特許 7584545 静電容量検出装置、静電容量検出方法及び入力装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-11-07

(45)【発行日】2024-11-15

(54)【発明の名称】静電容量検出装置、静電容量検出方法及び入力装置

(51)【国際特許分類】

   G01R 27/26 20060101AFI20241108BHJP

   G01R 35/00 20060101ALI20241108BHJP

   H03K 17/955 20060101ALI20241108BHJP

【ＦＩ】

G01R27/26 C

G01R35/00 J

H03K17/955 G

【請求項の数】 15

(21)【出願番号】P 2022579361

(86)(22)【出願日】2021-12-07

(86)【国際出願番号】 JP2021044856

(87)【国際公開番号】W WO2022168425

(87)【国際公開日】2022-08-11

【審査請求日】2023-05-30

(31)【優先権主張番号】P 2021016949

(32)【優先日】2021-02-04

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000010098

【氏名又は名称】アルプスアルパイン株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100108006

【弁理士】

【氏名又は名称】松下 昌弘

(74)【代理人】

【識別番号】100085453

【弁理士】

【氏名又は名称】野▲崎▼ 照夫

(74)【代理人】

【識別番号】100135183

【弁理士】

【氏名又は名称】大窪 克之

(72)【発明者】

【氏名】篠井 潔

(72)【発明者】

【氏名】飯倉 昭久

【審査官】越川 康弘

(56)【参考文献】

【文献】国際公開第２０１８／１１６７０６（ＷＯ，Ａ１）

【文献】国際公開第２０１２／０４３４４３（ＷＯ，Ａ１）

【文献】米国特許第０９１５１７９２（ＵＳ，Ｂ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｇ０１Ｒ ２７／２６

Ｇ０１Ｒ ３５／００

Ｈ０３Ｋ １７／９５５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

検出電極に近接する対象物と前記検出電極との間の静電容量を検出する静電容量検出装置であって、
前記検出電極に近接して配置されたシールド電極に供給される第１交流電圧、及び、周波数と位相が前記第１交流電圧に等しく、かつ、振幅が前記第１交流電圧より小さい第２交流電圧を出力する交流電圧出力部と、
前記検出電極に接続された第１ノードの電圧が前記第２交流電圧に近づくように前記第１ノードから前記検出電極へ電荷を供給し、供給した前記電荷に応じた交流の検出信号を生成する検出信号生成部と、
前記検出信号に基づいて、前記静電容量の検出値を算出する算出部と、
前記シールド電極と前記検出電極との間の寄生容量であるシールド容量が変化することに伴う前記検出値の変化を補正する補正部とを有し、
前記交流電圧出力部は、
一定の振幅を有する前記第１交流電圧を発生する回路である第１交流電圧出力部と、
前記第１交流電圧の振幅を減衰させた交流電圧を前記第２交流電圧として出力する減衰回路によって構成された第２交流電圧出力部とを含み、
前記検出信号生成部は、
前記第１ノードに接続される反転入力端子と、前記第２交流電圧が印加された第２ノードに接続される非反転入力端子との電圧差を増幅し、当該増幅結果を第１信号として出力する演算増幅器と、
前記演算増幅器の前記第１信号の出力端子と前記反転入力端子との間の経路に設けられる帰還キャパシタと、
通常の動作モードにおいて前記検出電極に近接する前記対象物が存在しない場合に前記演算増幅器から出力される前記第１信号に相当する信号である基準信号を前記第１信号から減算し、当該減算結果を前記検出信号として出力する減算部とを含み、
前記補正部は、
前記通常の動作モードから補正モードに繰り返し移行し、
前記補正モードに移行した場合、前記第１交流電圧と前記第２交流電圧との振幅の差が変化するように前記第２交流電圧出力部の前記減衰回路を制御するとともに、前記振幅の差の変化に伴う前記検出値の変化に応じた補正値を取得し、
前記補正モードにおいて取得した前記補正値の変化に応じて前記検出値を補正する、
静電容量検出装置。

【請求項2】

前記補正部は、初期状態の前記補正モードにおいて取得した前記補正値である第１補正値と、前記初期状態より後の前記補正モードにおいて取得した前記補正値である第２補正値との差に比例した補正対象成分であって、前記シールド容量が変化することに伴う前記検出値の変化に応じた前記補正対象成分が相殺されるように前記検出値を補正する、
請求項１に記載の静電容量検出装置。

【請求項3】

前記補正部は、前記補正モードへ移行する度に前記補正対象成分を算出し、前記通常の動作モードでは、直近の前記補正モードにおいて算出した前記補正対象成分に基づいて前記検出値を補正する、
請求項２に記載の静電容量検出装置。

【請求項4】

クロック信号に同期して、前記検出信号をデジタル信号に変換するアナログ－デジタル変換部を有し、
前記交流電圧出力部は、それぞれ第１周波数を持つ正弦波の前記第１交流電圧及び前記第２交流電圧を出力し、
前記算出部は、
前記クロック信号に同期し、前記第１周波数を持つ正弦波の同期信号と、デジタル信号に変換された前記検出信号とを乗算し、
当該乗算の結果から高調波成分を除去して得られる復調信号に応じた前記検出値を算出する、
請求項１～３のいずれか一項に記載の静電容量検出装置。

【請求項5】

クロック信号に同期して、前記検出信号をデジタル信号に変換するアナログ－デジタル変換部を有し、
前記交流電圧出力部は、それぞれ第１周波数を持つ正弦波の前記第１交流電圧及び前記第２交流電圧を出力し、
前記算出部は、
前記通常の動作モードにおいて、前記振幅の差が第１振幅差となるように前記第２交流電圧出力部の前記減衰回路を制御し、
前記クロック信号に同期し、前記第１周波数を持つ正弦波の同期信号と、デジタル信号に変換された前記検出信号とを乗算し、
当該乗算の結果から高調波成分を除去して得られる復調信号に応じた前記検出値を算出し、
前記補正部は、
前記補正モードに移行した場合、前記振幅の差が前記第１振幅差となるように前記第２交流電圧出力部の前記減衰回路を制御したときの前記検出値である第１検出値、及び、前記振幅の差が前記第１振幅差と異なる第２振幅差となるように前記第２交流電圧出力部の前記減衰回路を制御したときの前記検出値である第２検出値を取得し、前記第１検出値と前記第２検出値との差に応じた前記補正値として、前記第１補正値及び前記第２補正値をそれぞれ取得する、
請求項２又は請求項３に記載の静電容量検出装置。

【請求項6】

前記補正部は、前記補正モードに移行した場合、前記第１周波数より低い第２周波数を持つ一定の振幅の変調信号により前記振幅の差が変調された前記第１交流電圧及び前記第２交流電圧を出力するように、前記第２周波数の前記変調信号で変調された前記第１交流電圧を前記第１交流電圧出力部から出力させるとともに、前記復調信号に含まれる前記第２周波数の交流成分の振幅に応じた前記補正値を取得する、
請求項４に記載の静電容量検出装置。

【請求項7】

クロック信号に同期して、前記検出信号をデジタル信号に変換するアナログ－デジタル変換部を有し、
前記交流電圧出力部は、それぞれ第１周波数を持つ正弦波の前記第１交流電圧及び前記第２交流電圧を出力し、
前記算出部は、
前記クロック信号に同期し、前記第１周波数を持ち、前記第１交流電圧に位相が近似した第１同期信号と、デジタル信号に変換された前記検出信号とを乗算し、
前記クロック信号に同期し、前記第１周波数を持ち、前記第１同期信号に対して位相が４分の１周期ずれた第２同期信号と、デジタル信号に変換された前記検出信号とを乗算し、
前記第１同期信号と前記検出信号との乗算結果から高調波成分を除去して得られる第１復調信号を実部とし、前記第２同期信号と前記検出信号との乗算結果から高調波成分を除去して得られる第２復調信号を虚部とする検出用複素数を取得し、
前記補正部は、
前記補正モードに移行した場合、前記振幅の差が変化するように前記第２交流電圧出力部の前記減衰回路を制御するとともに、前記振幅の差の変化に伴う前記検出用複素数の変化に応じた複素数を前記補正値として取得し、
初期状態の前記補正モードにおいて取得した前記補正値である第１補正値に対して、当該第１補正値の偏角がゼロに近づくように位相を補正する第１位相補正を施し、
前記初期状態より後の前記補正モードにおいて取得した前記補正値である第２補正値に対して、当該第２補正値の偏角がゼロに近づくように位相を補正する第２位相補正を施すとともに、前記検出用複素数に対して当該第２位相補正を施し、
前記第１位相補正が施された前記第１補正値の実部と、前記第２位相補正が施された前記第２補正値の実部との差に比例した補正対象成分であって、前記シールド容量が変化することに伴う前記検出用複素数の実部の変化に応じた前記補正対象成分が相殺されるように、前記第２位相補正が施された前記検出用複素数の実部を補正して得られる数値を、補正された前記検出値として取得する、
請求項１に記載の静電容量検出装置。

【請求項8】

前記算出部は、前記通常の動作モードにおいて、前記振幅の差が第１振幅差となるように前記第２交流電圧出力部の前記減衰回路を制御し、
前記補正部は、
前記補正モードに移行した場合、前記振幅の差が前記第１振幅差となるように前記第２交流電圧出力部の前記減衰回路を制御したときの前記検出用複素数である第１検出用複素数、及び、前記振幅の差が前記第１振幅差と異なる第２振幅差となるように前記第２交流電圧出力部の前記減衰回路を制御したときの前記検出用複素数である第２検出用複素数を取得し、前記第１検出用複素数と前記第２検出用複素数との差に応じた前記補正値を取得する、
請求項７に記載の静電容量検出装置。

【請求項9】

前記補正部は、前記補正モードに移行した場合、前記第１周波数より低い第２周波数を持つ一定の振幅の変調信号により前記振幅の差が変調された前記第１交流電圧及び前記第２交流電圧を出力するように、前記第２周波数の前記変調信号で変調された前記第１交流電圧を前記第１交流電圧出力部から出力させるとともに、前記第１復調信号に含まれる前記第２周波数の交流成分の振幅に応じた前記補正値の実部と、前記第２復調信号に含まれる前記第２周波数の交流成分の振幅に応じた前記補正値の虚部とを取得する、
請求項７に記載の静電容量検出装置。

【請求項10】

前記補正部は、前記第１位相補正が施された前記第１補正値の実部と前記第２位相補正が施された前記第２補正値の実部との差に比例係数を乗算し、当該乗算の結果と、前記第２位相補正が施された前記検出用複素数の実部との和に基づいて、補正された前記検出値を取得する、
請求項７～９のいずれか一項に記載の静電容量検出装置。

【請求項11】

前記補正部は、
前記第２補正値に比例係数を乗じて得た複素数と前記検出用複素数との和に応じた中間補正値に対して、当該第２補正値の偏角に相当する位相角を回転させる前記第２位相補正を施し、
前記第１位相補正が施された前記第１補正値の実部に前記比例係数を乗じて得た値を、前記第２位相補正が施された前記中間補正値の実部から減算した結果に基づいて、補正された前記検出値を取得する、
請求項７～９のいずれか一項に記載の静電容量検出装置。

【請求項12】

前記補正部は、
前記補正モードへ移行する度に前記第２補正値を取得し、
前記通常の動作モードでは、前記第１位相補正が施された前記第１補正値と、直近の前記補正モードにおいて取得した前記第２補正値と、前記検出用複素数とに基づいて、補正された前記検出値を取得する、
請求項７～１１のいずれか一項に記載の静電容量検出装置。

【請求項13】

前記交流電圧出力部は、前記通常の動作モードにおいて前記検出電極に近接する前記対象物が存在しない場合に、前記第１ノードから前記検出電極へ供給される前記電荷がゼロに近づくように振幅が調整された前記第２交流電圧、又は、前記検出信号の振幅がゼロに近づくように調整された前記第２交流電圧を出力する、
請求項１～１２のいずれか一項に記載の静電容量検出装置。

【請求項14】

検出電極に近接する対象物と前記検出電極との間の静電容量を検出する静電容量検出装置において実行される静電容量検出方法であって、
前記静電容量検出装置は、
前記検出電極に近接して配置されたシールド電極に供給される第１交流電圧、及び、周波数と位相が前記第１交流電圧に等しく、かつ、振幅が前記第１交流電圧より小さい第２交流電圧を出力する交流電圧出力部と、
前記検出電極に接続された第１ノードの電圧が前記第２交流電圧に近づくように前記第１ノードから前記検出電極へ電荷を供給し、供給した前記電荷に応じた交流の検出信号を生成する検出信号生成部とを備え、
前記交流電圧出力部は、
一定の振幅を有する前記第１交流電圧を出力する第１交流電圧出力部と、
前記第１交流電圧の振幅を減衰させた交流電圧を前記第２交流電圧として出力する減衰回路によって構成された第２交流電圧出力部とを含み、
前記検出信号生成部は、
前記第１ノードに接続される反転入力端子と、前記第２交流電圧が印加された第２ノードに接続される非反転入力端子との電圧差を増幅し、当該増幅結果を第１信号として出力する演算増幅器と、
前記演算増幅器の前記第１信号の出力端子と前記反転入力端子との間の経路に設けられる帰還キャパシタと、
通常の動作モードにおいて前記検出電極に近接する前記対象物が存在しない場合に前記演算増幅器から出力される前記第１信号に相当する信号である基準信号を前記第１信号から減算し、当該減算結果を前記検出信号として出力する減算部とを含み、
前記検出信号に基づいて、前記静電容量の検出値を算出する算出工程と、
前記シールド電極と前記検出電極との間の寄生容量であるシールド容量が変化することに伴う前記検出値の変化を補正する補正工程とを有し、
前記補正工程は、
前記通常の動作モードから補正モードに繰り返し移行することと、
前記補正モードに移行した場合、前記第１交流電圧と前記第２交流電圧との振幅の差が変化するように前記第２交流電圧出力部の前記減衰回路を制御するとともに、前記振幅の差の変化に伴う前記検出値の変化に応じた補正値を取得することと、
前記補正モードにおいて取得した前記補正値の変化に応じて前記検出値を補正することとを含む、
静電容量検出方法。

【請求項15】

対象物の近接に応じて前記対象物との間の静電容量が変化する検出電極と、
前記検出電極に近接して配置されたシールド電極と、
前記対象物と前記検出電極との間の静電容量を検出する請求項１～１３のいずれか一項に記載の静電容量検出装置と
を有する入力装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、静電容量検出装置とその静電容量検出方法、並びに、静電容量型の入力装置に関する。

【背景技術】

【0002】

グランドに対する検出電極の静電容量を検出する自己容量型の静電容量検出装置では、グランドと検出電極との間に生じる寄生キャパシタによって検出感度や検出精度が低下する問題がある。従来、このような寄生キャパシタの影響を軽減するため、検出電極と同電位に駆動されたシールド電極（アクティブシールドとも呼ばれる。）を検出電極に近接して配置させる場合がある。シールド電極を設けることにより、検出電極が周囲の導体と静電結合を生じ難くなるため、寄生キャパシタの容量が減少する。また、シールド電極が検出電極と同電位であるため、アクティブシールドと検出電極との間の静電容量は検出結果に影響を与えない。

【0003】

他方、下記の特許文献１に記載される静電容量検出装置では、検出電極を駆動する交流電圧の振幅がシールド電極の交流電圧よりも小さくなるように調整される。すなわち、検出電極－グランド間の寄生キャパシタに供給される電荷が、検出電極－シールド電極間のキャパシタに供給される電荷によって相殺されるように、シールド電極の交流電圧の振幅が調整される。これにより、検出電極－グランド間の寄生キャパシタによる検出感度や検出精度への影響を更に低減させることができる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【文献】国際公開第２０１８／１１６７６０６号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

ところで、特許文献１に記載される静電容量検出装置では、検出電極とシールド電極との間の電圧差によって、検出電極－シールド電極間のキャパシタに電荷が供給されることから、検出電極－シールド電極間のキャパシタの容量値が変化すると、検出電極－グランド間の静電容量の検出結果に誤差が生じる。検出電極－シールド電極間のキャパシタの容量は、検出対象としている検出電極－グランド間の静電容量に比べて大きな容量であり、シールド電極が形成される回路基板の誘電率の温度特性等に起因した温度依存性を有することがある。そのため、検出電極－シールド電極間のキャパシタの容量が温度等の影響で変化した場合に、検出結果の誤差が生じるという問題がある。

【0006】

そこで本開示は、検出電極とシールド電極との間に形成されるキャパシタの容量の変化に起因した検出結果の誤差を低減できる静電容量検出装置とその静電容量検出方法、並びに、そのような静電容量検出装置を備えた入力装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本開示の１つの側面に係る静電容量検出装置は、検出電極に近接する対象物と前記検出電極との間の静電容量を検出する静電容量検出装置であって、前記検出電極に近接して配置されたシールド電極に供給される第１交流電圧、及び、周波数と位相が前記第１交流電圧に等しく、かつ、振幅が前記第１交流電圧より小さい第２交流電圧を出力する交流電圧出力部と、前記検出電極に接続された第１ノードの電圧が前記第２交流電圧に近づくように前記第１ノードから前記検出電極へ電荷を供給し、供給した前記電荷に応じた交流の検出信号を生成する検出信号生成部と、前記検出信号に基づいて、前記静電容量の検出値を算出する算出部と、前記シールド電極と前記検出電極との間の寄生容量であるシールド容量が変化することに伴う前記検出値の変化を補正する補正部とを有し、前記交流電圧出力部は、前記第１交流電圧を出力する第１交流電圧出力部と、前記第１交流電圧の振幅を減衰させた交流電圧を前記第２交流電圧として出力する減衰回路によって構成された第２交流電圧出力部とを含み、前記検出信号生成部は、前記第１ノードに接続される反転入力端子と、前記第２交流電圧が印加された第２ノードに接続される非反転入力端子との電圧差を増幅し、当該増幅結果を第１信号として出力する演算増幅器と、前記演算増幅器の前記第１信号の出力端子と前記反転入力端子との間の経路に設けられる帰還キャパシタと、通常の動作モードにおいて前記検出電極に近接する前記対象物が存在しない場合に前記演算増幅器から出力される前記第１信号に相当する信号である基準信号を前記第１信号から減算し、当該減算結果を前記検出信号として出力する減算部とを含み、前記補正部は、前記通常の動作モードから補正モードに繰り返し移行し、前記補正モードに移行した場合、前記第１交流電圧と前記第２交流電圧との振幅の差が変化するように前記第２交流電圧出力部の前記減衰回路を制御するとともに、前記振幅の差の変化に伴う前記検出値の変化に応じた補正値を取得し、前記補正モードにおいて取得した前記補正値の変化に応じて前記検出値を補正する。

【発明の効果】

【0008】

本開示によれば、検出電極とシールド電極との間に形成されるキャパシタの容量の変化に起因した検出結果の誤差を低減できる静電容量検出装置とその静電容量検出方法、並びに、そのような静電容量検出装置を備えた入力装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】図１は、本実施形態に係る入力装置の構成の一例を示す図である。

【図2】図２は、本実施形態に係る静電容量検出装置の構成の一例を示す図である。

【図3】図３は、減算回路の構成の一例を示す図である。

【図4】図４は、算出部の構成の一例を示す図である。

【図5】図５は、第１の実施形態に係る静電容量検出方法の一例を説明するためのフローチャートである。

【図6】図６は、図５に示す静電容量検出方法における初期状態での補正モードの処理の一例を説明するためのフローチャートである。

【図7】図７は、図５に示す静電容量検出方法における初期状態より後の補正モードの処理の一例を説明するためのフローチャートである。

【図8】図８は、図５に示す静電容量検出方法において補正された検出値を取得する処理の一例を説明するためのフローチャートである。

【図9】図９は、図５に示す静電容量検出方法における初期状態より後の補正モードの処理の一変形例を説明するためのフローチャートである。

【図10】図１０は、図５に示す静電容量検出方法において補正された検出値を取得する処理の一変形例を説明するためのフローチャートである。

【図11】図１１は、図５に示す静電容量検出方法における初期状態での補正モードの処理の一変形例を説明するためのフローチャートである。

【図12】図１２は、図５に示す静電容量検出方法における初期状態より後の補正モードの処理の一変形例を説明するためのフローチャートである。

【図13】図１３は、第２の実施形態に係る静電容量検出方法の一例を説明するためのフローチャートである。

【図14】図１４は、図１３に示す静電容量検出方法における初期状態での補正モードの処理の一例を説明するためのフローチャートである。

【図15】図１５は、図１３に示す静電容量検出方法における初期状態より後の補正モードの処理の一例を説明するためのフローチャートである。

【図16】図１６Ａ及び図１６Ｂは、図１３に示す静電容量検出方法における補正モードの処理の一変形例を説明するためのフローチャートである。

【発明を実施するための形態】

【0010】

＜概要＞
はじめに、本開示に係る静電容量検出装置、静電容量検出方法及び入力装置の概要を説明する。

【0011】

本開示の第１の側面は、検出電極に近接する対象物と検出電極との間の静電容量を検出する静電容量検出装置に関する。この静電容量検出装置は、検出電極に近接して配置されたシールド電極に供給される第１交流電圧、及び、周波数と位相が第１交流電圧に等しく、かつ、振幅が第１交流電圧より小さい第２交流電圧を出力する交流電圧出力部と、検出電極に接続されたノードの電圧が第２交流電圧に近づくようにノードから検出電極へ電荷を供給し、供給した電荷に応じた交流の検出信号を生成する検出信号生成部と、検出信号に基づいて、静電容量の検出値を算出する算出部と、シールド電極と検出電極との間の寄生容量であるシールド容量が変化することに伴う検出値の変化を補正する補正部とを有する。補正部は、補正モードに繰り返し移行し、補正モードに移行した場合、第１交流電圧と第２交流電圧との振幅の差が変化するように交流電圧出力部を制御するとともに、振幅の差の変化に伴う検出値の変化に応じた補正値を取得し、補正モードにおいて取得した補正値の変化に応じて検出値を補正する。

【0012】

第１の側面に係る静電容量検出装置において、検出電極とシールド電極との間に形成される寄生的なキャパシタ（以下、「検出電極－シールド電極間キャパシタ」と記す場合がある。）には、第１交流電圧と第２交流電圧との差に応じた電圧が加わり、この電圧に応じた電荷が検出信号生成部から検出電極－シールド電極間キャパシタへ供給される。検出電極－シールド電極間キャパシタの容量であるシールド容量が温度等の影響によって変化すると、検出信号生成部から検出電極－シールド電極間キャパシタへ供給される電荷が変化し、これに応じて検出信号が変化するため、検出信号に基づいて算出される静電容量の検出値に誤差が生じる。
そこで、補正部では、このシールド容量が変化することに伴う検出値の変化を補正する処理が行われる。すなわち、補正モードへの移行が繰り返し行われ、補正モードに移行した場合に、第１交流電圧と第２交流電圧との振幅の差（以下、「交流電圧振幅差」と記す場合がある。）が変化するように交流電圧出力部が制御されるとともに、交流電圧振幅差の変化に伴う検出値の変化に応じた補正値が取得される。交流電圧振幅差の変化に伴う検出値の変化は、シールド容量に応じた値を持つため、補正モードにおいて取得される補正値は、シールド容量に応じた値を持つ。この補正値の変化に応じて検出値が補正されることにより、シールド容量の変化に応じて検出値が補正されることになり、シールド容量が変化することに伴う検出値の変化が補正される。従って、温度等の影響によるシールド容量の変化に応じた検出値の誤差が低減する。

【0013】

好適に、補正部は、初期状態の補正モードにおいて取得した補正値である第１補正値と、初期状態より後の補正モードにおいて取得した補正値である第２補正値との差に比例した補正対象成分であって、シールド容量が変化することに伴う検出値の変化に応じた補正対象成分が相殺されるように検出値を補正してよい。
この構成によれば、初期状態の補正モードにおいて取得した第１補正値と、初期状態より後の補正モードにおいて取得した第２補正値との差に比例した補正対象成分が、シールド容量が変化することに伴う検出値の変化に応じた値を持つ。検出値は、この補正対象成分が相殺されるように補正される。これにより、初期状態からのシールド容量の変化に伴う検出値の変化が補正される。

【0014】

好適に、補正部は、補正モードへ移行する度に補正対象成分を算出し、通常の動作モードでは、直近の補正モードにおいて算出した補正対象成分に基づいて検出値を補正してよい。
この構成によれば、補正モードではない通常の動作モードの場合、直近の補正モードにおいて算出された補正対象成分に基づいて検出値の補正が行われる。これにより、検出値の算出の度に補正対象成分を算出する場合に比べて、補正対象成分を算出する処理の頻度が減るため、処理の負荷が軽減され易くなる。

【0015】

好適に、静電容量検出装置は、クロック信号に同期して、検出信号をデジタル信号に変換するアナログ－デジタル変換部を有してよい。交流電圧出力部は、それぞれ第１周波数を持つ正弦波の第１交流電圧及び第２交流電圧を出力してよい。算出部は、クロック信号に同期し、第１周波数を持つ正弦波の同期信号と、デジタル信号に変換された検出信号とを乗算し、当該乗算の結果から高調波成分を除去して得られる復調信号に応じた検出値を取得してよい。
この構成によれば、第１交流電圧及び第２交流電圧と同じ周波数を持つ同期信号と検出信号とが乗算され、この乗算結果から高調波成分を除去して得られる復調信号に応じた検出値が取得される。そのため、第１交流電圧及び第２交流電圧に応じて検出電極に供給される電荷に応じた精度の高い検出値が得られる。

【0016】

好適に、補正部は、補正モードに移行した場合、振幅の差（交流電圧振幅差）が第１振幅差となるように交流電圧出力部を制御したときの検出値である第１検出値、及び、振幅の差（交流電圧振幅差）が第１振幅差と異なる第２振幅差となるように交流電圧出力部を制御したときの検出値である第２検出値を取得し、第１検出値と第２検出値との差に応じた補正値を取得してよい。
この構成によれば、交流電圧振幅差を２通りの振幅差（第１振幅差、第２振幅差）に設定した場合に得られる２通りの検出値（第１検出値、第２検出値）の差に応じた補正値が取得される。

【0017】

好適に、補正部は、補正モードに移行した場合、第１周波数（同期信号）より低い第２周波数を持つ一定の振幅の変調信号により振幅の差（交流電圧振幅差）が変調された第１交流電圧及び第２交流電圧を出力するように交流電圧出力部を制御するとともに、復調信号に含まれる第２周波数の交流成分の振幅に応じた補正値を取得してよい。
この構成によれば、第２周波数を持つ一定の振幅の変調信号によって交流電圧振幅差が変調されることにより、復調信号には、変調信号に応じた第２周波数の交流成分が含まれる。この交流成分の振幅は、交流電圧振幅差の変化に伴う検出値の変化に応じた大きさを持つ。従って、復調信号に含まれる第２周波数の交流成分の振幅に基づいて、交流電圧振幅差の変化に伴う検出値の変化に応じた補正値が得られる。

【0018】

好適に、静電容量検出装置は、クロック信号に同期して、検出信号をデジタル信号に変換するアナログ－デジタル変換部を有してよい。交流電圧出力部は、それぞれ第１周波数を持つ正弦波の第１交流電圧及び第２交流電圧を出力してよい。算出部は、クロック信号に同期し、第１周波数を持ち、第１交流電圧に位相が近似した第１同期信号と、デジタル信号に変換された検出信号とを乗算し、クロック信号に同期し、第１周波数を持ち、第１同期信号に対して位相が４分の１周期ずれた第２同期信号と、デジタル信号に変換された検出信号とを乗算し、第１同期信号と検出信号との乗算結果から高調波成分を除去して得られる第１復調信号を実部とし、第２同期信号と検出信号との乗算結果から高調波成分を除去して得られる第２復調信号を虚部とする検出用複素数を取得してよい。補正部は、補正モードに移行した場合、振幅の差（交流電圧振幅差）が変化するように交流電圧出力部を制御するとともに、振幅の差（交流電圧振幅差）の変化に伴う検出用複素数の変化に応じた複素数を補正値として取得する。また、補正部は、初期状態の補正モードにおいて取得した補正値である第１補正値に対して、当該第１補正値の偏角がゼロに近づくように位相を補正する第１位相補正を施し、初期状態より後の補正モードにおいて取得した補正値である第２補正値に対して、当該第２補正値の偏角がゼロに近づくように位相を補正する第２位相補正を施すとともに、検出用複素数に対して当該第２位相補正を施す。そして、補正部は、第１位相補正が施された第１補正値の実部と、第２位相補正が施された第２補正値の実部との差に比例した補正対象成分であって、シールド容量が変化することに伴う検出用複素数の実部の変化に応じた補正対象成分が相殺されるように、第２位相補正が施された検出用複素数の実部を補正して得られる数値を、補正された検出値として取得してよい。

【0019】

この構成によれば、直交関係にある２つの同期信号（第１同期信号、第２同期信号）と検出信号とがそれぞれ乗算され、その乗算結果から高調波成分を除去することにより２つの復調信号（第１復調信号、第２復調信号）が取得され、２つの復調信号を実部及び虚部とする検出用複素数が取得される。この検出用複素数の偏角は、第１交流電圧に位相が近似した第１同期信号に対する検出信号の位相のずれを表す。補正モードに移行した場合、交流電圧振幅差が変化するように交流電圧出力部が制御され、この交流電圧振幅差の変化に伴う検出用複素数の変化に応じた複素数が補正値として取得される。交流電圧振幅差が変化しても検出用複素数の偏角は概ね一定であるため、補正値の偏角は検出用複素数の偏角と同様に、第１同期信号に対する検出信号の位相のずれを表す。
ここで、クロック信号の位相・周波数の変動（ジッター）が生じると、クロック信号に同期して生成される２つの同期信号（第１同期信号、第２同期信号）の周波数が変動するため、２つの同期信号に対する第１交流電圧、第２交流電圧の位相が変化し、２つの同期信号に対する検出信号の位相が変化する。他方、２つの同期信号（第１同期信号、第２同期信号）はそれぞれクロック信号に同期して生成されるため、これらの同期信号の相対的な位相は変動しない。従って、クロック信号のジッターが生じた場合、第１同期信号に対する検出信号の位相のずれが変化し、検出用複素数の偏角と補正値の偏角とがそれぞれ変化することになる。
そこで、補正部では、初期状態の補正モードにおいて取得された第１補正値に対して第１位相補正が施されるとともに、初期状態より後の補正モードにおいて取得された第２補正値に対して第２位相補正が施される。これにより、第１補正値及び第２補正値の偏角がそれぞれゼロに近づく。また補正部では、検出用複素数に対して、第２補正値と同じ第２位相補正が施される。第２補正値の偏角も、検出用複素数と同様に、第１同期信号に対する検出信号の位相のずれを表すことから、検出用複素数に対して第２位相補正が施されることにより、検出用複素数の偏角は概ねゼロに近づく。その結果、第１補正値、第２補正値及び検出用複素数の偏角がそれぞれゼロ付近に揃えられるため、これらの複素数の実部は、クロック信号のジッターによる影響が概ね除去された値となる。
そして補正部では、クロック信号のジッターによる影響が除去された第１補正値、第２補正値及び検出用複素数の実部に基づいて、シールド容量の変化に対する補正が行われた検出値が取得される。すなわち、第１位相補正が施された第１補正値の実部と、第２位相補正が施された第２補正値の実部との差に比例した補正対象成分が、シールド容量の変化に伴う検出値の変化に応じた値を持つことから、第２位相補正が施された検出用複素数の実部に対して、この補正対象成分が相殺されるように補正が行われる。
このようにして取得された検出値は、初期状態からのシールド容量の変化に伴う誤差と、クロック信号のジッターに伴う誤差とがそれぞれ補正されたものとなる。

【0020】

好適に、補正部は、補正モードに移行した場合、振幅の差（交流電圧振幅差）が第１振幅差となるように交流電圧出力部を制御したときの検出用複素数である第１検出用複素数、及び、振幅の差（交流電圧振幅差）が第１振幅差と異なる第２振幅差となるように交流電圧出力部を制御したときの検出用複素数である第２検出用複素数を取得し、第１検出用複素数と第２検出用複素数との差に応じた補正値を取得してよい。
この構成によれば、交流電圧振幅差を２通りの振幅差（第１振幅差、第２振幅差）に設定した場合に得られる２通りの検出要複素数（第１検出要複素数、第２検出要複素数）の差に応じた補正値が取得される。

【0021】

好適に、補正部は、補正モードに移行した場合、第１周波数より低い第２周波数を持つ一定の振幅の変調信号により振幅の差（交流電圧振幅差）が変調された第１交流電圧及び第２交流電圧を出力するように交流電圧出力部を制御するとともに、第１復調信号に含まれる第２周波数の交流成分の振幅に応じた補正値の実部と、第２復調信号に含まれる第２周波数の交流成分の振幅に応じた補正値の虚部とを取得してよい。
この構成によれば、第２周波数を持つ一定の振幅の変調信号によって交流電圧振幅差が変調されることにより、第１復調信号及び第２復調信号には、変調信号に応じた第２周波数の交流成分がそれぞれ含まれる。２つの復調信号（第１復調信号、第２復調信号）における交流成分の振幅は、交流電圧振幅差の変化に伴う検出用複素数（実部、虚部）の変化を示すため、これらの交流成分の振幅に基づいて、交流電圧振幅差の変化に伴う検出用複素数の変化に応じた補正値（実部、虚部）が得られる。

【0022】

好適に、補正部は、第１位相補正が施された第１補正値の実部と第２位相補正が施された第２補正値の実部との差に比例係数を乗算し、当該乗算の結果と、第２位相補正が施された検出用複素数の実部との和に基づいて、補正された検出値を取得してよい。

【0023】

好適に、補正部は、第２補正値に比例係数を乗じて得た複素数と検出用複素数との和に応じた中間補正値に対して、当該第２補正値の偏角に相当する位相角を回転させる第２位相補正を施し、第１位相補正が施された第１補正値の実部に比例係数を乗じて得た値を、第２位相補正が施された中間補正値の実部から減算した結果に基づいて、補正された検出値を取得してもよい。

【0024】

好適に、補正部は、補正モードへ移行する度に第２補正値を取得し、通常の動作モードでは、第１位相補正が施された第１補正値と、直近の補正モードにおいて取得した第２補正値と、検出用複素数とに基づいて、補正された検出値を取得してよい。
この構成によれば、補正モードではない通常の動作モードの場合、第１位相補正が施された第１補正値と、直近の補正モードにおいて取得された第２補正値と、検出用複素数とに基づいて、補正された検出値が取得される。これにより、第２補正値の取得に関わる処理を検出用複素数が取得される度に実行する場合に比べて、処理の負荷が軽減され易くなる。

【0025】

好適に、交流電圧出力部は、通常の動作モードにおいて検出電極に近接する対象物が存在しない場合に、ノードから検出電極へ供給される電荷がゼロに近づくように振幅が調整された第２交流電圧、又は、検出信号の振幅がゼロに近づくように調整された第２交流電圧を出力してよい。
この構成によれば、通常の動作モードにおいて検出電極に近接する対象物が存在しない場合に検出信号の振幅が小さくなる若しくはゼロに近づくため、検出信号生成部の出力のダイナミックレンジを確保し易くなる。

【0026】

本開示の第２の側面は、検出電極に近接する対象物と検出電極との間の静電容量を検出する静電容量検出装置において実行される静電容量検出方法に関する。この静電容量検出方法において、静電容量検出装置は、検出電極に近接して配置されたシールド電極に供給される第１交流電圧、及び、周波数と位相が第１交流電圧に等しく、かつ、振幅が第１交流電圧より小さい第２交流電圧を出力する交流電圧出力部と、検出電極に接続されたノードの電圧が第２交流電圧に近づくようにノードから検出電極へ電荷を供給し、供給した電荷に応じた交流の検出信号を生成する検出信号生成部とを備える。静電容量検出方法は、検出信号に基づいて、静電容量の検出値を算出する算出工程と、シールド電極と検出電極との間の寄生容量であるシールド容量が変化することに伴う検出値の変化を補正する補正工程とを有し、補正工程は、補正モードに繰り返し移行することと、補正モードに移行した場合、第１交流電圧と第２交流電圧との振幅の差が変化するように交流電圧出力部を制御するとともに、振幅の差の変化に伴う検出値の変化に応じた補正値を取得することと、補正モードにおいて取得した補正値の変化に応じて検出値を補正することとを含む。

【0027】

本開示の第３の側面に係る入力装置は、対象物の近接に応じて対象物との間の静電容量が変化する検出電極と、検出電極に近接して配置されたシールド電極と、対象物と検出電極との間の静電容量を検出する上記第１の側面に係る静電容量検出装置とを有する。

【0028】

＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の実施形態に係る入力装置の構成の一例を示す図である。図１に示す入力装置は、センサ部１と、静電容量検出装置２と、処理部３と、記憶部４と、インターフェース部５を有する。

【0029】

本実施形態に係る入力装置は、指やペンなどの対象物６がセンサ部１に近接した場合に、センサ部１に設けられた電極と対象物との間の静電容量を検出し、この検出結果に基づいて、対象物６の近接に応じた情報を入力する。例えば入力装置は、センサ部１に対する対象物６の近接の有無や、センサ部１と対象物６との距離などの情報を、静電容量の検出結果に基づいて取得する。入力装置は、例えばタッチセンサやタッチパッドなどのユーザーインターフェース装置に適用される。なお、本明細書における「近接」とは、近くにあることを意味しており、近接する物同士の接触の有無を限定しない。

【0030】

センサ部１は、指やペンなどの対象物６の近接を検出するための検出電極Ｅｓと、検出電極Ｅｓに近接して配置されたシールド電極Ｅａを有する。検出電極Ｅｓは、センサ部１において対象物が近接する領域に配置される。例えば、対象物６の検出領域の表面が絶縁性のカバー層で覆われており、カバー層より下層側に検出電極Ｅｓが配置される。シールド電極Ｅａは、対象物６以外の導体と検出電極Ｅｓとの静電結合を防止するための静電シールドである。シールド電極Ｅａは、例えば、対象物６の検出領域において検出電極Ｅｓよりも下層側に配置される。

【0031】

図１に示すように、検出電極Ｅｓと対象物６との間には、静電容量の検出対象であるキャパシタＣｒｇが形成される。シールド電極Ｅａと検出電極Ｅｓとの間には、キャパシタＣｒｓが形成される。また、検出電極Ｅｓとグランドとの間にはキャパシタＣｒｇｌが形成され、シールド電極Ｅａとグランドとの間にはキャパシタＣｓｇが形成される。

【0032】

静電容量検出装置２は、対象物６と検出電極Ｅｓとの間に形成されるキャパシタＣｒｇの静電容量を検出し、その検出結果を示す検出値Ｄｓを出力する。

【0033】

処理部３は、入力装置の全体的な動作を制御する回路であり、例えば、記憶部４に格納されるプログラムの命令コードに従って処理を実行するコンピュータや、特定の機能を実現するように構成されたハードウェア（例えばＡＳＩＣ、ＦＰＧＡなどのロジック回路）を含む。処理部３における処理は、コンピュータにおいてプログラムに基づいて実現してもよいし、少なくとも一部を専用のハードウェアで実現してもよい。

【0034】

処理部３は、静電容量検出装置２にから出力される静電容量の検出値Ｄｓに基づいて、対象物６がセンサ部１に近接しているか否かの判定や、対象物６とセンサ部１との距離の算出を行う。なお、センサ部１は複数の検出電極Ｅｓを含んでいてもよく、静電容量検出装置２は複数の検出電極Ｅｓの各々についてキャパシタＣｒｇの静電容量の検出を行ってもよい。処理部３は、各検出電極Ｅｓについて得られた静電容量の検出値Ｄｓに基づいて、センサ部１における対象物６の近接位置や、対象物６の大きさなどを算出してもよい。

【0035】

記憶部４は、処理部３を構成するコンピュータのプログラムや、処理部３において処理に使用されるデータ、処理の過程で一時的に保持されるデータなどを記憶する。記憶部４は、例えばＤＲＡＭ、ＳＲＡＭ、フラッシュメモリ、ハードディスクなどの任意の記憶装置を用いて構成される。

【0036】

インターフェース部５は、入力装置と他の装置（例えば入力装置を搭載する電子機器のホストコントローラなど）との間でデータをやり取りするための回路である。処理部３は、静電容量検出装置２の検出結果に基づいて得られた情報（対象物６の有無、対象物６の近接位置、対象物６との距離、対象物６の大きさなど）を、インターフェース部５によって図示しない上位装置に出力する。上位装置では、これらの情報を用いて、例えばポインティング操作やジェスチャ操作などを認識するユーザーインターフェースが構築される。

【0037】

次に、静電容量検出装置２の構成について説明する。図２は、本実施形態に係る静電容量検出装置２の構成の一例を示す図である。図２に示す静電容量検出装置２は、交流電圧出力部２０と、検出信号Ｖｍを生成する検出信号生成部２３と、アナログ－デジタル変換部２４と、算出部２５と、補正部２６とを有する。なお、以下の説明では、「アナログ－デジタル変換」を「Ａ／Ｄ変換」と略記し、「デジタル－アナログ変換」を「Ｄ／Ａ変換」と略記する場合がある。

【0038】

交流電圧出力部２０は、シールド電極Ｅａに供給される第１交流電圧Ｖ１と、第１交流電圧Ｖ１に比べて振幅が小さい第２交流電圧Ｖ２とを出力する。第１交流電圧Ｖ１と第２交流電圧Ｖ２は、それぞれ同じ周波数ｆ１を持ち、互いの位相が概ね等しい。例えば、第１交流電圧Ｖ１及び第２交流電圧Ｖ２は正弦波の交流電圧であり、一定の直流バイアス（例えば電源電圧に対して半分の直流電圧）が加算されている。

【0039】

図２の例において、交流電圧出力部２０は、第１電圧出力部２１と第２電圧出力部２２を含む。

【0040】

第１電圧出力部２１は、正弦波の第１交流電圧Ｖ１を発生する回路である。第１電圧出力部２１は、例えば図２に示すように、正弦波信号生成部２１１と、Ｄ／Ａ変換部２１２と、ローパスフィルタ２１３と、増幅器２１４とを含む。正弦波信号生成部２１１は、クロック信号ＣＫに同期した正弦波のデジタル信号（正弦波の数値データのデータ列）を生成し、Ｄ／Ａ変換部２１２に入力する。Ｄ／Ａ変換部２１２は、正弦波のデジタル信号に応じたアナログ信号を出力する。ローパスフィルタ２１３は、Ｄ／Ａ変換部２１２から出力されるアナログ信号に含まれた高域成分を除去し、周波数ｆ１の正弦波信号を出力する。増幅器２１４はバッファアンプであり、ローパスフィルタ２１３から出力される正弦波信号に応じた第１交流電圧Ｖ１を出力する。

【0041】

第２電圧出力部２２は、周波数と位相が第１交流電圧Ｖ１に等しく、かつ、振幅が第１交流電圧Ｖ１より小さい第２交流電圧Ｖ２を出力する回路であり、例えば、第１交流電圧Ｖ１の振幅を減衰させる減衰回路によって構成される。

【0042】

図２の例において、第２電圧出力部２２は、キャパシタＣａ及びキャパシタＣｂの直列回路を含む。第１電圧出力部２１は、この直列回路の両端に第１交流電圧Ｖ１を印加する。第１交流電圧Ｖ１がキャパシタＣａ及びキャパシタＣｂにより分圧されることで、キャパシタＣｂに第２交流電圧Ｖ２が生じる。キャパシタＣａの一方の端子が第１電圧出力部２１の出力に接続され、キャパシタＣａの他方の端子がキャパシタＣｂの一方の端子に接続され、キャパシタＣｂの他方の端子がグランドに接続される。

【0043】

一例において、キャパシタＣａが一定の静電容量を持ち、キャパシタＣｂの静電容量が調整可能となっている。第２交流電圧Ｖ２の振幅は、キャパシタＣｂの静電容量に応じて調整される。この場合、キャパシタＣｂは、可変容量のディスクリート部品でもよいし、ＩＣ内部の半導体チップ等に形成される部品でもよい。後者の場合、例えばキャパシタＣｂは、並列に接続された複数のキャパシタにより構成されており、スイッチ等で並列接続されるキャパシタの数を変更することにより静電容量が調整される。

【0044】

第２交流電圧Ｖ２の振幅は、例えば、後述する補正モードではない通常の動作モードにおいて検出電極Ｅｓに近接する対象物６が存在しない場合（キャパシタＣｒｇの静電容量がゼロに近い場合）に、検出信号生成部２３から検出電極Ｅｓへ供給される電荷Ｑｓが概ねゼロになるように調整される。図２に示す第２電圧出力部２２では、検出信号生成部２３から検出電極Ｅｓへ供給される電荷Ｑｓが概ねゼロになるように、キャパシタＣａとキャパシタＣｂとの静電容量比が調整される。キャパシタＣｒｇがゼロの状態で電荷Ｑｓがゼロになると、キャパシタＣｒｓに供給される電荷と寄生キャパシタＣｒｇｌに供給される電荷とが相殺される。従って、電荷Ｑｓが概ねゼロになるように第２交流電圧Ｖ２の振幅が調整されることによって、検出信号生成部２３の後述する検出信号Ｖｍに含まれる寄生キャパシタＣｒｇｌの成分が微小になるため、寄生キャパシタＣｒｇｌに起因する検出感度及び検出精度の低下が抑制され易くなる。

【0045】

あるいは、第２交流電圧Ｖ２の振幅は、検出信号Ｖｍの振幅がゼロに近づくように調整されてもよい。検出電極Ｅｓに近接する対象物６が存在しない場合の検出信号Ｖｍの振幅がゼロに近くなることで、検出対象の静電容量（キャパシタＣｒｇの静電容量）に対する検出信号Ｖｍのダイナミックレンジが広がるため、検出感度を高め易くなる。

【0046】

検出信号生成部２３は、検出電極Ｅｓに接続されたノードＮ１の電圧が第２交流電圧Ｖ２に近づくようにノードＮ１から検出電極Ｅｓへ電荷Ｑｓを供給し、供給した電荷Ｑｓに応じた交流の検出信号Ｖｍを生成する。

【0047】

図２の例において、検出信号生成部２３は、チャージアンプ２３１と減算部２３２を含む。チャージアンプ２３１は、ノードＮ１の電圧がノードＮ２に印加される第２交流電圧Ｖ２に近づくようにノードＮ１から検出電極Ｅｓへ電荷Ｑｓを供給するとともに、供給した電荷Ｑｓに応じた信号Ｖｏを出力する。チャージアンプ２３１は、例えば図２に示すように、演算増幅器ＯＰ１と、帰還キャパシタＣａｇと、帰還抵抗Ｒａｇとを含む。演算増幅器ＯＰ１は、ノードＮ１に接続される反転入力端子とノードＮ２に接続される非反転入力端子との電圧差を増幅し、この増幅結果を信号Ｖｏとして出力する。帰還キャパシタＣａｇは、演算増幅器ＯＰ１の信号Ｖｏの出力端子と反転入力端子との間の経路に設けられる。帰還抵抗Ｒａｇは、帰還キャパシタＣａｇと並列に接続される。

【0048】

図２の例において、帰還キャパシタＣａｇの静電容量値及び帰還抵抗Ｒａｇの抵抗値はそれぞれ調整可能である。これらの素子の値を調整することにより、第１交流電圧Ｖ１及び第２交流電圧Ｖ２と信号Ｖｏとの位相差や、キャパシタＣｒｇの静電容量に対する信号Ｖｏの振幅のゲインが調整される。帰還キャパシタＣａｇ及び帰還抵抗Ｒａｇは、例えば素子値の調整が可能なディスクリート部品でもよいし、レーザートリミング等によって素子値の調整が可能なＩＣ内部の部品でもよい。

【0049】

また図２の例において、チャージアンプ２３１は、ノードＮ１と検出電極Ｅｓとを接続する経路に設けられた抵抗Ｒｓを有する。チャージアンプ２３１は、抵抗Ｒｓを有することにより、対象物６からキャパシタＣｒｇを介して入力される信号に対してローパスフィルタを構成する。そのため、対象物６が接地されるグランドと静電容量検出装置２のグランドとの間に交流のノイズ電圧が重畳しても、チャージアンプ２３１が構成するローパスフィルタによってノイズ電圧が減衰する。抵抗Ｒｓは、例えば可変抵抗であり、第１交流電圧Ｖ１及び第２交流電圧Ｖ２の周波数ｆ１に応じて調整される。

【0050】

減算部２３２は、所定の基準信号を信号Ｖｏから減算する。基準信号は、補正モードではない通常の動作モードにおいて検出電極Ｅｓに近接する対象物６が存在しない場合に演算増幅器ＯＰ１から出力される信号Ｖｏに相当する信号である。信号Ｖｏから基準信号を減算することにより、キャパシタＣｒｇの静電容量に概ね比例した振幅を持つ交流の検出信号Ｖｍが得られる。減算部２３２は、例えば全差動増幅器を含んでおり、信号Ｖｏから基準信号を減算して得られる差動信号を検出信号Ｖｍとして出力する。

【0051】

図３は、減算部２３２の構成の一例を示す図である。図３の例において、減算部２３２は、全差動増幅器２３３と、抵抗Ｒ１～Ｒ７と、キャパシタＣ１～Ｃ３を有する。キャパシタＣ１は、全差動増幅器２３３の反転入力端子と非反転出力端子との間に接続される。キャパシタＣ２は、全差動増幅器２３３の非反転入力端子と反転出力端子との間に接続される。全差動増幅器２３３の反転入力端子には、直列に接続された抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４を介してチャージアンプ２３１の信号Ｖｏが入力される。抵抗Ｒ３の一端に信号Ｖｏが入力され、抵抗Ｒ４の一端に全差動増幅器２３３の反転入力端子が接続される。抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４の接続中点は、抵抗Ｒ１を介して全差動増幅器２３３の非反転出力端子に接続される。全差動増幅器２３３の非反転入力端子には、直列に接続された抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６を介して第１交流電圧Ｖ１が入力される。抵抗Ｒ５の一端に第１交流電圧Ｖ１が入力され、抵抗Ｒ６の一端に全差動増幅器２３３の非反転入力端子が接続される。抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６の接続中点は、抵抗Ｒ２を介して全差動増幅器２３３の反転出力端子に接続される。キャパシタＣ３は、抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４の接続中点と抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６の接続中点との間に接続される。また、抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６の接続中点には、抵抗Ｒ７を介して直流のバイアス電圧Ｖｒ１が入力される。

【0052】

図３に示す減算部２３２では、２つの入力（信号Ｖｏ，第１交流電圧Ｖ１）に対するゲインが異なっている。すなわち、抵抗Ｒ７が接続された経路に入力される第２交流電圧Ｖ２に対するゲインが、信号Ｖｏに対するゲインに比べて小さい。減算部２３２は、第１交流電圧Ｖ１に比べて減衰した交流電圧（基準信号）と信号Ｖｏとの差を増幅し、その増幅結果を差動信号（検出信号Ｖｍ）として出力する。また、減算部２３２はローパスフィルタを構成しており、対象物６からキャパシタＣｒｇを通じて入力される高周波成分を除去する。このローパスフィルタ機能により、後述するＡ／Ｄ変換部２４における折り返し雑音が低減する。

【0053】

図２に戻る。
Ａ／Ｄ変換部２４は、検出信号生成部２３から出力されるアナログの検出信号Ｖｍをデジタルの検出信号Ｄｍに変換する。検出信号Ｖｍが差動信号である場合、Ａ／Ｄ変換部２４には、例えば差動入力方式のΔΣ型Ａ／Ｄ変換部などを用いることができる。

【0054】

算出部２５は、検出信号ＶｍをＡ／Ｄ変換して得られた検出信号Ｖｍに基づいて、静電容量の検出値を算出する。

【0055】

例えば算出部２５は、クロック信号ＣＫに同期し、周波数ｆ１を持ち、第１交流電圧Ｖ１に位相が近似した第１同期信号Ｕ１と、デジタル信号に変換された検出信号Ｄｍとを乗算する。また算出部２５は、クロック信号ＣＫに同期し、周波数ｆ１を持ち、第１同期信号Ｕ１に対して位相が４分の１周期ずれた第２同期信号Ｕ２と、デジタル信号に変換された検出信号Ｄｍとを乗算する。そして、算出部２５は、第１同期信号Ｕ１と検出信号Ｄｍとの乗算結果から高調波成分を除去して得られる第１復調信号Ｉを実部とし、第２同期信号Ｕ２と検出信号Ｄｍとの乗算結果から高調波成分を除去して得られる第２復調信号Ｑを虚部とする検出用複素数Ｄａを取得する。

【0056】

ここで、第１交流電圧Ｖ１に位相が近似した第１同期信号Ｕ１と検出信号Ｄｍとの乗算結果から高調波成分を除去して得られる第１復調信号Ｉ（検出用複素数Ｄａの実部）は、検出信号Ｖｍの振幅に応じた値を持っていることから、検出対象とするキャパシタＣｒｇの静電容量の検出値に相当する。ただし、この検出値（第１復調信号Ｉ）には、キャパシタＣｒｓの静電容量（以下、「シールド容量Ｃｒｓ」と記す場合がある。）が変化することに伴う誤差や、クロック信号ＣＫの位相・周波数の変動（ジッター）に伴う誤差が含まれる。そのため、後述する補正部２６では、これらの誤差を補正する処理が行われる。

【0057】

２つの正弦波の同期信号（Ｕ１、Ｕ２）は位相が４分の１周期ずれた直交関係にあるため、検出信号Ｄｍと２つの同期信号（Ｕ１、Ｕ２）とをそれぞれ乗算して高調波成分を除去した２つの復調信号（Ｉ、Ｑ）は、同期信号（Ｕ１、Ｕ２）に対する検出信号Ｄｍの相対的な位相を表す。すなわち、正弦波の第１同期信号Ｕ１と検出信号Ｄｍとの乗算結果から高調波成分を除去した第１復調信号Ｉを実部とし、正弦波の第２同期信号Ｕ２と検出信号Ｄｍとの乗算結果から高調波成分を除去した第２復調信号Ｑを虚部とする検出用複素数Ｄａの偏角は、第１同期信号Ｕ１に対する検出信号Ｄｍの位相のずれを表す。従って、検出用複素数Ｄａは、検出信号Ｄｍの振幅の情報と、第１同期信号Ｕ１に対する検出信号Ｄｍの位相の情報とを含んでいる。

【0058】

図４は、算出部２５の構成の一例を示す図である。算出部２５は、例えば図１に示すように、第１復調部２５１及び第２復調部２５４を含む。
第１復調部２５１は、第１同期信号生成部２５７において生成される正弦波の第１同期信号Ｕ１と検出信号Ｄｍとを乗算し、この乗算の結果から高調波成分を除去した第１復調信号Ｉを生成する。図４の例において、第１復調部２５１は、検出信号Ｄｍと第１同期信号Ｕ１を乗算する乗算部２５２と、乗算部２５２の乗算結果から高調波成分を除去するローパスフィルタ２５３とを含む。
第２復調部２５４は、第２同期信号生成部２５８において生成される正弦波の第２同期信号Ｕ２と検出信号Ｄｍとを乗算し、この乗算の結果から高調波成分を除去した第２復調信号Ｑを生成する。図４の例において、第２復調部２５４は、検出信号Ｄｍと第２同期信号Ｕ２を乗算する乗算部２５５と、乗算部２５５の乗算結果から高調波成分を除去するローパスフィルタ２５６とを含む。

【0059】

第１同期信号生成部２５７及び第２同期信号生成部７２は、それぞれクロック信号ＣＫに同期した周波数ｆ１の正弦波である第１同期信号Ｕ１及び第２同期信号Ｕ２を生成する。一例において、第１同期信号生成部２５７は周波数ｆ１のＣＯＳ波を第１同期信号Ｕ１として生成し、第２同期信号生成部２５８は第１同期信号Ｕ１に対して位相が４分の１周期遅れたＳＩＮ波を第２同期信号Ｕ２として生成する。

【0060】

図２に戻る。
補正部２６は、シールド電極Ｅａと検出電極Ｅｓとの間に形成されるキャパシタＣｒｓの静電容量（シールド容量Ｃｒｓ）が変化することに伴う算出部２５の検出値の変化を補正する。この補正処理において、補正部２６は、補正モードに繰り返し移行する。補正部２６は、補正モードへ移行した場合、第１交流電圧Ｖ１と第２交流電圧Ｖ２との振幅の差（Ｖ１－Ｖ２：交流電圧振幅差）が変化するように交流電圧出力部２０を制御するとともに、交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）の変化に伴う算出部２５の検出値の変化に応じた補正値を取得する。そして、補正部２６は、補正モードにおいて取得した補正値の変化に応じて算出部２５の検出値を補正し、補正結果の検出値Ｄｓを取得する。

【0061】

ここで、シールド容量Ｃｒｓが変化することに伴う信号Ｖｏの振幅の変化について説明する。チャージアンプ２３１において出力される信号Ｖｏの電圧振幅は、以下の式で表される。

【0062】

【数1】

【0063】

式（１）において、「Ｖｏ」、「Ｖ１」、「Ｖ２」はそれぞれ信号Ｖｏ、第１交流電圧Ｖ１、第２交流電圧Ｖ２の電圧振幅を示し、「Ｃｒｇ」、「Ｃｒｇｌ」、「Ｃｒｓ」、「Ｃａｇ」はそれぞれキャパシタＣｒｇ、Ｃｒｇｌ、Ｃｒｓ、Ｃａｇの静電容量を示す。

【0064】

ここで、第１交流電圧Ｖ１の振幅を一定とし、第２交流電圧Ｖ２の振幅を「ΔＶ」だけ変化させたとする。各キャパシタ（Ｃｒｇ、Ｃｒｇｌ、Ｃｒｓ、Ｃａｇ）の静電容量が変化しないものとすると、信号Ｖｏの振幅の変化ΔＶｏは次の式で表される。

【0065】

【数2】

【0066】

初期状態におけるシールド容量Ｃｒｓを「Ｃｒｓ＿ｒｅｆ」とすると、初期状態において第２交流電圧Ｖ２の振幅を「ΔＶ」だけ変化させた場合の信号Ｖｏの振幅の変化ΔＶｏ＿ｒｅｆは次の式で表される。

【0067】

【数3】

【0068】

初期状態からのシールド容量Ｃｒｓの変化ΔＣｒｓは、式（２）及び式（３）より、次の式で表される。

【0069】

【数4】

【0070】

ただし、式（４）において、シールド容量Ｃｒｓの変化ΔＣｒｓの変化に比べてキャパシタＣｒｇ、Ｃｒｇｌ、Ｃａｇの静電容量の変化は十分に小さく無視できるものと仮定している。

【0071】

他方、シールド容量Ｃｒｓの変化ΔＣｒｓの変化に伴う信号Ｖｏの振幅の変化ΔＶｏ＿ｃｒｓは、次の式で表される。

【0072】

【数5】

【0073】

この式（５）においても、シールド容量Ｃｒｓの変化ΔＣｒｓの変化に比べてキャパシタＣｒｇ、Ｃｒｇｌ、Ｃａｇの静電容量の変化は十分に小さく無視できるものと仮定している。

【0074】

式（４）を式（５）に代入すると、シールド容量Ｃｒｓの変化ΔＣｒｓの変化に伴う信号Ｖｏの振幅の変化ΔＶｏ＿ｃｒｓは、次の式で表される。

【0075】

【数6】

【0076】

式（６）における比例係数αは、次の式で表される。

【0077】

【数7】

【0078】

シールド容量Ｃｒｓが初期状態に比べて「ΔＣｒｓ」だけ変化している場合、このシールド容量Ｃｒｓの変化に起因して、信号Ｖｏの振幅には式（６）の「ΔＶｏ＿ｃｒｓ」に相当する変化（誤差）が含まれている。そのため、この「ΔＶｏ＿ｃｒｓ」を振幅「Ｖｏ」から減算することにより、シールド容量Ｃｒｓの変化ΔＣｒｓに伴う信号Ｖｏの振幅の変化（誤差）が補正される。補正後の信号Ｖｏの振幅は、次の式で表される。

【0079】

【数8】

【0080】

式（１）と式（８－２）とを比較して分かるように、信号Ｖｏの振幅に対して式（８－１）の補正を行うことにより算出される振幅は、初期状態から変化したシールド容量Ｃｒｓを初期状態のシールド容量Ｃｒｓ＿ｒｅｆへ戻した場合に得られる信号Ｖｏの振幅と等価になっている。

【0081】

補正部２６は、式（８－１）の補正を行うために、式（８－１）の「ΔＶｏ＿ｒｅｆ」、「ΔＶｏ」に相当する補正値を各補正モードにおいて取得する。この補正値は、交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）の変化ΔＶに伴う算出部２５の検出値の変化に応じた値である。「ΔＶｏ＿ｒｅｆ」は、初期状態の補正モードにおいて取得される補正値（第１補正値）に対応し、「ΔＶｏ」は、初期状態より後の補正モードにおいて取得される補正値（第２補正値）に対応する。「ΔＶｏ＿ｒｅｆ」、「ΔＶｏ」に対応する２つの補正値を取得すると、補正部２６は、「Ｖｏ」に対応する算出部２５の検出値に対して、式（８－１）に相当する補正を行う。すなわち、式（８－１）において「ΔＶｏ＿ｒｅｆ」に対する「ΔＶｏ」の変化（ΔＶｏ－ΔＶｏ＿ｒｅｆ）に応じて「Ｖｏ」を補正しているように、補正部２６は、補正モードで取得した補正値の変化（第２補正値－第１補正値）に応じて算出部２５の検出値を補正する。これにより、補正部２６は、シールド容量Ｃｒｓの変化に起因する算出部２５の検出値の変化（誤差）を補正する。

【0082】

また補正部２６は、シールド容量Ｃｒｓの変化に起因する検出値の誤差の補正に加えて、クロック信号ＣＫのジッターに起因する検出値の誤差の補正も行う。

【0083】

クロック信号ＣＫのジッターによって第１交流電圧Ｖ１及び第２交流電圧Ｖ２と第１同期信号Ｕ１及び第２同期信号Ｕ２との相対的な位相が変化すると、この位相の変化に応じて、算出部２５が取得する検出用複素数Ｄａの偏角が変化する。検出用複素数Ｄａの偏角の変化すると、その実部（第１復調信号Ｉ）も変化する。そのため、算出部２５が算出する静電容量の検出値に相当する検出用複素数Ｄａの実部（第１復調信号Ｉ）は、クロック信号ＣＫのジッターの影響を受けて誤差を生じる。

【0084】

補正部２６は、クロック信号ＣＫのジッターによる検出値の誤差を補正するため、上述した補正モードにおいて、位相の情報を含んだ複素数を補正値として取得する。すなわち、補正部２６は、補正モードに移行した場合、交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）が変化するように交流電圧出力部２０を制御するとともに、交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）の変化に伴う検出用複素数Ｄａの変化に応じた複素数を補正値として取得する。

【0085】

補正部２６は、初期状態の補正モードにおいて取得した補正値である第１補正値Ｂ１に対して、その第１補正値Ｂ１の偏角θ１がゼロに近づくように位相を補正する第１位相補正を施す。第１位相補正は、位相角を「－θ１」だけ回転させる補正である。
また、補正部２６は、初期状態より後の補正モードにおいて取得した補正値である第２補正値Ｂ２に対して、その第２補正値Ｂ２の偏角θ２がゼロに近づくように位相を補正する第２位相補正を施す。第２位相補正は、位相角を「－θ２」だけ回転させる補正である。
更に、補正部２６は、第２補正値Ｂ２と同じ第２位相補正を検出用複素数Ｄａに対して施す。交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）が変化しても検出用複素数Ｄａの偏角は概ね一定になることから、交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）に変化に伴う検出用複素数Ｄａの変化に応じた第２補正値の偏角θ２は、検出用複素数Ｄａの偏角に近い値を持つ。そのため、第２位相補正を検出用複素数Ｄａに対して施すと、検出用複素数Ｄａの偏角もゼロに近づく。
従って、第１補正値Ｂ１、第２補正値Ｂ２、検出用複素数Ｄａの偏角は、それぞれ位相補正よってゼロに近くなり、クロック信号ＣＫのジッターに起因した検出用複素数Ｄａの偏角の変化が解消される。第１補正値Ｂ１、第２補正値Ｂ２、検出用複素数Ｄａの偏角がゼロに近くなると、これらの虚部はそれぞれゼロに近くなる。第１補正値Ｂ１、第２補正値Ｂ２、検出用複素数Ｄａの実部は、それぞれ式（８－１）の「ΔＶｏ＿ｒｅｆ」、「ΔＶｏ」、「Ｖｏ」に対応した値を持つ。

【0086】

補正部２６は、第１位相補正が施された第１補正値Ｂ１の実部（ΔＶｏ＿ｒｅｆ）と、第２位相補正が施された第２補正値Ｂ２の実部（ΔＶｏ）との差（ΔＶｏ－ΔＶｏ＿ｒｅｆ）に比例した補正対象成分（ΔＶｏ＿ｃｒｓ、式（６））であって、シールド容量Ｃｒｓが変化することに伴う検出用複素数Ｄａの実部の変化に応じた補正対象成分が相殺されるように、第２位相補正が施された検出用複素数Ｄａの実部を補正する（式（８－１））。これにより、補正部２６は、シールド容量Ｃｒｓの変化ΔＣｒｓによる誤差と、クロック信号ＣＫのジッターによる誤差とがそれぞれ補正された検出値Ｄｓを取得する。

【0087】

補正部２６は、初期状態の後、補正モードへ移行する度に第２補正値Ｂ２を取得する。補正モード以外の通常の動作モードにおいて、補正部２６は、第１位相補正が施された第１補正値Ｂ１と、直近の補正モードにおいて取得した第２補正値Ｂ２と、検出用複素数Ｄａとに基づいて、補正された検出値Ｄｓを取得する。

【0088】

次に、上述した構成を有する入力装置の静電容量検出装置２における静電容量検出方法についてフローチャートを参照して説明する。図５は、第１の実施形態に係る静電容量検出方法の一例を説明するためのフローチャートである。

【0089】

例えば電源を立ち上げたときの起動時や初期状態に設定する指示を処理部３から入力した場合に、静電容量検出装置２は初期状態での補正モードに移行する（ＳＴ１００）。

【0090】

図６は、図５に示す静電容量検出方法における初期状態での補正モード（ＳＴ１００）の処理の一例を説明するためのフローチャートである。
まず補正部２６は、第２交流電圧Ｖ２の振幅が通常の値となるように交流電圧出力部２０（第２電圧出力部２２）を制御する（ＳＴ２００）。ここでは、第２交流電圧Ｖ２の通常の振幅を「Ｖ２」とする。第１交流電圧Ｖ１の振幅と第２交流電圧Ｖ２の振幅との差である交流電圧振幅差は「Ｖ１－Ｖ２」となる。以下、「Ｖ１－Ｖ２」の交流電圧振幅差を「第１振幅差」と記す場合がある。この場合、補正部２６は、交流電圧振幅差が第１振幅差「Ｖ１－Ｖ２」となるように交流電圧出力部２０を制御したことになる。

【0091】

算出部２５は、初期状態の補正モードにおいて第２交流電圧Ｖ２が通常の振幅「Ｖ２」であるとき（交流電圧振幅差が第１振幅差「Ｖ１－Ｖ２」であるとき）の検出用複素数Ｄａを、「第１検出用複素数Ｄａ＿ｒｅｆ（Ｖ２）」として取得する（ＳＴ２０５）。第１検出用複素数Ｄａ＿ｒｅｆ（Ｖ２）の実部は「Ｉ＿ｒｅｆ（Ｖ２）」であり、第１検出用複素数Ｄａ＿ｒｅｆ（Ｖ２）の虚部は「Ｑ＿ｒｅｆ（Ｖ２）」である。

【0092】

次に補正部２６は、第２交流電圧Ｖ２の振幅が通常の値より「ΔＶ」だけ高くなるように交流電圧出力部２０（第２電圧出力部２２）を制御する（ＳＴ２１０）。交流電圧振幅差は「Ｖ１－（Ｖ２＋ΔＶ）」となる。以下、「Ｖ１－（Ｖ２＋ΔＶ）」の交流電圧振幅差を「第２振幅差」と記す場合がある。この場合、補正部２６は、交流電圧振幅差が第２振幅差「Ｖ１－（Ｖ２＋ΔＶ）」となるように交流電圧出力部２０を制御したことになる。

【0093】

算出部２５は、初期状態の補正モードにおいて第２交流電圧Ｖ２の振幅が「Ｖ２＋ΔＶ」であるとき（交流電圧振幅差が第２振幅差「Ｖ１－（Ｖ２＋ΔＶ）」であるとき）の検出用複素数Ｄａを、「第２検出用複素数Ｄａ＿ｒｅｆ（Ｖ２＋ΔＶ）」として取得する（ＳＴ２１５）。第２検出用複素数Ｄａ＿ｒｅｆ（Ｖ２＋ΔＶ）の実部は「Ｉ＿ｒｅｆ（Ｖ２＋ΔＶ）」であり、第２検出用複素数Ｄａ＿ｒｅｆ（Ｖ２＋ΔＶ）の虚部は「Ｑ＿ｒｅｆ（Ｖ２＋ΔＶ）」である。

【0094】

補正部２６は、初期状態の補正モードにおいて、交流電圧振幅差の変化ΔＶに伴う検出用複素数Ｄａの変化に応じた第１補正値Ｂ１を取得する（ＳＴ２２０）。補正部２６は、第２検出用複素数Ｄａ＿ｒｅｆ（Ｖ２＋ΔＶ）から第１検出用複素数Ｄａ＿ｒｅｆ（Ｖ２）を減算した複素数を第１補正値Ｂ１として取得する。

【0095】

補正部２６は、第１補正値Ｂ１の偏角θ１がゼロに近づくように位相を補正する第１位相補正に用いられる係数を取得する（ＳＴ２５０）。第１位相補正は、位相角を「－θ１」だけ回転させる回転変換である。第１位相補正が施される前の第１補正値Ｂ１の実部と虚部をそれぞれ「Ｒｅ｛Ｂ１｝」、「Ｉｍ｛Ｂ１｝」とし、第１位相補正が施された後の第１補正値Ｂ１＿Ｒの実部と虚部をそれぞれ「Ｒｅ｛Ｂ１＿Ｒ｝」、「Ｉｍ｛Ｂ１＿Ｒ｝」とした場合、第１位相補正による回転変換は次の式で表される。

【0096】

【数9】

【0097】

式（９）における「Ａ１」は、第１位相補正の回転変換の行列を示す。補正部２６は、この行列Ａ１の要素である「ＣＯＳ（θ１）」「ＳＩＮ（θ１）」を取得する。「ＣＯＳ（θ１）」及び「ＳＩＮ（θ１）」は、それぞれ次の式で表される。

【0098】

【数10】

【0099】

補正部２６は、第１補正値Ｂ１に対して第１位相変換を施した第１補正値Ｂ１＿Ｒを取得する（ＳＴ２５５）。第１補正値Ｂ１＿Ｒの実部Ｒｅ｛Ｂ１＿Ｒ｝は次の式で表される。

【0100】

【数11】

【0101】

図５に戻る。
静電容量検出装置２は、補正モードへ移行するタイミングか否か判定する（ＳＴ１０５）。例えば静電容量検出装置２は、予め定めた周期で補正モードに移行するタイミングであると判定する。また静電容量検出装置２は、補正モードへの移行指示を処理部３から入力した場合に、移行のタイミングであると判定してもよい。ステップＳＴ１０５において移行のタイミングであると判定して補正モードに移行すると（ステップＳＴ１１０）、静電容量検出装置２は、図７に示す処理を実行する。

【0102】

図７は、図５に示す静電容量検出方法における初期状態より後の補正モード（ＳＴ１１０）の処理の一例を説明するためのフローチャートである。
まず補正部２６は、第２交流電圧Ｖ２が通常の振幅「Ｖ２」となるように交流電圧出力部２０（第２電圧出力部２２）を制御する（ＳＴ３００）。すなわち、補正部２６は、交流電圧振幅差が第１振幅差「Ｖ１－Ｖ２」となるように交流電圧出力部２０を制御する。

【0103】

算出部２５は、初期状態より後の補正モードにおいて第２交流電圧Ｖ２が通常の振幅「Ｖ２」であるとき（交流電圧振幅差が第１振幅差「Ｖ１－Ｖ２」であるとき）の検出用複素数Ｄａを、「第１検出用複素数Ｄａ（Ｖ２）」として取得する（ＳＴ３０５）。第１検出用複素数Ｄａ（Ｖ２）の実部は「Ｉ（Ｖ２）」であり、第１検出用複素数Ｄａ（Ｖ２）の虚部は「Ｑ（Ｖ２）」である。

【0104】

次に補正部２６は、第２交流電圧Ｖ２の振幅が通常の値より「ΔＶ」だけ高くなるように交流電圧出力部２０（第２電圧出力部２２）を制御する（ＳＴ３１０）。交流電圧振幅差は「Ｖ１－（Ｖ２＋ΔＶ）」となる。すなわち、補正部２６は、交流電圧振幅差が第２振幅差「Ｖ１－（Ｖ２＋ΔＶ）」となるように交流電圧出力部２０を制御する。

【0105】

算出部２５は、初期状態より後の補正モードにおいて第２交流電圧Ｖ２の振幅が「Ｖ２＋ΔＶ」であるとき（交流電圧振幅差が第２振幅差「Ｖ１－（Ｖ２＋ΔＶ）」であるとき）の検出用複素数Ｄａを、「第２検出用複素数Ｄａ（Ｖ２＋ΔＶ）」として取得する（ＳＴ３１５）。第２検出用複素数Ｄａ（Ｖ２＋ΔＶ）の実部は「Ｉ（Ｖ２＋ΔＶ）」であり、第２検出用複素数Ｄａ（Ｖ２＋ΔＶ）の虚部は「Ｑ（Ｖ２＋ΔＶ）」である。

【0106】

補正部２６は、初期状態より後の補正モードにおいて、交流電圧振幅差の変化ΔＶに伴う検出用複素数Ｄａの変化に応じた第２補正値Ｂ２を取得する（ＳＴ３２０）。補正部２６は、第２検出用複素数Ｄａ（Ｖ２＋ΔＶ）から第１検出用複素数Ｄａ（Ｖ２）を減算した複素数を第２補正値Ｂ２として取得する。

【0107】

補正部２６は、第２補正値Ｂ２の偏角θ２がゼロに近づくように位相を補正する第２位相補正に用いられる係数を取得する（ＳＴ３５０）。第２位相補正は、位相角を「－θ２」だけ回転させる回転変換である。第２位相補正が施される前の第２補正値Ｂ２の実部と虚部をそれぞれ「Ｒｅ｛Ｂ２｝」、「Ｉｍ｛Ｂ２｝」とし、第２位相補正が施された後の第２補正値Ｂ２＿Ｒの実部と虚部をそれぞれ「Ｒｅ｛Ｂ２＿Ｒ｝」、「Ｉｍ｛Ｂ２＿Ｒ｝」とした場合、第２位相補正による回転変換は次の式で表される。

【0108】

【数12】

【0109】

式（１２）における「Ａ２」は、第２位相補正の回転変換の行列を示す。補正部２６は、この行列Ａ２の要素である「ＣＯＳ（θ２）」「ＳＩＮ（θ２）」を取得する。「ＣＯＳ（θ２）」及び「ＳＩＮ（θ２）」は、それぞれ次の式で表される。

【0110】

【数13】

【0111】

補正部２６は、第２補正値Ｂ２に対して第２位相変換を施した第２補正値Ｂ２＿Ｒを取得する（ＳＴ３５５）。第２補正値Ｂ２＿Ｒの実部Ｒｅ｛Ｂ２＿Ｒ｝は次の式で表される。

【0112】

【数14】

【0113】

図５に戻る。
静電容量検出装置２は、静電容量の検出を行うタイミングか否か判定する（ＳＴ１１５）。例えば静電容量検出装置２は、予め定めた周期で静電容量の検出を行うタイミングであると判定する。ステップＳＴ１０５において判定する補正モードへの移行のタイミングは、このステップＳＴ１１５において判定する静電容量の検出のタイミングに比べて周期が長くなるように設定される。これにより、補正モード（ＳＴ１１０）へ移行する頻度が静電容量の検出を行う頻度より少なくなるため、処理の負荷が軽減され易くなる。

【0114】

ステップＳＴ１１５において静電容量の検出を行うタイミングであると判定すると、算出部２５は、第２交流電圧Ｖ２を通常の振幅「Ｖ２」に設定し（交流電圧振幅差を第１振幅差「Ｖ１－Ｖ２」に設定し）、この状態で生成される検出信号Ｄｍに基づいて、検出用複素数Ｄａ（Ｖ２）を取得する（ＳＴ１２０）。補正部２６は、この取得した検出用複素数Ｄａ（Ｖ２）と、第１位相補正が施された第１補正値Ｂ１＿Ｒ（ＳＴ２５５、図６）と、直近の補正モードにおいて取得した第２補正値Ｂ２＿Ｒ（ＳＴ３５５、図７）とに基づいて、補正された検出値Ｄｓを取得する（ＳＴ１２５）。

【0115】

図８は、図５に示す静電容量検出方法において補正された検出値を取得する処理（ＳＴ１２５）の一例を説明するためのフローチャートである。
補正部２６は、直近の補正モードの第２補正値Ｂ２により取得された第２位相補正用の係数「ＣＯＳ（θ２）」「ＳＩＮ（θ２）」（ＳＴ３５０、図７）に基づいて、検出用複素数Ｄａ（Ｖ２）に対して第２位相補正を施す（ＳＴ４００）。第２位相補正が施された検出用複素数Ｄａ＿Ｒ（Ｖ２）の実部は、次の式で表される。

【0116】

【数15】

【0117】

補正部２６は、第１位相補正が施された第１補正値Ｂ１＿Ｒの実部「Ｒｅ｛Ｂ１＿Ｒ｝」と第２位相補正が施された第２補正値Ｂ２Ｒの実部「Ｒｅ｛Ｂ２＿Ｒ｝」との差に比例係数βを乗算し、当該乗算の結果と、第２位相補正が施された検出用複素数Ｄａ＿Ｒ（Ｖ２）の実部「Ｒｅ｛Ｄａ＿Ｒ（Ｖ２）｝」との和に基づいて、補正された検出値Ｄｓを取得する。補正された検出値Ｄｓは、次の式で表される。

【0118】

【数16】

【0119】

静電容量検出装置２は、上述したステップＳＴ１０５～ＳＴ１２５の処理を、処理部３から終了の指示を受けるまで反復する（ＳＴ１３５）。また静電容量検出装置２は、初期状態へ戻るように処理部３から指示を受けた場合、ステップＳＴ１００に戻って、ステップＳＴ１００以降の処理を繰り返す。

【0120】

以上説明したように、本実施形態によれば、補正モードへの移行が繰り返し行われ、補正モードに移行した場合に、第１交流電圧Ｖ１と第２交流電圧Ｖ２との振幅の差（交流電圧振幅差）が変化するように交流電圧出力部２０が制御されるとともに、交流電圧振幅差の変化に伴う算出部２５の検出値の変化に応じた補正値（Ｂ１、Ｂ２）が取得される。交流電圧振幅差の変化に伴う算出部２５の検出値の変化は、シールド容量Ｃｒｓに応じた値を持つため（式（２）、式（３））、補正モードにおいて取得される補正値（Ｂ１、Ｂ２）は、シールド容量Ｃｒｓに応じた値を持つ。この補正値の変化（Ｂ２－Ｂ１）に応じて検出値が補正されることにより、シールド容量Ｃｒｓの変化に応じて算出部２５の検出値が補正されることになる。従って、シールド容量Ｃｒｓが変化することに伴う算出部２５の検出値の変化を補正することが可能となり、静電容量の検出誤差を低減できる。

【0121】

また、本実施形態によれば、初期状態の補正モードで取得される第１補正値Ｂ１、初期状態より後の補正モードで取得される第２補正値Ｂ２及び検出用複素数Ｄａ（Ｖ２）の偏角がそれぞれ位相の補正によってゼロ付近に揃えられるため、これらの複素数の実部（式（１１）、式（１４）、式（１５））は、クロック信号ＣＫのジッターによる影響が概ね除去された値となる。そして補正部２６では、クロック信号ＣＫのジッターによる影響が除去された第１補正値Ｂ１＿Ｒ、第２補正値Ｂ２＿Ｒ及び検出用複素数Ｄａ＿Ｒ（Ｖ２）の実部に基づいて、シールド容量Ｃｒｓの変化に対する補正が行われた検出値Ｄｓが取得される。すなわち、第１位相補正が施された第１補正値Ｂ１＿Ｒの実部と、第２位相補正が施された第２補正値Ｂ２＿Ｒの実部との差に比例した補正対象成分が、シールド容量Ｃｒｓの変化に伴う検出値の変化（式（６））に応じた値を持つことから、第２位相補正が施された検出用複素数Ｄａ＿Ｒ（Ｖ２）の実部に対して、この補正対象成分が相殺されるように補正が行われる（式（１６））。このようにして取得された検出値Ｄｓは、初期状態からのシールド容量Ｃｒｓの変化に伴う誤差と、クロック信号ＣＫのジッターに伴う誤差とがそれぞれ補正されたものとなるため、静電容量の検出誤差を更に低減できる。

【0122】

次に、本実施形態に係る静電容量検出方法の幾つかの変形例について説明する。

【0123】

［変形例１］
図９は、図５に示す静電容量検出出方法における初期状態より後の補正モードの処理（ＳＴ１１０）の一変形例を説明するためのフローチャートである。

【0124】

この変形例１では、第２補正値Ｂ２対する第２位相補正（式（１４））と、検出用複素数Ｄａ（Ｖ２）に対する第２位相補正（式（１５））とが、第２補正値Ｂ２及び検出用複素数Ｄａ（Ｖ２）に基づく中間補正値Ｍ（式（１７））に対する第２位相補正へ等価的に置き換えられる。そのため、図７に示すフローチャートにおける第２補正値Ｂの第２位相補正の処理（ＳＴ３５５）は、図９に示すフローチャートにおいて省略される。図９に示すフローチャートにおけるその他の処理は、図７に示すフローチャートと同じである。

【0125】

図１０は、補正された検出値を取得する処理（ＳＴ１２５、図５）の一変形例を説明するためのフローチャートである。
補正部２６は、補正された検出値Ｄｓを取得する処理（ＳＴ１２５、図５）において、まず中間補正値Ｍを算出する（ＳＴ４５０）。中間補正値Ｍは、次の式で表される。

【0126】

【数17】

【0127】

式（１７）において、検出用複素数Ｄａ（Ｖ２）はステップＳＴ１２０（図５）で取得されたものであり、第２補正値Ｂ２はステップＳＴ３２０（図９）で取得されたものである。

【0128】

補正部２６は、算出した中間補正値Ｍに対して、ステップＳＴ３５０（図９）で取得された係数「ＣＯＳ（θ２）」「ＳＩＮ（θ２）」に基づく第２位相補正を施す（ＳＴ４５５）。すなわち、補正部２６は、第２補正値Ｂ２に比例係数βを乗じて得た複素数と検出用複素数Ｄａ（Ｖ２）との和に対して、当該第２補正値の偏角θ２に相当する位相角を回転させる第２位相補正を施す。第２位相補正が施された中間補正値Ｍ＿Ｒの実部は、次の式で表される。

【0129】

【数18】

【0130】

補正部２６は、第１位相補正が施された第１補正値Ｂ１＿Ｒの実部（ＳＴ２５５、図６）に比例係数βを乗じて得た値を、第２位相補正が施された中間補正値Ｍ＿Ｒの実部（ＳＴ４５５）から減算した結果に基づいて、補正された検出値Ｄｓを取得する（ＳＴ４６０）。この計算により得られる検出値Ｄｓは、次の式で表される。

【0131】

【数19】

【0132】

式（１９）から分かるように、中間補正値Ｍを用いて計算される検出値Ｄｓは、式（１６）により計算される検出値Ｄｓと等価である。

【0133】

［変形例２］
この変形例２では、交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）の変化に伴う検出用複素数Ｄａの変化に応じた複素数の補正値（第１補正値Ｂ１、第２補正値Ｂ２）を取得する際に、交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）が変調信号によって変調される。

【0134】

図１１は、図５に示す静電容量検出方法における初期状態での補正モードの処理（ＳＴ１００、図５）の一変形例を説明するためのフローチャートである。
補正部２６は、補正モードへ移行した場合、周波数ｆ２（ｆ２＜ｆ１）を持つ一定の振幅の変調信号により交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）が変調されるように交流電圧出力部２０を制御する。例えば、補正部２６は、周波数ｆ２の変調信号により振幅が変調された周波数ｆ１の正弦波信号を正弦波信号生成部２１１（図２）において生成させることにより、周波数ｆ２の変調信号で変調された第１交流電圧Ｖ１を第１電圧出力部２１から出力させる。第２電圧出力部２２から出力される第２交流電圧Ｖ２は、第１交流電圧Ｖ１の振幅を減衰させたものであるため、第２交流電圧Ｖ２の変調度は第１交流電圧Ｖ１と同じになる。従って、交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）は、周波数ｆ２の変調信号により変調された周波数ｆ１の交流電圧となる。

【0135】

交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）が上記のように変調された場合、算出部２５から出力される検出用複素数Ｄａの実部（第１復調信号Ｉ）と虚部（第２復調信号Ｑ）には、それぞれ変調信号に起因する周波数ｆ２の交流成分が含まれる。補正部２６は、検出用複素数Ｄａの実部に含まれる周波数ｆ２の交流成分の振幅を検出し、検出した振幅を第１補正値Ｂ１の実部「Ｒｅ｛Ｂ１｝」として取得する（ＳＴ２３５）。また補正部２６は、検出用複素数Ｄａの虚部に含まれる周波数ｆ２の交流成分の振幅を検出し、検出した振幅を第１補正値Ｂ１の虚部「Ｉｍ｛Ｂ１｝」として取得する（ＳＴ２４０）。交流成分の振幅は、例えば、交流成分の上下のピーク値を検出してその差を平均化する処理などにより検出することができる。第１補正値Ｂ１の実部と虚部をそれぞれ取得すると、補正部２６は、図６のフローチャートのステップＳＴ２５０及びＳＴ２５５と同様の処理により、第１位相補正が施された第１補正値Ｂ１＿Ｒの実部を取得する。

【0136】

図１２は、図５に示す静電容量検出方法における初期状態より後の補正モードの処理（ＳＴ１１０、図５）の一変形例を説明するためのフローチャートである。
この場合も、補正部２６は、周波数ｆ２の一定振幅の変調信号によって交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）を変調させる（ＳＴ３３０）。交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）を変調させた状態で、補正部２６は、検出用複素数Ｄａの実部に含まれる周波数ｆ２の交流成分の振幅を検出し、検出した振幅を第２補正値Ｂ２の実部「Ｒｅ｛Ｂ２｝」として取得する（ＳＴ３３５）。また補正部２６は、検出用複素数Ｄａの虚部に含まれる周波数ｆ２の交流成分の振幅を検出し、検出した振幅を第２補正値Ｂ２の虚部「Ｉｍ｛Ｂ２｝」として取得する（ＳＴ３４０）。そして、補正部２６は、図７のフローチャートのステップＳＴ３５０及びＳＴ３５５と同様の処理により、第２位相補正用の係数「ＣＯＳ（θ２）」「ＳＩＮ（θ２）」を取得するとともに、第２位相補正が施された第２補正値Ｂ２＿Ｒの実部を取得する。

【0137】

この変形例２の静電容量検出方法においても、交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）の変化に伴う検出用複素数Ｄａの変化に応じた複素数の補正値（第１補正値Ｂ１、第２補正値Ｂ２）を取得できるため、上述した実施形態と同様に、補正された検出値Ｄｓを取得することが可能である。

【0138】

＜第２の実施形態＞
次に、第２の実施形態に係る静電容量検出装置とその静電容量検出方法について説明する。上述した第１の実施形態では、シールド容量Ｃｒｓの変化に起因する誤差の補正と、クロック信号ＣＫのジッターに起因する検出値の誤差の補正がそれぞれ行われていたが、第２の実施形態では、シールド容量Ｃｒｓの変化に起因する検出値の誤差の補正のみが行われる。この第２の実施形態では、位相補正に関わる処理が行われないため、検出用複素数Ｄａの実部（第１復調信号Ｉ）のみが処理に使用される。従って、第２の実施形態に係る静電容量検出装置２の算出部２５は、第２復調信号Ｑの生成に関わる部分（第２復調部２５４、第２同期信号生成部２５８）を含まなくてもよい。第２の実施形態に係る静電容量検出装置２の他の構成は、図１～図４に示す静電容量検出装置２の構成と概ね同じでよい。

【0139】

図１３は、第２の実施形態に係る静電容量検出方法の一例を説明するためのフローチャートである。

【0140】

例えば電源を立ち上げたときの起動時や初期状態に設定する指示を処理部３から入力した場合に、静電容量検出装置２は初期状態での補正モードに移行する（ＳＴ５００）。

【0141】

図１４は、図１３に示す静電容量検出方法における初期状態での補正モードの処理（ＳＴ５００）の一例を説明するためのフローチャートである。
まず補正部２６は、第２交流電圧Ｖ２が通常の振幅「Ｖ２」を持つように交流電圧出力部２０（第２電圧出力部２２）を制御する（ＳＴ６００）。すなわち、補正部２６は、交流電圧振幅差が第１振幅差「Ｖ１－Ｖ２」となるように交流電圧出力部２０を制御する。

【0142】

算出部２５は、初期状態の補正モードにおいて第２交流電圧Ｖ２が通常の振幅「Ｖ２」であるとき（交流電圧振幅差が第１振幅差「Ｖ１－Ｖ２」であるとき）の検出値（第１復調信号Ｉ）を、「第１検出値Ｄａ＿ｒｅｆ（Ｖ２）」として取得する（ＳＴ６０５）。

【0143】

次に補正部２６は、第２交流電圧Ｖ２の振幅が通常の値より「ΔＶ」だけ高くなるように交流電圧出力部２０（第２電圧出力部２２）を制御する（ＳＴ６１０）。すなわち、補正部２６は、交流電圧振幅差が第２振幅差「Ｖ１－（Ｖ２＋ΔＶ）」となるように交流電圧出力部２０を制御する。

【0144】

算出部２５は、初期状態の補正モードにおいて第２交流電圧Ｖ２の振幅が「Ｖ２＋ΔＶ」であるとき（交流電圧振幅差が第２振幅差「Ｖ１－（Ｖ２＋ΔＶ）」であるとき）の検出値（第１復調信号Ｉ）を、「第２検出値Ｄａ＿ｒｅｆ（Ｖ２＋ΔＶ）」として取得する（ＳＴ２１５）。

【0145】

補正部２６は、初期状態の補正モードにおいて、交流電圧振幅差の変化ΔＶに伴う検出用値（第１復調信号Ｉ）の変化に応じた第１補正値Ｂ１を取得する（ＳＴ６２０）。補正部２６は、第２検出値Ｄａ＿ｒｅｆ（Ｖ２＋ΔＶ）から第１検出値Ｄａ＿ｒｅｆ（Ｖ２）を減算して得られる値を第１補正値Ｂ１として取得する。

【0146】

図１３に戻る。
静電容量検出装置２は、補正モードへ移行するタイミングか否か判定する（ＳＴ５０５）。例えば静電容量検出装置２は、予め定めた周期で補正モードに移行するタイミングであると判定する。また静電容量検出装置２は、補正モードへの移行指示を処理部３から入力した場合に、移行のタイミングであると判定してもよい。ステップＳＴ５０５において移行のタイミングであると判定して補正モードに移行すると（ステップＳＴ５１０）、静電容量検出装置２は、図１５に示す処理を実行する。

【0147】

図１５は、図１３に示す静電容量検出方法における初期状態より後の補正モードの処理（ＳＴ５１０）の一例を説明するためのフローチャートである。
まず補正部２６は、第２交流電圧Ｖ２が通常の振幅「Ｖ２」となるように交流電圧出力部２０（第２電圧出力部２２）を制御する（ＳＴ７００）。すなわち、補正部２６は、交流電圧振幅差が第１振幅差「Ｖ１－Ｖ２」となるように交流電圧出力部２０を制御する。

【0148】

算出部２５は、初期状態より後の補正モードにおいて第２交流電圧Ｖ２が通常の振幅「Ｖ２」であるとき（交流電圧振幅差が第１振幅差「Ｖ１－Ｖ２」であるとき）の検出値（第１復調信号Ｉ）を、「第１検出値Ｄａ（Ｖ２）」として取得する（ＳＴ７０５）。

【0149】

次に補正部２６は、第２交流電圧Ｖ２の振幅が通常の値より「ΔＶ」だけ高くなるように交流電圧出力部２０（第２電圧出力部２２）を制御する（ＳＴ７１０）。交流電圧振幅差は「Ｖ１－（Ｖ２＋ΔＶ）」となる。すなわち、補正部２６は、交流電圧振幅差が第２振幅差「Ｖ１－（Ｖ２＋ΔＶ）」となるように交流電圧出力部２０を制御する。

【0150】

算出部２５は、初期状態より後の補正モードにおいて第２交流電圧Ｖ２の振幅が「Ｖ２＋ΔＶ」であるとき（交流電圧振幅差が第２振幅差「Ｖ１－（Ｖ２＋ΔＶ）」であるとき）の検出値（第１復調信号Ｉ）を、「第２検出値Ｄａ（Ｖ２＋ΔＶ）」として取得する（ＳＴ７１５）。

【0151】

補正部２６は、初期状態より後の補正モードにおいて、交流電圧振幅差の変化ΔＶに伴う検出値（第１復調信号Ｉ）の変化に応じた第２補正値Ｂ２を取得する（ＳＴ７２０）。補正部２６は、第２検出値Ｄａ（Ｖ２＋ΔＶ）から第１検出値Ｄａ（Ｖ２）を減算して得られる値を第２補正値Ｂ２として取得する。

【0152】

補正部２６は、初期状態の補正モードにおいて取得した第１補正値Ｂ１（ＳＴ６２０、図１４）と、初期状態より後の補正モードにおいて取得した第２補正値Ｂ２（ＳＴ７２０）との差に比例した補正対象成分Ｐ＝－β・（Ｂ２－Ｂ１）を算出する（ＳＴ７５０）。補正対象成分Ｐは、式（６）の「ΔＶｏ＿ｃｒｓ」に対応するものであり、シールド容量Ｃｒｓが変化することに伴う検出値（第１復調信号Ｉ）の変化に応じた値を持つ。

【0153】

図１３に戻る。
静電容量検出装置２は、静電容量の検出を行うタイミングか否か判定する（ＳＴ５１５）。例えば静電容量検出装置２は、予め定めた周期で静電容量の検出を行うタイミングであると判定する。ステップＳＴ５０５において判定する補正モードへの移行のタイミングは、このステップＳＴ５１５において判定する静電容量の検出のタイミングに比べて周期が長くなるように設定される。これにより、補正モード（ＳＴ５１０）へ移行する頻度が静電容量の検出を行う頻度より少なくなるため、処理の負荷が軽減され易くなる。

【0154】

ステップＳＴ５１５において静電容量の検出を行うタイミングであると判定すると、算出部２５は、第２交流電圧Ｖ２を通常の振幅「Ｖ２」に設定し（交流電圧振幅差を第１振幅差「Ｖ１－Ｖ２」に設定し）、この状態で生成される検出信号Ｄｍに基づいて、検出値Ｄａ（Ｖ２）を取得する（ＳＴ５２０）。補正部２６は、この取得した検出値Ｄａ（Ｖ２）を、ステップＳＴ７５０（図１５）で算出した補正対象成分Ｐに基づいて補正する。すなわち、補正部２６は、シールド容量Ｃｒｓが変化することに伴う検出値（第１復調信号Ｉ）の変化に応じた補正対象成分Ｐが相殺されるように、検出値Ｄａ（Ｖ２）から補正対象成分Ｐを減算し（Ｄａ（Ｖ２）－Ｐ）、その減算結果を補正後の検出値Ｄｓとして取得する（ＳＴ５２５）。

【0155】

静電容量検出装置２は、上述したステップＳＴ５０５～ＳＴ５２５の処理を、処理部３から終了の指示を受けるまで反復する（ＳＴ５３５）。また静電容量検出装置２は、初期状態へ戻るように処理部３から指示を受けた場合、ステップＳＴ５００に戻って、ステップＳＴ５００以降の処理を繰り返す。

【0156】

以上説明したように、本実施形態においても、既に説明した第１の実施形態と同様に、シールド容量Ｃｒｓの変化に起因する検出値の誤差を効果的に低減できる。

【0157】

なお、第２の実施形態においても、上述した第１の実施形態の変形例２と同様に、補正モードにおいて交流電圧振幅差を変調させた状態で補正値（第１補正値Ｂ１、第２補正値Ｂ２）を取得することが可能である。

【0158】

図１６Ａは、図１３に示す静電容量検出方法における初期状態での補正モードの処理（ＳＴ５００）の一変形例を説明するためのフローチャートである。
補正部２６は、初期状態において補正モードへ移行した場合、周波数ｆ２（ｆ２＜ｆ１）を持つ一定の振幅の変調信号により交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）が変調されるように交流電圧出力部２０を制御するとともに（ＳＴ６３０）、検出値（第１復調信号Ｉ）に含まれる周波数ｆ２の交流成分の振幅を検出し、検出した振幅を第１補正値Ｂ１として取得する（ＳＴ６３５）。

【0159】

図１６Ｂは、図１３に示す静電容量検出方法における初期状態より後の補正モードの処理（ＳＴ５１０）の一変形例を説明するためのフローチャートである。
補正部２６は、初期状態より後の補正モードへ移行した場合、周波数ｆ２（ｆ２＜ｆ１）を持つ一定の振幅の変調信号により交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）が変調されるように交流電圧出力部２０を制御するとともに（ＳＴ７３０）、検出値（第１復調信号Ｉ）に含まれる周波数ｆ２の交流成分の振幅を検出し、検出した振幅を第２補正値Ｂ２として取得する（ＳＴ７３５）。そして、補正部２６は、図１５のフローチャートのステップＳＴ７５０と同様に、補正対象成分Ｐ＝－β・（Ｂ２－Ｂ１）を算出する。

【0160】

この変形例の静電容量検出方法においても、交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）の変化に伴う検出値（第１復調信号Ｉ）の変化に応じた補正値（第１補正値Ｂ１、第２補正値Ｂ２）を取得できるため、上述した実施形態と同様に、補正された検出値Ｄｓを取得することが可能である。

【0161】

なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々のバリエーションを含んでいる。

【0162】

上述した実施形態では、交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）を変化させるために、第１交流電圧Ｖ１の振幅を一定に保ったまま第２交流電圧Ｖ２の振幅を変化させる例を挙げたが、本実施形態の他の例では、第２交流電圧Ｖ２の振幅を一定に保ったまま第１交流電圧Ｖ１の振幅を変化させることにより交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）を変化させてもよい。また、本実施形態の更に他の実施形態では、第１交流電圧Ｖ１の振幅と第２交流電圧Ｖ２の振幅とをそれぞれ変化させることによって交流電圧振幅差（Ｖ１－Ｖ２）を変化させてもよい。いずれの場合においても、温度等によるシールド容量Ｃｒｓの変化に比べてキャパシタＣｒｇ、Ｃｒｇｌ、Ｃａｇの静電容量の変化が十分に小さく無視できるものと仮定することで式（４）及び式（５）が成立するため、シールド容量Ｃｒｓの変化に起因する検出値の誤差を補正することが可能である。

【0163】

本実施形態に係る入力装置は、指等の操作による情報を入力するユーザーインターフェース装置に限定されない。すなわち、本発明の入力装置は、人体に限定されない種々の物体の近接に応じて変化する検出電極の静電容量に応じた情報を入力する装置に広く適用可能である。

【符号の説明】

【0164】

１…センサ部、２…静電容量検出装置、３…処理部、４…記憶部、５…インターフェース部、６…対象物、２０…交流電圧出力部、２１…第１電圧出力部、２１１…正弦波信号生成部、２１２…Ｄ／Ａ変換部、２１３…ローパスフィルタ、２１４…増幅器、２２…第２電圧出力部、２３…検出信号生成部、２３１…チャージアンプ、２３２…減算部、２３３…全差動増幅器、２４…Ａ／Ｄ変換部、２５…算出部、２５１…第１復調部、２５２…乗算部、２５３…ローパスフィルタ、２５４…第２復調部、２５５…乗算部、２５６…ローパスフィルタ、２５７…第１同期信号生成部、２５８…第２同期信号生成部、２６…補正部、Ｒａｇ…帰還抵抗、Ｒｓ…抵抗、Ｃａｇ…帰還キャパシタ、Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｒｇ，Ｃｒｇｌ，Ｃｒｓ，Ｃｓｇ…キャパシタ、ＯＰ１…演算増幅器、Ｅｓ…検出電極、Ｅａ…シールド電極、Ｎ１，Ｎ２…ノード

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】