特許 7588451 モータ制御装置、及び電動パワーステアリング装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B1)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-11-14

(45)【発行日】2024-11-22

(54)【発明の名称】モータ制御装置、及び電動パワーステアリング装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 23/04 20060101AFI20241115BHJP

   H02P 27/08 20060101ALI20241115BHJP

   H02P 21/05 20060101ALI20241115BHJP

【ＦＩ】

H02P23/04

H02P27/08

H02P21/05

【請求項の数】 9

(21)【出願番号】P 2024530040

(86)(22)【出願日】2023-12-05

(86)【国際出願番号】 JP2023043449

【審査請求日】2024-05-21

(31)【優先権主張番号】P 2023021717

(32)【優先日】2023-02-15

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

【早期審査対象出願】

(73)【特許権者】

【識別番号】523207386

【氏名又は名称】ＮＳＫステアリング＆コントロール株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100103850

【弁理士】

【氏名又は名称】田中 秀▲てつ▼

(74)【代理人】

【識別番号】100105854

【弁理士】

【氏名又は名称】廣瀬 一

(74)【代理人】

【識別番号】100066980

【弁理士】

【氏名又は名称】森 哲也

(72)【発明者】

【氏名】三木 康稔

【審査官】保田 亨介

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１８－１８２８８９（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０１３／０８４２８９（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０１７－０９３２４０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｐ２１／００－２５／０３

２５／０４

２５／１０－２７／１８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

３相以上の多相モータを制御するモータ制御装置であって、
前記多相モータの各相それぞれに対応して形成され、高電位側スイッチング素子、低電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子よりも低電位側に配置されたシャント抵抗を直列に有する相回路それぞれを並列接続して構成されるブリッジ回路と、
前記シャント抵抗に流れる相電流を、第１計測期間、又は前記第１計測期間よりも遅れて開始される第２計測期間に計測する相電流計測部と、
前記多相モータの各相毎に、前記相電流に基づき、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号の目標デューティ比であって、所定の大きさの振幅を有し５０％を振動中心値として最大０％～１００％の範囲で変動する目標デューティ比を算出し、算出した前記目標デューティ比を有する前記ＰＷＭ信号を前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子それぞれのゲートに出力するＰＷＭ信号生成部と、
前記目標デューティ比のうちの最大の目標デューティ比の前記ＰＷＭ信号がゲートに入力される前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子によるスイッチングノイズが前記第１計測期間に重畳し始めるデューティ比と前記第１計測期間が完了するタイミングに相当するデューティ比のうち小さいデューティ比よりも所定値小さく設定した第１閾値、及び前記目標デューティ比のうちの２番目に大きい目標デューティ比である次点デューティ比の前記ＰＷＭ信号がゲートに入力される前記低電位側スイッチング素子がオンからオフに切り替わるタイミングが前記第２計測期間の終了よりも後になるデューティ比である第２閾値を記憶している記憶部と、を備え、
前記相電流計測部は、
前記目標デューティ比の振幅に５０％ポイントを加えた値である目標デューティ比振幅値が前記第１閾値よりも小さい場合、又は前記目標デューティ比振幅値が前記第１閾値以上で且つ前記次点デューティ比が前記第２閾値よりも大きい場合には、前記相電流の検出を前記第１計測期間に行い、
前記目標デューティ比振幅値が前記第１閾値以上で且つ前記次点デューティ比が前記第２閾値以下である場合には、前記相電流の計測を前記第２計測期間に行う
モータ制御装置。

【請求項2】

前記第１計測期間は、前記ＰＷＭ信号のＰＷＭ搬送波である三角波信号がピーク値をとるタイミングから所定の遅延時間だけ遅れて開始される期間である
請求項１に記載のモータ制御装置。

【請求項3】

前記多相モータは、３相モータであり、
前記ＰＷＭ信号生成部は、
前記相電流に基づき、所定の大きさの振幅を有し０％を振動中心値として最大－５０％～５０％の範囲で変動する各相の電圧指令値を生成する電圧指令値演算部を更に備え、
前記各相の電圧指令値に５０％ポイントを加えて前記目標デューティ比を算出する
請求項１に記載のモータ制御装置。

【請求項4】

前記多相モータは、３相モータであり、
前記ＰＷＭ信号生成部は、
前記相電流に基づき、所定の大きさの振幅を有し０％を振動中心値として最大－５０％～５０％の範囲で変動する各相の電圧指令値を生成する電圧指令値演算部と、
前記各相の電圧指令値それぞれから、３相のなかで電圧指令値が最大である最大相の電圧指令値と、電圧指令値が最小である最小相の電圧指令値との平均値を減じて、補正後３相電圧指令値を生成する指令値補正部と、を更に備え、
前記補正後３相電圧指令値に５０％ポイントを加えて前記目標デューティ比を算出し、
前記相電流計測部は、
前記第１閾値と比較する前記目標デューティ比振幅値として、前記各相の電圧指令値の振幅を√３/２倍した値に５０％ポイントを加えた値を用いる
請求項１に記載のモータ制御装置。

【請求項5】

前記多相モータは、３相モータであり、
前記ＰＷＭ信号生成部は、
前記相電流に基づき、所定の大きさの振幅を有し０％を振動中心値として最大－５０％～５０％の範囲で変動する各相の電圧指令値を生成する電圧指令値演算部と、
前記各相の電圧指令値それぞれから、前記各相の電圧指令値の振幅の√３／２倍の値を超えた超過分を減じて、補正後３相電圧指令値を生成する指令値補正部と、を更に備え、
前記補正後３相電圧指令値に５０％ポイントを加えて前記目標デューティ比を算出し、
前記相電流計測部は、
前記第１閾値と比較する前記目標デューティ比振幅値として、前記各相の電圧指令値の振幅を√３/２倍した値に５０％ポイントを加えた値を用いる
請求項１に記載のモータ制御装置。

【請求項6】

前記多相モータは、３相モータであり、
前記ＰＷＭ信号生成部は、
前記相電流に基づき、所定の大きさの振幅を有し０％を振動中心値として最大－５０％～５０％の範囲で変動する各相の電圧指令値を生成する電圧指令値演算部と、
前記各相の電圧指令値それぞれから、３相のなかで電圧指令値が最小である最小相の電圧指令値を減じて、補正後３相電圧指令値を生成する指令値補正部と、を更に備え、
前記補正後３相電圧指令値を前記目標デューティ比として算出し、
前記相電流計測部は、
前記第１閾値と比較する前記目標デューティ比振幅値として、前記各相の電圧指令値の振幅を２倍した値を用いる
請求項１に記載のモータ制御装置。

【請求項7】

前記多相モータは、３相モータであり、
前記ＰＷＭ信号生成部は、
前記相電流に基づき、所定の大きさの振幅を有し０％を振動中心値として最大－５０％～５０％の範囲で変動する各相の電圧指令値を生成する電圧指令値演算部と、
前記各相の電圧指令値それぞれから、予め定められた第２所定値を超えた超過分を減じて、補正後３相電圧指令値を生成する指令値補正部と、を更に備え、
前記補正後３相電圧指令値に５０％ポイントを加えて前記目標デューティ比を算出し、
前記相電流計測部は、
前記各相の電圧指令値の振幅と前記第２所定値とのうちの小さい方の数値に５０％ポイントを加えた値を、前記目標デューティ比振幅値として用いる
請求項１に記載のモータ制御装置。

【請求項8】

前記ＰＷＭ信号生成部は、
前記目標デューティ比振幅値を求める際に、さらにデッドタイム補償量を加算して前記目標デューティ比振幅値とする
請求項１に記載のモータ制御装置。

【請求項9】

請求項１から８の何れか１項に記載のモータ制御装置と、
前記モータ制御装置で制御される多相モータと、を備え、
前記多相モータによって車両の操舵系に操舵補助力を付与する
電動パワーステアリング装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、モータ制御装置、及び電動パワーステアリング装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、多相モータを回転駆動するブリッジ回路の各相の相電流を第１計測期間、又は第１計測期間よりも遅い第２計測期間に行うモータ制御装置が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。特許文献１に記載のモータ制御装置では、ブリッジ回路の各スイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号の目標デューティ比のうちの、最大の目標デューティ比≦第１閾値である場合、又は最大の目標デューティ比＞第１閾値で且つ２番目に大きい目標デューティ比≧第２閾値である場合に、相電流の計測を第１計測期間に行う構成となっている。また、最大の目標デューティ比＞第１閾値で且つ２番目に大きい目標デューティ比＜第２閾値である場合に、相電流の計測を第２計測期間に行う構成となっている。これにより、第１計測期間と第２計測期間とを交互に切り替えるようになっている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】特許第６７２５４５０号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

ここで、相電流の計測が第２計測期間に行われた場合には、第１計測期間に行われた場合に比べ、計測される相電流に位相ずれが発生し、ｑ軸電流の検出結果が小さくなる。それゆえ、このような検出結果がフィードバックされることで、ｑ軸電流がより多く流れ、多相モータの出力トルクが増大することになる。そのため、特許文献１に記載のモータ制御装置では、第１計測期間と第２計測期間との切り替えに伴い、多相モータの出力トルクが変動し、多相モータが搭載された装置に作動音や振動が発生する可能性があった。

【0005】

本発明は、多相モータの出力トルクの変動を抑制可能なモータ制御装置、及び電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0006】

上記目的を達成するために、本発明の一態様によるモータ制御装置は、（ａ）３相以上の多相モータを制御するモータ制御装置であって、（ｂ）多相モータの各相それぞれに対応して形成され、高電位側スイッチング素子、低電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子よりも低電位側に配置されたシャント抵抗を直列に有する相回路それぞれを並列接続して構成されるブリッジ回路と、（ｃ）シャント抵抗に流れる相電流を、第１計測期間、又は第１計測期間よりも遅れて開始される第２計測期間に計測する相電流計測部と、（ｄ）多相モータの各相毎に、相電流に基づき、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号の目標デューティ比であって、所定の大きさの振幅を有し５０％を振動中心値として最大０％～１００％の範囲で変動する目標デューティ比を算出し、算出した目標デューティ比を有するＰＷＭ信号を高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子それぞれのゲートに出力するＰＷＭ信号生成部と、（ｅ）目標デューティ比のうちの最大の目標デューティ比のＰＷＭ信号がゲートに入力される高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子によるスイッチングノイズが第１計測期間に重畳し始めるデューティ比と第１計測期間が完了するタイミングに相当するデューティ比のうち小さいデューティ比よりも所定値小さく設定した第１閾値、及び目標デューティ比のうちの２番目に大きい目標デューティ比である次点デューティ比のＰＷＭ信号がゲートに入力される低電位側スイッチング素子がオンからオフに切り替わるタイミングが第２計測期間の終了よりも後になるデューティ比である第２閾値を記憶している記憶部と、を備え、（ｆ）相電流計測部は、目標デューティ比の振幅に５０％ポイントを加えた値である目標デューティ比振幅値が第１閾値よりも小さい場合、又は目標デューティ比振幅値が第１閾値以上で且つ次点デューティ比が第２閾値よりも大きい場合には、相電流の検出を第１計測期間に行い、（ｇ）目標デューティ比振幅値が第１閾値以上で且つ次点デューティ比が第２閾値以下である場合には、相電流の計測を第２計測期間に行うことを要旨とする。

【0007】

また、本発明の他の一態様による電動パワーステアリング装置は、（ａ）上記のモータ制御装置と、（ｂ）モータ制御装置で制御される多相モータと、を備え、（ｃ）多相モータによって車両の操舵系に操舵補助力を付与することを要旨とする。

【発明の効果】

【0008】

本発明の一態様によれば、多相モータの出力トルクの変動を抑制可能なモータ制御装置、及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】第１実施形態に係る電動パワーステアリング装置の全体構成を示す図である。

【図2】電子制御ユニットの構成を示す図である。

【図3】ＳＩＮ波タイプの３次高調波を示す図である。

【図4】インバータの構成を示す図である。

【図5】ＰＷＭ信号の搬送波、ゲート電圧及びＰＷＭ信号の関係を示す図である。

【図6】タイミング生成処理のフローチャートを示す図である。

【図7】比較例のタイミング生成処理のフローチャートを示す図である。

【図8】モータ制御装置において、ＰＷＭ信号の目標デューティ比、相電流の計測タイミング、及びモータの出力トルクの関係を示す図である。

【図9】ＰＷＭ信号の目標デューティ比、相電流の計測タイミング、及びモータの出力トルクのシミュレーション結果を示す図である。

【図10】変形例（１）の三角波タイプの３次高調波を示す図である。

【図11】モータ制御装置において、ＰＷＭ信号の目標デューティ比、相電流の計測タイミング、及びモータの出力トルクの関係を示す図である。

【図12】ＰＷＭ信号の目標デューティ比、相電流の計測タイミング、及びモータの出力トルクのシミュレーション結果を示す図である。

【図13】変形例（２）のＰＷＭ信号の目標デューティ比、相電流の計測タイミング、及びモータの出力トルクのシミュレーション結果を示す図である。

【図14】変形例（３）のＰＷＭ信号の目標デューティ比、相電流の計測タイミング、及びモータの出力トルクのシミュレーション結果を示す図である。

【図15】変形例（４）の電子制御ユニットの構成を示す図である。

【図16】ＰＷＭ信号の目標デューティ比、相電流の計測タイミング、及びモータの出力トルクのシミュレーション結果を示す図である。

【図17】モータ制御装置を適用した直動テーブル装置の全体構成を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0010】

以下に、本発明の実施形態に係るモータ制御装置、及び電動パワーステアリング装置の一例を、図面を参照しながら説明する。なお、以下に示す実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法の例示であって、本発明の技術的思想は、構成部品の構成、配置等が下記のものに限定されない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
また、以下の説明では、車両の電動パワーステアリング装置に用いられ、操舵補助力を付与する多相モータ（例えば３相モータ）を制御するモータ制御装置に本発明を適用した場合について記載するが、本発明は、電動パワーステアリング装置への適用に限定されるものではなく、さまざまな用途に広く適用可能である。例えば、図１７に示すように、直動テーブル装置を駆動するモータを制御するモータ制御装置に本発明を適用してもよい。

【0011】

本発明の実施形態は以下の順序で説明する。
１．第１実施形態
１－１ 電動パワーステアリング装置の全体構成
１－２ タイミング生成処理
１－３ 変形例

【0012】

〈１．第１実施形態〉
［１－１ 電動パワーステアリング装置の全体構成］
図１は、第１実施形態に係る電動パワーステアリング装置１００の全体構成を示す図である。図１に示すように、ステアリングホイール１の操舵軸２は、減速機構を構成する減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ、４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ、６ｂを経て、ハブユニット７ａ、７ｂを介して操向車輪８Ｌ、８Ｒに連結されている。
ピニオンラック機構５は、ユニバーサルジョイント４ｂから操舵力が伝達されるピニオンシャフトに連結されたピニオン５ａと、ピニオン５ａと噛み合うラック５ｂとを有し、ピニオン５ａに伝達された回転運動をラック５ｂで車幅方向の直進運動に変換する。

【0013】

また、操舵軸２には、運転者の操舵トルクＴｈを検出するトルクセンサ９と、ステアリングホイール１の操舵角θｈを検出する操舵角センサ１０とが取り付けられている。
また、操舵補助力を付与するモータ２０は、減速ギア３を介して操舵軸２に連結されている。モータ２０としては、例えば、３相以上の多相モータを採用できる。以下の説明では、３相モータを用いた場合を例示する。モータ２０の数は、２以上としてもよい。また、モータ２０は、３相以上の巻線を複数組もつ構成でもよい。

【0014】

また、電動パワーステアリング装置１００を制御する電子制御ユニット３０（広義には「モータ制御装置」）には、バッテリ１１から電力が供給されるとともに、イグニションスイッチ１２を経てイグニションキー信号が入力される。電子制御ユニット３０は、トルクセンサ９で検出された操舵トルクＴｈと、操舵角センサ１０で検出された操舵角θｈと、車速センサ１３で検出された車速Ｖｈとに基づきアシスト制御指令の電流指令値の演算を行い、電流指令値に補償等を施した電圧指令値によってモータ２０に供給する電流（例えば、各相Ａ、Ｂ、Ｃの相電流ｉa、ｉb、ｉc）を制御する。即ち、モータ２０は、電子制御ユニット３０によって制御され、車両の操舵系に操舵補助力を付与する、と言える。

【0015】

なお、操舵角センサ１０は必須のものではなく、モータ２０の回転軸の回転角度を検出する回転角センサ１４から得られるモータ角度θｍを減速ギア３のギア比で除して、トルクセンサ９のトーションバーの捩れ角を加えて、操舵角θｈを算出してもよい。回転角センサ１４としては、例えば、モータ２０の回転位置を検出するレゾルバ、モータ２０の回転軸に取り付けられた磁石の磁界を検出する磁気センサを採用できる。また、操舵角θｈに代えて、操向車輪８Ｌ、８Ｒの転舵角を用いてもよい。操向車輪８Ｌ、８Ｒの転舵角の検出方法としては、例えばラック５ｂの変位量を基に検出する方法を採用できる。モータ角度θｍの計測は、相電流ｉa、ｉb、ｉcの計測期間である第１計測期間Ｔs₁に行う。

【0016】

電子制御ユニット３０は、例えば、プロセッサ３１と、記憶部３２等の周辺部品とを有するコンピュータを含んでいる。プロセッサ３１としては、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＭＰＵ（Micro-Processing Unit）を採用できる。また、記憶部３２としては、例えば、半導体記憶部、磁気記憶部、光学記憶部を採用できる。例えば、レジスタ、キャッシュメモリ、主記憶部として使用されるＲＯＭ、ＲＡＭ等のメモリが挙げられる。以下に説明する電子制御ユニット３０の各機能は、例えば、電子制御ユニット３０のプロセッサ３１が、記憶部３２に格納されたコンピュータプログラムを実行することで実現される。また記憶部３２は、後述するタイミング生成処理で用いる第１閾値ＴＨ₁、第２閾値ＴＨ₂等、コンピュータプログラムの実行に必要な各種データを記憶する。

【0017】

なお、コンピュータは、以下に説明する各情報処理を実行するための専用のハードウエアで形成してもよい。専用のハードウエアとしては、例えば、汎用の半導体集積回路中に設定される機能的な論理回路を採用できる。例えば、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ：Field-Programmable Gate Array）等のプログラマブル・ロジック・デバイス（ＰＬＤ：Programmable Logic Device）等が挙げられる。

【0018】

電子制御ユニット３０は、図２に示すように、ＰＷＭ信号生成部３３と、インバータ３４と、相電流計測部３５とを有している。
ＰＷＭ信号生成部３３は、モータ２０の各相Ａ、Ｂ、Ｃ毎に、相電流ｉa、ｉb、ｉcに基づき、ＰＷＭ信号の目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcを算出し、算出した目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcを有するＰＷＭ信号を高電位側スイッチング素子Ｑaｈ、Ｑbｈ、Ｑcｈ及び低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl、Ｑclそれぞれのゲートに出力する。具体的には、ＰＷＭ信号生成部３３は、角速度変換部３６と、電流指令値演算部３７と、３相／２相変換部３８と、減算器３９、４０と、ＰＩ制御部４１と、２相／３相変換部４２と、指令値補正部４３と、ＰＷＭ制御部４４とを有している。電流指令値演算部３７、３相／２相変換部３８、減算器３９、４０、ＰＩ制御部４１、２相／３相変換部４２は、相電流ｉa、ｉb、ｉcに基づき、各相Ａ、Ｂ、Ｃの電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0を生成する電圧指令値演算部４５を構成する。角速度変換部３６～ＰＷＭ制御部４４は、プロセッサ３１が、記憶部３２に格納されたコンピュータプログラムを実行することで実現される。

【0019】

角速度変換部３６は、回転角センサ１４から得られるモータ角度θｍに基づき、モータ２０の回転角速度ωを算出する。回転角速度ωは、電流指令値演算部３７に入力される。電流指令値演算部３７は、トルクセンサ９から得られる操舵トルクＴｈと、車速Ｖｈと、モータ角度θｍと、モータ２０の回転角速度ωとに基づき、モータ２０に流すべきｑ軸電流指令値Ｉq0及びｄ軸電流指令値Ｉd0を演算する。ｑ軸電流指令値Ｉq0は、減算器３９に入力される。ｄ軸電流指令値Ｉd0は、減算器４０に入力される。
３相／２相変換部３８は、相電流計測部３５から得られる各相Ａ、Ｂ、Ｃの相電流ｉa、ｉb、ｉcを、ｄ－ｑ２軸の電流ｉd、ｉqに変換する。ｑ軸電流ｉqは、減算器３９に入力される。また、ｄ軸電流ｉdは、減算器４０に入力される。
減算器３９は、ｑ軸電流指令値Ｉq0からｑ軸電流ｉqを減じてｑ軸偏差電流Δqを算出する。減算器４０は、ｄ軸電流指令値Ｉd0からｄ軸電流ｉdを減じてｄ軸偏差電流Δdを算出する。ｑ軸偏差電流Δq及びｄ軸偏差電流ΔdはＰＩ制御部４１に入力される。

【0020】

ＰＩ制御部４１は、ｑ軸偏差電流Δq及びｄ軸偏差電流Δdのそれぞれを「０」とするためのｑ軸電圧指令値ｖq及びｄ軸電圧指令値ｖdを算出する。ｑ軸電圧指令値ｖq及びｄ軸電圧指令値ｖdは、－５０％～５０％の範囲のデューティ比として算出される。ｑ軸電圧指令値ｖq及びｄ軸電圧指令値ｖdは、２相／３相変換部４２に入力される。
２相／３相変換部４２は、ｄ軸電圧指令値ｖd及びｑ軸電圧指令値ｖqを、所定の大きさの振幅Ａ₀を有し０％を振動中心値として最大－５０％～５０％の範囲で変動する各相Ａ、Ｂ、Ｃの電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0に変換する。以下、各相Ａ、Ｂ、Ｃの電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0は、「３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0」とも呼ぶ。３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0は、下記（１）式で表されるように、振幅Ａ₀が同一で位相が１２０°ずれた正弦波又は余弦波である。下記（１）式では正弦波を用いた場合を例示している。振幅Ａ₀の大きさは、例えば、バッテリ１１の電圧やモータ２０の目標出力トルクで変化する。
ｖa0＝Ａ₀・sinθ、ｖb0＝Ａ₀・sin（θ－２/３・π）、ｖc0＝Ａ₀・sin（θ＋２/３・π） ………（１）

【0021】

指令値補正部４３は、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0に、電圧利用率の改善等のための補正を行う。以下の説明では、図３に示すように、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0それぞれから、ＳＩＮ波タイプの３次高調波thw1を減算する補正を行って、補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1を生成する場合を例示する。ＳＩＮ波タイプの３次高調波thw1としては、例えば、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0のうちの、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0の振幅Ａ₀の√３／２倍の値（Ａ₀・√３／２）を超えた超過分を合成して得られる波形と等しい波形を有する３次高調波を採用できる。図３では、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0の振幅Ａ₀の√３／２倍の値（Ａ₀・√３／２）を、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0の大きさが超えた超過分をハッチングで示す。３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0から３次高調波thw1を減算することで、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0が（Ａ₀・√３／２）を超える範囲の波形を平坦化できる。即ち、指令値補正部４３は、下記（２）式に表すように、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0それぞれから、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0の振幅Ａ₀の√３／２倍の値を超えた超過分を減じて、補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1を生成する。
ｖa1＝ｖa0－thw1、ｖb1＝ｖb0－thw1、ｖc1＝ｖc0－thw1 ………（２）

【0022】

ＰＷＭ制御部４４は、補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1に基づき、高電位側スイッチング素子Ｑaｈ、Ｑbｈ、Ｑcｈ及び低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl、Ｑclを駆動するためのゲート信号（以下、「ＰＷＭ信号」とも呼ぶ）を生成する。具体的には、まず、下記（３）式で表されるように、補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1に５０％ポイントを加えて、所定の大きさの振幅Ａ₁を有し５０％を振動中心値として最大０％～１００％の範囲で変動する目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcを算出する。目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcの振幅Ａ₁は、下記（４）式で表されるように、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0の振幅Ａ₀を√３/２倍した値になる。
Ｄa＝ｖa1＋５０％、Ｄb＝ｖb1＋５０％、Ｄc＝ｖc1＋５０％ ………（３）
Ａ₁＝Ａ₀・√３／２ ………（４）
３次高調波を重畳された目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcは正弦波の信号ではないが、振動中心値５０％から最大となる値（≧５０％）までの差を目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcの振幅（Ａ₁）と定義する。以下で示す変形例においても同様である。

【0023】

続いて、ＰＷＭ制御部４４は、図５（ａ）に示すように、目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcと、三角波信号のＰＷＭ搬送波Ｐとを比較して、ＰＷＭ搬送波Ｐが各目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcを上回る区間において、図５（ｂ）、図５（ｃ）、図５（ｄ）及び図５（ｅ）に示すように、高電位側スイッチング素子Ｑaｈ、Ｑbｈ、Ｑcｈをオフとし、対応する低電位側スイッチング素子Ｑaｌ、Ｑbｌ、ＱcｌをオンとするＰＷＭ信号を生成する。逆に、ＰＷＭ制御部４４は、図５（ａ）～図５（ｅ）に示すように、ＰＷＭ搬送波Ｐが各目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcを下回る区間において、高電位側スイッチング素子Ｑｕｈ、Ｑｖｈ、Ｑｗｈをオンとし、対応する低電位側スイッチング素子Ｑa1、Ｑbｌ、ＱcｌをオフとするＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号は、インバータ３４に入力される。

【0024】

なお、図５にはＣ相に対する目標デューティ比Ｄc及びＰＷＭ信号が省略されている。
実際の回路では、パルスのオン・オフ時には過渡応答（立ち上がり遅れ、立ち下がり遅れを含む）が発生する。過渡応答による高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の同時オンを避けるために、ＰＷＭ信号にはデッドタイムが設けられている。図５においては、説明を簡単にするためにデッドタイムや遅れを図示せず、理想的な波形として示している。

【0025】

インバータ３４は、ＰＷＭ制御部４４から入力されたゲート信号（ＰＷＭ信号）によって駆動され、ｑ軸偏差電流Δq及びｄ軸偏差電流Δdを「０」とするための電流をモータ２０に供給する。具体的には、図４に示すように、インバータ３４は、モータ２０の各相Ａ、Ｂ、Ｃそれぞれに対応して形成された相回路Ｃa、Ｃｂ、Ｃｃを並列接続して構成されるブリッジ回路２１を備えている。ブリッジ回路２１は、直流電源ＶＲ（例えば、バッテリ１１の正極側）に接続されて直流電力が供給される電源ライン２２と接地ライン２３との間に接続されている。ブリッジ回路２１の各相回路Ｃa、Ｃｂ、Ｃｃは、電源ライン２２側（高電位側）に配置された高電位側スイッチング素子Ｑah、Ｑbh、Ｑchと、高電位側スイッチング素子Ｑah、Ｑbh、Ｑchよりも接地ライン２３側（低電位側）に配置された低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl、Ｑclと、低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl、Ｑclよりも接地ライン２３側（低電位側）に配置されたシャント抵抗Ｒa、Ｒb、Ｒcとを直列に有している。高電位側スイッチング素子Ｑah、Ｑbh、Ｑch、低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl、Ｑclとしては、例えば、ＭＯＳＦＥＴを採用できる。

【0026】

高電位側スイッチング素子Ｑah、Ｑbh、Ｑchは、ドレインが電源ライン２２に接続されている。また、高電位側スイッチング素子Ｑah、Ｑbh、Ｑchのソースは、低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl、Ｑclのドレインに接続されている。また、低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl、Ｑclのソースは、シャント抵抗Ｒa、Ｒb、Ｒcを介して、接地ライン２３に接続されている。そして、高電位側スイッチング素子Ｑah、Ｑbh、Ｑch及び低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl、Ｑclは、ＰＷＭ制御部４４で生成されたゲート信号（ＰＷＭ信号）がゲートに入力され、ソース－ドレイン間がオン・オフされる。高電位側スイッチング素子Ｑah、Ｑbh、Ｑchと低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl、Ｑclとの接続点は、それぞれ、モータ２０の相Ａ、Ｂ、Ｃのコイルに接続されている。

【0027】

シャント抵抗Ｒa、Ｒb、Ｒcは、低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl、Ｑclよりも低電位側に配置され、ブリッジ回路２１からモータ２０の各相Ａ、Ｂ、Ｃに供給された電流（相電流ｉa、ｉb、ｉc）が流れる。低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl、Ｑclとシャント抵抗Ｒa、Ｒb、Ｒcとの接続点は、相電流計測部３５に接続されている。相電流計測部３５には、シャント抵抗Ｒa、Ｒb、Ｒcの電圧降下ｖa、ｖb、ｖcが入力される。

【0028】

相電流計測部３５は、シャント抵抗Ｒa、Ｒb、Ｒcに流れる電流（相電流ｉa、ｉb、ｉc）を、第１計測期間Ｔs₁、又は第１計測期間Ｔs₁よりも遅れて開始される第２計測期間Ｔs₂に計測する。第１計測期間Ｔs₁は、図５（ｂ）に示すように、目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcのうちの最大の目標デューティ比（以下、「最大デューティＤ1」とも呼ぶ）のＰＷＭ信号がゲートに入力される高電位側スイッチング素子Ｑah、Ｑbh又はＱch（以下、「第１スイッチング素子Ｑ1h」とも呼ぶ）がオフである期間であって、図５（ｆ）に示すように、第１スイッチング素子Ｑ1hがオンからオフに切り替わるときに発生するノイズ（図５（ｆ）の左側のノイズ）が収束したタイミングと、第１スイッチング素子Ｑ1hに対応する低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl又はＱcl（以下、「第１スイッチング素子Ｑ1l」とも呼ぶ）がオンからオフに切り替わるタイミングとの間に設定された、相電流ｉa、ｉb、ｉcの計測を行うための期間である。または、第１スイッチング素子Ｑ1lがオンである期間であって、第１スイッチング素子Ｑ1lがオフからオンに切り替わるときに発生するノイズが収束したタイミングと、第１スイッチング素子Ｑ1lがオンからオフに切り替わるタイミングとの間に設定された期間である。例えば、ＰＷＭ信号の中央Ｃ（つまり、ＰＷＭ搬送波Ｐがピーク値をとるタイミング）から所定の遅延時間Ｔd₁だけ遅れて開始される期間を採用できる。

【0029】

また、第２計測期間Ｔs₂は、図５（ｇ）に示すように、図５（ｆ）の右側のノイズ（第１スイッチング素子Ｑ1hがオフからオンに切り替わるときに発生するノイズ、及び第１スイッチング素子Ｑ1lがオンからオフに切り替わるときに発生するノイズ）と連動して発生したノイズが収束したタイミングと、目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcのうちの２番目に大きい目標デューティ比Ｄa、Ｄb又はＤｃ（以下、「中間デューティＤ2」とも呼ぶ）のＰＷＭ信号がゲートに入力される低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl又はＱcl（以下、「第２スイッチング素子Ｑ2l」とも呼ぶ）がオンからオフに切り替わるタイミングとの間に設定された、相電流ｉa、ｉb、ｉcのうち少なくとも２相の相電流の計測を行うための期間である。例えば、ＰＷＭ信号の中央Ｃから所定の遅延時間Ｔd₂（＞Ｔd₁）だけ遅れて開始される期間を採用できる。図５では、相回路Ｃaの高電位側スイッチング素子Ｑahが第１スイッチング素子Ｑ1hであり、相回路Ｃaの低電位側スイッチング素子Ｑaｌが第１スイッチング素子Ｑ1lであり、相回路Ｃbの低電位側スイッチング素子Ｑblが第２スイッチング素子Ｑ2lである場合を例示している。

【0030】

ここで、図５は、ＰＷＭ信号の搬送波、ゲート電圧及びＰＷＭ信号の関係を示す図である。図５（ａ）は、ＰＷＭ搬送波Ｐを示す図であり、図５（ｂ）は、高電位側スイッチング素子Ｑah（第１スイッチング素子Ｑ1h）に供給されるＰＷＭ信号を示す図であり、図５（ｃ）は、低電位側スイッチング素子Ｑalに供給されるＰＷＭ信号を示す図である。また、図５（ｄ）は、高電位側スイッチング素子Ｑbhに供給されるＰＷＭ信号を示す図であり、図５（ｅ）は、低電位側スイッチング素子Ｑbl（第２スイッチング素子Ｑ2l）に供給されるＰＷＭ信号を示す図である。また、図５（ｆ）は、相回路Ｃaに流れる相電流ｉaを示す図であり、図５（ｇ）は、相回路Ｃbに流れる相電流ｉbを示す図である。

【0031】

相電流計測部３５は、計測タイミング生成部４６と、計測実行部４７とを有している。
計測タイミング生成部４６は、図６に示したタイミング生成処理を実行し、相電流ｉa、ｉb、ｉcの計測を行う計測期間として第１計測期間Ｔs₁及び第２計測期間Ｔs₂の何れかを選択し、選択した計測期間の開始から終了まで計測実行部４７にサンプリング信号Ｓを継続的に出力する。図６は、タイミング生成処理のフローチャートを示す図である。
計測実行部４７は、シャント抵抗Ｒa、Ｒb、Ｒcの電圧降下ｖa、ｖb、ｖcに基づき、相電流ｉa、ｉb、ｉcを計測する。相電流ｉa、ｉb、ｉcの計測は、計測タイミング生成部４６がサンプリング信号Ｓを出力している間に行われる。これにより、計測タイミング生成部４６で決定された第１計測期間Ｔs₁又は第２計測期間Ｔs₂に相電流ｉa、ｉb、ｉcの計測が行われる。なお、相電流ｉa、ｉb、ｉcのうちの１つの相電流が計測できなかった場合、残りの２つの相電流に基づいて、その計測できなかった相電流を推定する。相電流の推定方法としては、例えば、キルヒホッフの法則を基に推定する方法を採用できる。相電流ｉa、ｉb、ｉcは、３相／２相変換部３８に入力される。また、計測実行部４７としては、例えば、ＡＤ（Analog-to-Digital）コンバータを採用することができる。

【0032】

［１－２ タイミング生成処理］
次に、計測タイミング生成部４６が実行するタイミング生成処理について説明する。
タイミング生成処理は、例えば、ＰＷＭ信号の各周期（例えば、５０μs）毎に実行される。なお、タイミング生成処理の実行タイミングは、２以上の周期毎としてもよい。
タイミング生成処理が実行されると、図６に示すように、まずそのステップＳ１０１で、計測タイミング生成部４６が、２相／３相変換部４２で生成された３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0に基づき、下記（５）式に従って、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0の振幅Ａ₀を算出する。なお、振幅Ａ₀は、ＰＩ制御部４１で算出されたｑ軸電圧指令値ｖq及びｄ軸電圧指令値ｖdに基づき、下記（６）式に従って算出するようにしてもよい。
Ａ₀＝（２/３）^1/2・（ｖa0²＋ｖb0²＋ｖc0²）^1/2 ………（５）
Ａ₀＝（ｖq²＋ｖd²）^1/2 ………（６）

【0033】

続いて、計測タイミング生成部４６が、算出した振幅Ａ₀に基づき、上記（４）式に従って目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcの振幅Ａ₁を算出する。続いて、算出した振幅Ａ₁に５０％ポイントを加えた値（以下、「目標デューティ比振幅値（Ａ₁＋５０％）」とも呼ぶ）が第１閾値ＴＨ₁よりも小さいかを判定する。第１閾値ＴＨ₁としては、例えば、最大デューティＤ1のＰＷＭ信号がゲートに入力される高電位側スイッチング素子Ｑah、Ｑbh又はＱch（第１スイッチング素子Ｑ1h）及び低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl又はＱcl（第１スイッチング素子Ｑ1l）によるスイッチングノイズが第１計測期間Ｔs₁に重畳し始めるデューティ比と第１計測期間Ｔs₁が完了するデューティ比のうち小さいデューティ比より所定値小さい値を採用できる。例えば、Ｄa＞Ｄb＞Ｄcであるときには、図５（ｂ）、図５（ｃ）、図５（ｆ）に示すように、第１期間Ｔｓ₁が、第１スイッチング素子Ｑ1hである高電位側スイッチング素子Ｑahがオンからオフに切り替わるときのノイズ、並びに第１スイッチング素子Ｑ1lである低電位側スイッチング素子Ｑalがオフからオンに切り替わるときのノイズ（図５（ｆ）の左側のノイズ）が重畳しない限界の値に対応するデューティ比と第１計測期間Ｔs₁が完了するタイミングに相当するデューティ比のうち小さいデューティ比より所定値小さい値を、第１閾値ＴＨ₁として採用できる。そして、計測タイミング生成部４６が、目標デューティ比振幅値（Ａ₁＋５０％）が第１閾値ＴＨ₁よりも小さいと判定した場合には（Ｙｅｓ）、ステップＳ１０３に移行する。一方、計測タイミング生成部４６が、目標デューティ比振幅値（Ａ₁＋５０％）が第１閾値ＴＨ₁以上であると判定した場合には（Ｎｏ）、ステップＳ１０２に移行する。

【0034】

続いてステップＳ１０２では、計測タイミング生成部４６が、中間デューティＤ2（広義には「次点デューティ比」）が第２閾値ＴＨ₂よりも大きいかを判定する。第２閾値ＴＨ₂としては、例えば、中間デューティＤ2のＰＷＭ信号がゲートに入力される低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl又はＱcl（第２スイッチング素子Ｑ2l）がオンからオフに切り替わるタイミングが第２計測期間Ｔs₂の終了よりも後になるデューティ比を採用できる。例えば、Ｄa＞Ｄb＞Ｄcであるときには、図５（ｅ）、図５（ｇ）に示すように、第２計測期間Ｔs₂が、第２スイッチング素子Ｑ2lである低電位側スイッチング素子Ｑblがオンからオフになる前に終了する限界の値に対応するデューティ比を、第２閾値ＴＨ₂として採用できる。また、限界の値に対応するデューティ比より所定値小さい値を第２閾値ＴＨ₂としてよい。また、第１実施形態では、図８（ａ）に示すように、第２閾値ＴＨ₂は、最大デューティＤ1＞第１閾値ＴＨ₁が満たされるときには、中間デューティＤ2＜第２閾値ＴＨ₂が満たされるという関係が成り立つように大きな数値に設定されている。即ち、第２閾値ＴＨ₂としては、図６のステップＳ１０１が「Ｎｏ」となるときには、ステップＳ１０２も必ず「Ｎｏ」となる数値が採用される。そして、計測タイミング生成部４６が、中間デューティＤ2が第２閾値ＴＨ₂よりも大きいと判定した場合には（Ｙｅｓ）、ステップＳ１０３に移行する。一方、計測タイミング生成部４６が、中間デューティＤ2が第２閾値ＴＨ₂以下であると判定した場合には（Ｎｏ）ステップＳ１０４に移行する。

【0035】

ステップＳ１０３では、計測タイミング生成部４６が、相電流ｉa、ｉb、ｉcの計測を行う計測期間として第１計測期間Ｔs₁を選択する。具体的には、計測実行部４７に対して、第１計測期間Ｔs₁にサンプリング信号Ｓを出力する。これにより、計測実行部４７が、第１計測期間Ｔs₁に、サンプリング信号Ｓに基づき相電流ｉa、ｉb、ｉcを計測し、計測した相電流ｉa、ｉb、ｉcを３相／２相変換部３８にフィードバックする。
一方、ステップＳ１０４では、計測タイミング生成部４６が、相電流ｉa、ｉb、ｉcの計測を行う計測期間として第２計測期間Ｔs₂を選択する。具体的には、計測実行部４７に対して、第２計測期間Ｔs₂にサンプリング信号Ｓを出力する。これにより、計測実行部４７が、第２計測期間Ｔs₂に、サンプリング信号Ｓに基づき相電流ｉa、ｉb、ｉcを計測し、計測した相電流ｉa、ｉb、ｉcを３相／２相変換部３８にフィードバックする。

【0036】

ここで、比較例の電子制御ユニット３０（ＥＣＵ３０）として、例えば、図７のステップＳ２０１に示すように、図６に示したタイミング生成処理のステップＳ１０１を、最大デューティＤ1が第１閾値ＴＨ₁未満であるかを判定する構成とした場合を考える。このような構成とした場合、図８（ｂ）に示すように、Ｄ1＜第１閾値ＴＨ₁である場合に第１計測期間Ｔs₁が選択され、Ｄ1≧第１閾値ＴＨ₁である場合に第２計測期間Ｔs₂が選択される。しかし、例えば、相電流ｉa、ｉb、ｉcの計測が第２計測期間Ｔs₂に行われた場合、第１計測期間Ｔs₁に行われた場合に比べ、計測される相電流ｉa、ｉb、ｉcに位相ずれが発生し、ｑ軸電流ｉqの検出結果が小さくなる。それゆえ、このようなｑ軸電流ｉqがフィードバックされることで、ｑ軸偏差電流Δqが増大し、モータ２０にｑ軸電流がより多く流れ、モータ２０の出力トルクが増大することになる。そのため、図８（ｃ）に示すように、第１計測期間Ｔs₁と第２計測期間Ｔs₂との切り替えに伴い、モータ２０の出力トルクが変動し、モータ２０が搭載された電動パワーステアリング装置１００に作動音や振動が発生する可能性がある。図８は、電子制御ユニット３０において、ＰＷＭ信号の目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄc、相電流ｉa、ｉb、ｉcの計測タイミング、及びモータ２０の出力トルクの関係を示す図である。出力トルクは、目標とするｑ軸電流値や位相ずれの大きさ等により変化するため、図８（ｃ）では、モータ２０の出力トルクに正規化を行い、計測される相電流ｉa、ｉb、ｉcに位相ずれが発生したときのトルクを１とし、計測される相電流ｉa、ｉb、ｉcに位相ずれが無いときのトルクを０としている。

【0037】

例えば、スイッチングノイズの重畳期間を考慮すると、第１計測期間Ｔs₁と第２計測期間Ｔs₂とのずれは３μs程度と考えられる。この３μsのずれは、モータ極対数＝４、モータ回転数＝３０００ｒｐｍとした場合、モータ電気角で０．２１６°の角度差を生じる。また、この０．２１６°の角度差は、ｑ軸電流＝７０Ａ、ｄ軸電流＝７１．４Ａ、トルク定数＝０．０４６Ｎｍ／Ａ、ギア比＝２０．５とした場合、ｑ軸電流に０．２７Ａの偏差（ｑ軸偏差電流Δq）、操舵軸２に０．２６Ｎｍのトルク差を生じる。そして、この０．２６Ｎｍのトルク変動がモータハウジングや機構部を励振し、差動音として運転者は感じることになる。なお、０．２６Ｎｍのオフセットは、操舵速度が８７８ｄｅｇ／ｓ（モータ回転数＝３０００ｒｐｍ、ギア比＝２０．５の場合の数値）と高いため、運転者は操舵力の重さ・軽さを感じない。また、操舵トルクＴｈに応じた制御系が操舵力の重さ・軽さを補正する指令値を出力するため、問題ないレベルに軽減すると考えられる。

【0038】

これに対し、第１実施形態に係る電子制御ユニット３０では、（４）式で示される目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcの振幅Ａ₁に５０％ポイントを加えた値である目標デューティ比振幅値（Ａ₁＋５０％）が第１閾値ＴＨ₁よりも小さい場合（Ａ₁＋５０％＜ＴＨ₁）、又は目標デューティ比振幅値（Ａ₁＋５０％）が第１閾値ＴＨ₁以上（Ａ₁＋５０％≧ＴＨ₁）で且つ目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcのうちの２番目に大きい目標デューティ比Ｄa、Ｄb又はＤcである中間デューティＤ2（次点デューティ比）が第２閾値ＴＨ₂よりも大きい場合（Ｄ2＞ＴＨ₂）には、相電流ｉa、ｉb、ｉcの計測を第１計測期間Ｔs₁に行う構成とした。また、目標デューティ比振幅値（Ａ₁＋５０％）が第１閾値ＴＨ₁以上（Ａ₁＋５０％≧ＴＨ₁）で、且つ中間デューティＤ2が第２閾値ＴＨ₂以下である場合（Ｄ2≦ＴＨ₂）には、相電流ｉa、ｉb、ｉcの計測を第２計測期間Ｔs₂に行う構成とした。

【0039】

これにより、図８（ｂ）に示すように、目標デューティ比振幅値（Ａ₁＋５０％）が第１閾値ＴＨ₁以上である場合（Ａ₁＋５０％≧ＴＨ₁）には、中間デューティＤ2が第２閾値ＴＨ₂よりも大きい場合（Ｄ2＞ＴＨ₂）に、第１計測期間Ｔs₁が選択され、また、中間デューティＤ2が第２閾値ＴＨ₂以下である場合（Ｄ2≦ＴＨ₂）に、第２計測期間Ｔs₂が選択される。ここで、図８（ａ）に示すように、Ｄ1＜ＴＨ₁となる電気角の範囲よりも、Ｄ2＞ＴＨ₂となる電気角の範囲のほうが狭くなる。それゆえ、第１実施形態に係る電子制御ユニット３０は、上記の比較例に比べ、第１計測期間Ｔs₁が選択される期間を短くすることができる。そのため、第１計測期間Ｔs₁が選択される期間が短くなることで、モータ２０の出力トルクが低減している期間が短くなる。これにより、図８（ｃ）に示すように、第２計測期間Ｔs₂から第１計測期間Ｔs₁に切り替えられた場合に、上記の比較例の電子制御ユニット３０に比べ、モータ２０の出力トルクが十分に小さくなる前に、再び第２計測期間Ｔs₂に切り替えられるようになるため、モータ２０の出力トルクの変動幅が小さくなり、電動パワーステアリング装置１００の作動音や振動を抑制できる。

【0040】

ここで、実施例として、モータ２０の出力トルクのシミュレーションを行い、図９に示したシミュレーション結果を得た。図９は、ＰＷＭ信号の中央Ｃから第１計測期間Ｔs₁の開始時刻＝１μs、ノイズ収束期間＝２μs、ＰＷＭ信号の中央Ｃから第２計測期間Ｔs₂の開始時刻＝３．７５μs、第１閾値ＴＨ₁＝９５％、第２閾値ＴＨ₂＝８４％とした場合のシミュレーション結果である。図９によれば、第１実施形態に係る電子制御ユニット３０は、モータ２０の出力トルクの変動幅が十分に小さくなることがわかる。図９では、目標デューティ比の振幅Ａ₁が徐々に増大する場合を例示している。

【0041】

［１－３ 変形例］
（１）なお、第１実施形態では、指令値補正部４３が、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0それぞれから、ＳＩＮ波タイプの３次高調波thw1を減算する補正を行う例を示したが、他の構成としてもよい。例えば、図１０に示すように、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0それぞれから、三角波タイプの３次高調波thw2を減算する補正を行って、補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1を生成する構成としてもよい。三角波タイプの３次高調波thw2としては、例えば、下記（７）式で表されるように、３相Ａ、Ｂ、Ｃのなかで電圧指令値が最大である最大相の電圧指令値ｖa0、ｖb0又はｖc0と、電圧指令値が最小である最小相の電圧指令値ｖa0、ｖb0又はｖc0との平均値と等しい波形を有する３次高調波を採用できる。即ち、指令値補正部４３は、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0それぞれから、３相Ａ、Ｂ、Ｃのなかで電圧指令値が最大である最大相の電圧指令値ｖa0、ｖb0又はｖc0と、電圧指令値が最小である最小相の電圧指令値ｖa0、ｖb0又はｖc0との平均値を減じて、補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1を生成する。３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0から三角波タイプの３次高調波thw2を減算することで、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0の波形のピークを凹ませることができる。

【0042】

ｖa1＝ｖa0－thw2、ｖb1＝ｖb0－thw2、ｖc1＝ｖc0－thw2
thw2＝（MAX（ｖa0、ｖb0、ｖc0）＋MIN（ｖa0、ｖb0、ｖc0））/２ …（７）
この場合、ＰＷＭ制御部４４は、下記（８）式で表されるように、補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1に５０％ポイントを加えて、目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcを算出する。また、計測タイミング生成部４６は、下記（９）式で表されるように、第１閾値ＴＨ₁と比較する目標デューティ比振幅値（Ａ₁＋５０％）として、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0の振幅Ａ₀を√３/２倍した値に５０％ポイントを加えた値を用いる。
Ｄa＝ｖa1＋５０％、Ｄb＝ｖb1＋５０％、Ｄc＝ｖc1＋５０％ ………（８）
Ａ₁＋５０％＝Ａ₀・√３/２＋５０％ ………（９）

【0043】

ここで、比較例の電子制御ユニット３０（ＥＣＵ３０）として、例えば図７のステップＳ２０１に示すように、図６に示したタイミング生成処理のステップＳ１０１を、最大デューティＤ1が第１閾値ＴＨ₁未満であるかを判定する構成とした場合を考える。このような構成とした場合、三角波タイプの３次高調波thw2が用いられると、図１１（ｂ）に示すように、波形のピークが凹んで形成された凹部（図１１（ａ）の凹部Ｅ）においても、Ｄ1＜第１閾値ＴＨ₁となって第１計測期間Ｔs₁が選択される可能性がある。これにより、第１計測期間Ｔs₁と第２計測期間Ｔs₂との切り替え回数が増える可能性がある。
また、比較例では、図１１（ｃ）に示すように、モータ２０の出力トルクは、電気角６次の振動を行う。電気角６次の振動は、電動パワーステアリング装置１００に不具合を引き起こす可能性がある。特に、機械振動と重畳した場合に不具合を生じる可能性がある。

【0044】

これに対し、本変形例に係る電子制御ユニット３０では、相電流計測部３５が、目標デューティ比振幅値（Ａ₁＋５０％）と第１閾値ＴＨ₁とを比較するため、図１１（ｂ）に示すように、波形のピークが凹んで形成された凹部（図１１（ａ）の凹部Ｅ）で、第１計測期間Ｔs₁が選択されない。それゆえ、電気角１周期において、第１計測期間Ｔs₁と第２計測期間Ｔs₂との切り替え回数が比較例の１/２となり、モータ２０の出力トルクの変動回数が１/２となり、電動パワーステアリング装置１００の作動音や振動を抑制できる。ここで、実施例として、モータ２０の出力トルクのシミュレーションを行い、図１２に示したシミュレーション結果を得た。図１２は、ＰＷＭ信号の中央Ｃから第１計測期間Ｔs₁の開始時刻＝１μs、ノイズ収束期間＝２μs、ＰＷＭ信号の中央Ｃから第２計測期間Ｔs₂の開始時刻＝３．７５μs、第１閾値ＴＨ₁＝９５％、第２閾値ＴＨ₂＝８４％とした場合のシミュレーション結果である。図１２によれば、本変形例に係る電子制御ユニット３０は、モータ２０の出力トルクの変動回数が１/２になることがわかる。
また、本変形例に係る電子制御ユニット３０では、モータ２０の出力トルクの変動回数が１/２になるため、図１１（ｃ）に示すように電気角６次の振動を生じないで済む。なお、図１２では、目標デューティ比の振幅Ａ₁が徐々に増大する場合を例示している。

【0045】

（２）また、例えば、図１３に示すように、指令値補正部４３が、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0に対して、最小デューティ値０％固定タイプの補正を行って、補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1を生成する構成としてもよい。図１３は、ＰＷＭ信号の中央Ｃから第１計測期間Ｔs₁の開始時刻＝１μs、ノイズ収束期間＝２μs、ＰＷＭ信号の中央Ｃから第２計測期間Ｔs₂の開始時刻＝３．７５μs、第１閾値ＴＨ₁＝９５％、第２閾値ＴＨ₂＝８４％とした場合のシミュレーション結果である。最小デューティ値０％固定タイプの補正では、指令値補正部４３は、下記（１０）式で表されるように、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0それぞれから、３相Ａ、Ｂ、Ｃのなかで電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0が最小である最小相の電圧指令値ｖa0、ｖb0又はｖc0を減じて、補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1を生成する。これにより、相電流ｉa、ｉb、ｉcを計測できないくらいに目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcが大きな値となることを抑制でき、相電流ｉa、ｉb、ｉcをより精度よく検出することができる。

【0046】

ｖa1＝ｖa0－MIN（ｖa0、ｖb0、ｖc0）、ｖb1＝ｖb0－MIN（ｖa0、ｖb0、ｖc0）、ｖc1＝ｖc0－MIN（ｖa0、ｖb0、ｖc0） ………（１０）
この場合、ＰＷＭ制御部４４は、下記（１１）式で表されるように、補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1を目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcとして算出する。また、計測タイミング生成部４６は、下記（１２）式で表されるように、第１閾値ＴＨ₁と比較する目標デューティ比振幅値（Ａ₁＋５０％）として、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0の振幅Ａ₀を２倍した値を用いる。
Ｄa＝ｖa1、Ｄb＝ｖb1、Ｄc＝ｖc1 ………（１１）
Ａ₁＋５０％＝Ａ₀・２ ………（１２）

【0047】

（３）また、例えば、図１４に示すように、指令値補正部４３が、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0に対して、範囲超過分のみオフセットする補正を行って、補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1を生成する構成としてもよい。図１４は、ＰＷＭ信号の中央Ｃから第１計測期間Ｔs₁の開始時刻＝１μs、ノイズ収束期間＝２μs、ＰＷＭ信号の中央Ｃから第２計測期間Ｔs₂の開始時刻＝３．７５μs、第１閾値ＴＨ₁＝９５％、第２閾値ＴＨ₂＝８４％とした場合のシミュレーション結果である。範囲超過分のみオフセットする補正では、指令値補正部４３は、下記（１３）式で表されるように、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0それぞれから、予め定められた所定値Ｂを超えた超過分を合成して、３次高調波thw3を生成する。３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0それぞれからthw3を減じて、補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1を生成する。これにより、相電流ｉa、ｉb、ｉcを計測できないくらいに目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcが大きな値となることを抑制でき、相電流ｉa、ｉb、ｉcをより精度よく検出できる。

【0048】

ｖa1＝ｖa0－thw3、ｖb1＝ｖb0－thw3、ｖc1＝ｖc0－thw3 ………（１３）
この場合、ＰＷＭ制御部４４は、下記（１４）式で表されるように、補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1に５０％ポイントを加えて、目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcを算出する。また、計測タイミング生成部４６は、下記（１５）式で表されるように、第１閾値ＴＨ₁と比較する目標デューティ比振幅値（Ａ₁＋５０％）として、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0の振幅Ａ₀と所定値Ｂのうちの小さい方の数値MIN（Ａ₀、Ｂ）に５０％ポイントを加えた値を用いる。
Ｄa＝ｖa1＋５０％、Ｄb＝ｖb1＋５０％、Ｄc＝ｖc1＋５０％ ………（１４）
Ａ₁＋５０％＝MIN（Ａ₀、Ｂ）＋５０％ ………（１５）

【0049】

（４）また、例えば、図１５に示すように、指令値補正部４３を省略した構成としてもよい。この場合、ＰＷＭ制御部４４は、下記（１６）式で表されるように、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0に５０％ポイントを加えて、目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcを算出する。また、計測タイミング生成部４６は、下記（１７）式で表されるように、第１閾値ＴＨ₁と比較する目標デューティ比振幅値（Ａ₁＋５０％）として、３相電圧指令値ｖa0、ｖb0、ｖc0の振幅Ａ₀に５０％ポイントを加えた値を用いる。

【0050】

Ｄa＝ｖa0＋５０％、Ｄb＝ｖb0＋５０％、Ｄc＝ｖc0＋５０％ ………（１６）
Ａ₁＋５０％＝Ａ₀＋５０％ ………（１７）
ここで、指令値補正部４３を省略した構成とした場合の、モータ２０の出力トルクのシミュレーションを行い、図１６に示したシミュレーション結果を得た。図１６は、ＰＷＭ信号の中央Ｃから第１計測期間Ｔs₁の開始時刻＝１μs、ノイズ収束期間＝２μs、ＰＷＭ信号の中央Ｃから第２計測期間Ｔs₂の開始時刻＝３．７５μs、第１閾値ＴＨ₁＝９５％、第２閾値ＴＨ₂＝８４％とした場合のシミュレーション結果である。

【0051】

（５）また、例えば、指令値補正部４３が、補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1のうちの２番目に大きい電圧指令値ｖa1、ｖb1又はｖc1（以下、「中間指令値ｖm」とも呼ぶ）が閾値ＴＨ以上である場合に、中間指令値ｖmと上記の閾値ＴＨとの差（ｖm－ＴＨ）を、３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1それぞれから減じて、改めて補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1を生成する構成としてもよい。これにより、相電流ｉa、ｉb、ｉcを２相同時に計測できないくらいに目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcが大きな値となることを抑制でき、相電流ｉa、ｉb、ｉcをより精度よく検出することができる。第１閾値ＴＨ₁と比較される目標デューティ比振幅値としては、更に中間指令値ｖmと閾値ＴＨとの差（ｖm－ＴＨ）を減算した値（Ａ₁－（ｖm－ＴＨ）＋５０％）を採用してよい。

【0052】

（６）また、第１実施形態では、説明の簡単化のため、高電位側スイッチング素子Ｑaｈ、Ｑbｈ、Ｑcｈと低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl、Ｑclとの両方がオフになるデッドタイムを設けない例を示したが、これに限定されるものではない。例えば、高電位側スイッチング素子Ｑaｈ、Ｑbｈ、Ｑcｈと低電位側スイッチング素子Ｑal、Ｑbl、Ｑclとの両方が同時にオンになって短絡を生じることを防止するために、デッドタイムを設ける構成としてもよい。デッドタイムを設ける場合、デッドタイム補償を行う構成としてもよい。この場合、例えば、補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1算出後にデッドタイム補償量αを振幅とする３相デッドタイム補償値を加算して目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcを算出することになる。したがって、第１閾値ＴＨ₁と比較される目標デューティ比振幅値としては、更にデッドタイム補償量αも加算した値（Ａ₁＋α＋５０％）が採用される。

【0053】

（７）また、本発明に係るモータ制御装置は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しなければ種々の変形が可能である。
例えば、第１実施形態では、本発明に係るモータ制御装置の適用例として、電動パワーステアリング装置１００を例示して説明したが、本発明に係るモータ制御装置の適用範囲はこれに限定されず、モータ制御装置を用いる各種機械装置に適用可能である。
図１７は、本発明のモータ制御装置を適用した直動テーブル装置２００の全体構成を示す図である。図１７に示すように、直動テーブル装置２００は、２個のリニアガイド７０（直動案内装置）と、送りねじ装置７１と、テーブル７２と、基台７３とを備えている。

【0054】

２個のリニアガイド７０は、それぞれ、案内レール７４と、２個のスライダ７５（移動体）と、複数の転動体（不図示）とを有している。案内レール７４は、基台７３に固定されている。また、案内レール７４及びスライダ７５は、互いに対向する位置に、転動体の転動通路を形成する軌道面をそれぞれ有している。両軌道面は、案内レール７４の長手方向に沿って延びている。これにより、スライダ７５は、転動通路内を負荷状態で転動する転動体を介して、案内レール７４の長手方向に沿って直線移動可能となっている。各リニアガイド７０は、基台７３上のテーブル７２の移動方向Ｙと垂直な方向の両端に配置されている。案内レール７４は、テーブル７２の移動方向Ｙと平行に配置されている。

【0055】

送りねじ装置７１は、ねじ軸７６と、ナット７７と、多相モータ７８とを有している。ねじ軸７６は、軸方向両端部に転がり軸受が取り付けられ、転がり軸受の外輪にハウジング７９が固定され、各ハウジング７９が基台７３に固定されている。これにより、ねじ軸７６は、基台７３に対して回転自在に支持されている。ねじ軸７６及びナット７７は、互いに対向する位置に螺旋溝をそれぞれ有し、ねじ軸７６の螺旋溝とナット７７の螺旋溝がボールを介して点接触するボールねじ機構を構成している。送りねじ装置７１は、２個のリニアガイド７０の間に配置されている。ねじ軸７６は、テーブル７２の移動方向Ｙと平行に配置されている。多相モータ７８は、ねじ軸７６の軸方向一端に結合されている。

【0056】

テーブル７２は、各リニアガイド７０の２個のスライダ７５及び送りねじ装置７１のナット７７の上方に配置され、スライダ７５に対しては直接に固定され、ナット７７に対してはブラケットを介して固定されている。即ち、各リニアガイド７０の２個のスライダ７５及び送りねじ装置７１の７６が、テーブル７２の一面に固定されている。
この直動テーブル装置２００では、多相モータ７８を駆動して送りねじ装置７１を稼働させると、ねじ軸７６が回転し、ボールねじ機構によりナット７７が直動する。そして、テーブル７２が、リニアガイド７０に案内されながら移動方向Ｙと平行な方向に直動する。また、電子制御ユニット８０（広義には「モータ制御装置」）は、多相モータ７８を駆動する電流指令値を設定し、第１実施形態の電子制御ユニット３０と同様に、電流指令値から電圧制御指令値Ｖrefを演算して、多相モータ７８に供給する電流を制御する。

【0057】

（８）また、第１実施形態では、説明の簡単化のため、ｑ軸電圧指令値ｖq及びｄ軸電圧指令値ｖdの算出から補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1の算出までをデューティ比［％］の次元で表記する例を示したが、これに限定されるものではない。例えば、ｑ軸電圧指令値ｖq及びｄ軸電圧指令値ｖdから補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1を電圧［Ｖ］の次元で算出し、インバータ３４に供給される電源電圧及びデッドタイム量から算出される換算係数で補正後３相電圧指令値ｖa1、ｖb1、ｖc1を変換して目標デューティ比Ｄa、Ｄb、Ｄcとしてよい。このときは、振幅Ａ₀も同様に変換して目標デューティ比振幅値を算出する。

【符号の説明】

【0058】

１…ステアリングホイール、２…操舵軸、３…減速ギア、４ａ…ユニバーサルジョイント、４ｂ…ユニバーサルジョイント、５…ピニオンラック機構、５ａ…ピニオン、５ｂ…ラック、６ａ…タイロッド、６ｂ…タイロッド、７ａ…ハブユニット、７ｂ…ハブユニット、８Ｌ、８Ｒ…操向車輪、９…トルクセンサ、１０…操舵角センサ、１１…バッテリ、１２…イグニションスイッチ、１３…車速センサ、１４…回転角センサ、２０…モータ、２１…ブリッジ回路、２２…電源ライン、２３…接地ライン、３０…電子制御ユニット、３１…プロセッサ、３２…記憶部、３３…ＰＷＭ信号生成部、３４…インバータ、３５…相電流計測部、３６…角速度変換部、３７…電流指令値演算部、３８…３相／２相変換部、３９、４０…減算器、４１…ＰＩ制御部、４２…２相／３相変換部、４３…指令値補正部、４４…ＰＷＭ制御部、４５…電圧指令値演算部、４６…計測タイミング生成部、４７…計測実行部、７０…リニアガイド、７１…送りねじ装置、７２…テーブル、７３…基台、７４…案内レール、７５…スライダ、７６…ねじ軸、７７…ナット、７８…多相モータ、７９…ハウジング、８０…電子制御ユニット、１００…電動パワーステアリング装置、２００…直動テーブル装置

【要約】

多相モータの出力トルクの変動を抑制可能なモータ制御装置を提供すること。具体的には、目標デューティ比の振幅(Ａ₁)に５０％ポイントを加えた値である目標デューティ比振幅値(Ａ₁＋５０％)が第１閾値(ＴＨ₁)よりも小さい場合(Ａ₁＋５０％＜ＴＨ₁)、又は目標デューティ比振幅値(Ａ₁＋５０％)が第１閾値(ＴＨ₁)以上(Ａ₁＋５０％≧ＴＨ₁)で且つ目標デューティのうちの２番目に大きい目標デューティ比である中間デューティ(Ｄ2)が第２閾値(ＴＨ₂)よりも大きい場合(Ｄ2＞ＴＨ₂)に、相電流の計測を第１計測期間(Ｔs₁)に行う構成とした。また、目標デューティ比振幅値(Ａ₁＋５０％)が第１閾値(ＴＨ₁)以上(Ａ₁＋５０％≧ＴＨ₁)で且つ中間デューティ(Ｄ2)が第２閾値(ＴＨ₂)以下である場合(Ｄ2≦ＴＨ₂)に、相電流の計測を第２計測期間(Ｔs₂)に行う構成とした。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】