特許 7574443 インバータ制御装置、計算方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-10-18

(45)【発行日】2024-10-28

(54)【発明の名称】インバータ制御装置、計算方法

(51)【国際特許分類】

   H02P 27/08 20060101AFI20241021BHJP

【ＦＩ】

H02P27/08

【請求項の数】 6

(21)【出願番号】P 2023531388

(86)(22)【出願日】2022-02-24

(86)【国際出願番号】 JP2022007760

(87)【国際公開番号】W WO2023276265

(87)【国際公開日】2023-01-05

【審査請求日】2023-10-12

(31)【優先権主張番号】P 2021110286

(32)【優先日】2021-07-01

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】509186579

【氏名又は名称】日立Ａｓｔｅｍｏ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002365

【氏名又は名称】弁理士法人サンネクスト国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】山辺 勇輝

(72)【発明者】

【氏名】明円 恒平

【審査官】谿花 正由輝

(56)【参考文献】

【文献】特開２００７－２５２０９４（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１７－２０８８９３（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０１９／００８６７６（ＷＯ，Ａ１）

【文献】国際公開第２０２１／０３６７９４（ＷＯ，Ａ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｐ ２７／０８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

スイッチング回路を用いて直流から三相交流に変換した電力をモータに供給するインバータに備えられるインバータ制御装置であって、
前記インバータは前記三相交流の各相の電流をまとめて１つの電流検出値として取得する電流計を備え、
前記モータは、当該モータの回転角を測定する角度センサを備え、
前記スイッチング回路を制御するためのＰＷＭ信号のデューティ値と、前記ＰＷＭ信号の１周期以内ごとに前記電流検出値を取得し前回取得した前記電流検出値と平均することで算出される当該電流検出値の平均値と、補正係数と、に基づいて、前記ＰＷＭ信号の１周期中における前記直流の電流値の平均値を推定する直流電流推定部を備え、
前記直流電流推定部は、前記ＰＷＭ信号の周期、前記回転角、および前記デューティ値に基づき前記補正係数を算出する係数算出部を備える、インバータ制御装置。

【請求項2】

請求項１に記載のインバータ制御装置において、
前記係数算出部は、前記各相の電流の波形が正弦波または余弦波であることを仮定して、前記ＰＷＭ信号の周期、前記回転角、および前記デューティ値に基づき前記補正係数を算出する、インバータ制御装置。

【請求項3】

請求項１に記載のインバータ制御装置において、
前記係数算出部は、前記各相の電流の波形が複数の正弦波または余弦波の重ね合わせであることを仮定して、前記ＰＷＭ信号の周期、前記回転角、および前記デューティ値に基づき前記補正係数を算出する、インバータ制御装置。

【請求項4】

請求項１に記載のインバータ制御装置において、
前記係数算出部は、前記電流計が前記各相の電流を測定するタイミングは、前記ＰＷＭ信号の各周期の始期と一致し、かつ、前記スイッチング回路の上アームに対応する前記ＰＷＭ信号がオンの区間の中心時刻は、前記ＰＷＭ信号の周期の中心時刻と一致することを仮定して、前記補正係数を算出する、インバータ制御装置。

【請求項5】

請求項１に記載のインバータ制御装置において、
前記係数算出部は、前記電流計が前記各相の電流を測定するタイミングは、前記ＰＷＭ信号の各周期の中心時刻と一致し、かつ、前記スイッチング回路の上アームに対応する前記ＰＷＭ信号がオフの区間の中心時刻は、前記ＰＷＭ信号の周期の中心時刻と一致することを仮定して、前記補正係数を算出する、インバータ制御装置。

【請求項6】

スイッチング回路を用いて直流から三相交流に変換した電力をモータに供給するインバータに備えられるインバータ制御装置が実行する計算方法であって、
前記インバータは前記三相交流の各相の電流をまとめて１つの電流検出値として取得する電流計を備え、
前記モータは、当該モータの回転角を測定する角度センサを備え、
前記スイッチング回路を制御するためのＰＷＭ信号のデューティ値と、前記ＰＷＭ信号の１周期以内ごとに前記電流検出値を取得し前回取得した前記電流検出値と平均することで算出される当該電流検出値の平均値と、補正係数と、に基づいて、前記ＰＷＭ信号の１周期中における前記直流の電流値の平均値を推定する直流電流推定ステップを含み、
前記直流電流推定ステップは、前記ＰＷＭ信号の周期、前記回転角、および前記デューティ値に基づき前記補正係数を算出する、計算方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、インバータ制御装置、および計算方法に関する。

【背景技術】

【0002】

モータを制御するインバータは、モータに供給される電流を演算により算出して制御に用いている。特許文献１には、多相電機子巻線を備えた交流回転電機をインバータ回路を介して制御する交流回転電機の制御装置であって、前記インバータ回路は、前記交流回転電機の各相に対応して設けられた上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とから構成され、直流電源から電力の供給を受けて前記交流回転電機を駆動するものであって、前記インバータ回路の前記上側スイッチング素子と前記下側スイッチング素子との間の中点電位を各相ごとに検出する中点電位検出部と、前記交流回転電機の各相の相電流を検出する相電流検出部と、前記中点電位検出部により検出された各相の中点電位と前記相電流検出部により検出された各相の相電流とに基づいて、前記インバータ回路に前記直流電源から入力される直流電流の電流推定値を算出する制御部とを備えた、交流回転電機の制御装置が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】日本国特開２０１８－１６４３２５号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

特許文献１に記載されている発明では、モータの高回転時に電流の高精度な算出が困難になる。

【課題を解決するための手段】

【0005】

本発明の第１の態様によるインバータ制御装置は、スイッチング回路を用いて直流から三相交流に変換した電力をモータに供給するインバータに備えられるインバータ制御装置であって、前記インバータは前記三相交流の各相の電流をまとめて１つの電流検出値として取得する電流計を備え、前記モータは、当該モータの回転角を測定する角度センサを備え、前記スイッチング回路を制御するためのＰＷＭ信号のデューティ値と、前記ＰＷＭ信号の１周期以内ごとに前記電流検出値を取得し前回取得した前記電流検出値と平均することで算出される当該電流検出値の平均値と、補正係数と、に基づいて、前記ＰＷＭ信号の１周期中における前記直流の電流値の平均値を推定する直流電流推定部を備え、前記直流電流推定部は、前記ＰＷＭ信号の周期、前記回転角、および前記デューティ値に基づき前記補正係数を算出する係数算出部を備える。
本発明の第２の態様による計算方法は、スイッチング回路を用いて直流から三相交流に変換した電力をモータに供給するインバータに備えられるインバータ制御装置が実行する計算方法であって、前記インバータは前記三相交流の各相の電流をまとめて１つの電流検出値として取得する電流計を備え、前記モータは、当該モータの回転角を測定する角度センサを備え、前記スイッチング回路を制御するためのＰＷＭ信号のデューティ値と、前記ＰＷＭ信号の１周期以内ごとに前記電流検出値を取得し前回取得した前記電流検出値と平均することで算出される当該電流検出値の平均値と、補正係数と、に基づいて、前記ＰＷＭ信号の１周期中における前記直流の電流値の平均値を推定する直流電流推定ステップを含み、前記直流電流推定ステップは、前記ＰＷＭ信号の周期、前記回転角、および前記デューティ値に基づき前記補正係数を算出する。

【発明の効果】

【0006】

本発明によれば、モータの高回転時にも高精度に電流を算出できる。

【図面の簡単な説明】

【0007】

【図1】インバータ制御装置を含むインバータの構成図

【図2】直流電流推定部の構成図

【図3】補正係数算出を説明するタイムチャート

【図4】本実施の形態における補正と比較例の補正との比較を示す図

【発明を実施するための形態】

【0008】

―実施の形態―
以下、図１～図４を参照して、インバータ制御装置の実施の形態を説明する。

【0009】

（構成）
図１は、インバータ制御装置２００を含むインバータ１００の構成図である。インバータ１００は、直流側が高圧電源３００に接続され、交流側がモータ４００に接続される。インバータ１００は、平滑コンデンサ１１０と、スイッチング回路１２０と、交流電流センサ１３０と、ゲートドライバ１４０と、インバータ制御装置２００と、を備える。

【0010】

高圧電源３００は、システム駆動用の電源回路である。モータ４００は、内部に３個の巻き線を有する３相電動機である。モータ４００には、モータの回転角度を測定するための角度センサ４１０が搭載されている。角度センサ４１０はモータ４００に搭載され、モータ４００の回転角度を検出してインバータ制御装置２００に角度信号Ｓ１を出力する。

【0011】

平滑コンデンサ１１０は、高圧電源３００とＩＧＢＴ１２０との間に接続され、電圧を平滑化する。ＩＧＢＴ１２０は、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相（以下、「ＵＶＷ相」と呼ぶ）の各相の交流電流を生成してモータ４００に供給する。スイッチング回路１２０は、平滑コンデンサ１１０とモータ４００の間に接続される。スイッチング回路１２０は、複数のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を含み、ＩＧＢＴはゲートドライバ１４０から出力されるＰＷＭ信号Ｓ２に従ってスイッチング動作を行う。交流電流センサ１３０は、ＩＧＢＴ１２０とモータ４００の間に接続され、両者の間に流れる交流電流の大きさを測定して電流値を電流値信号Ｓ３としてインバータ制御装置２００に出力する。交流電流センサ１３０は、インバータ制御装置２００から指定されるタイミングにおいて電流の測定を行う。

【0012】

ゲートドライバ１４０は、インバータ制御装置２００の動作指令に基づきスイッチング回路１２０を制御する。ゲートドライバ１４０はＩＧＢＴ１２０とインバータ制御装置２００の間に接続され、インバータ制御装置２００から出力されるＰＷＭ指令信号Ｓ４に基づきＰＷＭ信号Ｓ２を生成してスイッチング回路１２０に出力する。ゲートドライバ１４０がＰＷＭ指令信号Ｓ４を受信してからＰＷＭ信号Ｓ２を出力するまでに若干の遅れがあるため、ゲートドライバ１４０は、この遅れ時間を通知する目的でＰＷＭ信号Ｓ２の出力と同時にＰＷＭリードバック信号Ｓ５を生成してインバータ制御装置２００に出力する。

【0013】

インバータ制御装置２００は、モータ４００から出力されるトルクが目標値と一致するように、公知の手法によりＰＷＭ指令信号４５を生成し、ＰＷＭ指令信号４５をゲートドライバ１４０に出力する。インバータ制御装置２００は、ＰＷＭ指令信号４５の生成に、交流電流センサ１３０が出力する電流値信号Ｓ３、角度センサ４１０が出力する角度信号Ｓ１、およびゲートドライバ１４０が出力するＰＷＭリードバック信号Ｓ５を用いる。

【0014】

インバータ制御装置２００は、直流電流値の平均値を推定する直流電流推定部２９０を備える。直流電流推定部２９０の構成および動作を、後に図２を参照して説明する。インバータ制御装置２００はさらに、交流電流センサ１３０に対して電流測定のタイミングを指示する信号を送信する。詳しくは後述するが、電流測定のタイミングは、ＰＷＭ信号の各周期が始まるタイミングである。

【0015】

インバータ制御装置２００のハードウエア構成を説明する。インバータ制御装置２００は、信号の入出力を行う信号入出力部、および演算を行う演算部を備える。信号入出力部は、交流電流センサ１３０、角度センサ４１０、およびゲートドライバ１４０との信号の授受を行うハードウエアであり、たとえばＩＥＥＥ８０２．３に対応する通信インタフェースや、ＡＤ変換装置である。演算部は、中央演算装置であるＣＰＵ、読み出し専用の記憶装置であるＲＯＭ、および読み書き可能な記憶装置であるＲＡＭを備え、ＣＰＵがＲＯＭに格納されるプログラムをＲＡＭに展開して実行することで後述する演算を行う。

【0016】

演算部は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、およびＲＡＭの組み合わせの代わりに書き換え可能な論理回路であるＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や特定用途向け集積回路であるＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）により実現されてもよい。また演算部は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、およびＲＡＭの組み合わせの代わりに、異なる構成の組み合わせ、たとえばＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭとＦＰＧＡの組み合わせにより実現されてもよい。

【0017】

直流電流推定部２９０は、交流電流センサ１３０が出力する電流値信号Ｓ３、ゲートドライバ１４０が出力するＰＷＭリードバック信号Ｓ５、および角度センサ４１０が出力する角度信号Ｓ１を用いて直流電流の平均値を算出する。直流電流推定部２９０の構成および動作を詳述する。

【0018】

図２は、直流電流推定部２９０の構成図である。以下では各構成の動作を、数式を用いずに説明する。数式を用いた説明は後述する。直流電流推定部２９０は、デューティ算出部２０１と、ＡＣ電流平均値算出部２１０と、ＡＣ電流極性判定部２２０と、ＰＷＭデューティ補正部２３０と、係数算出部２４０と、積算部２５０と、直流電流平均値算出部２６０と、を備える。

【0019】

デューティ算出部２０１は、ＰＷＭリードバック信号Ｓ５におけるデューティ値Ｓ５Ｄを算出して出力する。ＡＣ電流平均値算出部２１０は、ＰＷＭ信号の周期ごとに交流電流センサ１３０により取得されるＡＣ電流値の前回値と今回値による平均値をＡＣ電流平均値として算出する。そしてこのＡＣ電流平均値を示すＡＣ電流平均値Ｉａを出力する。

【0020】

ＡＣ電流極性判定部２２０は、ＡＣ電流平均値算出部２１０により算出されたＡＣ電流平均値Ｉａを読み込み、ＡＣ電流平均値Ｉａの極性を判定する。ＡＣ電流極性判定部２２０は、ＡＣ電流平均値Ｉａが正の場合は極性が正であると判断し、”０”をデューティ補正値とする。ＡＣ電流極性判定部２２０は、ＡＣ電流平均値Ｉａが負の場合は極性が負であると判断し、デッドタイムをＰＷＭ信号の周期で除算した値をデューティ補正値ＤＢとする。なおデッドタイムはあらかじめ設定された値であり、ＰＷＭ信号の周期ＴＰはインバータ制御装置２００において状況に応じて設定された値である。ＡＣ電流極性判定部２２０は、デューティ補正値ＤＢをＰＷＭデューティ補正部２３０に出力する。

【0021】

ＰＷＭデューティ補正部２３０は、デューティ算出部２０１が出力するデューティ値Ｓ５Ｄと、ＡＣ電流極性判定部２２０が出力するデューティ補正値ＤＢとを加算し、補正後デューティ値ＣＤを算出する。ＰＷＭデューティ補正部２３０は、補正後デューティ値ＣＤを出力する。

【0022】

係数算出部２４０は、ＰＷＭデューティ補正部２３０から出力される補正後デューティ値ＣＤと、角度センサ４１０により取得される角度信号Ｓ１と、ＰＷＭ信号の周期ＴＰとを用いて補正係数Ｋを算出する。この補正係数Ｋは、時間積分平均値Ｉｃを算出するための係数なので「時間積分平均変換係数」とも呼べる。係数算出部２４０は、この係数を示す係数信号Ｓ８を出力する。

【0023】

積算部２５０は、ＡＣ電流平均値算出部２１０から出力されるＡＣ電流平均値Ｉａと、係数算出部２４０から出力される補正係数Ｋを乗算し、時間積分平均値Ｉｃを算出する。直流電流平均値算出部２６０は、積算部２５０が出力する時間積分平均値Ｓ９と、ＰＷＭデューティ補正部２３０が出力する補正後デューティ値ＣＤとを乗算し、三相分の総和をとることで、直流電流値平均値Ｓ１０を算出する。

【0024】

（測定と制御の条件）
直流電流推定部２９０による動作の詳細を説明する前に、本実施の形態における測定と制御の条件を説明する。本実施の形態における測定および制御は、次の３つの条件を満たす。第１の条件は、交流電流センサ１３０による電流の取得周期と、インバータ制御装置２００が出力するＰＷＭ信号の周期、すなわちＰＷＭのキャリア信号の周期とが一致することである。両者の周期が予め定められ、交流電流センサ１３０およびインバータ制御装置２００に内蔵される発振器を用いて両者の周期を同一に保ってもよい。また、角度センサ４１０とインバータ制御装置２００とで、周期を示す信号を送信することで両者の周期を同一に保ってもよい。本実施の形態では、ＰＷＭ信号の周期をＴＰとする。

【0025】

第２の条件は、交流電流センサ１３０による電流の測定は、ＵＶＷ相の各相における上アームのＰＷＭ信号がオフのタイミング、すなわちキャリア信号の谷で取得することである。第３の条件は、ＰＷＭ信号の周期の中心時刻と、ＵＶＷ相の上アームのＰＷＭ信号がオンの区間の中心時刻とが一致することである。

【0026】

（タイムチャート）
図３は、本実施の形態における補正係数算出を説明するタイムチャートである。図３において、図示左から右に時間が経過している。図の上部から下部にかけて順番に、交流電流、キャリア信号、Ｕ相上アームのＰＷＭ信号、Ｕ相下アームのＰＷＭ信号、Ｖ相上アームのＰＷＭ信号、Ｖ相下アームのＰＷＭ信号、Ｗ相上アームのＰＷＭ信号、Ｗ相下アームのＰＷＭ信号を示している。

【0027】

図３の上部から順番に説明する。最上部に示すＡＣ電流は、図３に示す範囲ではＵ相は常に正の値、図３に示す範囲ではＶ相およびＷ相は常に負の値である。Ｕ相は実線で示し、Ｖ相は破線で示し、Ｗ相は一点鎖線で示している。Ｕ相における白丸は電流を測定したタイミングを示しており、図３に示す範囲では時刻ｔ３および時刻ｔ４に電流が測定されている。

【0028】

図３の２段目に示すキャリア信号は、時刻ｔ３から時刻ｔ４までで１周期であり、この２つ時刻の差である時間がキャリア信号の周期ＴＰである。電流測定のタイミングも時刻ｔ３と時刻ｔ４なので、前述の第１の条件を満たしている。ここで、時刻ｔ３と時刻ｔ４の中心の時刻を時刻Ｔｃとする。すなわち時刻ｔ３から時刻ｔｃまでの時間と、時刻ｔｃから時刻ｔ４までの時間とが等しい長さである。キャリア信号は時刻ｔ３および時刻ｔ４が谷であり、時刻ｔｃに山となっている。そのため、電流を測定した時刻ｔ３および時刻ｔ４はキャリア信号の谷なので、前述の第２の条件を満たしている。

【0029】

図３の３段目に示すＵ相上アームのＰＷＭ信号は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までがオンである。時刻ｔ１と時刻ｔ２の中心は時刻ｔｃなので、前述の第３の条件を満たしていることがわかる。図３に示す範囲ではＵ相の電流は正なので、上アームがオンとなる時刻ｔ１から時刻ｔ２の間に電流が流れる。この電流の総量は図３において、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの電流の時間積分値であり、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間にＵ相の電流グラフと０Ａに挟まれる領域の面積、すなわち間隔が粗な右に傾いた斜線のハッチングで示す領域である。図３の４段目に示すＵ相下アームのＰＷＭ信号は、不図示の時刻から時刻ｔｕ１までと、時刻ｔｕ２から時刻ｔｕ３までと、時刻ｔｕ４から不図示の時刻までと、がオフになる時間である。

【0030】

図３の５段目に示すＶ相上アームのＰＷＭ信号は、時刻ｔｖ１から時刻ｔｖ２までがオンとなる時間である。時刻ｔｖ１と時刻ｔｖ２の中心の時刻が時刻ｔｃであり、第３の条件を満たしていることがわかる。図３の６段目に示すＶ相下アームのＰＷＭ信号は、時刻ｔｖ３から時刻ｔｖ４までがオフとなる時間である。図３に示す範囲においてＶ相の電流は負の値なので、この時刻ｔｖ３から時刻ｔｖ４の間に電流が流れる。この電流の総量は図３において、時刻ｔ３から時刻ｔ４の期間にＶ相の電流グラフと０Ａに挟まれる領域の面積、すなわち間隔が密な右に傾いた斜線のハッチングで示す領域である。

【0031】

図３の７段目に示すＷ相上アームのＰＷＭ信号は、時刻ｔｗ１から時刻ｔｗ２までと、時刻ｔｕ３から時刻ｔｕ４までと、がオンとなる時間である。図３の８段目に示すＷ相下アームのＰＷＭ信号は、時刻ｔｗ３から時刻ｔｗ４までがオフとなる時間である。図３に示す範囲においてＷ相の電流は負の値なので、この時刻ｔｗ３から時刻ｔｗ４の間に電流が流れる。この電流の総量は図３において、時刻ｔｗ３から時刻ｔｗ４の期間にＶ相の電流グラフと０Ａに挟まれる領域の面積、すなわち左に傾いた斜線のハッチングで示す領域である。

【0032】

本実施の形態では、ＰＷＭ信号の各周期の始期がＰＷＭ信号における谷に相当するので、上述した第１～第３の条件は、次のように整理することができる。すなわち、交流電流センサ１３０が各相の電流を測定するタイミングは、ＰＷＭ信号の各周期の始期と一致し、かつ、スイッチング回路１２０の上アームに対応するＰＷＭ信号がオンの区間の中心時刻は、ＰＷＭ信号の周期ＴＰの中心時刻と一致する、と整理できる。

【0033】

（計算式）
図３において、間隔が粗な右に傾いた斜線のハッチングで示すＵ相の電流の時間積分平均値Ｉｃは、電流が正弦波であると仮定すると、次の式１により表される。

【0034】

【数1】

【0035】

ただし式１において、Ａは電流の振幅、ωは角度信号Ｓ１およびＰＷＭ信号の周期から算出される角速度である。式１におけるｔ１およびｔ２は、図３における時刻ｔ１および時刻ｔ２である。この式１は、次の式２のように変形できる。

【0036】

【数2】

【0037】

その一方で、時刻ｔ３および時刻ｔ４に取得した電流値信号Ｓ３の平均値であるＡＣ電流平均値Ｉａは次の式３で表される。

【0038】

【数3】

【0039】

補正係数ＫはＩｃをＩａで除したものなので、補正係数Ｋは式変形により次の式４で表される。

【0040】

【数4】

【0041】

さらに式４を和差の公式を用いて展開すると式５が得られる。

【0042】

【数5】

【0043】

ここで、本実施の形態では上述した第１～第３の全ての条件を満たすので、「ｔ１＋ｔ２」と「ｔ３＋ｔ４」は等しいことから、式５は次の式６のように簡略化できる。

【0044】

【数6】

【0045】

さらに、ｔ３とｔ４の差がＰＷＭ信号の１周期であるＴＰなので、式６はさらに式７のように変形できる。

【0046】

【数7】

【0047】

式７において、周期ＴＰは既知であり、角速度ωは角度信号Ｓ１および周期ＴＰから算出可能であり、ｔ２－ｔ１は、補正後デューティ値ＣＤと周期ＴＰとの積である。そのため係数算出部２４０は、図２に示したように補正後デューティ値ＣＤと、ＰＷＭ信号の周期ＴＰと、角度信号Ｓ１とを用いて式７により補正係数Ｋを算出できる。

【0048】

（比較例）
本発明の効果を説明するために、公知の電流補正方法を説明する。以下に説明する公知補正方法は、前回測定値と今回測定値とを補正係数により重みづけすることで補正値を得る。比較例では、以下に示す式８により比較例補正値ＩＺｃを得る。ただし式８において、αは０以上１以下の重み係数、Ｉ_ｔは今回測定値、Ｉ_ｔ－１は前回測定値である。
ＩＺｃ ＝（１－α）Ｉ_ｔ＋αＩ_ｔ－１ ・・・（式８）

【0049】

図４は、本実施の形態における補正と比較例の補正との比較を示す図である。図４では、図示左側に本実施の形態におけるインバータ制御装置２００による補正を示し、図示右側に比較例による補正を示す。また図４では上部に第１の例を示し下部に第２の例を示す。第１の例では、電流が増加している最中に２回の測定が行われ、補正係数を適切に算出できれば電流積算値を適切に算出できる。

【0050】

第２の例では、電流のピーク値前とピーク値後に測定が行われ、その２回の測定値が略同一であった状態が示されている。インバータ制御装置２００は、電流値が正弦波であることを仮定して補正係数を適切に算出できるが、比較例は補正係数が１以下に制限されているので、測定値より大きな値には補正できない。そのため、第２の例では比較例は電流積算値を適切に算出できない。換言すると比較例の手法では、電流値を正確に算出するためには１周期に複数回の測定が行われる必要があり、モータ回転数が高くなるほど正確な算出が困難となる。その一方で本実施の形態では、図３に示すように１周期に１回の測定でよいため、モータ４００の高回転時にも高精度に電流を算出できる。

【0051】

上述した実施の形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）インバータ制御装置２００は、スイッチング回路１２０を用いて直流から三相交流に変換した電力をモータ４００に供給するインバータ１００に備えられる。インバータ１００は三相交流の各相の電流を電流検出値として取得する交流電流センサ１３０を備える。モータ４００は、当該モータ４００の回転角を測定する角度センサ４１０を備える。インバータ制御装置２００は、スイッチング回路１２０を制御するためのＰＷＭ信号のデューティ値と、ＰＷＭ信号の１周期以内ごとに取得された電流検出値の平均値と、補正係数と、に基づいて、ＰＷＭ信号の１周期中における直流電流値の平均値を推定する直流電流推定部２９０を備える。直流電流推定部２９０は、ＰＷＭ信号の周期ＴＰ、回転角を表す角度信号Ｓ１、および補正されたデューティ値ＣＤに基づき補正係数Ｋを算出する係数算出部２４０を備える。そのため、モータ４００の高回転時にも高精度に電流を算出できる。

【0052】

（２）係数算出部２４０は、各相の電流の波形が正弦波であることを仮定して、ＰＷＭ信号の周期ＴＰ、回転角を表す角度信号Ｓ１、および補正されたデューティ値ＣＤに基づき補正係数Ｋを算出する。そのため、各相の電流を単純なモデルである正弦波に仮定することで少ない計算量で補正係数Ｋを算出できる。

【0053】

（３）係数算出部２４０は、交流電流センサ１３０が各相の電流を測定するタイミングは、ＰＷＭ信号の各周期の始期と一致し、かつ、スイッチング回路の上アームに対応するＰＷＭ信号がオンの区間の中心時刻は、ＰＷＭ信号の周期の中心時刻と一致することを仮定して、補正係数Ｋを算出する。そのため式５を式６に変形でき、補正係数Ｋの算出を簡略化できる。

【0054】

（変形例１）
上述した実施の形態では、測定と制御に関して３つの条件を設けた。しかしインバータ制御装置２００は、交流電流センサ１３０による電流の測定周期がＰＷＭ信号のキャリア信号の周期以下であればよい。ただしこの場合は、「ｔ１＋ｔ２」と「ｔ３＋ｔ４」は必ずしも等しくないため、式５を式６に変形させることができない。そのため本変形例では直流電流推定部２９０は、式５を用いて導出される数９を用いて補正係数Ｋを算出する。

【0055】

【数8】

【0056】

式９におけるｔ１、ｔ２、ｔ３、およびｔ４の値は、直流電流推定部２９０がＰＷＭリードバック信号Ｓ５を用いて算出できる。この変形例１によれば、計算量は少し増加するが、様々な測定条件でモータ４００の高回転時にも高精度に電流を算出できる。

【0057】

（変形例２）
上述した実施の形態における第２および第３の条件は、次のように変更してもよい。すなわち新たな第２の条件は、交流電流センサ１３０による電流の測定は、キャリア信号の山で取得することである。新たな第３の条件は、ＰＷＭ信号の周期の中心時刻と、ＵＶＷ相の上アームのＰＷＭ信号がオフの区間の中心時刻とが一致することである。換言すると、交流電流センサ１３０が各相の電流を測定するタイミングが、ＰＷＭ信号の各周期ＴＰの中心時刻と一致し、かつ、スイッチング回路１２０の上アームに対応するＰＷＭ信号がオフの区間の中心時刻は、ＰＷＭ信号の周期ＴＰの中心時刻と一致すればよい。
本変形例によれば次の作用効果が得られる。

【0058】

（４）係数算出部２４０は、交流電流センサ１３０が各相の電流を測定するタイミングは、ＰＷＭ信号の各周期ＴＰの中心時刻と一致し、かつ、スイッチング回路１２０の上アームに対応するＰＷＭ信号がオフの区間の中心時刻は、ＰＷＭ信号の周期ＴＰの中心時刻と一致することを仮定して、補正係数を算出する。そのため、図３においてキャリア信号の波形だけが半周期移動しただけなので、「ｔ１＋ｔ２」と「ｔ３＋ｔ４」とが等しくなるため、実施の形態のように式７を用いて補正係数Ｋを算出できる。

【0059】

（変形例３）
上述した実施の形態において、各相の電流の波形を正弦波と仮定して式１を設定したが、余弦波を用いてもよい。この場合は、式１において正弦が余弦に変更された影響により式２以下も同様に置き換えればよい。さらに、各相の電流の波形を複数の正弦波または余弦波の重ね合わせと仮定してもよい。この場合も、式２以下を同様に置き換えていくことで実施の形態と同様に補正係数Ｋを算出できる。

【0060】

本変形例によれば次の作用効果が得られる。
（５）係数算出部２４０は、各相の電流の波形が複数の正弦波または余弦波の重ね合わせであることを仮定して、ＰＷＭ信号の周期ＴＰ、回転角を表す角度信号Ｓ１、および補正されたデューティ値ＣＤに基づき補正係数を算出する。そのため、複数の正弦波または余弦波の重ね合わせで複雑な波形を再現し、算出する電流の精度を向上できる。

【0061】

上述した各実施の形態および変形例において、機能ブロックの構成は一例に過ぎない。別々の機能ブロックとして示したいくつかの機能構成を一体に構成してもよいし、１つの機能ブロック図で表した構成を２以上の機能に分割してもよい。また各機能ブロックが有する機能の一部を他の機能ブロックが備える構成としてもよい。

【0062】

上述した変形例は、それぞれ組み合わせてもよい。上記では、種々の実施の形態および変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

【符号の説明】

【0063】

１００…インバータ
１１０…平滑コンデンサ
１２０…スイッチング回路
１３０…交流電流センサ
２００…インバータ制御装置
２０１…デューティ算出部
２１０…ＡＣ電流平均値算出部
２４０…係数算出部
２５０…積算部
２６０…直流電流平均値算出部
２９０…直流電流推定部
４００…モータ
４１０…角度センサ
Ｋ…補正係数

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】