電圧目標値ＶｏＲ０を計算する。

【0058】

図３を再び参照すると、電圧目標演算部１４０は、計算した出力電圧目標値ＶｏＲ０をフィードバック演算部１５０およびインバータ制御演算部１６０に出力する。

【0059】

フィードバック演算部１５０は、第２の電圧検出器ＶＤ２により検出された第２の電圧値と、電圧目標演算部１４０から入力された出力電圧目標値ＶｏＲ０との差に基づき、後述するインバータ制御演算部１６０により演算される、出力電圧目標値ＶｏＲ０と第１の電圧値との差を補正する電圧補正値を計算する。図８は、フィードバック演算部１５０の構成例を示す図である。

【0060】

図８に示すように、フィードバック演算部１５０は、減算器１５１を備える。

【0061】

減算器１５１は、出力電圧目標値ＶｏＲ０から第２の電圧値を減算する。フィードバック演算部１５０は、減算器１５１による減算値に比例係数Ｋ４を乗じて、電圧補正値を計算する。比例係数Ｋ４が０であっても出力電圧の安定性が設計要件を満たす場合には、フィードバック演算部１５０の演算結果を０としてもよい。したがって、フィードバック演算部１５０は必須の構成ではなく、省略可能である。

【0062】

図３を再び参照すると、フィードバック演算部１５０は、計算した電圧補正値をインバータ制御演算部１６０に出力する。

【0063】

インバータ制御演算部１６０は、電圧目標演算部１４０から入力された出力電圧目標値ＶｏＲ０と、第１の電圧検出器ＶＤ１により検出された第１の電圧値とに基づき、インバータ装置３の第３の端子Ｔ３と第２の端子Ｔ２との線間電圧の目標値である線間電圧指令ＶｗｖＣｏｍを計算する。図９は、インバータ制御演算部１６０の構成例を示す図である。

【0064】

図９に示すように、インバータ制御演算部１６０は、減算器１６１と、加算器１６２と、を備える。

【0065】

減算器１６１は、出力電圧目標値ＶｏＲ０から第１の電圧値を減算し、加算器１６２に出力する。

【0066】

加算器１６２は、減算器１６１による減算値と、フィードバック演算部１５０から入力された電圧補正値とを加算する。なお、上述したように、フィードバック演算部１５０は必須の構成ではなく、省略されてもよい。フィードバック演算部１５０が設けられない場合には、加算器１６２も設けられなくてよい。インバータ制御演算部１６０は、加算器１６２による加算値（加算器１６２が設けられない場合には、減算器１６１による減算値）に、第２の変圧器７の変圧比｛ＶｏＭｉｎ－ＶｉｎＭｉｎ×（ＶｏＭａｘ／ＶｉｎＭａｘ）｝／ＶｏＭａｘを乗算して、線間電圧指令ＶｗｖＣｏｍを計算する。

【0067】

図３を再び参照すると、インバータ制御演算部１６０は、計算した線間電圧指令ＶｗｖＣｏｍをＰＷＭ演算部１７０に出力する。

【0068】

ＰＷＭ演算部１７０は、コンバータ制御演算部１３０から入力された線間電圧指令ＶｕｖＣｏｍと、インバータ制御演算部１６０から入力された線間電圧指令ＶｗｖＣｏｍと、第３の電圧検出器ＶＤ３により検出された第３の電圧値とに基づき、パルス幅信号を生成する。図１０は、ＰＷＭ演算部１７０の構成例を示す図である。

【0069】

図１０に示すように、ＰＷＭ演算部１７０は、最大値取得部１７１と、最小値取得部１７２と、加算器１７３と、減算器１７４，１７５，１７６と、ＰＷＭ変調部１７７とを備える。

【0070】

最大値取得部１７１は、線間電圧指令ＶｕｖＣｏｍ、線間電圧指令ＶｗｖＣｏｍおよび０の中から最大値を取得する。最小値取得部１７２は、線間電圧指令ＶｕｖＣｏｍ、線間電圧指令ＶｗｖＣｏｍおよび０の中から最小値を取得する。

【0071】

加算器１７３は、線間電圧指令ＶｕｖＣｏｍ、線間電圧指令ＶｗｖＣｏｍおよび０の中から、最大値取得部１７１により取得された最大値と、最小値取得部１７２により取得された最小値とを加算する。加算器１７３による加算値に１／２が乗じられたＶｐＡｖｅが、減算器１７４，１７５，１７６に入力される。

【0072】

減算器１７４は、線間電圧指令ＶｕｖＣｏｍから、加算器１７３から出力されたＶｐＡｖｅを減算する。減算器１７４による減算値を第３の電圧値で除算することで、第１の相の通流率αｕが得られ、ＰＷＭ変調部１７７に入力される。

【0073】

減算器１７５は、０から、加算器１７３から出力されたＶｐＡｖｅを減算する。減算器１７５による減算値を第３の電圧値で除算することで、第２の相の通流率αｖが得られ、ＰＷＭ変調部１７７に入力される。

【0074】

減算器１７６は、線間電圧指令ＶｗｖＣｏｍから、加算器１７３から出力されたＶｐＡｖｅを減算する。減算器１７６による減算値を第３の電圧値で除算することで、第３の相の通流率αｗが得られ、ＰＷＭ変調部１７７に入力される。

【0075】

ＰＷＭ変調部１７７は、減算器１７４，１７５，１７６から入力された通流率αｕ，αｖ，αｗおよび制御データ（キャリア周波数およびデッドタイム値）に基づき、パルス幅信号を生成する。

【0076】

上述したインバータ電源装置１の構成および制御回路１０による制御により、一対の第１の入力端子Ｉｎ１および第２の入力端子Ｉｎ２を介してＶｉｎＭｉｎ以上、ＶｉｎＭａｘ以下の単相交流電流が入力されると、一対の第１の出力端子Ｖｏｕｔ１および第２の出力端子Ｖｏｕｔ２を介して、ＶｏｕｔＭｉｎ以上、ＶｏｕｔＭａｘ以下の単相交流電圧が出力される。

【0077】

なお、比例係数Ｋ１は、平滑コンデンサ５の静電容量Ｃｆ（Ｆ）、ＰＷＭキャリア周波数Ｆｃａｌ（Ｈｚ）に対して、Ｋ１≦Ｃｆ×Ｆｃａｌ÷２√２程度の値である。また、積分係数Ｋ２は、Ｋ２≦０．２５～０．１程度の値である。比例係数Ｋ３は、平滑リアクトル６のインダクタンスＬｆ（Ｈ）、ＰＷＭキャリア周波数Ｆｃａｌ（Ｈｚ）に対して、Ｋ３≦Ｌｆ×Ｆｃａｌ÷２程度の値である。また、比例係数Ｋ４は、Ｋ４≦１／２～１／４程度の値である。

【0078】

以下では、本実施形態に係るインバータ電源装置１によるインバータ装置３の電力容量の低減について、図１１に示す従来のインバータ電源装置２０と比較して説明する。インバータ電源装置２０は、特許文献１に開示されているような、入力電圧を整流器で直流に変換し、直流電圧をインバータ装置によりパルス幅変調することで、交流電圧を出力するものである。

【0079】

図１１に示すように、インバータ電源装置２０は、変圧器２１と、インバータ装置２２と、平滑リアクトル２６と、出力コンデンサ２７とを備える。

【0080】

変圧器２１は、一次側巻線の一端が第１の入力端子Ｉｎ１と接続され、一次側巻線の他端が第２の入力端子Ｉｎ２と接続される。変圧器２１の二次側巻線はインバータ装置２２と接続される。変圧器２１は、入力電圧を変圧してインバータ装置２２に出力する。

【0081】

インバータ装置２２は、整流器２３と、平滑コンデンサ２４と、インバータ回路２５とを備える。

【0082】

整流器２３は、直列に接続された第１のダイオードＤ１および第２のダイオードＤ２と、直列に接続された第３のダイオードＤ３および第４のダイオードＤ４を備え、変圧器２１の二次側電圧（交流電圧）を直流電圧に変換して、インバータ回路２５に入力する。

【0083】

平滑コンデンサ２４は、整流器２３からインバータ回路２５に入力される直流電圧を平滑化する。

【0084】

インバータ回路２５は、直列に接続された第１のスイッチング素子ＳＷ１および第２のスイッチング素子ＳＷ２と、直列に接続された第３のスイッチング素子ＳＷ３および第４のスイッチング素子ＳＷ４とを備える。インバータ回路２５は、第１から第４のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４のスイッチングにより、整流器２３から入力された直流電圧を交流電圧に変換して出力する。

【0085】

平滑リアクトル２６は、第１のリアクトルＬ１および第２のリアクトルＬ２を備え、インバータ装置２２から出力された交流電圧を平滑化する。平滑リアクトル２６による平滑化後の交流電圧が、出力コンデンサ２７を介して第１の出力端子Ｏｕｔ１および第２の出力端子Ｏｕｔ２から出力される。

【0086】

以下では、入力電圧の範囲が３００［Ｖ］～６００［Ｖ］であり、出力電圧の範囲が２００［Ｖ］±５％であり、出力容量が１０［ｋＶＡ］であるとする。この場合、ＶｉｎＭａｘ＝６００［Ｖｒｍｓ］、ＶｉｎＭｉｎ＝３００［Ｖｒｍｓ］、ＶｏｕｔＭａｘ＝２１０［Ｖｒｍｓ］、ＶｏｕｔＭｉｎ＝１９０［Ｖｒｍｓ］、ＶｏｕｔＲｅｆ＝２００［Ｖｒｍｓ］、ＩｏｕｔＭａｘ＝５２．６［Ａｒｍｓ］である。

【0087】

第１の変圧器２の一次側定格電圧は６００［Ｖ］である。第１の変圧器２の二次側定格電圧は２１０Ｖである。最大電流は、最低電圧時の電流であるため、一次側換算で１０［ｋＶＡ］÷３００［Ｖ］＝３３．３［Ａ］となる。変圧器の容量は最大電圧と最大電流との積であるため、第１の変圧器２の容量は、２０［ｋＶＡ］である。第２の変圧器７の一次側定格電圧は｛ＶｏＭｉｎ－ＶｉｎＭｉｎ×（ＶｏＭａｘ／ＶｉｎＭａｘ）｝＝８５［Ｖ］となる。第２の変圧器７の二次側定格電圧は２１０［Ｖ］である。負荷電流が全て一次側巻線を通過するため、第２の変圧器７の容量は、８５［Ｖ］×５２．６［Ａ］＝４．４７［ｋＶＡ］となる。入力電圧最低時に第２の変圧器７の容量に等しい電力をとるだけの電流がインバータ装置３の第１の端子Ｔ１に流れるため、第１の端子Ｔ１を流れる最大電流は、４．４７［ｋＶＡ］÷１０５［Ｖ］＝４２．６［Ａ］である。インバータ装置３の第３の端子Ｔ３に流れる最大電流は、入力電流によらず、５２．６［Ａ］×（８５／２１０）＝２１．３［Ａ］である。インバータ装置３の第２の端子Ｔ２に流れる電流は、第１の端子Ｔ１と第３の端子Ｔ３とに流れる電流の差であるため、４２．６［Ａ］－２１．３［Ａ］＝２１．３［Ａ］である。平滑コンデンサ５の電圧は、入力電圧によらず、２１０［Ｖ］×√２＝２９６［Ｖ］である。インバータ装置３のスイッチング素子ＳＷのスイッチング容量は、第１のスイッチング素子ＳＷ１および第２のスイッチング素子ＳＷ２を含む第１の回路で、４２．６［Ａｒｍｓ］×√２×２９６［Ｖ］＝１７．８［ｋＶＡ］、第３のスイッチング素子ＳＷ３および第４のスイッチング素子ＳＷ４を含む第２の回路および第５のスイッチング素子ＳＷ５および第６のスイッチング素子ＳＷ６を含む第３の回路で、２１．３［Ａｒｍｓ］×√２×２９６［Ｖ］＝８．９［ｋＶＡ］となる。したがって、インバータ装置３の６つのスイッチング素子ＳＷ全てのスイッチング容量を合計すると、１７．８×２＋８．９×４＝７１．２［ｋＶＡ］となる。

【0088】

図１１に示すインバータ電源装置２０においては、入力電圧最低時にインバータ装置２２は、最低出力電圧を出力することができる必要があるため、変圧器２１の巻線比は３００：１９０となる。そのため、一次側電圧６００［Ｖ］に対して、変圧器２１の二次側電圧は３８０［Ｖ］となる。また、変圧器２１の容量は、第１の変圧器２と同じ２０［ｋＶＡ］となる。インバータ装置２２の出力電流は負荷電流に等しいため、最大で５２．６［Ａ］である。したがって、インバータ装置２２のスイッチング素子ＳＷのスイッチング容量は、（３８０×√２）×（５２．６×√２）＝４０．０［ｋＶＡ］となる。インバータ装置２２は単相インバータであるので、インバータ装置２２が備える４つのスイッチング素子ＳＷ全てのスイッチング容量を合計すると、４０．０×４＝１６０［ｋＶＡ］となる。

【0089】

また、特許文献１に記載されているような従来のインバータ電源装置に、入出力を直流的に絶縁する変圧器を付加した場合、入力電圧最低時にインバータ装置は、最低出力電圧を出力することができる必要があるため、入力変圧器の巻線比は３００：１９０となる。そのため、一次側電圧６００［Ｖ］に対して、入力変圧器の二次側電圧は３８０［Ｖ］となる。また、入力変圧器の容量は、第１の変圧器２と同じ２０［ｋＶＡ］となる。インバータ装置２２の出力電流は負荷電流に等しいため、最大で５２．６［Ａ］である。また、倍電圧整流回路により、スイッチング素子の電圧は２倍であるため、インバータ装置のスイッチング素子のスイッチング容量は、（３８０×２×√２）［Ｖ］×（５２．６×√２）Ａ＝８０．０［ｋＶＡ］となる。インバータ装置はハーフブリッジ構成の単相インバータであるので、インバータ装置が備えるスイッチング素子は２個である。したがって、全てのスイッチング素子のスイッチング容量を合計すると、８０．０×２＝１６０［ｋＶＡ］となる。

【0090】

以上より、本実施形態に係るインバータ電源装置１においては、容量が４．４７［ｋＶＡ］の第２の変圧器７を追加する代わりに、インバータ装置３のスイッチング素子容量が８８．８［ｋＶＡ］減少し、インバータ装置３の電力容量を低減することができる。比率としては、第１の変圧器２と合わせて考えると、変圧器の容量が２３．５％増加し、インバータ容量が５５．５％減少する。一般に、単位容量当たりの損失は、変圧器よりインバータ装置の方が大きいか、変圧器とインバータ装置とで同等程度である。そのため、装置の損失によってその大きさが決まる冷却器の重量を大幅に削減することができる。

【0091】

なお、インバータ装置３の平滑リアクトル６の体積および重量は概ね、ＬＩ^２（Ｌはインダクタンス、Ｉはピーク電流）に比例する。平滑リアクトル６のインダクタンスＬは、巻線電圧÷ピーク電流Ｉで設計され、ピーク電流Ｉは、定格電流に対する比率で設計される。そのため、結果的に、平滑リアクトル６の体積および重量は、インバータ装置３の容量に概ね比例する。したがって、変圧器の重量増加分を平滑リアクトル６の重量減少分で打ち消すように設計することができる。

【0092】

図１に示すインバータ電源装置１において、ＶｏｕｔＭａｘ＝２１０［Ｖｒｍｓ］から、ピーク電圧は約２９７Ｖ（＝√２×ＶｏｕｔＭａｘ）であるので、スイッチング素子の素子電圧を３００Ｖとする。また、ＩｏｕｔＭａｘ＝５２．６［Ａｒｍｓ］からピーク電流は約７４．３Ａ（＝√２×ＩｏｕｔＭａｘ）であるので、スイッチング素子の素子電流を７５Ａとする。この場合、スイッチング素子の素子容量は、３００Ｖ×７５Ａ＝２２．５ｋＶＡとなる。インバータ容量は、単相構成の場合、２１０Ｖｒｍｓ×５２．６Ａｒｍｓ＝１１．１ｋＶＡであり、三相構成の場合、１９．１ｋＶＡである。また、スイッチング素子容量の合計は、単相構成の場合、９０ｋＶＡ、三相構成の場合１３５ｋＶＡとなる。

【0093】

したがって、単相構成の場合、スイッチング素子の容量の合計は、インバータ容量の約８倍となり、三相構成の場合、スイッチング素子の容量の合計は、インバータ容量の約７倍（≧４√３倍）となる。上述したように、第１のスイッチング素子ＳＷ１および第２のスイッチング素子ＳＷ２を含む第１の回路のスイッチング容量は１７．８［ｋＶＡ］である。したがって、スイッチング容量が１７．８［ｋＶＡ］である第１のスイッチング素子ＳＷ１および第２のスイッチング素子ＳＷ２を含む第1の回路を、スイッチング容量が８．９ｋＶＡであるスイッチング素子が２個並列に接続された回路とみなし、スイッチング容量が８．９ｋＶＡであるスイッチング素子８個を単相インバータに組み替えたと考えると、インバータ容量は８．９ｋＶＡ相当となる。同等の冷却性能を必要となる三相インバータ装置を考えると、スイッチング素子の容量の合計７１．２ｋＶＡから逆算すると、インバータ装置３のインバータ容量は１０．３ｋＶＡ相当となる。したがって、本実施形態に係るインバータ電源装置１においては、インバータ装置３の電力容量は、第１の変圧器２の電力容量（２０ｋＶＡ）よりも小さい。

【0094】

また、上述したように、第１の変圧器２の電力容量は２０ｋＶＡであり、第２の変圧器７の電力容量は４．７４ｋＶＡである。したがって、本実施形態に係るインバータ電源装置１においては、第２の変圧器７の電力容量は第１の変圧器の電力容量よりも小さい。

【0095】

このように本実施形態に係るインバータ電源装置１は、インバータ装置３と、第１の変圧器２と、第２の変圧器７と、出力コンデンサ８とを備える。第１の変圧器２の一次側巻線の一端は第１の入力端子Ｉｎ１に接続され、第１の変圧器２の一次側巻線の他端は第２の入力端子Ｉｎ２に接続される。また、第１の変圧器２の二次側巻線の一端と、第１のスイッチング素子ＳＷ１と第２のスイッチング素子ＳＷ２との接続部に繋がる、インバータ装置３の第１の端子Ｔ１と、第２の変圧器７の二次側巻線の一端とが互いに接続される。また、第２の変圧器７の二次側巻線の他端と、出力コンデンサ８の一端と、第１の出力端子Ｏｕｔ１とが接続される。また、第１の変圧器２の二次側巻線の他端と、第３のスイッチング素子ＳＷ３と第４のスイッチング素子ＳＷ４との接続部に繋がる、インバータ装置３の第２の端子Ｔ２と、第２の変圧器７の一次側巻線の一端と、出力コンデンサ８の他端と、第２の出力端子Ｏｕｔ２とが互いに接続される。また、第５のスイッチング素子ＳＷ５と第６のスイッチング素子ＳＷ６との接続部に繋がる、インバータ装置３の第３の端子Ｔ３と、第２の変圧器７の一次側巻線の他端とが接続される。

【0096】

また、インバータ電源装置１は、第１の変圧器２の二次側電圧である第１の電圧値を検出する第１の電圧検出器ＶＤ１と、出力コンデンサ８の電圧である第２の電圧値を検出する第２の電圧検出器ＶＤ２と、平滑コンデンサ５の電圧である第３の電圧値を検出する第３の電圧検出器ＶＤ３と、インバータ装置３の第１の端子Ｔ１に流れる電流である第１の電流値を検出する電流検出器ＣＴ１と、第１から第３の電圧値および第１の電流値に基づき、第１から第６のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６それぞれの導通および遮断を制御するパルス幅信号を生成する制御回路１０と、を備える。

【0097】

制御回路１０は、第１の電圧値に基づき、入力電圧波形の位相θを計算するＰＬＬ演算部１１０と、第３の電圧値と平滑コンデンサ５の目標電圧との差の比例値および比例値の積分値に基づき、平滑コンデンサ５の電流目標値を計算するコンデンサ電流演算部１２０と、平滑コンデンサ５の電流目標値と、入力電圧波形の位相とに基づき、第１の端子Ｔ１の電流目標値を計算し、第１の端子Ｔ１の電流目標値と第１の電流値とに基づき、第１の端子Ｔ１と第２の端子Ｔ２との線間電圧の目標値を計算するコンバータ制御演算部１３０と、入力電圧波形の位相と、目標とする出力電圧の振幅とを有する正弦波状の出力電圧目標値を計算する電圧目標演算部１４０と、出力電圧目標値と、第１の電圧値とに基づき、第３の端子Ｔ３と第２の端子Ｔ２との線間電圧の目標値を計算するインバータ制御演算部１６０と、第１の端子Ｔ１と第２の端子Ｔ２との線間電圧の目標値と、第３の端子Ｔ３と第２の端子Ｔ２との線間電圧の目標値と、第３の電圧値とに基づき、パルス幅信号を生成するＰＷＭ演算部１７０と、を備える。

【0098】

このような構成により、第１の変圧器２からの電流の一部は第２の変圧器７に流れるので、インバータ装置３に流れる電流が減少するので、スイッチング素子ＳＷの損失を小さくすることができる。そのため、インバータ電源装置１の小型化・軽量化を図ることができる。

【0099】

上述の実施形態は代表的な例として説明したが、本発明の趣旨および範囲内で、多くの変更および置換が可能であることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形および変更が可能である。

【符号の説明】

【0100】

１ インバータ電源装置
２ 第１の変圧器
３ インバータ装置
４ インバータ回路
５ 平滑コンデンサ
６ 平滑リアクトル
７ 第２の変圧器
８ 出力コンデンサ
１０ 制御回路
１１ アナログ入力部
１２ スイッチング素子駆動回路
１００ プロセッサ（制御部）
１１０ ＰＬＬ演算部
１１１ ＰＬＬ回路
１２０ コンデンサ電流演算部
１２１，１２３ 減算器
１２２ 積分器
１３０ コンバータ制御演算部
１３１ 乗算器
１３２ 減算器
１３３ 加算器
１４０ 電圧目標演算部
１４１ 乗算器
１５０ フィードバック演算部
１５１ 減算器
１６０ インバータ制御演算部
１６１ 減算器
１６２ 加算器
１７０ ＰＷＭ演算部
１７１ 最大値取得部
１７２ 最小値取得部
１７３ 加算器
１７４，１７５，１７６ 減算器
１７７ ＰＷＭ
Ｉｎ１ 第１の入力端子
Ｉｎ２ 第２の入力端子
Ｏｕｔ１ 第１の出力端子
Ｏｕｔ２ 第２の出力端子
ＳＷ１ 第１のスイッチング素子
ＳＷ２ 第２のスイッチング素子
ＳＷ３ 第３のスイッチング素子
ＳＷ４ 第４のスイッチング素子
ＳＷ５ 第５のスイッチング素子
ＳＷ６ 第６のスイッチング素子
Ｌ１ 第１のリアクトル
Ｌ２ 第２のリアクトル
Ｌ３ 第３のリアクトル
ＶＤ１ 第１の電圧検出器
ＶＤ２ 第２の電圧検出器
ＶＤ３ 第３の電圧検出器
ＣＴ１ 電流検出器

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】