特許 7578045 モータ制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-10-28

(45)【発行日】2024-11-06

(54)【発明の名称】モータ制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/22 20160101AFI20241029BHJP

   H02P 27/06 20060101ALI20241029BHJP

   H02P 21/24 20160101ALI20241029BHJP

【ＦＩ】

H02P21/22

H02P27/06

H02P21/24

【請求項の数】 1

(21)【出願番号】P 2021058852

(22)【出願日】2021-03-30

(65)【公開番号】P2022155392

(43)【公開日】2022-10-13

【審査請求日】2023-06-30

(73)【特許権者】

【識別番号】000006611

【氏名又は名称】株式会社富士通ゼネラル

(74)【代理人】

【識別番号】110002147

【氏名又は名称】弁理士法人酒井国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】長田 侑大

【審査官】保田 亨介

(56)【参考文献】

【文献】国際公開第０３／０３０３４８（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２００１－１９７７９７（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１５－１５４５３２（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１３－２１５０６４（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｐ６／００－６／３４

２１／００－２５／０３

２５／０４

２５／１０－２７／１８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧をモータに印加するスイッチングモジュールと、
前記直流電源と前記スイッチングモジュールとの間に接続された抵抗を用いて前記スイッチングモジュールの母線電流を検出する検出部と、
前記モータにおける固定座標の３相電流を前記母線電流に基づいて算出する第一算出部と、
前記３相電流を回転座標の２相電流に変換する変換部と、
前記２相電流の予測値を算出する予測部と、
前記２相電流と前記予測値とに基づいて、前記２相電流または前記予測値の何れを前記モータの制御に用いるかを決定する決定部と、を具備し、
前記予測部は、前記決定部が前記モータの制御に用いると決定した前記２相電流または前記予測値である決定値にフーリエ変換を施すことにより前記決定値を複数の次数の周波数成分に分離し、前記複数の次数の周波数成分を合成することにより前記予測値を算出し、
前記２相電流と前記予測値との間の差分を算出する第二算出部、をさらに具備し、
前記決定部は、前記差分が定常的な前記差分のボトム値よりも小さい負の第一所定値以上、かつ、定常的な前記差分のピーク値よりも大きい正の値の第二所定値未満のときに前記２相電流を前記モータの制御に用いると決定し、前記差分が前記第一所定値未満、または、前記第二所定値以上のときに前記予測値を前記モータの制御に用いると決定する、
モータ制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、モータ制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

モータの駆動を制御するモータ制御装置は、モータに印加される３相の交流電圧（以下では「３相電圧」と呼ぶことがある）を生成するスイッチングモジュールを有する。スイッチングモジュールは、複数のスイッチング素子から構成される。スイッチングモジュールは、インバータと呼ばれることもある。

【0003】

また、モータ制御装置に対してベクトル制御を用いる場合、モ－タ制御装置は、モータの回転速度が速度指令値（目標速度）に一致するようにｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を生成し、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値からｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を生成する。さらに、モータ制御装置は、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を３相の電圧指令値へ変換する。

【0004】

３相の電圧指令値に基づいてスイッチングモジュールを制御する技術としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）が知られている。ＰＷＭは、スイッチングモジュールを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフ時間の長さを調節することによりスイッチングモジュールの出力電圧（つまり、３相電圧）を変化させる技術である。スイッチング素子のオン／オフを制御する信号（以下では「ＰＷＭ信号」と呼ぶことがある）は、ＰＷＭの搬送波であるキャリア信号と比較値との比較結果に基づいて生成される。ＰＷＭ信号に応じてスイッチング素子のオン／オフが制御されることにより、モータに３相電圧が印加されてモータの駆動が制御される。

【0005】

また、モータのロータの回転位置（以下では「ロータ位置」と呼ぶことがある）を検出するためのセンサ（以下では「位置センサ」と呼ぶことがある）を使用せずにモータの駆動を制御する技術（以下では「位置センサレス方式」と呼ぶことがある）が知られている。位置センサレス方式では、モータに流れる３相の電流（以下では「モータ電流」と呼ぶことがある）を検出することにより、位置センサを使用せずに、ロータ位置を推定する。

【0006】

また、モータ電流の検出方式として「１シャント検出方式」が知られている。１シャント検出方式では、３相電圧を生成するスイッチングモジュールと直流電源との間に流れる母線電流に基づいてモータ電流のうちの２相分の電流を検出し、残りの１相分の電流を、２相分の電流からキルヒホッフの法則を用いて算出する。

【0007】

ここで、母線電流検出用のシャント抵抗の両端に発生する電圧を増幅した増幅電圧を第１Ａ／Ｄ変換器に伝送する第１接続線と、オフセット電圧生成部で生成されるオフセット電圧を第２Ａ／Ｄ変換器に伝送する第２接続線とを、できる限り等しくノイズの影響を受けるように配置する先行技術が提案されている。この先行技術では、第１接続線にノイズが重畳した場合には第２接続線にもノイズが重畳するため、オフセット電圧が所定の範囲外の電圧であるか否かを判定することにより、母線電流に大きなノイズが重畳されているか否かの判定（以下では「ノイズ判定」と呼ぶことがある）を行っている。また、この先行技術では、オフセット電圧が所定の範囲外の電圧であるときは、ノイズによる影響が大きいと判定し、オフセット電圧と同時に検出された母線電流としての増幅電圧を破棄し、オフセット電圧が所定の範囲内であるときに、オフセット電圧と同時に検出された母線電流に基づいてＰＷＭ信号が生成される。こうすることで、ノイズによる影響が小さい電流値（つまり、精度の高い電流値）を用いてモータを制御することが可能になる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0008】

【文献】特開２０１５－１２６５５５号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

上記の先行技術では、ノイズ判定を行うにあたり、増幅電圧のサンプリングと同時にオフセット電圧のサンプリングを行う必要があるため、オフセット電圧を取得するための回路や、オフセット電圧をサンプリングするための第２Ａ／Ｄ変換器が別途必要になる。このため、上記の先行技術では、精度の高い電流値を用いてモータの制御を行う際に、モータ制御装置における部品点数が増加してしまう。

【0010】

そこで、本開示では、モータ制御装置における部品点数の増加を抑えつつ、精度の高い電流値を用いてモータの制御を行うことができる技術を提案する。

【課題を解決するための手段】

【0011】

本開示のモータ制御装置は、スイッチングモジュールと、検出部と、第一算出部と、変換部と、予測部と、決定部とを有する。前記スイッチングモジュールは、直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧をモータに印加する。前記検出部は、前記直流電源と前記スイッチングモジュールとの間に接続された抵抗を用いて前記スイッチングモジュールの母線電流を検出する。前記第一算出部は、前記モータにおける固定座標の３相電流を前記母線電流に基づいて算出する。前記変換部は、前記３相電流を回転座標の２相電流に変換する。前記予測部は、前記２相電流の予測値を算出する。前記決定部は、前記２相電流と前記予測値とに基づいて、前記２相電流または前記予測値の何れを前記モータの制御に用いるかを決定する。また、前記予測部は、前記決定部が前記モータの制御に用いると決定した前記２相電流または前記予測値である決定値にフーリエ変換を施すことにより前記決定値を複数の次数の周波数成分に分離し、前記複数の次数の周波数成分を合成することにより前記予測値を算出する。

【発明の効果】

【0012】

開示の技術によれば、モータ制御装置における部品点数の増加を抑えつつ、精度の高い電流値を用いてモータの制御を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【0013】

【図1】図１は、本開示の実施例のモータ制御装置の構成例を示す図である。

【図2】図２は、本開示の実施例のノイズ判定部の構成例を示す図である。

【図3】図３は、本開示の実施例の電流予測部の動作例の説明に供する図である。

【発明を実施するための形態】

【0014】

以下、本開示の実施例を図面に基づいて説明する。以下の実施例において同一の構成には同一の符号を付す。

【0015】

［実施例］
＜モータ制御装置の構成＞
図１は、本開示の実施例のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１に示すモータ制御装置１００は、位置センサレス方式、１シャント検出方式、及び、ＰＷＭを用いてモータＭの駆動を制御する。図１において、モータ制御装置１００は、減算部４６，４７，５２と、ｄ軸電流設定部４８と、速度制御部４９と、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５と、ｄｑ／３φ変換部４３と、ＰＷＭ部４１と、スイッチングモジュール１０と、直流電源Ｅ_ＤＣと、シャント抵抗Ｒｓとを有する。また、モータ制御装置１００は、ＤＣ電圧検出部３１と、電流検出部２１と、ＡＤ変換部７１，７２と、３φ電流算出部６１と、ＤＣ電圧算出部３２と、３φ／ｄｑ変換部４２と、位置・速度推定部４４と、１／Ｐｎ処理部５１と、ノイズ判定部８０とを有する。

【0016】

減算部４６，４７，５２、ｄ軸電流設定部４８、速度制御部４９、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５、ｄｑ／３φ変換部４３、ＰＷＭ部４１、ＤＣ電圧検出部３１、電流検出部２１、ＡＤ変換部７１，７２、３φ電流算出部６１、ＤＣ電圧算出部３２、３φ／ｄｑ変換部４２、位置・速度推定部４４、１／Ｐｎ処理部５１、及び、ノイズ判定部８０は、ハードウェアとして、例えばＭＣＵ（Micro Control Unit）により実現される。

【0017】

また、スイッチングモジュール１０は、上アームのスイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐと、下アームのスイッチング素子ＳＷｕｎ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｎとを有する。

【0018】

モータ制御装置１００において、ｄ軸電流設定部４８は、所定値のｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を減算部４６へ出力する。

【0019】

減算部４６には、ｄ軸電流設定部４８からｄ軸電流指令値ｉｄ^＊が入力され、ノイズ判定部８０からｄ軸電流ｉｄが入力される。減算部４６は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊からｄ軸電流ｉｄを減算することによりｄ軸電流偏差Δｉｄを算出し、算出したｄ軸電流偏差Δｉｄをｄ軸ｑ軸電圧設定部４５へ出力する。

【0020】

速度制御部４９は、減算部５２から入力される速度偏差Δωがゼロに近づくようにｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を算出し、算出したｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を減算部４７へ出力する。

【0021】

減算部４７には、速度制御部４９からｑ軸電流指令値ｉｑ^＊が入力され、ノイズ判定部８０からｑ軸電流ｉｑが入力される。減算部４７は、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊からｑ軸電流ｉｑを減算することによりｑ軸電流偏差Δｉｑを算出し、算出したｑ軸電流偏差Δｉｑをｄ軸ｑ軸電圧設定部４５へ出力する。

【0022】

ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５には、減算部４６からｄ軸電流偏差Δｉｄが入力され、減算部４７からｑ軸電流偏差Δｉｑが入力され、ノイズ判定部８０からｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが入力される。ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５は、ｄ軸電流偏差Δｉｄ及びｑ軸電流偏差Δｉｑがゼロに近づくようにｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を算出し、算出したｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を位置・速度推定部４４及びｄｑ／３φ変換部４３へ出力する。ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊は、３φ電流算出部６１により算出されるモータ電流であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗに応じても変化する。

【0023】

位置・速度推定部４４には、ノイズ判定部８０からｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが入力され、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５からｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊が入力される。位置・速度推定部４４は、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊、及び、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊に基づいて、モータＭの電気的な角速度ωｅと、回転座標（ｄｑ座標）でのモータＭの電気角位相θｅ及び機械角位相θｍを推定する。位置・速度推定部４４は、推定した角速度ωｅを１／Ｐｎ処理部５１へ出力し、推定した電気角位相θｅを３φ／ｄｑ変換部４２及びｄｑ／３φ変換部４３へ出力し、推定した機械角位相θｍをノイズ判定部８０へ出力する。

【0024】

１／Ｐｎ処理部５１は、角速度ωｅをモータＭの極対数で除することにより、電気的な角速度ωｅをモータＭが有するロータの機械的な角速度ωｍに変換し、変換後の角速度ωｍを減算部５２へ出力する。

【0025】

減算部５２には、１／Ｐｎ処理部５１から角速度ωｍが入力され、モータ制御装置１００の外部から（例えば、モータ制御装置１００の上位のコントローラから）速度指令値ωｍ^＊が入力される。減算部５２は、速度指令値ωｍ^＊から角速度ωｍを減算することにより速度偏差Δωを算出し、算出した速度偏差Δωを速度制御部４９へ出力する。

【0026】

ｄｑ／３φ変換部４３は、電気角位相θｅを用いて、回転座標の２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を、固定座標（ＵＶＷ座標）の３相の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に変換する。ｄｑ／３φ変換部４３は、変換後の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊をＰＷＭ部４１へ出力する。

【0027】

ＰＷＭ部４１には、ｄｑ／３φ変換部４３から電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊が入力され、ＤＣ電圧算出部３２からＤＣ電圧Ｖｄｃが入力される。また、ＰＷＭ部４１には、モータ制御装置１００の外部から（例えば、モータ制御装置１００の上位のコントローラから）、ＰＷＭの搬送波であるキャリア信号が入力される。ＰＷＭ部４１は、電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊と、ＤＣ電圧Ｖｄｃと、キャリア信号とに基づいて、３相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを生成し、生成したＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎをスイッチングモジュール１０及び３φ電流算出部６１へ出力する。

【0028】

スイッチングモジュール１０には、直流電源Ｅ_ＤＣから直流電圧が供給され、ＰＷＭ部４１からＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎが入力される。スイッチングモジュール１０は、直流電源Ｅ_ＤＣから供給される直流電圧をＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎに従って３相の交流電圧に変換し、変換後の３相の交流電圧をモータＭに印加する。３相の交流電圧がモータＭに印加されることによりモータＭが駆動される。スイッチングモジュール１０では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎに従って各スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｕｎ，ＳＷｖｐ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｐ，ＳＷｗｎがオン／オフされることにより、直流電圧が３相電圧に変換される。各スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｕｎ，ＳＷｖｐ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｐ，ＳＷｗｎの両端には、還流ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが接続されている。

【0029】

電流検出部２１は、直流電源Ｅ_ＤＣとスイッチングモジュール１０との間に接続されているシャント抵抗Ｒｓを用いて、スイッチングモジュール１０の母線電流Ｉｓを検出する。シャント抵抗Ｒｓは、直流電源Ｅ_ＤＣにおけるＮ側端子とスイッチングモジュール１０との間のＤＣラインであるＮラインＬ_Ｎ上に配置されている。なお、シャント抵抗Ｒｓは、直流電源Ｅ_ＤＣにおけるＰ側端子とスイッチングモジュール１０との間のＤＣラインであるＰラインＬ_Ｐ上に配置されても良い。シャント抵抗Ｒｓには、モータ電流であるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流と、ＰＷＭ信号とに応じた母線電流Ｉｓが流れ、シャント抵抗Ｒｓに母線電流Ｉｓが流れるときに、シャント抵抗Ｒｓの両端に電圧降下が生じる。電流検出部２１は、この電圧降下の大きさとシャント抵抗Ｒｓの抵抗値とから、シャント抵抗Ｒｓに流れる母線電流Ｉｓを検出する。さらに、電流検出部２１は、シャント抵抗Ｒｓと母線電流Ｉｓとに基づいて、式（１）によって表されるアナログ電圧ＶＡ１を算出し、算出したアナログ電圧ＶＡ１をＡＤ変換部７２へ出力する。式（１）における“ｋ”は所定の増幅率を示す。
ＶＡ１＝ｋ×（Ｒｓ・Ｉｓ） …（１）

【0030】

ＡＤ変換部７２は、アナログ電圧ＶＡ１に対してサンプリングを行うことにより、アナログ電圧ＶＡ１をデジタル電圧値ＶＡ２へ変換し、変換後のデジタル電圧値ＶＡ２を３φ電流算出部６１へ出力する。

【0031】

３φ電流算出部６１は、１シャント検出方式を用いてモータ電流を算出する。３φ電流算出部６１は、シャント抵抗Ｒｓの抵抗値と、増幅率ｋと、デジタル電圧値ＶＡ２と、ＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎとに基づいて、モータ電流であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗを算出し、算出したモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを３φ／ｄｑ変換部４２へ出力する。

【0032】

３φ／ｄｑ変換部４２は、位置・速度推定部４４から入力される電気角位相θｅを用いて、固定座標の３相の電流ベクトルを示すモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、回転座標の２相の電流ベクトルを示すｄ軸電流及びｑ軸電流に変換する。以下では、３φ／ｄｑ変換部４２での変換後のｄ軸電流を「検出ｄ軸電流」と呼び、３φ／ｄｑ変換部４２での変換後のｑ軸電流を「検出ｑ軸電流」と呼ぶことがある。３φ／ｄｑ変換部４２は、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔ及び検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔをノイズ判定部８０へ出力する。

【0033】

ノイズ判定部８０には、３φ／ｄｑ変換部４２から検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔ及び検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔが入力され、位置・速度推定部４４から機械角位相θｍが入力される。ノイズ判定部８０は、ノイズ判定を行い、ノイズ判定の判定結果に基づいて、位置・速度推定部４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５及び減算部４６へ出力するｄ軸電流ｉｄと、位置・速度推定部４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５及び減算部４７へ出力するｑ軸電流ｉｑとを決定する。ノイズ判定部８０の詳細については後述する。

【0034】

ＤＣ電圧検出部３１は、ＰラインＬ_ＰとＮラインＬ_Ｎとの間の母線電圧を検出し、検出したアナログの母線電圧ＶＢ１をＡＤ変換部７１へ出力する。

【0035】

ＡＤ変換部７１は、アナログの母線電圧ＶＢ１に対してサンプリングを行うことにより、アナログの母線電圧ＶＢ１をデジタルの母線電圧値ＶＢ２へ変換し、変換後のデジタルの母線電圧値ＶＢ２をＤＣ電圧算出部３２へ出力する。

【0036】

ＤＣ電圧算出部３２は、デジタルの母線電圧値ＶＢ２からＤＣ電圧Ｖｄｃを算出し、算出したＤＣ電圧ＶｄｃをＰＷＭ部４１へ出力する。

【0037】

＜ノイズ判定部の構成＞
図２は、本開示の実施例のノイズ判定部の構成例を示す図である。図２において、ノイズ判定部８０は、電流予測部８１と、差分算出部８２と、電流決定部８３とを有する。電流予測部８１には、後述するようにして電流決定部８３によって決定されたｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが入力されるとともに、位置・速度推定部４４から機械角位相θｍが入力される。差分算出部８２及び電流決定部８３には、３φ／ｄｑ変換部４２から検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔ及び検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔが入力される。

【0038】

電流予測部８１は、制御タイミング毎に電流決定部８３によって決定され電流決定部８３から入力されるｄ軸電流ｉｄと、制御タイミング毎に電流決定部８３によって決定され電流決定部８３から入力されるｑ軸電流ｉｑと、位置・速度推定部４４から入力される機械角位相θｍとを用いて、ｄ軸電流の予測値である予測ｄ軸電流ｉｄ_ｐｒｅと、ｑ軸電流の予測値である予測ｑ軸電流ｉｑ_ｐｒｅとを算出する。電流予測部８１は、算出した予測ｄ軸電流ｉｄ_ｐｒｅ及び予測ｑ軸電流ｉｑ_ｐｒｅを差分算出部８２及び電流決定部８３へ出力する。電流予測部８１の詳細については後述する。

【0039】

差分算出部８２は、式（２．１）及び式（２．２）に従って、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔと予測ｄ軸電流ｉｄ_ｐｒｅとの差分（以下では「ｄ軸差分」と呼ぶことがある）ｉｄ_ｄｉｆ、及び、検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔと予測ｑ軸電流ｉｑ_ｐｒｅとの差分（以下では「ｑ軸差分」と呼ぶことがある）ｉｑ_ｄｉｆを算出する。差分算出部８２は、算出したｄ軸差分ｉｄ_ｄｉｆ及びｑ軸差分ｉｑ_ｄｉｆを電流決定部８３へ出力する。
ｉｄ_ｄｉｆ＝ｉｄ_ｄｅｔ－ｉｄ_ｐｒｅ …（２．１）
ｉｑ_ｄｉｆ＝ｉｑ_ｄｅｔ－ｉｑ_ｐｒｅ …（２．２）

【0040】

ｄ軸差分ｉｄ_ｄｉｆ及びｑ軸差分ｉｑ_ｄｉｆは、ｄ軸電流及びｑ軸電流における検出値と予測値との差分である。検出値と予測値とが大きく乖離する場合には、ｄ軸電流及びｑ軸電流における検出値にノイズが重畳している可能性が考えられる。また、ｄ軸差分ｉｄ_ｄｉｆ及びｑ軸差分ｉｑ_ｄｉｆは、重畳するノイズによって正の値となる場合と負の値となる場合とが考えられる。電流決定部８３は、ｄ軸差分ｉｄ_ｄｉｆ及びｑ軸差分ｉｑ_ｄｉｆを負の値である所定の閾値ＴＨ１及び正の値である所定の第二閾値ＴＨ２と比較することによりノイズ判定を行って、今回の制御タイミングでのｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを決定する。

【0041】

ここで、第一閾値ＴＨ１は、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔ及び検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔにノイズが重畳されていないとき、または、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔ及び検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔに重畳されているノイズが小さいときの定常的なｄ軸差分ｉｄ_ｄｉｆ及びｑ軸差分ｉｑ_ｄｉｆのボトム値よりも小さい負の値に設定される。例えば定常的なｄ軸差分ｉｄ_ｄｉｆ及びｑ軸差分ｉｑ_ｄｉｆのボトム値は試験により予め求めておくことができる。定常的なｄ軸差分ｉｄ_ｄｉｆ及びｑ軸差分ｉｑ_ｄｉｆのボトム値が－０.８［Ａ］であるとき、第一閾値ＴＨ１は、ボトム値よりも小さい負の値として、例えば－１［Ａ］に設定される。

【0042】

同様に、第二閾値ＴＨ２は、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔ及び検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔにノイズが重畳されていないとき、または、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔ及び検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔに重畳されているノイズが小さいときの定常的なｄ軸差分ｉｄ_ｄｉｆ及びｑ軸差分ｉｑ_ｄｉｆのピーク値よりも大きい正の値に設定される。例えば定常的なｄ軸差分ｉｄ_ｄｉｆ及びｑ軸差分ｉｑ_ｄｉｆのピーク値は試験により予め求めておくことができる。定常的なｄ軸差分ｉｄ_ｄｉｆ及びｑ軸差分ｉｑ_ｄｉｆのピーク値が０.８［Ａ］であるとき、第二閾値ＴＨ２は、ピーク値よりも大きい正の値として、例えば１［Ａ］に設定される。

【0043】

電流決定部８３は、ｄ軸差分ｉｄ_ｄｉｆが第一閾値ＴＨ１以上、かつ、第二閾値ＴＨ２未満であるときは、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔにノイズが重畳されていない、または、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔに重畳されているノイズが小さいと判定し、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔを今回の制御タイミングでのモータＭの制御に用いるｄ軸電流ｉｄとして決定し、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔ及び予測ｄ軸電流ｉｄ_ｐｒｅのうち検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔを位置・速度推定部４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５、減算部４６及び電流予測部８１へ出力する。一方で、電流決定部８３は、ｄ軸差分ｉｄ_ｄｉｆが第一閾値ＴＨ１未満、または、第二閾値ＴＨ２以上であるときは、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔに重畳されているノイズが大きいと判定し、予測ｄ軸電流ｉｄ_ｐｒｅを今回の制御タイミングでのモータＭの制御に用いるｄ軸電流ｉｄとして決定し、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔ及び予測ｄ軸電流ｉｄ_ｐｒｅのうち予測ｄ軸電流ｉｄ_ｐｒｅを位置・速度推定部４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５、減算部４６及び電流予測部８１へ出力する。

【0044】

また、電流決定部８３は、ｑ軸差分ｉｑ_ｄｉｆが第一閾値ＴＨ１以上、かつ、第二閾値ＴＨ２未満であるときは、検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔにノイズが重畳されていない、または、検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔに重畳されているノイズが小さいと判定し、検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔを今回の制御タイミングでのモータＭの制御に用いるｑ軸電流ｉｑとして決定し、検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔ及び予測ｑ軸電流ｉｑ_ｐｒｅのうち検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔを位置・速度推定部４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５、減算部４７及び電流予測部８１へ出力する。一方で、電流決定部８３は、ｑ軸差分ｉｑ_ｄｉｆが第一閾値ＴＨ１未満、または、第二閾値ＴＨ２以上であるときは、検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔに重畳されているノイズが大きいと判定し、予測ｑ軸電流ｉｑ_ｐｒｅを今回の制御タイミングでのモータＭの制御に用いるｑ軸電流ｉｑとして決定し、検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔ及び予測ｑ軸電流ｉｑ_ｐｒｅのうち予測ｑ軸電流ｉｑ_ｐｒｅを位置・速度推定部４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５、減算部４７及び電流予測部８１へ出力する。

【0045】

＜電流予測部の動作＞
図３は、本開示の実施例の電流予測部の動作例の説明に供する図である。以下では、ｄ軸電流及びｑ軸電流を「２相電流」と総称することがある。また、以下では、サンプリングされた２相電流に基づいて電流予測部８１によって予測される２相電流を「予測電流」と呼ぶことがある。

【0046】

電流予測部８１は、機械角位相θｍが０から２πまで変化する積分区間において、制御タイミング毎に電流決定部８３によって決定され電流決定部８３から入力されるｄ軸電流ｉｄにフーリエ変換を施す。すなわち、電流予測部８１は、式（３．２）及び式（３．３）に従って、ｄ軸フーリエ余弦係数ａｎ_ｄ及びｄ軸フーリエ正弦係数ｂｎ_ｄを算出することにより、ｄ軸電流ｉｄを複数の次数の周波数成分に分離する。そして、電流予測部８１は、式（３.１）に従って、ｄ軸電流ｉｄの複数の次数の周波数成分を合成することにより予測ｄ軸電流ｉｄ_ｐｒｅを算出する。ここで、式（３．１）におけるａ_０／２はｄ軸電流ｉｄの平均値である。

【数1】

【0047】

同様に、電流予測部８１は、機械角位相θｍが０から２πまで変化する積分区間において、制御タイミング毎に電流決定部８３によって決定され電流決定部８３から入力されるｑ軸電流ｉｑにフーリエ変換を施す。すなわち、電流予測部８１は、式（４．２）及び式（４．３）に従って、ｑ軸フーリエ余弦係数ａｎ_ｑ及びｑ軸フーリエ正弦係数ｂｎ_ｑを算出することにより、ｑ軸電流ｉｑを複数の次数の周波数成分に分離する。そして、電流予測部８１は、式（４．１）に従って、ｑ軸電流ｉｑの複数の次数の周波数成分を合成することにより予測ｑ軸電流ｉｑ_ｐｒｅを算出する。ここで、式（４．１）におけるａ_０／２はｑ軸電流ｉｑの平均値である。

【数2】

【0048】

式（３．１）～（４．３）におけるｎは次数であり、ｎには１，２，３，４，…が代入される。つまり、電流予測部８１は、式（３．２）、式（３．３）、式（４．２）、式（４．３）において、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑをｎ個の次数の周波数成分に分離する。

【0049】

ここで、ｎはできるだけ大きい値であることが好ましい。つまり、電流予測部８１がｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑにフーリエ変換を施す際には、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑをできるだけ高次の成分まで分離するのが好ましい。分離可能な次数は、電流予測部８１の処理能力や、電流予測部８１の処理に許容される時間等に基づいて決定される。

【0050】

ここで、例えば２相電流をそのままコピーすることにより予測電流を算出する場合には、サンプリング周期で２相電流のデータをメモリに蓄積する必要がある。例えば、１周期分の予測電流を算出する場合には、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑのそれぞれについて「２相電流の周期／サンプリング周期［個］」のデータをメモリに蓄積する必要がある。このため、２相電流の周期が長い場合、予測電流の算出に多くのメモリ領域が使用されることになる。例えば、２００ｍｓの周期の２相電流を０.１２５ｍｓの周期でサンプリングする場合、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを合わせたデータの個数は３２００個となる。

【0051】

一方で、上記のようにフーリエ変換を用いて予測電流を算出する場合には、２相電流の周期の長さにかかわらず、分離後の各次数のデータを次数毎に同一のメモリ領域に積分することにより予測電流を算出することが可能になる。すなわち、次数毎に得られるｄ軸フーリエ余弦係数ａｎ_ｄ、ｄ軸フーリエ正弦係数ｂｎ_ｄ、ｑ軸フーリエ余弦係数ａｎ_ｑ及びｑ軸フーリエ正弦係数ｂｎ_ｑを算出するためのメモリ領域があれば良く、メモリに蓄積するデータの個数は「次数の数×４［個］」となる。例えば、次数の数が３０個である場合、データの個数は１２０個となる。よって、フーリエ変換を用いて予測電流を算出することにより、予測電流の算出に使用されるメモリ領域を削減することができる。

【0052】

以上、実施例について説明した。

【0053】

以上のように、本開示のモータ制御装置（実施例のモータ制御装置１００）は、スイッチングモジュール（実施例のスイッチングモジュール１０）、検出部（実施例の電流検出部２１）と、第一算出部（実施例の３φ電流算出部６１）と、変換部（実施例の３φ／ｄｑ変換部４２）と、予測部（実施例の電流予測部８１）と、決定部（実施例の電流決定部８３）とを有する。スイッチングモジュールは、直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧をモータ（実施例のモータＭ）に印加する。検出部は、直流電源とスイッチングモジュールとの間に接続された抵抗（実施例のシャント抵抗Ｒｓ）を用いてスイッチングモジュールの母線電流を検出する。第一算出部は、モータにおける固定座標の３相電流を母線電流に基づいて算出する。変換部は、固定座標の３相電流を回転座標の２相電流（実施例の検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔ，検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔ）に変換する。予測部は、２相電流の予測値（実施例の予測ｄ軸電流ｉｄ_ｐｒｅ，予測ｑ軸電流ｉｑ_ｐｒｅ）を算出する。決定部は、回転座標の２相電流と２相電流の予測値とに基づいて、２相電流または予測値の何れをモータの制御に用いるかを決定する。また、予測部は、決定部がモータの制御に用いると決定した２相電流または予測値である決定値（実施例のｄ軸電流ｉｄ，ｑ軸電流ｉｑ）にフーリエ変換を施すことにより決定値を複数の次数の周波数成分に分離し、複数の次数の周波数成分を合成することにより予測値を算出する。

【0054】

例えば、本開示のモータ制御装置は、２相電流と予測値との間の差分（実施例のｄ軸差分ｉｄ_ｄｉｆ，ｑ軸差分ｉｑ_ｄｉｆ）を算出する第二算出部（実施例の差分算出部８２）を有する。決定部は、差分が第一閾値（実施例の第一閾値ＴＨ１）以上、かつ、第二閾値（実施例の第二閾値ＴＨ２）未満のときに２相電流をモータの制御に用いると決定し、差分が第一閾値未満、または、第二閾値以上のときに予測値をモータの制御に用いると決定する。

【0055】

こうすることで、精度の高い電流値を用いてモータの制御を行うにあたり、上記の先行技術が必要としたオフセット電圧が不要になるため、オフセット電圧を取得するための回路や、オフセット電圧をサンプリングするためのＡ／Ｄ変換器が不要になる。よって、モータ制御装置における部品点数の増加を抑えつつ、精度の高い電流値を用いてモータの制御を行うことができる。また、オフセット電圧をサンプリングするためのＡ／Ｄ変換器が不要になるため、オフセット電圧のサンプリングに用いていたＡ／Ｄ変換器を別の用途に使用することが可能になる。

【符号の説明】

【0056】

１００ モータ制御装置
１０ スイッチングモジュール
２１ 電流検出部
４２ ３φ／ｄｑ変換部
６１ ３φ電流算出部
８０ ノイズ判定部
８１ 電流予測部
８２ 差分算出部
８３ 電流決定部

【図1】

【図2】

【図3】