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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-11-05
(45)【発行日】2024-11-13
(54)【発明の名称】マルチ出力ＳＥＰＩＣコンバータ
(51)【国際特許分類】
H02M 3/155 20060101AFI20241106BHJP
【ＦＩ】
H02M3/155 V
【請求項の数】
2
(21)【出願番号】P 2023523711
(86)(22)【出願日】2021-05-24
(86)【国際出願番号】 JP2021019537
(87)【国際公開番号】W WO2022249227
(87)【国際公開日】2022-12-01
【審査請求日】2023-07-20
(73)【特許権者】
【識別番号】000106276
【氏名又は名称】サンケン電気株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100108866
【弁理士】
【氏名又は名称】大坂 雅浩
(72)【発明者】
【氏名】麻生 真司
【審査官】清水 康
(56)【参考文献】
【文献】特許第５４７７９４６（ＪＰ，Ｂ２）
【文献】中国特許出願公開第１０９４５０２５２（ＣＮ，Ａ）
【文献】米国特許出願公開第２０１７／０３３１３６８（ＵＳ，Ａ１）
【文献】特開２０１４－０１７９３１（ＪＰ，Ａ）
【文献】米国特許出願公開第２０１７／０３０２１７６（ＵＳ，Ａ１）
【文献】特表２０１７－５１１６７９（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ３／１５５
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
正負出力電圧を供給するマルチ出力ＳＥＰＩＣコンバータであって、前記マルチ出力ＳＥＰＩＣコンバータの正極出力は、入力側リアクトルと第１の結合コンデンサと正極整流ダイオードとを介して接続され、正極出力とＧＮＤ間には第１の平滑コンデンサが接続され、
また、前記第１の結合コンデンサと前記正極整流ダイオードとの接続点とＧＮＤ間に正極出力側リアクトルが接続され、
前記マルチ出力ＳＥＰＩＣコンバータの負極出力は、前記第１の結合コンデンサと前記正極整流ダイオードと前記正極出力側リアクトルとの接続点に、第２の結合コンデンサと負極出力側リアクトルとを介して接続され、負極出力とＧＮＤ間には第２の平滑コンデンサが接続され、
また、前記第２の結合コンデンサと前記負極出力側リアクトルとの接続点とＧＮＤ間に負極整流ダイオードが接続されたことを特徴とする正負出力電圧を供給するマルチ出力ＳＥＰＩＣコンバータ。
【請求項2】
前記正極整流ダイオードおよび前記負極整流ダイオードは、同期整流素子からなることを特徴とする請求項１記載の正負出力電圧を供給するマルチ出力ＳＥＰＩＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、ＳＥＰＩＣ回路で構成されたＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【0002】
自動車のバッテリーなどの不安定な入力電源から安定した出力電圧を生成する手段として、昇降圧コンバータが使用されている。自動車の安全運転に係るセンサーへの電源が複数個必要になるが、例えば、図４に示すようにＳＥＰＩＣ回路で構成された３チャンネル出力のＤＣ－ＤＣコンバータが特許文献１に開示されている。特許文献１は、１コンバータで昇圧×１出力と昇降圧×２出力の計３出力の異なる出力電圧を供給することができる。
【0003】
図４は、通常のＳＥＰＩＣ回路である、入力リアクトルＬｉｎ、スイッチング素子Ｑ１、デカップリングコンデンサＣ１、正極リアクトルＬ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣｏ１による正極出力電圧＋Ｖｏｕｔに加えて、出力整流ダイオードの極性を反転させ、ＧＮＤを正極にして電圧をシフトさせた構成で、デカップリングコンデンサＣ２、負極リアクトルＬ２、ダイオードＤ２、コンデンサＣｏ２による負極出力電圧－Ｖｏｕｔを構成する。
また、入力電圧Ｖｉｎに入力リアクトルＬｉｎの回生エネルギーを重畳させて整流することで昇圧電圧＋Ｖｏｕｔ３を得ている。
なお、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動信号は、ＰＷＭ信号生成部Ｃｏｎｔ１にて、基準電圧Ｖｒeｆと正極出力電圧＋Ｖｏｕｔとの誤差信号を演算してフィードバック制御を行っている。
また、入力電圧Ｖｉｎに入力リアクトルＬｉｎの回生エネルギーを重畳させて整流することで昇圧電圧＋Ｖｏｕｔ３を得ている。
なお、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動信号は、ＰＷＭ信号生成部Ｃｏｎｔ１にて、基準電圧Ｖｒeｆと正極出力電圧＋Ｖｏｕｔとの誤差信号を演算してフィードバック制御を行っている。
【0004】
ここで、図４の昇降圧×２出力である正極出力電圧＋Ｖｏｕｔと負極出力電圧－Ｖｏｕｔに限定して説明する。ここで、入力リアクトルＬｉｎ、正極リアクトルＬ１、負極リアクトルＬ２は同じインダクタンス値とし、ＳＥＰＩＣ回路の入力リアクトルＬｉｎとスイッチング素子Ｑ１を共通化した回路構成とすることで正極出力電圧＋Ｖｏｕｔ（コンデンサＣｏ１の電圧ＶＣｏ１）と負極出力電圧－Ｖｏｕｔ（コンデンサＣｏ２の電圧ＶＣｏ２）が同じ電圧になる。
この理由は、下記のように入力電圧とデューティーＤの関係が同様になるためである。
上記の関係を数式で表すと、まず正極出力電圧＋Ｖｏｕｔ側は定常状態では入力リアクトルＬｉｎの充電・放電が等しくなることから下記の関係式が成り立つ。
Ｖｉｎ・Ｄ=（ＶＣｏ１+Ｖｃ１-Ｖｉｎ）・（１-Ｄ）
Ｄ／（１-Ｄ）=（ＶＣｏ１+Ｖｃ１-Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ （１）
正極リアクトルＬ１も同様に充電・放電が等しくなることから
Ｖｃ１・Ｄ＝ＶＣｏ１・（１－Ｄ）
Ｄ／（１－Ｄ）＝ＶＣｏ１／Ｖｃ１ （２）
式（１）、（２）から
（Ｖｏｕｔ＋Ｖｃ１－Ｖｉｎ）/Ｖｉｎ＝ＶＣｏ１/Ｖｃ１
Ｖｃ１・（Ｖｏｕｔ＋Ｖｃ１－Ｖｉｎ）－ＶＣｏ１・Ｖｉｎ＝０
Ｖｃ１・（Ｖｏｕｔ＋Ｖｃ１）－Ｖｃ１・Ｖｉｎ－ＶＣｏ１・Ｖｉｎ＝０
Ｖｃ１・（Ｖｏｕｔ＋Ｖｃ１）－（Ｖｃ１＋ＶＣｏ１）・Ｖｉｎ＝０
（Ｖｃ１－Ｖｉｎ）・（Ｖｃ１＋ＶＣｏ１）＝０
∴ Ｖｃ１＝Ｖｉｎ
（ただし、Ｖｃ１＝－ＶＣｏ１はダイオードＤ１のブレークダウンのため、成立しない）
したがって、デカップリングコンデンサＣ１の電圧はＶｉｎとなる。
また、式（１）から
Ｄ／（１－Ｄ）Ｖｉｎ＝（ＶＣｏ１＋Ｖｃ１－Ｖｉｎ）
ＶＣｏ１＝Ｖｉｎ・（Ｄ／（１－Ｄ））＋Ｖｉｎ－Ｖｃ１
＝（ＶｉｎＤ＋Ｖｉｎ－ＶｉｎＤ）/（１－Ｄ）－Ｖｃ１
＝（Ｖｉｎ）/（１－Ｄ）－Ｖｃ１
ここで、Ｖｃ１＝Ｖｉｎから、
ＶＣｏ１＝Ｖｉｎ・Ｄ/（１－Ｄ）
となる。
また、同様に負極出力電圧－Ｖｏｕｔ側は、定常状態では入力リアクトルＬｉｎの充電・放電が等しくなることから下記の関係式が成り立つ。
Ｖｉｎ・Ｄ＝（Ｖｃ２－Ｖｉｎ）・（１－Ｄ）
Ｄ／（１－Ｄ）＝（Ｖｃ２－Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ （３）
負極出力リアクトルＬ２も同様に充電・放電が等しくなることから
（Ｖｃ２－ＶＣｏ２）・Ｄ＝ＶＣｏ２・（１－Ｄ）
Ｄ／（１－Ｄ）＝ＶＣｏ２／（Ｖｃ２－ＶＣｏ２） （４）
式（３）、（４）から
（Ｖｃ２－Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ＝ＶＣｏ２／（Ｖｃ２－ＶＣｏ２）
（Ｖｃ２－Ｖｉｎ）・（Ｖｃ２－ＶＣｏ２）＝Ｖｉｎ・ＶＣｏ２
Ｖｃ２２－Ｖｃ２・ＶＣｏ２－Ｖｉｎ・Ｖｃ２＋Ｖｉｎ・ＶＣｏ２－Ｖｉｎ・ＶＣｏ２＝０
Ｖｃ２２ －Ｖｃ２・ＶＣｏ２－Ｖｉｎ・Ｖｃ２＝０
Ｖｃ２（Ｖｃ２－ＶＣｏ２－Ｖｉｎ）＝０
Ｖｃ２＝Ｖｉｎ＋ＶＣｏ２
デカップリングコンデンサＣ２の電圧は入力電圧Ｖｉｎ＋負極出力電圧ＶＣｏ２となる。
また、式（３）から
Ｄ／（１－Ｄ）＝（Ｖｃ２－Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ
Ｖｉｎ・Ｄ／（１－Ｄ）＝Ｖｃ２－Ｖｉｎ
Ｖｉｎ・Ｄ／（１－Ｄ）＋Ｖｉｎ＝Ｖｃ２
（Ｖｉｎ・Ｄ＋Ｖｉｎ－Ｖｉｎ・Ｄ）／（１－Ｄ）＝Ｖｃ２
Ｖｉｎ／（１－Ｄ）＝Ｖｃ２ （５）
式（４）から
Ｄ／（１－Ｄ）＝ＶＣｏ２／（Ｖｃ２－ＶＣｏ２）
Ｄ・（Ｖｃ２－ＶＣｏ２）＝ＶＣｏ２（１－Ｄ）
Ｄ・Ｖｃ２－Ｄ・ＶＣｏ２＝ＶＣｏ２－Ｄ・ＶＣｏ２
Ｄ・Ｖｃ２＝ＶＣｏ２
Ｖｃ２＝ＶＣｏ２／Ｄ （６）
式（５）、（６）から
Ｖｉｎ／（１－Ｄ）＝ＶＣｏ２/Ｄ
ＶＣｏ２＝Ｖｉｎ・Ｄ／（１－Ｄ）
となる。従って、正極出力電圧＋Ｖｏｕｔ（＝ＶＣｏ１）と負極出力電圧－Ｖｏｕｔ（＝ＶＣｏ２）は同じ電圧が出力される。
この理由は、下記のように入力電圧とデューティーＤの関係が同様になるためである。
上記の関係を数式で表すと、まず正極出力電圧＋Ｖｏｕｔ側は定常状態では入力リアクトルＬｉｎの充電・放電が等しくなることから下記の関係式が成り立つ。
Ｖｉｎ・Ｄ=（ＶＣｏ１+Ｖｃ１-Ｖｉｎ）・（１-Ｄ）
Ｄ／（１-Ｄ）=（ＶＣｏ１+Ｖｃ１-Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ （１）
正極リアクトルＬ１も同様に充電・放電が等しくなることから
Ｖｃ１・Ｄ＝ＶＣｏ１・（１－Ｄ）
Ｄ／（１－Ｄ）＝ＶＣｏ１／Ｖｃ１ （２）
式（１）、（２）から
（Ｖｏｕｔ＋Ｖｃ１－Ｖｉｎ）/Ｖｉｎ＝ＶＣｏ１/Ｖｃ１
Ｖｃ１・（Ｖｏｕｔ＋Ｖｃ１－Ｖｉｎ）－ＶＣｏ１・Ｖｉｎ＝０
Ｖｃ１・（Ｖｏｕｔ＋Ｖｃ１）－Ｖｃ１・Ｖｉｎ－ＶＣｏ１・Ｖｉｎ＝０
Ｖｃ１・（Ｖｏｕｔ＋Ｖｃ１）－（Ｖｃ１＋ＶＣｏ１）・Ｖｉｎ＝０
（Ｖｃ１－Ｖｉｎ）・（Ｖｃ１＋ＶＣｏ１）＝０
∴ Ｖｃ１＝Ｖｉｎ
（ただし、Ｖｃ１＝－ＶＣｏ１はダイオードＤ１のブレークダウンのため、成立しない）
したがって、デカップリングコンデンサＣ１の電圧はＶｉｎとなる。
また、式（１）から
Ｄ／（１－Ｄ）Ｖｉｎ＝（ＶＣｏ１＋Ｖｃ１－Ｖｉｎ）
ＶＣｏ１＝Ｖｉｎ・（Ｄ／（１－Ｄ））＋Ｖｉｎ－Ｖｃ１
＝（ＶｉｎＤ＋Ｖｉｎ－ＶｉｎＤ）/（１－Ｄ）－Ｖｃ１
＝（Ｖｉｎ）/（１－Ｄ）－Ｖｃ１
ここで、Ｖｃ１＝Ｖｉｎから、
ＶＣｏ１＝Ｖｉｎ・Ｄ/（１－Ｄ）
となる。
また、同様に負極出力電圧－Ｖｏｕｔ側は、定常状態では入力リアクトルＬｉｎの充電・放電が等しくなることから下記の関係式が成り立つ。
Ｖｉｎ・Ｄ＝（Ｖｃ２－Ｖｉｎ）・（１－Ｄ）
Ｄ／（１－Ｄ）＝（Ｖｃ２－Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ （３）
負極出力リアクトルＬ２も同様に充電・放電が等しくなることから
（Ｖｃ２－ＶＣｏ２）・Ｄ＝ＶＣｏ２・（１－Ｄ）
Ｄ／（１－Ｄ）＝ＶＣｏ２／（Ｖｃ２－ＶＣｏ２） （４）
式（３）、（４）から
（Ｖｃ２－Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ＝ＶＣｏ２／（Ｖｃ２－ＶＣｏ２）
（Ｖｃ２－Ｖｉｎ）・（Ｖｃ２－ＶＣｏ２）＝Ｖｉｎ・ＶＣｏ２
Ｖｃ２２－Ｖｃ２・ＶＣｏ２－Ｖｉｎ・Ｖｃ２＋Ｖｉｎ・ＶＣｏ２－Ｖｉｎ・ＶＣｏ２＝０
Ｖｃ２２ －Ｖｃ２・ＶＣｏ２－Ｖｉｎ・Ｖｃ２＝０
Ｖｃ２（Ｖｃ２－ＶＣｏ２－Ｖｉｎ）＝０
Ｖｃ２＝Ｖｉｎ＋ＶＣｏ２
デカップリングコンデンサＣ２の電圧は入力電圧Ｖｉｎ＋負極出力電圧ＶＣｏ２となる。
また、式（３）から
Ｄ／（１－Ｄ）＝（Ｖｃ２－Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ
Ｖｉｎ・Ｄ／（１－Ｄ）＝Ｖｃ２－Ｖｉｎ
Ｖｉｎ・Ｄ／（１－Ｄ）＋Ｖｉｎ＝Ｖｃ２
（Ｖｉｎ・Ｄ＋Ｖｉｎ－Ｖｉｎ・Ｄ）／（１－Ｄ）＝Ｖｃ２
Ｖｉｎ／（１－Ｄ）＝Ｖｃ２ （５）
式（４）から
Ｄ／（１－Ｄ）＝ＶＣｏ２／（Ｖｃ２－ＶＣｏ２）
Ｄ・（Ｖｃ２－ＶＣｏ２）＝ＶＣｏ２（１－Ｄ）
Ｄ・Ｖｃ２－Ｄ・ＶＣｏ２＝ＶＣｏ２－Ｄ・ＶＣｏ２
Ｄ・Ｖｃ２＝ＶＣｏ２
Ｖｃ２＝ＶＣｏ２／Ｄ （６）
式（５）、（６）から
Ｖｉｎ／（１－Ｄ）＝ＶＣｏ２/Ｄ
ＶＣｏ２＝Ｖｉｎ・Ｄ／（１－Ｄ）
となる。従って、正極出力電圧＋Ｖｏｕｔ（＝ＶＣｏ１）と負極出力電圧－Ｖｏｕｔ（＝ＶＣｏ２）は同じ電圧が出力される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
【文献】ＣＮ１０９４５０２５２Ａ公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
しかしながら、図４の構成にすることで、表１に示すようにスイッチング素子Ｑ１がオフの時には、正極リアクトルＬ１の放電経路は正極リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→コンデンサＣｏ１→正極リアクトルＬ１の放電経路ｆの他に、正極リアクトルＬ１→デカップリングコンデンサＣ１→デカップリングコンデンサＣ２→ダイオードＤ２→正極リアクトルＬ１の経路ｈが形成される。
また、 負極リアクトルＬ２の放電経路は負極リアクトルＬ２→ダイオードＤ２→コンデンサＣｏ２→負極リアクトルＬ２の放電経路ｇの他に、負極リアクトルＬ２→デカップリングコンデンサＣ２→デカップリングコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→コンデンサＣｏ１→コンデンサＣｏ２→負極リアクトルＬ２の経路ｉが形成される。
また、 負極リアクトルＬ２の放電経路は負極リアクトルＬ２→ダイオードＤ２→コンデンサＣｏ２→負極リアクトルＬ２の放電経路ｇの他に、負極リアクトルＬ２→デカップリングコンデンサＣ２→デカップリングコンデンサＣ１→ダイオードＤ１→コンデンサＣｏ１→コンデンサＣｏ２→負極リアクトルＬ２の経路ｉが形成される。
【0007】
【表1】
【0008】
したがって、
ＶＣｏ１=Ｖｃ２-Ｖｃ１
ＶＣｏ２=ＶＣｏ１+ＶＣｏ２+Ｖｃ１-Ｖｃ２
の関係式が成り立つ。
デカップリングコンデンサＣ１とＣ２の静電容量が出力電流に対して十分に大きければ、
デカップリングコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は入力電圧Ｖｉｎとなり、
デカップリングコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２はＶｉｎ+ＶＣｏ２となるので、
ＶＣｏ１=Ｖｉｎ+ＶＣｏ２―Ｖｉｎ=ＶＣｏ２
となる。
しかしながら、デカップリングコンデンサＣ１とＣ２の静電容量を大きくすると、デカップリングコンデンサＣ１とＣ２の初期電圧が電源動作前はゼロボルトなので、デカップリングコンデンサＣ１の電圧が入力電圧ＶｉｎとデカップリングコンデンサＣ２の電圧がＶｉｎ+ＶＣｏ２と等しくなるまでに時間を要したり、過渡的な応答速度が遅くなったりする。このため、デカップリングコンデンサＣ１とＣ２は小さい容量を選択することが望ましい。
しかし、デカップリングコンデンサＣ１とＣ２の静電容量を小さくすると、デカップリングコンデンサＣ１とＣ２のリップル電圧△Ｖｃ１、△Ｖｃ２が大きくなる。その結果、デカップリングコンデンサＣ１の電圧はＶｉｎ+△Ｖｃ１、デカップリングコンデンサＣ２の電圧はＶｉｎ+ＶＣｏ２+△Ｖｃ２となる。
したがって、デカップリングコンデンサＣ１の負荷電流が多く、デカップリングコンデンサＣ２の負荷電流が少ない場合、またはその逆の時にデカップリングコンデンサＣ１、Ｃ２のリップル電圧△Ｖｃ１、△Ｖｃ２が負荷電流の少ない方に加算されるため、正極出力電圧ＶＣｏ１と負極出力電圧ＶＣｏ２のクロスレギュレーションが悪化するという課題が発生する。
すなわち、図５に示すクロスレギュレーション特性図のように、正負極出力電圧±Ｖｏｕｔのクロス負荷電流の条件になると、負荷電流の大きいほうの出力電圧が低下し、反面、負荷電流の小さいほうの出力電圧が上昇し、クロスレグレーションの精度が悪くなる問題がある。
ＶＣｏ１=Ｖｃ２-Ｖｃ１
ＶＣｏ２=ＶＣｏ１+ＶＣｏ２+Ｖｃ１-Ｖｃ２
の関係式が成り立つ。
デカップリングコンデンサＣ１とＣ２の静電容量が出力電流に対して十分に大きければ、
デカップリングコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は入力電圧Ｖｉｎとなり、
デカップリングコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２はＶｉｎ+ＶＣｏ２となるので、
ＶＣｏ１=Ｖｉｎ+ＶＣｏ２―Ｖｉｎ=ＶＣｏ２
となる。
しかしながら、デカップリングコンデンサＣ１とＣ２の静電容量を大きくすると、デカップリングコンデンサＣ１とＣ２の初期電圧が電源動作前はゼロボルトなので、デカップリングコンデンサＣ１の電圧が入力電圧ＶｉｎとデカップリングコンデンサＣ２の電圧がＶｉｎ+ＶＣｏ２と等しくなるまでに時間を要したり、過渡的な応答速度が遅くなったりする。このため、デカップリングコンデンサＣ１とＣ２は小さい容量を選択することが望ましい。
しかし、デカップリングコンデンサＣ１とＣ２の静電容量を小さくすると、デカップリングコンデンサＣ１とＣ２のリップル電圧△Ｖｃ１、△Ｖｃ２が大きくなる。その結果、デカップリングコンデンサＣ１の電圧はＶｉｎ+△Ｖｃ１、デカップリングコンデンサＣ２の電圧はＶｉｎ+ＶＣｏ２+△Ｖｃ２となる。
したがって、デカップリングコンデンサＣ１の負荷電流が多く、デカップリングコンデンサＣ２の負荷電流が少ない場合、またはその逆の時にデカップリングコンデンサＣ１、Ｃ２のリップル電圧△Ｖｃ１、△Ｖｃ２が負荷電流の少ない方に加算されるため、正極出力電圧ＶＣｏ１と負極出力電圧ＶＣｏ２のクロスレギュレーションが悪化するという課題が発生する。
すなわち、図５に示すクロスレギュレーション特性図のように、正負極出力電圧±Ｖｏｕｔのクロス負荷電流の条件になると、負荷電流の大きいほうの出力電圧が低下し、反面、負荷電流の小さいほうの出力電圧が上昇し、クロスレグレーションの精度が悪くなる問題がある。
【0009】
上記問題に鑑み、本発明は、クロス負荷電流によらずクロスレギュレーションの精度の良いマルチ出力のＳＥＰＩＣ回路を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【0010】
上記課題を解決するために、本発明の一態様によれば、正負出力電圧を供給するマルチ出力ＳＥＰＩＣコンバータであって、前記マルチ出力ＳＥＰＩＣコンバータの正極出力は、入力側リアクトルと第１の結合コンデンサと正極整流ダイオードとを介して接続され、正極出力とＧＮＤ間には第１の平滑コンデンサが接続され、また、前記第１の結合コンデンサと前記正極整流ダイオードとの接続点とＧＮＤ間に正極出力側リアクトルが接続され、前記マルチ出力ＳＥＰＩＣコンバータの負極出力は、前記第１の結合コンデンサと前記正極整流ダイオードと前記正極出力側リアクトルとの接続点に、第２の結合コンデンサと負極出力側リアクトルとを介して接続され、負極出力とＧＮＤ間には第２の平滑コンデンサが接続され、また、前記第２の結合コンデンサと前記負極出力側リアクトルとの接続点とＧＮＤ間に負極整流ダイオードが接続されたことを特徴とする。
【発明の効果】
【0011】
本発明によると、クロス負荷電流にかかわらずにクロスレギュレーションの精度を保つことができる。
【図面の簡単な説明】
【0012】
【発明を実施するための形態】
【0013】
（実施形態）
図１の実施例は、従来技術の回路からダイオードＤ３とコンデンサＣｏ３を削除して正負極の２出力のみに整理したもので、機能に対する構成部品は同じ構成部品点数からなる。
しかし、デカップリングコンデンサＣ１とＣ２の接続を直列接続した点で異なる。すなわち、デカップリングコンデンサＣ２の正極端子を入力リアクトルＬｉｎとスイッチング素子Ｑ１のドレインとの接続点から、デカップリングコンデンサＣ１とダイオードＤ１アノード端子と正極リアクトルＬ１との接続点に接続する。
図１の実施例は、従来技術の回路からダイオードＤ３とコンデンサＣｏ３を削除して正負極の２出力のみに整理したもので、機能に対する構成部品は同じ構成部品点数からなる。
しかし、デカップリングコンデンサＣ１とＣ２の接続を直列接続した点で異なる。すなわち、デカップリングコンデンサＣ２の正極端子を入力リアクトルＬｉｎとスイッチング素子Ｑ１のドレインとの接続点から、デカップリングコンデンサＣ１とダイオードＤ１アノード端子と正極リアクトルＬ１との接続点に接続する。
【0014】
図１の実施例において、正極出力電圧を数式で表すと以下のように示せる。まず正極出力電圧＋Ｖｏｕｔ側は、定常状態では入力リアクトルＬｉｎの充電・放電が等しくなることから
Ｖｉｎ・Ｄ＝（Ｖｃｏ１＋Ｖｃ１－Ｖｉｎ）・（１－Ｄ）
Ｄ／（１－Ｄ）＝（Ｖｃｏ１＋Ｖｃ１－Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ （７）
正極リアクトルＬ１も同様に充電・放電が等しくなることから
Ｖｃ１・Ｄ＝ＶＣｏ１・（１－Ｄ）
Ｄ／（１－Ｄ）＝ＶＣｏ１／Ｖｃ１ （８）
ここで式（７）、（８）から
（Ｖｃｏ１＋Ｖｃ１－Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ＝ＶＣｏ１／Ｖｃ１
Ｖｃ１・（Ｖｃｏ１＋Ｖｃ１－Ｖｉｎ）―Ｖｃｏ１・Ｖｉｎ＝０
Ｖｃ１・（Ｖｃｏ１＋Ｖｃ１）－Ｖｃ１・Ｖｉｎ－ＶＣｏ１・Ｖｉｎ＝０
Ｖｃ１・（Ｖｃｏ１＋Ｖｃ１）－（Ｖｃ１＋ＶＣｏ１）・Ｖｉｎ＝０
（Ｖｃ１－Ｖｉｎ）・（Ｖｃ＋ＶＣｏ１）＝０
∴ Ｖｃ1＝Ｖｉｎ
（Ｖｃ１＝－ＶＣｏ1はダイオードＤ１のブレークダウンのため、成立しない。）
したがって、デカップリングコンデンサＣ１の電圧は入力電圧Ｖｉｎとなる。
また、式（７）から
Ｄ／（１－Ｄ）・Ｖｉｎ＝（ＶＣｏ１＋Ｖｃ１－Ｖｉｎ）
ＶＣｏ１＝Ｖｉｎ（Ｄ／（１－Ｄ） ）＋Ｖｉｎ－Ｖｃ１
＝（Ｖｉｎ・Ｄ＋Ｖｉｎ－Ｖｉｎ・Ｄ）／（１－Ｄ）－Ｖｃ１
＝（Ｖｉｎ）／（１－Ｄ）－Ｖｃ１
Ｖｃ１＝Ｖｉｎから、
Ｖｃｏ１＝Ｖｉｎ・Ｄ／（１－Ｄ）
と正極出力電圧＋Ｖｏｕｔは表せられる。
次に、負極出力電圧－Ｖｏｕｔ側も同様に、定常状態では入力リアクトルＬｉｎの充電・放電が等しくなることから、
Ｖｉｎ・Ｄ＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－Ｖｉｎ）・（Ｄ－１）
Ｄ／（Ｄ－１）＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ （９）
負極リアクトルＬ２も同様に充電・放電が等しくなることから
（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－ＶＣｏ２）・Ｄ＝ＶＣｏ２・（Ｄ－１）
Ｄ／（Ｄ－１）＝ＶＣｏ２／（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－ＶＣｏ２） （１０）
ここで、式（９）、（１０）から
（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ＝ＶＣｏ２／（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－ＶＣｏ２）
（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－Ｖｉｎ）・（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－ＶＣｏ２）＝Ｖｉｎ・ＶＣｏ２
Ｖｃ１＋Ｖｃ２＝Ｖｉｎ＋ＶＣｏ２
となり、デカップリングコンデンサＣ１とＣ２の電圧は入力電圧＋出力電圧となる。
デカップリングコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は、前述のＳＥＰＩＣの動作よりＶｃ１＝Ｖｉｎなので、デカップリングコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は入力電圧、デカップリングコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２はＶＣｏ２となることが分かる。
Ｖｉｎ・Ｄ＝（Ｖｃｏ１＋Ｖｃ１－Ｖｉｎ）・（１－Ｄ）
Ｄ／（１－Ｄ）＝（Ｖｃｏ１＋Ｖｃ１－Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ （７）
正極リアクトルＬ１も同様に充電・放電が等しくなることから
Ｖｃ１・Ｄ＝ＶＣｏ１・（１－Ｄ）
Ｄ／（１－Ｄ）＝ＶＣｏ１／Ｖｃ１ （８）
ここで式（７）、（８）から
（Ｖｃｏ１＋Ｖｃ１－Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ＝ＶＣｏ１／Ｖｃ１
Ｖｃ１・（Ｖｃｏ１＋Ｖｃ１－Ｖｉｎ）―Ｖｃｏ１・Ｖｉｎ＝０
Ｖｃ１・（Ｖｃｏ１＋Ｖｃ１）－Ｖｃ１・Ｖｉｎ－ＶＣｏ１・Ｖｉｎ＝０
Ｖｃ１・（Ｖｃｏ１＋Ｖｃ１）－（Ｖｃ１＋ＶＣｏ１）・Ｖｉｎ＝０
（Ｖｃ１－Ｖｉｎ）・（Ｖｃ＋ＶＣｏ１）＝０
∴ Ｖｃ1＝Ｖｉｎ
（Ｖｃ１＝－ＶＣｏ1はダイオードＤ１のブレークダウンのため、成立しない。）
したがって、デカップリングコンデンサＣ１の電圧は入力電圧Ｖｉｎとなる。
また、式（７）から
Ｄ／（１－Ｄ）・Ｖｉｎ＝（ＶＣｏ１＋Ｖｃ１－Ｖｉｎ）
ＶＣｏ１＝Ｖｉｎ（Ｄ／（１－Ｄ） ）＋Ｖｉｎ－Ｖｃ１
＝（Ｖｉｎ・Ｄ＋Ｖｉｎ－Ｖｉｎ・Ｄ）／（１－Ｄ）－Ｖｃ１
＝（Ｖｉｎ）／（１－Ｄ）－Ｖｃ１
Ｖｃ１＝Ｖｉｎから、
Ｖｃｏ１＝Ｖｉｎ・Ｄ／（１－Ｄ）
と正極出力電圧＋Ｖｏｕｔは表せられる。
次に、負極出力電圧－Ｖｏｕｔ側も同様に、定常状態では入力リアクトルＬｉｎの充電・放電が等しくなることから、
Ｖｉｎ・Ｄ＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－Ｖｉｎ）・（Ｄ－１）
Ｄ／（Ｄ－１）＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ （９）
負極リアクトルＬ２も同様に充電・放電が等しくなることから
（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－ＶＣｏ２）・Ｄ＝ＶＣｏ２・（Ｄ－１）
Ｄ／（Ｄ－１）＝ＶＣｏ２／（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－ＶＣｏ２） （１０）
ここで、式（９）、（１０）から
（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ＝ＶＣｏ２／（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－ＶＣｏ２）
（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－Ｖｉｎ）・（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－ＶＣｏ２）＝Ｖｉｎ・ＶＣｏ２
Ｖｃ１＋Ｖｃ２＝Ｖｉｎ＋ＶＣｏ２
となり、デカップリングコンデンサＣ１とＣ２の電圧は入力電圧＋出力電圧となる。
デカップリングコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は、前述のＳＥＰＩＣの動作よりＶｃ１＝Ｖｉｎなので、デカップリングコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は入力電圧、デカップリングコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２はＶＣｏ２となることが分かる。
【0015】
また、式（７）から
Ｄ／（１－Ｄ）＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ
Ｖｉｎ・Ｄ／（１－Ｄ）＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２－Ｖｉｎ
Ｖｉｎ・Ｄ／（１－Ｄ）＋Ｖｉｎ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２
（Ｖｉｎ・Ｄ＋Ｖｉｎ－Ｖｉｎ・Ｄ）／（１－Ｄ）＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２
Ｖｉｎ／（１－Ｄ）＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２ （１１）
また、式（８）から
Ｄ／（１－Ｄ）＝Ｖｃｏ２／（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－ＶＣｏ２）
Ｄ（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－Ｖｃｏ２）＝ＶＣｏ２（１－Ｄ）
Ｄ・Ｖｃ１＋Ｄ・Ｖｃ２－Ｄ・Ｖｃｏ２＝ＶＣｏ２－Ｄ・Ｖｃｏ２
Ｄ・Ｖｃ１＋Ｄ・Ｖｃ２＝Ｖｃｏ２
Ｖｃ１＋Ｖｃ２＝ ＶＣｏ２/Ｄ （１２）
式（１１）、（１２）から
Ｖｉｎ／（１－Ｄ）＝ ＶＣｏ２／Ｄ
ＶＣｏ２＝Ｖｉｎ・Ｄ／（１－Ｄ）
ＶＣｏ１とＶＣｏ２は同じ電圧が出力される。
従って、正極出力電圧＋Ｖｏｕｔ（＝ＶＣｏ１）と負極出力電圧－Ｖｏｕｔ（＝ＶＣｏ２）は同じ電圧が出力される。
Ｄ／（１－Ｄ）＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ
Ｖｉｎ・Ｄ／（１－Ｄ）＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２－Ｖｉｎ
Ｖｉｎ・Ｄ／（１－Ｄ）＋Ｖｉｎ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２
（Ｖｉｎ・Ｄ＋Ｖｉｎ－Ｖｉｎ・Ｄ）／（１－Ｄ）＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２
Ｖｉｎ／（１－Ｄ）＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２ （１１）
また、式（８）から
Ｄ／（１－Ｄ）＝Ｖｃｏ２／（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－ＶＣｏ２）
Ｄ（Ｖｃ１＋Ｖｃ２－Ｖｃｏ２）＝ＶＣｏ２（１－Ｄ）
Ｄ・Ｖｃ１＋Ｄ・Ｖｃ２－Ｄ・Ｖｃｏ２＝ＶＣｏ２－Ｄ・Ｖｃｏ２
Ｄ・Ｖｃ１＋Ｄ・Ｖｃ２＝Ｖｃｏ２
Ｖｃ１＋Ｖｃ２＝ ＶＣｏ２/Ｄ （１２）
式（１１）、（１２）から
Ｖｉｎ／（１－Ｄ）＝ ＶＣｏ２／Ｄ
ＶＣｏ２＝Ｖｉｎ・Ｄ／（１－Ｄ）
ＶＣｏ１とＶＣｏ２は同じ電圧が出力される。
従って、正極出力電圧＋Ｖｏｕｔ（＝ＶＣｏ１）と負極出力電圧－Ｖｏｕｔ（＝ＶＣｏ２）は同じ電圧が出力される。
【0016】
表２に示すように、本発明である図１の構成にすることで、スイッチング素子Ｑ１がオフの時には、正極リアクトルＬ１の放電経路は正極リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→コンデンサＣｏ１→正極リアクトルＬ１の放電経路ｆの他に正極リアクトルＬ１→デカップリングコンデンサＣ２→ダイオードＤ２→正極リアクトルＬ１の経路ｈが形成される。
また、 負極リアクトルＬ２の放電経路は負極リアクトルＬ２→ダイオードＤ２→コンデンサＣｏ２→負極リアクトルＬ２の放電経路ｇの他に負極リアクトルＬ２→デカップリングコンデンサＣ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣｏ１→コンデンサＣｏ２→負極リアクトルＬ２の経路ｉが形成される。
従来回路構成では２つの追加経路にデカップリングコンデンサＣ１を通る経路が形成されていたが、本発明ではデカップリングコンデンサＣ１を通る経路がなくなった。
ゆえに、
ＶＣｏ１＝Ｖｃ２
ＶＣｏ２＝ＶＣｏ１+ＶＣｏ２-Ｖｃ２
となる。
ここで、デカップリングコンデンサＣ２の静電容量が出力電流に対して十分に大きければ、デカップリングコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２はＶＣｏ２となるので、
ＶＣｏ１＝ＶＣｏ２＝Ｖｃ２
となる。
したがって、デカップリングコンデンサＣ１の静電容量を小さくし、デカップリングコンデンサＣ２を大きな静電容量にすることで、クロスレギュレーションが改善される。
すなわちデカップリングコンデンサの静電容量はＣ１のみとなるので、起動時間の改善、負荷応答性の改善は同時に達成できるメリットがある。
また、 負極リアクトルＬ２の放電経路は負極リアクトルＬ２→ダイオードＤ２→コンデンサＣｏ２→負極リアクトルＬ２の放電経路ｇの他に負極リアクトルＬ２→デカップリングコンデンサＣ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣｏ１→コンデンサＣｏ２→負極リアクトルＬ２の経路ｉが形成される。
従来回路構成では２つの追加経路にデカップリングコンデンサＣ１を通る経路が形成されていたが、本発明ではデカップリングコンデンサＣ１を通る経路がなくなった。
ゆえに、
ＶＣｏ１＝Ｖｃ２
ＶＣｏ２＝ＶＣｏ１+ＶＣｏ２-Ｖｃ２
となる。
ここで、デカップリングコンデンサＣ２の静電容量が出力電流に対して十分に大きければ、デカップリングコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２はＶＣｏ２となるので、
ＶＣｏ１＝ＶＣｏ２＝Ｖｃ２
となる。
したがって、デカップリングコンデンサＣ１の静電容量を小さくし、デカップリングコンデンサＣ２を大きな静電容量にすることで、クロスレギュレーションが改善される。
すなわちデカップリングコンデンサの静電容量はＣ１のみとなるので、起動時間の改善、負荷応答性の改善は同時に達成できるメリットがある。
【0017】
【表2】
【0018】
以上、本発明の実施形態を説明したが、上記実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための例示であって、個々の構成、組合せ等を上記のものに特定するものではない。本発明は、要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施できる。
例えば、図３に示すようにダイオードＤ１、Ｄ２の代わりにＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２、Ｑ３の同期整流素子に置き換えてもよい。ダイオードを同期整流素子に置き換えることで整流素子の損失低減が得られる。また、出力電流の変動に対するダイオードの順方向電圧特性とＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのＯＮ抵抗による電圧降下を比較すると、ＯＮ抵抗による電圧降下値が小さいので、クロスレギュレーション精度を向上する効果が得られる。
例えば、図３に示すようにダイオードＤ１、Ｄ２の代わりにＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２、Ｑ３の同期整流素子に置き換えてもよい。ダイオードを同期整流素子に置き換えることで整流素子の損失低減が得られる。また、出力電流の変動に対するダイオードの順方向電圧特性とＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのＯＮ抵抗による電圧降下を比較すると、ＯＮ抵抗による電圧降下値が小さいので、クロスレギュレーション精度を向上する効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【0019】
以上のように、本発明に係るＳＥＰＩＣコンバータは、正負極のマルチ出力を得るのに好適である。従って、これを用いた車載装置の電源などに利用可能である。
【符号の説明】
【0020】
１、１ａ、１０ ＳＥＰＩＣコンバータ
Ｃ１、Ｃ２ デカップリングコンデンサ
Ｃｏ１、Ｃｏ２、Ｃｏ３ コンデンサ
Ｃｏｎｔ１ ＰＷＭ信号生成部
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３ ダイオード
Ｌｉｎ 入力リアクトル
Ｌ１ 正極リアクトル
Ｌ２ 負極リアクトル
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２、Ｑ３ ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
Ｃ１、Ｃ２ デカップリングコンデンサ
Ｃｏ１、Ｃｏ２、Ｃｏ３ コンデンサ
Ｃｏｎｔ１ ＰＷＭ信号生成部
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３ ダイオード
Ｌｉｎ 入力リアクトル
Ｌ１ 正極リアクトル
Ｌ２ 負極リアクトル
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２、Ｑ３ ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】