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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-11-01
(45)【発行日】2024-11-12
(54)【発明の名称】電力変換装置
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20241105BHJP
H02M 1/08 20060101ALI20241105BHJP
H03K 17/687 20060101ALI20241105BHJP
H03K 17/06 20060101ALI20241105BHJP
H03K 17/10 20060101ALI20241105BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 S
H02M1/08 A
H02M1/08 341A
H03K17/687 A
H03K17/06 063
H03K17/10
【請求項の数】
7
(21)【出願番号】P 2020211680
(22)【出願日】2020-12-21
(65)【公開番号】P2022098252
(43)【公開日】2022-07-01
【審査請求日】2023-10-13
(73)【特許権者】
【識別番号】000003078
【氏名又は名称】株式会社東芝
(73)【特許権者】
【識別番号】598076591
【氏名又は名称】東芝インフラシステムズ株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110003708
【氏名又は名称】弁理士法人鈴榮特許綜合事務所
(72)【発明者】
【氏名】松下 晃久
(72)【発明者】
【氏名】餅川 宏
(72)【発明者】
【氏名】葛巻 淳彦
【審査官】今井 貞雄
(56)【参考文献】
【文献】特開２０２０－１１４１４２（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１５－０８０１４４（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開平０９－０９３９０８（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開平１０－２２９６７１（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ７／４８
Ｈ０２Ｍ １／０８
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
上アームと下アームとを含むレグを備え、前記上アームと前記下アームとの少なくとも一方が直列に接続された複数のスイッチング素子を備えた電力変換装置であって、前記複数のスイッチング素子の各々が制御端子と第１端と第２端とを備え、
前記複数のスイッチング素子の各々の前記制御端子と前記第１端との間に電気的に接続された第１抵抗器と、前記第１抵抗器と並列に接続された第１コンデンサと、を含む第１回路を備え、
前記第１コンデンサの容量は、前記複数のスイッチング素子各々の前記第１端と前記制御端子との間の帰還容量と、前記帰還容量の変動幅をもとに前記複数のスイッチング素子間の電圧差が所定の範囲に収まるように決定された係数との積以上である、
電力変換装置。
【請求項2】
前記第１回路と前記制御端子との間に接続された第２抵抗器をさらに含む、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項3】
前記複数のスイッチング素子の各々の前記第１端と前記第２端との間に電気的に接続された第２コンデンサをさらに備える、請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項4】
前記第１回路は、前記第１抵抗器と並列に接続された第３抵抗器と、
前記第３抵抗器と直列に、かつ前記第１抵抗器と並列に接続されたスイッチと
をさらに備える、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項5】
前記第１端と前記第２端との間の電圧を検出する第２回路と、前記第２回路により検出された電圧に基づいて前記複数のスイッチング素子の各々の前記制御端子に印加される電圧を調整する第３回路と
をさらに備える、請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項6】
前記上アームと前記下アームの少なくとも一方が、１つの前記スイッチング素子を含むパッケージを複数備える、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項7】
前記複数のスイッチング素子の各々がソースインダクタンスを備え、前記ソースインダクタンスが同じインダクタンス値を備える、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電力変換装置。【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【0002】
一般に、インバータなどの電力変換装置では、ＰＷＭ（パルス幅変調：Pulse Width Modulation）制御を行うために半導体スイッチが使用される。大容量の電力変換装置は、損失を低減するために、低電流および高電圧で動作することが望ましい。そのため、耐圧の高い半導体スイッチが必要であるが、既存の半導体スイッチの耐圧は限られており、より高耐圧の半導体スイッチを開発するには多大な時間と費用を要する。そこで、比較的耐圧の低い半導体スイッチを複数直列に接続して、高耐圧の半導体スイッチの代わりに利用することが検討されている。
【0003】
複数の半導体スイッチを直列に接続すると、半導体スイッチや駆動回路の特性差に起因して、半導体スイッチに生じる電圧に不均衡（以下、「電圧アンバランス」と称する）が生じることがある。電圧アンバランスが生じると、いずれかの半導体スイッチに耐圧以上の電圧が生じるおそれがあるため、複数の半導体スイッチを直列接続することによって期待される電圧まで利用できない。
【0004】
電圧アンバランスを抑制するためには、例えば、直列に接続された複数の半導体スイッチそれぞれに生じる電圧を検出し、検出された電圧の差に応じて、スイッチングタイミングを調整する手法が考えられる。例えば２つの半導体スイッチが直列に接続されている場合、先にターンオフした半導体スイッチには比較的高い電圧が生じ、後にターンオフした半導体スイッチには比較的低い電圧が生じる。また、２つの半導体スイッチをターンオフする時間のずれが小さいほど、電圧差は小さくなる。そのため、電圧差を検出し、ターンオフするタイミングを調整することにより、電圧アンバランスを抑制し得る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
【文献】特許第４３１３０８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
しかし、ターンオンやターンオフのタイミングを調整するだけでは、スイッチングを行っていないときに生じる電圧アンバランスを抑制することはできない。また、例えば半導体スイッチとしてＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ：metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）のようなユニポーラデバイスを用いた装置では、半導体スイッチを高速にスイッチングさせることが可能であり、わずかなスイッチングタイミングの時間差であっても、電圧アンバランスが大きくなる可能性がある。ターンオンやターンオフのタイミングを正確に調整するための制御を行うには、半導体スイッチの複雑な駆動制御が必要になり、電力変換装置の製造コストの増加をまねいていた。
【0007】
本発明が解決しようとする課題は、大容量の電力変換装置をより低い製造コストで提供できるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【0008】
実施形態によれば、電力変換装置は、上アームと下アームとを含むレグを備え、上アームと下アームとの少なくとも一方が、直列に接続された複数のスイッチング素子を備える。複数のスイッチング素子の各々は、制御端子と、第１端と、第２端と、を備える。電力変換装置は、複数のスイッチング素子の各々の制御端子と第１端との間に電気的に接続された第１抵抗器と、第１抵抗器と並列に接続された第１コンデンサと、を含む、第１回路を備え、前記第１コンデンサの容量は、前記複数のスイッチング素子各々の前記第１端と前記制御端子との間の帰還容量と、前記帰還容量の変動幅をもとに前記複数のスイッチング素子間の電圧差が所定の範囲に収まるように決定された係数との積以上である。
【図面の簡単な説明】
【0009】
【発明を実施するための形態】
【0010】
以下、図面を参照して実施形態に係る電力変換装置について説明する。なお、以降、説明済みの要素と同一または類似の要素には同一または類似の符号を付し、重複する説明については基本的に省略する。例えば、複数の同一または類似の要素が存在する場合に、各要素を区別せずに説明するために共通の符号を用いることがあるし、各要素を区別して説明するために当該共通の符号に加えて枝番号を用いることもある。
【0011】
（第１実施形態）
（１－１）全体構成
図１は、第１実施形態に係る電力変換装置の一構成例を概略的に示す図である。
なお、図１では、第１実施形態に係る電力変換装置１００の一例として、鉄道向けの駆動回路の構成例を示している。電力変換装置１００は、例えば単相交流電源ＡＣ１と三相交流負荷（モータＭ）との間に接続され、コンバータ１１０と、インバータ１２０と、平滑コンデンサ１３０と、コントローラ１４０と、コンバータ用ドライバ１４１と、インバータ用ドライバ１４２と、を備えている。
（１－１）全体構成
図１は、第１実施形態に係る電力変換装置の一構成例を概略的に示す図である。
なお、図１では、第１実施形態に係る電力変換装置１００の一例として、鉄道向けの駆動回路の構成例を示している。電力変換装置１００は、例えば単相交流電源ＡＣ１と三相交流負荷（モータＭ）との間に接続され、コンバータ１１０と、インバータ１２０と、平滑コンデンサ１３０と、コントローラ１４０と、コンバータ用ドライバ１４１と、インバータ用ドライバ１４２と、を備えている。
【0012】
コンバータ１１０は、例えば単相交流電力と直流電力とを相互に変換し得る変換器であって、直流リンク間に接続された２つのレグを備えている。それぞれのレグは上アームと下アームとを備え、上アームと下アームとの間において単相交流電源と電気的に接続されている。
【0013】
インバータ１２０は、例えば直流電力と三相交流電力とを相互に変換し得る変換器であって、直流リンク間に接続された３つのレグ（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれに対応する）を備えている。各レグは、上アームと下アームとを備え、上アームと下アームとの間においてモータＭと電気的に接続されている。
【0014】
コンバータ１１０およびインバータ１２０の各アーム１５０（簡単のため図では符号を１つのみ付す）は、複数のスイッチング素子５と、複数のバランス回路５０と、を含む。
【0015】
複数のスイッチング素子５は、各アーム１５０内で直列に接続されている。スイッチング素子５は、例えば、定格電圧３．３ｋＶのシリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴ（ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ）である。バランス回路５０は、各スイッチング素子５のゲート・ドレイン間に接続されている。スイッチング素子５はＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴに限られるものではなく、他のスイッチング素子が用いられてもよい。またアーム１５０内で３以上のスイッチング素子５が直列に接続されて用いられてもよい。
【0016】
コントローラ１４０は、コンバータ用ドライバ１４１と、インバータ用ドライバ１４２と、に電気的に接続されている。コントローラ１４０は、プロセッサと、メモリと、入出力回路とを含むマイクロコンピュータ等によって構成される。コントローラ１４０は、モータＭの動作状態や外部（例えば上位制御装置）から入力された指示に基づいて、コンバータ１１０の動作を制御する制御信号およびインバータ１２０の動作を制御する制御信号を生成し、それぞれコンバータ用ドライバ１４１およびインバータ用ドライバ１４２に出力する。
【0017】
コンバータ用ドライバ１４１は、コントローラ１４０から制御信号を受け取り、コンバータ１１０の複数のスイッチング素子５のそれぞれのゲート信号を生成してコンバータ１１０に出力する。ゲート信号は、整流作用により所定の直流電流が得られるよう、コンバータ１１０の２つのレグの上アームのスイッチング素子５と下アームのスイッチング素子５とが交互にオン／オフとなるような切替えタイミングを指示する。コンバータ用ドライバ１４１は、レグごとに、アームごとに、またはアーム内の素子ごとに設けられ得る。
【0018】
インバータ用ドライバ１４２は、コントローラ１４０から制御信号を受け取り、インバータの複数のスイッチング素子５のそれぞれのゲート信号を生成してインバータ１２０に出力する。ゲート信号は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の合計が所定の電流値になるようなＰＷＭ制御を行うよう、インバータ１２０の３つのレグの上アームのスイッチング素子５と下アームのスイッチング素子５とが交互にオン／オフとなるような切替えタイミングを指示する。インバータ用ドライバ１４２は、レグごとに、アームごとに、またはアーム内の素子ごとに設けられ得る。
【0019】
平滑コンデンサ１３０は、コンバータ１１０とインバータ１２０との直流端間（直流リンク間）に接続されている。
【0020】
本実施形態のように、各アーム１５０において複数のスイッチング素子５を直列に接続すると、スイッチング素子５間に電圧アンバランスが生じ得る。電圧アンバランスには、例えば「直流電圧アンバランス」と「過渡的な電圧アンバランス」とが含まれる。直流電圧アンバランスは、直列接続された複数のスイッチング素子５をスイッチングしていないときに、スイッチング素子５間に生じる電圧アンバランスである。過渡的な電圧アンバランスは、直列接続された複数のスイッチング素子５をターンオフする時に、スイッチング素子５間に生じる電圧アンバランスである。バランス回路５０は、これらの電圧アンバランスを抑制する。
【0021】
なお、コンバータ１１０およびインバータ１２０の両方において、各レグの上下アーム１５０が複数のスイッチング素子５および複数のバランス回路５０を含んでいる必要はなく、例えばコンバータ１１０およびインバータ１２０のいずれか一方が各アームにおいて直列に接続された複数のスイッチング素子５および複数のバランス回路５０を備えてもよい。
【0022】
以下の説明および図では、便宜上、直列に接続される複数のスイッチング素子５のうちの１つと、当該スイッチング素子５に外付けされる１つのバランス回路５０のみを図示し、説明するが、電力変換装置１００のアーム１５０において直列に接続される複数のスイッチング素子５の各々に、同様の構成を適用可能である。
【0023】
（１－２）バランス回路の構成
図２は、第１実施形態に係る電力変換装置１００に用いることのできるバランス回路５０の構成例を概略的に示す図である。
バランス回路５０は、各スイッチング素子５に接続される。
スイッチング素子５は、制御端子としてのゲート端子Ｇと、第１端としてのドレイン端子Ｄと、第２端としてのソース端子Ｓと、を備える。スイッチング素子５のゲート端子Ｇには、ゲート信号を供給する駆動回路４が接続される。駆動回路４は、コンバータ用ドライバ１４１またはインバータ用ドライバ１４２に含まれる回路である。スイッチング素子５はボディダイオード５１を備え得る。
図２は、第１実施形態に係る電力変換装置１００に用いることのできるバランス回路５０の構成例を概略的に示す図である。
バランス回路５０は、各スイッチング素子５に接続される。
スイッチング素子５は、制御端子としてのゲート端子Ｇと、第１端としてのドレイン端子Ｄと、第２端としてのソース端子Ｓと、を備える。スイッチング素子５のゲート端子Ｇには、ゲート信号を供給する駆動回路４が接続される。駆動回路４は、コンバータ用ドライバ１４１またはインバータ用ドライバ１４２に含まれる回路である。スイッチング素子５はボディダイオード５１を備え得る。
【0024】
第１実施形態では、バランス回路５０は、スイッチング素子５のドレイン端子Ｄとゲート端子Ｇとの間に接続される。バランス回路５０は、抵抗器（第１抵抗器）１と、コンデンサ（第１コンデンサ）２と、共振抑制抵抗器（第２抵抗器）３と、を備える。
【0025】
抵抗器１とコンデンサ２とは、並列回路（第１回路）を構成する。
共振抑制抵抗器３は、当該並列回路とゲート端子Ｇとの間に接続される。
第１実施形態に係る電力変換装置１００のバランス回路５０は、抵抗器１により直流電圧アンバランスを抑制し、コンデンサ２によりターンオフ時の過渡的な電圧アンバランスを抑制し、共振抑制抵抗器３によりゲート端子Ｇの電圧の振動を抑制する。
共振抑制抵抗器３は、当該並列回路とゲート端子Ｇとの間に接続される。
第１実施形態に係る電力変換装置１００のバランス回路５０は、抵抗器１により直流電圧アンバランスを抑制し、コンデンサ２によりターンオフ時の過渡的な電圧アンバランスを抑制し、共振抑制抵抗器３によりゲート端子Ｇの電圧の振動を抑制する。
【0026】
一般に、スイッチング素子は、ドレイン端子とゲート端子の間に容量Ｃｇｄ を有する。容量Ｃｇｄ は帰還容量とも称される。この帰還容量Ｃｇｄ には、スイッチング素子によりばらつきがある。そのため、スイッチング素子がターンオフする時に、ドレイン電流能力が負荷電流となるようなゲート電圧に達すると、スイッチング素子のドレイン電圧が上昇し、その電圧変化で下記の電流が流れる。式１において、ＩＧＮ は駆動回路４からゲート端子Ｇに流れる電流（駆動電流）であり、ｄｖ／ｄｔは単位時間当たりのドレインソース間の電圧変化量である。
ＩＧＮ ＝ Ｃｇｄ・ｄｖ／ｄｔ （式１）
ＩＧＮ ＝ Ｃｇｄ・ｄｖ／ｄｔ （式１）
【0027】
式１から、スイッチング素子５の電圧上昇は、駆動回路４の電流とゲート・ドレイン間の容量Ｃｇｄ で決まることがわかる。そのため、バランス回路５０では、スイッチング素子５の容量Ｃｇｄ のばらつきを打ち消すように、Ｃｇｄ よりも大きい容量のコンデンサ２がゲート・ドレイン間に接続される。一般に、スイッチング素子のＣｇｄ のばらつきに比べて、製品としてのコンデンサ２の容量のばらつきの方が小さい。そのため、バランス回路５０は、コンデンサ２によって、過渡的な電圧アンバランスを抑制することができる。
【0028】
また、ターンオフ後の電圧アンバランスは、スイッチング素子５がターンオフする時の抵抗で決まる。この抵抗にはスイッチング素子５によりばらつきがある。そのため、バランス回路５０では、スイッチング素子５自体の抵抗よりも小さい抵抗器１がゲート・ドレイン間に接続される。バランス回路５０は、スイッチング素子５と抵抗器１との間の抵抗分圧によりスイッチング素子５にかかる電圧を下げることができ、スイッチング素子５自体の抵抗に起因する直流電圧アンバランスを抑制することができる。
【0029】
（１－３）効果
図３は、第１実施形態に係る電力変換装置１００の効果の一例を説明するための図であり、バランス回路５０を使用しない場合の２直列のスイッチング素子５間の電圧アンバランスの試験結果を示す。Ｖｄｓｐ は、アーム１５０内の上側（高電位側）のスイッチング素子５にかかる電圧、Ｖｄｓｎ は、下側（低電位側）のスイッチング素子５にかかる電圧を表す。図３のように、上側の素子５の電圧Ｖｄｓｐ の方が、下側の素子５の電圧Ｖｄｓｎ よりも高い値を示した。
図３は、第１実施形態に係る電力変換装置１００の効果の一例を説明するための図であり、バランス回路５０を使用しない場合の２直列のスイッチング素子５間の電圧アンバランスの試験結果を示す。Ｖｄｓｐ は、アーム１５０内の上側（高電位側）のスイッチング素子５にかかる電圧、Ｖｄｓｎ は、下側（低電位側）のスイッチング素子５にかかる電圧を表す。図３のように、上側の素子５の電圧Ｖｄｓｐ の方が、下側の素子５の電圧Ｖｄｓｎ よりも高い値を示した。
【0030】
図４は、第１実施形態に係る電力変換装置１００の効果の一例を説明するための図であり、図３と同じ電力変換装置１００においてバランス回路５０を使用する場合の電圧アンバランスの抑制結果を示す。図３に対し、上側の素子５の電圧Ｖｄｓｐ と下側の素子５の電圧Ｖｄｓｎ がほぼ同じであることを確認できる。なお、バランス回路５０として共振抑制抵抗器３は必須ではなく、共振抑制抵抗器３を省略しても一定の電圧アンバランス抑制効果が得られる。
【0031】
このように、バランス回路５０は、受動回路のみの簡易な構成で、直列に接続した複数のスイッチング素子５間の電圧アンバランスを抑制することができる。第１実施形態に係る電力変換装置１００は、バランス回路５０を用いることにより、ゲートタイミングの調整を要することなく、また定電圧素子などの追加構成を要することなく、高耐圧のスイッチング素子の代わりに比較的安価で入手しやすい低耐圧のスイッチング素子を直列に接続して、高電圧で動作することができる。したがって、第１実施形態によれば、直列に接続された複数のスイッチング素子５を効率的に活用することができ、製造コストの増加を抑えた大容量の電力変換装置を提供することができる。
【0032】
（１－４）変形例
第１実施形態の電力変換装置１００において、バランス回路５０のコンデンサ２の容量は、スイッチング素子５の容量に対して以下のように決定されてもよい。
第１実施形態の電力変換装置１００において、バランス回路５０のコンデンサ２の容量は、スイッチング素子５の容量に対して以下のように決定されてもよい。
【0033】
スイッチング素子５がターンオフする時、上記の式１に示す駆動電流ＩＧＮ がゲート端子Ｇに流れる。式１の両辺を積分すると、以下の式２が得られる。ＱＧＮ は、ゲート端子Ｇに流入する電荷量である。式２から、スイッチング素子５における電荷量ＱＧＮ のバランスを保つことによって、スイッチング素子５にかかる電圧Ｖｄｓ のアンバランスを抑制できることがわかる。
ＱＧＮ ＝ Ｃｇｄ・Ｖｄｓ （式２）
ＱＧＮ ＝ Ｃｇｄ・Ｖｄｓ （式２）
【0034】
帰還容量Ｃｇｄ は実際にはスイッチング素子５の電圧Ｖｄｓ によって変化するが、ここでは簡単のため、一定値として考える。例えば、２直列のスイッチング素子５の特性によるＣｇｄ のばらつきを±２０％で考慮し、電圧差を±２．５％に抑えるという例を考える。追加する外付けのコンデンサ２の容量をαＣｇｄ とすると、２つのスイッチング素子５の電圧比は次式で表すことができる。
０．９５＝（０．８Ｃｇｄ１ ＋ αＣｇｄ１ ）／（１．２Ｃｇｄ２ ＋ αＣｇｄ２ ）
Ｃｇｄ１ は２直列のスイッチング素子５のうちの一方の帰還容量を表し、Ｃｇｄ２ は２直列のスイッチング素子５のうちの他方の帰還容量を表す。
０．９５＝（０．８Ｃｇｄ１ ＋ αＣｇｄ１ ）／（１．２Ｃｇｄ２ ＋ αＣｇｄ２ ）
Ｃｇｄ１ は２直列のスイッチング素子５のうちの一方の帰還容量を表し、Ｃｇｄ２ は２直列のスイッチング素子５のうちの他方の帰還容量を表す。
【0035】
上式より、係数α＝６．８が得られる。すなわちこの例では、コンデンサ２の容量値として、スイッチング素子５の帰還容量Ｃｇｄ の値の６．８倍以上が適していると決定される。なお、実際には素子のＣｇｄは電圧によって変化する。このため、追加するコンデンサのＱＧＮが素子のＱＧＮのα倍になるようにコンデンサ容量を設定する。本変形例では、第１実施形態に係る電力変換装置１００のバランス回路５０は、各スイッチング素子５の帰還容量Ｃｇｄ の電荷量ＱＧＮ に予め決められた係数αを乗じて得られる電荷量となる容量値以上のコンデンサ２を使用する。これにより、電圧アンバランスがさらに効果的に抑制される。
【0036】
（第２実施形態）
第２実施形態に係る電力変換装置１００は、上述のバランス回路５０に代えてバランス回路５５を用いる点を除き、第１実施形態に係る電力変換装置１００と同様の構成を有する。以下で主に第１実施形態との相違箇所について説明する。
第２実施形態に係る電力変換装置１００は、上述のバランス回路５０に代えてバランス回路５５を用いる点を除き、第１実施形態に係る電力変換装置１００と同様の構成を有する。以下で主に第１実施形態との相違箇所について説明する。
【0037】
（２－１）バランス回路の構成
図５は、第２実施形態に係る電力変換装置１００に用いることのできるバランス回路５５の構成例を概略的に示す。バランス回路５５は、第１実施形態に関して説明したバランス回路５０の構成（抵抗器１、コンデンサ２、および共振抑制抵抗器３）に加え、コンデンサ６をさらに備える。共振抑制抵抗器３は省略されてもよい。
図５は、第２実施形態に係る電力変換装置１００に用いることのできるバランス回路５５の構成例を概略的に示す。バランス回路５５は、第１実施形態に関して説明したバランス回路５０の構成（抵抗器１、コンデンサ２、および共振抑制抵抗器３）に加え、コンデンサ６をさらに備える。共振抑制抵抗器３は省略されてもよい。
【0038】
コンデンサ６は、第２コンデンサとして、スイッチング素子５のドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとの間に接続される。コンデンサ６は、スイッチング素子５の出力容量Ｃｏｓｓ よりも十分に大きな容量値を有する。コンデンサ６は、スイッチング素子５のボディダイオード５１の容量のばらつきに起因する電圧アンバランスを抑制する。
【0039】
（２－２）効果
一般に、電力変換装置では、出力端子を挟んで上下にアームが配置され、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子とが交互にオン／オフとなるような駆動制御が行われる。ここで、上アームのスイッチング素子がターンオフすると、上アームのスイッチング素子に流れていた電流は、下アームのスイッチング素子のダイオードへ転流する。この後、上アームのスイッチング素子が再度ターンオンすると、下アームのスイッチング素子のダイオードに流れていた電流はまた、上アームのスイッチング素子へ転流する。この時、下アームのスイッチング素子のダイオードに流れていた電流が上アームへ転流するため、スイッチング素子の制御端子の制御だけでは電圧アンバランスを抑制することができない。そのため、ダイオードの容量成分で決まるアンバランスにより、アーム内のスイッチング素子間に電圧アンバランスが生じる。
一般に、電力変換装置では、出力端子を挟んで上下にアームが配置され、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子とが交互にオン／オフとなるような駆動制御が行われる。ここで、上アームのスイッチング素子がターンオフすると、上アームのスイッチング素子に流れていた電流は、下アームのスイッチング素子のダイオードへ転流する。この後、上アームのスイッチング素子が再度ターンオンすると、下アームのスイッチング素子のダイオードに流れていた電流はまた、上アームのスイッチング素子へ転流する。この時、下アームのスイッチング素子のダイオードに流れていた電流が上アームへ転流するため、スイッチング素子の制御端子の制御だけでは電圧アンバランスを抑制することができない。そのため、ダイオードの容量成分で決まるアンバランスにより、アーム内のスイッチング素子間に電圧アンバランスが生じる。
【0040】
バランス回路５５は、コンデンサ６の容量によってボディダイオード５１の容量差の影響を吸収し、素子特性に起因する電圧アンバランスを抑制する。第２実施形態に係る電力変換装置１００は、バランス回路５５を用いることにより、バランス回路５０の効果に加えて、ゲート端子Ｇによる制御ができないタイミングでもスイッチング素子５間の電圧アンバランスを抑制できるという追加の効果を有する。したがって、第２実施形態によれば、受動素子のみの簡易な構成の追加により、直列に接続された複数のスイッチング素子５をより効率的に活用することができ、製造コストの増加を抑えた大容量の電力変換装置を提供することができる。
【0041】
（第３実施形態）
第３実施形態に係る電力変換装置１００は、抵抗制御回路２００をさらに備え、バランス回路５０に代えてバランス回路５６を用いる点を除き、第１実施形態に係る電力変換装置１００と同様の構成を有する。以下で主に第１実施形態との相違箇所について説明する。
第３実施形態に係る電力変換装置１００は、抵抗制御回路２００をさらに備え、バランス回路５０に代えてバランス回路５６を用いる点を除き、第１実施形態に係る電力変換装置１００と同様の構成を有する。以下で主に第１実施形態との相違箇所について説明する。
【0042】
（３－１）構成
図６は、第３実施形態に係る電力変換装置１００に用いることのできる回路構成例を概略的に示す。
アーム１５０において、直列に接続された複数の半導体スイッチング素子５の各々にバランス回路５６が接続される。各バランス回路５６は、各半導体スイッチング素子５のドレイン端子Ｄとゲート端子Ｇとの間に接続される。
図６は、第３実施形態に係る電力変換装置１００に用いることのできる回路構成例を概略的に示す。
アーム１５０において、直列に接続された複数の半導体スイッチング素子５の各々にバランス回路５６が接続される。各バランス回路５６は、各半導体スイッチング素子５のドレイン端子Ｄとゲート端子Ｇとの間に接続される。
【0043】
各バランス回路５６は、第１実施形態に関して説明したバランス回路５０の構成（抵抗器１、コンデンサ２、および共振抑制抵抗器３）に加え、スイッチ１０と、抵抗器１１と、をさらに備える。共振抑制抵抗器３は省略されてもよい。
【0044】
抵抗器１１は、第３抵抗器として、抵抗器１に対して並列に接続される。抵抗器１１は、抵抗器１の抵抗値の半分以下など、抵抗器１よりも小さい抵抗値を有する。
【0045】
スイッチ１０は、抵抗器１１と直列に、かつ抵抗器１と並列に接続される。スイッチ１０がオン（閉）にされると抵抗器１と抵抗器１１が電気的に接続され、スイッチ１０がオフ（開）にされると抵抗器１１がバランス回路５６から切り離される。
【0046】
抵抗制御回路２００は、アーム１５０内の複数の半導体スイッチング素子５の各々の素子電圧Ｖｄｓ を検出するように接続される。抵抗制御回路２００はまた、アーム１５０内の各バランス回路５６のスイッチ１０の開閉を制御する。抵抗制御回路２００は、コンバータ用ドライバ１４１またはインバータ用ドライバ１４２に含まれ得る。
【0047】
第３実施形態に係る電力変換装置１００では、例えば、抵抗制御回路２００が、直列に接続された複数のスイッチング素子５の各々にかかる電圧を監視し、電圧差が予め設定された閾値を超えるか否かに応じて電圧アンバランスの悪化を判定する。そして、抵抗制御回路２００は、電圧アンバランスが小さいときにはアーム１５０内のすべてのバランス回路５６のスイッチ１０を開いて抵抗器１１に電流が流れないようにし、電圧アンバランスが悪化したときにはアーム１５０内のすべてのバランス回路５６のスイッチ１０を閉じて抵抗器１１に電流が流れるようにする制御を行う。抵抗制御回路２００は、スイッチング素子５の温度を監視し、温度が閾値を超えたらスイッチ１０を閉じるような制御を行ってもよい。
【0048】
一般に、スイッチング素子がターンオフしている時の抵抗は、温度に依存する。温度が上昇するとスイッチング素子の抵抗は小さくなる。スイッチング素子の抵抗が小さくなるとより多くの電流が流れるため、スイッチング素子自体の抵抗のばらつきに起因する電圧アンバランスが大きくなる。電圧アンバランスを抑制するには、そのような抵抗のばらつきを考慮して、スイッチング素子自体の抵抗よりも小さい抵抗を接続する必要がある。しかし電圧アンバランスを抑制するために抵抗を小さくすると、より大きな電流を流さなければならず、電力損失が大きくなる。一方、スイッチング素子にかかる電圧が耐圧以下であれば、常時、複数のスイッチング素子間の電圧バランスを均一に保つ必要はない。
【0049】
そこで、バランス回路５６は、スイッチ１０の開閉を抵抗制御回路２００で制御して抵抗器１１に電流が流れるかどうかを切り替えることにより、電力損失が抑えられるようにしている。なお、バランス回路５６は、第２実施形態で説明したコンデンサ６をさらに備えてもよい。
【0050】
（３－２）効果
バランス回路５６は、並列に接続された、抵抗値が比較的大きい抵抗器１と、比較的小さい抵抗器１１と、を備え、抵抗制御回路２００およびスイッチ１０により、通常時には抵抗器１だけで電圧のバランスを取り、電圧アンバランスが悪化したときだけ抵抗器１１を併用可能とする。抵抗値が大きい抵抗器１だけを使用している間は、バランス回路５６に流れる電流が減少するので、電力損失を低減することができる。
バランス回路５６は、並列に接続された、抵抗値が比較的大きい抵抗器１と、比較的小さい抵抗器１１と、を備え、抵抗制御回路２００およびスイッチ１０により、通常時には抵抗器１だけで電圧のバランスを取り、電圧アンバランスが悪化したときだけ抵抗器１１を併用可能とする。抵抗値が大きい抵抗器１だけを使用している間は、バランス回路５６に流れる電流が減少するので、電力損失を低減することができる。
【0051】
第３実施形態に係る電力変換装置１００は、バランス回路５６および抵抗制御回路２００を用いることにより、バランス回路５０の効果に加えて、電力損失を最小限に抑えることができる。したがって、第３実施形態によれば、簡易な構成の追加により、損失を低減し、複数のスイッチング素子５をより効率的に活用でき、製造コストの増加を抑えた大容量の電力変換装置を提供することができる。
【0052】
（第４実施形態）
第４実施形態に係る電力変換装置１００は、素子電圧検出回路２２をさらに備え、駆動回路４に代えてゲート制御回路２１を備える点を除き、第１実施形態に係る電力変換装置１００と同様の構成を有する。以下で主に第１実施形態との相違箇所について説明する。
第４実施形態に係る電力変換装置１００は、素子電圧検出回路２２をさらに備え、駆動回路４に代えてゲート制御回路２１を備える点を除き、第１実施形態に係る電力変換装置１００と同様の構成を有する。以下で主に第１実施形態との相違箇所について説明する。
【0053】
（４－１）構成
図７は、第４実施形態に係る電力変換装置１００に用いることのできる回路構成例を概略的に示す。
図７は、第４実施形態に係る電力変換装置１００に用いることのできる回路構成例を概略的に示す。
【0054】
素子電圧検出回路（第２回路）２２は、スイッチング素子５のドレイン電圧（第１端と第２端との間の電圧）を検出可能に接続される。
【0055】
ゲート制御回路（第３回路）２１は、素子電圧検出回路２２と、ゲート端子Ｇと、に接続される。ゲート制御回路２１は、コンバータ用ドライバ１４１またはインバータ用ドライバ１４２に含まれる回路である。ゲート制御回路２１は、第１のゲート電圧源および第２のゲート電圧源と、ゲート電圧切替器と、を備える。ここでは一例として、第１のゲート電圧源および第２のゲート電圧源はコンデンサにより構成されており、第２のゲート電圧源の電圧は、第１のゲート電圧源の電圧よりも大きいものとする。ただし、印加するゲート電圧を異なる値とする構成であれば良く、第１の電圧源に対してバイアス電圧を印加することで第２の電圧源とする構成や、異なる抵抗値を有するゲート抵抗を切り替えることで第１の電圧源と第２の電圧源に相当する電圧が印加される構成としても良い。
【0056】
ゲート制御回路２１は、ゲート電圧切替器により、素子電圧検出回路２２によって検出されたドレイン電圧をもとにゲート端子Ｇに印加されるゲート電圧を制御する。ゲート電圧切替器は、素子電圧検出回路２２によって検出されたドレイン電圧を取得し、取得したドレイン電圧をあらかじめ設定された閾値と比較する。ゲート電圧切替器はまた、ドレイン電圧と閾値との比較結果に応じて第１のゲート電圧源の電圧または第２のゲート電圧源の電圧をゲート電圧として印加するかを切り替える。ゲート電圧切替器は、例えば比較器を含む回路などのハードウェアにより実装されてもよいし、比較プログラムなどのソフトウェアにより実装されてもよい。
【0057】
ゲート制御回路２１は、例えば、素子電圧検出回路２２により検出されたドレイン電圧があらかじめ設定された閾値を超えるかどうかを監視し、閾値を超えた場合にサージ電圧が発生したと判定する。サージ電圧が発生したと判定した場合、ゲート制御回路２１は、サージ電圧を抑制するため、ゲート電圧切替器を制御し、通常のスイッチング時に用いる第１のゲート電圧源の電圧よりも大きい第２のゲート電圧源の電圧を印加することにより、ゲート電圧を高める制御を行う。
【0058】
素子電圧検出回路２２は、アーム１５０内の複数の半導体スイッチング素子５の各々の素子電圧を取得するように構成される。あるいは半導体スイッチング素子５の各々に１つずつ、半導体スイッチング素子５と同数の素子電圧検出回路２２が接続されてもよい。ゲート制御回路２１は、それら１または複数の素子電圧検出回路２２から各半導体スイッチング素子５の素子電圧を受け取る。ゲート制御回路２１は、複数の半導体スイッチング素子５の各ゲート端子Ｇに接続され、ゲート電圧を制御する。複数の半導体スイッチング素子５の各々に１つずつ、半導体スイッチング素子５と同数のゲート制御回路２１が配置されてもよい。
【0059】
第４実施形態に係る電力変換装置１００は、バランス回路５０の代わりに、第２実施形態で説明したバランス回路５５、または第３実施形態で説明したバランス回路５６を備えてもよい。
【0060】
（４－２）効果
一般に、スイッチング素子は、ゲート端子に接続された駆動回路からの駆動信号によりオン／オフを切り替えられる。例えば、ゲート電圧がプラスからマイナスへ切り替えられると、スイッチング素子はオンからオフに切り替えられる。この時、電流が遮断され、スイッチング素子に過電圧（サージ電圧）が発生する。ここで、直列に接続されたスイッチング素子のうち、先にターンオフしたスイッチング素子の損失が大きくなり、電圧アンバランスを生じることがある。
一般に、スイッチング素子は、ゲート端子に接続された駆動回路からの駆動信号によりオン／オフを切り替えられる。例えば、ゲート電圧がプラスからマイナスへ切り替えられると、スイッチング素子はオンからオフに切り替えられる。この時、電流が遮断され、スイッチング素子に過電圧（サージ電圧）が発生する。ここで、直列に接続されたスイッチング素子のうち、先にターンオフしたスイッチング素子の損失が大きくなり、電圧アンバランスを生じることがある。
【0061】
第４実施形態に係る電力変換装置１００は、スイッチング素子５間の基本的な電圧アンバランスをバランス回路５０によって抑制し、事故時などのサージ電圧をゲート制御回路２１および素子電圧検出回路２２によって抑制する。ゲート制御回路２１および素子電圧検出回路２２を用いることにより、バランス回路５０を小さくすることが可能になる。また、ゲート制御回路２１および素子電圧検出回路２２によりゲート電圧を制御することで、サージ電圧発生前から電流変化率ｄｉ／ｄｔを制御することも可能である。サージ電圧は、回路インダクタンスと電流変化率の積で決まるため、ターンオフ時の電流変化率ｄｉ／ｄｔを小さくすることができれば、サージ電圧も抑制することができる。
【0062】
第４実施形態に係る電力変換装置１００は、受動回路でないゲート制御回路２１および素子電圧検出回路２２を追加で備えるが、その分バランス回路５０を小さくできるので、全体として見れば比較的小型で安価な構成になる。したがって、第４実施形態によれば、電力変換装置１００を必要以上に大型化することなく、直列に接続された複数のスイッチング素子５を効率的に活用することができ、製造コストの増加を抑えた大容量の電力変換装置を提供することができる。
【0063】
（第５実施形態）
第５実施形態に係る電力変換装置１００は、アーム１５０内で直列に接続される複数のスイッチング素子５として、同一パッケージのスイッチング素子５または同一ソースインダクタンスを有するスイッチング素子５を使用する点を除き、第１実施形態に係る電力変換装置１００と同様の構成を有する。
第５実施形態に係る電力変換装置１００は、アーム１５０内で直列に接続される複数のスイッチング素子５として、同一パッケージのスイッチング素子５または同一ソースインダクタンスを有するスイッチング素子５を使用する点を除き、第１実施形態に係る電力変換装置１００と同様の構成を有する。
【0064】
（５－１）構成
図８は、第５実施形態に係る電力変換装置１００の構成例を説明するための図である。
第５実施形態に係る電力変換装置１００は、アーム１５０内に、パッケージ２４Ａと、バランス回路５０Ａと、パッケージ２４Ｂと、バランス回路５０Ｂと、を備える。
図８は、第５実施形態に係る電力変換装置１００の構成例を説明するための図である。
第５実施形態に係る電力変換装置１００は、アーム１５０内に、パッケージ２４Ａと、バランス回路５０Ａと、パッケージ２４Ｂと、バランス回路５０Ｂと、を備える。
【0065】
パッケージ２４Ａとパッケージ２４Ｂとは、同一仕様のパッケージであり、直列に接続される。ここでは「パッケージ」は、半導体スイッチとして流通し得る単位であって、例えば半導体スイッチング素子と半導体スイッチング素子周辺の構成を含むパッケージ製品である。
【0066】
パッケージ２４Ａは、スイッチング素子５Ａと、ソースインダクタンス２３Ａと、制御端子Ｇ，Ｅと、を備える。パッケージ２４Ｂは、スイッチング素子５Ｂと、ソースインダクタンス２３Ｂと、制御端子Ｇ，Ｅと、を備える。パッケージ２４Ａとパッケージ２４Ｂとは、同一仕様のパッケージであるので、スイッチング素子５Ａとスイッチング素子５Ｂの特性差は比較的小さく、ソースインダクタンス２３Ａとソースインダクタンス２４Ｂの値の差は比較的小さい。
【0067】
バランス回路５０Ａおよび５０Ｂは、第１実施形態で説明したバランス回路５０である。バランス回路５０Ａは、パッケージ２４Ａのスイッチング素子５Ａのゲート・ドレイン間に接続される。バランス回路５０Ｂは、パッケージ２４Ｂのスイッチング素子５Ｂのゲート・ドレイン間に接続される。
【0068】
バランス回路５０Ａおよび５０Ｂは、バランス回路５０の代わりに、第２実施形態で説明したバランス回路５５、または第３実施形態で説明したバランス回路５６であってもよい。バランス回路５０Ａおよび５０Ｂは、第４実施形態で説明したゲート制御回路２１および素子電圧検出回路２２をさらに備えてもよい。
【0069】
図８はアーム１５０内に２つのスイッチング素子５Ａおよび５Ｂが直列に接続された例を示しているが、アーム１５０内に３つ以上のスイッチング素子５が直列に接続された場合も同様に、電力変換装置１００は、各スイッチング素子５として同一仕様のパッケージのスイッチング素子５を使用する。
【0070】
（５－２）効果
一般に、スイッチング素子がスイッチングするときの電流変化率は、非常に高い。スイッチング素子の内部の配線にはインダクタンス（ソースインダクタンス）が存在し、このインダクタンスと電流変化率の積による電圧が発生する。一方で、スイッチング素子の制御端子間にはゲート駆動回路が接続され、所定の電圧が印加されている。スイッチング素子のゲート・ソース間電圧は、過渡時、閾値電圧などで決まるミラー電圧となる。ソースインダクタンスが無ければ、ゲート駆動回路の電圧とミラー電圧の差分で決まる電圧がスイッチング素子の制御端子に印加され、ゲートに電流が流れる。しかし、ソースインダクタンスがあるため、ゲート電流はさらに抑制される。直列に接続されたスイッチング素子間で構造が異なると、このソースインダクタンスが異なるため、同じゲート電圧を印加したとしてもゲート電流に差が生じてしまう。これにより、直列に接続されたスイッチング素子間に電圧アンバランスが発生する。また、例えば１つのパッケージ内に複数のスイッチング素子が直列に接続されたモジュールは、モジュール内のスイッチング素子間の特性差が大きいものも多い。そのため、電力変換装置１００のアーム１５０にパッケージ化されたモジュールを用いると、アーム１５０内の素子間の電圧アンバランスが大きくなる可能性がある。
一般に、スイッチング素子がスイッチングするときの電流変化率は、非常に高い。スイッチング素子の内部の配線にはインダクタンス（ソースインダクタンス）が存在し、このインダクタンスと電流変化率の積による電圧が発生する。一方で、スイッチング素子の制御端子間にはゲート駆動回路が接続され、所定の電圧が印加されている。スイッチング素子のゲート・ソース間電圧は、過渡時、閾値電圧などで決まるミラー電圧となる。ソースインダクタンスが無ければ、ゲート駆動回路の電圧とミラー電圧の差分で決まる電圧がスイッチング素子の制御端子に印加され、ゲートに電流が流れる。しかし、ソースインダクタンスがあるため、ゲート電流はさらに抑制される。直列に接続されたスイッチング素子間で構造が異なると、このソースインダクタンスが異なるため、同じゲート電圧を印加したとしてもゲート電流に差が生じてしまう。これにより、直列に接続されたスイッチング素子間に電圧アンバランスが発生する。また、例えば１つのパッケージ内に複数のスイッチング素子が直列に接続されたモジュールは、モジュール内のスイッチング素子間の特性差が大きいものも多い。そのため、電力変換装置１００のアーム１５０にパッケージ化されたモジュールを用いると、アーム１５０内の素子間の電圧アンバランスが大きくなる可能性がある。
【0071】
そこで第５実施形態に係る電力変換装置１００では、１ｉｎ１モジュールなど、複数のスイッチング素子５として同一仕様のものを用いている。これにより、アーム１５０内で直列に接続された複数のスイッチング素子５のソースインダクタンスを合わせることができ、スイッチング素子５間の電圧アンバランスを抑制することができる。したがって、第５実施形態によれば、複雑な構成を追加することなく、直列に接続された複数のスイッチング素子５を効率的に活用することができ、製造コストの増加を抑えた大容量の電力変換装置を提供することができる。
【0072】
以上詳述したように、実施形態によれば、比較的簡易な構成を追加して電圧アンバランスを抑制し、アーム１５０内で直列に接続されたスイッチング素子５の効率的な活用を可能にすることにより、大容量の電力変換装置１００をより低い製造コストで提供することができる。
【0073】
なお、この発明は上記実施形態に限定されるものではない。
例えば、上記実施形態では、スイッチング素子５の一例としてＭＯＳＦＥＴを挙げて説明したが、これに限られない。上記実施形態は、ＩＧＢＴなど、他の自己消弧形スイッチング素子を使用する場合にも適用可能である。
例えば、上記実施形態では、スイッチング素子５の一例としてＭＯＳＦＥＴを挙げて説明したが、これに限られない。上記実施形態は、ＩＧＢＴなど、他の自己消弧形スイッチング素子を使用する場合にも適用可能である。
【0074】
また図１～図８に関し、２つのスイッチング素子５が直列に接続される例を挙げて説明したが、これに限られない。上記実施形態は、さらに多数のスイッチング素子５がアーム１５０内で直列に接続される場合にも適用可能である。さらに、第１実施形態～第５実施形態で説明した構成は、組み合わせて使用されることもできる。
【0075】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
［付記１］
上アームと下アームとを含むレグを備え、前記上アームと前記下アームとの少なくとも一方が直列に接続された複数のスイッチング素子を備えた電力変換装置であって、
前記複数のスイッチング素子の各々が制御端子と第１端と第２端とを備え、
前記複数のスイッチング素子の各々の前記制御端子と前記第１端との間に電気的に接続された第１抵抗器と、前記第１抵抗器と並列に接続された第１コンデンサと、を含む第１回路を備える、
電力変換装置。
［付記２］
前記第１回路と前記制御端子との間に接続された第２抵抗器をさらに含む、
付記１に記載の電力変換装置。
［付記２］
前記複数のスイッチング素子の各々の前記第１端と前記第２端との間に電気的に接続された第２コンデンサをさらに備える、
付記１または付記２に記載の電力変換装置。
［付記３］
前記第１コンデンサは、前記複数のスイッチング素子がターンオフする時に前記複数のスイッチング素子の各々の前記制御端子に流入する電荷量に対して、前記複数のスイッチング素子間の前記制御端子に流入する電荷量のバランスをもとに予め決定された係数を乗じて得られる電荷量となる容量値以上の容量値を有する、
付記１乃至付記３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
［付記５］
前記第１回路は、
前記第１抵抗器と並列に接続された第３抵抗器と、
前記第３抵抗器と直列に、かつ前記第１抵抗器と並列に接続されたスイッチと
をさらに備える、付記１乃至付記４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
［付記６］
前記第１端と前記第２端との間の電圧を検出する第２回路と、
前記第２回路により検出された電圧に基づいて前記複数のスイッチング素子の各々の前記制御端子に印加される電圧を調整する第３回路と
をさらに備える、付記１乃至付記５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
［付記７］
前記上アームと前記下アームの少なくとも一方が、１つの前記スイッチング素子を含むパッケージを複数備える、付記１乃至付記６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
［付記８］
前記複数のスイッチング素子の各々がソースインダクタンスを備え、前記ソースインダクタンスが同じインダクタンス値を備える、付記１乃至付記６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
［付記１］
上アームと下アームとを含むレグを備え、前記上アームと前記下アームとの少なくとも一方が直列に接続された複数のスイッチング素子を備えた電力変換装置であって、
前記複数のスイッチング素子の各々が制御端子と第１端と第２端とを備え、
前記複数のスイッチング素子の各々の前記制御端子と前記第１端との間に電気的に接続された第１抵抗器と、前記第１抵抗器と並列に接続された第１コンデンサと、を含む第１回路を備える、
電力変換装置。
［付記２］
前記第１回路と前記制御端子との間に接続された第２抵抗器をさらに含む、
付記１に記載の電力変換装置。
［付記２］
前記複数のスイッチング素子の各々の前記第１端と前記第２端との間に電気的に接続された第２コンデンサをさらに備える、
付記１または付記２に記載の電力変換装置。
［付記３］
前記第１コンデンサは、前記複数のスイッチング素子がターンオフする時に前記複数のスイッチング素子の各々の前記制御端子に流入する電荷量に対して、前記複数のスイッチング素子間の前記制御端子に流入する電荷量のバランスをもとに予め決定された係数を乗じて得られる電荷量となる容量値以上の容量値を有する、
付記１乃至付記３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
［付記５］
前記第１回路は、
前記第１抵抗器と並列に接続された第３抵抗器と、
前記第３抵抗器と直列に、かつ前記第１抵抗器と並列に接続されたスイッチと
をさらに備える、付記１乃至付記４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
［付記６］
前記第１端と前記第２端との間の電圧を検出する第２回路と、
前記第２回路により検出された電圧に基づいて前記複数のスイッチング素子の各々の前記制御端子に印加される電圧を調整する第３回路と
をさらに備える、付記１乃至付記５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
［付記７］
前記上アームと前記下アームの少なくとも一方が、１つの前記スイッチング素子を含むパッケージを複数備える、付記１乃至付記６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
［付記８］
前記複数のスイッチング素子の各々がソースインダクタンスを備え、前記ソースインダクタンスが同じインダクタンス値を備える、付記１乃至付記６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【符号の説明】
【0076】
１…抵抗器、２…コンデンサ、３…共振抑制抵抗器、４…駆動回路、５，５Ａ，５Ｂ…スイッチング素子、６…コンデンサ、１０…スイッチ、１１…抵抗器、２１…ゲート制御回路、２２…素子電圧検出回路、２３Ａ，２４Ｂ…ソースインダクタンス、２４Ａ，２４Ｂ…パッケージ、５０，５０Ａ，５０Ｂ，５５，５６…バランス回路、５１…ボディダイオード、１００…電力変換装置、１１０…コンバータ、１２０…インバータ、１３０…平滑コンデンサ、１４０…コントローラ、１４１，１４２…ドライバ、１５０…アーム
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
