(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B1)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-11-08
(45)【発行日】2024-11-18
(54)【発明の名称】無線受信装置およびフレーム同期タイミング生成方法
(51)【国際特許分類】
H04L 7/04 20060101AFI20241111BHJP
H04L 27/227 20060101ALI20241111BHJP
H04L 27/38 20060101ALI20241111BHJP
【ＦＩ】
H04L7/04 200
H04L27/227 100
H04L27/38
【請求項の数】
9
(21)【出願番号】P 2023101442
(22)【出願日】2023-06-21
【審査請求日】2023-06-28
(73)【特許権者】
【識別番号】000004330
【氏名又は名称】日本無線株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100126561
【弁理士】
【氏名又は名称】原嶋 成時郎
(72)【発明者】
【氏名】加藤 賢晃
【審査官】阿部 弘
(56)【参考文献】
【文献】特開平０８－００８８６９（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１１－０５５４４３（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開平０７－１６２３９９（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開平０９－２８９４９９（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００１－１５６７６２（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開平１０－０５１４３７（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開平１０－１６３９４９（ＪＰ，Ａ）
【文献】米国特許第０６４００７３４（ＵＳ，Ｂ１）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０４Ｌ ７／０４
Ｈ０４Ｌ ２７／２２７
Ｈ０４Ｌ ２７／３８
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
データ信号の先頭にプリアンブル信号と既知信号とが付加されてバースト送信されたデータフレームを受信し、受信信号を出力する受信手段と、前記受信信号から前記プリアンブル信号を検出することにより、前記データフレームの到来を検出するバースト検出手段と、
前記既知信号を用いて前記受信信号から前記データフレームと同期するためのフレーム同期タイミングを生成するフレーム同期手段と、を備え、
前記フレーム同期手段は、
前記受信信号に所定シンボル数の遅延調整量の遅延調整を行なって出力する遅延調整手段と、
前記バースト検出手段が前記受信信号から前記プリアンブル信号を検出したタイミングを基準として、前記データフレームのフレームフォーマットに基づいて、遅延調整が行なわれていない前記受信信号に対する前記フレーム同期タイミングの探索区間を設定する探索区間設定手段と、
前記受信信号と、予め記憶された前記既知信号との相関値を算出する相関値算出手段と、
前記探索区間内の前記相関値の最大値を探索する最大値探索手段と、
前記探索区間が終了するタイミングと、前記相関値が最大となったタイミングと、前記遅延調整量とに基づいて、前記フレーム同期タイミングを算出する同期タイミング算出手段と、
を備える、
ことを特徴とする無線受信装置。
【請求項2】
前記探索区間設定手段は、前記バースト検出手段が前記受信信号から前記プリアンブル信号を検出したときに出力するバースト検出パルスを基準として、前記プリアンブル信号のシンボル数と、前記既知信号のシンボル数とを加算した区間を前記探索区間として設定する、ことを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項3】
前記同期タイミング算出手段は、前記遅延調整量と、前記相関値が最大となってから前記探索区間が終了するまでのシンボル数との差分シンボル数を求め、前記探索区間が終了するタイミングから前記差分シンボル数後のタイミングを前記フレーム同期タイミングとする、ことを特徴とする請求項１または２に記載の無線受信装置。
【請求項4】
前記プリアンブル信号が交番信号である、ことを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項5】
前記受信信号に直交検波処理を施して位相が相互に直交する同相成分のベースバンド信号と直交成分のベースバンド信号とを生成する直交検波部を備え、
前記交番信号は、前記直交検波処理を経て、前記交番信号の中心周波数に対して正方向のスペクトラムと負方向のスペクトラムとを有し、
前記バースト検出手段は、
前記交番信号の前記正方向のスペクトラムと前記負方向のスペクトラムのうちの一方のスペクトラム（以下、「交番信号の一方のスペクトラム」という）の周波数が前記交番信号の中心周波数と一致するように前記受信信号の周波数をシフトして周波数シフト信号を生成する周波数シフト手段と、
前記周波数シフト信号から前記交番信号の一方のスペクトラムを抽出する第１の信号抽出手段と、
前記周波数シフト信号から抽出した前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力を算出してその平均値を求める電力算出手段と、
前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力の平均値と、電力閾値とを比較し、前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力の平均値が前記電力閾値よりも大きい場合に、前記交番信号を検出したと判定する判定手段と、
を備えることを特徴とする請求項４に記載の無線受信装置。
【請求項6】
前記受信信号に直交検波処理を施して位相が相互に直交する同相成分のベースバンド信号と直交成分のベースバンド信号とを生成する直交検波部を備え、
前記交番信号は、前記直交検波処理を経て、前記交番信号の中心周波数に対して正方向のスペクトラムと負方向のスペクトラムとを有し、
前記バースト検出手段は、
前記交番信号の前記正方向のスペクトラムと前記負方向のスペクトラムのうちの一方のスペクトラム（以下、「交番信号の一方のスペクトラム」という）の周波数が前記交番信号の中心周波数に対して正方向の第１周波数となるように前記受信信号の周波数をシフトして第１の周波数シフト信号を生成する第１の周波数シフト手段と、
前記第１の周波数シフト信号から前記交番信号の一方のスペクトラムを抽出する第１の信号抽出手段と、
前記第１の周波数シフト信号から抽出した前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力である第１の信号電力を算出してその平均値を求める第１の電力算出手段と、
前記交番信号の一方のスペクトラムの周波数が前記交番信号の中心周波数に対して負方向の第１周波数となるように前記受信信号の周波数をシフトして第２の周波数シフト信号を生成する第２の周波数シフト手段と、
前記第１の信号抽出手段と同じ信号抽出特性を有し、前記第２の周波数シフト信号から前記交番信号の一方のスペクトラムを抽出する第２の信号抽出手段と、
前記第２の周波数シフト信号から抽出した前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力である第２の信号電力を算出してその平均値を求める第２の電力算出手段と、
前記第１の信号電力の平均値と、前記第２の信号電力の平均値とを比較し、いずれか大きいほうを出力する電力比較手段と、
前記電力比較手段から出力された信号電力の平均値と、電力閾値とを比較し、前記信号
電力の平均値が前記電力閾値よりも大きい場合に、前記交番信号を検出したと判定する判定手段と、
を備えることを特徴とする請求項４に記載の無線受信装置。
【請求項7】
前記バースト検出手段は、前記受信信号の振幅を正規化する正規化手段を備える、ことを特徴とする請求項５または６に記載の無線受信装置。
【請求項8】
前記バースト検出手段は、前記交番信号の一方のスペクトラムの周波数が前記第１の信号抽出手段の信号抽出特性の範囲内に入らないように前記受信信号の周波数をシフトして第３の周波数シフト信号を生成する第３の周波数シフト手段と、
前記第１の信号抽出手段と同じ信号抽出特性を有し、前記第３の周波数シフト信号から雑音信号を抽出する第３の信号抽出手段と、
前記雑音信号の信号電力を算出してその平均値を求める第３の電力算出手段と、
前記雑音信号の信号電力の平均値に基づいて前記電力閾値を算出する電力閾値算出手段と、
を備えることを特徴とする請求項７に記載の無線受信装置。
【請求項9】
データ信号の先頭にプリアンブル信号と既知信号とが付加されてバースト送信されたデータフレームを受信し、受信信号を出力するステップと、前記受信信号から前記プリアンブル信号を検出することにより、前記データフレームの到来を検出するステップと、
前記既知信号を用いて前記受信信号から前記データフレームと同期するためのフレーム同期タイミングを生成するステップと、を備え、
前記フレーム同期タイミングを生成するステップは、
前記受信信号に所定シンボル数の遅延調整量の遅延調整を行なって出力し、
前記バースト検出手段が前記受信信号から前記プリアンブル信号を検出したタイミングを基準として、前記データフレームのフレームフォーマットに基づいて、遅延調整が行なわれていない前記受信信号に対する前記フレーム同期タイミングの探索区間を設定し、
前記受信信号と、予め記憶された前記既知信号との相関値を算出し、
前記探索区間内の前記相関値の最大値を探索し、
前記探索区間が終了するタイミングと、前記相関値が最大となったタイミングと、前記遅延調整量とに基づいて、前記フレーム同期タイミングを算出する、
ことを特徴とするフレーム同期タイミング生成方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、バースト送信されたデータフレームを検出してフレーム同期タイミングを生成する無線受信装置およびフレーム同期タイミング生成方法に関する。
【背景技術】
【0002】
ＴＤＭ（Time Division Multiplexing）通信などで用いられるバースト通信では、不連続な信号が不定期に送信（以下、バースト送信ともいう）されるため、無線受信装置は信号をいつ受信するか分からない。そのため、バースト通信を行なう無線受信装置では、バースト送信された信号を受信し、その受信信号からプリアンブル信号を検出することにより、受信信号に含まれるデータフレームの到来を検出するバースト検出を行なっている。
【0003】
一方、無線受信装置では、受信したデータフレームに対してフレーム同期処理を行なっている。フレーム同期とは、受信信号からデータフレームのフレームフォーマットを構成する各区間の信号を抽出するために、既知信号を用いて任意の区間のタイミング（フレーム同期タイミング）を生成する処理である。
【0004】
従来のフレーム同期処理では、図２７のフレーム同期回路１００において示すように、データフレームを含む受信信号と、予め設定された既知信号との相関値を相関値算出部１０１により算出する。データフレームには、プリアンブル信号とともに既知信号が付加されている。次いで、算出した相関値と、予め設定された閾値とを閾値比較部１０２により比較し、相関値が閾値以上である場合には、フレーム同期タイミングを生成する（例えば、特許文献１参照）。また、低ＣＮＲ（Career-to-Noise Ratio）の受信信号からのフレーム同期確率を向上させるため、前方保護段数および後方保護段数が設けられている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
【文献】特開平１１－２５２０６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
バースト通信では、１つの無線受信装置に対して複数の無線送信装置からバースト信号が送信されることがあり、受信したバースト信号ごとにバースト送信を行なった相手局が異なることがある。そのため、バースト通信では、１つのバースト信号でフレーム同期タイミングを生成する必要があり、前方保護段数および後方保護段数を設けることはできない。バースト通信において、低ＣＮＲの受信信号からのフレーム同期確率を確保するには、データフレームに付加される既知信号を長くすればよいが、スループットが低下するという問題がある。
【0007】
そこで本発明は、バースト通信のスループットを低下させることなくフレーム同期タイミングの生成が可能な無線受信装置およびフレーム同期タイミング生成方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0008】
本出願人は、正しいフレーム同期タイミングの相関値と、正しくないフレーム同期タイミングの相関値との関係は、受信信号のＣＮＲが低くなった場合でも変化せず、正しいフレーム同期タイミングの相関値が正しくないフレーム同期タイミングの相関値よりも大きくなる場合が多くなることに気がついた。そこで、上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、データ信号の先頭にプリアンブル信号と既知信号とが付加されてバースト送信されたデータフレームを受信し、受信信号を出力する受信手段と、前記受信信号から前記プリアンブル信号を検出することにより、前記データフレームの到来を検出するバースト検出手段と、前記既知信号を用いて前記受信信号から前記データフレームと同期するためのフレーム同期タイミングを生成するフレーム同期手段と、を備え、前記フレーム同期手段は、前記受信信号に所定シンボル数の遅延調整量の遅延調整を行なって出力する
遅延調整手段と、前記バースト検出手段が前記受信信号から前記プリアンブル信号を検出したタイミングを基準として、前記データフレームのフレームフォーマットに基づいて、遅延調整が行なわれていない前記受信信号に対する前記フレーム同期タイミングの探索区間を設定する探索区間設定手段と、前記受信信号と、予め記憶された前記既知信号との相関値を算出する相関値算出手段と、前記探索区間内の前記相関値の最大値を探索する最大値探索手段と、前記探索区間が終了するタイミングと、前記相関値が最大となったタイミングと、前記遅延調整量とに基づいて、前記フレーム同期タイミングを算出する同期タイミング算出手段と、を備える、ことを特徴とする無線受信装置である。
遅延調整手段と、前記バースト検出手段が前記受信信号から前記プリアンブル信号を検出したタイミングを基準として、前記データフレームのフレームフォーマットに基づいて、遅延調整が行なわれていない前記受信信号に対する前記フレーム同期タイミングの探索区間を設定する探索区間設定手段と、前記受信信号と、予め記憶された前記既知信号との相関値を算出する相関値算出手段と、前記探索区間内の前記相関値の最大値を探索する最大値探索手段と、前記探索区間が終了するタイミングと、前記相関値が最大となったタイミングと、前記遅延調整量とに基づいて、前記フレーム同期タイミングを算出する同期タイミング算出手段と、を備える、ことを特徴とする無線受信装置である。
【0010】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の無線受信装置において、前記探索区間設定手段は、前記バースト検出手段が前記受信信号から前記プリアンブル信号を検出したときに出力するバースト検出パルスを基準として、前記プリアンブル信号のシンボル数と、前記既知信号のシンボル数とを加算した区間を前記探索区間として設定する、ことを特徴とする。
【0011】
請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載の無線受信装置において、前記同期タイミング算出手段は、前記遅延調整量と、前記相関値が最大となってから前記探索区間が終了するまでのシンボル数との差分シンボル数を求め、前記探索区間が終了するタイミングから前記差分シンボル数後のタイミングを前記フレーム同期タイミングとする、ことを特徴とする。
【0012】
請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の無線受信装置において、前記プリアンブル信号が交番信号である、ことを特徴とする。
【0013】
請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の無線受信装置において、前記受信信号に直交検波処理を施して位相が相互に直交する同相成分のベースバンド信号と直交成分のベー
スバンド信号とを生成する直交検波部を備え、前記交番信号は、前記直交検波処理を経て、前記交番信号の中心周波数に対して正方向のスペクトラムと負方向のスペクトラムとを有し、前記バースト検出手段は、前記交番信号の前記正方向のスペクトラムと前記負方向のスペクトラムのうちの一方のスペクトラム（以下、「交番信号の一方のスペクトラム」という）の周波数が前記交番信号の中心周波数と一致するように前記受信信号の周波数をシフトして周波数シフト信号を生成する周波数シフト手段と、前記周波数シフト信号から前記交番信号の一方のスペクトラムを抽出する第１の信号抽出手段と、前記周波数シフト信号から抽出した前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力を算出してその平均値を求める電力算出手段と、前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力の平均値と、電力閾値とを比較し、前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力の平均値が前記電力閾値よりも大きい場合に、前記交番信号を検出したと判定する判定手段と、を備えることを特徴とする。
スバンド信号とを生成する直交検波部を備え、前記交番信号は、前記直交検波処理を経て、前記交番信号の中心周波数に対して正方向のスペクトラムと負方向のスペクトラムとを有し、前記バースト検出手段は、前記交番信号の前記正方向のスペクトラムと前記負方向のスペクトラムのうちの一方のスペクトラム（以下、「交番信号の一方のスペクトラム」という）の周波数が前記交番信号の中心周波数と一致するように前記受信信号の周波数をシフトして周波数シフト信号を生成する周波数シフト手段と、前記周波数シフト信号から前記交番信号の一方のスペクトラムを抽出する第１の信号抽出手段と、前記周波数シフト信号から抽出した前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力を算出してその平均値を求める電力算出手段と、前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力の平均値と、電力閾値とを比較し、前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力の平均値が前記電力閾値よりも大きい場合に、前記交番信号を検出したと判定する判定手段と、を備えることを特徴とする。
【0014】
請求項６に記載の発明は、請求項４に記載の無線受信装置において、前記受信信号に直交検波処理を施して位相が相互に直交する同相成分のベースバンド信号と直交成分のベースバンド信号とを生成する直交検波部を備え、前記交番信号は、前記直交検波処理を経て、前記交番信号の中心周波数に対して正方向のスペクトラムと負方向のスペクトラムとを有し、前記バースト検出手段は、前記交番信号の前記正方向のスペクトラムと前記負方向のスペクトラムのうちの一方のスペクトラム（以下、「交番信号の一方のスペクトラム」という）の周波数が前記交番信号の中心周波数に対して正方向の第１周波数となるように前記受信信号の周波数をシフトして第１の周波数シフト信号を生成する第１の周波数シフト手段と、前記第１の周波数シフト信号から前記交番信号の一方のスペクトラムを抽出する第１の信号抽出手段と、前記第１の周波数シフト信号から抽出した前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力である第１の信号電力を算出してその平均値を求める第１の電力算出手段と、前記交番信号の一方のスペクトラムの周波数が前記交番信号の中心周波数に対して負方向の第１周波数となるように前記受信信号の周波数をシフトして第２の周波数シフト信号を生成する第２の周波数シフト手段と、前記第１の信号抽出手段と同じ信号抽出特性を有し、前記第２の周波数シフト信号から前記交番信号の一方のスペクトラムを抽出する第２の信号抽出手段と、前記第２の周波数シフト信号から抽出した前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力である第２の信号電力を算出してその平均値を求める第２の電力算出手段と、前記第１の信号電力の平均値と、前記第２の信号電力の平均値とを比較し、いずれか大きいほうを出力する電力比較手段と、前記電力比較手段から出力された信号電力の平均値と、電力閾値とを比較し、前記信号電力の平均値が前記電力閾値よりも大きい場合に、前記交番信号を検出したと判定する判定手段と、を備えることを特徴とする。
【0015】
請求項７に記載の発明は、請求項５または６に記載の無線受信装置において、前記バースト検出手段は、前記受信信号の振幅を正規化する正規化手段を備える、ことを特徴とする。
【0016】
請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の無線受信装置において、前記バースト検出手段は、前記交番信号の一方のスペクトラムの周波数が前記第１の信号抽出手段の信号抽出特性の範囲内に入らないようにシフトして第３の周波数シフト信号を生成する第３の周波数シフト手段と、前記第１の信号抽出手段と同じ信号抽出特性を有し、前記第３の周波数シフト信号から雑音信号を抽出する第３の信号抽出手段と、前記雑音信号の信号電力を算出してその平均値を求める第３の電力算出手段と、前記雑音信号の信号電力の平均値に基づいて前記電力閾値を算出する電力閾値算出手段と、を備えることを特徴とする。
【0017】
請求項９に記載の発明は、データ信号の先頭にプリアンブル信号と既知信号とが付加されてバースト送信されたデータフレームを受信し、受信信号を出力するステップと、前記受信信号から前記プリアンブル信号を検出することにより、前記データフレームの到来を検出するステップと、前記既知信号を用いて前記受信信号から前記データフレームと同期するためのフレーム同期タイミングを生成するステップと、を備え、前記フレーム同期タイミングを生成するステップは、前記受信信号に所定シンボル数の遅延調整量の遅延調整を行なって出力し、前記バースト検出手段が前記受信信号から前記プリアンブル信号を検出したタイミングを基準として、前記データフレームのフレームフォーマットに基づいて、遅延調整が行なわれていない前記受信信号に対する前記フレーム同期タイミングの探索区間を設定し、前記受信信号と、予め記憶された前記既知信号との相関値を算出し、前記探索区間内の前記相関値の最大値を探索し、前記探索区間が終了するタイミングと、前記相関値が最大となったタイミングと、前記遅延調整量とに基づいて、前記フレーム同期タイミングを算出する、ことを特徴とするフレーム同期タイミング生成方法である。
【発明の効果】
【0018】
請求項１および９に記載の発明によれば、受信信号と、予め記憶された既知信号との相関値を算出し、相関値の最大値を探索し、相関値の最大値に基づいてフレーム同期タイミングを算出するので、受信信号のＣＮＲが低下して相関値のバラツキが大きくなった場合でもフレームの同期確率を向上することが可能である。また、従来技術のように、低ＣＮＲの受信信号に対応して既知信号を長くする必要がないので、バースト通信のスループットの低下を抑制することが可能である。
【0019】
請求項１および９に記載の発明によれば、受信信号に対してフレーム同期タイミングの
探索区間を設定し、探索区間の受信信号と既知信号との相関値の最大値に基づいてフレーム同期タイミングを算出するので、フレーム同期タイミングの算出にかかる時間が長くなるのを抑制することが可能である。
探索区間を設定し、探索区間の受信信号と既知信号との相関値の最大値に基づいてフレーム同期タイミングを算出するので、フレーム同期タイミングの算出にかかる時間が長くなるのを抑制することが可能である。
【0020】
請求項２に記載の発明によれば、バースト信号の検出を示すバースト検出パルスを基準として、プリアンブル信号のシンボル数と、既知信号のシンボル数とを加算した区間を探索区間として設定するので、フレーム同期タイミングの算出にかかる時間が長くなるのを抑制することが可能である。
【0021】
請求項３に記載の発明によれば、受信信号の遅延調整量と、相関値が最大となってから探索区間が終了するまでのシンボル数との差分シンボル数を求め、探索区間が終了するタイミングから差分シンボル数後のタイミングをフレーム同期タイミングとして算出するので、フレーム同期タイミングの算出にかかる時間が長くなるのを抑制することが可能である。
【0022】
請求項４に記載の発明によれば、データフレームにバースト検出用のＣＷ信号を付加する必要がなくなるため、データフレームのスループットを向上させることが可能である。
【0023】
また、請求項５に記載の発明によれば、交番信号の一方のスペクトラムの周波数が交番信号の中心周波数と一致するように受信信号の周波数をシフトして周波数シフト信号を生成し、周波数シフト信号から交番信号の一方のスペクトラムを抽出するので、受信信号から一対のスペクトラムを有する交番信号を精度よく検出することが可能である。
【0024】
また、請求項６に記載の発明によれば、受信信号の周波数をシフトして２種類の周波数シフト信号を生成し、この２種類の周波数シフト信号それぞれについて信号抽出手段によ
り交番信号の一方のスペクトラムを抽出することにより、信号抽出手段の帯域幅を狭くすることができる。そのため、周波数オフセット耐性を従来と同等に維持したまま、雑音耐性を向上させることが可能である。
り交番信号の一方のスペクトラムを抽出することにより、信号抽出手段の帯域幅を狭くすることができる。そのため、周波数オフセット耐性を従来と同等に維持したまま、雑音耐性を向上させることが可能である。
【0025】
さらに、請求項７に記載の発明によれば、受信信号の周波数をシフトする前に受信信号の振幅を正規化するので、受信信号の信号レベルが低い場合に従来行なわれていたＡＧＣによるレベル調整が不要となるので、検出遅延を抑制してバースト通信のスループットを向上させることが可能である。
【0026】
また、請求項８に記載の発明によれば、所望のＳＮＲ（Signal-to-Noise Ratio）を満たすために必要な電力閾値を雑音電力から算出してバースト検出に用いるので、バースト信号を受信していないときに受信信号の振幅が正規化されてもＳＮＲは低いままなので、誤検出を防ぐことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【0027】
【図1】この発明の実施の形態１に係る無線通信システムの概略構成を示す図である。
【図4】（Ａ）は従来のデータフレームのフレーム構成を示し、（Ｂ）は従来のバースト検出部の概略構成を示し、（Ｃ）は従来のバースト検出を示す説明図である。
【図15】この発明の実施の形態２に係るバースト検出部の概略構成を示す機能ブロック図である。
【図18】この発明の実施の形態３に係るバースト検出部の概略構成を示す機能ブロック図である。
【図21】この発明の実施の形態４に係るバースト検出部の概略構成を示す機能ブロック図である。
【図24】この発明の実施の形態５に係るバースト検出部の概略構成を示す機能ブロック図である。
【図27】従来のフレーム同期部の概略構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【0028】
以下、この発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。なお、以下では、この発明の特徴的な構成について説明し、無線通信を行う際の従来と同様の仕組みについては説明を省略する。
【0029】
図１は、この発明の実施の形態に係る無線通信装置（無線受信装置）２を用いた無線通信システム１の概略構成を示す図である。無線通信システム１を構成する無線通信の送受信局のそれぞれに、無線通信装置２およびアンテナ３が配置される。無線通信装置２同士は、アンテナ３を介して無線回線４によって相互に接続される。なお、無線回線４には、通信衛星などが中継局として用いられる場合がある。
【0030】
まず、この実施の形態において、本発明に係る無線受信装置に相当する無線通信装置２の概略構成を説明する。
【0031】
無線通信装置２は、インターフェース部５と、送信部６と、分波器７と、受信部８と、を備える（図１の下側参照）。
【0032】
ここで、無線通信装置２は、送信用の機序と受信用の機序とを備えて送受信を行う装置であるところ、以下の説明では、送信用の機序を用いて送信に纏わる処理を行う場合の無線通信装置２のことを「送信側」と称し、受信用の機序を用いて受信に纏わる処理を行う場合の無線通信装置２のことを「受信側」と称する。
【0033】
インターフェース部５は、主として、データ回線終端装置５１（データ通信装置やデータ回線装置と呼ばれる機器を含む）を備える。インターフェース部５は、通信対象の伝送データの入力を受け、この伝送データを、データ回線終端装置５１を介して、送信部６へと出力する。
【0034】
送信部６は、インターフェース部５から出力される伝送データの入力を受け、伝送データをマッピング処理したデータ信号と、クロック誤差の補正に用いられる交番信号とを結合してデータフレームを生成し、さらに、データフレームに所定の周波数の搬送波信号を重畳させてデジタル変調する。なお、無線通信システム１において用いられる変調方式は、特定の方式に限定されるものではないものの、例えば直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）が用いられる。
【0035】
送信部６は、デジタル変調されたデータフレームをアナログ信号に変換した上で、所定周波数よりも高周波の高周波信号に周波数変換し、パワーアンプで増幅した上で送信信号として出力する。送信信号は、送信部６から分波器７を介してアンテナ３へと導かれ、アンテナ３から無線回線４を介して他方の（言い換えると、この通信では受信側になる）無線通信装置２のアンテナ３へと、電波としてバースト送信される。
【0036】
また、他方の（言い換えると、この通信では送信側になる）無線通信装置２のアンテナ３から無線回線４を介して送信信号が当該の（言い換えると、この通信では受信側になる）無線通信装置２のアンテナ３へと電波としてバースト送信されると、アンテナ３は、受信した電波を電気信号（受信信号）へと変換して出力する。
【0037】
アンテナ３から出力される受信信号は、分波器７を介して受信部８へと導かれる。受信部８は、受信信号の入力を受け、受信信号を、所定の周波数帯域の信号のみを通過させるチャンネルフィルタを通過させた上で、前記高周波よりも低い周波数の信号に変換する。受信部８は、さらに、周波数変換した受信信号をデジタル信号に変換して出力する。
【0038】
受信部８は、デジタルの受信信号に対して直交検波処理（復調）を施して位相が相互に直交する同相成分（Ｉｃｈ）のベースバンド信号と直交成分（Ｑｃｈ）のベースバンド信号とを生成する。なお、以降の説明では同相成分と直交成分との各々別々に着目する必要がある場合を除いて同相成分と直交成分とを特に区別することなくどちらにも共通する内容として説明し、また、図面では同相成分の信号と直交成分の信号とを１つの信号線で表す。
【0039】
受信部８は、復調されたベースバンド信号に基づいてバースト検出を行なう。このバースト検出によりデータフレームの到来が検出されると、受信したデータフレームに周波数オフセット補正、クロック誤差の補正、フレーム同期処理、位相補正などを施す。そして、受信部８は、各種補正および処理が施されたデータフレームからデータ信号を抽出し、データ信号にデマッピング処理を施して伝送データを生成し、インターフェース部５へと出力する。
【0040】
図２は、送信部６の概略構成を示す機能ブロック図である。送信部６は、ＦＩＦＯメモリ６１と、マッピング部６２と、交番信号生成部６３と、既知信号生成部６４と、結合部
６５と、送信ＲＯＦ６６と、直交変調部６７と、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）６８と、混合器６９と、局部発振器６１０と、パワーアンプ６１１と、を備える。
６５と、送信ＲＯＦ６６と、直交変調部６７と、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）６８と、混合器６９と、局部発振器６１０と、パワーアンプ６１１と、を備える。
【0041】
ＦＩＦＯメモリ６１は、インターフェース部５から出力された伝送データを一時的に記憶してマッピング部６２へ出力するメモリであり、いわゆる、先入れ先出し法により伝送データをマッピング部６２へ転送する。
【0042】
マッピング部６２は、伝送データのバイナリデータ列に対し、所定の信号点配置になるようにマッピング処理を施してシンボル列からなるデータ信号を生成して結合部６５へ出力する。交番信号生成部６３は、クロック誤差の補正に用いられる交番信号（「１」と「０」の交番パターン）を生成して結合部６５へ出力する。交番信号は、本発明のプリアンブル信号に相当する。既知信号生成部６４は、フレーム同期に用いられる既知パターンの信号を生成して結合部６５へ出力する。
【0043】
結合部６５は、マッピング部６２から入力されたデータ信号の先頭に交番信号生成部６３から入力された交番信号と、既知信号生成部６４から入力された既知信号とを結合してデータフレームＤＦ（図５（Ａ）参照）を生成し、送信ＲＯＦ６６へ出力する。送信ＲＯＦ６６は、ロールオフフィルタの機能を備え、結合部６５から入力されたデータフレームＤＦに帯域制限処理を施して直交変調部６７へ出力する。
【0044】
直交変調部６７は、送信ＲＯＦ６６から入力されたデータフレームＤＦに所定の周波数の搬送波信号を重畳させてデジタル変調してＤＡＣ６８へ出力する。なお、直交変調部６７において用いられる変調方式は、特定の方式に限定されるものではないものの、例えば直交振幅変調が用いられる。
【0045】
ＤＡＣ６８は、直交変調部６７から入力されたデータフレームＤＦをアナログ信号の送信信号に変換して混合器６９へ出力する。局部発振器６１０は、所定の固定周波数を持つ局部発振信号を生成し、生成した局部発振信号を混合器６９へ出力する。混合器６９は、ＤＡＣ６８から入力された送信信号に局部発振信号を混合して所定の周波数よりも高周波の信号に変換する。
【0046】
パワーアンプ６１１は、混合器６９にて周波数変換された送信信号を増幅してアンテナ３へ出力する。アンテナ３は、パワーアンプ６１１にて増幅された送信信号を他方の（言い換えると、この通信では受信側になる）無線通信装置２のアンテナ３へと、電波として送信する。なお、図示してはいないが、パワーアンプ６１１とアンテナ３との間には分波器７が接続されている。
【0047】
図５（Ａ）に示すように、本実施の形態の送信部６は、交番信号と、既知信号と、データ信号とからなるデータフレームＤＦを送信する。交番信号は、クロック誤差の補正だけでなく、バースト検出にも用いられる。従来のバースト通信では、バースト検出用に無変調のＣＷ信号を交番信号の先頭に付加していたが、本実施の形態では交番信号を利用してバースト検出を行なうのでＣＷ信号が不要となり、その分だけスループットが向上する。
【0048】
図３は、受信部８の概略構成を示す機能ブロック図である。受信部８は、チャンネルフィルタ８１と、混合器８２と、局部発振器８３と、可変ＡＴＴ（attenuator）８４と、ＡＤＣ（Analog Digital Converter）８５と、直交検波部８６と、バースト検出部８７と、タイミング制御部８８と、ＡＦＣ（Automatic frequency control）８９と、受信ＲＯＦ８１０と、シンボル再生部８１１と、ＡＰＣ（Automatic Phase Control）８１２と、分離部８１３と、デマッピング部８１４と、ＡＧＣ８１５と、ＤＡＣ８１６と、フレーム同期部（フレーム同期手段）８１７と、を備える。
【0049】
アンテナ３は、受信した電波を電気信号（受信信号）へと変換してチャンネルフィルタ８１へ出力する。アンテナ３とチャンネルフィルタ８１との間には分波器７が接続されている。チャンネルフィルタ８１は、アンテナ３から入力された受信信号のうち所定の周波数帯域を通過させて混合器８２へ出力する。局部発振器８３は、所定の固定周波数を持つ局部発振信号を生成し、生成した局部発振信号を混合器８２へ出力する。混合器８２は、チャンネルフィルタ８１から入力された受信信号に局部発振信号を混合して所定の周波数よりも低い周波数の信号に変換し、可変ＡＴＴ８４へ出力する。
【0050】
可変ＡＴＴ８４は、減衰器を含み、混合器８２から出力された受信信号を、外部からの信号に応じて減衰量を調整して減衰させてＡＤＣ８５へ出力する。可変ＡＴＴ８４における減衰量は、ＤＡＣ８１６を介して供給されるＡＧＣ８１５の制御信号に基づいて変化する。
【0051】
ＡＤＣ８５は、可変ＡＴＴ８４から入力された受信信号をデジタル信号に変換する。直交検波部８６は、受信信号に直交検波処理を施して位相が相互に直交する同相成分（Ｉｃｈ）のベースバンド信号と直交成分（Ｑｃｈ）のベースバンド信号とを生成する。
【0052】
バースト検出部８７は、直交検波部８６から入力されたベースバンド信号からバースト検出を行なう。バースト検出部８７は、バースト検出によりデータフレームＤＦの到来を検出した場合には、バースト検出パルスをタイミング制御部８８およびフレーム同期部８１７へ出力する。バースト検出パルスが入力されたタイミング制御部８８は、フレーム同期部８１７にて算出されたフレーム同期タイミングと、バースト検出パルスとに基づいて、各モジュールに対しデータフレームＤＦに対する処理を行なわせるためのイネーブル信号を出力する。
【0053】
ＡＦＣ８９は、タイミング制御部８８からのイネーブル信号に応じて、ベースバンド信号のデータフレームＤＦに周波数オフセット補正を行なって受信ＲＯＦ８１０へ出力する。受信ＲＯＦ８１０は、ロールオフフィルタの機能を備え、ＡＦＣ８９から入力されたベースバンド信号に帯域制限処理を施してシンボル再生部８１１へ出力する。
【0054】
シンボル再生部８１１は、受信ＲＯＦ８１０から入力されたベースバンド信号のデータフレームＤＦに含まれる交番信号を用いてクロック誤差を補正し、フレーム同期部８１７へ出力する。
【0055】
フレーム同期部８１７は、シンボル再生部８１１から入力されたベースバンド信号のデータフレームＤＦに所定シンボル数の遅延調整量の遅延調整を行なってＡＰＣ８１２へ出力する。また、遅延調整の時間を利用して、フレーム同期タイミングを算出し、タイミング制御部８８へ出力する。
【0056】
ＡＰＣ８１２は、フレーム同期部８１７から入力されたベースバンド信号のデータフレームＤＦに位相補正を行い分離部８１３へ出力する。
【0057】
分離部８１３は、データフレームＤＦからデータ信号を分離してデマッピング部８１４へ出力する。デマッピング部８１４は、分離部８１３から入力されたシンボル列データからなる信号（同相成分と直交成分とのそれぞれ）に対してデマッピング処理（復号処理）を施し、シンボル列データをバイナリデータ列の伝送データに変換してインターフェース部５へ出力する。
【0058】
ここで、本実施の形態に係るバースト検出部８７の詳細について説明する前に、従来の
バースト検出について説明する。従来のバースト通信に用いられるデータフレームＤＦは、図４（Ａ）に示すように、プリアンブル信号として、交番信号の前に無変調のＣＷ信号が付加されていた。
バースト検出について説明する。従来のバースト通信に用いられるデータフレームＤＦは、図４（Ａ）に示すように、プリアンブル信号として、交番信号の前に無変調のＣＷ信号が付加されていた。
【0059】
図４（Ｂ）に示すように、従来のバースト検出回路２００では、ＬＰＦ（Low-pass filter）２０１により、データフレームを受信して出力された受信信号からＣＷ信号を抽出して雑音を抑圧し、電力算出部２０２によりＣＷ信号の信号電力を算出し、平均化部２０３により信号電力の平均値を求める。判定部２０４は、図４（Ｃ）に示すように、信号電力の平均値と、予め設定された電力閾値とを比較し、ＣＷ信号の信号電力の平均値が電力閾値よりも大きいときにデータフレームの到来を検出する（例えば、特開２０００－１３４２７４号公報参照）。
【0060】
しかしながら、従来のバースト通信では、バースト検出のために付加したＣＷ信号によりデータ量が増大し、スループットが低下するという問題があった。そこで、本実施の形態では、データフレームＤＦに対するＣＷ信号の付加を省略し、交番信号を利用してバースト検出を行なうようにしている。
【0061】
図５（Ａ）は、本実施の形態に係るデータフレームＤＦのフレームフォーマットを示し、プリアンブル信号として交番信号のみが付加されている。同図（Ｂ）は、本実施の形態に係るバースト検出部８７の概略構成を示す機能ブロック図である。バースト検出部８７は、ＬＰＦ８７２と、電力算出部８７３と、平均化部８７４と、判定部８７５と、を備える。
【0062】
ＬＰＦ８７２は、受信信号から交番信号を抽出して雑音を抑圧し、電力算出部８７３へ出力する。電力算出部８７３は、ＬＰＦ８７２から入力された受信信号の信号電力を算出し、算出した信号電力を平均化部８７４へ出力する。平均化部８７４は、電力算出部８７３により算出された信号電力の平均値を求め、判定部８７５へ出力する。
【0063】
判定部８７５は、平均化部８７４から入力された信号電力の平均値と、予め設定された電力閾値とを比較して検出結果を出力する。バースト検出部８７は、判定部８７５の検出結果が、図５（Ｃ）に示すように、信号電力の平均値が電力閾値よりも大きいと判定された場合には、バースト検出パルスをタイミング制御部８８およびフレーム同期部８１７へ出力する。なお、電力閾値は、所望のＳＮＲが得られるような値が予め設定されて図示しないメモリなどに記憶され、判定部８７５へ出力される。
【0064】
図６は、本実施の形態に係るフレーム同期部８１７の概略構成を示す機能ブロック図である。フレーム同期部８１７は、遅延調整部（遅延調整手段）８１７１と、探索区間設定部（探索区間設定手段）８１７２と、相関値算出部（相関値算出手段）８１７３と、最大値探索部（最大値探索手段）８１７４と、同期タイミング算出部（同期タイミング算出手段）８１７５と、を備える。
【0065】
遅延調整部８１７１は、シンボル再生部８１１から入力された受信信号に所定シンボル数の遅延調整量の遅延調整を行い、ＡＰＣ８１２へ出力する。フレーム同期部８１７は、遅延調整部８１７１により生じる遅延調整の時間を利用してフレーム同期タイミングを算出する。
【0066】
探索区間設定部８１７２は、バースト検出部８７が受信信号からプリアンブル信号（本実施の形態では交番信号）を検出したタイミングを基準とし、データフレームＤＦのフレームフォーマットに基づいて、遅延調整が行なわれていない受信信号に対するフレーム同期タイミングの探索区間を設定する。より具体的には、バースト検出部８７が受信信号か
らプリアンブル信号を検出したときに出力するバースト検出パルスを基準として、プリアンブル信号のシンボル数と、既知信号のシンボル数とを加算した区間を探索区間として設定する。
らプリアンブル信号を検出したときに出力するバースト検出パルスを基準として、プリアンブル信号のシンボル数と、既知信号のシンボル数とを加算した区間を探索区間として設定する。
【0067】
相関値算出部８１７３は、探索区間の受信信号と、図示しないメモリなどに予め記憶された既知信号とのシンボルごとの相関値を算出する。相関値の算出には、以下に示す数式１が用いられる。なお、下記数式１では、受信信号と既知信号の相関をそのまま算出しているが、受信信号と既知信号それぞれの遅延検波結果で相関を求めてもよい。
Ｒ（ｎ）：相関値
Ｍ：既知信号の長さ
ｘ（ｎ）：受信信号
ｐ（ｎ）：既知信号
Ｒ（ｎ）：相関値
Ｍ：既知信号の長さ
ｘ（ｎ）：受信信号
ｐ（ｎ）：既知信号
【0068】
【数1】
【0069】
最大値探索部８１７４は、探索区間に算出された相関値同士を比較し、相関値の最大値を探索する。受信信号のＣＮＲが低くなると、受信信号と既知信号の相関値のバラツキが大きくなり、フレーム誤同期などが発生する。そのため、従来技術では、既知信号を長くしてフレーム同期確率を確保していた。
【0070】
これに対し、本出願人は、正しいフレーム同期タイミングの相関値と、正しくないフレーム同期タイミングの相関値との関係は、受信信号のＣＮＲが低くなった場合でも変化せず、正しいフレーム同期タイミングの相関値が正しくないフレーム同期タイミングの相関値よりも大きくなる場合が多くなることに気がついた。そこで、本実施の形態では、探索区間に算出された相関値同士を比較し、相関値の最大値を求めている。
【0071】
同期タイミング算出部８１７５は、探索区間が終了するタイミングと、相関値が最大となったタイミングと、遅延調整量とに基づいて、フレーム同期タイミングを算出する。より具体的には、遅延調整量と、相関値が最大となってから探索区間が終了するまでのシンボル数との差分シンボル数を求め、探索区間が終了するタイミングから差分シンボル数後のタイミングをフレーム同期タイミングとする。同期タイミング算出部８１７５は、算出したフレーム同期タイミングをタイミング制御部８８へ出力する。
【0072】
図７は、上述したフレーム同期部８１７によりフレーム同期タイミングを算出した際のタイミングチャートの一例を示している。なお、この図に示す例では、プリアンブル信号のシンボル数が５００シンボル、既知信号のシンボル数が５７シンボル、データ信号のシンボル数が５０００シンボルとしている。
【0073】
バースト検出部８７は、受信信号からプリアンブル信号を検出すると、バースト検出パルスを出力する。バースト検出パルスの出力には、図７に示すように検出遅延が生じる。
【0074】
遅延調整部８１７１は、シンボル再生部８１１から入力された受信信号に所定シンボル数の遅延調整量β（例えば、２５０シンボル）の遅延調整を行い、ＡＰＣ８１２へ出力する。
【0075】
探索区間設定部８１７２は、バースト検出パルスを基準として、プリアンブル信号の５
００シンボルと、既知信号の５７シンボルとを加算した５５７シンボルの区間を探索区間として設定する。
００シンボルと、既知信号の５７シンボルとを加算した５５７シンボルの区間を探索区間として設定する。
【0076】
相関値算出部８１７３は、上記の数式１を用いて、探索区間の受信信号と、予め記憶された既知信号とのシンボルごとの相関値を算出する。
【0077】
最大値探索部８１７４は、探索区間に算出された相関値同士を比較し、相関値の最大値を探索する。
【0078】
同期タイミング算出部８１７５は、遅延調整量βと、相関値が最大となってから探索区間が終了するまでのシンボル数αとの差分シンボル数（β－α）を求め、探索区間が終了するタイミングから差分シンボル数後のタイミングをフレーム同期タイミングとする。例えば、遅延調整量βが２５０シンボルで、相関値が最大となってから探索区間が終了するまでのシンボル数αが１０シンボルである場合、差分シンボル数（β－α）は２４０シンボルとなり、探索区間が終了するタイミングから２４０シンボル後のタイミングがフレーム同期タイミングとなる。なお、遅延調整量βを適切に設定することにより、遅延調整後の受信信号の既知信号の終了タイミングと、フレーム同期タイミングとが一致する。
【0079】
ここで、図２７に示す従来のフレーム同期回路１００のフレーム誤同期確率と、本実施の形態のフレーム同期部８１７のフレーム誤同期確率とをシミュレーション比較した結果について説明する。
【0080】
図８は、図２７に示す従来のフレーム同期回路１００のシミュレーション系３００を示す。シミュレーション系３００は、既知信号生成部３０１と、データ信号生成部３０２と、結合部３０３と、雑音付加部３０４と、相関値算出部３０５と、同期タイミング用ラッチ回路３０６と、非同期タイミング用ラッチ回路３０７と、を備えている。また、図９は、シミュレーション系３００において用いられる各設定値を示している。
【0081】
既知信号生成部３０１は、長さが５７シンボルで、変調方式がｐｉ／２シフトＢＰＳＫの既知信号を生成して出力する。また、データ信号生成部３０２は、長さが５００シンボルで、変調方式がＱＰＳＫのデータ信号を生成して出力する。既知信号生成部３０１と、データ信号生成部３０２は、交互に信号を出力し続ける。
【0082】
結合部３０３は、既知信号生成部３０１から入力された既知信号と、データ信号生成部３０２から入力されたデータ信号とを結合してデータフレームを生成する。雑音付加部３０４では、生成されたデータフレームのＣＮＲを設定する。相関値算出部３０５は、既知信号生成部３０１で生成された既知信号と、結合部３０３で生成されたデータフレームとのシンボルごとの相関値を算出し、同期タイミング用ラッチ回路３０６および非同期タイミング用ラッチ回路３０７へ出力する。相関値の算出には、例えば、上述した数式１が用いられる。
【0083】
同期タイミング用ラッチ回路３０６は、相関値算出部３０５から入力された相関値のうち、同期タイミングにおける相関値を出力する。また、非同期タイミング用ラッチ回路３０７は、相関値算出部３０５から入力された相関値のうち、同期タイミング以外における相関値を出力する。図１０に示すグラフは、同期タイミング用ラッチ回路３０６から出力された相関値と、相関値のＣＤＦ（累積分布関数）との関係（フレーム同期漏れ確率）を実線で示し、非同期タイミング用ラッチ回路３０７から出力された相関値の値と、相関値のＣＤＦとの関係（フレーム誤同期確率）を破線で示している。フレーム同期漏れ確率は、正しいフレーム同期タイミングの相関値が同期しない確率を示し、フレーム誤同期確率は、正しくないフレーム同期タイミングの相関値が同期してしまう確率を示している。
【0084】
図１０に示すグラフから分かるとおり、フレーム同期漏れ確率が低減するように閾値を設定するとフレーム誤同期確率が高くなる。また、これとは逆に、フレーム誤同期確率が低減するように閾値を設定するとフレーム同期漏れ確率が高くなる。すなわち、、フレーム同期漏れ確率とフレーム誤同期確率とはトレードオフの関係にある。そのため、従来のフレーム同期回路１００では、フレーム同期漏れ確率と、フレーム誤同期確率とを両立するために、両者が交わる値を閾値としていた。図１０に示す例では、閾値は０．３５５と設定され、その際のフレーム同期漏れ確率およびフレーム誤同期確率はともに約０．８％となる。
【0085】
一方、図１１は、本実施の形態のフレーム同期部８１７のシミュレーション系４００を示す。シミュレーション系４００は、既知信号生成部４０１と、データ信号生成部４０２と、結合部４０３と、雑音付加部４０４と、相関値算出部４０５と、同期タイミング用ラッチ回路４０６と、非同期タイミング用ラッチ回路４０７と、遅延調整部４０８と、差分回路４０９と、を備えている。
【0086】
なお、シミュレーション系４００の既知信号生成部４０１、データ信号生成部４０２、結合部４０３、雑音付加部４０４、相関値算出部４０５、同期タイミング用ラッチ回路４０６、および非同期タイミング用ラッチ回路４０７は、上述した従来のシミュレーション系３００の既知信号生成部３０１、データ信号生成部３０２、結合部３０３、雑音付加部３０４、相関値算出部３０５、同期タイミング用ラッチ回路３０６、および非同期タイミング用ラッチ回路３０７と同様の構成であるため、詳しい説明は省略する。
【0087】
シミュレーション系４００の遅延調整部４０８は、同期タイミング用ラッチ回路４０６から出力される相関値と、非同期タイミング用ラッチ回路４０７から出力される相関値との差分を差分回路４０９によって求められるようにするために、同期タイミング用ラッチ回路４０６から出力される相関値と直近の相関値が非同期タイミング用ラッチ回路４０７から出力されるようにするため、非同期タイミング用ラッチ回路４０７から出力される相関値の遅延調整を行なう。
【0088】
図１２は、シミュレーション系４００を図９に示す設定値に基づいて動作させ、同期タイミング用ラッチ回路４０６から出力される相関値と、非同期タイミング用ラッチ回路４０７から出力される相関値との差と、相関値差に対するＣＤＦの関係を示すグラフである。本実施の形態では、相関値差が0より大きいときフレーム同期に成功し、0以下のときフレーム同期に失敗する。よって、相関値差が0になるときのＣＤＦがフレーム誤同期確率となる。なお、本実施の形態のフレーム同期部８１７は、相関値が最大となるタイミングを算出するため、バースト検出さえ適切に行なわれれば同期漏れは発生しない。そのため、図１２に示すグラフでは、相関値差に対応したフレーム誤同期確率のみを示している。
【0089】
図１２に示すグラフから、本実施形態のフレーム誤同期確率は、０．０３％であった。このように、本実施の形態に係るフレーム同期部８１７を用いることにより、上述した従来のシミュレーション系３００のフレーム誤同期確率０．８％よりも格段に小さなフレーム誤同期確率が得ることができ、低ＣＮＲ時のバースト通信におけるフレーム誤同期確率を改善することが可能である。
【0090】
次に上記の実施の形態におけるバースト検出部８７によるバースト検出処理について、図１３のフローチャートに基づいて説明する。
【0091】
バースト検出部８７は、直交検波部８６からデータフレームＤＦの受信信号が入力されると、ＬＰＦ８７２により受信信号から交番信号を抽出して雑音を抑圧する（ステップＳ
１）。
１）。
【0092】
バースト検出部８７の電力算出部８７３は、ＬＰＦ８７２から入力された交番信号の信号電力を算出し、平均化部８７４は、電力算出部８７３から入力された信号電力の平均値を算出する。（ステップＳ２）。
【0093】
バースト検出部８７の判定部８７５は、平均化部８７４から入力された信号電力の平均値と、メモリから読み出して入力された電力閾値とを比較し、信号電力の平均値が電力閾値よりも大きい場合に交番信号を検出したと判定し、検出フラグをタイミング制御部８８へ出力する（ステップＳ３）。
【0094】
以上で説明したように、実施の形態に係る無線通信システム１によれば、データフレームＤＦにＣＷ信号を付加する必要がなくなるため、バースト通信のスループットが向上する。
【0095】
次に上記の実施の形態におけるフレーム同期部８１７によるフレーム同期処理について、図１４のフローチャートに基づいて説明する。
【0096】
遅延調整部８１７１は、シンボル再生部８１１から入力された受信信号に所定シンボル数の遅延調整量の遅延調整を行い、ＡＰＣ８１２へ出力する（ステップＳ５１）。
【0097】
探索区間設定部８１７２は、バースト検出部８７によりバースト信号が検出され、バースト検出パルスが入力されると（ステップＳ５２でＹＥＳ）、入力されたバースト検出パルスを基準として、プリアンブル信号のシンボル数と、既知信号のシンボル数とを加算した区間を探索区間として設定する（ステップＳ５３）。
【0098】
相関値算出部８１７３は、探索区間の受信信号と、既知信号とのシンボルごとの相関値を算出する（ステップＳ５４）。
【0099】
最大値探索部８１７４は、探索区間に算出された相関値同士を比較し、相関値の最大値を探索する（ステップＳ５５）。
【0100】
同期タイミング算出部８１７５は、遅延調整量と、相関値が最大となってから探索区間が終了するまでのシンボル数との差分シンボル数を求め、探索区間が終了するタイミングから差分シンボル数後のタイミングをフレーム同期タイミングとして算出する。同期タイミング算出部８１７５は、算出したフレーム同期タイミングをタイミング制御部８８へ出力する（ステップＳ５６）。
【0101】
以上で説明したように、実施の形態に係る無線通信システム１によれば、受信信号と、予め記憶された既知信号との相関値を算出し、相関値の最大値を探索し、相関値の最大値に基づいてフレーム同期タイミングを算出するので、受信信号のＣＮＲが低下して相関値のバラツキが大きくなった場合でもフレームの同期確率を向上することが可能である。また、従来技術のように、低ＣＮＲの受信信号に対応して既知信号を長くする必要がないので、バースト通信のスループットの低下を抑制することが可能である。
【0102】
実施の形態に係る無線通信システム１によれば、受信信号に対してフレーム同期タイミングの探索区間を設定し、探索区間の受信信号と既知信号との相関値の最大値に基づいてフレーム同期タイミングを算出するので、フレーム同期タイミングの算出にかかる時間が長くなるのを抑制することが可能である。
【0103】
実施の形態に係る無線通信システム１によれば、バースト信号の検出を示すバースト検出パルスを基準として、プリアンブル信号のシンボル数と、既知信号のシンボル数とを加算した区間を探索区間として設定するので、フレーム同期タイミングの算出にかかる時間が長くなるのを抑制することが可能である。
【0104】
実施の形態に係る無線通信システム１によれば、受信信号の遅延調整量と、相関値が最大となってから探索区間が終了するまでのシンボル数との差分シンボル数を求め、探索区間が終了するタイミングから差分シンボル数後のタイミングをフレーム同期タイミングとして算出するので、フレーム同期タイミングの算出にかかる時間が長くなるのを抑制することが可能である。
【0105】
上記の実施の形態によれば、バースト検出さえ適切に行なわれればフレーム同期漏れは発生しない。そのため、交番信号を利用したバースト検出がより精度よく行なわれる必要がある。以下では、交番信号を利用したバースト検出の他の例について説明する。なお、上記の実施の形態にて説明したバースト検出を実施の形態１とし、以下では、この実施の形態１とは構成および手法が異なる実施の形態２～５について説明する。
【0106】
（実施の形態２）
実施の形態２に係るバースト検出部８７は、受信信号から一対のスペクトラムを有する交番信号を精度よく検出するために、交番信号の一方のスペクトラムの周波数が交番信号の中心周波数と一致するように受信信号の周波数をシフトして周波数シフト信号を生成し、周波数シフト信号から交番信号の一方のスペクトラムを抽出し、周波数シフト信号から抽出した交番信号の一方のスペクトラムの信号電力を用いてバースト検出を行なう点で実施の形態１と異なる。なお、以下では、実施の形態１に係る無線通信システム１と同一の構成については、同じ符号を用いて詳細な説明は省略する。
実施の形態２に係るバースト検出部８７は、受信信号から一対のスペクトラムを有する交番信号を精度よく検出するために、交番信号の一方のスペクトラムの周波数が交番信号の中心周波数と一致するように受信信号の周波数をシフトして周波数シフト信号を生成し、周波数シフト信号から交番信号の一方のスペクトラムを抽出し、周波数シフト信号から抽出した交番信号の一方のスペクトラムの信号電力を用いてバースト検出を行なう点で実施の形態１と異なる。なお、以下では、実施の形態１に係る無線通信システム１と同一の構成については、同じ符号を用いて詳細な説明は省略する。
【0107】
図１５は、実施の形態２に係るバースト検出部８７の概略構成を示す機能ブロック図である。バースト検出部８７は、周波数シフト部（周波数シフト手段）８７６と、ＬＰＦ（第１の信号抽出手段）８７２と、電力算出部（電力算出手段）８７３と、平均化部（電力算出手段）８７４と、判定部（判定手段）８７５と、を備える。
【0108】
図１６（Ａ）は、直交検波部８６から出力された受信信号のスペクトラムを示す。受信信号の先頭部分は交番信号であるため、受信信号のスペクトラムには、交番信号の中心周波数ｆｃに対して正方向にｆｓｙｍ／２（ｆｓｙｍ：シンボル周波数）のスペクトラムｆ１が立ち、負方向に－ｆｓｙｍ／２のスペクトラムｆ２が立つ。
【0109】
周波数シフト部８７６は、図１６（Ｂ）に示すように、交番信号の一方のスペクトラム、例えばスペクトラムｆ１の周波数が交番信号の中心周波数ｆｃと一致するように受信信号の周波数を－ｆｓｙｍ／２だけシフトして周波数シフト信号を生成する。
【0110】
ＬＰＦ８７２は、図１６（Ｃ）に破線で示すようなフィルタ特性（信号抽出特性）を備えており、周波数シフト信号から交番信号のスペクトラムｆ１を抽出して雑音を抑圧し、電力算出部８７３へ出力する。なお、ＬＰＦ８７２のフィルタ特性は、受信信号の想定される周波数オフセットが±Δｆである場合、通常は周波数オフセットΔｆの２倍の帯域幅である２Δｆが用いられる。
【0111】
電力算出部８７３は、ＬＰＦ８７２から入力された交番信号のスペクトラムｆ１の信号電力を算出し、算出した信号電力を平均化部８７４へ出力する。平均化部８７４は、電力算出部８７３により算出された信号電力の平均値を求め、判定部８７５へ出力する
【0112】
判定部８７５は、平均化部８７４から入力された交番信号のスペクトラムｆ１の信号電力の平均値と、予め設定された電力閾値とを比較し、信号電力の平均値が電力閾値よりも大きい場合に交番信号を検出したと判定する。
【0113】
次に上記の実施の形態２におけるバースト検出部８７の作用について、図１７のフローチャートに基づいて説明する。
【0114】
バースト検出部８７は、直交検波部８６からデータフレームＤＦの受信信号が入力されると、周波数シフト部８７６により、交番信号の一方のスペクトラムの周波数が交番信号の中心周波数ｆｃと一致するように受信信号の周波数をシフトして周波数シフト信号を生成する（ステップＳ５）。
【0115】
バースト検出部８７のＬＰＦ８７２は、周波シフト信号から交番信号の一方のスペクトラムを抽出して雑音を抑圧する（ステップＳ１）。
【0116】
バースト検出部８７の電力算出部８７３は、ＬＰＦ８７２から入力された交番信号の一方のスペクトラムの信号電力を算出し、平均化部８７４は、電力算出部８７３から入力された信号電力の平均値を算出する。（ステップＳ２）。
【0117】
バースト検出部８７の判定部８７５は、平均化部８７４から入力された信号電力の平均値と、メモリから読み出して入力された電力閾値とを比較し、信号電力の平均値が電力閾値よりも大きい場合に交番信号を検出したと判定し、検出フラグをタイミング制御部８８へ出力する（ステップＳ３）。
【0118】
以上で説明したように、実施の形態２に係る無線通信システム１によれば、交番信号の一方のスペクトラムの周波数が交番信号の中心周波数ｆｃと一致するように受信信号の周波数をシフトして周波数シフト信号を生成し、周波数シフト信号から交番信号の一方のスペクトラムを抽出するので、受信信号から一対のスペクトラムを有する交番信号を精度よく検出することが可能である。
【0119】
（実施の形態３）
次に、実施の形態３に係るバースト検出部８７について説明する。本実施の形態３に係るバースト検出部８７は、受信信号の周波数をシフトして２種類の周波数シフト信号を生成し、この２種類の周波数シフト信号それぞれについてＬＰＦによる交番信号の抽出を行い、抽出した２種類の交番信号のうち信号電力が大きいほうを電力閾値と比較してバースト検出を行なう点で実施の形態１、２と異なっている。なお、以下では、実施の形態１、２に係るバースト検出部８７と同一の構成については、同じ符号を用いて詳細な説明は省略する。
次に、実施の形態３に係るバースト検出部８７について説明する。本実施の形態３に係るバースト検出部８７は、受信信号の周波数をシフトして２種類の周波数シフト信号を生成し、この２種類の周波数シフト信号それぞれについてＬＰＦによる交番信号の抽出を行い、抽出した２種類の交番信号のうち信号電力が大きいほうを電力閾値と比較してバースト検出を行なう点で実施の形態１、２と異なっている。なお、以下では、実施の形態１、２に係るバースト検出部８７と同一の構成については、同じ符号を用いて詳細な説明は省略する。
【0120】
実施の形態１のバースト検出部８７では、受信信号のＣＮＲが低い場合におけるバースト検出精度の劣化対策として、受信信号をＬＰＦへ入力し雑音を抑圧している。その際に、ＬＰＦの帯域幅を狭くするほど雑音への耐性は高くなるが、その一方でＬＰＦの帯域幅を狭くすると許容できる周波数オフセットの大きさが小さくなってしまう。そのため、本実施の形態３のバースト検出では、受信信号の周波数をシフトして２種類の周波数シフト信号を生成し、この２種類の周波数シフト信号それぞれについて帯域幅を狭くしたＬＰＦにより交番信号の抽出を行なうことにより、周波数オフセット耐性を実施の形態２と同等に維持したまま、雑音耐性を向上させることが可能である。
【0121】
図１８は、本実施の形態３に係るバースト検出部８７の概略構成を示す機能ブロック図である。バースト検出部８７は、第１の周波数シフト部（第１の周波数シフト手段）８７
６Ａと、ＬＰＦ（第１の信号抽出手段）８７２Ａと、電力算出部（第１の電力算出手段）８７３Ａと、平均化部（第１の電力算出手段）８７４Ａと、第２の周波数シフト部（第２の周波数シフト手段）８７６Ｂと、ＬＰＦ（第２の信号抽出手段）８７２Ｂと、電力算出部（第２の電力算出手段）８７３Ｂと、平均化部（第２の電力算出手段）８７４Ｂと、電力比較部（比較手段）８７１１と、判定部（判定手段）８７５と、を備える。
６Ａと、ＬＰＦ（第１の信号抽出手段）８７２Ａと、電力算出部（第１の電力算出手段）８７３Ａと、平均化部（第１の電力算出手段）８７４Ａと、第２の周波数シフト部（第２の周波数シフト手段）８７６Ｂと、ＬＰＦ（第２の信号抽出手段）８７２Ｂと、電力算出部（第２の電力算出手段）８７３Ｂと、平均化部（第２の電力算出手段）８７４Ｂと、電力比較部（比較手段）８７１１と、判定部（判定手段）８７５と、を備える。
【0122】
図１９（Ａ）は、直交検波部８６から出力された受信信号のスペクトラムを示す。受信信号の先頭部分は交番信号であるため、受信信号のスペクトラムには、交番信号の中心周波数ｆｃに対して正方向にｆｓｙｍ／２（ｆｓｙｍ：シンボル周波数）のスペクトラムｆ１が立ち、負方向に－ｆｓｙｍ／２のスペクトラムｆ２が立つ。
【0123】
第１の周波数シフト部８７６Ａは、図１９（Ｂ）に示すように、交番信号の一方のスペクトラム（例えば、スペクトラムｆ１）の周波数が交番信号の中心周波数ｆｃに対して正方向のΔｆ／２（第１周波数）となるように受信信号の周波数をシフトして第１の周波数シフト信号を生成する。すなわち、第１の周波数シフト部８７６Ａは、受信信号を－ｆｓｙｍ／２＋Δｆ／２だけシフトする。Δｆは、想定される周波数オフセットであり、ＬＰＦ８７２ＡおよびＬＰＦ８７２Ｂの帯域幅でもある。
【0124】
同様に、第２の周波数シフト部８７６Ｂは、図１９（Ｄ）に示すように、交番信号の一方のスペクトラム（例えば、スペクトラムｆ１）の周波数が交番信号の中心周波数ｆｃに対して負方向のΔｆ／２（第１周波数）となるように受信信号の周波数をシフトして第２の周波数シフト信号を生成する。すなわち、第２の周波数シフト部８７６Ｂは、受信信号を－ｆｓｙｍ／２－Δｆ／２だけシフトする。
【0125】
ＬＰＦ８７２Ａは、図１９（Ｃ）に示すように、図中破線で示すフィルタ特性（信号抽出特性）を備えており、第１の周波数シフト信号から交番信号のスペクトラムｆ１を抽出して雑音を抑圧し、電力算出部８７３Ａへ出力する。ＬＰＦ８７２Ａのフィルタ特性は、受信信号の想定される周波数オフセットが±Δｆである場合、通常は周波数オフセットΔｆの２倍の帯域幅である２Δｆが用いられるが、本実施の形態３では、２Δｆの半分のΔｆが用いられる。
【0126】
ＬＰＦ８７２Ｂは、図１９（Ｅ）に示すように、図中破線で示すフィルタ特性（信号抽出特性）を備えており、第２の周波数シフト信号から交番信号のスペクトラムｆ１を抽出して雑音を抑圧し、電力算出部８７３Ｂへ出力する。ＬＰＦ８７２Ｂのフィルタ特性は、ＬＰＦ８７２Ａと同じフィルタ特性を備えており、その帯域幅はΔｆとなっている。
【0127】
このように、本実施の形態３では、受信信号の周波数をシフトして第１の周波数シフト信号および第２の周波数シフト信号を生成し、この２種類の周波数シフト信号それぞれについてＬＰＦにより交番信号の一方のスペクトラムの抽出を行なうことにより、ＬＰＦの帯域幅を従来（実施の形態２）の半分にすることができる。
【0128】
電力算出部８７３Ａは、ＬＰＦ８７２Ａから入力された第１の周波数シフト信号の信号電力である第１の信号電力を算出し、算出した第１の信号電力を平均化部８７４Ａへ出力する。平均化部８７４Ａは、電力算出部８７３Ａにより算出された第１の信号電力の平均値を求め、電力比較部８７１１へ出力する。
【0129】
上記と同様に、電力算出部８７３Ｂは、ＬＰＦ８７２Ｂから入力された第２の周波数シフト信号の信号電力である第２の信号電力を算出し、算出した第２の信号電力を平均化部８７４Ｂへ出力する。平均化部８７４Ｂは、電力算出部８７３Ｂにより算出された第２の信号電力の平均値を求め、電力比較部８７１１へ出力する。
【0130】
電力比較部８７１１は、平均化部８７４Ａから入力された第１の信号電力の平均値と、平均化部８７４Ｂから入力された第２の信号電力の平均値とを比較し、大きい方を判定部８７５へ出力する。すなわち、受信信号の周波数オフセットがマイナス方向のときには、第１の信号電力の平均値が第２の信号電力の平均値よりも大きくなる。また、受信信号の周波数オフセットがプラス方向のときには、第２の信号電力の平均値が第１の信号電力の平均値よりも大きくなる。
【0131】
判定部８７５は、電力比較部８７１１から入力された信号電力の平均値と、予め設定された電力閾値とを比較し、図５（Ａ）に示すように、信号電力の平均値が電力閾値以上であるときに交番信号を検出したと判定する。
【0132】
次に上記の実施の形態３におけるバースト検出部８７の作用について、図２０のフローチャートに基づいて説明する。
【0133】
第１の周波数シフト部８７６Ａは、受信信号の周波数を－ｆｓｙｍ／２＋Δｆ／２シフトした第１の周波数シフト信号を生成する。同様に、第２の周波数シフト部８７６Ｂは、受信信号の周波数を－ｆｓｙｍ／２－Δｆ／２だけシフトした第２の周波数シフト信号を生成する（ステップＳ６）。
【0134】
バースト検出部８７のＬＰＦ８７２Ａは、第１の周波数シフト信号から交番信号の一方のスペクトラムｆ１を抽出して雑音を抑圧し、ＬＰＦ８７２Ｂは、第２の周波数シフト信号から交番信号の一方のスペクトラムｆ１を抽出して雑音を抑圧する（ステップＳ１）。
【0135】
バースト検出部８７の電力算出部８７３Ａは、ＬＰＦ８７２Ａから入力された第１の周波数シフト信号の信号電力である第１の信号電力を算出し、平均化部８７４Ａは、電力算出部８７３Ａから入力された第１の信号電力の平均値を算出する。同様に、電力算出部８７３Ｂは、ＬＰＦ８７２Ｂから入力された第２の周波数シフト信号の信号電力である第２の信号電力を算出し、平均化部８７４Ｂは、電力算出部８７３Ｂから入力された第２の信号電力の平均値を算出する（ステップＳ２）。
【0136】
電力比較部８７１１は、平均化部８７４Ａから入力された第１の信号電力の平均値と、平均化部８７４Ｂから入力された第２の信号電力の平均値とを比較し、大きい方を判定部８７５へ出力する（ステップＳ７）。
【0137】
判定部８７５は、電力比較部８７１１から入力された信号電力の平均値と、メモリから読み出して入力された電力閾値とを比較し、信号電力の平均値が電力閾値よりも大きい場合に交番信号を検出したと判定し、検出フラグをタイミング制御部８８へ出力する（ステップＳ３）。
【0138】
以上で説明したように、本実施の形態３に係るバースト検出部８７によれば、受信信号の周波数をシフトして第１、第２の周波数シフト信号を生成し、この２種類の周波数シフト信号それぞれについてＬＰＦにより交番信号の一方のスペクトラムの抽出を行なうことにより、ＬＰＦの帯域幅を従来の半分にすることができる。そのため、周波数オフセット耐性を実施の形態２と同等に維持したまま、雑音耐性を向上させることが可能である。また、実施の形態１と同様に、データフレームＤＦにＣＷ信号を付加する必要がなくなるため、バースト通信のスループットが向上する。
【0139】
（実施の形態４）
次に、実施の形態４に係るバースト検出部８７について説明する。実施の形態４に係る
バースト検出部８７は、受信信号の振幅を正規化してから交番信号を検出する点で実施の形態３と異なる。なお、以下では、実施の形態３に係るバースト検出部８７と同一の構成については、同じ符号を用いて詳細な説明は省略する。
次に、実施の形態４に係るバースト検出部８７について説明する。実施の形態４に係る
バースト検出部８７は、受信信号の振幅を正規化してから交番信号を検出する点で実施の形態３と異なる。なお、以下では、実施の形態３に係るバースト検出部８７と同一の構成については、同じ符号を用いて詳細な説明は省略する。
【0140】
従来のバースト検出では、受信信号の信号電力が定格より低いときには、ＡＧＣにより受信信号の信号電力を増幅してからバースト検出を行なっていた。そのため、受信信号の信号電力が定格より低いときには、図５（Ｃ）に示すように、信号電力が電力閾値を超えるまでに時間がかかり、バースト検出に遅延が発生してスループットが低下するという問題があった。本実施の形態４では、受信信号の振幅を正規化することによりバースト検出の遅延を抑制する。
【0141】
図２１は、実施の形態４に係る無線通信システム１のバースト検出部８７の概略構成を示す機能ブロック図である。バースト検出部８７は、第１の周波数シフト部８７６Ａおよび第２の周波数シフト部８７６Ｂの手前に正規化部（正規化手段）８７１が接続されている。
【0142】
正規化部８７１は、図２２に示すように、受信信号の信号電力の振幅を１に正規化し、振幅を正規化した受信信号を第１の周波数シフト部８７６Ａおよび第２の周波数シフト部８７６Ｂへ出力する。また、図２３のフローチャートに示すように、バースト検出部８７は、直交検波部８６からデータフレームＤＦの受信信号が入力されると、正規化部８７１により受信信号の振幅を正規化（ステップＳ８）してから、第１の周波数シフト部８７６Ａおよび第２の周波数シフト部８７６Ｂにより第１、第の周波数シフト信号を生成する（ステップＳ６）。第１の周波数シフト部８７６Ａおよび第２の周波数シフト部８７６Ｂ以降では、振幅が正規化された受信信号に基づいて交番信号の検出が行なわれる。
【0143】
以上で説明したように、実施の形態４に係るバースト検出部８７によれば、受信信号の振幅を正規化するので、ＡＧＣによる受信レベルの調整を待たずに電力閾値を超える交番信号を検出することができ、受信信号のレベル調整を待つ間に発生していた検出遅延を抑制してバースト通信のスループットを向上させることが可能である。
【0144】
なお、受信信号の振幅の正規化は、実施の形態１、２にも適用可能である。実施の形態１に適用する場合には、図５（Ｂ）に示すバースト検出部８７において、ＬＰＦ８７２の手前に正規化部８７１が接続される。また、図１３に示すフローチャートにおいて、交番信号の注（ステップＳ１）の前に、受信信号の振幅の正規化（ステップＳ８）が実行される。同様に、実施の形態２に適用する場合には、図１５に示すバースト検出部８７において、周波数シフト部８７６の手前に正規化部８７１が接続される。また、図１７に示すフローチャートにおいて、周波数シフト（ステップＳ６）の前に受信信号の振幅の正規化（ステップＳ８）が実行される。これによれば、実施の形態１、２においても、受信信号のレベル調整による検出遅延を抑制することが可能である。
【0145】
（実施の形態５）
次に、実施の形態５に係るバースト検出部８７について説明する。本実施の形態５に係るバースト検出部８７は、振幅を正規化した受信信号からバースト検出を行なう際に、雑音電力から電力閾値を算出して用いる点で実施の形態４と異なる。なお、以下では、実施の形態４に係るバースト検出部８７と同一の構成については、同じ符号を用いて詳細な説明は省略する。
次に、実施の形態５に係るバースト検出部８７について説明する。本実施の形態５に係るバースト検出部８７は、振幅を正規化した受信信号からバースト検出を行なう際に、雑音電力から電力閾値を算出して用いる点で実施の形態４と異なる。なお、以下では、実施の形態４に係るバースト検出部８７と同一の構成については、同じ符号を用いて詳細な説明は省略する。
【0146】
実施の形態４のバースト検出部８７では、バースト信号を受信していないときに受信信号の振幅が正規化されて誤検出が発生する可能性がある。そのため、本実施の形態５のバースト検出では、所望のＳＮＲを満たすために必要な電力閾値を雑音電力から算出してバ
ースト検出に用いる。これにより、バースト信号を受信していないときに受信信号の振幅が正規化されてもＳＮＲは低いままなので、誤検出を防ぐことが可能となる。
ースト検出に用いる。これにより、バースト信号を受信していないときに受信信号の振幅が正規化されてもＳＮＲは低いままなので、誤検出を防ぐことが可能となる。
【0147】
図２４は、本実施の形態５に係る無線通信システム１のバースト検出部８７の概略構成を示す機能ブロック図である。バースト検出部８７は、正規化部（正規化手段）８７１と、第１の周波数シフト部（第１の周波数シフト手段）８７６Ａと、ＬＰＦ（第１の信号抽出手段）８７２Ａと、電力算出部（第１の電力算出手段）８７３Ａと、平均化部（第１の電力算出手段）８７４Ａと、第２の周波数シフト部（第２の周波数シフト手段）８７６Ｂと、ＬＰＦ（第２の信号抽出手段）８７２Ｂと、電力算出部（第２の電力算出手段）８７３Ｂと、平均化部（第２の電力算出手段）８７４Ｂと、電力比較部（比較手段）８７１１と、第３の周波数シフト部（第３の周波数シフト手段）８７６Ｃと、ＬＰＦ（第３の信号抽出手段）８７２Ｃと、電力算出部（第３の電力算出手段）８７３Ｃと、平均化部（第３の電力算出手段）８７４Ｃと、電力閾値算出部（電力閾値算出手段）８７１０と、判定部（判定手段）８７５と、を備える。
【0148】
実施の形態４と同様に、正規化部８７１は、図２２に示すように、受信信号の信号電力の振幅を１に正規化する。
【0149】
図２５（Ａ）は、直交検波部８６から出力された受信信号のスペクトラムを示す。第１の周波数シフト部８７６Ａは、図２５（Ｂ）に示すように、交番信号の一方のスペクトラム（例えば、スペクトラムｆ１）の周波数が交番信号の中心周波数ｆｃに対して正方向のΔｆ／２となるように受信信号の周波数をシフトして第１の周波数シフト信号を生成する。同様に、第２の周波数シフト部８７６Ｂは、図２５（Ｄ）に示すように、交番信号の一方のスペクトラムｆ１の周波数が交番信号の中心周波数ｆｃに対して負方向のΔｆ／２となるように受信信号の周波数をシフトして第２の周波数シフト信号を生成する。
【0150】
ＬＰＦ８７２Ａは、図２５（Ｃ）に示すように、図中破線で示すフィルタ特性（信号抽出特性）を備えており、第１の周波数シフト信号から交番信号のスペクトラムｆ１を抽出して雑音を抑圧し、電力算出部８７３Ａへ出力する。ＬＰＦ８７２Ａのフィルタ特性は、受信信号の想定される周波数オフセットが±Δｆである場合、通常は周波数オフセットΔｆの２倍の帯域幅である２Δｆが用いられるが、本実施の形態３では、２Δｆの半分のΔｆが用いられる。
【0151】
ＬＰＦ８７２Ｂは、図２５（Ｅ）に示すように、図中破線で示すフィルタ特性（信号抽出特性）を備えており、第２の周波数シフト信号から交番信号のスペクトラムｆ１を抽出して雑音を抑圧し、電力算出部８７３Ｂへ出力する。ＬＰＦ８７２Ｂのフィルタ特性は、ＬＰＦ８７２Ａと同じフィルタ特性を備えており、その帯域幅はΔｆとなっている。
【0152】
電力算出部８７３Ａは、ＬＰＦ８７２Ａから入力された第１の周波数シフト信号の信号電力である第１の信号電力を算出し、算出した第１の信号電力を平均化部８７４Ａへ出力する。平均化部８７４Ａは、電力算出部８７３Ａにより算出された第１の信号電力の平均値を求め、電力比較部８７１１へ出力する。
【0153】
上記と同様に、電力算出部８７３Ｂは、ＬＰＦ８７２Ｂから入力された第２の周波数シフト信号の信号電力である第２の信号電力を算出し、算出した第２の信号電力を平均化部８７４Ｂへ出力する。平均化部８７４Ｂは、電力算出部８７３Ｂにより算出された第２の信号電力の平均値を求め、電力比較部８７１１へ出力する。
【0154】
電力比較部８７１１は、平均化部８７４Ａから入力された第１の信号電力の平均値と、平均化部８７４Ｂから入力された第２の信号電力の平均値とを比較し、大きい方を判定部
８７５へ出力する。
８７５へ出力する。
【0155】
第３の周波数シフト部８７６Ｃは、図２５（Ｆ）に示すように、振幅が正規化された受信信号をＬＰＦ８７７の帯域幅Δｆに入らない周波数、例えば、－ｆｓｙｍ／４（ｆｓｙｍ：シンボル周波数）にシフトして第３の周波数シフト信号を生成する。ＬＰＦ８７２Ｃは、図２５（Ｇ）に破線で示すように、ＬＰＦ８７２Ａ、８７２Ｂと同じフィルタ特性を有しており、第３の周波数シフト信号から雑音信号を抽出する。
【0156】
電力算出部８７３Ｃは、ＬＰＦ８７２Ｃから入力された雑音信号の信号電力を算出し、平均化部８７４Ｃは、電力算出部８７３Ｃから入力された信号電力の平均値（以下、雑音電力ともいう）を算出する。
【0157】
電力閾値算出部８７１０は、平均化部８７４Ｃから入力された雑音電力に基づいて電力閾値を算出し、判定部８７５へ出力する。ここで、ＳＮＲは、下記式（１）により求められる。したがって、下記式（２）に示すように、雑音電力に目標とするＳＮＲ（以下、ＳＮＲ閾値という）を乗算することにより、ＳＮＲ閾値を得るために必要な電力閾値が求められる。
ＳＮＲ＝信号電力／雑音電力・・・・・・（１）
電力閾値＝ＳＮＲ閾値×雑音電力・・・・（２）
ＳＮＲ＝信号電力／雑音電力・・・・・・（１）
電力閾値＝ＳＮＲ閾値×雑音電力・・・・（２）
【0158】
判定部８７５は、電力比較部８７１１から入力された信号電力の平均値と、電力閾値算出部８７１０から入力された電力閾値とを比較し、信号電力の平均値が電力閾値以上である場合に交番信号の一方のスペクトラムｆ１を検出したと判定し、検出フラグをタイミング制御部８８へ出力する。
【0159】
次に上記の実施の形態５におけるバースト検出部８７の作用について、図２６のフローチャートに基づいて説明する。
【0160】
本実施の形態５では、実施の形態４と同様にステップＳ８、Ｓ６、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ７およびＳ３の処理を行なう一方、バースト検出部８７の第３の周波数シフト部８７６Ｃは、振幅が正規化された受信信号がＬＰＦ８７２Ｃの帯域幅Δｆに入らない位置に周波数をシフトして第３の周波数シフト信号を生成する（ステップＳ９）。ＬＰＦ８７２Ｃは、第３の周波数シフト信号から雑音信号を抽出する（ステップＳ１０）。
【0161】
電力算出部８７３Ｃは、ＬＰＦ８７２Ｃから入力された雑音信号の信号電力を算出し、平均化部８７４Ｃは、電力算出部８７３Ｃから入力された信号電力の平均値（雑音電力）を算出する（ステップＳ１１）。
【0162】
電力閾値算出部８７１０は、平均化部８７４Ｃから入力された雑音電力と、所望のＳＮＲ閾値とに基づいて電力閾値を算出し、判定部８７５へ出力する（ステップＳ１２）。
【0163】
判定部８７５は、電力比較部８７１１から入力された信号電力の平均値と、電力閾値算出部８７１０から入力された電力閾値とを比較し、信号電力の平均値が電力閾値以上である場合に交番信号を検出したと判定し、検出フラグをタイミング制御部８８へ出力する（ステップＳ３）。
【0164】
以上で説明したように、本実施の形態５に係る無線通信システム１によれば、所望のＳＮＲを満たすために必要な電力閾値を雑音電力から算出してバースト検出に用いる。これにより、バースト信号を受信していないときに受信信号の振幅が正規化されてもＳＮＲは低いままなので、誤検出を防ぐことが可能となる。
【0165】
なお、雑音信号から電力閾値を算出してバースト検出を行なう手法は、実施の形態１、２にも適用可能である。実施の形態１に適用する場合には、図５（Ａ）に示すバースト検出部８７において、ＬＰＦ８７２の手前に正規化部８７１を接続し、正規化部８７１に第３の周波数シフト部８７６Ｃと、ＬＰＦ８７２Ｃと、電力算出部８７３Ｃと、平均化部８７４Ｃと、電力閾値算出部８７１０とを接続し、電力閾値算出部８７１０にて算出された電力閾値を判定部８７５へ出力する。同様に、実施の形態２に適用する場合には、図１５に示すバースト検出部８７において、周波数シフト部８７６の手前に正規化部８７１を接続し、正規化部８７１に第３の周波数シフト部８７６Ｃと、ＬＰＦ８７２Ｃと、電力算出部８７３Ｃと、平均化部８７４Ｃと、電力閾値算出部８７１０とを接続し、電力閾値算出部８７１０にて算出された電力閾値を判定部８７５へ出力する。これによれば、実施の形態１、２においても、受信信号の振幅を正規化した場合に発生するご検出を抑制することが可能である。
【0166】
以上、この発明の実施の形態について説明したが、具体的な構成は、上記の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。
【符号の説明】
【0167】
１ 無線通信システム
２ 無線通信装置
６ 送信部
８ 受信部（受信手段）
８７ バースト検出部（バースト検出手段）
８７１ 正規化部（正規化手段）
８７２、８７２Ａ ＬＰＦ（第１の信号抽出手段）
８７２Ｂ ＬＰＦ（第２の信号抽出手段）
８７２Ｃ ＬＰＦ（第３の信号抽出手段）
８７３ 電力算出部（電力算出手段）
８７３Ａ 電力算出部（第１の電力算出手段）
８７３Ｂ 電力算出部（第２の電力算出手段）
８７３Ｃ 電力算出部（第３の電力算出手段）
８７４、８７４Ａ、８７４Ｂ、８７４Ｃ 平均化部
８７５ 判定部（判定手段）
８４６、８７６Ａ 第１の周波数シフト部（第１の周波数シフト手段）
８７６Ｂ 第２の周波数シフト部（第２の周波数シフト手段）
８７６Ｃ 第３の周波数シフト部（第３の周波数シフト手段）
８７１０ 電力閾値算出部（電力閾値算出手段）
８７１１ 電力比較部（電力比較手段）
８１７ フレーム同期部（フレーム同期手段）
８１７１ 遅延調整部（遅延調整手段）
８１７２ 探索区間設定部（探索区間設定手段）
８１７３ 相関値算出部（相関値算出手段）
８１７４ 最大値探索部（最大値探索手段）
８１７５ 同期タイミング算出部（同期タイミング算出手段）
ＤＦ データフレーム
２ 無線通信装置
６ 送信部
８ 受信部（受信手段）
８７ バースト検出部（バースト検出手段）
８７１ 正規化部（正規化手段）
８７２、８７２Ａ ＬＰＦ（第１の信号抽出手段）
８７２Ｂ ＬＰＦ（第２の信号抽出手段）
８７２Ｃ ＬＰＦ（第３の信号抽出手段）
８７３ 電力算出部（電力算出手段）
８７３Ａ 電力算出部（第１の電力算出手段）
８７３Ｂ 電力算出部（第２の電力算出手段）
８７３Ｃ 電力算出部（第３の電力算出手段）
８７４、８７４Ａ、８７４Ｂ、８７４Ｃ 平均化部
８７５ 判定部（判定手段）
８４６、８７６Ａ 第１の周波数シフト部（第１の周波数シフト手段）
８７６Ｂ 第２の周波数シフト部（第２の周波数シフト手段）
８７６Ｃ 第３の周波数シフト部（第３の周波数シフト手段）
８７１０ 電力閾値算出部（電力閾値算出手段）
８７１１ 電力比較部（電力比較手段）
８１７ フレーム同期部（フレーム同期手段）
８１７１ 遅延調整部（遅延調整手段）
８１７２ 探索区間設定部（探索区間設定手段）
８１７３ 相関値算出部（相関値算出手段）
８１７４ 最大値探索部（最大値探索手段）
８１７５ 同期タイミング算出部（同期タイミング算出手段）
ＤＦ データフレーム
【要約】
【課題】バースト通信のスループットを低下させることなくフレーム同期タイミングの生成が可能な無線受信装置およびフレーム同期タイミング生成方法を提供することを目的とする。
【解決手段】受信信号からプリアンブル信号を検出したタイミングを基準として、探索区間設定部８１７２により探索区間を設定し、相関値算出部８１７３により探索区間の受信信号と既知信号との相関値を算出し、最大値探索部８１７４により相関値の最大値を探索し、同期タイミング算出部８１７５により探索区間が終了するタイミングと、相関値が最大となったタイミングと、受信信号の遅延調整量とに基づいて、フレーム同期タイミングを算出する。
【選択図】図６
【解決手段】受信信号からプリアンブル信号を検出したタイミングを基準として、探索区間設定部８１７２により探索区間を設定し、相関値算出部８１７３により探索区間の受信信号と既知信号との相関値を算出し、最大値探索部８１７４により相関値の最大値を探索し、同期タイミング算出部８１７５により探索区間が終了するタイミングと、相関値が最大となったタイミングと、受信信号の遅延調整量とに基づいて、フレーム同期タイミングを算出する。
【選択図】図６
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【図22】
【図23】
【図24】
【図25】
【図26】
【図27】