特許 7580494 変圧装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-10-31

(45)【発行日】2024-11-11

(54)【発明の名称】変圧装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20241101BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 W

H02M3/155 H

H02M3/155 C

【請求項の数】 3

(21)【出願番号】P 2022572125

(86)(22)【出願日】2021-12-09

(86)【国際出願番号】 JP2021045371

(87)【国際公開番号】W WO2022138209

(87)【国際公開日】2022-06-30

【審査請求日】2023-06-14

(31)【優先権主張番号】P 2020216358

(32)【優先日】2020-12-25

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】509186579

【氏名又は名称】日立Ａｓｔｅｍｏ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001634

【氏名又は名称】弁理士法人志賀国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】黒川 和成

(72)【発明者】

【氏名】橋野 哲

(72)【発明者】

【氏名】加藤 拓馬

(72)【発明者】

【氏名】池田 晃二

【審査官】武内 大志

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１９－９７２８７（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１１－１０１５５４（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１７－１５８３７３（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１３－５５８９（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

磁気結合インターリーブ型チョッパ回路と、当該磁気結合インターリーブ型チョッパ回路を制御する制御部とを備える変圧装置であって、
前記制御部は、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路の動作状態を示す一次電圧、二次電圧及びリアクトル電流に基づいて前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路のスイッチング周波数を設定するスイッチング周波数設定部を備え、当該スイッチング周波数設定部が設定した前記スイッチング周波数の変圧用ゲート信号を生成して前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路に出力し、
前記スイッチング周波数設定部は、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路の回路損失を最小化するように前記スイッチング周波数を設定し、
前記スイッチング周波数設定部は、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路の昇圧比が２倍となる動作状態における前記スイッチング周波数を、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路の前記昇圧比が２倍の前後となる前記動作状態における前記スイッチング周波数よりも低く設定する変圧装置。

【請求項2】

前記スイッチング周波数設定部は、前記リアクトル電流が異常値の場合には前記スイッチング周波数を上昇させる請求項１に記載の変圧装置。

【請求項3】

前記スイッチング周波数設定部は、前記一次電圧、前記二次電圧及び前記リアクトル電流に応じた複数の周波数値が前記スイッチング周波数として登録された周波数マップを備え、前記一次電圧、前記二次電圧及び前記リアクトル電流に基づいて前記周波数マップを検索することにより前記変圧用ゲート信号を生成する請求項１又は２に記載の変圧装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、変圧装置に関する。
本願は、２０２０年１２月２５日に、日本に出願された特願２０２０－２１６３５８号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。

【背景技術】

【0002】

下記特許文献１には、ＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。このＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電圧源と、直流電圧源の正極に一端が接続された第１インダクタと、直流電圧源の正極に一端が接続され、前記第１インダクタに対して並列接続された第２インダクタと、第１インダクタの他端と第２インダクタの他端との間に接続されたキャパシタと、第１インダクタとキャパシタの共通接続点にアノード端子が接続された第１ダイオードと、第２インダクタとキャパシタの共通接続点にアノード端子が接続されたダイオードと、第２インダクタとキャパシタの共通接続点と直流電圧源の負極との間に接続された第１スイッチングデバイスと、キャパシタと第１ダイオードの共通接続点と直流電圧源の負極との間に接続された第２スイッチングデバイスと、第１，第２ダイオードのカソード端子に接続された出力コンデンサとを備え、第１インダクタ及び第２インダクタに鎖交する直流磁束を打ち消す方向に結合させた結合インダクタを用いる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】日本国特開２０１９－０９７２８７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、所謂磁気結合インターリーブ型チョッパ回路と言われ、第１スイッチングデバイスと第２スイッチングデバイスとを１８０°ずらした位相でスイッチングさせることにより、入出力コンデンサ及びリアクトルに流れるリップル電流を低減する。

【0005】

また、このＤＣ／ＤＣコンバータは、第１スイッチングデバイス及び第２スイッチングデバイスのスイッチング損失及びサージ電圧の低減を目的とし、この目的を達成するために第１インダクタの他端と第２インダクタの他端との間にキャパシタを設けている。すなわち、このＤＣ／ＤＣコンバータは、回路損失として、第１スイッチングデバイス及び第２スイッチングデバイスのスイッチング損失に着目している。

【0006】

しかしながら、上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、固定値として予め設定されたスイッチング周波数で第１スイッチングデバイス及び第２スイッチングデバイスをスイッチング動作させる。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作状態によってはスイッチング損失を十分に低減することができない可能性がある。すなわち、磁気結合インターリーブ型チョッパ回路のスイッチング周波数を固定値とした場合、回路損失等の性能を必ずしも向上させることができない可能性がある。

【0007】

本発明は、上述した事情に鑑みてなされ、動作状態に応じて磁気結合インターリーブ型チョッパ回路の性能をより確実に向上させることが可能な変圧装置の提供を目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明の第１の態様は、磁気結合インターリーブ型チョッパ回路と、当該磁気結合インターリーブ型チョッパ回路を制御する制御部とを備える変圧装置であって、前記制御部は、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路の動作状態を示す状態量に基づいて前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路のスイッチング周波数を設定するスイッチング周波数設定部を備え、当該スイッチング周波数設定部が設定した前記スイッチング周波数の変圧用ゲート信号を生成して前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路に出力する。

【0009】

本発明の第２の態様は、上記第１の態様において、前記スイッチング周波数設定部は、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路の回路損失を最小化するように前記スイッチング周波数を設定する。

【0010】

本発明の第３の態様は、上記第２の態様において、前記スイッチング周波数設定部は、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路の昇圧比が２倍となる動作状態における前記スイッチング周波数を、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路の前記昇圧比が２倍の前後となる前記動作状態における前記スイッチング周波数よりも低く設定する。

【0011】

本発明の第４の態様は、上記第１～第３の何れかの態様において、前記状態量は、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路に流れるリアクトル電流を含み、前記スイッチング周波数設定部は、前記リアクトル電流が異常値の場合には前記スイッチング周波数を上昇させる。

【0012】

本発明の第５の態様は、上記第１～第４の何れかの態様において、前記スイッチング周波数設定部は、前記状態量に応じた複数の周波数値が前記スイッチング周波数として登録された周波数マップを備え、前記状態量に基づいて前記周波数マップを検索することにより前記変圧用ゲート信号を生成する。

【発明の効果】

【0013】

本発明によれば、動作状態に応じて磁気結合インターリーブ型チョッパ回路の性能をより確実に向上させることが可能な変圧装置を提供することが可能である。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】本発明の一実施形態に係る制御装置Ａの全体構成を示す回路図である。

【図2】本発明の一実施形態における変圧用ゲート信号生成部の構成を示すブロック図である。

【図3】本発明の一実施形態におけるキャリア周波数マップの構成を示す模式図である。

【図4】本発明の一実施形態に係る変圧装置の動作を示すフローチャートである。

【図5】本発明の一実施形態に係る変圧装置の動作を示すタイミングチャートである。

【図6】本発明の一実施形態における昇降圧コンバータの回路効率とスイッチング周波数との関係を示す特性図である。

【発明を実施するための形態】

【0015】

以下、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。
本実施形態に係る制御装置Ａは、図１に示すようにＰＣＵ（Power Control Unit）１、ゲートドライバ２及びＥＣＵ（Electronic Control Unit）３を備えている。

【0016】

また、ＰＣＵ１は、図示するように３つの電力変換回路つまり昇降圧コンバータＤ１、駆動用インバータＤ２及び発電用インバータＤ３を備えている。また、ゲートドライバ２は、図示するように３つの変圧用ゲート信号生成部つまり変圧用ゲート信号生成部２ａ、駆動用ゲート信号生成部２ｂ及び発電用ゲート信号生成部２ｃを備えている。

【0017】

さらに、ＰＣＵ１の昇降圧コンバータＤ１は、第１コンデンサ４、トランス５、４つの変圧用ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）６ａ～６ｄ及び第２コンデンサ７を備えている。同じくＰＣＵ１の駆動用インバータＤ２は、６つの駆動用ＩＧＢＴ８ａ～８ｆを備え、発電用インバータＤ３は、６つの発電用ＩＧＢＴ９ａ～９ｆを備えている。なお、この昇降圧コンバータＤ１は、本発明に係る磁気結合インターリーブ型チョッパ回路に相当する構成要素である。

【0018】

このような制御装置Ａには、図示するように電池Ｐ、三相モータＭ（電動機）及び発電機Ｇがそれぞれ接続されている。すなわち、この制御装置Ａは、外部接続用の端子として、電池Ｐが接続される一対の電池用端子Ｅ１、Ｅ２、三相モータＭが接続される３つのモータ用端子Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗ、また発電機Ｇが接続される３つの発電機用端子Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗを備えている。

【0019】

このような制御装置Ａは、ハイブリッド車や電気自動車等の電動車両に備えられる電気装置であり、回転電機である三相モータＭを制御すると共に、発電機Ｇで発生した交流電力の電池Ｐへの充電を制御する。すなわち、この制御装置Ａは、電池Ｐの出力（電池電力）に基づく三相モータＭの駆動制御と発電機Ｇの出力電力（発電電力）に基づく電池Ｐの充電制御とを行う。

【0020】

ここで、上記電池Ｐは、図示するように、プラス電極がプラス極電池用端子Ｅ１に接続され、マイナス電極がマイナス極電池用端子Ｅ２に接続されている。この電池Ｐは、リチウムイオン電池等の二次電池であり、制御装置Ａに対する直流電力の放電と制御装置Ａを介した直流電力の充電とを行う。

【0021】

三相モータＭは、相数が「３」の三相電動機であり、駆動用インバータＤ２の負荷である。この三相モータＭは、Ｕ相入力端子がＵ相モータ用端子Ｆｕに接続され、Ｖ相入力端子がＶ相モータ用端子Ｆｖに接続され、またＷ相入力端子がＷ相モータ用端子Ｆｗに接続されている。このような三相モータＭは、回転軸（駆動軸）が電動車両の車輪に接続されており、当該車輪に回転動力を作用させることにより車輪を回転駆動する。

【0022】

発電機Ｇは、三相発電機であり、Ｕ相出力端子がＵ相発電機用端子Ｈｕに接続され、Ｖ相出力端子がＶ相発電機用端子Ｈｖに接続され、またＷ相出力端子がＷ相発電機用端子Ｈｗに接続されている。この発電機Ｇは、電動車両に搭載されたエンジン等の動力源の出力軸に接続されており、三相交流電力を制御装置Ａに出力する。

【0023】

昇降圧コンバータＤ１は、所謂磁気結合インターリーブ型チョッパ回路と言われる電力回路である。この昇降圧コンバータＤ１は、一対の電池用端子Ｅ１、Ｅ２を介して電池Ｐから入力された直流電力を昇圧して駆動用インバータＤ２に出力する昇圧動作と、駆動用インバータＤ２或いは発電用インバータＤ３から入力された直流電力を降圧して一対の電池用端子Ｅ１、Ｅ２を介して電池Ｐに出力する降圧動作とを択一的に行う。すなわち、昇降圧コンバータＤ１は、電池Ｐと駆動用インバータＤ２或いは発電用インバータＤ３との間で直流電力を双方向に入出力する電力変換回路である。

【0024】

駆動用インバータＤ２は、三相モータＭ（電動機）の相数に対応して３つ（複数）設けられた３つ（複数）のスイッチングレグ（Ｕ相駆動用スイッチングレグ、Ｖ相駆動用スイッチングレグ及びＷ相駆動用スイッチングレグ）を備える。この駆動用インバータＤ２は、力行動作と回生動作とを択一的に行う電力変換回路である。

【0025】

すなわち、駆動用インバータＤ２は、昇降圧コンバータＤ１から入力された直流電力を三相交流電力に変換し、３つのモータ用端子Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗを介して三相モータＭに出力する力行動作と、３つのモータ用端子Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗを介して三相モータＭから入力された三相交流電力を直流電力に変換して昇降圧コンバータＤ１に出力する回生動作とを択一的に行う。このような駆動用インバータＤ２は、昇降圧コンバータＤ１と三相モータＭとの間で直流電力と三相交流電力とを相互変換する電力回路である。

【0026】

発電用インバータＤ３は、３つの発電機用端子Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗを介して発電機Ｇから入力される三相交流電力を直流電力に変換して昇降圧コンバータＤ１に出力する電力変換回路である。すなわち、この発電用インバータＤ３は、昇降圧コンバータＤ１と発電機Ｇとの間で直流電力と三相交流電力とを相互変換する電力回路である。

【0027】

ここで、ＰＣＵ１の昇降圧コンバータＤ１、駆動用インバータＤ２及び発電用インバータＤ３の各構成についてさらに詳しく説明する。最初に昇降圧コンバータＤ１において、第１コンデンサ４は、一端が第１の直流入出力端子Ｅ１及びトランス５に接続され、他端が第２の直流入出力端子Ｅ２に接続されている。このような第１コンデンサ４の両端は、昇降圧コンバータＤ１における一次側入出力端子である。

【0028】

すなわち、この第１コンデンサ４は、電池Ｐに対して並列接続されており、当該電池Ｐから昇降圧コンバータＤ１に入力される直流電力（電池電力）に含まれ得る高周波ノイズを除去する。また、この第１コンデンサ４は、トランス５から入力される直流電力（充電電力）については、含まれ得るリップルを平滑化する。

【0029】

トランス５は、一次巻線５ａと二次巻線５ｂとを備えており、一次巻線５ａの一端及び二次巻線５ｂの一端が上記第１の直流入出力端子Ｅ１及び第１コンデンサ４の一端に接続されている。また、一次巻線５ａの他端は、第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａのエミッタ端子及び第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂのコレクタ端子に接続され、二次巻線５ｂの他端は、第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃのエミッタ端子及び第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄのコレクタ端子に接続されている。

【0030】

このようなトランス５は、一次巻線５ａと二次巻線５ｂとが所定の結合係数ｋで電磁気的に結合している。すなわち、一次巻線５ａは、自身の巻き数等に応じた所定の第１自己インダクタンスＬａを有し、二次巻線５ｂは自身の巻き数等に応じた所定の第２自己インダクタンスＬｂを有している。また、一次巻線５ａと二次巻線５ｂとは、上述した第１自己インダクタンスＬａ、第２自己インダクタンスＬｂ及び結合係数ｋに基づく相互インダクタンスＭを有している。

【0031】

４つの変圧用ＩＧＢＴ６ａ～６ｄのうち、第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａ及び第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂは、昇降圧コンバータＤ１におけるＡ相変圧用スイッチングレグを構成している。また、第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃ及び第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄは、昇降圧コンバータＤ１におけるＢ相変圧用スイッチングレグを構成している。

【0032】

第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａは、コレクタ端子が第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃのコレクタ端子及び第２コンデンサ７の一端に共通接続されており、エミッタ端子が一次巻線５ａの他端及び第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂのコレクタ端子に共通接続され、ゲート端子がゲートドライバ２における昇降圧コンバータＤ１用の第１出力端子に接続されている。このような第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａは、ゲートドライバ２から入力される第１変圧用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される半導体スイッチング素子である。

【0033】

第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂは、コレクタ端子が一次巻線５ａの他端及び第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａのエミッタ端子に共通接続され、エミッタ端子が第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄのエミッタ端子、第１コンデンサ４の他端及び第２コンデンサ７の他端に共通接続され、ゲート端子がゲートドライバ２における昇降圧コンバータＤ１用の第２出力端子に接続されている。このような第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂは、ゲートドライバ２から入力される第２変圧用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される半導体スイッチング素子である。

【0034】

第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃは、コレクタ端子が第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａのコレクタ端子及び第２コンデンサ７の一端に共通接続され、エミッタ端子が二次巻線５ｂの他端及び第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄのコレクタ端子に共通接続され、ゲート端子がゲートドライバ２における昇降圧コンバータＤ１用の第３出力端子に接続されている。このような第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃは、ゲートドライバ２から入力される第３変圧用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される半導体スイッチング素子である。

【0035】

第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄは、コレクタ端子が二次巻線５ｂの他端及び第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃのエミッタ端子に共通接続され、エミッタ端子が第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂのエミッタ端子、第１コンデンサ４の他端及び第２コンデンサ７の他端に共通接続され、ゲート端子がゲートドライバ２における昇降圧コンバータＤ１用の第４出力端子に接続されている。このような第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄは、ゲートドライバ２から入力される第４変圧用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される半導体スイッチング素子である。

【0036】

また、第２コンデンサ７は、一端が第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａのコレクタ端子及び第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃのコレクタ端子に接続され、他端が第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂのエミッタ端子、第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄのエミッタ端子、第１コンデンサ４の他端及び第２の直流入出力端子Ｅ２に共通接続されている。このような第２コンデンサ７の両端は、昇降圧コンバータＤ１における二次側入出力端子である。

【0037】

このような第２コンデンサ７は、Ａ相変圧用スイッチングレグ及びＢ相変圧用スイッチングレグから入力される直流電力（昇圧電力）に含まれ得るリップルを平滑化する。また、この第２コンデンサ７は、駆動用インバータＤ２から入力される直流電力（回生電力）及び発電用インバータＤ３から入力される直流電力（充電電力）に含まれ得るリップルを平滑化する。

【0038】

ここで、図示しないが、昇降圧コンバータＤ１には、昇降圧コンバータＤ１の動作状態を示す状態量を検出する検出器として、一次側電圧センサ、二次側電圧センサ及びリアクトル電流センサが付帯的に設けられている。一次側電圧センサは、昇降圧コンバータＤ１の一次側つまり電池Ｐ側の一次電圧Ｖ１を検出する電圧センサであり、昇降圧コンバータＤ１の状態量である一次側電圧Ｖ１をＥＣＵ３に出力する。

【0039】

二次側電圧センサは、昇降圧コンバータＤ１の二次側つまり駆動用インバータＤ２側（発電用インバータＤ３側）の二次電圧Ｖ２を検出する電圧センサであり、昇降圧コンバータＤ１の状態量である二次側電圧Ｖ２をＥＣＵ３に出力する。なお、この二次電圧Ｖ２は、駆動用インバータＤ２の一次側電圧及び発電用インバータＤ３の二次側電圧でもある。

【0040】

また、リアクトル電流センサは、トランス５の一次巻線５ａに流れる一次電流と二次巻線５ｂに流れる二次電流との合計電流をリアクトル電流Ｉとして検出する電流センサであり、昇降圧コンバータＤ１の状態量であるリアクトル電流ＩをＥＣＵ３に出力する。このリアクトル電流Ｉは、昇降圧コンバータＤ１における一次側から二次側に流れる力行電流或いは二次側から一次側に流れる回生電流又は充電電流に相当する。

【0041】

続いて、駆動用インバータＤ２を構成する６つの駆動用ＩＧＢＴ８ａ～８ｆのうち、第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａ及び第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂはＵ相駆動用スイッチングレグを構成し、第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃ及び第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄはＶ相駆動用スイッチングレグを構成し、第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅ及び第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆはＷ相駆動用スイッチングレグを構成している。

【0042】

第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａ及び第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂのうち、第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａは、コレクタ端子が第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃのコレクタ端子及び第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅのコレクタ端子に共通接続され、エミッタ端子が第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂのコレクタ端子及びＵ相モータ用端子Ｆｕに共通接続されている。

【0043】

また、この第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａは、ゲート端子がゲートドライバ２における駆動用インバータＤ２用の第１出力端子に接続されている。このような第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａは、ゲートドライバ２から入力される第１駆動用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される半導体スイッチング素子である。

【0044】

第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂは、コレクタ端子が第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａのエミッタ端子及びＵ相モータ用端子Ｆｕに共通接続され、エミッタ端子が第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄのエミッタ端子及び第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆのエミッタ端子に共通接続されている。

【0045】

また、この第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂは、ゲート端子がゲートドライバ２における駆動用インバータＤ２用の第２出力端子に接続されている。このような第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂは、ゲートドライバ２から入力される第２駆動用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される半導体スイッチング素子である。

【0046】

第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃは、コレクタ端子が第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａのコレクタ端子及び第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅのコレクタ端子に共通接続され、エミッタ端子が第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄのコレクタ端子及びＶ相モータ用端子Ｆｖに共通接続されている。

【0047】

また、この第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃは、ゲート端子がゲートドライバ２における駆動用インバータＤ２用の第２出力端子に接続されている。このような第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃは、ゲートドライバ２から入力される第３駆動用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される半導体スイッチング素子である。

【0048】

第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄは、コレクタ端子が第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃのエミッタ端子及びＶ相モータ用端子Ｆｖに共通接続され、エミッタ端子が第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂのエミッタ端子及び第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆのエミッタ端子に共通接続されている。

【0049】

また、この第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄは、ゲート端子がゲートドライバ２における駆動用インバータＤ２用の第４出力端子に接続されている。このような第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄは、ゲートドライバ２から入力される第４駆動用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される半導体スイッチング素子である。

【0050】

第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅは、コレクタ端子が第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａのコレクタ端子及び第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃのコレクタ端子に共通接続され、エミッタ端子が第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆのコレクタ端子及びＷ相モータ用端子Ｆｗに共通接続されている。

【0051】

また、この第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅは、ゲート端子がゲートドライバ２における駆動用インバータＤ２用の第５出力端子に接続されている。このような第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅは、ゲートドライバ２から入力される第５駆動用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される半導体スイッチング素子である。

【0052】

第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆは、コレクタ端子が第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅのエミッタ端子及びＷ相モータ用端子Ｆｗに共通接続され、エミッタ端子が第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂのエミッタ端子及び第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄのエミッタ端子に共通接続されている。

【0053】

また、この第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆは、ゲート端子がゲートドライバ２における駆動用インバータＤ２用の第６出力端子に接続されている。このような第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆは、ゲートドライバ２から入力される第６駆動用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される半導体スイッチング素子である。

【0054】

このような駆動用インバータＤ２において、相互に共通接続された３つのスイッチングレグつまりＵ相駆動用スイッチングレグ、Ｖ相駆動用スイッチングレグ及びＷ相駆動用スイッチングレグの両端、つまり第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａのコレクタ端子、第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃのコレクタ端子及び第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅのコレクタ端子と第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂのエミッタ端子、第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄのエミッタ端子及び第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆのエミッタ端子とは、駆動用インバータＤ２の一次側入出力端子である。また、Ｕ相駆動用スイッチングレグ、Ｖ相駆動用スイッチングレグ及びＷ相駆動用スイッチングレグにおける３つの中点、つまり第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａのエミッタ端子と第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂのコレクタ端子との接続点、第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃのエミッタ端子と第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄのコレクタ端子との接続点及び第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅのエミッタ端子と第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆのコレクタ端子との接続点は、駆動用インバータＤ２の二次側入出力端子である。

【0055】

すなわち、第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａのエミッタ端子と第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂのコレクタ端子との接続点、第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃのエミッタ端子と第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄのコレクタ端子との接続点及び第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅのエミッタ端子と第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆのコレクタ端子との接続点は、駆動用インバータＤ２の二次側入出力端子である。

【0056】

また、駆動用インバータＤ２の一次側入出力端子の一方つまり第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａのコレクタ端子、第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃのコレクタ端子及び第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅのコレクタ端子は、昇降圧コンバータＤ１における二次側入出力端子の一方、つまり第２コンデンサ７の一端、第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａのコレクタ端子及び第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃのコレクタ端子に接続されている。

【0057】

さらに、駆動用インバータＤ２の一次側入出力端子の他方つまり第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂのエミッタ端子、第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄのエミッタ端子及び第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆのエミッタ端子は、昇降圧コンバータＤ１における二次側入出力端子の他方、つまり第１、第２コンデンサ４、７の他端、第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂのエミッタ端子及び第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄのエミッタ端子に接続されている。

【0058】

続いて、発電用インバータＤ３を構成する６つの発電用ＩＧＢＴ９ａ～９ｆのうち、第１の発電用ＩＧＢＴ９ａ及び第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂはＵ相発電用スイッチングレグを構成し、第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃ及び第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄはＶ相発電用スイッチングレグを構成し、第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅ及び第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆはＷ相発電用スイッチングレグを構成している。

【0059】

第１の発電用ＩＧＢＴ９ａ及び第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂのうち、第１の発電用ＩＧＢＴ９ａは、コレクタ端子が第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃのコレクタ端子及び第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅのコレクタ端子に共通接続され、エミッタ端子が第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂのコレクタ端子及びＵ相発電機用端子Ｈｕに共通接続されている。

【0060】

また、この第１の発電用ＩＧＢＴ９ａは、ゲート端子がゲートドライバ２における発電用インバータＤ３用の第１出力端子に接続されている。このような第１の発電用ＩＧＢＴ９ａは、ゲートドライバ２から入力される第１発電用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される半導体スイッチング素子である。

【0061】

第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂは、コレクタ端子が第１の発電用ＩＧＢＴ９ａのエミッタ端子及びＵ相発電機用端子Ｈｕに共通接続され、エミッタ端子が第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄのエミッタ端子及び第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆのエミッタ端子に共通接続されている。

【0062】

また、この第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂは、ゲート端子がゲートドライバ２における発電用インバータＤ３用の第２出力端子に接続されている。このような第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂは、ゲートドライバ２から入力される第２発電用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される半導体スイッチング素子である。

【0063】

第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃは、コレクタ端子が第１の発電用ＩＧＢＴ９ａのコレクタ端子及び第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅのコレクタ端子に共通接続され、エミッタ端子が第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄのコレクタ端子及びＶ相発電機用端子Ｈｖに共通接続されている。

【0064】

また、この第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃは、ゲート端子がゲートドライバ２における発電用インバータＤ３用の第３出力端子に接続されている。このような第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃは、ゲートドライバ２から入力される第３発電用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される半導体スイッチング素子である。

【0065】

第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄは、コレクタ端子が第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃのエミッタ端子及びＶ相発電機用端子Ｈｖに共通接続され、エミッタ端子が第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂのエミッタ端子及び第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆのエミッタ端子に共通接続されている。

【0066】

また、この第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄは、ゲート端子がゲートドライバ２における発電用インバータＤ３用の第４出力端子に接続されている。このような第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄは、ゲートドライバ２から入力される第４発電用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される半導体スイッチング素子である。

【0067】

第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅは、コレクタ端子が第１の発電用ＩＧＢＴ９ａのコレクタ端子及び第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃのコレクタ端子に共通接続され、エミッタ端子が第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆのコレクタ端子及びＷ相発電機用端子Ｈｗに共通接続されている。

【0068】

また、この第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅは、ゲート端子がゲートドライバ２における発電用インバータＤ３用の第５出力端子に接続されている。このような第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅは、ゲートドライバ２から入力される第５発電用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される半導体スイッチング素子である。

【0069】

第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆは、コレクタ端子が第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅのエミッタ端子及びＷ相発電機用端子Ｈｗに共通接続され、エミッタ端子が第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂのエミッタ端子及び第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄのエミッタ端子に共通接続されている。

【0070】

また、この第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆは、ゲート端子がゲートドライバ２における発電用インバータＤ３用の第６出力端子に接続されている。このような第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆは、ゲートドライバ２から入力される第６発電用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される半導体スイッチング素子である。

【0071】

このような発電用インバータＤ３において、Ｕ相発電用スイッチングレグ、Ｖ相発電用スイッチングレグ及びＷ相発電用スイッチングレグにおける３つの中点、つまり第１の発電用ＩＧＢＴ９ａのエミッタ端子と第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂのコレクタ端子との接続点、第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃのエミッタ端子と第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄのコレクタ端子との接続点及び第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅのエミッタ端子と第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆのコレクタ端子との接続点は、発電用インバータＤ３の一次側入出力端子である。

【0072】

このような発電用インバータＤ３における３つの一次側入出力端子のうち、Ｕ相発電用スイッチングレグの中点はＵ相発電機用端子Ｈｕに接続され、Ｖ相発電機用端子Ｈｖの中点はＶ相発電機用端子Ｈｖに接続され、またＷ相発電機用端子Ｈｗの中点はＷ相発電機用端子Ｈｖに接続されている。

【0073】

また、発電用インバータＤ３において相互に共通接続されたＵ相発電用スイッチングレグ、Ｖ相発電用スイッチングレグ及びＷ相発電用スイッチングレグの両端、つまり第１の発電用ＩＧＢＴ９ａのコレクタ端子、第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃのコレクタ端子及び第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅのコレクタ端子と第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂのエミッタ端子、第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄのエミッタ端子及び第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆのエミッタ端子とは、発電用インバータＤ３における二次側入出力端子である。

【0074】

このような発電用インバータＤ３の二次側入出力端子は、図示するように、昇降圧コンバータＤ１の二次側入出力端子及び駆動用インバータＤ２の一次側入出力端子に共通接続されている。すなわち、昇降圧コンバータＤ１は、電池Ｐとの間において駆動用インバータＤ２及び／或いは発電用インバータＤ３と直流電力の入出力を相互に行う。

【0075】

ここで、上述した変圧用ＩＧＢＴ６ａ～６ｄ、駆動用ＩＧＢＴ８ａ～８ｆ及び発電用ＩＧＢＴ９ａ～９ｆは、図示するように各々に還流ダイオードを備えている。すなわち、この還流ダイオードは、各々のＩＧＢＴについて、カソード端子がコレクタ端子に接続され、またアノード端子がエミッタ端子に接続されている。このような還流ダイオードは、ＩＧＢＴがＯＦＦ状態の時にアノード端子からカソード端子に還流電流を流すことができる。

【0076】

続いて、ゲートドライバ２は、変圧用ゲート信号生成部２ａ、駆動用ゲート信号生成部２ｂ及び発電用ゲート信号生成部２ｃを備え、ＥＣＵ３から入力される各種Ｄｕｔｙ指令値（変圧用Ｄｕｔｙ指令値、駆動用Ｄｕｔｙ指令値及び発電用Ｄｕｔｙ指令値）に基づいて第１～第４変圧用ゲート信号、第１～第６駆動用ゲート信号及び第１～第６発電用ゲート信号を生成する回路である。

【0077】

変圧用ゲート信号生成部２ａは、昇降圧コンバータＤ１に対応し、ＥＣＵ３から入力される変圧用Ｄｕｔｙ指令値及び変圧用キャリア周波数に基づいて第１～第４変圧用ゲート信号を生成する。すなわち、変圧用ゲート信号生成部２ａは、変圧用Ｄｕｔｙ指令値を変圧用キャリア周波数に相当する周期の搬送波（三角波）と比較することにより、変圧用キャリア周波数及び変圧用Ｄｕｔｙ指令値に応じた繰返し周波数（繰返し周期）及びデューティ比を有するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を第１～第４変圧用ゲート信号として生成する。

【0078】

この変圧用ゲート信号生成部２ａは、第１変圧用ゲート信号を昇降圧コンバータＤ１の第１変圧用ＩＧＢＴ６ａのゲート端子に出力し、第２変圧用ゲート信号を昇降圧コンバータＤ１の第２変圧用ＩＧＢＴ６ｂのゲート端子に出力し、第３変圧用ゲート信号を昇降圧コンバータＤ１の第３変圧用ＩＧＢＴ６ｃに出力し、第４変圧用ゲート信号を昇降圧コンバータＤ１の第４変圧用ＩＧＢＴ６ｄに出力する。

【0079】

駆動用ゲート信号生成部２ｂは、駆動用インバータＤ２に対応し、ＥＣＵ３から入力される駆動用Ｄｕｔｙ指令値及び駆動用キャリア周波数に基づいて第１～第６駆動用ゲート信号生成する。すなわち、駆動用ゲート信号生成部２ｂは、駆動用Ｄｕｔｙ指令値を駆動用キャリア周波数に相当する周期の搬送波（三角波）と比較することにより、駆動用キャリア周波数及び駆動用Ｄｕｔｙ指令値に応じた繰返し周波数（繰返し周期）及びデューティ比を有するＰＷＭ信号を第１～第６駆動用ゲート信号として生成する。

【0080】

この駆動用ゲート信号生成部２ｂは、第１駆動用ゲート信号を駆動用インバータＤ２の第１駆動用ＩＧＢＴ８ａのゲート端子に出力し、第２駆動用ゲート信号を駆動用インバータＤ２の第２駆動用ＩＧＢＴ８ｂのゲート端子に出力し、第３駆動用ゲート信号を駆動用インバータＤ２の第３駆動用ＩＧＢＴ８ｃのゲート端子に出力し、第４駆動用ゲート信号を駆動用インバータＤ２の第４駆動用ＩＧＢＴ８ｄのゲート端子に出力し、第５駆動用ゲート信号を駆動用インバータＤ２の第５駆動用ＩＧＢＴ８ｅのゲート端子に出力し、第６駆動用ゲート信号を駆動用インバータＤ２の第６駆動用ＩＧＢＴ８ｆのゲート端子に出力する。

【0081】

発電用ゲート信号生成部２ｃは、発電用インバータＤ３に対応し、ＥＣＵ３から入力される発電用Ｄｕｔｙ指令値及び発電用キャリア周波数に基づいて第１～第６発電用ゲート信号生成する。すなわち、発電用ゲート信号生成部２ｃは、発電用Ｄｕｔｙ指令値を発電用キャリア周波数に相当する周期の搬送波（三角波）と比較することにより、発電用キャリア周波数及び発電用Ｄｕｔｙ指令値に応じた繰返し周波数（繰返し周期）及びデューティ比を有するＰＷＭ信号を第１～第６発電用ゲート信号として生成する。

【0082】

この発電用ゲート信号生成部２ｃは、第１発電用ゲート信号を発電用インバータＤ３の第１発電用ＩＧＢＴ９ａのゲート端子に出力し、第２発電用ゲート信号を発電用インバータＤ３の第２発電用ＩＧＢＴ９ｂのゲート端子に出力し、第３発電用ゲート信号を発電用インバータＤ３の第３発電用ＩＧＢＴ９ｃのゲート端子に出力し、第４発電用ゲート信号を発電用インバータＤ３の第４発電用ＩＧＢＴ９ｄのゲート端子に出力し、第５発電用ゲート信号を発電用インバータＤ３の第５発電用ＩＧＢＴ９ｅのゲート端子に出力し、第６発電用ゲート信号を発電用インバータＤ３の第６発電用ＩＧＢＴ９ｆのゲート端子に出力する。

【0083】

ＥＣＵ３は、予め記憶された制御プログラムに基づいて所定の制御処理を行う制御回路である。このＥＣＵ３は、上記制御処理に基づいて生成した各種Ｄｕｔｙ指令値（変圧用Ｄｕｔｙ指令値、駆動用Ｄｕｔｙ指令値及び発電用Ｄｕｔｙ指令値）をゲートドライバ２に出力する。

【0084】

このようなＥＣＵ３は、ＰＣＵ１及びゲートドライバ２を介して三相モータＭの駆動制御及び電池Ｐの充電制御を行う。すなわち、このＥＣＵ３は、昇降圧コンバータＤ１、駆動用インバータＤ２及び発電用インバータＤ３に付帯的に設けられる電圧センサの検出値（電圧検出値）及び電流センサの検出値（電流検出値）並びに電動車両の操作情報等に基づいて昇降圧コンバータＤ１、駆動用インバータＤ２及び発電用インバータＤ３に関する各種Ｄｕｔｙ指令値（変圧用Ｄｕｔｙ指令値、駆動用Ｄｕｔｙ指令値及び発電用Ｄｕｔｙ指令値）を生成する。

【0085】

このＥＣＵ３は、上記各種Ｄｕｔｙ指令値（変圧用Ｄｕｔｙ指令値、駆動用Ｄｕｔｙ指令値及び発電用Ｄｕｔｙ指令値）をゲートドライバ２に供給することにより第１～第４変圧用ゲート信号、第１～第６駆動用ゲート信号及び第１～第６発電用ゲート信号を生成させる。第１～第４変圧用ゲート信号によって昇降圧コンバータＤ１が制御され、第１～第６駆動用ゲート信号によって駆動用インバータＤ２が制御され、また第１～第６発電用ゲート信号によって発電用インバータＤ３が制御される。

【0086】

続いて、上述した昇降圧コンバータＤ１を制御する変圧制御部Ｂの構成について、図２を参照して詳しく説明する。

【0087】

この変圧制御部Ｂは、上述した変圧用ゲート信号生成部２ａとＥＣＵ３の一部機能構成要素とによって構成され、昇降圧コンバータＤ１の制御に特化した制御構成要素である。この変圧制御部Ｂは、図２に示すように目標値設定部１０、電流制御部１１、電圧制御部１２、Ｄｕｔｙ制御部１３、キャリア周波数設定部１４及び変圧用ゲート信号生成部２ａを備える。

【0088】

目標値設定部１０は、電動自動車の操作量等に基づいて変圧用制御目標値Ｘ０を設定する機能構成要素である。この変圧用制御目標値Ｘ０は、昇降圧コンバータＤ１が昇圧動作をする場合の昇圧比の目標量又は昇降圧コンバータＤ１が降圧動作をする場合の降圧比の目標量である。目標値設定部１０は、このような変圧用制御目標値Ｘ０を電流制御部１１に出力する。なお、上記昇圧比又は降圧比は、上述した一次電圧Ｖ１と二次電圧Ｖ２との比率である。

【0089】

電流制御部１１は、上記変圧用制御目標値Ｘ０、また一次側電圧センサから入力される一次電圧Ｖ１、二次側電圧センサから入力される二次電圧Ｖ２及びリアクトル電流センサから入力されるリアクトル電流Ｉに基づいて電流指令値Ｘ１を演算する演算部である。この電流制御部１１は、電流指令値Ｘ１を電圧制御部１２に出力する。

【0090】

電圧制御部１２は、上記電流指令値Ｘ１及びリアクトル電流Ｉに基づいて電圧指令値Ｘ２を演算する演算部である。この電圧制御部１２は、電圧指令値Ｘ２をＤｕｔｙ制御部１３に出力する。Ｄｕｔｙ制御部１３は、上記電圧指令値Ｘ２に基づいて第１～第４変圧用ゲート信号（ＰＷＭ信号）のデューティ比を示すＤｕｔｙ指令値Ｘ３、Ｘ４を演算する演算部である。

【0091】

ここで、本実施形態における昇降圧コンバータＤ１は、磁気結合した一次巻線５ａと二次巻線５ｂとを備えると共にＡ相変圧用スイッチングレグとＢ相スイッチングレグとを備える磁気結合インターリーブ型チョッパ回路である。Ａ相変圧用スイッチングレグとＢ相スイッチングレグとは、位相関係（位相）が１８０°異なる第１、第２変圧用ゲート信号と第３、第４変圧用ゲート信号とによって制御される。

【0092】

このような昇降圧コンバータＤ１に対応するため、上記Ｄｕｔｙ指令値Ｘ３、Ｘ４は、Ａ相用Ｄｕｔｙ指令値Ｘ３とＢ相用Ｄｕｔｙ指令値Ｘ４とからなる。すなわち、Ａ相用Ｄｕｔｙ指令値Ｘ３は、第１変圧用ゲート信号及び第２変圧用ゲート信号のデューティ比を指定する指令値であり、Ｂ相用Ｄｕｔｙ指令値Ｘ４は、第３変圧用ゲート信号及び第４変圧用ゲート信号のデューティ比を指定する指令値である。

【0093】

キャリア周波数設定部１４は、上述した一次電圧Ｖ１、二次電圧Ｖ２及びリアクトル電流Ｉに基づいて第１～第４変圧用ゲート信号の繰返し周波数（キャリア周波数ｆｃ）を設定する機能構成要素である。このキャリア周波数ｆｃは、変圧用ゲート信号生成部２ａが第１～第４変圧用ゲート信号の生成に使用する搬送波（三角波）の周波数に相当する発電用キャリア周波数である。

【0094】

このようなキャリア周波数設定部１４は、本発明のスイッチング周波数設定部に相当する機能構成要素であり、またキャリア周波数ｆｃは、昇降圧コンバータＤ１を構成する第１～第４変圧用ＩＧＢＴ６ａ～６ｄのスイッチング周波数を指定する物理量である。すなわち、このキャリア周波数設定部１４は、昇降圧コンバータＤ１（磁気結合インターリーブ型チョッパ回路）の動作状態を示す一次電圧Ｖ１、二次電圧Ｖ２及びリアクトル電流Ｉ（状態量）に基づいて、昇降圧コンバータＤ１（磁気結合インターリーブ型チョッパ回路）のキャリア周波数ｆｃを設定する。

【0095】

このキャリア周波数設定部１４は、ＥＣＵ３が予め記憶しているキャリア周波数マップ１５を用いることによりキャリア周波数ｆｃの周波数値Ｘ５を設定する。上記キャリア周波数マップ１５は、図３に示すように、所定範囲に亘る二次電圧Ｖ２及びリアクトル電流Ｉについて二次電圧Ｖ２に関する離散的な複数の値及びリアクトル電流Ｉに関する離散的な複数の値に各々対応するキャリア周波数ｆｃの周波数値Ｘ５が登録された二次元テーブルである。

【0096】

すなわち、キャリア周波数マップ１５は、図３に示すように、一次電圧Ｖ１が２２０Ｖ（ボルト）の場合に関する二次元テーブルであり、二次電圧Ｖ２について２２０Ｖ～７００Ｖの範囲で合計１１点の電圧値、またリアクトル電流Ｉについて－２００Ａ（アンペア）～＋２００Ａの範囲で合計４１点の電流値についてキャリア周波数ｆｃの周波数値Ｘ５が登録されている。

【0097】

このようなキャリア周波数マップ１５には、昇降圧コンバータＤ１の動作状態を示す３つの物理量つまり一次電圧Ｖ１、二次電圧Ｖ２及びリアクトル電流Ｉの各値について、昇降圧コンバータＤ１の全体的な回路損失が最小となる周波数値Ｘ５が登録されている。なお、図３におけるリアクトル電流Ｉの極性は、リアクトル電流Ｉが昇降圧コンバータＤ１の一次側から二次側に向かって流れる場合を＋（プラス）とし、二次側から一次側に向かって流れる場合を－（マイナス）としている。

【0098】

このようなキャリア周波数マップ１５における各周波数値Ｘ５は、例えばＰＣＵ１を電動車両に搭載する前の昇降圧コンバータＤ１の性能に関する事前実験において、昇降圧コンバータＤ１の全体的な回路損失を最小化する値として見出されている。

【0099】

例えば、キャリア周波数上限値をＩＧＢＴの熱要件を満たす値とし、またキャリア周波数下限値を装置のノイズバイブレーションを満たす値とするキャリア周波数範囲を定めている。そうして、当該キャリア周波数範囲内の一次電圧Ｖ１、二次電圧Ｖ２及びリアクトル電流Ｉの各値について、昇降圧コンバータＤ１の全体的な回路損失が最小となる周波数値Ｘ５を導くマップを策定している。そのため、装置の最適なキャリア周波数を設定できる。

【0100】

ここで、図３では、一次電圧Ｖ１が２２０Ｖの場合における二次電圧Ｖ２及びリアクトル電流Ｉの各値に対応する周波数値Ｘ５が一例として記載さおり、二次電圧Ｖ２が４５０Ｖ（ボルト）かつリアクトル電流Ｉが－２０Ａ（アンペア）に対応するキャリア周波数ｆｃは１２ｋＨｚ（キロヘルツ）である。すなわち、一次電圧Ｖ１が２２０Ｖ、二次電圧Ｖ２が４５０Ｖかつリアクトル電流Ｉが－２０Ａの場合、昇降圧コンバータＤ１の全体的な回路損失が最小となる条件は、キャリア周波数ｆｃの周波数値Ｘ５を１２ｋＨｚに設定した場合である。

【0101】

また、キャリア周波数マップ１５の周波数値Ｘ５は、図３に示すように、昇降圧コンバータＤ１の昇圧比が約２倍、つまり二次電圧Ｖ２が４５０Ｖとなる動作状態において、前後の昇圧比における周波数値Ｘ５よりも低くなるように設定されている。すなわち、昇降圧コンバータＤ１の昇圧比が２倍となる動作状態における周波数値Ｘ５が、昇降圧コンバータＤ１の昇圧比が２倍の前後となる動作状態における周波数値Ｘ５よりも低く設定されている。図３を用いて具体例を以下に述べる。

【0102】

例えば、二次電圧Ｖ２が４５０Ｖかつリアクトル電流Ｉが－３０Ａの場合、周波数値Ｘ５は９ｋＨｚであるが、二次電圧Ｖ２が４００Ｖかつリアクトル電流Ｉが－３０Ａの場合の周波数値Ｘ５は１１ｋＨｚであり、また二次電圧Ｖ２が５００Ｖかつリアクトル電流Ｉが－３０Ａの場合の周波数値Ｘ５は１２ｋＨｚである。

【0103】

また、二次電圧Ｖ２が４５０Ｖかつリアクトル電流Ｉが２０Ａの場合、周波数値Ｘ５は１１ｋＨｚであるが、二次電圧Ｖ２が４００Ｖかつリアクトル電流Ｉが２０Ａの場合の周波数値Ｘ５は１２ｋＨｚであり、また二次電圧Ｖ２が５００Ｖかつリアクトル電流Ｉが２０Ａの場合の周波数値Ｘ５は１２ｋＨｚである。

【0104】

磁気結合インターリーブ型チョッパ回路として構成された昇降圧コンバータＤ１では、昇圧比が２倍となる動作状態においてトランス５の一次巻線５ａに流れるリアクトル電流Ｉａによって発生する磁束と二次巻線５ｂに流れるリアクトル電流Ｉｂとによって発生する磁束とが相殺されコア損失が最小化するという特徴がある。

【0105】

したがって、本実施形態では、昇圧比が２倍となる動作状態において、Ａ相スイッチングレグ及びＢ相スイッチングレグにおけるスイッチング損失つまり第１～第４変圧用ＩＧＢＴ６ａ～６ｄのスイッチング損失を低下させ、以って昇降圧コンバータＤ１の全体的な回路損失を最小化するためにキャリア周波数ｆｃを他の昇圧比よりも低下させる。

【0106】

このキャリア周波数マップ１５では、一次電圧Ｖ１の値、二次電圧Ｖ２の値及びリアクトル電流Ｉの値が指定されることによって１つのキャリア周波数ｆｃの周波数値Ｘ５が抽出される。すなわち、キャリア周波数設定部１４は、外部から入力された一次電圧Ｖ１、二次電圧Ｖ２及びリアクトル電流Ｉの各値に対応するキャリア周波数ｆｃの周波数値Ｘ５をキャリア周波数マップ１５から検索し、当該検索の結果である周波数値Ｘ５を変圧用ゲート信号生成部２ａに出力する。

【0107】

ここで、変圧制御部Ｂを構成する各構成要素のうち、目標値設定部１０、電流制御部１１、電圧制御部１２及びＤｕｔｙ制御部１３は、周知のゲート信号生成装置における構成要素と同様である。すなわち、変圧制御部Ｂの各構成要素のうち、本実施形態における最も特徴的な構成要素は、キャリア周波数設定部１４である。

【0108】

このような変圧制御部Ｂは、昇降圧コンバータＤ１と共に本実施形態に係る変圧装置を構成している。すなわち、本実施形態に係る変圧装置は、磁気結合インターリーブ型チョッパ回路（昇降圧コンバータＤ１）と、磁気結合インターリーブ型チョッパ回路を制御する制御部（変圧制御部Ｂ）とから構成されている。

【0109】

次に、本実施形態に係る制御装置Ａの要部動作つまり変圧制御部Ｂの制御動作について、図４～図６を参照して詳しく説明する。

【0110】

この変圧制御部Ｂでは、最初にキャリア周波数設定部１４が昇降圧コンバータＤ１の一次側電圧センサ、二次側電圧センサ及びリアクトル電流センサから取得した一次側電圧Ｖ１、二次電圧Ｖ２及びリアクトル電流Ｉの各値に対応するキャリア周波数ｆｃの周波数値Ｘ５を取得する（ステップＳ１）。

【0111】

すなわち、キャリア周波数設定部１４は、一次側電圧Ｖ１、二次電圧Ｖ２の値及びリアクトル電流Ｉに基づいてキャリア周波数マップ１５を検索することにより、1つの周波数値Ｘ５を取得する。そして、キャリア周波数設定部１４は、検索結果である周波数値Ｘ５を変圧用ゲート信号生成部２ａに出力する。

【0112】

一方、変圧制御部Ｂでは、目標値設定部１０が電動自動車の操作量等に基づいて変圧用制御目標値Ｘ０を設定する（ステップＳ２）。そして、目標値設定部１０は、この変圧用制御目標値Ｘ０を電流制御部１１に出力する。

【0113】

そして、電流制御部１１は、変圧用制御目標値Ｘ０に加え、一次側電圧Ｖ１、二次電圧Ｖ２の値及びリアクトル電流Ｉに基づいて電流指令値Ｘ１を算出する（ステップＳ３）。そして、電流制御部１１は、この電流指令値Ｘ１を電圧制御部１２に出力する。

【0114】

そして、電圧制御部１２は、上記電流指令値Ｘ１に加え、リアクトル電流Ｉに基づいて電圧指令値Ｘ２を算出する（ステップＳ４）。そして、電圧制御部１２は、上記電圧指令値Ｘ２をＤｕｔｙ制御部１３に出力する。

【0115】

そして、Ｄｕｔｙ制御部１３は、上記電圧指令値Ｘ２に基づいて、昇降圧コンバータＤ１におけるＡ相スイッチングレグ用のＡ相用Ｄｕｔｙ指令値Ｘ３とＢ相スイッチングレグ用のＢ相用Ｄｕｔｙ指令値Ｘ４を算出する（ステップＳ５）。そして、Ｄｕｔｙ制御部１３は、Ａ相用Ｄｕｔｙ指令値Ｘ３及びＢ相用Ｄｕｔｙ指令値Ｘ４を変圧用ゲート信号生成部２ａに出力する。

【0116】

そして、変圧用ゲート信号生成部２ａは、上記Ａ相用Ｄｕｔｙ指令値Ｘ３及びＢ相用Ｄｕｔｙ指令値Ｘ４に基づいて第１～第４変圧用ゲート信号を生成する（ステップＳ６）。そして、変圧用ゲート信号生成部２ａは、第１～第４変圧用ゲート信号を昇降圧コンバータＤ１を構成する第１～第４変圧用ＩＧＢＴ６ａ～６ｄの各ゲート端子に出力する。この結果、昇降圧コンバータＤ１は、変圧用制御目標値Ｘ０で指定された変圧比（昇圧比又は降圧比）で変圧動作する。

【0117】

ここで、図５は、昇降圧コンバータＤ１の昇圧動作時における第１～第４変圧用ゲート信号の一例を示している。この昇圧動作時において、第１、第２変圧用ゲート信号は、第１、第２変圧用ＩＧＢＴ６a、６bを同期してＯＮ／ＯＦＦするようハイ電位とロー電位とを一定周期で繰り返し、第３、第４変圧用ゲート信号は、第１、第２変圧ゲート信号と反転する信号として、第３、第４変圧用ＩＧＢＴ６c、６dを同期してＯＮ／ＯＦＦするようハイ電位とロー電位とを一定周期で繰り返すパルス信号となる。

【0118】

また、Ａ相スイッチングレグを構成する第１、第２変圧用ＩＧＢＴ６ａ、６ｂを制御する第１、第２変圧用ゲート信号は、Ｂ相スイッチングレグを構成する第３、第４変圧用ＩＧＢＴ６ｃ、６ｄを制御する第３、第４変圧用ゲート信号に対して位相が１８０°異なる位相関係にある。この結果、Ａ相スイッチングレグに接続する一次巻線５ａのリアクトル電流（Ａ相リアクトル電流Ｉａ）とＢ相スイッチングレグに接続する二次巻線５ｂのリアクトル電流（Ｂ相リアクトル電流Ｉｂ）とは、リップル電流の位相が１８０°異なる関係となる。

【0119】

このようなＡ相リアクトル電流Ｉａは、第１変圧用ＩＧＢＴ６ａに設けられた還流ダイオードを介して第２コンデンサ７に流れ、またＢ相リアクトル電流Ｉｂは、第３変圧用ＩＧＢＴ６ｃに設けられた還流ダイオードを介して第２コンデンサ７に流れる。すなわち、第２コンデンサ７にはＡ相リアクトル電流Ｉａ及びＢ相リアクトル電流Ｉｂの合成電流が流れるが、合成電流の振幅は、Ａ相リアクトル電流ＩａとＢ相リアクトル電流Ｉｂとが１８０°異なる位相関係にあるので極めて小さい。

【0120】

このような昇降圧コンバータＤ１、つまりＡ相及びＢ相の二相からなる磁気結合インターリーブ型チョッパ回路によれば、単相構成の一般的なチョッパ回路に比較して出力電流リップルを大幅に低減することが可能である。

【0121】

また、本実施形態によれば、一次側電圧Ｖ１、二次電圧Ｖ２の値及びリアクトル電流Ｉの各値に応じて第１～第４変圧用ゲート信号の繰返し周波数（繰返し周期）が昇降圧コンバータＤ１の全体的な回路損失を最小化するように設定されるので、昇降圧コンバータＤ１の全動作範囲（全変圧比）において全体的な回路損失が最小化される。

【0122】

したがって、本実施形態によれば、昇降圧コンバータＤ１の動作状態を示す一次側電圧Ｖ１、二次電圧Ｖ２の値及びリアクトル電流Ｉに応じて、昇降圧コンバータＤ１の性能の１つである回路損失を確実に向上させることが可能である。

【0123】

また、本実施形態によれば、昇降圧コンバータＤ１（磁気結合インターリーブ型チョッパ回路）の昇圧比が２倍となる動作状態におけるキャリア周波数ｆｃ（スイッチング周波数）を前後の昇圧比におけるキャリア周波数ｆｃ（スイッチング周波数）よりも低く設定する。このような本実施形態によれば、トランス５におけるインダクタ損失だけではなく、第１～第４変圧用ＩＧＢＴ６ａ～６ｄのスイッチング損失をも低下させることが可能である。

【0124】

また、本実施形態によれば、状態量である一次側電圧Ｖ１、二次電圧Ｖ２の値及びリアクトル電流Ｉに応じた複数の周波数値がキャリア周波数ｆｃ（スイッチング周波数）として登録されたキャリア周波数マップ１５（周波数マップ）を備え、上記状態量に基づいてキャリア周波数マップ１５を検索することにより第１～第４変圧用ゲート信号を生成する。

【0125】

このような本実施形態によれば、一次側電圧Ｖ１、二次電圧Ｖ２の値及びリアクトル電流Ｉ（状態量）に応じたキャリア周波数ｆｃを比較的短時間で取得することが可能である。そして、この結果として、第１～第４変圧用ゲート信号を比較的短時間で生成することができる。

【0126】

なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような変形例が考えられる。
（１）上記実施形態では、昇降圧コンバータＤ１つまりＡ相及びＢ相の二相構成の磁気結合インターリーブ型チョッパ回路について説明したが、本発明はこれに限定されない。すなわち、本発明は、三相以上の構成を備える磁気結合インターリーブ型チョッパ回路にも適用することが可能である。

【0127】

（２）上記実施形態では、キャリア周波数マップ１５に基づいてキャリア周波数ｆｃを設定したが、本発明はこれに限定されない。例えば、リアクトル電流Ｉが異常値を示す場合には、図６に示すようにキャリア周波数ｆｃ（スイッチング周波数）を緊急避難的に上昇させてもよい。

【0128】

この図６では、変圧制御部Bがリアクトル電流Ｉの増加に伴ってキャリア周波数ｆｃを順次低下させている状態でリアクトル電流Ｉが電流しきい値Ｒを越えた状態を示している。この電流しきい値Ｒは、変圧制御部Bに制御データとして予め記憶されてあり、昇降圧コンバータＤ１の正常電流領域と異常電流領域とを区分けする電流値である。

【0129】

このように昇降圧コンバータＤ１の動作状態が正常電流領域から異常電流領域に移行した場合、第１～第４変圧用ＩＧＢＴ６ａ～６ｄが異常電流によって損傷する可能性があるが、キャリア周波数ｆｃを上昇させることによりリアクトル電流Ｉのピーク電流を低く抑制することができる。

【0130】

この変形例によれば、第１～第４変圧用ＩＧＢＴ６ａ～６ｄのスイッチング負荷を軽減することができるので、異常電流による第１～第４変圧用ＩＧＢＴ６ａ～６ｄの損傷を効果的に回避することが可能である。なお、このような異常電流は、電動車両がスリップした場合等に発生し得る。

【0131】

（３）上記実施形態では、キャリア周波数マップ１５を用いてキャリア周波数ｆｃを設定したが、本発明はこれに限定されない。例えば事前実験によって求めた周波数値に基づいて関数を設定し、当該関数に状態量を代入することによってキャリア周波数ｆｃの周波数値Ｘ５を取得してもよい。

【0132】

（４）上記実施形態では、図３に示す論理構成のキャリア周波数マップ１５を採用したが、本発明はこれに限定されない。例えば、キャリア周波数マップ１５における各物理量の範囲（例えば一次電圧Ｖ１、二次電圧Ｖ２及びリアクトル電流Ｉの範囲）は、昇降圧コンバータＤ１（磁気結合インターリーブ型チョッパ回路）の動作範囲に基づいて適宜設定されるべきである。したがって、各物理量の範囲は、図３に限定されない。

【0133】

また、図３のキャリア周波数マップ１５は、一次電圧Ｖ１が２２０Ｖの場合に関するが、一次電圧Ｖ１は２２０Ｖに限定されない。すなわち、一次電圧Ｖ１は電池Ｐの出力電圧によって規定されるので、電池Ｐの出力電圧に応じて適宜設定させるべきである。

【0134】

（５）上記実施形態では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いたＰＣＵ１について説明したが、本発明はこれに限定されない。半導体スイッチング素子として、例えばＭＯＳＦＥＴを採用してもよい。

【産業上の利用可能性】

【0135】

本発明によれば、動作状態に応じて磁気結合インターリーブ型チョッパ回路の性能をより確実に向上させることが可能な変圧装置を提供することができる。

【符号の説明】

【0136】

Ａ 制御装置
Ｂ 変圧制御部
Ｄ１ 昇降圧コンバータ（磁気結合インターリーブ型チョッパ回路）
Ｄ２ 駆動用インバータ
Ｄ３ 発電用インバータ
Ｅ１、Ｅ２ 電池用端子
Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗ モータ用端子
Ｇ 発電機
Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ 発電機用端子
Ｐ 電池
Ｍ 三相モータ（電動機）
１ ＰＣＵ（パワーコントロールユニット）
２ ゲートドライバ
２ａ 変圧用ゲート信号生成部
２ｂ 駆動用ゲート信号生成部
２ｃ 発電用ゲート信号生成部
３ ＥＣＵ
４ 第１コンデンサ
５ トランス
５ａ 一次巻線
５ｂ 二次巻線
６ａ～６ｄ 変圧用ＩＧＢＴ
７ 第２コンデンサ
８ａ～８ｆ 駆動用ＩＧＢＴ
９ａ～９ｆ 発電用ＩＧＢＴ
１０ 目標値設定部
１１ 電流制御部
１２ 電圧制御部
１３ Ｄｕｔｙ制御部
１４ キャリア周波数設定部（スイッチング周波数設定部）
１５ キャリア周波数マップ（周波数マップ）

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】