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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-10-18
(45)【発行日】2024-10-28
(54)【発明の名称】高周波回路用参照電流回路
(51)【国際特許分類】
G05F 3/24 20060101AFI20241021BHJP
H03F 1/30 20060101ALI20241021BHJP
【ＦＩ】
G05F3/24 A
H03F1/30 210
【請求項の数】
3
(21)【出願番号】P 2020161024
(22)【出願日】2020-09-25
(65)【公開番号】P2022054053
(43)【公開日】2022-04-06
【審査請求日】2023-09-15
(73)【特許権者】
【識別番号】000004330
【氏名又は名称】日本無線株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100126561
【弁理士】
【氏名又は名称】原嶋 成時郎
(74)【代理人】
【識別番号】100141678
【弁理士】
【氏名又は名称】佐藤 和彦
(72)【発明者】
【氏名】小林 純
【審査官】安池 一貴
(56)【参考文献】
【文献】米国特許出願公開第２００５／０２８５６６６（ＵＳ，Ａ１）
【文献】特開２０１４－０６３２８８（ＪＰ，Ａ）
【文献】米国特許出願公開第２０１０／０２７０９９７（ＵＳ，Ａ１）
【文献】特開２０１２－１５１６１１（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１２－１２３４８５（ＪＰ，Ａ）
【文献】米国特許出願公開第２０１２／０１１９８１９（ＵＳ，Ａ１）
【文献】特開平１１－０６８４７７（ＪＰ，Ａ）
【文献】中国特許出願公開第１０３６３１２９７（ＣＮ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｇ０５Ｆ ３／２４
Ｈ０３Ｆ １／３０
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
抵抗値を変化させる可変抵抗を備えて、温度に対して一次の正特性を有するＰＴＡＴ電圧を出力するとともに、参照電圧を出力する参照電圧源と、抵抗値を変化させる可変抵抗を備えるとともに、前記参照電圧の供給を受けて、絶対温度に対して相補的なＣＴＡＴ電圧を出力するＣＴＡＴ電流源と、
前記ＰＴＡＴ電圧に基づいてＮ×Ｉptatの電流が流れるトランジスタ（但し、Ｎは係数）、各トランジスタのオン／オフの状態を切り替えて前記ＣＴＡＴ電圧に基づいてＭ×Ｉctatの電流を生成するトランジスタ群（但し、Ｍは１以上の整数）、前記Ｎ×Ｉptatの電流から前記Ｍ×Ｉctatの電流を減算するトランジスタ（但し、Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat によって電流の温度傾斜の傾きが設定され、係数Ｎの値は Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat＞０ となるように設定される）、および、各トランジスタのオン／オフの状態を切り替えてＫ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat)の電流を生成するトランジスタ群（但し、Ｋは１以上の整数）を含む可変電流減算回路と、を有し、
参照電流としてＫ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat)を出力する、
ことを特徴とする高周波回路用参照電流回路。
【請求項2】
抵抗値を変化させる可変抵抗を備えて、温度に対して一次の正特性を有するＰＴＡＴ電圧を出力するとともに、参照電圧を出力する参照電圧源と、抵抗値を変化させる可変抵抗を備えるとともに、前記参照電圧の供給を受けて、絶対温度に対して相補的なＣＴＡＴ電圧を出力するＣＴＡＴ電流源と、
前記ＰＴＡＴ電圧に基づいてＮ×Ｉptatの電流が流れるトランジスタ（但し、Ｎは係数）、各トランジスタのオン／オフの状態を切り替えて前記ＣＴＡＴ電圧に基づいてＭ×Ｉctatの電流を生成するトランジスタ群（但し、Ｍは１以上の整数）、および、各トランジスタのオン／オフの状態を切り替えてＫ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat)の電流を生成するトランジスタ群（但し、Ｋは１以上の整数）を含む可変電流減算回路と、
前記ＰＴＡＴ電圧に基づいてｍ×Ｉptatの電流が流れるトランジスタ（但し、ｍは係数）、前記Ｋ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat)の電流が用いられて発生して前記可変電流減算回路から出力される温度傾斜電圧に基づいて温度傾斜電流Ｉhrefが流れるトランジスタ、および、ｍ×Ｉptat≧Ｉhref の場合にｍ×Ｉptatの電流が流れるとともに ｍ×Ｉptat＜Ｉhref の場合にＩhrefの電流が流れるトランジスタを含む電流混合回路と、を有し、
参照電流としてｍ×ＩptatまたはＩhrefを出力する、
ことを特徴とする高周波回路用参照電流回路。
【請求項3】
温度センサをさらに有し、前記温度センサによって検知される温度に基づいて前記Ｍの値および前記Ｋの値を調整する、
ことを特徴とする請求項１に記載の高周波回路用参照電流回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
この発明は、高周波回路用参照電流回路に関し、特に、温度変化による高周波回路の特性変動を抑制する技術に関する。
【背景技術】
【0002】
定電流源回路では、通常、温度特性をフラットにして温度に依存しない出力電流が得られるようにするための工夫が図られる。
【0003】
温度依存性を補償する従来の回路として、例えば、正の温度特性を有する電流を出力する第１の定電流源回路と、負の温度特性を有する電流を出力する第２の定電流源回路と、第１の定電流源回路の電流出力ラインと第２の定電流源回路の電流出力ラインとの間に接続されたカレントミラー回路と、を備える定電流源回路が知られている（特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【文献】特開２０１０－３９８４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
ところで、プロセスばらつき（「製造ばらつき」とも呼ばれる）があるため、温度依存性の補償の精度を上げる場合には個別に回路ごとの温度特性を調整する必要があり、温度依存性の補償を安定させることは非常に困難であるとともに多大な手間が必要とされる、という問題がある。
【0006】
そこでこの発明は、プロセスばらつきの影響を抑制するとともに温度変化による高周波回路の特性変動を抑制することが可能な、高周波回路用参照電流回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0007】
上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、抵抗値を変化させる可変抵抗を備えて、温度に対して一次の正特性を有するＰＴＡＴ電圧を出力するとともに、参照電圧を出力する参照電圧源と、抵抗値を変化させる可変抵抗を備えるとともに、前記参照電圧の供給を受けて、絶対温度に対して相補的なＣＴＡＴ電圧を出力するＣＴＡＴ電流源と、前記ＰＴＡＴ電圧に基づいてＮ×Ｉptatの電流が流れるトランジスタ（但し、Ｎは係数）、各トランジスタのオン／オフの状態を切り替えて前記ＣＴＡＴ電圧に基づいてＭ×Ｉctatの電流を生成するトランジスタ群（但し、Ｍは１以上の整数）、前記Ｎ×Ｉptatの電流から前記Ｍ×Ｉctatの電流を減算するトランジスタ（但し、Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat によって電流の温度傾斜の傾きが設定され、係数Ｎの値は Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat＞０ となるように設定される）、および、各トランジスタのオン／オフの状態を切り替えてＫ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat)の電流を生成するトランジスタ群（但し、Ｋは１以上の整数）を含む可変電流減算回路と、を有し、参照電流としてＫ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat)を出力する、ことを特徴とする高周波回路用参照電流回路である。
【0008】
請求項２に記載の発明は、抵抗値を変化させる可変抵抗を備えて、温度に対して一次の正特性を有するＰＴＡＴ電圧を出力するとともに、参照電圧を出力する参照電圧源と、抵抗値を変化させる可変抵抗を備えるとともに、前記参照電圧の供給を受けて、絶対温度に対して相補的なＣＴＡＴ電圧を出力するＣＴＡＴ電流源と、前記ＰＴＡＴ電圧に基づいてＮ×Ｉptatの電流が流れるトランジスタ（但し、Ｎは係数）、各トランジスタのオン／オフの状態を切り替えて前記ＣＴＡＴ電圧に基づいてＭ×Ｉctatの電流を生成するトランジスタ群（但し、Ｍは１以上の整数）、および、各トランジスタのオン／オフの状態を切り替えてＫ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat)の電流を生成するトランジスタ群（但し、Ｋは１以上の整数）を含む可変電流減算回路と、前記ＰＴＡＴ電圧に基づいてｍ×Ｉptatの電流が流れるトランジスタ（但し、ｍは係数）、前記Ｋ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat)の電流が用いられて発生して前記可変電流減算回路から出力される温度傾斜電圧に基づいて温度傾斜電流Ｉhrefが流れるトランジスタ、および、ｍ×Ｉptat≧Ｉhref の場合にｍ×Ｉptatの電流が流れるとともに ｍ×Ｉptat＜Ｉhref の場合にＩhrefの電流が流れるトランジスタを含む電流混合回路と、を有し、参照電流としてｍ×ＩptatまたはＩhrefを出力する、ことを特徴とする高周波回路用参照電流回路である。
【0009】
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の高周波回路用参照電流回路において、温度センサをさらに有し、前記温度センサによって検知される温度に基づいて前記Ｍの値および前記Ｋの値を調整する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【0010】
請求項１に記載の発明によれば、プロセスばらつきに対応し且つ電源電圧に依存しない、電流の温度傾斜が可変可能な参照電流回路が構成され、温度変化による高周波回路の特性変動を抑えることが可能となり、具体的には高周波回路の利得特性を温度変化に対して一定とするとともに低温における安定係数を改善することが可能となる。上記のような高周波回路用参照電流回路によれば、また、可変抵抗回路を用いるようにしているので、リターンロスや利得のプロセスばらつきを軽減することが可能となる。
【0011】
請求項２に記載の発明によれば、プロセスばらつきに対応し且つ電源電圧に依存しない、電流の温度傾斜が可変可能な参照電流回路が構成され、温度変化による高周波回路の特性変動を抑えることが可能となり、具体的には高周波回路の利得特性を温度変化に対して一定とするとともに低温における安定係数を改善することが可能となる。上記のような高周波回路用参照電流回路によれば、また、可変抵抗回路を用いるようにしているので、リターンロスや利得のプロセスばらつきを軽減することが可能となる。
【0012】
請求項３に記載の発明によれば、温度センサを備えるようにして実際の接合温度に応じて能動的に電流の温度傾斜を変えることにより、温度変化に対する耐性を一層向上させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【0013】
【図1】この発明の実施の形態１に係る高周波回路用参照電流回路の概略構成を示す図である。
【図7】ＭＯＳＦＥＴの相互コンダクタンスの温度依存性の例を示す図である。
【図8】参照電流回路に求められる特性を説明する概念図である。
【図13】この発明の実施の形態２に係る高周波回路用参照電流回路の概略構成を示す図である。
【図18】この発明の実施の形態３に係る高周波回路用参照電流回路の概略構成を示す図である。
【図21】高周波増幅回路のＳパラメータの状況を示す図である。
【図22】高周波増幅回路の安定係数の状況を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0014】
以下、この発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。なお、この発明の説明において、「接続」は「電気的に接続」の意味を含むものとする。
【0015】
また、この発明の説明では参照電流Ｉhref，Ｉrefmixが高周波増幅回路９へと供給される例を挙げているが、参照電流Ｉhref，Ｉrefmixが供給される機序は高周波増幅回路に限定されるものではなく、参照電流Ｉhref，Ｉrefmixは、例えば、周波数混合器／周波数変換器、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖoltage－Ｃontrolled Ｏscillator の略）、あるいは検波回路などへと供給されるようにしてもよい。
【0016】
（実施の形態１）
図１は、この発明の実施の形態１に係る高周波回路用参照電流回路の概略構成を示す図である。
図１は、この発明の実施の形態１に係る高周波回路用参照電流回路の概略構成を示す図である。
【0017】
実施の形態１に係る高周波回路用参照電流回路は、抵抗値を変化させる可変抵抗を備えて、温度に対して一次の正特性を有するＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatを出力するとともに、参照電圧Ｖrefを出力する参照電圧源１と、抵抗値を変化させる可変抵抗を備えるとともに、参照電圧源１から出力される参照電圧Ｖrefの供給を受けて、絶対温度に対して相補的なＣＴＡＴ電圧Ｖrefctatを出力するＣＴＡＴ電流源２と、参照電圧源１から出力されるＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatに基づいてＮ×Ｉptatの電流が流れるトランジスタ（但し、Ｎは係数）、各トランジスタのオン／オフの状態を切り替えてＣＴＡＴ電流源２から出力されるＣＴＡＴ電圧Ｖrefctatに基づいてＭ×Ｉctatの電流を生成するトランジスタ群（但し、Ｍは１以上の整数）、および、各トランジスタのオン／オフの状態を切り替えてＫ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat)の電流を生成するトランジスタ群（但し、Ｋは１以上の整数）を含む可変電流減算回路３と、を有し、参照電流Ｉhref＝Ｋ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat)を高周波増幅回路９へと供給する。
【0018】
高周波増幅回路９は、入力される高周波信号／無線周波数信号（「高周波信号ＲＦin」と表記する）の電力を所定のレベルまで増幅して増幅後の高周波信号／無線周波数信号（「高周波信号ＲＦout」と表記する）を出力する。なお、高周波増幅回路９のゲインは、参照電流Ｉhrefが一定の場合、温度に応じて変化する特性を有している。
【0019】
参照電圧源１は、図２に示す素子や回路などの相互の接続態様の回路構成を備え、第１の抵抗制御信号Ｒ1contの入力を受けて、温度に対して一次の正特性を有するＰＴＡＴ電圧Ｖrefptat（ＰＴＡＴ：Ｐroportional Ｔo Ａbsolute Ｔemperature の略）を出力するとともに、参照電圧Ｖrefを出力する。
【0020】
参照電圧源１は、第１乃至第４のトランジスタ１１～１４と、第１の可変抵抗回路１５とを含む。
【0021】
第１のトランジスタ１１は、例えばＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Ｍetal Ｏxide Ｓemiconductor Ｆield Ｅffect Ｔransistor の略）であり、ソース端子にプラス側電源電圧ＶDDが印加され、また、第２のトランジスタ１２と直列にダイオード接続される（即ち、第１のトランジスタ１１のゲート端子とドレイン端子とは短絡接続される）とともに、第３のトランジスタ１３と電流ミラー接続される（即ち、第１のトランジスタ１１のゲート端子と第３のトランジスタ１３のゲート端子とが接続される）。
【0022】
第２のトランジスタ１２は、例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子が基準電位ＶSS（即ち、ＧＮＤ）に接続され、また、ドレイン端子が第１のトランジスタ１１のドレイン端子に接続される。
【0023】
第３のトランジスタ１３は、例えばＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子にプラス側電源電圧ＶDDが印加され、また、ドレイン端子が第１の可変抵抗回路１５の一端に接続されるとともに、ゲート端子が第１のトランジスタ１１のゲート端子に接続される。
【0024】
第４のトランジスタ１４は、例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子が基準電位ＶSS（即ち、ＧＮＤ）に接続され、また、ドレイン端子が第１の可変抵抗回路１５の他端に接続される。
【0025】
第１の可変抵抗回路１５は、すなわち、一端が第３のトランジスタ１３のドレイン端子に接続されるとともに他端が第４のトランジスタ１４のドレイン端子に接続されて、第３のトランジスタ１３と第４のトランジスタ１４との間に直列に介在して設けられる。
【0026】
そして、第３のトランジスタ１３と第１の可変抵抗回路１５との接続点に第４のトランジスタ１４のゲート端子が接続され、また、第４のトランジスタ１４と第１の可変抵抗回路１５との接続点に第２のトランジスタ１２のゲート端子が接続される。
【0027】
第１の可変抵抗回路１５は、図３に示す素子などの相互の接続態様の回路構成を備え、第１のデコーダ１５１と、複数のトランジスタ（図３に示す例では、３つのトランジスタ１５２ａ，１５２ｂ，１５２ｃ）と、複数の抵抗素子（図３に示す例では、４つの抵抗素子１５３ａ，１５３ｂ，１５３ｃ，１５３ｄ）とを含む。なお、図３に示す例ではトランジスタが３つであるとともに抵抗素子が４つであるようにしているが、トランジスタおよび抵抗素子の個数は、特定の値に限定されるものではなく、図３に示す例よりも少なくてもよいし多くてもよい。
【0028】
第１のデコーダ１５１は、第１の抵抗制御信号Ｒ1contの入力を受け、前記第１の抵抗制御信号Ｒ1contに従って複数のトランジスタ１５２ａ～１５２ｃのそれぞれのオン状態とオフ状態とを切り替えて制御するオンオフ信号を生成し、生成した前記オンオフ信号を前記複数のトランジスタ１５２ａ～１５２ｃのそれぞれに対して出力する。そして、複数のトランジスタ１５２ａ～１５２ｃのそれぞれのオン状態とオフ状態とが切り替えられることにより、第１の可変抵抗回路１５としての抵抗値Ｒes1が調節される。
【0029】
複数の抵抗素子１５３ａ～１５３ｄは、すべてが相互に縦続接続される。
【0030】
複数のトランジスタ１５２ａ～１５２ｃは、各々、例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ゲート端子に第１のデコーダ１５１から出力される第１の抵抗制御信号Ｒ1contが入力され、また、抵抗素子１５３ｂ，１５３ｃ，１５３ｄのそれぞれに対して並列に接続される。
【0031】
第１の抵抗制御信号Ｒ1contは、定電流回路が用いられて基準抵抗（例えば、抵抗値許容差が±１％程度のもの；「標準抵抗器」とも呼ばれる）と抵抗値Ｒes1とが比較され、抵抗値Ｒes1を基準抵抗と同様の精度に調節するように生成されて利用される。
【0032】
第１の抵抗制御信号Ｒ1contの内容（即ち、コード）に基づいて第１のデコーダ１５１から出力されるオンオフ信号に従って複数のトランジスタ１５２ａ～１５２ｃそれぞれのオン／オフの状態が切り替えられ、これにより、第１の可変抵抗回路１５としての抵抗値Ｒes1が調節される。
【0033】
ここで、参照電圧源１から出力されるＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatおよび参照電圧Ｖrefは、第１乃至第４のトランジスタ１１～１４それぞれのゲート閾値電圧と第１の可変抵抗回路１５としての抵抗値Ｒes1の精度とで決まる。ゲート閾値電圧は、ゲート幅やゲート長などの電界効果トランジスタのサイズ要因によって決まる。したがって、第１の可変抵抗回路１５としての抵抗値Ｒes1の精度を高精度化することにより、ＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatの精度が向上してばらつきが軽減される。
【0034】
すなわち、図３に示す構成を備える第１の可変抵抗回路１５により、抵抗のプロセスばらつきが補正される。そして、図２および図３に示す構成を備える参照電圧源１により、抵抗のプロセスばらつきが補正された結果として、電源電圧ＶDDの変動に依存しない電圧が生成される。具体的には、第１のトランジスタ１１のゲート端子と第３のトランジスタ１３のゲート端子との接続点から、参照電圧源１の出力として、温度に対して一次の正特性を有するＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatが引き出される。また、第２のトランジスタ１２のゲート端子と第４のトランジスタ１４のドレイン端子および第１の可変抵抗回路１５の他端との接続点から、参照電圧源１の出力として、参照電圧Ｖrefが引き出される。
【0035】
ＣＴＡＴ電流源２は、図４に示す素子や回路などの相互の接続態様の回路構成を備え、第２の抵抗制御信号Ｒ2contの入力を受けるとともに、参照電圧源１から出力される参照電圧Ｖrefが印加されて、絶対温度に対して相補的なＣＴＡＴ電圧Ｖrefctat（ＣＴＡＴ：Ｃomplementary Ｔo Ａbsolute Ｔemperature の略）を出力する。
【0036】
ＣＴＡＴ電流源２は、オペアンプ２１と、第５のトランジスタ２２と、第２の可変抵抗回路２３とを含む。
【0037】
オペアンプ２１は、非反転入力端子(＋)に参照電圧源１から出力される参照電圧Ｖrefが印加され、また、反転入力端子(－)が第５のトランジスタ２２のドレイン端子と第２の可変抵抗回路２３の一端との接続点に接続されるとともに、出力端子が第５のトランジスタ２２のゲート端子に接続される。
【0038】
第５のトランジスタ２２は、例えばＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子にプラス側電源電圧ＶDDが印加され、また、ドレイン端子が第２の可変抵抗回路２３の一端に接続されるとともに、ゲート端子がオペアンプ２１の出力端子に接続される。
【0039】
第２の可変抵抗回路２３は、一端が第５のトランジスタ２２のドレイン端子に接続され、他端が基準電位ＶSS（即ち、ＧＮＤ）に接続される。
【0040】
第２の可変抵抗回路２３は、図５に示す素子などの相互の接続態様の回路構成を備え、第２のデコーダ２３１と、複数のトランジスタ（図５に示す例では、３つのトランジスタ２３２ａ，２３２ｂ，２３２ｃ）と、複数の抵抗素子（図５に示す例では、４つの抵抗素子２３３ａ，２３３ｂ，２３３ｃ，２３３ｄ）とを含む。なお、図５に示す例ではトランジスタが３つであるとともに抵抗素子が４つであるようにしているが、トランジスタおよび抵抗素子の個数は、特定の値に限定されるものではなく、図５に示す例よりも少なくてもよいし多くてもよい。
【0041】
第２のデコーダ２３１は、第２の抵抗制御信号Ｒ2contの入力を受け、前記第２の抵抗制御信号Ｒ2contに従って複数のトランジスタ２３２ａ～２３２ｃのそれぞれのオン状態とオフ状態とを切り替えて制御するオンオフ信号を生成し、生成した前記オンオフ信号を前記複数のトランジスタ２３２ａ～２３２ｃのそれぞれに対して出力する。そして、複数のトランジスタ２３２ａ～２３２ｃのそれぞれのオン状態とオフ状態とが切り替えられることにより、第２の可変抵抗回路２３としての抵抗値Ｒes2が調節される。
【0042】
複数の抵抗素子２３３ａ～２３３ｄは、すべてが相互に縦続接続される。
【0043】
複数のトランジスタ２３２ａ～２３２ｃは、各々、例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ゲート端子に第２のデコーダ２３１から出力される第２の抵抗制御信号Ｒ2contが入力され、また、抵抗素子２３３ｂ，２３３ｃ，２３３ｄのそれぞれに対して並列に接続される。
【0044】
第２の抵抗制御信号Ｒ2contは、定電流回路が用いられて基準抵抗（例えば、抵抗値許容差が±１％程度のもの；「標準抵抗器」とも呼ばれる）と抵抗値Ｒes2とが比較され、抵抗値Ｒes2を基準抵抗と同様の精度に調節するように生成されて利用される。
【0045】
第２の抵抗制御信号Ｒ2contの内容（即ち、コード）に基づいて第２のデコーダ２３１から出力されるオンオフ信号に従って複数のトランジスタ２３２ａ～２３２ｃそれぞれのオン／オフの状態が切り替えられ、これにより、第２の可変抵抗回路２３としての抵抗値Ｒes2が調節される。
【0046】
そして、第２の可変抵抗回路２３の抵抗値がＲes2であるとき、第５のトランジスタ２２に流れる電流Ｉctatは、Ｉctat ＝ Ｖref／Ｒes2 となる。
【0047】
図５に示す構成を備える第２の可変抵抗回路２３により、抵抗のプロセスばらつきが補正される。そして、図４および図５に示す構成を備えるＣＴＡＴ電流源２により、抵抗のプロセスばらつきが補正された結果として、電源電圧ＶDDの変動に依存しない電圧が生成される。具体的には、オペアンプ２１の出力端子と第５のトランジスタ２２のゲート端子との接続点から、ＣＴＡＴ電流源２の出力として、絶対温度に対して相補的なＣＴＡＴ電圧Ｖrefctatが引き出される。
【0048】
可変電流減算回路３は、図６に示す素子や回路などの相互の接続態様の回路構成を備え、制御信号Ｓcontの入力を受けるとともに、参照電圧源１から出力されるＰＴＡＴ電圧ＶrefptatおよびＣＴＡＴ電流源２から出力されるＣＴＡＴ電圧Ｖrefctatの供給を受けて、参照電流Ｉhrefを出力する。
【0049】
可変電流減算回路３は、第６乃至第１４のトランジスタ３１～３９と、第１のトランジスタ群４１と、第２のトランジスタ群４２と、第３のデコーダ４３とを含む。
【0050】
第１のトランジスタ群４１は、複数のミラー部トランジスタ（図６に示す例では、３つのトランジスタ４１１ａ，４１１ｂ，４１１ｃ；「ミラー部トランジスタ４１１ａ～４１１ｃ」とも表記する）と、複数の制御用トランジスタ（図６に示す例では、２つのトランジスタ４１２ａ，４１２ｂ；「制御用トランジスタ４１２ａ，４１２ｂ」とも表記する）とを有する。
【0051】
第２のトランジスタ群４２は、複数のミラー部トランジスタ（図６に示す例では、３つのトランジスタ４２１ａ，４２１ｂ，４２１ｃ；「ミラー部トランジスタ４２１ａ～４２１ｃ」とも表記する）と、複数の制御用トランジスタ（図６に示す例では、２つのトランジスタ４２２ａ，４２２ｂ；「制御用トランジスタ４２２ａ，４２２ｂ」とも表記する）とを有する。
【0052】
なお、図６に示す例では、第１のトランジスタ群４１も第２のトランジスタ群４２も、ミラー部トランジスタが３つであるとともに制御用トランジスタが２つであるようにしているが、ミラー部トランジスタおよび制御用トランジスタの個数は、特定の値に限定されるものではなく、図６に示す例よりも少なくてもよいし多くてもよい。なお、第１のトランジスタ群４１のミラー部トランジスタや制御用トランジスタの個数と第２のトランジスタ群のミラー部トランジスタや制御用トランジスタの個数とが相互に異なるようにしてもよい。
【0053】
第６のトランジスタ３１は、例えばＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子にプラス側電源電圧ＶDDが印加されるとともに、ゲート端子にＣＴＡＴ電圧Ｖrefctatが印加され、また、ドレイン端子が第７のトランジスタ３２のドレイン端子に接続される。
【0054】
第７のトランジスタ３２は、例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子が基準電位ＶSS（即ち、ＧＮＤ）に接続され、また、ドレイン端子が第６のトランジスタ３１のドレイン端子に接続されるとともに、ゲート端子が第１のトランジスタ群４１のミラー部トランジスタ４１１ａ～４１１ｃそれぞれのゲート端子に接続される。第７のトランジスタ３２のゲート端子とドレイン端子とは短絡接続される（即ち、ダイオード接続される）。
【0055】
第８のトランジスタ３３は、例えばＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子にプラス側電源電圧ＶDDが印加されるとともに、ゲート端子にＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatが印加され、また、ドレイン端子が第１のトランジスタ群４１のミラー部トランジスタ４１１ａ～４１１ｃそれぞれのドレイン端子に接続される。
【0056】
第９のトランジスタ３４は、例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子が基準電位ＶSS（即ち、ＧＮＤ）に接続され、また、ドレイン端子が第８のトランジスタ３３のドレイン端子と第１のトランジスタ群４１のミラー部トランジスタ４１１ａ～４１１ｃそれぞれのドレイン端子との接続点に接続されるとともに、ゲート端子が第１０のトランジスタ３５のゲート端子に接続される。
【0057】
第１０のトランジスタ３５は、例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子が基準電位ＶSS（即ち、ＧＮＤ）に接続され、また、ドレイン端子が第１１のトランジスタ３６のドレイン端子に接続されるとともに、ゲート端子が第９のトランジスタ３４のゲート端子に接続される。第１０のトランジスタ３５のゲート端子とドレイン端子とは短絡接続される（即ち、ダイオード接続される）。
【0058】
第１１のトランジスタ３６は、例えばＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子にプラス側電源電圧ＶDDが印加され、また、ドレイン端子が第１０のトランジスタ３５のドレイン端子に接続されるとともに、ゲート端子が第２のトランジスタ群４２のミラー部トランジスタ４２１ａ～４２１ｃそれぞれのゲート端子に接続される。第１１のトランジスタ３６のゲート端子とドレイン端子とは短絡接続される（即ち、ダイオード接続される）。
【0059】
第１２のトランジスタ３７は、例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子が基準電位ＶSS（即ち、ＧＮＤ）に接続され、また、ドレイン端子が第２のトランジスタ群４２のミラー部トランジスタ４２１ａ～４２１ｃそれぞれのドレイン端子に接続されるとともに、ゲート端子が第１３のトランジスタ３８のゲート端子に接続される。第１２のトランジスタ３７のゲート端子とドレイン端子とは短絡接続される（即ち、ダイオード接続される）。
【0060】
第１３のトランジスタ３８は、例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子が基準電位ＶSS（即ち、ＧＮＤ）に接続され、また、ドレイン端子が第１４のトランジスタ３９のドレイン端子に接続されるとともに、ゲート端子が第１２のトランジスタ３７のゲート端子に接続される。
【0061】
第１４のトランジスタ３９は、例えばＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子にプラス側電源電圧ＶDDが印加され、また、ドレイン端子が第１３のトランジスタ３８のドレイン端子に接続されるとともに、ゲート端子がドレイン端子と短絡接続される（即ち、ダイオード接続される）。
【0062】
第１のトランジスタ群４１のミラー部トランジスタ４１１ａ～４１１ｃは、各々、例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ゲート端子が第７のトランジスタ３２のゲート端子に接続されるとともに、ドレイン端子が第８のトランジスタ３３のドレイン端子に接続される。
【0063】
第１のトランジスタ群４１のミラー部トランジスタ４１１ａ～４１１ｃのうち、出力側の端のトランジスタ４１１ｃを除く、トランジスタ４１１ａ，４１１ｂ各々のソース端子が制御用トランジスタ４１２ａ，４１２ｂそれぞれのドレイン端子に接続される。
【0064】
第１のトランジスタ群４１のミラー部トランジスタ４１１ａ～４１１ｃのうち、出力側の端のトランジスタ４１１ｃは、ソース端子が基準電位ＶSS（即ち、ＧＮＤ）に接続される。
【0065】
第１のトランジスタ群４１の制御用トランジスタ４１２ａ，４１２ｂは、各々、例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ゲート端子に第３のデコーダ４３から出力される第１のオンオフ信号が入力され、また、ソース端子が基準電位ＶSS（即ち、ＧＮＤ）に接続されるとともに、ドレイン端子がミラー部トランジスタ４１１ａ，４１１ｂそれぞれのソース端子に接続される。
【0066】
第２のトランジスタ群４２のミラー部トランジスタ４２１ａ～４２１ｃは、各々、例えばＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ゲート端子が第１１のトランジスタ３６のゲート端子に接続されるとともに、ドレイン端子が第１２のトランジスタ３７のドレイン端子に接続される。
【0067】
第２のトランジスタ群４２のミラー部トランジスタ４２１ａ～４２１ｃのうち、出力側の端のトランジスタ４２１ｃを除く、トランジスタ４２１ａ，４２１ｂ各々のソース端子が制御用トランジスタ４２２ａ，４２２ｂそれぞれのドレイン端子に接続される。
【0068】
第２のトランジスタ群４２のミラー部トランジスタ４２１ａ～４２１ｃのうち、出力側の端のトランジスタ４２１ｃは、ソース端子にプラス側電源電圧ＶDDが印加される。
【0069】
第２のトランジスタ群４２の制御用トランジスタ４２２ａ，４２２ｂは、各々、例えばＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子にプラス側電源電圧ＶDDが印加されるとともに、ゲート端子に第３のデコーダ４３から出力される第２のオンオフ信号が入力され、また、ドレイン端子がミラー部トランジスタ４２１ａ，４２１ｂそれぞれのソース端子に接続される。
【0070】
第３のデコーダ４３は、制御信号Ｓcontの入力を受け、前記制御信号Ｓcontに従って第１のトランジスタ群４１の制御用トランジスタ４１２ａ，４１２ｂのそれぞれのオン状態とオフ状態とを切り替えて制御する第１のオンオフ信号を生成し、生成した前記第１のオンオフ信号を前記制御用トランジスタ４１２ａ，４１２ｂのそれぞれに対して出力し、また、前記制御信号Ｓcontに従って第２のトランジスタ群４２の制御用トランジスタ４２２ａ，４２２ｂのそれぞれのオン状態とオフ状態とを切り替えて制御する第２のオンオフ信号を生成し、生成した前記第２のオンオフ信号を前記制御用トランジスタ４２２ａ，４２２ｂのそれぞれに対して出力する。
【0071】
制御信号Ｓcontは、シミュレーションもしくは実機検証によって電界効果トランジスタの相互コンダクタンスならびに入出力負荷の温度特性をみて、使用する接合温度範囲（言い換えると、想定される接合温度範囲）で各種特性が一定になるように調整されて設定される。制御信号Ｓcontは、例えば、可変電流減算回路３に備えられるヒューズや不揮発性メモリに記憶／格納されて用いられる。
【0072】
そして、ゲート端子にＣＴＡＴ電圧Ｖrefctatが印加される第６のトランジスタ３１には電流Ｉctatが流れ、ゲート端子にＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatが印加される第８のトランジスタ３３には Ｎ×Ｉptat の電流が流れる。
【0073】
Ｎは、第８のトランジスタ３３についての、ゲート端子に印可される電圧に対するドレイン端子の電流の比に相当する係数であり、電界効果トランジスタのゲート幅やゲート長などにより決定づけられる。Ｎは、シミュレーションもしくは実機検証によって電界効果トランジスタの相互コンダクタンスならびに入出力負荷の温度特性をみて、使用する接合温度範囲（言い換えると、想定される接合温度範囲）で各種特性が一定になるように調整されて設定される。Ｎは、例えば、可変電流減算回路３に備えられるヒューズや不揮発性メモリに記憶／格納されて用いられる。
【0074】
また、第１のトランジスタ群４１のミラー部トランジスタ４１１ａ～４１１ｃのうちの出力側の端のトランジスタ４１１ｃに於ける電流は Ｍ×Ｉctat となる。ここで、Ｍは、第１のトランジスタ群４１のミラー部トランジスタ４１１ａ～４１１ｃのうち、出力側の端のトランジスタ４１１ｃと制御用トランジスタ４１２ａ，４１２ｂのなかでオン状態になっているトランジスタと接続されているトランジスタとの個数である。なお、出力側の端のトランジスタ４１１ｃは制御用トランジスタとは接続されておらずオン／オフ状態が切り替わることがなく常にオン状態の個数としてカウントされるので、Ｍは１以上の整数である。
【0075】
そして、第９のトランジスタ３４に Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat の電流が流れるとともに電流ミラー接続されている第１０のトランジスタ３５にも Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat の電流が流れる。つまり、温度に対して一次の正特性を有するＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatに基づく電流 Ｎ×Ｉptat から、絶対温度に対して相補的なＣＴＡＴ電圧Ｖrefctatに基づく電流 Ｍ×Ｉctat が減算される。ここで、Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat によって電流の温度傾斜の傾きが決まり（別言すると、設定され）、係数Ｎの値は Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat＞０ となるように調節されて決定／設定される。
【0076】
さらに、第２のトランジスタ群４２のミラー部トランジスタ４２１ａ～４２１ｃのうちの出力側の端のトランジスタ４２１ｃに於ける電流は Ｋ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat) となる。ここで、Ｋは、第２のトランジスタ群４２のミラー部トランジスタ４２１ａ～４２１ｃのうち、出力側の端のトランジスタ４２１ｃと制御用トランジスタ４２２ａ，４２２ｂのなかでオン状態になっているトランジスタと接続されているトランジスタとの個数である。なお、出力側の端のトランジスタ４２１ｃは制御用トランジスタとは接続されておらずオン／オフ状態が切り替わることがなく常にオン状態の個数としてカウントされるので、Ｋは１以上の整数である。
【0077】
そして、出力側の端のトランジスタ４２１ｃと直列にダイオード接続される第１２のトランジスタ３７および当該第１２のトランジスタ３７と電流ミラー接続される第１３のトランジスタ３８を介して第１４のトランジスタ３９に於ける参照電流Ｉhrefは、Ｉhref＝Ｋ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat) となる。この参照電流Ｉhrefが引き出されて高周波増幅回路９へと供給される。
【0078】
このように、電流Ｉhrefの大きさが出力すべき参照電流となるように、第３のデコーダ４３から出力される第１のオンオフ信号により、制御用トランジスタ４１２ａ，４１２ｂのうちオン状態とするトランジスタの個数が調節されてＭの値が調整され、また、第３のデコーダ４３から出力される第２のオンオフ信号により、制御用トランジスタ４２２ａ，４２２ｂのうちオン状態とするトランジスタの個数が調節されてＫの値が調整される。
【0079】
上記のような高周波回路用参照電流回路によれば、プラス側電源電圧ＶDDと参照電流Ｉhrefとの間の関係は図９に示すように、プラス側電源電圧ＶDDが凡そ０．６（Ｖ）以上の領域において参照電流Ｉhref（Ａ）の変化の傾きが緩やかになり、高温（具体的には、１２０℃；図中、実線）と低温（具体的には、－４０℃；図中、破線）とのどちらにおいてもプラス側電源電圧ＶDDに依存しない電流特性が得られることが確認される。
【0080】
上記のような高周波回路用参照電流回路によれば、また、図１０に示すように、可変電流減算回路３に入力される制御信号Ｓcontを変化させることにより、参照電流Ｉhrefの対温度勾配（即ち、電流の温度傾斜）を変化させることが可能であることが確認される。図中の「傾き（＝０，１，２，３）」は電流の温度傾斜の傾きであり、温度に対して一次の正特性を有するＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatに基づく電流 Ｎ×Ｉptat から絶対温度に対して相補的なＣＴＡＴ電圧Ｖrefctatに基づく電流 Ｍ×Ｉctat を減算した Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat によって決まる。なお、図中のＣＴＡＴおよびＰＴＡＴは、制御信号Ｓcontを変化させることによる人為的な温度傾斜の傾きとの比較のために表示している。
【0081】
上記のような高周波回路用参照電流回路によれば、また、図１１に示すように、従来の一般的なＰＴＡＴ回路と比べ、高周波増幅回路９の利得の対温度変動が小さいことが確認される。具体的には、図１１に示す接合温度範囲において、従来の一般的なＰＴＡＴ回路の場合（図中、破線）には利得の最小値が－０．３８０であるとともに最大値が０．０９７であるので変動幅が０．４７７であるのに対して、上記のような高周波回路用参照電流回路の場合（図中、実線）には利得の最小値が－０．２１３であるとともに最大値が０．０３９であるので変動幅が０．２５２であり、上記のような高周波回路用参照電流回路の場合の方が利得の変動幅が小さい。なお、図１１では、接合温度２０℃で利得を規格化している。
【0082】
また、図１２に示すように、従来の一般的なＰＴＡＴ回路の場合（図中、破線）には高周波増幅回路９の利得が高くなることで低温側において安定係数（即ち、Ｋ－Ｆａｃｔｏｒ）が劣化するのに対して、上記のような高周波回路用参照電流回路の場合（図中、実線）には広い温度帯域（接合温度範囲）で利得が一定となるために低温側における安定係数の劣化が生じないことが確認される。
【0083】
すなわち、上記のような高周波回路用参照電流回路によれば、プロセスばらつきに対応し且つ電源電圧に依存しない、電流の温度傾斜が可変可能な参照電流回路が構成され、温度変化による高周波回路の特性変動を抑えることが可能となり、具体的には高周波回路の利得特性を温度変化に対して一定とするとともに低温における安定係数を改善することが可能となる。上記のような高周波回路用参照電流回路によれば、また、第１の可変抵抗回路１５や第２の可変抵抗回路２３を用いるようにしているので、リターンロスや利得のプロセスばらつきを軽減することが可能となる。
【0084】
（実施の形態２）
図１３は、この発明の実施の形態２に係る高周波回路用参照電流回路の概略構成を示す図である。
図１３は、この発明の実施の形態２に係る高周波回路用参照電流回路の概略構成を示す図である。
【0085】
実施の形態２に係る高周波回路用参照電流回路は、抵抗値を変化させる可変抵抗を備えて、温度に対して一次の正特性を有するＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatを出力するとともに、参照電圧Ｖrefを出力する参照電圧源１と、抵抗値を変化させる可変抵抗を備えるとともに、参照電圧源１から出力される参照電圧Ｖrefの供給を受けて、絶対温度に対して相補的なＣＴＡＴ電圧Ｖrefctatを出力するＣＴＡＴ電流源２と、参照電圧源１から出力されるＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatに基づいてＮ×Ｉptatの電流が流れるトランジスタ（但し、Ｎは係数）、各トランジスタのオン／オフの状態を切り替えてＣＴＡＴ電流源２から出力されるＣＴＡＴ電圧Ｖrefctatに基づいてＭ×Ｉctatの電流を生成するトランジスタ群（但し、Ｍは１以上の整数）、および、各トランジスタのオン／オフの状態を切り替えてＫ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat)の電流を生成するトランジスタ群（但し、Ｋは１以上の整数）を含む可変電流減算回路３と、参照電圧源１から出力されるＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatに基づいてｍ×Ｉptatの電流が流れるトランジスタ（但し、ｍは係数）、Ｋ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat)の電流が用いられて発生して可変電流減算回路３から出力される可変電流減算回路３から出力される温度傾斜電圧Ｖhrefに基づいて温度傾斜電流Ｉhrefが流れるトランジスタ、および、ｍ×Ｉptat≧Ｉhref の場合にｍ×Ｉptatの電流が流れるとともに ｍ×Ｉptat＜Ｉhref の場合にＩhrefの電流が流れるトランジスタを含む電流混合回路５と、を有し、参照電流Ｉrefmixとしてｍ×ＩptatまたはＩhrefを高周波増幅回路９へと供給する。
【0086】
実施の形態２は、電流混合回路５を有する点で上記の実施の形態１と異なる一方で上記の実施の形態１と共通する構成もあり、実施の形態１と同様の構成については実施の形態１と同じ符号を付して説明を省略する。
【0087】
電流混合回路５は、図１４に示す素子や回路などの相互の接続態様の回路構成を備え、制御電流Ｉcontの供給を受けるとともに参照電圧源１から出力されるＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatおよび可変電流減算回路３から出力される温度傾斜電圧Ｖhrefの供給を受けて、参照電流Ｉrefmixを出力する。
【0088】
電流混合回路５は、第１５乃至第１８のトランジスタ５１～５４と、第２のオペアンプ５５と、第１９乃至第２２のトランジスタ５６～５９とを含む。
【0089】
第１５のトランジスタ５１は、例えばＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子にプラス側電源電圧ＶDDが印加されるとともに、ゲート端子に制御電流Ｉcontが供給され、また、ドレイン端子が第１６のトランジスタ５２のソース端子に接続される。
【0090】
制御電流Ｉcontは、シミュレーションもしくは実機検証によって電界効果トランジスタの相互コンダクタンスならびに入出力負荷の温度特性をみて、使用する接合温度範囲（言い換えると、想定される接合温度範囲）で各種特性が一定になるように調整されて設定される。制御電流Ｉcontは、例えば、電流混合回路５に備えられるヒューズや不揮発性メモリに記憶／格納されて用いられる。
【0091】
第１６のトランジスタ５２は、例えばＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ゲート端子にＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatが印加され、また、ソース端子が第１５のトランジスタ５１のドレイン端子に接続されるとともに、ドレイン端子が第１７のトランジスタ５３のドレイン端子および第１８のトランジスタ５４のドレイン端子に接続される。
【0092】
第１７のトランジスタ５３は、例えばＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子にプラス側電源電圧ＶDDが印加されるとともに、ゲート端子にＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatが印加され、また、ドレイン端子が第１６のトランジスタ５２のドレイン端子および第１８のトランジスタ５４のドレイン端子に接続される。
【0093】
第１８のトランジスタ５４は、例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子が基準電位ＶSS（即ち、ＧＮＤ）に接続され、また、ドレイン端子が第１６のトランジスタ５２のドレイン端子と第１７のトランジスタ５３のドレイン端子との接続点に接続されるとともに、ゲート端子が第２のオペアンプ５５の反転入力端子(－)に接続される。第１８のトランジスタ５４のゲート端子とドレイン端子とは短絡接続される（即ち、ダイオード接続される）。
【0094】
第２のオペアンプ５５は、反転入力端子(－)に第１８のトランジスタ５４のゲート端子が接続されるとともに、非反転入力端子(＋)に第１９のトランジスタ５６のゲート端子および第２２のトランジスタ５９のゲート端子が接続され、また、出力端子が第２０のトランジスタ５７のゲート端子に接続される。
【0095】
第１９のトランジスタ５６は、例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子が基準電位ＶSS（即ち、ＧＮＤ）に接続され、また、ドレイン端子が第２０のトランジスタ５７のドレイン端子に接続されるとともに、ゲート端子が第２のオペアンプ５５の非反転入力端子(＋)に接続される。第１９のトランジスタ５６のゲート端子とドレイン端子とは短絡接続される（即ち、ダイオード接続される）。
【0096】
第２０のトランジスタ５７は、例えばＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子にプラス側電源電圧ＶDDが印加され、また、ドレイン端子が第１９のトランジスタ５６のドレイン端子に接続されるとともに、ゲート端子が第２のオペアンプ５５の出力端子に接続される。
【0097】
第２１のトランジスタ５８は、例えばＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ゲート端子に温度傾斜電圧Ｖhrefが印加されるとともに、ソース端子にプラス側電源電圧ＶDDが印加され、また、ドレイン端子が第１９のトランジスタ５６のドレイン端子と第２０のトランジスタ５７のドレイン端子との接続点に接続される。
【0098】
温度傾斜電圧Ｖhrefは、可変電流減算回路３の第１４のトランジスタ３９に於ける参照電流Ｉhref＝Ｋ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat) が用いられて発生して可変電流減算回路３から出力されて電流混合回路５へと入力される。
【0099】
第２２のトランジスタ５９は、例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ドレイン端子にプラス側電源電圧ＶDDが印加されるとともに、ソース端子が基準電位ＶSS（即ち、ＧＮＤ）に接続され、また、ゲート端子が第１９のトランジスタ５６のゲート端子に接続される。
【0100】
そして、各々のゲート端子にＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatが印加される第１６のトランジスタ５２および第１７のトランジスタ５３と接続される第１８のトランジスタ５４には ｍ×Ｉptat の電流が流れ、ゲート端子に温度傾斜電圧Ｖhrefが印加される第２１のトランジスタ５８には温度傾斜電流Ｉhrefが流れる。
【0101】
ｍは、第１８のトランジスタ５４についての、ゲート端子に印可される電圧に対するドレイン端子の電流の比に相当する係数であり、電界効果トランジスタのゲート幅やゲート長などにより決定づけられる。係数ｍは、シミュレーションもしくは実機検証によって電界効果トランジスタの相互コンダクタンスならびに入出力負荷の温度特性をみて、使用する接合温度範囲（言い換えると、想定される接合温度範囲）で各種特性が一定になるように調整されて設定される。係数ｍは、例えば、電流混合回路５に備えられるヒューズや不揮発性メモリに記憶／格納されて用いられる。
【0102】
ｍ×Ｉptatの電流は第１８のトランジスタ５４を用いて電圧に変換されるとともに温度傾斜電流Ｉhrefは第１９のトランジスタ５６を用いて電圧に変換されたうえで第２のオペアンプ５５によって比較される。そして、ｍ×Ｉptat≧Ｉhref の場合は、第１９のトランジスタ５６にｍ×Ｉptatの電流が流れて第２２のトランジスタ５９に於ける参照電流Ｉrefmix＝ｍ×Ｉptat となり、一方、ｍ×Ｉptat＜Ｉhref の場合は、第２０のトランジスタ５７がオフして、第１９のトランジスタ５６に温度傾斜電流Ｉhrefが流れて第２２のトランジスタ５９に於ける参照電流Ｉrefmix＝Ｉhref となる。
【0103】
そして、第２２のトランジスタ５９に於ける参照電流Ｉrefmixが引き出されて高周波増幅回路９へと供給される。
【0104】
上記のような高周波回路用参照電流回路の作用効果の説明に関連して、電界効果トランジスタの相互コンダクタンスの温度依存性の例を図７に示す。図７に示すように、電界効果トランジスタの相互コンダクタンスを温度上昇に伴う変動を補償して一定にするためには、零温度係数点（Ｚero Ｔemperature Ｃoefficient Ｐoint）を境として、正温度係数側では温度の上昇に応じてゲート端子電圧を下げる必要があり、負温度係数側では温度の上昇に応じてゲート端子電圧を上げる必要がある。
【0105】
上記から、参照電流回路に求められる特性として、図８の概念図に示すように、低温側における相互コンダクタンスおよび相対負荷の温度特性を考慮した温度依存性のある電流（図中、Ｉslope1）と、高温側における相互コンダクタンスおよび相対負荷の温度特性を考慮した温度依存性のある電流（図中、Ｉslope2）と、を出力可能であることが挙げられる。なお、低温側と高温側とは、使用する接合温度範囲（言い換えると、想定される接合温度範囲）のうち最も一般的／頻繁に想定される接合温度を境として区分されたり、前記接合温度範囲の中ほどの接合温度を境として区分されたりすることが考えられる。
【0106】
これに対して、上記のような高周波回路用参照電流回路によれば、電流混合回路５（特に、第２のオペアンプ５５）の働き／ふるまいにより、参照電流Ｉrefmixについてｍ×ＩptatとＩhrefとの切り替えが行われて、低温側における特性を考慮した温度依存性のある電流と高温側における特性を考慮した温度依存性のある電流とが出力される。
【0107】
上記のような高周波回路用参照電流回路によれば、また、図１５に示すように、可変電流減算回路３に入力される制御信号Ｓcontおよび電流混合回路５に供給される制御電流Ｉcontを変化させることにより、特に第２のオペアンプ５５の働き／ふるまいも相まって、参照電流Ｉrefmixの対温度勾配（即ち、電流の温度傾斜）を任意の温度を境として任意に変化させることが可能であることが確認される。すなわち、図１５に示すように、制御信号Ｓcontおよび制御電流Ｉcontが或る設定の場合（図中、二点鎖線）と他の設定の場合（図中、破線）とで、参照電流Ｉrefmixの対温度勾配（即ち、電流の温度傾斜）が変化する接合温度を任意に変えることが可能であり、且つ、前記接合温度の前後の傾きを任意に変えることが可能である。
【0108】
上記のような高周波回路用参照電流回路によれば、また、図１６に示すように、従来の一般的なＰＴＡＴ回路と比べ、高周波増幅回路９の利得の対温度変動が小さいことが確認される。具体的には、図１６に示す接合温度範囲において、従来の一般的なＰＴＡＴ回路の場合（図中、破線）には利得の最小値が－０．３８０であるとともに最大値が０．０９７であるので変動幅が０．４７７であるのに対して、上記のような高周波回路用参照電流回路の場合（図中、実線）には利得の最小値が－０．００１であるとともに最大値が０．０５１であるので変動幅が０．０５２であり、上記のような高周波回路用参照電流回路の場合の方が利得の変動幅が小さい。なお、図１６では、接合温度２０℃で利得を規格化している。
【0109】
また、図１７に示すように、従来の一般的なＰＴＡＴ回路の場合（図中、破線）には高周波増幅回路９の利得が高くなることで低温側において安定係数（即ち、Ｋ－Ｆａｃｔｏｒ）が劣化するのに対して、上記のような高周波回路用参照電流回路の場合（図中、実線）には広い温度帯域（接合温度範囲）で利得が一定となるために低温側における安定係数の劣化が生じないことが確認される。
【0110】
すなわち、上記のような高周波回路用参照電流回路によれば、プロセスばらつきに対応し且つ電源電圧に依存しない、電流の温度傾斜が可変可能な参照電流回路が構成され、温度変化による高周波回路の特性変動を抑えることが可能となり、具体的には高周波回路の利得特性を温度変化に対して一定とするとともに低温における安定係数を改善することが可能となる。上記のような高周波回路用参照電流回路によれば、また、第１の可変抵抗回路１５や第２の可変抵抗回路２３を用いるようにしているので、リターンロスや利得のプロセスばらつきを軽減することが可能となる。
【0111】
（実施の形態３）
図１８は、この発明の実施の形態３に係る高周波回路用参照電流回路の概略構成を示す図である。
図１８は、この発明の実施の形態３に係る高周波回路用参照電流回路の概略構成を示す図である。
【0112】
実施の形態３に係る高周波回路用参照電流回路は、抵抗値を変化させる可変抵抗を備えて、温度に対して一次の正特性を有するＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatを出力するとともに、参照電圧Ｖrefを出力する参照電圧源１と、抵抗値を変化させる可変抵抗を備えるとともに、参照電圧源１から出力される参照電圧Ｖrefの供給を受けて、絶対温度に対して相補的なＣＴＡＴ電圧Ｖrefctatを出力するＣＴＡＴ電流源２と、参照電圧源１から出力されるＰＴＡＴ電圧Ｖrefptatに基づいてＮ×Ｉptatの電流が流れるトランジスタ（但し、Ｎは係数）、各トランジスタのオン／オフの状態を切り替えてＣＴＡＴ電流源２から出力されるＣＴＡＴ電圧Ｖrefctatに基づいてＭ×Ｉctatの電流を生成するトランジスタ群（但し、Ｍは１以上の整数）、および、各トランジスタのオン／オフの状態を切り替えてＫ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat)の電流を生成するトランジスタ群（但し、Ｋは１以上の整数）を含む可変電流減算回路３と、温度センサ６と、を有し、温度センサ６によって検知される温度に基づいてＭの値およびＫの値を調整し、参照電流Ｉhref＝Ｋ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat)を高周波増幅回路９へと供給する。
【0113】
実施の形態３は、温度センサ６、Ａ／Ｄ変換器７、および制御回路８を有する点で上記の実施の形態１と異なる一方で上記の実施の形態１と共通する構成もあり、実施の形態１と同様の構成については実施の形態１と同じ符号を付して説明を省略する。
【0114】
Ａ／Ｄ変換器７は、接合温度に応じて電圧が変化する温度センサ６から出力される信号を温度計測値に変換して出力する。
【0115】
制御回路８は、Ａ／Ｄ変換器７から出力される、温度計測値に対応するデジタル値に基づいて制御信号Ｓcontを生成して出力する。
【0116】
実施の形態３では、温度計測値に応じて生成される制御信号Ｓcontにより、第１のトランジスタ群４１のミラー部トランジスタ４１１ａ～４１１ｃのうちの出力側の端のトランジスタ４１１ｃに於ける電流 Ｍ×Ｉctat および第２のトランジスタ群４２のミラー部トランジスタ４２１ａ～４２１ｃのうちの出力側の端のトランジスタ４２１ｃに於ける電流 Ｋ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat) について、延いては可変電流減算回路３の第１４のトランジスタ３９に於ける参照電流Ｉhref＝Ｋ×(Ｎ×Ｉptat－Ｍ×Ｉctat)について、接合温度に応じて、Ｍの値を調整するように制御用トランジスタ４１２ａ，４１２ｂのうちオン状態とするトランジスタの個数が調節されるとともに、Ｋの値を調整するように制御用トランジスタ４２２ａ，４２２ｂのうちオン状態とするトランジスタの個数が調節される。
【0117】
上記のような高周波回路用参照電流回路によれば、図１９に示すように、従来の一般的なＰＴＡＴ回路と比べ、高周波増幅回路９の利得の対温度変動が小さいことが確認される。具体的には、図１９に示す接合温度範囲において、従来の一般的なＰＴＡＴ回路の場合（図中、破線）には利得の最小値が－０．３８０であるとともに最大値が０．０９７であるので変動幅が０．４７７であるのに対して、上記のような高周波回路用参照電流回路の場合（図中、実線）には利得の最小値が－０．０９９であるとともに最大値が０．０００であるので変動幅が０．０９９であり、上記のような高周波回路用参照電流回路の場合の方が利得の変動幅が小さい。なお、図１９では、接合温度２０℃で利得を規格化している。
【0118】
また、図２０に示すように、従来の一般的なＰＴＡＴ回路の場合（図中、破線）には高周波増幅回路９の利得が高くなることで低温側において安定係数（即ち、Ｋ－Ｆａｃｔｏｒ）が劣化するのに対して、上記のような高周波回路用参照電流回路の場合（図中、実線）には広い温度帯域（接合温度範囲）で利得が一定となるために低温側における安定係数の劣化が生じないことが確認される。
【0119】
すなわち、上記のような高周波回路用参照電流回路によれば、プロセスばらつきに対応し且つ電源電圧に依存しない、電流の温度傾斜が可変可能な参照電流回路が構成され、温度変化による高周波回路の特性変動を抑えることが可能となり、具体的には高周波回路の利得特性を温度変化に対して一定とするとともに低温における安定係数を改善することが可能となる。上記のような高周波回路用参照電流回路によれば、また、第１の可変抵抗回路１５や第２の可変抵抗回路２３を用いるようにしているので、リターンロスや利得のプロセスばらつきを軽減することが可能となる。
【0120】
上記のような高周波回路用参照電流回路によれば、さらに、温度センサ６を備えるようにして実際の接合温度に応じて能動的に電流の温度傾斜を変えることにより、温度変化に対する耐性を一層向上させることが可能となる。
【0121】
ここで、高周波増幅回路９のＳパラメータの状況を図２１に示す（尚、図の縦軸の「Counts」は各Ｓパラメータの値それぞれの出現頻度を表す）。図２１に示すＳパラメータについて標準偏差を計算すると、抵抗値が非一定の場合（図中「Without R Calibration」）にはＳ１１（ｄＢ）：１．４７２，Ｓ２２（ｄＢ）：５．６８０，およびＳ２１（ｄＢ）：０．１７７であるのに対して、この発明に係る高周波回路用参照電流回路の場合（図中「With R Calibration」）にはＳ１１（ｄＢ）：１．４５６，Ｓ２２（ｄＢ）：５．５５９，およびＳ２１（ｄＢ）：０．１６６３となり、この発明に係る高周波回路用参照電流回路によれば抵抗による電流源のプロセスばらつきが抑えられることによって各項目のばらつきの程度が軽減されることが確認される。
【0122】
さらに、高周波増幅回路９の安定係数（即ち、Ｋ－Ｆａｃｔｏｒ）の状況を図２２に示す（尚、図の縦軸の「Counts」は安定係数の値それぞれの出現頻度を表す）。図２２に示す結果から、抵抗値が一定の場合（図中「Without R Calibration」）と比べて、この発明に係る高周波回路用参照電流回路の場合（図中「With R Calibration」）には、抵抗による電流源のプロセスばらつきが抑えられることによって安定係数のばらつきの程度が軽減されることが確認される。
【0123】
以上、この発明の実施の形態について説明したが、具体的な構成は、上記の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。
【符号の説明】
【0124】
１ 参照電圧源
１１ 第１のトランジスタ
１２ 第２のトランジスタ
１３ 第３のトランジスタ
１４ 第４のトランジスタ
１５ 第１の可変抵抗回路
１５１ 第１のデコーダ
１５２ａ 第１の可変抵抗回路を構成するトランジスタ
１５２ｂ 第１の可変抵抗回路を構成するトランジスタ
１５２ｃ 第１の可変抵抗回路を構成するトランジスタ
１５３ａ 第１の可変抵抗回路を構成する抵抗素子
１５３ｂ 第１の可変抵抗回路を構成する抵抗素子
１５３ｃ 第１の可変抵抗回路を構成する抵抗素子
１５３ｄ 第１の可変抵抗回路を構成する抵抗素子
２ ＣＴＡＴ電流源
２１ オペアンプ
２２ 第５のトランジスタ
２３ 第２の可変抵抗回路
２３１ 第２のデコーダ
２３２ａ 第２の可変抵抗回路を構成するトランジスタ
２３２ｂ 第２の可変抵抗回路を構成するトランジスタ
２３２ｃ 第２の可変抵抗回路を構成するトランジスタ
２３３ａ 第２の可変抵抗回路を構成する抵抗素子
２３３ｂ 第２の可変抵抗回路を構成する抵抗素子
２３３ｃ 第２の可変抵抗回路を構成する抵抗素子
２３３ｄ 第２の可変抵抗回路を構成する抵抗素子
３ 可変電流減算回路
３１ 第６のトランジスタ
３２ 第７のトランジスタ
３３ 第８のトランジスタ
３４ 第９のトランジスタ
３５ 第１０のトランジスタ
３６ 第１１のトランジスタ
３７ 第１２のトランジスタ
３８ 第１３のトランジスタ
３９ 第１４のトランジスタ
４１ 第１のトランジスタ群
４１１ａ ミラー部トランジスタ
４１１ｂ ミラー部トランジスタ
４１１ｃ ミラー部トランジスタ
４１２ａ 制御用トランジスタ
４１２ｂ 制御用トランジスタ
４２ 第２のトランジスタ群
４２１ａ ミラー部トランジスタ
４２１ｂ ミラー部トランジスタ
４２１ｃ ミラー部トランジスタ
４２２ａ 制御用トランジスタ
４２２ｂ 制御用トランジスタ
４３ 第３のデコーダ
５ 電流混合回路
５１ 第１５のトランジスタ
５２ 第１６のトランジスタ
５３ 第１７のトランジスタ
５４ 第１８のトランジスタ
５５ 第２のオペアンプ
５６ 第１９のトランジスタ
５７ 第２０のトランジスタ
５８ 第２１のトランジスタ
５９ 第２２のトランジスタ
６ 温度センサ
７ Ａ／Ｄ変換器
８ 制御回路
９ 高周波増幅回路
１１ 第１のトランジスタ
１２ 第２のトランジスタ
１３ 第３のトランジスタ
１４ 第４のトランジスタ
１５ 第１の可変抵抗回路
１５１ 第１のデコーダ
１５２ａ 第１の可変抵抗回路を構成するトランジスタ
１５２ｂ 第１の可変抵抗回路を構成するトランジスタ
１５２ｃ 第１の可変抵抗回路を構成するトランジスタ
１５３ａ 第１の可変抵抗回路を構成する抵抗素子
１５３ｂ 第１の可変抵抗回路を構成する抵抗素子
１５３ｃ 第１の可変抵抗回路を構成する抵抗素子
１５３ｄ 第１の可変抵抗回路を構成する抵抗素子
２ ＣＴＡＴ電流源
２１ オペアンプ
２２ 第５のトランジスタ
２３ 第２の可変抵抗回路
２３１ 第２のデコーダ
２３２ａ 第２の可変抵抗回路を構成するトランジスタ
２３２ｂ 第２の可変抵抗回路を構成するトランジスタ
２３２ｃ 第２の可変抵抗回路を構成するトランジスタ
２３３ａ 第２の可変抵抗回路を構成する抵抗素子
２３３ｂ 第２の可変抵抗回路を構成する抵抗素子
２３３ｃ 第２の可変抵抗回路を構成する抵抗素子
２３３ｄ 第２の可変抵抗回路を構成する抵抗素子
３ 可変電流減算回路
３１ 第６のトランジスタ
３２ 第７のトランジスタ
３３ 第８のトランジスタ
３４ 第９のトランジスタ
３５ 第１０のトランジスタ
３６ 第１１のトランジスタ
３７ 第１２のトランジスタ
３８ 第１３のトランジスタ
３９ 第１４のトランジスタ
４１ 第１のトランジスタ群
４１１ａ ミラー部トランジスタ
４１１ｂ ミラー部トランジスタ
４１１ｃ ミラー部トランジスタ
４１２ａ 制御用トランジスタ
４１２ｂ 制御用トランジスタ
４２ 第２のトランジスタ群
４２１ａ ミラー部トランジスタ
４２１ｂ ミラー部トランジスタ
４２１ｃ ミラー部トランジスタ
４２２ａ 制御用トランジスタ
４２２ｂ 制御用トランジスタ
４３ 第３のデコーダ
５ 電流混合回路
５１ 第１５のトランジスタ
５２ 第１６のトランジスタ
５３ 第１７のトランジスタ
５４ 第１８のトランジスタ
５５ 第２のオペアンプ
５６ 第１９のトランジスタ
５７ 第２０のトランジスタ
５８ 第２１のトランジスタ
５９ 第２２のトランジスタ
６ 温度センサ
７ Ａ／Ｄ変換器
８ 制御回路
９ 高周波増幅回路
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【図22】
