(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B1)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-11-01
(45)【発行日】2024-11-12
(54)【発明の名称】電力変換装置
(51)【国際特許分類】
H02M 7/483 20070101AFI20241105BHJP
H02M 7/12 20060101ALI20241105BHJP
【ＦＩ】
H02M7/483
H02M7/12 M
【請求項の数】
12
(21)【出願番号】P 2024509300
(86)(22)【出願日】2023-10-18
(86)【国際出願番号】 JP2023037704
【審査請求日】2024-02-16
(73)【特許権者】
【識別番号】501137636
【氏名又は名称】株式会社ＴＭＥＩＣ
(74)【代理人】
【識別番号】110001195
【氏名又は名称】弁理士法人深見特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】村田 涼
(72)【発明者】
【氏名】田中 智大
【審査官】安食 泰秀
(56)【参考文献】
【文献】特開２０１５－０９１１７９（ＪＰ，Ａ）
【文献】国際公開第２０２０／０２６４３０（ＷＯ，Ａ１）
【文献】特許第４３６９４２５（ＪＰ，Ｂ２）
【文献】国際公開第２０１７／１５９１１７（ＷＯ，Ａ１）
【文献】国際公開第２０１５／１４１６８０（ＷＯ，Ａ１）
【文献】特開２０１２－０６５４３７（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１７－０１１９９２（ＪＰ，Ａ）
【文献】国際公開第２０１９／１０２６１０（ＷＯ，Ａ１）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ７／４８３
Ｈ０２Ｍ ７／１２
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
第１～第３の直流ラインと、前記第１および第２の直流ライン間に接続される第１のコンデンサと、
前記第２および第３の直流ライン間に接続される第２のコンデンサと、
前記第１～第３の直流ラインから供給される第１～第３の直流電圧と少なくとも５つの電圧値を有する第１の交流電圧とを相互に変換可能に構成される電力変換器と、
前記電力変換器により発生する高調波を除去するフィルタとを備え、
前記電力変換器は、
前記第１および第２の直流ライン間に直列接続される第１および第２のスイッチング素子と、
前記第２および第３の直流ライン間に直列接続される第３および第４のスイッチング素子と、
前記第１の交流電圧を受ける交流端子と、
前記第１および第２のスイッチング素子の第１の接続点および前記第３および第４のスイッチング素子の第２の接続点と、前記交流端子との間に接続される第１のマルチレベル回路とを含み、
前記フィルタは、
第１端子が前記交流端子に接続される第１のリアクトルと、
前記第１のリアクトルの第２端子と前記第２の直流ラインとの間に接続される第３のコンデンサとを含み、
前記第１のマルチレベル回路は、
前記第１の接続点と前記第１のリアクトルの前記第１端子との間に直列に接続されるＮ個の第１の単位変換器と、
前記第１のリアクトルの前記第２端子と前記第２の接続点との間に直列に接続されるＮ個の第２の単位変換器とを含み、Ｎは２以上の整数であり、
前記第１のマルチレベル回路は、前記第１の接続点が受ける前記第１の直流電圧および前記第２の接続点が受ける前記第３の直流電圧と、前記交流端子が受ける２Ｎ＋１個の電圧値を有する前記第１の交流電圧とを相互に変換する、電力変換装置。
【請求項2】
前記第１の単位変換器および前記第２の単位変換器の各々は、ハーフブリッジ回路と、
前記ハーフブリッジ回路に並列に接続されるエネルギー蓄積要素とを含む、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項3】
前記電力変換器をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式に従って制御する制御装置をさらに備え、前記制御装置は、
正弦波状の電圧指令値を生成する電圧指令生成回路と、
前記電圧指令値の最大振幅に対して均等に直流オフセットを重畳させた２Ｎ個の搬送波を生成する搬送波発生器と、
前記電圧指令値と前記２Ｎ個の搬送波とを比較して前記Ｎ個の第１の単位変換器および前記Ｎ個の第２の単位変換器を制御するための制御信号を生成する第１の比較器と、
前記電圧指令値が正極性である第１の期間に前記第１のスイッチング素子をオンさせ、前記電圧指令値が負極性である第２の期間に前記第４のスイッチング素子をオンさせるための制御信号を生成する第２の比較器とを含む、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項4】
第１～第３の直流ラインと、前記第１および第２の直流ライン間に接続される第１のコンデンサと、
前記第２および第３の直流ライン間に接続される第２のコンデンサと、
前記第１～第３の直流ラインから供給される第１～第３の直流電圧と少なくとも５つの電圧値を有する第１の交流電圧とを相互に変換可能に構成される電力変換器と、
前記電力変換器により発生する高調波を除去するフィルタとを備え、
前記電力変換器は、
前記第１および第２の直流ライン間に直列接続される第１および第２のスイッチング素子と、
前記第２および第３の直流ライン間に直列接続される第３および第４のスイッチング素子と、
前記第１の交流電圧を受ける交流端子と、
前記第１および第２のスイッチング素子の第１の接続点および前記第３および第４のスイッチング素子の第２の接続点と、前記交流端子との間に接続される第１のマルチレベル回路とを含み、
前記フィルタは、
第１端子が前記交流端子に接続される第１のリアクトルと、
前記第１のリアクトルの第２端子と前記第２の直流ラインとの間に接続される第３のコンデンサとを含み、
前記第１のマルチレベル回路は、
前記第１の接続点と前記交流端子との間に直列に接続されるＮ個の第５のスイッチング素子と、
前記交流端子と前記第２の接続点との間に直列に接続されるＮ個の第６のスイッチング素子と、
Ｎ－１個のフライングキャパシタとを含み、
前記Ｎ－１個のフライングキャパシタのうちの第Ｍのフライングキャパシタは、前記交流端子から見て前記第１の接続点側に向けて第Ｍ番目の前記第５のスイッチング素子と第Ｍ＋１番目の前記第５のスイッチング素子との接続点と、前記交流端子から見て前記第２の接続点側に向けて第Ｍ番目の前記第６のスイッチング素子と第Ｍ＋１番目の前記第６のスイッチング素子との接続点との間に接続され、Ｍは１以上Ｎ－１以下の整数であり、
前記第１のマルチレベル回路は、前記第１の接続点が受ける前記第１の直流電圧および前記第２の接続点が受ける前記第３の直流電圧と、前記交流端子が受ける２Ｎ－１個の電圧値を有する前記第１の交流電圧とを相互に変換し、
前記第Ｍのフライングキャパシタは、前記第１の直流電圧のＭ／Ｎ－１倍の電圧を保持する、電力変換装置。
【請求項5】
前記Ｎ個の第５のスイッチング素子および前記Ｎ個の第６のスイッチング素子はそれぞれ、Ｎ個の第５の絶縁ゲートバイポーラトランジスタおよびＮ個の第６の絶縁ゲートバイポーラトランジスタであり、前記第１のマルチレベル回路は、
前記Ｎ個の第５の絶縁ゲートバイポーラトランジスタにそれぞれ逆並列に接続されるＮ個の第５のダイオードと、
前記Ｎ個の第６の絶縁ゲートバイポーラトランジスタにそれぞれ逆並列に接続されるＮ個の第６のダイオードをさらに含む、請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項6】
前記第１のリアクトルは、空芯リアクトルである、請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項7】
前記第１から第４のスイッチング素子はそれぞれ第１から第４の絶縁ゲートバイポーラトランジスタであり、前記第１から第４の絶縁ゲートバイポーラトランジスタにそれぞれ逆並列に接続される第１から第４のダイオードをさらに備える、請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項8】
電力貯蔵装置と前記第１～第３の直流ラインとの間で双方向の電圧変換を行う直流電圧変換器をさらに備え、前記直流電圧変換器は、前記電力貯蔵装置から供給される第４の直流電圧と前記第１～第３の直流電圧とを相互に変換する第２のマルチレベル回路を含む、請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項9】
前記第２のマルチレベル回路は、前記第１の直流ラインと前記第２の直流ラインとの間に直列に接続される第７および第８のスイッチング素子と、
前記第２の直流ラインと前記第３の直流ラインとの間に直列に接続される第９および第１０のスイッチング素子と、
前記第７および第８のスイッチング素子の接続点と前記電力貯蔵装置の正極との間に接続される第２のリアクトルと、
前記第９および第１０のスイッチング素子の接続点と前記電力貯蔵装置の負極との間に接続される第３のリアクトルとを含む、請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項10】
前記電力変換器は、前記第１～第３の直流ラインと負荷との間に接続され、前記第１～第３の直流ラインから供給される直流電力を交流電力に変換して前記負荷に供給するインバータである、請求項１または４に記載の電力変換装置。
【請求項11】
前記電力変換器は、交流電源と前記第１～第３の直流ラインとの間に接続され、前記交流電源の健全時に、前記交流電源からの交流電力を直流電力に変換して前記第１～第３の直流ラインに供給するコンバータである、請求項１または４に記載の電力変換装置。
【請求項12】
前記電力変換器は、交流電源と前記第１～第３の直流ラインとの間に接続され、前記交流電源の健全時に、前記交流電源からの交流電力を直流電力に変換して前記第１～第３の直流ラインに供給するコンバータであり、前記直流電圧変換器は、前記交流電源の健全時には、前記コンバータによって生成された直流電力を前記電力貯蔵装置に蓄え、前記交流電源の停電時には、前記電力貯蔵装置の直流電力を前記第１～第３の直流ラインに供給する、請求項８に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【0002】
例えば国際公開第２０１０／０４４１６４号（特許文献１）には、コンバータ、インバータ、直流電圧変換器、入力フィルタ、および出力フィルタを備えた無停電電源装置が開示されている。
【0003】
コンバータは、交流電源から入力フィルタを介して供給される交流電力を直流電力に変換する。インバータは、コンバータからの直流電力を交流電力に変換する。インバータからの交流電力は出力フィルタを介して負荷に供給される。入力フィルタおよび出力フィルタは、リアクトルおよびコンデンサにより構成されたＬＣフィルタ回路である。
【0004】
コンバータおよびインバータは、直流正母線、直流負母線および直流中性点母線を介して接続される。直流電圧変換器は、直流正母線と直流負母線との間の直流電圧と蓄電池の電圧とを相互に変換する。コンバータ、インバータおよび直流電圧変換器は、３レベル回路によって構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
【文献】国際公開第２０１０／０４４１６４号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
従来の無停電電源装置によれば、コンバータおよびインバータを３レベル回路により構成したことにより、コンバータおよびインバータを２レベル回路により構成した場合に比較して、コンバータおよびインバータの動作により発生する高調波を小さくできる。したがって、入力フィルタおよび出力フィルタに含まれるリアクトルのインダクタンスを低減してリアクトルを小型化できる。また、３レベル回路のほうが２レベル回路よりも１つの半導体スイッチング素子に印加される電圧を小さくできるため、半導体スイッチング素子で発生するスイッチング損失を低減できる。これにより、コンバータおよびインバータの電力損失を低減できる。
【0007】
さらに、直流電圧変換器を３レベル回路により構成したことにより、直流電圧変換器に含まれるリアクトルのインダクタンスを低減してリアクトルを小型化することができる。
【0008】
しかしながら、無停電電源装置のさらなる高効率化のためには、コンバータおよびインバータにおける電力損失の低減、ならびに入力フィルタおよび出力フィルタにおけるリアクトルの鉄損の低減が要求される。
【0009】
なお、従来の無停電電源装置において、コンバータおよびインバータに、５レベル回路などの３レベル回路よりも出力できる電圧レベル数が多いマルチレベル回路を適用することにより、コンバータおよびインバータの電力損失をさらに低減できる。しかしながら、マルチレベル回路を、直流入力電圧を複数のコンデンサにより均等に分圧する回路構成とした場合には、複数のコンデンサの電圧のアンバランスを補償するために、直流電圧変換器の回路構成が複雑化する点が懸念される。
【0010】
本開示は、かかる問題を解決するためになされたものであり、本開示の目的は、回路構成の複雑化を回避しつつ、高効率の電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【0011】
本開示の一実施態様による電力変換装置は、第１～第３の直流ラインと、第１のコンデンサと、第２のコンデンサと、電力変換器と、フィルタとを備える。第１のコンデンサは、第１および第２の直流ライン間に接続される。第２のコンデンサは、第２および第３の直流ライン間に接続される。電力変換器は、第１～第３の直流ラインから供給される第１～第３の直流電圧と少なくとも５つの電圧値を有する第１の交流電圧とを相互に変換可能に構成される。フィルタは、電力変換器により発生する高調波を除去する。電力変換器は、第１および第２の直流ライン間に直列接続される第１および第２のスイッチング素子と、第２および第３の直流ライン間に直列接続される第３および第４のスイッチング素子と、第１の交流電圧を受ける交流端子と、第１のマルチレベル回路とを含む。第１のマルチレベル回路は、第１および第２のスイッチング素子の第１の接続点および第３および第４のスイッチング素子の第２の接続点と、交流端子との間に接続される。フィルタは、第１端子が交流端子に接続される第１のリアクトルと、第１のリアクトルの第２端子と第２の直流ラインとの間に接続される第３のコンデンサとを含む。第１のマルチレベル回路は、第１の接続点が受ける第１の直流電圧および第２の接続点が受ける第３の直流電圧と第１の交流電圧とを相互に変換する。
【発明の効果】
【0012】
本開示によれば、回路構成の複雑化を回避しつつ、高効率の電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【0013】
【図1】本開示の実施の形態に従う電力変換装置が適用される無停電電源装置の全体構成を示すブロック図である。
【図2】コンバータおよびその周辺部の構成例を示す回路図である。
【図3】インバータおよびその周辺部の構成例を示す回路図である。
【図4】直流電圧変換器の構成例を示す回路図である。
【図5】コンバータを制御するための構成例を示す機能ブロック図である。
【図6】直流電圧変換器を制御するための構成例を示す機能ブロック図である。
【図7】インバータを制御するための構成例を示す機能ブロック図である。
【図8】ＰＷＭ回路の機能ブロック図である。
【図9】電圧指令値、搬送波、ゲート信号、およびインバータの出力ノードに生じる電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図10】ＩＧＢＴのスイッチングパターンとインバータの出力ノードに生じる電圧との対応関係を説明するための図である。
【図13】インバータおよびその周辺部の構成例を示す回路図である。
【図14】インバータおよびその周辺部の構成例を示す回路図である。
【図15】インバータの各モードにおける動作を示す回路図である。
【図16】インバータの各モードにおける動作を示す回路図である。
【図17】インバータおよびその周辺部の構成例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【0014】
以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【0015】
図１は、本開示の実施の形態に従う電力変換装置が適用される無停電電源装置の全体構成を示すブロック図である。
【0016】
図１に示すように、無停電電源装置１００は、スイッチ１、交流入力フィルタ２、コンバータ３、インバータ４、交流出力フィルタ５、直流電圧変換器（図中「ＤＣ／ＤＣ」と示す）６、制御装置１０、直流ラインＬ１～Ｌ３、中性点ラインＬ４、コンデンサＣ１，Ｃ２、電圧検出器３１，３４，３５，３６、電流検出器３２，３７、および停電検出器３３を備える。
【0017】
スイッチ１は、スイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔを含む。スイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの第１端子は、三相４線式の商用交流電源４１のＲ相端子ＴＲ、Ｓ相端子ＴＳ、およびＴ相端子ＴＴにそれぞれ接続され、商用交流電源４１から供給されるＲ相電圧ＶＲ、Ｓ相電圧ＶＳ、Ｔ相電圧ＶＴをそれぞれ受ける。商用交流電源４１の中性点端子ＴＮは、中性点ラインＬ４の一方端に接続される。
【0018】
スイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔは、制御装置１０によって制御され、商用交流電源４１から三相交流電力が正常に供給されている場合（商用交流電源４１の健全時）にはオンされ、商用交流電源４１からの三相交流電力の供給が停止された場合（商用交流電源４１の停電時）にはオフされる。スイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔは、商用交流電源４１の停電時にオフされて、商用交流電源４１と交流入力フィルタ２とを電気的に切り離す。
【0019】
交流入力フィルタ２は、コンデンサ１１（コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ）およびリアクトル１２（リアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔの正極はそれぞれスイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの第２端子に接続され、それらの負極はともに中性点ラインＬ４に接続される。リアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔの第１端子はそれぞれスイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの第２端子に接続され、リアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔの第２端子はそれぞれコンバータ３の３つの入力ノードに接続される。リアクトル１２は「第１のリアクトル」の一実施例に対応する。
【0020】
交流入力フィルタ２は、低域通過フィルタであって、商用交流電源４１から供給される商用周波数の交流電力をコンバータ３に通過させ、コンバータ３で発生するスイッチング周波数の信号が商用交流電源４１側に通過することを防止する。
【0021】
直流ラインＬ１～Ｌ３の第１端はコンバータ３の３つの出力ノードに接続され、それらの第２端はインバータ４の３つの入力ノードに接続されている。直流ラインＬ２は、中性点ラインＬ４に接続されている。また、直流ラインＬ１～Ｌ３は、直流電圧変換器６の３つの高電圧側ノードに接続されている。直流ラインＬ１～Ｌ３は、コンバータ３および直流電圧変換器６により、それぞれ正電圧、中性点電圧、および負電圧にされる。
【0022】
コンデンサＣ１は、直流ラインＬ１，Ｌ２間に接続され、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧Ｅｐを平滑化および安定化させる。コンデンサＣ２は、直流ラインＬ２，Ｌ３間に接続され、直流ラインＬ２，Ｌ３間の直流電圧Ｅｎを平滑化および安定化させる。
【0023】
コンバータ３は、制御装置１０によって制御され、商用交流電源４１の健全時に、商用交流電源４１から交流入力フィルタ２を介して供給される三相交流電力を直流電力に変換し、その直流電力を直流ラインＬ１～Ｌ３を介してインバータ４および直流電圧変換器６に供給する。コンバータ３は「電力変換器」の一実施例に対応する。
【0024】
その際、制御装置１０は、直流電圧Ｅｐ，Ｅｎの和の電圧Ｅ＝Ｅｐ＋Ｅｎが参照直流電圧Ｅｒｅｆとなり、かつ直流電圧Ｅｐ，Ｅｎの差の電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎが０になるように、コンバータ３を制御する。
【0025】
また、制御装置１０は、商用交流電源４１の停電時において、直流電圧ΔＥがしきい値電圧ＥＴＨよりも小さい場合にはコンバータ３の運転を停止させ、直流電圧ΔＥがしきい値電圧ＥＴＨよりも大きい場合には、コンバータ３を制御して直流電圧ΔＥを低減させる。
【0026】
インバータ４は、制御装置１０によって制御され、コンバータ３および直流電圧変換器６からの直流電力を商用周波数の三相交流電力に変換する。インバータ４は「電力変換器」の一実施例に対応する。後述するように、コンバータ３、インバータ４、および直流電圧変換器６の各々は、マルチレベル回路を含む。インバータ４によって生成された三相交流電力は交流出力フィルタ５を介して負荷４２に供給される。
【0027】
交流出力フィルタ５は、リアクトル１８（リアクトル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ）およびコンデンサ１９（コンデンサ１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。リアクトル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗの第１端子はインバータ４の３つの出力ノードにそれぞれ接続され、それらの第２端子は三相４線式の負荷４２のＵ相端子ＴＵ、Ｖ相端子ＴＶ、およびＷ相端子ＴＷに接続される。リアクトル１８は「第１のリアクトル」の一実施例に対応する。
【0028】
コンデンサ１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗの正極はリアクトル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗの第２端子に接続され、それらの負極はともに中性点ラインＬ４に接続される。交流出力フィルタ５は、低域通過フィルタであって、インバータ４によって生成された商用周波数の三相交流電力を負荷４２に通過させ、インバータ４で発生するスイッチング周波数の信号が負荷４２に通過することを防止する。負荷４２の中性点端子ＴＮＡは、中性点ラインＬ４に接続される。負荷４２は、無停電電源装置１００から供給される三相交流電力によって駆動される。
【0029】
直流電圧変換器６の２つの低電圧側ノード間にはバッテリＢ１（電力貯蔵装置）が接続されている。直流電圧変換器６は、制御装置１０によって制御され、商用交流電源４１の健全時に、コンバータ３によって生成された直流電力をバッテリＢ１に蓄える。その際、制御装置１０は、バッテリＢ１の端子間電圧ＶＢが参照バッテリ電圧ＶＢｒになるように直流電圧変換器６を制御する。
【0030】
また、直流電圧変換器６は、制御装置１０によって制御され、商用交流電源４１の停電時に、バッテリＢ１の直流電力を直流ラインＬ１～Ｌ３を介してインバータ４に供給する。その際、制御装置１０は、直流電圧Ｅｐ，Ｅｎの和の電圧Ｅ＝Ｅｐ＋Ｅｎが参照直流電圧Ｅｒｅｆとなり、かつ直流電圧Ｅｐ，Ｅｎの差の電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎが０Ｖになるように、直流電圧変換器６を制御する。
【0031】
なお、バッテリＢ１の代わりにコンデンサ（たとえば電気二重層コンデンサ）が直流電圧変換器６に接続されていてもよい。また、本実施の形態１では、バッテリＢ１は無停電電源装置１００の外部に設置されているが、バッテリＢ１が無停電電源装置１００に内蔵されていてもよい。
【0032】
さらに、バッテリＢ１の代わりに直流電力供給源（たとえば燃料電池）が接続されていても構わない。この場合、商用交流電源４１の健全時には、直流電圧変換器６の運転は停止される。
【0033】
電圧検出器３１は、スイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの第２端子の交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの瞬時値を検出し、三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを示す三相電圧信号を制御装置１０および停電検出器３３に出力する。電流検出器３２は、コンバータ３の３つの入力ノードに流入する交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの瞬時値を検出し、三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを示す三相電流信号を制御装置１０に出力する。
【0034】
停電検出器３３は、電圧検出器３１からの三相電圧信号に基づいて商用交流電源４１の停電が発生したか否かを判別し、その判別結果を示す停電信号ＰＣを出力する。商用交流電源４１の健全時には、停電信号ＰＣは非活性化レベルの「Ｌ」レベルとなる。商用交流電源４１の停電時には、停電信号ＰＣは活性化レベルの「Ｈ」レベルとなる。停電信号ＰＣは、制御装置１０に与えられる。
【0035】
電圧検出器３４は、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｅｐを検出し、検出した電圧Ｅｐを示す信号を制御装置１０に出力する。電圧検出器３５は、コンデンサＣ２の端子間電圧Ｅｎを検出し、検出した電圧Ｅｎを示す信号を制御装置１０に出力する。電圧検出器３６は、バッテリＢ１の端子間電圧ＶＢを検出し、検出した電圧ＶＢを示す信号を制御装置１０に出力する。電流検出器３７は、バッテリＢ１から出力される電流ＩＢを検出し、検出した電流ＩＢを示す信号を制御装置１０に出力する。
【0036】
制御装置１０は、スイッチ１、コンバータ３、インバータ４、および直流電圧変換器６の動作を制御する。後に詳細に説明するが、コンバータ３、インバータ４、および直流電圧変換器６は、半導体スイッチング素子により構成される。なお本実施の形態１では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。半導体スイッチング素子には、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などの任意の半導体素子を用いることができる。また、本実施の形態１では、半導体スイッチング素子の制御方式としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御が適用される。
【0037】
制御装置１０は、電圧検出器３１からの三相電圧信号、電流検出器３２からの三相電流信号、電圧検出器３４が検出した電圧Ｅｐを示す信号、電圧検出器３５が検出した電圧Ｅｎを示す信号、停電検出器３３からの停電信号ＰＣ、電圧検出器３６が検出した電圧ＶＢを示す信号、電流検出器３７が検出した電流ＩＢを示す信号等を受けてＰＷＭ制御を実行する。制御装置１０は、例えば、所定のプログラムを実行するマイクロコンピュータによって実現される。
【0038】
図２は、図１に示したコンバータ３およびその周辺部の構成例を示す回路図である。図２では、図面および説明の簡単化のため、三相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）のうちの一相（例えばＲ相）に対応する回路部分のみが示されている。
【0039】
図２に示すように、コンバータ３は、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４と、ダイオードＤ１～Ｄ４と、複数の単位変換器３０＿１～３０＿４とを含んで構成される。
【0040】
ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４は「第１～第４のスイッチング素子」の一実施例に対応する。ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２は、直流ラインＬ１と直流ラインＬ２との間に直列に接続される。ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４は、直流ラインＬ２と直流ラインＬ３との間に直列に接続される。
【0041】
ダイオードＤ１～Ｄ４は、それぞれＩＧＢＴＱ１～Ｑ４に逆並列に接続される。ダイオードＤ１～Ｄ４は、対応するＩＧＢＴのオフ時に還流電流（フリーホイール電流）を流すために設けられている。スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合には、ダイオードＤ１～Ｄ４は、寄生のダイオード（ボディダイオード）で構成してもよい。
【0042】
複数の単位変換器３０＿１～３０＿４（以下、包括的に「単位変換器３０」と称する場合がある。）は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２の接続点３ｂとＩＧＢＴＱ３，Ｑ４の接続点３ｃとの間に直列に接続される。図２では、接続点３ｂとコンバータ３の入力ノード３ａ（交流端子）との間に単位変換器３０＿１，３０＿２が直列に接続され、入力ノード３ａと接続点３ｃとの間に単位変換器３０＿３，３０＿４が直列に接続される。入力ノード３ａはリアクトル１２Ｒの第２端子に接続される。
【0043】
各単位変換器３０は、ハーフブリッジ型の主回路を有する。例えば、単位変換器３０＿１について代表的に説明すると、主回路は、直列接続されたＩＧＢＴＱ５，Ｑ６、ダイオードＤ５，Ｄ６、およびエネルギー蓄電要素としてのコンデンサＣ３を含む。ダイオードＤ５，Ｄ６は、それぞれＩＧＢＴＱ５，Ｑ６に逆並列に接続される。コンデンサＣ３は、ＩＧＢＴＱ５，Ｑ６の直列回路と並列に接続され、直流電圧を平滑化する。
【0044】
ＩＧＢＴＱ５，Ｑ６の接続点は正側の入出力端子３０ｐと接続され、ＩＧＢＴＱ６とコンデンサＣ３との接続点は負側の入出力端子３０ｎと接続される。主回路は、ＩＧＢＴＱ５，Ｑ６のオンオフを制御することにより、コンデンサＣ３の電圧または零電圧を入出力端子３０ｐ，３０ｎ間に出力するように構成されている。
【0045】
なお、図２では、単位変換器３０の主回路がハーフブリッジ回路により構成される例について説明したが、これに限定されるものではない。例えば、主回路がフルブリッジ回路により構成されてもよい。
【0046】
ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２および単位変換器３０＿１，３０＿２は「上アーム」を構成する。直流電圧Ｅｐは単位変換器３０＿１，３０＿２のコンデンサＣ３の電圧によって均等に分圧される。直流電圧Ｅｐ＝Ｅ／２の場合、各単位変換器３０のコンデンサＣ３の電圧をＶＣとすると、ＶＣ＝Ｅ／４となる。
【0047】
ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４および単位変換器３０＿３，３０＿４は「下アーム」を構成する。直流電圧Ｅｎは単位変換器３０＿３，３０＿４のコンデンサＣ３の電圧によって均等に分圧される。直流電圧Ｅｎ＝Ｅ／２の場合、各単位変換器３０のコンデンサＣ３の電圧ＶＣはＥ／４となる。
【0048】
コンバータ３において、直列接続された複数の単位変換器３０＿１～３０＿４は「第１のマルチレベル回路」を構成する。第１のマルチレベル回路は、接続点３ｂが受ける正電圧および接続点３ｃが受ける負電圧と、入力ノード３ａが受ける５つの電圧値を有する交流電圧とを相互に変換可能に構成されている。第１のマルチレベル回路については後ほど詳しく説明する。
【0049】
図３は、図１に示したインバータ４およびその周辺部の構成例を示す回路図である。図３では、図面および説明の簡単化のため、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの一相（例えばＵ相）に対応する回路部分のみが示されている。
【0050】
図３に示すように、インバータ４の基本的構成は、図２に示したコンバータ３と同じである。すなわち、インバータ４は、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４と、ダイオードＤ１～Ｄ４と、複数の単位変換器３０＿１～３０＿４とを含んで構成される。
【0051】
複数の単位変換器３０＿１～３０＿４は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２の接続点４ｂとＩＧＢＴＱ３，Ｑ４の接続点４ｃとの間に直列に接続される。図３では、接続点４ｂとインバータ４の出力ノード４ａ（交流端子）との間に単位変換器３０＿１，３０＿２が直列に接続され、出力ノード４ａと接続点４ｃとの間に単位変換器３０＿３，３０＿４が直列に接続される。出力ノード４ａはリアクトル１８Ｕの第１端子に接続される。
【0052】
インバータ４において、直列接続された複数の単位変換器３０＿１～３０＿４は「第１のマルチレベル回路」を構成する。第１のマルチレベル回路は、接続点４ｂが受ける正電圧および接続点４ｃが受ける負電圧と、出力ノード４ａが受ける５つの電圧値を有する交流電圧とを相互に変換可能に構成されている。
【0053】
図４は、図１に示した直流電圧変換器６の構成例を示す回路図である。図４に示すように、直流電圧変換器６は、半導体スイッチ２１およびリアクトル２２を含む。半導体スイッチ２１は、３レベル回路として構成され、直流ラインＬ１，Ｌ３間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄと、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄにそれぞれ逆並列接続されるダイオードＤ１Ｄ～Ｄ４Ｄとを含む。半導体スイッチ２１は「第２のマルチレベル回路」を構成する。ＩＧＢＴＱ１Ｄ，Ｑ２Ｄは「第７および第８のスイッチング素子」の一実施例に対応し、ＩＧＢＴＱ３Ｄ，Ｑ４Ｄは「第９および第１０のスイッチング素子」の一実施例に対応する。
【0054】
リアクトル２２は、リアクトル２２Ｐ，２２Ｎを含む。リアクトル２２Ｐは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ２Ｄの接続点とバッテリＢ１の正極との間に接続される。リアクトル２２Ｎは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｄ，Ｑ４Ｄの接続点とバッテリＢ１の負極との間に接続される。リアクトル２２Ｐは「第２のリアクトル」の一実施例に対応し、リアクトル２２Ｎは「第３のリアクトル」の一実施例に対応する。
【0055】
図５は、コンバータ３を制御するための構成例を示す機能ブロック図である。図５に示すように、制御装置１０は、電圧指令生成回路５１、バランス制御回路５２、加算器５３Ａ～５３Ｃ、判定器５４、およびＰＷＭ回路５５を備える。電圧指令生成回路５１は、参照電圧生成回路６１、減算器６２，６６Ａ～６６Ｃ、直流電圧制御回路６３、正弦波発生回路６４、乗算器６５Ａ～６５Ｃ、電流制御回路６７、および加算器６８Ａ～６８Ｃを含む。
【0056】
参照電圧生成回路６１は、参照直流電圧Ｅｒｅｆを生成する。減算器６２は、参照直流電圧Ｅｒｅｆと、直流電圧Ｅ（＝Ｅｐ＋Ｅｎ）との差の電圧ΔＥ＝Ｅｒｅｆ－Ｅを算出する。直流電圧制御回路６３は、電圧ΔＥが０となるようにコンバータ３の入力側に流れる電流を制御するための電流指令値Ｉ＊を算出する。直流電圧制御回路６３は、例えば、ΔＥを比例演算または比例積分演算することにより電流指令値Ｉ＊を算出する。
【0057】
正弦波発生回路６４は、商用交流電源４１のＲ相電圧ＶＲと同相の正弦波信号と、商用交流電源４１のＳ相電圧ＶＳと同相の正弦波信号と、商用交流電源４１のＴ相電圧ＶＴと同相の正弦波信号とを出力する。正弦波発生回路６４は、商用交流電源４１の停電時においても、三相正弦波信号を出力する。３つの正弦波信号は、乗算器６５Ａ～６５Ｃにそれぞれ入力されて電流指令値Ｉ＊に乗じられる。これにより商用交流電源４１の三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴと同相の電流指令値ＩＲ＊，ＩＳ＊，ＩＴ＊が生成される。
【0058】
減算器６６Ａは、電流指令値ＩＲ＊と電流検出器３２により検出されたＲ相電流ＩＲとの差を算出する。減算器６６Ｂは、電流指令値ＩＳ＊と電流検出器３２により検出されたＳ相電流ＩＳとの差を算出する。減算器６６Ｃは、電流指令値ＩＴ＊と電流検出器３２により検出されたＴ相電流ＩＴとの差を算出する。
【0059】
電流制御回路６７は、電流指令値ＩＲ＊とＲ相電流ＩＲとの差、電流指令値ＩＳ＊とＳ相電流ＩＳとの差、および電流指令値ＩＴ＊とＴ相電流ＩＴとの差がいずれも０となるようにリアクトル１２に印加すべき電圧として、電圧指令値ＶＲａ＊，ＶＳａ＊，ＶＴａ＊を生成する。電流制御回路６７は、例えば電流指令値と電流検出器３２により検出された電流値との差を比例制御または比例積分制御に従って増幅することにより電圧指令値を生成する。
【0060】
加算器６８Ａは、電圧指令値ＶＲａ＊と電圧検出器３１により検出されたＲ相電圧ＶＲとを加算して電圧指令値ＶＲ０＊を生成する。加算器６８Ｂは、電圧指令値ＶＳａ＊と電圧検出器３１により検出されたＳ相電圧ＶＳとを加算して電圧指令値ＶＳ０＊を生成する。加算器６８Ｃは、電圧指令値ＶＴａ＊と電圧検出器３１により検出されたＴ相電圧ＶＴとを加算して電圧指令値ＶＴ０＊を生成する。
【0061】
このように、電圧指令生成回路５１は、電圧検出器３１によって検出された三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ、電流検出器３２によって検出された三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴ、および直流電圧Ｅ（＝Ｅｐ＋Ｅｎ）を受けて、Ｒ相、Ｓ相、およびＴ相にそれぞれ対応する電圧指令値ＶＲ０＊，ＶＳ０＊，ＶＴ０＊を生成する。
【0062】
バランス制御回路５２は、停電検出器３３（図１）からの停電信号ＰＣと、直流電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎとに基づいて、電圧指令値Ｖ１＊を生成する。例えばバランス制御回路５２は、ΔＥを比例演算または比例積分演算することにより電圧指令値Ｖ１＊を生成する。
【0063】
停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルであり、かつΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎ＞０である場合には、コンデンサＣ１の充電時間がコンデンサＣ２の充電時間よりも短くなるように、電圧指令値Ｖ１＊が生成される。停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルであり、かつΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎ＜０である場合には、コンデンサＣ１の充電時間がコンデンサＣ２の充電時間よりも長くなるように、電圧指令値Ｖ１＊が生成される。
【0064】
停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルであり、かつΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎ＞０である場合には、コンデンサＣ１の放電時間がコンデンサＣ２の放電時間よりも長くなるように、電圧指令値Ｖ１＊が生成される。停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルであり、かつΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎ＜０である場合には、コンデンサＣ１の放電時間がコンデンサＣ２の放電時間よりも短くなるように、電圧指令値Ｖ１＊が生成される。
【0065】
加算器５３Ａは、電圧指令値ＶＲ０＊，Ｖ１＊を加算して電圧指令値ＶＲ＊を生成する。加算器５３Ｂは、電圧指令値ＶＳ０＊，Ｖ１＊を加算して電圧指令値ＶＳ＊を生成する。加算器５３Ｃは、電圧指令値ＶＴ０＊，Ｖ１＊を加算して電圧指令値ＶＴ＊を生成する。
【0066】
判定器５４は、停電検出器３３（図１）からの停電信号ＰＣと、直流電圧ΔＥとに基づいて、信号ＤＴを生成する。停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源４１の健全時）には、信号ＤＴは活性化レベルの「Ｈ」レベルにされる。
【0067】
停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）において、直流電圧ΔＥがしきい値電圧ＥＴＨよりも小さい場合には、信号ＤＴは非活性化レベルの「Ｌ」レベルにされる。停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）において、直流電圧ΔＥがしきい値電圧ＥＴＨよりも大きい場合には、信号ＤＴは活性化レベルの「Ｈ」レベルにされる。
【0068】
ＰＷＭ回路５５は、信号ＤＴが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合に活性化され、電圧指令値ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊に基づいて、電圧検出器３１によって検出される三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが電圧指令値ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊にそれぞれ等しくするための信号を出力する。この信号は、コンバータ３（図２）の各相アームに含まれるＩＧＢＴＱ１～Ｑ４および単位変換器３０＿１～３０＿４を駆動するためのゲート信号である。
【0069】
ＰＷＭ回路５５は、信号ＤＴが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合に非活性化され、コンバータ３の各相アームに含まれるＩＧＢＴＱ１～Ｑ４および単位変換器３０＿１～３０＿４をオフさせる。これにより、コンバータ３の運転は停止される。
【0070】
上記構成を有する制御装置１０によってコンバータ３が制御されることにより、三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴは商用交流電源４１の三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴと同相になり、かつ正弦波の電流となるので、力率をほぼ１にすることができる。
【0071】
図６は、直流電圧変換器６を制御するための構成例を示す機能ブロック図である。図６に示すように、制御装置１０は、電圧指令生成回路７１、バランス制御回路７２、加算器７３Ａ、減算器７３Ｂ、およびＰＷＭ回路７５を備える。電圧指令生成回路７１は、参照電圧生成回路８１、減算器８２，８４、電圧制御回路８３、および電流制御回路８５を含む。
【0072】
参照電圧生成回路８１は、参照直流電圧Ｅｒｅｆを生成する。減算器８２は、参照直流電圧Ｅｒｅｆと直流電圧Ｅ（＝Ｅｐ＋Ｅｎ）との差の電圧ΔＥを算出する。電圧制御回路８３は、電圧検出器３６（図１）によって検出されたバッテリＢ１の端子間電圧ＶＢに基づいて、電圧ΔＥに応じたレベルの電流指令値ＩＢ＊を算出する。電圧制御回路８３は、例えば、ΔＥを比例演算または比例積分演算することにより電流指令値ＩＢ＊を算出する。減算器８４は、電圧制御回路８３により生成された電流指令値ＩＢ＊と電流検出器３７（図１）によって検出されたバッテリＢ１の電流値ＩＢとの偏差ΔＩＢ＝ＩＢ＊－ＩＢを求める。電流制御回路８５は、電流指令値ＩＢ＊と電流値ＩＢとの偏差ΔＩＢに基づいて電圧指令値Ｖ＊を生成する。
【0073】
このように電圧指令生成回路７１は、電圧検出器３６によって検出されたバッテリ電圧ＶＢ、電流検出器３７によって検出されたバッテリ電流ＩＢ、および直流電圧Ｅを受けて、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎを所定の電圧に制御するための電圧指令値Ｖ＊を生成する。
【0074】
バランス制御回路７２は、直流電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎを受けて、電圧指令値ＶＢ１＊を生成する。例えばバランス制御回路７２は、直流電圧ΔＥを比例演算または比例積分演算することにより電圧指令値ＶＢ１＊を生成する。例えばΔＥ＞０の場合、バランス制御回路７２は電圧指令値ＶＢ１＊を負の値に設定する。一方、ΔＥ＜０の場合、バランス制御回路７２は電圧指令値ＶＢ１＊を正の値に設定する。
【0075】
加算器７３Ａは、電圧指令値Ｖ＊，ＶＢ１＊を加算して電圧指令値ＶＡ＊を生成する。減算器７３Ｂは、電圧指令値Ｖ＊から電圧指令値ＶＢ１＊を減算して電圧指令値ＶＢ＊を生成する。電圧指令値ＶＡ＊，ＶＢ＊は、半導体スイッチ２１の上アームおよび下アームの電圧をそれぞれ制御するための指令値であり、電圧Ｅｐ，Ｅｎの差分ΔＥを０にするための電圧Ｅｐ，Ｅｎの指令値である。バランス制御回路７２、加算器７３Ａ、および減算器７３Ｂは、直流電圧ΔＥおよび電圧指令値Ｖ＊に基づいて、直流電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎが０となるように電圧Ｅｐ，Ｅｎをそれぞれ制御するための電圧指令値ＶＡ＊，ＶＢ＊を生成する指令値生成回路を構成する。
【0076】
ＰＷＭ回路７５は、停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）には、活性化され、電圧指令値ＶＡ＊，ＶＢ＊に基づいて、半導体スイッチ２１に含まれるＩＧＢＴＱ１Ｄ～Ｑ４Ｄを駆動するための信号を出力する。直流電圧変換器６は、ＰＷＭ回路７５からの信号によって制御され、バッテリＢ１の直流電力をインバータ４に供給する。
【0077】
ＰＷＭ回路７５は、停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源４１の健全時）には、非活性化され、直流電圧変換器６のＰＷＭ制御を行なわない。なお、商用交流電源４１の健全時には、直流電圧変換器６は、バッテリＢ１に直流電力を蓄える。
【0078】
図７は、インバータ４を制御するための構成例を示す機能ブロック図である。図７に示すように、制御装置１０は、電圧指令生成回路９１と、ＰＷＭ回路９２とを含む。電圧指令生成回路９１は、参照電圧生成回路９３と、電圧制御回路９４と、減算器９５Ｕ，９５Ｖ，９５Ｗと、電流制御回路９６と、加算器９７Ｕ，９７Ｖ，９７Ｗとを含む。
【0079】
参照電圧生成回路９３は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各々のための電圧指令値を生成する。電圧指令値を示す信号は正弦波信号である。正弦波の周波数は、交流電圧の周波数に対応する。
【0080】
電圧制御回路９４は、参照電圧生成回路９３からの電圧指令値（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）に基づいて、電流指令値Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊を生成する。電流指令値Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応付けられる。
【0081】
減算器９５Ｕは、電流指令値Ｉｕ＊と電流検出器２４Ｕにより検出されたＵ相電流Ｉｕとの差を算出する。減算器９５Ｖは、電流指令値Ｉｖ＊と電流検出器２４Ｖにより検出されたＶ相電流値Ｉｖとの差を算出する。減算器９５Ｗは、電流指令値Ｉｗ＊と電流検出器２４Ｗにより検出されたＷ相電流値Ｉｗとの差を算出する。
【0082】
電流制御回路９６は、電流指令値Ｉｕ＊とＵ相電流Ｉｕとの差、電流指令値Ｉｖ＊とＶ相電流Ｉｖとの差、および電流指令値Ｉｗ＊とＷ相電流Ｉｗとの差がいずれも０となるようにリアクトル１８に印加すべき電圧として、電圧指令値Ｖｕａ＊，Ｖｖａ＊，Ｖｗａ＊を生成する。電流制御回路９６は、例えば電流指令値と電流検出器２４により検出された電流値との差を比例制御または比例積分制御に従って増幅することにより電圧指令値を生成する。
【0083】
加算器９７Ｕは、電圧指令値Ｖｕａ＊と電圧検出器２５により検出されたＵ相電圧Ｖｕとを加算して電圧指令値Ｖｕ＊を生成する。加算器９７Ｖは、電圧指令値Ｖｖａ＊と電圧検出器２５により検出されたＶ相電圧Ｖｖとを加算して電圧指令値Ｖｖ＊を生成する。加算器９７Ｗは、電圧指令値Ｖｗａ＊と電圧検出器２５により検出されたＷ相電圧Ｖｗとを加算して電圧指令値Ｖｗ＊を生成する。
【0084】
このように電圧指令生成回路９１は、電圧検出器２５によって検出された三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、および電流検出器２４によって検出された三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを受けて、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相にそれぞれ対応する電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。
【0085】
ＰＷＭ回路９２は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、電圧検出器２５によって検出される三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊にそれぞれ等しくするための信号を出力する。この信号は、インバータ４（図３）の各相アームに含まれるＩＧＢＴＱ１～Ｑ４および単位変換器３０＿１～３０＿４を駆動するためのゲート信号である。
【0086】
ＰＷＭ回路９２の構成は、図５に示したＰＷＭ回路５５の構成と同じである。以下では、ＰＷＭ回路９２の構成について代表的に説明する。図８は、図７に示したＰＷＭ回路９２の機能ブロック図である。図８には、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの一相（例えばＵ相）に対応する部分の機能ブロックのみが示されている。
【0087】
図８に示すように、ＰＷＭ回路９２は、搬送波発生器３５０と、比較器３５１～３５５と、否定（ＮＯＴ）回路３５６～３５８と、バッファ３６０～３７１と、遅延回路３７２，３７３と、論理積（ＡＮＤ）回路３７４，３７４とを含む。
【0088】
搬送波発生器３５０は、例えば、予め設定された関数に従って４つの搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４を発生させる。なお、搬送波発生器３５０が発生させる搬送波の数は、第１のマルチレベル回路を構成する単位変換器３０の数に等しい。
【0089】
搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４は、互いに同じ位相で同じ周波数の三角波である。搬送波Ｃｕ１，Ｃｕ２は正側で変化する信号であり、搬送波Ｃｕ３，Ｃｕ４は負側で変化する信号である。搬送波は鋸波であってもよい。搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４の周波数は、電圧指令値Ｖｕ＊の周波数よりも高い。
【0090】
比較器３５１は、電圧指令生成回路９１からの電圧指令値Ｖｕ＊と搬送波発生器３５０からの搬送波Ｃｕ１との高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ信号の周波数は搬送波の周波数と同じ値になる。バッファ３６０は、ＰＷＭ信号に基づいて、ＩＧＢＴＱ６をオンオフさせるためのゲート信号ＶＧ６を生成する。
【0091】
比較器３５２は、電圧指令生成回路９１からの電圧指令値Ｖｕ＊と搬送波発生器３５０からの搬送波Ｃｕ２との高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ信号を出力する。バッファ３６１は、ＰＷＭ信号に基づいて、ＩＧＢＴＱ８をオンオフさせるためのゲート信号ＶＧ８を生成する。
【0092】
比較器３５３は、電圧指令生成回路９１からの電圧指令値Ｖｕ＊と搬送波発生器３５０からの搬送波Ｃｕ４との高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ信号を出力する。ＮＯＴ回路３５６は、比較器３５３からのＰＷＭ信号を反転させてバッファ３６４に与える。バッファ３６４は、ＰＷＭ信号に基づいて、ＩＧＢＴＱ１０をオンオフさせるためのゲート信号ＶＧ１０を生成する。
【0093】
比較器３５４は、電圧指令生成回路９１からの電圧指令値Ｖｕ＊と搬送波発生器３５０からの搬送波Ｃｕ３との高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ信号を出力する。ＮＯＴ回路３５７は、比較器３５４からのＰＷＭ信号を反転させてバッファ３６５に与える。バッファ３６５は、ＰＷＭ信号に基づいて、ＩＧＢＴＱ１２をオンオフさせるためのゲート信号ＶＧ１２を生成する。
【0094】
比較器３５５は、電圧指令生成回路９１からの電圧指令値Ｖｕ＊と値「０」を有する信号との高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ信号を生成する。遅延回路３７２は、ＰＷＭ信号を予め定められた時間Ｔｄだけ遅延させる。遅延回路３７２の遅延時間Ｔｄは、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４が全てオフ状態となるデッドタイムに相当する。ＡＮＤ回路３７４は、比較器３５５からのＰＷＭ信号と遅延回路３７２からのＰＷＭ信号とに基づいて、ＩＧＢＴＱ１をオンオフさせるためのゲート信号ＶＧ１を生成する。
【0095】
ＮＯＴ回路３５８は、比較器３５５からのＰＷＭ信号を反転させてＡＮＤ回路３７５および遅延回路３７３に与える。遅延回路３７３は、ＰＷＭ信号を時間Ｔｄだけ遅延させる。ＡＮＤ回路３７５は、ＮＯＴ回路３５８からのＰＷＭ信号と遅延回路からのＰＷＭ信号とに基づいて、ＩＧＢＴＱ４をオンオフさせるためのゲート信号ＶＧ４を生成する。
【0096】
バッファ３６２は、値「０」を有する信号に基づいて、ＩＧＢＴＱ５をオンオフさせるためのゲート信号ＶＧ５を生成する。バッファ３６３は、値「０」を有する信号に基づいて、ＩＧＢＴＱ７をオンオフさせるためのゲート信号ＶＧ５を生成する。バッファ３６６は、値「０」を有する信号に基づいて、ＩＧＢＴＱ９をオンオフさせるためのゲート信号ＶＧ９を生成する。バッファ３６７は、値「０」を有する信号に基づいて、ＩＧＢＴＱ１１をオンオフさせるためのゲート信号ＶＧ１１を生成する。バッファ３６８は、値「０」を有する信号に基づいて、ＩＧＢＴＱ２をオンオフさせるためのゲート信号ＶＧ２を生成する。バッファ３６９は、値「０」を有する信号に基づいて、ＩＧＢＴＱ３をオンオフさせるためのゲート信号ＶＧ３を生成する。
【0097】
ゲート信号ＶＧ１～ＶＧ１２が活性化レベルのＨレベルにされると、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ１２はそれぞれオンする。ゲート信号ＶＧ１～ＶＧ１２が非活性化レベルのＬレベルにされると、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ１２はそれぞれオフする。
【0098】
図９は、図８に示した電圧指令値Ｖｕ＊、搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４、ゲート信号ＶＧ１，ＶＧ２，ＶＧ６，ＶＧ８，ＶＧ１０，ＶＧ１２、およびインバータ４の出力ノード４ａに生じる電圧の波形を示すタイムチャートである。
【0099】
図９に示すように、電圧指令値Ｖｕ＊は、正弦波によって表される。電圧指令値Ｖｕ＊の振幅の最大値を１とした場合に、搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４の各々のピーク－ピーク値は０．５となる。搬送波Ｃｕ１の最大値は１であり、その最小値は０．５である。搬送波Ｃｕ２の最大値は０．５であり、その最小値は０である。搬送波Ｃｕ３の最大値は０であり、その最小値は－０．５である。搬送波Ｃｕ４の最大値は－０．５であり、その最小値は－１．０である。搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４は同位相の信号であり、搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４の位相は電圧指令値Ｖｕ＊の位相に同期している。
【0100】
電圧指令値Ｖｕ＊が０よりも高い場合には、ゲート信号ＶＧ１はＨレベルになり、Ｖｕ＊が０よりも低い場合には、ゲート信号ＶＧ１はＬレベルになる。Ｖｕ＊が０よりも低い場合には、ゲート信号ＶＧ２はＨレベルになり、Ｖｕ＊が０よりも高い場合には、ゲート信号ＶＧ２はＬレベルになる。
【0101】
搬送波Ｃｕ１のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊よりも高い場合には、ゲート信号ＶＧ６はＬレベルになる。逆に、搬送波Ｃｕ１のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊よりも低い場合には、ゲート信号ＶＧ６はＨレベルになる。
【0102】
搬送波Ｃｕ２のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊よりも高い場合には、ゲート信号ＶＧ８はＬレベルになる。逆に、搬送波Ｃｕ２のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊よりも低い場合には、ゲート信号ＶＧ８はＨレベルになる。
【0103】
搬送波Ｃｕ３のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊より低い場合には、ゲート信号ＶＧ１０はＬレベルになる。逆に、搬送波Ｃｕ３のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊よりも高い場合には、ゲート信号ＶＧ１０はＨレベルになる。
【0104】
搬送波Ｃｕ４のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊よりも低い場合には、ゲート信号ＶＧ１２はＬレベルになる。逆に、搬送波Ｃｕ４のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊よりも低い場合には、ゲート信号ＶＧ１２はＨレベルになる。図示は省略するが、ゲート信号ＶＧ３～ＶＧ５，ＶＧ７，ＶＧ９，ＶＧ１１はＬレベルに固定される。
【0105】
図１０は、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ１２のスイッチングパターンとインバータ４の出力ノード４ａに生じる電圧との対応関係を説明するための図である。ＩＧＢＴＱ１～Ｑ１２のスイッチングパターンは６つのモードから構成されている。
【0106】
図１０に示すように、電圧指令値Ｖｕ＊が正極性である第１の期間では、ＩＧＢＴＱ１がオン状態に固定され、ＩＧＢＴＱ２～Ｑ５，Ｑ７，Ｑ９～Ｑ１２がオフ状態に固定される。電圧指令値Ｖｕ＊と搬送波Ｃｕ１，Ｃｕ２との比較結果に応じて、ＩＧＢＴＱ６，Ｑ８がオンオフされる。Ｅｐ＝Ｅｎ＝Ｅ／２であり、各単位変換器３０のコンデンサＣ３の電圧ＶＣ＝Ｅ／４である場合、インバータ４の出力ノード４ａには、Ｅ／２，Ｅ／４，０のいずれの電圧が生じる。
【0107】
詳細には、モード１は、搬送波Ｃｕ１，Ｃｕ２のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊のレベルよりも低い場合のスイッチングパターンである。モード１では、ＩＧＢＴＱ６，Ｑ８がオン状態とされ、インバータ４の出力ノード４ａから電圧「Ｅ／２」が出力される。
【0108】
モード２は、搬送波Ｃｕ１のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊のレベルよりも低く、搬送波Ｃｕ２のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊のレベルよりも高い場合のスイッチングパターンである。モード２では、ＩＧＢＴＱ６がオフ状態とされ、ＩＧＢＴＱ８がオン状態とされ、出力ノード４ａから電圧「Ｅ／４」が出力される。
【0109】
モード３は、搬送波Ｃｕ１，Ｃｕ２のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊のレベルよりも高い場合のスイッチングパターンである。モード３では、ＩＧＢＴＱ６，Ｑ８がオフ状態とされ、出力ノード４ａから電圧「０」が出力される。
【0110】
電圧指令値Ｖｕ＊が負極性である第２の期間では、ＩＧＢＴＱ２がオン状態に固定され、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３～Ｑ５，Ｑ７，Ｑ９～Ｑ１２がオフ状態に固定される。電圧指令値Ｖｕ＊と搬送波Ｃｕ３，Ｃｕ４との比較結果に応じて、ＩＧＢＴＱ１０，Ｑ１２がオンオフされる。これによりインバータ４の出力ノード４ａには、０，－Ｅ／４，－Ｅ／２のいずれの電圧が生じる。
【0111】
詳細には、モード４は、搬送波Ｃｕ３，Ｃｕ４のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊のレベルよりも低い場合のスイッチングパターンである。モード４では、ＩＧＢＴＱ１０，Ｑ１２がオフ状態とされ、出力ノード４ａから電圧「０」が出力される。
【0112】
モード５は、搬送波Ｃｕ３のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊のレベルよりも高く、搬送波Ｃｕ４のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊のレベルよりも低い場合のスイッチングパターンである。モード５では、ＩＧＢＴＱ１０がオン状態とされ、ＩＧＢＴＱ１２がオフ状態とされ、出力ノード４ａから電圧「－Ｅ／４」が出力される。
【0113】
モード６は、搬送波Ｃｕ３，Ｃｕ４のレベルが電圧指令値Ｖｕ＊のレベルよりも高い場合のスイッチングパターンである。モード６では、ＩＧＢＴＱ１０，Ｑ１２がオン状態とされ、出力ノード４ａから電圧「－Ｅ／２」が出力される。
【0114】
図１１および図１２は、図１０に示した各モードにおける動作を示す回路図である。図１１（Ａ）に、モード１を示す。モード１では、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ６，Ｑ８がオンする。直流ラインＬ１から単位変換器３０＿１，３０＿２、リアクトル１８Ｕ、コンデンサ１９Ｕ、および中性点ラインＬ４を経由して直流ラインＬ２まで矢印の方向に電流が流れる。単位変換器３０＿１，３０＿２の出力電圧は零電圧となるため、出力ノード４ａから正電圧（＝Ｅｐ）が出力される。Ｅｐ＝Ｅ／２の場合、出力ノード４ａから電圧「Ｅ／２」が出力される。
【0115】
図１１（Ｂ）に、モード２を示す。モード２では、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ８がオンし、ＩＧＢＴＱ６がオフすることにより、矢印の方向に電流が流れる。単位変換器３０＿１の出力電圧はコンデンサＣ３の電圧ＶＣとなり、単位変換器３０＿２の出力電圧は零電圧となる。したがって、出力ノード４ａからＥｐ－ＶＣが出力される。Ｅｐ＝Ｅ／２，ＶＣ＝Ｅ／４の場合、出力ノード４ａから電圧「Ｅ／４」が出力される。
【0116】
図１１（Ｃ）に、モード３を示す。モード３では、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ６，Ｑ８がオフすることにより、矢印の方向に電流が流れる。単位変換器３０＿１，３０＿２の出力電圧はコンデンサＣ３の電圧ＶＣとなるため、出力ノード４ａからＥｐ－ＶＣ×２が出力される。Ｅｐ＝Ｅ／２，ＶＣ＝Ｅ／４の場合、出力ノード４ａから電圧「０」が出力される。このようにして第１の期間において、出力ノード４ａには電圧「Ｅ／２」，「Ｅ／４」，「０」のいずれかが出力される。
【0117】
図１２（Ａ）に、モード４を示す。モード４では、ＩＧＢＴＱ４がオンし、ＩＧＢＴＱ１０，Ｑ１２がオンする。直流ラインＬ２から中性点ラインＬ４、コンデンサ１９Ｕ、リアクトル１８Ｕ、単位変換器３０＿３，３０＿４、およびＩＧＢＴＱ４を経由して直流ラインＬ３まで矢印の方向に電流が流れる。単位変換器３０＿３，３０＿４の出力電圧はコンデンサＣ３の電圧ＶＣとなるため、出力ノード４ａから負電圧（＝－Ｅｎ）＋ＶＣ×２が出力される。Ｅｎ＝Ｅ／２，ＶＣ＝Ｅ／４の場合、出力ノード４ａから電圧「０」が出力される。
【0118】
図１２（Ｂ）に、モード５を示す。モード５では、ＩＧＢＴＱ４，Ｑ１０がオンし、ＩＧＢＴＱ１２がオフすることにより、矢印の方向に電流が流れる。単位変換器３０＿３の出力電圧は零電圧となり、単位変換器３０＿４の出力電圧はコンデンサＣ３の電圧ＶＣとなるため、出力ノード４ａから－Ｅｎ＋ＶＣが出力される。Ｅｎ＝Ｅ／２，ＶＣ＝Ｅ／４の場合、出力ノード４ａから電圧「―Ｅ／４」が出力される。
【0119】
図１２（Ｃ）に、モード６を示す。モード６では、ＩＧＢＴＱ４，Ｑ１０，Ｑ１２がオンすることにより、矢印の方向に電流が流れる。単位変換器３０＿１，３０＿２の出力電圧は零電圧となるため、出力ノード４ａから負電圧（＝－Ｅｎ）が出力される。Ｅｎ＝Ｅ／２の場合、出力ノード４ａから電圧「―Ｅ／２」が出力される。このようにして第２の期間において、出力ノード４ａには電圧「０」，「－Ｅ／４」，「―Ｅ／２」のいずれかが出力される。
【0120】
上述したように第１のマルチレベル回路は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２の接続点４ｂが受ける正電圧（＝Ｅ／２）およびＩＧＢＴＱ３，Ｑ４の接続点４ｃが受ける負電圧（＝－Ｅ／２）と、出力ノード４ａが受ける５つの電圧値を有する交流電圧（Ｅ／２，Ｅ／４，０，－Ｅ／４，－Ｅ／２）とを相互に変換可能に構成されている。これによりインバータ４は、５レベルインバータを構成する。５レベルインバータの出力電圧の波形は、零を中心とした±Ｅ／４，±Ｅ／２，±ＥのＰＷＭパルスとなる。３レベルインバータの出力電圧の波形は、零を中心とした±Ｅ／２，±ＥのＰＷＭパルスであるのに対し、５レベルインバータの方がより正弦波に近い波形となる。
【0121】
これにより、交流出力フィルタ５においては、リアクトル１８（リアクトル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ）に流れるリプル電流が低減するため、出力電圧波形を正弦波化するために必要なインダクタンスが小さくなり、リアクトル１８を小型化できる。リアクトル１８を小型化することによって、リアクトル１８の鉄損を低減できる。
【0122】
さらにリアクトル１８のインダクタンスが小さくなることに伴って、リアクトル１８に空芯リアクトルを適用することが可能となる。空芯リアクトルは、鉄心を用いないため、鉄損を無くすことができる。あるいは、曲げ加工された複数の平角導体を組み合わせて接続することにより、リアクトル１８を構成してもよい。いずれの構成においても、理想的にはリアクトル１８の鉄損をなくすことが可能となる。
【0123】
また、５レベルインバータでは、各ＩＧＢＴに印加される電圧が３レベルインバータの１／２となるため、各ＩＧＢＴに発生するスイッチング損失を約半分に低減できる。
【0124】
本実施の形態では、コンバータ３およびインバータ４の各々に第１のマルチレベル回路を適用する。これによると、コンバータ３およびインバータ４におけるＩＧＢＴに発生するスイッチング損失を低減できるとともに、交流入力フィルタ２および交流出力フィルタ５にそれぞれ含まれるリアクトル１２，１８の鉄損を低減できる。この結果、無停電電源装置１００の高効率化を実現することができる。
【0125】
なお、第１のマルチレベル回路において、直列接続される単位変換器３０の数をさらに増やすことにより、コンバータ３およびインバータ４の各々の出力電圧のレベル数をさらに増やすことができる。図１３は、インバータ４およびその周辺部の構成例を示す回路図である。図１３に示すように、第１のマルチレベル回路は、２Ｎ個の単位変換器３０＿１～３０＿２Ｎを含んで構成される。Ｎは１以上の整数である。
【0126】
ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２および単位変換器３０＿１～３０＿Ｎは上アームを構成する。直流電圧Ｅｐは単位変換器３０＿１～３０＿ＮのコンデンサＣ３の電圧によって均等に分圧される。直流電圧Ｅｐ＝Ｅ／２の場合、各単位変換器３０のコンデンサＣ３の電圧はＥ／２Ｎとなる。電圧指令値Ｖｕ＊が正極性となる第１の期間では、ＩＧＢＴＱ１がオン状態とされ、単位変換器３０＿１～３０＿Ｎの各々がコンデンサＣ３の電圧（＝Ｅ／２Ｎ）または零電圧を出力する。これにより、出力ノード４ａから「０」，「Ｅ／２Ｎ」，「Ｅ／Ｎ」，「３Ｅ／２Ｎ」，・・・・「Ｅ／２」の合計Ｎ＋１個の電圧のいずれかが出力される。
【0127】
ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４および単位変換器３０＿３，３０＿４は下アームを構成する。直流電圧Ｅｎは単位変換器３０＿Ｎ＋１～３０＿２ＮのコンデンサＣ３の電圧によって均等に分圧される。直流電圧Ｅｎ＝Ｅ／２の場合、各単位変換器３０のコンデンサＣ３の電圧はＥ／２Ｎとなる。電圧指令値Ｖｕ＊が負極性となる第２の期間では、ＩＧＢＴＱ４がオン状態とされ、単位変換器３０＿Ｎ＋１～３０＿２Ｎの各々がコンデンサＣ３の電圧（＝Ｅ／２Ｎ）または零電圧を出力する。これにより、出力ノード４ａから「０」，「－Ｅ／２Ｎ」，「－Ｅ／Ｎ」，「－３Ｅ／２Ｎ」，・・・・「－Ｅ／２」の合計Ｎ＋１個の電圧のいずれかが出力される。
【0128】
このように第１のマルチレベル回路は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２の接続点４ｂが受ける正電圧（＝Ｅ／２）およびＩＧＢＴＱ３，Ｑ４の接続点４ｃが受ける負電圧（＝－Ｅ／２）と、出力ノード４ａが受ける２Ｎ＋１個の電圧値を有する交流電圧とを相互に変換可能に構成される。Ｎを２よりも大きくしてコンバータ３およびインバータ４の各々の出力電圧のレベル数を増やすことにより、無停電電源装置１００の効率をさらに向上させることが可能となる。
【0129】
なお、第１のマルチレベル回路において直列接続される単位変換器３０の数を増やしても、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４およびダイオードＤ１～Ｄ４の構成は変わらない。すなわち、コンバータ３およびインバータ４の出力電圧のレベル数によらず、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４およびダイオードＤ１～Ｄ４の構成が維持される。これによると、直流電圧変換器６においては、コンバータ３およびインバータ４の出力電圧のレベル数に応じて、図４に示したマルチレベル回路の構成および図６に示した制御装置１０の構成を変更する必要が生じない。
【0130】
ここで、例えばコンバータ３およびインバータ４に、ダイオードクランプ方式のマルチレベル回路を適用した場合を考える。ダイオードクランプ方式とは、直流ラインＬ１および直流ラインＬ３間の直流電圧Ｅを直列に接続した複数のコンデンサにより均等に分圧し、任意の分圧点電位をダイオードによりクランクすることで、マルチレベルの出力電圧を得る回路方式である。この場合、複数のコンデンサの電圧がアンバランスになるため、電圧のアンバランスを補償するために、直流電圧変換器６の回路構成および制御装置１０の構成を変更することが必要となる。
【0131】
これに対して、本実施の形態では、コンバータ３およびインバータ４の出力電圧のレベル数によらず、コンバータ３およびインバータ４の直流入力電圧が正電圧、中性点電圧および負電圧に保たれるため、図４に示した直流電圧変換器６および図６に示した制御装置１０を適用することができる。よって、コンバータ３およびインバータ４の出力電圧のレベル数に応じて直流電圧変換器６が複雑化することを抑制できる。
【0132】
［第１のマルチレベル回路の構成例］
上述した実施の形態では、直列接続された複数の単位変換器３０を有する第１のマルチレベル回路の構成例について説明したが、第１のマルチレベル回路の構成はこれに限定されない。例えば、第１のマルチレベル回路を、フライングキャパシタを用いた構成とすることができる。
上述した実施の形態では、直列接続された複数の単位変換器３０を有する第１のマルチレベル回路の構成例について説明したが、第１のマルチレベル回路の構成はこれに限定されない。例えば、第１のマルチレベル回路を、フライングキャパシタを用いた構成とすることができる。
【0133】
図１４は、図１に示したインバータ４およびその周辺部の構成例を示す回路図であり、図３と対比される図である。図１４では、図面および説明の簡単化のため、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの一相（例えばＵ相）に対応する回路部分のみが示されている。
【0134】
図１４に示すように、第１のマルチレベル回路は、ＩＧＢＴＱ１５～Ｑ２０と、ダイオードＤ１５～Ｄ２０と、フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２とを含んで構成される。
【0135】
ＩＧＢＴＱ１５～Ｑ２０は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２の接続点４ｂとＩＧＢＴＱ３，Ｑ４の接続点４ｃとの間に直列に接続される。図１４では、接続点４ｂとインバータ４の出力ノード４ａ（交流端子）との間にＩＧＢＴＱ１５～Ｑ１７が直列に接続され、出力ノード４ａと接続点４ｃとの間にＩＧＢＴＱ１８～Ｑ２０が直列に接続される。ＩＧＢＴＱ１５～Ｑ１７は「第５のスイッチング素子」の一実施例に対応し、ＩＧＢＴＱ１８～Ｑ２０は「第６のスイッチング素子」の一実施例に対応する。出力ノード４ａはリアクトル１８Ｕの第１端子に接続される。ダイオードＤ１５～Ｄ２０は、それぞれＩＧＢＴＱ１５～Ｑ２０に逆並列に接続される。
【0136】
フライングキャパシタＦＣ１は、ＩＧＢＴＱ１６，Ｑ１７の接続点４ｅとＩＧＢＴＱ１８，Ｑ１９の接続点４ｆとの間に接続される。フライングキャパシタＦＣ２は、ＩＧＢＴＱ１５，Ｑ１６の接続点４ｄとＩＧＢＴＱ１９，Ｑ２０の接続点４ｇとの間に接続される。
【0137】
図１５および図１６は、図１４に示したインバータ４の各モードにおける動作を示す回路図である。インバータ４は、モード１～モード６の６つの状態を取り得る。電圧指令値Ｖｕ＊が正極性である第１の期間、インバータ４はモード１～モード３の３つの状態を取り得る。電圧指令値Ｖｕ＊が負極性である第２の期間、インバータ４はモード４～モード６の３つの状態を取り得る。
【0138】
図１５（Ａ）に、モード１を示す。モード１では、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ１５～Ｑ１７がオンする。第１の期間（モード１～モード３）、ＩＧＢＴＱ２～Ｑ４，Ｑ１８～Ｑ２０はオフ状態に固定される。直流ラインＬ１からＩＧＢＴＱ１，Ｑ１５～Ｑ１７、リアクトル１８Ｕ、コンデンサ１９Ｕ、および中性点ラインＬ４を経由して直流ラインＬ２まで矢印の方向に電流が流れる。出力ノード４ａから正電圧が出力される。直流電圧Ｅｐ＝Ｅ／２の場合、出力ノード４ａから電圧「Ｅ／２」が出力される。
【0139】
図１５（Ｂ）に、モード２を示す。モード２では、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ１５，Ｑ１６がオンし、ＩＧＢＴＱ１７がオフする。直流ラインＬ１からＩＧＢＴＱ１，Ｑ１５，Ｑ１６、フライングキャパシタＦＣ１、ダイオードＤ１８、リアクトル１８Ｕ、コンデンサ１９Ｕ、および中性点ラインＬ４を経由して直流ラインＬ２まで矢印の方向に電流が流れる。フライングキャパシタＦＣ１の電圧がＶＦ１であるとすると、出力ノード４ａからＥｐ－ＶＦ１が出力される。Ｅｐ＝Ｅ／２，ＶＦ１＝Ｅ／４の場合、出力ノード４ａから電圧「Ｅ／２」が出力される。
【0140】
図１５（Ｃ）に、モード３を示す。モード３では、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ１５がオンし、ＩＧＢＴＱ１６，Ｑ１７がオフする。直流ラインＬ１からＩＧＢＴＱ１，Ｑ１５、フライングキャパシタＦＣ２、ダイオードＤ１８，Ｄ１９、リアクトル１８Ｕ、コンデンサ１９Ｕ、および中性点ラインＬ４を経由して直流ラインＬ２まで矢印の方向に電流が流れる。フライングキャパシタＦＣ２の電圧がＶＦ２であるとすると、出力ノード４ａからＥｐ－ＶＦ２が出力される。Ｅｐ＝Ｅ／２，ＶＦ２＝Ｅ／２の場合、出力ノード４ａから電圧「０」が出力される。このようにして第１の期間、出力ノード４ａから電圧「Ｅ／２」，「Ｅ／４」，「０」のいずれかが出力される。
【0141】
図１６（Ａ）に、モード４を示す。モード４では、ＩＧＢＴＱ４，Ｑ１８～Ｑ２０がオンする。第２の期間（モード４～モード６）、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ３，Ｑ１５～Ｑ１７はオフ状態に固定される。直流ラインＬ２から中性点ラインＬ４、コンデンサ１９Ｕ、リアクトル１８Ｕ、およびＩＧＢＴＱ１８～Ｑ２０，Ｑ４を経由して直流ラインＬ３まで矢印の方向に電流が流れる。出力ノード４ａから負電圧（＝－Ｅｎ）が出力される。Ｅｎ＝Ｅ／２の場合、出力ノード４ａから電圧「－Ｅ／２」が出力される。
【0142】
図１６（Ｂ）に、モード５を示す。モード５では、ＩＧＢＴＱ１９，Ｑ２０がオンし、ＩＧＢＴＱ１８がオフする。直流ラインＬ２から中性点ラインＬ４、コンデンサ１９Ｕ、リアクトル１８Ｕ、ダイオードＤ１７、フライングキャパシタＦＣ１、ＩＧＢＴＱ１９，Ｑ２０，Ｑ４を経由して直流ラインＬ３まで矢印の方向に電流が流れる。出力ノード４ａから－Ｅｎ＋ＶＦ１４が出力される。Ｅｎ＝Ｅ／２，ＶＦ１＝Ｅ／４の場合、出力ノード４ａから電圧「－Ｅ／４」が出力される。
【0143】
図１６（Ｃ）に、モード６を示す。モード６では、ＩＧＢＴＱ２０がオンし、ＩＧＢＴＱ１８，Ｑ１９がオフする。直流ラインＬ２から中性点ラインＬ４、コンデンサ１９Ｕ、リアクトル１８Ｕ、ダイオードＤ１７，Ｄ１６、フライングキャパシタＦＣ２、ＩＧＢＴＱ２０，Ｑ４を経由して直流ラインＬ３まで矢印の方向に電流が流れる。出力ノード４ａから－Ｅｎ＋ＶＦ２が出力される。Ｅｎ＝Ｅ／２，ＶＦ２＝Ｅ／２の場合、出力ノード４ａから電圧「０」が出力される。このようにして第２の期間、出力ノード４ａから電圧「０」，「－Ｅ／４」，「－Ｅ／２」のいずれかが出力される。
【0144】
図１４に示した第１のマルチレベル回路は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２の接続点４ｂが受ける正電圧（＝Ｅ／２）およびＩＧＢＴＱ３，Ｑ４の接続点４ｃが受ける負電圧（＝－Ｅ／２）と、出力ノード４ａが受ける５つの電圧値を有する交流電圧（Ｅ／２，Ｅ／４，０，－Ｅ／４，－Ｅ／２）とを相互に変換可能に構成されている。したがって、コンバータ３およびインバータ４の各々に図１４に示した第１のマルチレベル回路を適用することにより、コンバータ３およびインバータ４におけるＩＧＢＴのスイッチング損失を低減できるとともに、交流入力フィルタ２および交流出力フィルタ５にそれぞれ含まれるリアクトル１２，１８の鉄損を低減できる。この結果、無停電電源装置１００の高効率化を実現することができる。
【0145】
なお、第１のマルチレベル回路を構成するＩＧＢＴおよびフライングキャパシタの数をさらに増やすことにより、インバータ４の出力電圧のレベル数をさらに増やすことができる。図１７は、インバータ４およびその周辺部の構成例を示す回路図である。図１７に示す第１のマルチレベル回路は、２Ｎ個のＩＧＢＴＱＦ１～ＱＦ２Ｎ、２Ｎ個のダイオードＤＦ１～ＤＦ２Ｎ、およびＮ－１個のフライングキャパシタＦＣ１～ＦＣＮ－１を含んで構成される。Ｎは２以上の整数である。
【0146】
図１７に示すように、ＩＧＢＴＱＦ１～ＱＦ２Ｎは、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２の接続点４ｂとＩＧＢＴＱ３，Ｑ４の接続点４ｃとの間に直列に接続される。ＩＧＢＴＱＦＮ，ＱＦＮ＋１の接続点はインバータ４の出力ノード４ａに接続される。ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２およびＩＧＢＴＱＦ１～ＱＦＮは上アームを構成する。ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４およびＩＧＢＴＱＦＮ＋１～ＱＦ２Ｎは下アームを構成する。ダイオードＤＦ１～ＤＦ２Ｎは、それぞれＩＧＢＴＱＦ１～ＱＦ２Ｎに逆並列に接続される。
【0147】
フライングキャパシタＦＣ１は、出力ノード４ａから見て接続点４ｂ側に向けて第１番目のＩＧＢＴＱＦＮおよび第２番目のＩＧＢＴＱＦＮ－１の接続点と、出力ノード４ａから見て接続点４ｃ側に向けて第１番目のＩＧＢＴＱＦＮ＋１および第２番目のＩＧＢＴＱＦＮ＋２の接続点との間に接続される。
【0148】
フライングキャパシタＦＣ２は、出力ノード４ａから見て接続点４ｂ側に向けて第２番目のＩＧＢＴＱＦＮ－１および第３番目のＩＧＢＴＱＦＮ－２の接続点と、出力ノード４ａから見て接続点４ｃ側に向けて第２番目のＩＧＢＴＱＦＮ＋２および第３番目のＩＧＢＴＱＦＮ＋３の接続点との間に接続される。
【0149】
フライングキャパシタＦＣＮ－１は、出力ノード４ａから見て接続点４ｂ側に向けて第Ｎ－１番目のＩＧＢＴＱＦ２および第Ｎ番目のＩＧＢＴＱＦ１の接続点と、出力ノード４ａから見て接続点４ｃ側に向けて第Ｎ－１番目のＩＧＢＴＱＦ２Ｎ－１および第Ｎ番目のＩＧＢＴＱＦ２Ｎの接続点との間に接続される。
【0150】
すなわち、Ｍを１≦Ｍ≦Ｎ－１の整数とした場合、第ＭのフライングキャパシタＦＣＭは、出力ノード４ａから見て接続点４ｂ側に向けて第Ｍ番目のＩＧＢＴＱＦＮ－Ｍ＋１および第Ｍ＋１番目のＩＧＢＴＱＦＮ－Ｍの接続点と、出力ノード４ａから見て接続点４ｃ側に向けて第Ｍ番目のＩＧＢＴＱＦＮ＋Ｍおよび第Ｍ＋１番目のＩＧＢＴＱＦＮ＋Ｍ＋１の接続点との間に接続される。
【0151】
このような構成において、フライングキャパシタＦＣ１～ＦＣＮ－１は互いに異なる電圧を保持する。第ＭのフライングキャパシタＦＣＭの電圧をＶＦＭとすると、ＶＦＭはＥ／２のＭ／（Ｎ－１）倍となる（ＶＦＭ＝Ｅ×Ｍ／２（Ｎ－１））。
【0152】
図１７に示した第１のマルチレベル回路は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２の接続点４ｂが受ける正電圧（＝Ｅ／２）およびＩＧＢＴＱ３，Ｑ４の接続点４ｃが受ける負電圧（＝－Ｅ／２）と、出力ノード４ａが受ける２Ｎ－１個の電圧値を有する交流電圧とを相互に変換可能に構成されている。
【0153】
なお、図１７に示すように、第１のマルチレベル回路に含まれるＩＧＢＴおよびフライングキャパシタの数を増やしても、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４およびダイオードＤ１～Ｄ４の構成は変わらない。したがって、コンバータ３およびインバータ４の出力電圧のレベル数によらず、コンバータ３およびインバータ４の直流入力電圧が正電圧、中性点電圧および負電圧に保たれるため、図４に示した直流電圧変換器６を適用することができる。
【0154】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【0155】
１ スイッチ、２ 交流入力スイッチ、３ コンバータ、４ インバータ、５ 交流出力フィルタ、６ 直流電圧変換器、１０ 制御装置、１１，１９ コンデンサ、１２，１８，２２ リアクトル、２１ 半導体スイッチ、２４，３２，３７ 電流検出器、２５，３１，３４～３６ 電圧検出器、３０ 単位変換器、３３ 停電検出器、４１ 商用交流電源、４２ 負荷、５１，７１，９１ 電圧指令生成回路、５２，７２ バランス制御回路、５３Ａ～５３Ｃ，６８Ａ～６８Ｃ，７３Ａ，９７Ｕ，９７Ｖ，９７Ｗ 加算器、５４ 判定器、５５，７５，９２ ＰＷＭ回路、３５６～３５８ ＮＯＴ回路、３７４，３７５ ＡＮＤ回路、６１，８１，９３ 参照電圧生成回路、６２，６６Ａ～６６Ｃ，７３Ｂ，８２，８４，９５Ｕ，９５Ｖ，９５Ｗ 減算器、６３ 直流電圧制御回路、６４ 正弦波発生回路、６５Ａ～６５Ｃ 乗算器、６７，８５，９６ 電流制御回路、８３，９４ 電圧制御回路、１００ 無停電電源装置、３５０ 搬送波発生器、３５１～３５５ 比較器、３６０～３７１ バッファ、３７２，３７３ 遅延回路、Ｂ１ バッテリ、Ｃｕ１～Ｃｕ４ 搬送波、Ｄ１～Ｄ２０，ＤＦ１～ＤＦ２Ｎ，Ｄ１Ｄ～Ｄ４Ｄ ダイオード、ＦＣ１～ＦＣＮ－１ フライングキャパシタ、Ｌ１～Ｌ３ 直流ライン、Ｌ４ 中性点ライン、Ｑ１～Ｑ２０，Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄ，ＱＦ１～ＱＦ２Ｎ ＩＧＢＴ。
【要約】
電力変換器（４）は、第１および第２の直流ライン（Ｌ１，Ｌ２）間に直列接続される第１および第２のスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）と、第２および第３の直流ライン（Ｌ２，Ｌ３）間に直列接続される第３および第４のスイッチング素子（Ｑ３，Ｑ４）と、交流端子（４ａ）と、マルチレベル回路とを含む。マルチレベル回路は、第１および第２のスイッチング素子の第１の接続点（４ｂ）および第３および第４のスイッチング素子の第２の接続点（４ｃ）と、交流端子（４ａ）との間に接続される。フィルタは、第１端子が交流端子（４ａ）に接続されるリアクトル（１８Ｕ）と、リアクトルの第２端子と第２の直流ライン（Ｌ２）との間に接続されるコンデンサ（１９Ｕ）とを含む。マルチレベル回路は、第１の接続点（４ｂ）が受ける第１の直流電圧および第２の接続点（４ｃ）が受ける第３の直流電圧と少なくとも５つの電圧値を有する交流電圧とを相互に変換する。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】