特許 7586727 モータ制御装置、モータ駆動装置並びにこれを用いた機器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-11-11

(45)【発行日】2024-11-19

(54)【発明の名称】モータ制御装置、モータ駆動装置並びにこれを用いた機器

(51)【国際特許分類】

   H02P 27/08 20060101AFI20241112BHJP

【ＦＩ】

H02P27/08

【請求項の数】 6

(21)【出願番号】P 2021023440

(22)【出願日】2021-02-17

(65)【公開番号】P2022125702

(43)【公開日】2022-08-29

【審査請求日】2023-09-26

(73)【特許権者】

【識別番号】000005108

【氏名又は名称】株式会社日立製作所

(74)【代理人】

【識別番号】110000350

【氏名又は名称】ポレール弁理士法人

(72)【発明者】

【氏名】能登原 保夫

(72)【発明者】

【氏名】ハディナタ アグネス

(72)【発明者】

【氏名】李 東昇

(72)【発明者】

【氏名】鈴木 尚礼

【審査官】保田 亨介

(56)【参考文献】

【文献】国際公開第２０１９／００８６７６（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２００７－２５９６７５（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｐ２１／００－２５／０３

２５／０４

２５／１０－２７／１８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

速度指令とモータ電流の検出値とに基づいて、モータを制御するための制御信号を作成するモータ制御装置において、
前記モータの相電流を検出する相電流検出手段と、
前記相電流検出手段によって検出される前記モータの前記相電流の基本波成分を抽出する基本波成分抽出手段と、
を備え、
前記相電流検出手段は、前記モータを駆動するインバータにおける直流母線電流を検出し、前記モータ電流の各相電流に割り振って前記相電流を検出し、
前記基本波成分抽出手段によって抽出される前記基本波成分を用いて前記制御信号を作成し、
前記速度指令に応じて、前記相電流検出手段によって検出される前記相電流と、前記基本波成分との一方を選択する切替器を備え、
前記切替器によって選択される前記相電流または前記基本波成分を用いて前記制御信号を作成することを特徴とするモータ制御装置。

【請求項2】

速度指令とモータ電流の検出値とに基づいて、モータを制御するための制御信号を作成するモータ制御装置において、
前記モータの相電流を検出する相電流検出手段と、
前記相電流検出手段によって検出される前記モータの前記相電流の基本波成分を抽出する基本波成分抽出手段と、
を備え、
前記相電流検出手段は、相電流センサであり、
前記速度指令に応じて、前記相電流センサによって検出される前記相電流と、前記基本波成分との一方を選択する切替器を備え、
前記切替器によって選択される前記相電流または前記基本波成分を用いて前記制御信号を作成することを特徴とするモータ制御装置。

【請求項3】

請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置において、
前記制御信号がＰＷＭ信号であり、
変調波信号となる電圧指令とキャリア波とに基づいて、前記ＰＷＭ信号を作成するＰＷＭ変換器と、
前記速度指令と前記モータ電流の前記検出値とに基づいて、前記電圧指令を作成する制御器と、
を備え、
前記制御器は、前記モータの電圧方程式に基づき、前記モータ電流から演算される電流指令に応じて前記電圧指令を作成することを特徴とするモータ制御装置。

【請求項4】

請求項３に記載のモータ制御装置において、
前記制御器は、簡易ベクトル制御により、前記電圧指令を作成することを特徴とするモータ制御装置。

【請求項5】

モータを駆動制御するインバータと、
前記インバータを制御する制御信号を作成する制御部と、
を備えるモータ駆動装置において、
前記制御部は、請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置であることを特徴とするモータ駆動装置。

【請求項6】

モータによって駆動される機器において、
前記モータが、請求項５に記載のモータ駆動装置によって駆動されることを特徴とする機器。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、交流モータを制御するモータ制御装置、交流モータを可変速駆動するモータ駆動装置並びにこれを用いた機器に関する。

【背景技術】

【0002】

一般産業、家電、自動車等の様々な分野において、小型高出力化を目的にモータの更なる高速回転化が進んでいる。

【0003】

モータの高速回転制御のために、ＰＷＭキャリア周波数とパルス数を電気角周波数毎に変更する同期ＰＷＭ制御（例えば、特許文献１参照）が用いられる。

【0004】

また、モータ電流の検出には、相電流センサを用いずに三相交流電流を検出する直流母線電流検出法（例えば、特許文献２，３参照）が用いられる。

【0005】

また、永久磁石同期モータの高速回転制御には、電流制御器が省略された簡易ベクトル制御（例えば、特許文献４参照）が用いられる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【文献】特開２００５－２３７１９４号公報

【文献】特開平８－１９２６３号公報

【文献】特許６１２９９７２号公報

【文献】特開２００４－４８８６８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

特許文献１で記載されている同期ＰＷＭ制御は、電気角回転周波数に同期してＰＷＭキャリア周波数が変化し、ＰＷＭパルス数が３の倍数（奇数）及び１パルスになるように制御される。言い換えると、高速回転時はＰＷＭパルス数が減少し、最大１パルスになる。

【0008】

ＰＷＭパルス数が減少するとモータ電流の変動幅が増加し、後述する直流母線電流検出法での電流検出が困難になる。

【0009】

また、直流母線電流検出法は、ＰＷＭパルスの組合せに応じてほぼ同時に検出した直流母線電流を各相に振り分けてモータ電流の基本波成分を再現する方式であるが、制御器であるマイクロコンピュータ（以下、マイコンと称す）のＡＤ変換器の検出能力に依存し、 直流母線電流の検出の同時性が変化する。言い換えると、高速回転時には直流母線電流の同時性が担保できなくなりモータ電流の再現誤差が増加していく。

【0010】

そこで、本発明は、高速駆動時のように電気角周波数が高い場合でも、モータ電流基本波成分を高精度に検出して、安定にモータを駆動制御できるモータ制御装置、モータ駆動装置並びにこれを用いた機器を提供する。

【課題を解決するための手段】

【0011】

上記課題を解決するために、本発明によるモータ制御装置は、速度指令とモータ電流の検出値とに基づいて、モータを制御するための制御信号を作成するものであって、モータの相電流を検出する相電流検出手段と、相電流検出手段によって検出されるモータの相電流の基本波成分を抽出する基本波成分抽出手段と、を備え、さらに次のいずれかの手段を備える。
第１の手段は、相電流検出手段は、モータを駆動するインバータにおける直流母線電流を検出し、モータ電流の各相電流に割り振って相電流を検出し、基本波成分抽出手段によって抽出される基本波成分を用いて制御信号を作成し、速度指令に応じて、相電流検出手段によって検出される相電流と、基本波成分との一方を選択する切替器を備え、切替器によって選択される相電流または基本波成分を用いて制御信号を作成することである。
第２の手段は、相電流検出手段は、相電流センサであり、速度指令に応じて、相電流センサによって検出される相電流と、基本波成分との一方を選択する切替器を備え、切替器によって選択される相電流または基本波成分を用いて制御信号を作成することである。

【0012】

上記課題を解決するために、本発明によるモータ駆動装置は、モータを駆動制御するインバータと、インバータを制御する制御信号を作成する制御部と、を備えるものであって、制御部は、上記本発明によるモータ制御装置である。

【0013】

上記課題を解決するために、本発明による機器は、モータによって駆動されるものであって、モータが、上記本発明によるモータ駆動装置によって駆動される。

【発明の効果】

【0014】

本発明によれば、電気角周波数が高い場合でも、モータ電流基本波成分を高精度に検出することができる。

【図面の簡単な説明】

【0015】

【図1】実施例１であるモータ駆動装置の構成を示す機能ブロック図である。

【図2】インバータ３が出力する線間電圧およびモータ相電流の各波形を示す波形図である。

【図3】インバータ３の主回路部に流れる電流を示す回路図である。

【図4】モータ駆動装置（インバータ３および制御装置部）の動作波形を示す波形図である。

【図5】直流母線電流の検出値からモータ電流を演算するモータ電流演算器の一例を示す機能ブロック図である。

【図6】モータの高速回転時における、モータ駆動装置の動作波形を示す波形図である。

【図7】モータを４極のＰＭＳＭとし、ＡＤ変換器の検出間隔を１０μｓとする場合における、回転速度と位相差の関係を示す。

【図8】実施例１における直流母線モータ電流検出器５の構成を示す機能ブロック図である。

【図9】簡易フーリエ変換が適用される基本波成分抽出器５Ｂの構成を示す機能ブロック図である。

【図10】正弦波伝達関数が適用される基本波成分抽出器５Ｂの構成を示す機能ブロック図である。

【図11】直流母線電流によって検出されるモータ相電流と、モータ相電流から抽出されたモータ電流の基本波成分を示す波形図である。

【図12】実施例１において回転駆動されているモータ４のモータ電流の波形と直流母線電流の波形を示す波形図である。

【図13】スティック型の掃除機の概略的な構成を示す外観図である。

【図14】ドラム型の洗濯機の概略的な構成を示す外観図である。

【図15】電動車の概略的な構成を示す外観図である。

【図16】ハイブリッドターボチャージャーの概略的な構成を示す構成図である。

【図17】実施例２であるモータ駆動装置の構成を示す機能ブロック図である。

【図18】実施例３であるモータ駆動装置の構成を示す機能ブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0016】

以下、本発明の実施形態について、下記の実施例１～３により、図面を用いながら説明する。

【0017】

各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。

【実施例1】

【0018】

図１～１６を用いて、実施例１について説明する。

【0019】

図１は、本発明の実施例１であるモータ駆動装置の構成を示す機能ブロック図である。

【0020】

図１に示すように、本実施例１のモータ駆動装置は、モータ４に三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを印加するインバータ３を備えている。なお、本実施例１では、モータ４として、永久磁石同期モータ（以下、「ＰＭＳＭ」と記す）が適用される。

【0021】

インバータ３は、電力用の半導体スイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴ）によって構成される三相ブリッジ回路のようなインバータ回路を有する。インバータ回路は、半導体スイッチング素子をオン・オフすることにより、直流電源からの入力直流電圧を三相交流電圧に変換して、この三相交流電圧をモータ４へ出力する。

【0022】

インバータ回路を構成する半導体スイッチング素子のオン・オフを制御する制御装置部は、パルス幅変調（以下、「ＰＷＭ」と記す）制御信号を作成する同期ＰＷＭ変換器２と、速度指令ω＊および三相モータ電流Ｉｕｖｗに基づいて三相電圧指令Ｖｕｖｗを作成して、Ｖｕｖｗを同期ＰＷＭ変換器２に与えるベクトル制御器１と、インバータ３における直流母線電流ＩＤＣを検出して、ＩＤＣの検出値からＩｕｖｗを再現する直流母線モータ電流検出器５とから構成される。

【0023】

ベクトル制御器１では、電流制御器を用いない簡易的ベクトル制御（特許文献４参照）が適用される。簡易的ベクトル制御においては、モータ電流の回転座標系におけるｑ軸成分であるｑ軸電流Ｉｑの一次遅れフィルタ値をｑ軸電流指令Ｉｑ^＊とする（Ｉｑ^＊＝（１／（１＋Ｔ・ｓ））Ｉｑ：Ｔは時定数）。なお、モータ電流の回転座標系におけるｄ軸成分の電流指令であるｄ軸電流指令Ｉｄ^＊は零とする。

【0024】

ベクトル制御器１は、回転速度指令ω_ｒ ^＊と、上述のＩｑ^＊およびｉｄ^＊に基づいて、式（１）で表される電圧方程式を用いて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊を演算する。

【0025】

【数1】

【0026】

式（１）において、Ｒ，Ｌｑ，Ｌｄ，Ｋｅは、それぞれ、巻線抵抗、ｑ軸インダクタンス、ｄ軸インダクタンス、誘起電圧定数である。

【0027】

ベクトル制御器１は、Ｖｄ^＊およびＶｑ^＊から、ｄｑ／三相変換により、三相電圧指令Ｖｕｖｗを作成する。

【0028】

したがって、本実施例１では、モータ電流の基本波成分を検出すれば、電流フィードバック制御系なしで、ベクトル制御が可能である。

【0029】

同期ＰＷＭ変換器２では、キャリア波信号の周期と正弦波指令信号（変調波信号）の周期が整数倍の関係にあり、両信号の位相を同期させる、いわゆる同期ＰＷＭ制御が適用される（特許文献１参照）。

【0030】

同期ＰＷＭ制御においては、一般的に、インバータの出力周波数の変化に応じて、キャリア周波数を変化させる。また、同期ＰＷＭ制御においては、多くの場合、インバータ出力周波数によらずＰＷＭ制御信号の一周期のパルス数が一定であるが、インバータ出力周波数に応じてパルス数を切り換える場合もある。本実施例１における同期ＰＷＭ変換器２においては、三相電圧指令Ｖｕｖｗと回転速度指令ω_ｒ ^＊とに基づいて、電気角周波数ごとにＰＷＭパルス数およびキャリア周波数が設定され、Ｖｕｖｗと設定されたキャリア周波数に応じてＰＷＭ制御信号（上アーム）が作成される。

【0031】

インバータ３は、上述のように、半導体スイッチング素子で構成された直流／交流変換器であり、同期ＰＷＭ変換器２が出力するＰＷＭ制御信号（上アーム）に基づいて、三相交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）をＰＷＭパルスで出力する。このＰＷＭパルスによって、モータ４が駆動される。なお、ＰＷＭ制御信号は、ドライバ回路を介して、半導体スイッチング素子に与えられてもよい。

【0032】

また、インバータ３は、直流母線電流を検出するシャント抵抗を備えている。シャント抵抗の端子間電圧は、直流母線電流の検出値ＩＤＣとして、直流母線モータ電流検出器５に入力される。

【0033】

直流母線モータ電流検出器５は、直流母線電流の検出値ＩＤＣとＰＷＭ制御信号（上アーム）とに基づいて、モータ電流の基本波成分Ｉｕｖｗを抽出し、抽出したＩｕｖｗをベクトル制御器１に出力する。

【0034】

以下、直流母線モータ電流検出器５の動作および直流母線モータ電流検出器５の構成について説明する。

【0035】

まず、直流母線モータ電流検出器５の動作の内、従来の直流母線電流検出法（特許文献２，３参照）と共通する動作について、図２～７を用いて説明する。

【0036】

図２は、インバータ３が出力する線間電圧およびモータ相電流の各波形を示す波形図である。

【0037】

なお、図２の上図に示すように、モータ４の回転速度は、０ｒｐｍから１０万ｒｐｍまで加速されている。ベクトル制御器１は、低速時には非同期ＰＷＭ制御にてＰＷＭ制御信号を作成するが、同期ＰＷＭ制御に切り換えた後は、回転速度が高くなるにしたがって、電圧指令の半周期あたりのＰＷＭ制御信号のパルス数を１５パルスから１パルスまで、段階的に減少させる。

【0038】

図２に示すように、モータ４の回転速度が高くなるにしたがって、線間電圧のＰＷＭパルス数は減少し、６万ｒｐｍを超えると、電気角半周期あたり１パルスとなる。このとき、ＰＷＭパルス数が減少するためモータ相電流はリップルが大きくなり、ＰＷＭパルス数が３パルス以下では、モータ電流の波形からは基本波成分の大きさが不明確になる。このため、従来の直流母線電流検出法だけでは、モータ４の高速回転時に、モータ電流の基本波成分を所望の精度で検出することが難しく、モータ４の制御が不安定となる恐れがある。よって、このようなモータ電流からモータ電流の基本波成分を検出する電流検出方式が望まれている。

【0039】

図３は、インバータ３の主回路部に流れる電流を示す回路図である。

【0040】

半導体スイッチング素子（図３ではＩＧＢＴ）の各動作モード（Ｍｏｄｅ１～４）において、電流の流れる回路部を太線で示す。

【0041】

Ｍｏｄｅ１のように、上アームの半導体スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが全てＯＮの場合、並びに、Ｍｏｄｅ４のように、下アームの半導体スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎが全てＯＮの場合、モータ電流は、シャント抵抗には流れない（ＩＤＣ＝０）。

【0042】

また、Ｍｏｄｅ２のように、上アームの半導体スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐと下アームの半導体スイッチング素子ＳｗｎがＯＮの場合、並びに、Ｍｏｄｅ２のように、上アームの半導体スイッチング素子Ｓｕｐと下アームの半導体スイッチング素子Ｓｖｎ，ＳｗｎがＯＮの場合、モータ電流が、シャント抵抗に流れる（ＩＤＣ＝－Ｉｗ（Ｍｏｄｅ２），ＩＤＣ＝Ｉｕ（Ｍｏｄｅ３））。

【0043】

したがって、シャント抵抗にモータ電流が流れる動作モードで、シャント抵抗に流れる直流母線電流を検出することにより、モータ電流を検出することができる。

【0044】

ここで、図４を用いて、直流母線電流検出値ＩＤＣからモータ電流を検出する手段について説明する。

【0045】

図４は、モータ駆動装置（インバータ３および制御装置部）の動作波形を示す波形図である。

【0046】

図４中、上から順に、キャリア波信号および三相電圧指令Ｖｕｖｗ（変調波信号）の各波形、キャリア信号および三相電圧指令Ｖｕｖｗに基づいて作成されるＰＷＭ制御信号（上アーム）の波形、三相のモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの波形、直流母線電流ＩＤＣの波形である。

【0047】

図４中、モータ電流Ｉｕ，Ｉｗおよび直流母線電流ＩＤＣの各波形中に記載されている点は、インバータ３の制御装置部における直流母線モータ電流検出器５が直流母線電流を検出するタイミングを示す。この検出タイミングは、例えば、制御装置部を構成するマイクロコンピュータが備えるＡ／Ｄ変換機能の起動タイミングに相当する。

【0048】

直流母線電流の検出タイミングは、三相印加電圧指令Ｖｕｖｗ（変調波信号）の内の中間相のＰＷＭ制御信号（パルス）が変化するタイミングの前後のタイミングである。図４では、Ｖ相のＰＷＭ制御信号の変化するタイミングの前後のタイミングである。

【0049】

中間相のＰＷＭ制御パルスが変化する前後のタイミングにおいては、前述の図３におけるＭｏｄｅ２，３のように、上アームおよび下アームの一方および他方において、それぞれ、三相の内の一相の半導体スイッチング素子および他の二相の半導体スイッチング素子がＯＮである。したがって、各タイミングにおいては、三相の内の異なる一相のモータ電流が検出される。すなわち、直流母線モータ電流検出器５は、検出するタイミングは異なるものの、２相のモータ電流を検出する。

【0050】

図４に示すように、ＩＤＣによって位相Ａの前後のタイミングで２相のモータ電流（－Ｉｗ，Ｉｕ）が検出され、－Ｉｗ，Ｉｕに基づいて、位相Ａを基準にして３相のモータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が算出される。さらに、ＩＤＣによって位相Ｂの前後のタイミングで２相のモータ電流（Ｉｕ，－Ｉｗ）が検出され、Ｉｕ，－Ｉｗに基づいて、位相Ｂ基準にして３相のモータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が算出される。

【0051】

なお、位相Ａの前後のタイミングにおけるインバータ３の動作モードは、それぞれ図２におけるＭｏｄｅ２（ＳｕｐＯＮ，ＳｖｐＯＮ，ＳｗｎＯＮ（ＳｗｐＯＦＦ））、Ｍｏｄｅ３（ＳｕｐＯＮ，ＳｖｎＯＮ（ＳｖｐＯＦＦ），ＳｗｎＯＮ（ＳｗｐＯＦＦ））に対応している。

【0052】

このようなＰＷＭ制御信号が変化するタイミングの前後のタイミングにおけるＩＤＣの検出を繰り返して、検出値を繋ぎ合わせることにより、三相モータ電流が検出される。そして、モータ速度が中低速（パルス数＞３：図２参照）の場合には、モータ電流の基本波成分が検出される。

【0053】

なお、上述のように三相のモータ電流の内の二相がＩＤＣによって検出され、残りの１相は、次に説明するように、検出された２相から演算される。

【0054】

図５は、直流母線電流の検出値からモータ電流を演算するモータ電流演算器の一例を示す機能ブロック図である。なお、本演算器は、従来技術によるものであるが、一部、本実施例１においても適用される。

【0055】

モータ電流演算器は、ＩＤＣによって検出される２相（図５ではＵ相およびＷ相）のモータ電流から、「Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０」という関係を用いて残りの１相（図５ではＶ相）が相電流演算器（図５ではＶ相電流（Ｉｖ）演算器５２）によって演算される。

【0056】

このような相電流演算器は、本実施例１においても適用される。

【0057】

なお、図５においては、ベクトル制御器１が備えるける三相／ｄｑ変換器５１も示される。従来技術では、ＩＤＣによる三相モータ電流検出値が直接、三相／ｄｑ変換器５１に入力される。本実施例１については、後述する。

【0058】

ここで、モータの高速回転時のようにモータ電流の変動成分が大きいと、直流母線電流の検出値も大きく変動する。このため、従来技術（特許文献２参照）では、直流母線電流の検出タイミングによってはモータ電流の変動成分が検出され、モータ電流の検出精度が低くなる。

【0059】

また、従来技術として、ＰＷＭ制御信号を操作することで、キャリア波信号の連続する２期間（周期）における直流母線電流の検出値を平均化することにより、モータ電流の変動成分をキャンセルする技術もある（特許文献３参照）。しかし、期間Ａと期間Ｂとで、電気角位相の変化が小さければ検出値の平均化が有効であるが、変化が大きくなると本技術でもモータ電流の変動成分のキャンセルは難しい。

【0060】

したがって、従来技術では、モータの高速回転時のように、キャリア周波数１周期の間に電気角位相が大きく変化する場合、モータ電流の基本波成分を精度よく検出することが難しい。

【0061】

図４では、モータの回転速度が中低速であるため、三相電圧指令Ｖｕｖｗ（変調波信号）の変化が緩やかであり、直流母線電流の流れる期間にＶｕｖｗ検出の大きさがほぼ一定値である場合には、２相のモータ電流を異なるタイミングで検出しても、同じタンミングで検出した場合との誤差は小さい。これに対し、次に図６を用いて説明するように、モータの高速回転時は、誤差が大きくなる。

【0062】

図６は、モータの高速回転時（図２におけるパルス数が３となる回転速度）における、モータ駆動装置の動作波形を示す波形図である。

【0063】

図４と同様に、図６中、上から順に、キャリア波信号および三相電圧指令Ｖｕｖｗ（変調波信号）の各波形、キャリア波信号および三相電圧指令Ｖｕｖｗに基づいて作成されるＰＷＭ制御信号（上アーム）の波形、三相のモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗおよび直流母線電流ＩＤＣの各波形を示す波形図である。

【0064】

また、図４と同様に、図６中、モータ電流Ｉｕ，Ｉｗおよび直流母線電流ＩＤＣの各波形中に記載されている点は、インバータ３の制御装置部における直流母線モータ電流検出器５が直流母線電流を検出するタイミングを示す。この検出タイミングは、例えば、制御装置部を構成するマイクロコンピュータが備えるＡ／Ｄ変換機能の起動タイミングに相当する。

【0065】

図６に示すように、高速回転時においても、ＩＤＣによって、２相のモータ電流が検出される。ただし、検出されるモータ電流の相の組み合わせ（例えば、位相ＡではＶ相とＵ相）は、位相Ａ，Ｂ，Ｃにおいてすべて異なる。また、２相のモータ電流の検出タイミングを近づけて検出の同時性を向上するために、ＡＤ変換器の検出間隔を短くすると、各相のモータ電流のピーク値やボトム値が検出されるので、モータ電流の基本波成分を検出することが難しい。

【0066】

また、図６に示すように、各相の前後でＩＤＣが流れる各期間の中心付近でモータ電流が検出されるようにＡＤ変換器の検出間隔を設定すると、２相のモータ電流の検出タイミングの同時性が損なわれる。このため、モータ電流の検出精度が低下し、モータ制御の安定性が低下する。特に、本実施例１のように、電流制御器を有さずモータ電流検出値から電流指令を演算する簡易的ベクトル制御では、モータの高速回転制御が困難になる。

【0067】

ここで、本発明者の検討による、モータ回転速度と、ＩＤＣによる２相のモータ電流の電流検出タイミングの位相差との関係について説明する。

【0068】

図７は、モータを４極のＰＭＳＭとし、ＡＤ変換器の検出間隔を１０μｓとする場合における、回転速度と位相差の関係を示す。なお、回転速度に対応する電圧指令の電気角周波数、すなわちインバータ出力電圧の電気角周波数を示す。

【0069】

図７に示すように、１０万回転以上では位相差が電気角で１０度以上となる。この位相差では、２相のモータ電流の検出タイミングの同時性が損なわれる。したがって、１０万回転以上ではモータ電流の検出精度が低下する。

【0070】

上述のように、直流母線電流によってモータ電流を検出する従来技術では、モータの回転速度が高速になると、モータ電流の基本波成分を検出することが困難になり、モータの安定した制御が難しくなる。

【0071】

これに対し、本実施例１によれば、以下に説明するように、高速回転時においても、直流母線電流によるモータ電流の検出が可能になる。

【0072】

図８は、本実施例１における直流母線モータ電流検出器５（図１）の構成を示す機能ブロック図である。

【0073】

図８に示すように、直流母線モータ電流検出器５（図１）は、シャント抵抗の端子間電圧を直流母線電流検出値ＩＤＣとして入力し、ＩＤＣを、ＰＷＭ制御信号に基づいて、三相のモータ相電流（ＩＤＣｕ，ＩＤＣｖ，ＩＤＣｗ）に割り振る電流割振器５Ａと、割り振られた三相のモータ相電流（ＩＤＣｕ，ＩＤＣｖ，ＩＤＣｗ）の各々から基本波成分（Ｉｕｆ，Ｉｖｆ，Ｉｗｆ）を抽出する基本波成分抽出器５Ｂを備える。

【0074】

電流割振器５Ａは、上述の従来技術により、電流の割り振りを実行する。すなわち、電流割振器５Ａは、中間層のＰＷＭ制御信号が変化するタイミングの前後のタイミングのＩＤＣの検出値によって検出される二相のモータ電流と、これら二相のモータ電流から相電流演算器（図５における「５２」）によって演算される残りの一相のモータ電流とを、三相のモータ相電流（ＩＤＣｕ，ＩＤＣｖ，ＩＤＣｗ）の内の対応する相のモータ相電流とするように、ＩＤＣを割り振る。

【0075】

したがって、割り振られた三相のモータ相電流（ＩＤＣｕ，ＩＤＣｖ，ＩＤＣｗ）は、上述の従来技術によって検出される三相のモータ電流に相当する。

【0076】

基本波成分抽出器５Ｂは、簡易フーリエ変換や正弦波伝達関数を用いて、モータ相電流ＩＤＣｕ，ＩＤＣｖ，ＩＤＣｗから、それぞれ、基本波成分Ｉｕｆ，Ｉｖｆ，Ｉｗｆを抽出する。

【0077】

図９は、簡易フーリエ変換が適用される基本波成分抽出器５Ｂ（図８）の構成を示す機能ブロック図である。なお、図９では、便宜上、Ｕ相について、ＩＤＣｕからＩｕｆを抽出するための構成のみを示すが、Ｖ相およびＷ相についても同様の構成である。

【0078】

図９に示すように、基本波成分抽出器５Ｂ（図８）は、モータの回転位相に応じて余弦波（Ｃｏｓ）を発生する余弦波発生器５Ｂ９および正弦波（Ｓｉｎ）を発生する正弦波発生器５Ｂ１０、入力信号（ＩＤＣｕ）にＣｏｓを乗算する乗算器５Ｂ１およびＳｉｎを乗算する乗算器５Ｂ２、乗算器５Ｂ１の出力値を平均化するフィルタ５Ｂ３および乗算器５Ｂ２の出力値を平均化するフィルタ５Ｂ４、フィルタ５Ｂ３の出力値にＣｏｓを乗算する乗算器５Ｂ５およびフィルタ５Ｂ４の出力値にＳｉｎを乗算する乗算器５Ｂ６、乗算器５Ｂ５の出力値と乗算器５Ｂ６の出力値とを加算する加算器５Ｂ７、加算器５Ｂ７の出力値を２倍してＩｕｆとして出力する演算器５Ｂ８を備えている。

【0079】

図９に示す基本波成分抽出器によれば、直流母線電流から検出されるモータ相電流の、モータの回転位相に同期した基本波成分を抽出することができる。この基本波成分をモータ電流検出値とすることにより、本実施例１のモータ駆動装置の制御装置部（ベクトル制御器１、同期ＰＷＭ変換器２）は、高速回転時において、モータを安定に運転できるように制御することができる。

【0080】

図１０は、正弦波伝達関数が適用される基本波成分抽出器５Ｂ（図８）の構成を示す機能ブロック図である。なお、図１０では、便宜上、Ｕ相について、ＩＤＣｕからＩｕｆを抽出するための構成のみを示すが、Ｖ相およびＷ相についても同様の構成である。

【0081】

正弦波伝達関数の一例を式（２）および式（３）に示す。

【0082】

【数2】

【0083】

式（２）において、Ｋ_１，Ｋ_２，Ｋ_３は制御ゲイン定数である。

【0084】

【数3】

【0085】

式（３）において、Ｋ_４，Ｋ_５は制御ゲイン定数である。

【0086】

式（２）および（３）に示す正弦波伝達関数は、角周波数ω_０でゲインが最大となるゲイン特性を有する。したがって、ω_０をモータの回転電気角周波数に設定することにより、モータ電流の基本波成分を抽出することができる。なお、このようなゲイン特性を有する伝達関数であれば、他の関数形でもよい。

【0087】

図１０に示す基本波成分抽出器によれば、図９に示す基本波成分抽出器と同様に、直流母線電流から検出されるモータ相電流の基本波成分を抽出することができる。この基本波成分をモータ電流検出値とすることにより、本実施例１のモータ駆動装置の制御装置部は、高速回転時において、モータを安定に運転できるように制御することができる。

【0088】

図１１は、直流母線電流ＩＤＣによって検出されるモータ相電流ＩＤＣｕ，ＩＤＣｖ，ＩＤＣｗ（図８参照）と、ＩＤＣｕ，ＩＤＣｖ，ＩＤＣｗから抽出されたモータ電流の基本波成分Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ（それぞれ、図８のＩｕｆ，Ｉｖｆ，Ｉｗｆに対応）を示す波形図である。

【0089】

また、図１２は、本実施例１において回転駆動されているモータ４のモータ電流の波形と直流母線電流（電流割振器５Ａ（図８）による各相への割振り後）の波形を示す波形図である。なお、モータ回転数が８６０００ｒｐｍおよび１５００００ｒｐｍの場合について、波形を示す。

【0090】

図１１および図１２は、シミュレーションによる本発明者の検討結果である。本検討においては、モータの回転速度仕様を９００００ｒｐｍとしている。このため、１５００００ｒｐｍの場合では、いわゆる弱め界磁制御（Ｉｄ＊≠０）の効果により、基本波成分がわかるような波形になっている。

【0091】

上記のような本発明者の検討によれば、本実施例１により、モータ相電流の基本波成分を抽出することができ、抽出された基本波成分に基づいてモータを制御することにより、１パルス駆動（図２参照）まで、安定した高速回転が可能になる。

【0092】

次に、本実施例１のモータ駆動装置を用いた機器として、掃除機、洗濯機、電動車、ハイブリッドチャージャーについて説明する。

【0093】

図１３は、スティック型の掃除機の概略的な構成を示す外観図である。

【0094】

掃除機７０は、モータおよびモータによって回転されるファンを有する送風部７１を備えている。送風部７１におけるモータが、本実施例１によるモータ駆動装置によって駆動される。したがって、モータを安定に高速回転させることができるので、掃除機の出力を増加することができる。

【0095】

図１４は、ドラム型の洗濯機の概略的な構成を示す外観図である。

【0096】

洗濯機８０の洗濯槽は、超多極モータ８１によって回転される。超多極モータ８１が、本実施例１によるモータ駆動装置によって駆動される。超多極モータ８１のような多極モータは、前述のような高速回転をさせることはないが、インバータ出力電圧の電気角周波数は高い。このため、高速回転時と同様に、直流母線電流の変動が大きくなる。したがって、本実施例１によるモータ駆動装置によって駆動することにより、超多極モータ８１を安定に回転制御することができる。このため、洗濯機に超多極モータを適用して、洗濯機を低振動化することができる。

【0097】

図１５は、電動車の概略的な構成を示す外観図である。

【0098】

電動車９０は、車輪を駆動するインホイールモータとして超多極モータ９１を備えている。超多極モータ９１が、本実施例１によるモータ駆動装置によって駆動される。したがって、上述の洗濯機８０（図１４）と同様に、電動車の低振動化が可能になる。

【0099】

図１６は、ハイブリッドターボチャージャーの概略的な構成を示す構成図である。

【0100】

図１６に示すように、エンジン１０１の排気によって回転するタービン１０３と、タービン１０３によって駆動されるコンプレッサ１０２とが、モータ１０４を介して接続される。モータ１０４が本実施例１によるモータ駆動装置によって駆動される。したがって、高速回転仕様のモータによりアシストすることができるので、ターボチャージャーの応答性が向上する。

【0101】

なお、本実施例１によるモータ駆動装置は、上述の機器に限らず、工作機械、歯科用などの医療用切削器具、空気圧縮機など、モータが高速度もしくは高電気角周波数で駆動される機器に適用できる。

【0102】

また、ＰＷＭ変換器には、非同期ＰＷＭ制御が適用されてもよい。たとえば、多極モータのように、低速で回転させても電気角周波数は高いため、電気角周波数の一周期におけるＰＷＭパルス数が少なくなり得る場合には、本実施例１により、基本波成分を抽出して、モータを安定に制御できる。

【0103】

上述のように、本実施例１によれば、直流母線電流から検出されるモータ相電流の基本波成分を抽出して、この基本波成分に基づいてモータを制御することにより、インバータ出力電圧の電気角周波数が高くても、安定にモータを制御できる。これにより、同期ＰＷＭ制御のように、電気角周波数の一周期におけるＰＷＭパルス数を少なくしてモータを高速運転する場合や、多極モータのように電気角周波数を高くして低速運転する場合に、モータの回転を安定に制御することができる。これにより、モータによって駆動される機器の高性能化や高機能化が可能になる。

【実施例2】

【0104】

図１７は、本発明の実施例２であるモータ駆動装置の構成を示す機能ブロック図である。

【0105】

以下、主に、実施例１と異なる点について説明する。

【0106】

本実施例２においては、モータに流れる相電流が相電流センサによって検出される。相電流センサとしては、例えば、インバータ３の三相出力部もしくはモータ４の三相入力部に設けられるＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）が適される。なお、三相の各相電流を相電流センサにより検出してもよいし、三相の内の二相を相電流センサにより検出し、残りの１相を演算してもよい。

【0107】

図２に示すように、モータ４の三相のモータ相電流の検出値Ｉｕｖｗ＿ｍは、基本波成分抽出器５Ｃに入力される。基本波成分抽出器５Ｃは、前述の実施例１における基本波成分抽出抽出器５Ｂ（図８）と同様に、各相電流の基本波成分を抽出する。基本波成分抽出器５Ｃは、抽出した三相のモータ電流の基本波成分を、三相モータ電流検出値Ｉｕｖｗとしてベクトル制御器１に出力する。

【0108】

基本波成分抽出器５Ｃは、実施例１における基本波成分抽出器５Ｂ（図８）と同様に、簡易フーリエ変換（図９）や正弦波伝達関数（図１０、式（２）および（３））を用いて、モータ相電流の検出値Ｉｕｖｗ＿ｍから、基本波成分（Ｉｕｖｗ）を抽出する。

【0109】

本実施例２によれば、相電流センサにより検出されるモータ相電流の基本波成分を抽出して、この基本波成分に基づいてモータを制御することにより、実施例１と同様に、インバータ出力電圧の電気角周波数が高くても、安定にモータを制御できる。これにより、実施例１と同様に、モータを高速運転する場合や、多極モータを運転する場合に、モータの回転を安定に制御することができるので、モータによって駆動される機器の高性能化や高機能化が可能になる。

【実施例3】

【0110】

図１８は、本発明の実施例３であるモータ駆動装置の構成を示す機能ブロック図である。

【0111】

以下、主に、実施例２と異なる点について説明する。

【0112】

本実施例３のモータ駆動装置は、実施例２と同様に、基本波成分抽出器５Ｃを備えるとともに、さらに、ベクトル制御器１に与えるモータ電流の検出値を切り替える切替器６を備える。

【0113】

切替器６は、速度指令ω＊に応じて、実施例２と同様に相電流センサによって検出されるモータの相電流の検出値Ｉｕｖｗ＿ｍと、基本波成分抽出器５Ｃによって抽出されるＩｕｖｗ＿ｍの基本波成分とのいずれか一方を選択して、相モータ電流検出値Ｉｕｖｗとしてベクトル制御器１に与える。

【0114】

切替器６により、電気角周波数が低い低中速回転時は、相電流センサによって検出されるモータの相電流の検出値Ｉｕｖｗ＿ｍに基づき、電気角周波数が高い高速回転時は、Ｉｕｖｗ＿ｍの基本波成分に基づいて、ベクトル制御が実行される。

【0115】

本実施例３によれば、極低速時から超高速時までの広い速度範囲で、モータを安定に制御できる。

【0116】

なお、本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

【符号の説明】

【0117】

１ ベクトル制御器
２ 同期ＰＷＭ変換器
３ インバータ
４ モータ
５ 直流母線モータ電流検出器
５Ａ 電流割振器
５Ｂ 基本波成分抽出器
５Ｃ 基本波成分検出器
６ 切替器
５１ 三相／ｄｑ変換器
５２ 相電流演算器
７０ 掃除機
７１ 送風部
８０ 洗濯機
８１ 超多極モータ
９０ 電動車
１０１ エンジン
１０２ コンプレッサ
１０３ タービン
１０４ モータ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】