特許 7589051 電池抵抗算出システム及び劣化検出システム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-11-15

(45)【発行日】2024-11-25

(54)【発明の名称】電池抵抗算出システム及び劣化検出システム

(51)【国際特許分類】

   G01R 27/02 20060101AFI20241118BHJP

   G01R 31/389 20190101ALI20241118BHJP

   G01R 31/392 20190101ALI20241118BHJP

   H01M 10/48 20060101ALI20241118BHJP

   H01M 10/42 20060101ALI20241118BHJP

【ＦＩ】

G01R27/02 A

G01R31/389

G01R31/392

H01M10/48 P

H01M10/42 P

【請求項の数】 5

(21)【出願番号】P 2021009590

(22)【出願日】2021-01-25

(65)【公開番号】P2022113377

(43)【公開日】2022-08-04

【審査請求日】2023-11-07

(73)【特許権者】

【識別番号】000003997

【氏名又は名称】日産自動車株式会社

(73)【特許権者】

【識別番号】507308902

【氏名又は名称】ルノー エス．ア．エス．

【氏名又は名称原語表記】ＲＥＮＡＵＬＴ Ｓ．Ａ．Ｓ．

【住所又は居所原語表記】１２２－１２２ ｂｉｓ， ａｖｅｎｕｅ ｄｕ Ｇｅｎｅｒａｌ Ｌｅｃｌｅｒｃ， ９２１００ Ｂｏｕｌｏｇｎｅ－Ｂｉｌｌａｎｃｏｕｒｔ， Ｆｒａｎｃｅ

(74)【代理人】

【識別番号】110000486

【氏名又は名称】弁理士法人とこしえ特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】酒井 政信

(72)【発明者】

【氏名】平野 道人

(72)【発明者】

【氏名】伊倉 亜美

(72)【発明者】

【氏名】鈴木 陽介

【審査官】島▲崎▼ 純一

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１８－１７９６５２（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０１９／２１５７８６（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０１７－０６８９８９（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１４－０４４１０６（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｇ０１Ｒ ２７／０２

Ｇ０１Ｒ ３１／３８９

Ｇ０１Ｒ ３１／３９２

Ｈ０１Ｍ １０／４８

Ｈ０１Ｍ １０／４２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

複数の測定対象セルがバスバーで接続された測定対象モジュールにおいて前記測定対象セルの電池抵抗を算出する電池抵抗算出システムであって、
前記測定対象モジュールと電気的に等価であり、かつ、既知の抵抗を含む校正用ダミーセルの交流インピーダンスを測定すると共に、前記測定対象モジュールの前記測定対象セルの交流インピーダンスを測定する交流インピーダンス測定手段と、
前記校正用ダミーセルの直流抵抗と前記交流インピーダンスのレジスタンス値との比である補正係数Ｇを算出し、前記測定対象モジュールの前記測定対象セルの交流インピーダンスに前記補正係数Ｇを乗ずることで前記測定対象セルの交流インピーダンスを補正する補正手段と、を備える電池抵抗算出システム。

【請求項2】

請求項１に記載の電池抵抗算出システムであって、
前記交流インピーダンス測定手段は、前記バスバーのレジスタンス値Ｒｂとリアクタンス値Ｉｂをさらに測定し、
前記補正手段は、前記測定対象セルの交流インピーダンスに前記補正係数Ｇを乗じた後の値から前記バスバーのレジスタンス値Ｒｂと前記リアクタンス値Ｉｂを減ずることで、前記測定対象セルの交流インピーダンスを補正する電池抵抗算出システム。

【請求項3】

請求項２に記載の電池抵抗算出システムであって、
前記バスバーのレジスタンス値Ｒｂは、直流抵抗計及び／又は低周波交流抵抗計で測定されたものである電池抵抗算出システム。

【請求項4】

請求項２又は３に記載の電池抵抗算出システムであって、
前記リアクタンス値Ｉｂは、前記校正用ダミーセルのバスバーのインダクタンス値Ｌｂを測定し、前記インダクタンス値Ｌｂを所望の測定周波数点におけるリアクタンスＩｂに換算することで算出されたものである電池抵抗算出システム。

【請求項5】

請求項１～４のいずれか１項に記載の電池抵抗算出システムと、
前記補正手段の出力の高周波側の所定周波数の実軸最小値と、予め取得した電池劣化度と前記実軸最小値との相関特性と、を参照して測定対象セルの劣化度を診断する劣化度判定手段と、を備える劣化検出システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、二次電池の抵抗を測定する電池抵抗算出システム、及びこの電池抵抗算出システムを備える劣化検出システムに関するものである。

【背景技術】

【0002】

等価回路モデルを使ってセルモジュールにおけるセルの抵抗を補正することが知られている（特許文献１）。従来より、インダクタンス成分を除去した等価回路を用いることで、セルの本来の抵抗成分を評価することが知られている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】特許第５０８８０８１号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

しかしながら、インダクタンス成分を除去してシミュレーションを行う上述の従来技術では、数１００Ｈｚ以上の高周波帯において、セルの交流抵抗（交流インピーダンス）の補正精度が低いという問題がある。

【0005】

本発明が解決しようとする課題は、高周波帯においても、交流抵抗の精度の高い補正が可能な電池抵抗算出システム及びこの電池抵抗算出システムを備える劣化検出システムを提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本発明は、バスバー及び測定対象セルから構成された回路と電気的に等価であり、かつ、既知の抵抗を含む校正用ダミーセルモジュールの交流インピーダンスを測定し、校正用ダミーセルモジュールの直流抵抗と交流インピーダンスのレジスタンス値との比である補正係数Ｇを算出し、測定対象モジュールの測定対象セルの交流抵抗に補正係数Ｇを乗ずることで測定対象セルの交流抵抗を補正することで、上記課題を解決する。

【発明の効果】

【0007】

本発明によれば、高周波帯においても、測定対象セルの交流抵抗の精度の高い補正ができる。

【図面の簡単な説明】

【0008】

【図1】図１（ａ）は校正用ダミーモジュールが接続された本実施形態に係る劣化検出システムを示すブロック図であり、図１（ｂ）は測定対象モジュールが接続された本実施形態に係る劣化検出システムを示すブロック図である。

【図2】図２（ａ－１）は測定対象モジュールの平面図であり、図２（ａ－２）は測定対象モジュールの正面図であり、図２（ｂ－１）は校正用ダミーモジュールの平面図であり、図２（ｂ－２）は校正用ダミーモジュールの正面図である。

【図3】図３は、本実施形態に係る測定対象セルの劣化検出方法の手順を示すフローチャートである。

【図4】図４（ａ）は図３に示すステップＳ１における制御処理のサブフローを示すフローチャートであり、図４（ｂ）は図３に示すステップＳ２における制御処理のサブフローを示すフローチャートであり、図４（ｃ）は図３に示すステップＳ３における制御処理のサブフローを示すフローチャートである。

【図5】図５は、本実施形態に係る測定対象セルの劣化検出方法において測定された交流抵抗と、補正後の交流抵抗と、の一例を示すナイキスト線図である。

【図6】図６は、本実施形態に係る測定対象セルの劣化検出方法において、劣化度の評価に用いるマップデータの一例である。

【発明を実施するための形態】

【0009】

≪第１実施形態≫
本発明に係る劣化検出システム及び劣化検出方法の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１（ａ）は校正用ダミーモジュール１００が接続された本実施形態に係る劣化検出システム１を示すブロック図であり、図１（ｂ）は測定対象セル２００が接続された本実施形態に係る劣化検出システム１を示すブロック図である。

【0010】

この劣化検出システム１は、車載用のセルモジュール等におけるセルの交流抵抗（交流インピーダンス）を測定し、当該測定値を補正し、補正後の交流抵抗に基づいて測定対象セルの劣化度を検出する。劣化検出システム１では、劣化検出システム１に測定対象モジュール２００が接続される前に、校正用ダミーモジュール１００を用いて交流抵抗の補正に用いる補正量を算出する。よって、図１（ａ）は、この補正量を算出する際の劣化検出システム１を示しており、一方で、図１（ｂ）は、補正量の算出後に測定対象セルの劣化度を検出する際の劣化検出システム１を示している。

【0011】

図１（ａ）及び図１（ｂ）に示すように、劣化検出システム１は、交流電源２と、交流インピーダンス測定手段３と、補正手段４と、劣化度判定手段５と、を備えている。交流電源２は、校正用ダミーモジュール１００又は測定対象モジュール２００と接続され、校正用ダミーモジュール１００又は測定対象モジュール２００に交流信号を供給する。この交流電源２は、校正用ダミーモジュール１００又は測定対象モジュール２００の電極端子Ｃ０と電極端子Ｃ２と電気的に接続されており、電極端子Ｃ０から所望の周波数ｆを有する交流信号を入力する。

【0012】

図２（ａ－１）は測定対象モジュール２００の平面図であり、図２（ａ－２）は測定対象モジュール２００の正面図である。ここでは、便宜上、モジュールケース等の図示及び説明は省略する。測定対象モジュール２００は、複数（本例では４個）の測定対象セル２０１ａ，２０１ｂ，２０２ａ，２０２ｂと、複数（本例では８本）のリード線２０３と、複数（本例では８枚）の電極タブ２０４、複数（本例では３枚）のバスバー２０５ａ～２０５ｃと、を備えている。測定対象セル２０１ａ，２０１ｂは、リード線２０３及び電極タブ２０４を介して第１のバスバー２０５ａ及び第２のバスバー２０５ｂと電気的に接続されており、測定対象セル２０２ａ，２０２ｂは、リード線２０３及び電極タブ２０４を介して第３のバスバー２０５ｃ及び第２のバスバー２０５ｂと電気的に接続されている。測定対象セル２０１ａ，２０１ｂ，２０２ａ，２０２ｂは、例えば、リチウムイオン二次電池である。また、第１のバスバー２０５ａは電極端子Ｃ０と接続されており、第２のバスバー２０５ｂは電極端子Ｃ１と接続されており、第３のバスバー２０５ｃは電極端子Ｃ３と接続されている。交流電源２により電極端子Ｃ０から入力された交流信号は、第１のバスバー２０５ａ、測定対象セル２０１ａ，２０１ｂ、第２のバスバー２０５ｂ、測定対象セル２０２ａ，２０２ｂ、をこの順で伝わり、最終的に、第３のバスバー２０５ｃと接続された電極端子Ｃ３から出力される。なお、測定対象セル及びバスバ等の数は特に限定されない。

【0013】

一方で、図２（ｂ－１）は校正用ダミーモジュール１００の平面図であり、図２（ｂ－２）は校正用ダミーモジュール１００の正面図である。この校正用ダミーモジュール１００は、上記の測定対象モジュール２００において、測定対象セル２０１ａ，２０１ｂを既知の抵抗値Ｒｓ_１（リード線１０３の抵抗を含む）を有する純抵抗器Ｒ_１に置き換えるとともに、測定対象セル２０２ａ，２０２ｂを既知の抵抗値Ｒｓ_２（リード線１０３の抵抗を含む）を有する純抵抗器Ｒ_２に置き換えたモジュールである。よって、第１～第３のバスバー２０５ａ～２０５ｃは、測定対象モジュール２００のバスバと同一である。また、純抵抗器Ｒ_１，Ｒ_２は、実質的に静電容量Ｃを持っていない。なお、純抵抗器Ｒ_１，Ｒ_２は、実際には僅かな浮遊容量を有しているが、Ｒｓ_１，Ｒｓ_２≫（ωＣ）^－１の関係となるように設定されているため、静電容量Ｃを無視することができる。また、ωは交流電源２の出力の角周波数である。校正用ダミーモジュール１００は、検出回路特性及びバスバーインダクタンス等を取得するために設けられるため、測定対象セルの静電容量Ｃは反って邪魔になる。そのため、静電容量Ｃを無視できる校正用ダミーモジュール１００の仕様が好ましい。抵抗値Ｒｓ_２，Ｒｓ_２は、特に限定されないが、１ｍΩとすることができる。

【0014】

また、この校正用ダミーモジュール１００の第１及び第２のバスバー２０５ａ，２０５ｂ、２本のリード線１０３、及び純抵抗器Ｒ_１から構成された第１の校正用ダミーセル１０１は、測定対象モジュール２００の第１及び第２のバスバー２０５ａ，２０５ｂ、４枚の電極タブ２０４、４本のリード線２０３、及び測定対象セル２０１ａ，２０１ｂから構成された測定対象セル２０１と電気的に等価となっていると共に、校正用ダミーモジュール１００の第２及び第３のバスバー２０５ｂ，２０５ｃ、２本のリード線１０３、及び純抵抗器Ｒ_２から構成された第２の校正用ダミーセル１０２は、測定対象モジュール２００の第２及び第３のバスバー２０５ｂ，２０５ｃ、４枚の電極タブ２０４、４本のリード線２０３、及び測定対象セル２０２ａ，２０２ｂから構成された測定対象セル２０２と電気的に等価となっている。結果的に、校正用ダミーモジュール１００が測定対象モジュール２００と電気的に等価となっている。

【0015】

交流インピーダンス測定手段３は、校正用ダミーモジュール１００及び測定対象モジュール２００の交流インピーダンスを測定する。この交流インピーダンス測定手段３は、ＥＩＳ（Electro-chemical Impedance Spectroscopy）計測等により交流インピーダンスを測定することができる。図１（ａ）及び図１（ｂ）に示すように、交流インピーダンス測定手段３は、増幅器３０ａ～３０ｃと、複素インピーダンス演算部３１，３２と、を備えている。増幅器３０ａは、所定の設定ゲインＧ_１を有するオペアンプである。この増幅器３０ａは、電極端子Ｃ０及び電極端子Ｃ１の出力値（第１の校正用ダミーセル１０１又は２並列の測定対象セル２０１）から、電極端子Ｃ０と電極端子Ｃ１との間の所定周波数における電圧Ｖｓ_１（ω）を演算する。増幅器３０ｂは、所定の設定ゲインＧ_２を有するオペアンプである。この増幅器３０ｂは、電極端子Ｃ１及び電極端子Ｃ２の出力値から、電極端子Ｃ１と電極端子Ｃ２との間の所定周波数における電圧Ｖｓ_２（ω）を演算する。増幅器３０ｃは、交流電源２が出力する所定周波数における交流電流Ｉａｃ（ω）を演算する。

【0016】

複素インピーダンス演算部３１は、増幅器３０ａからの出力値Ｖｓ_１（ω）を増幅器３０ｃからの出力値Ｉａｃ（ω）で除することで、電極端子Ｃ０，Ｃ１間の交流インピーダンスを算出し、演算した交流インピーダンスのレジスタンス値及びリアクタンス値を補正手段４に出力する。同様に、複素インピーダンス演算部３１も、電極端子Ｃ１，Ｃ２間の交流インピーダンスを算出し、演算した交流インピーダンスのレジスタンス値（ω）及びリアクタンス値を補正手段４に出力する。なお、複素インピーダンス演算部３１，３２は、例えば、ＲＯＭ又はＲＡＭなどのメモリ、及び、ＣＰＵなどのプロセッサ等により構成されていてもよい。

【0017】

補正手段４は、図１（ａ）に示すように校正用ダミーモジュール１００が接続されている場合には、測定対象セルの交流インピーダンスを補正するための補正量（下記の補正係数及びオフセット）を算出し記憶する。ここで、本実施形態における補正手段４が算出する補正量について説明する。上述の従来技術では、数１００Ｈｚ以上の高周波帯において交流インピーダンスの適切な補正ができなかった。本発明者等は、その原因として、以下の２つの原因を発見した。まず、第１の原因としては、高周波帯において、実軸（レジスタンス値）に変化が生じており、この変化が従来技術のような等価回路に表現及び説明できないことを発見した。そして、本発明者等の知見によれば、実軸の変化はインピーダンスの計測系の位相／群遅延特性が合成されて発現するものであることが分かった。具体的には、増幅器３０ａ，３０ｂのゲインＧ_１，Ｇ_２は、周波数に依存している。理想的には、ゲインＧ_１，Ｇ_２は、それぞれ同じ値（増幅率）を示すように回路設計するが、特に高周波においては周波数に応じてゲインが低下する傾向があることが分かった。そこで、当該低下を補うことで低周波帯と同様な検出振幅が得られるように、下記（１）式のＧ_１（ω）及び下記（２）式のＧ_２（ω）を周波数毎の補正係数として使用する。なお、下記（１）及び（２）式は、インピーダンス計測系の検出回路が線形特性（一次式で近似可能な周波数特性を確保している前提）であるため一次近似式としているが、これに限定されず、多項式であってもよい。同じ要領でゲインの補正係数を求めて適用すれば、検出回路のもつ僅かな非線形特性をも補正することが可能となる。
Ｇ_１（ω）＝（Ｒｂ_１＋Ｒｓ_１）／Ｒｃ_１（ω） ・・・ （１）
Ｇ_２（ω）＝（Ｒｂ_２＋Ｒｓ_２）／Ｒｃ_２（ω） ・・・ （２）
但し、上記（１）式において、Ｇ_１（ω）は周波数ごとの補正係数であり、Ｒｂ_１は第１の校正用ダミーセル１０１のバスバー２０５ａ，２０５ｂに由来する抵抗値であり、Ｒｓ_１は純抵抗Ｒ_１の既知の抵抗値であり、Ｒｃ_１（ω）は第１の校正用ダミーセル１０１の周波数毎の交流インピーダンスのレジスタンス値であり、ωは交流電源２からの出力の角周波数（変数）である。また、上記（２）式において、Ｇ_２（ω）は周波数ごとの補正係数であり、Ｒｂ_２は第２の校正用ダミーセル１０２のバスバー２０５ｂ，２０５ｃに由来する抵抗値であり、Ｒｓ_２は純抵抗Ｒ_２の既知の抵抗値であり、Ｒｃ_２（ω）は第２の校正用ダミーセル１０２の周波数毎の交流インピーダンスのレジスタンス値であり、ωは交流電源２からの出力の角周波数（変数）である。

【0018】

なお、補正係数において利用する物理量が周波数依存を持たない抵抗成分だけである理由は、上記式（周波数毎）で計算することで周波数依存をもつ寄生容量・寄生インダクタンスによるゲイン誤差を周波数の関数として定義するためである。実際の抵抗素子は周波数依存成分を有するがその分は寄生容量・寄生インダクタンスに含めて扱う。純抵抗器の寄生容量・寄生インダクタンスは、抵抗値Ｒｓ，Ｒｂに対して非常に低い。例えば、寄生容量・寄生インダクタンスは、抵抗値Ｒｓ，Ｒｂに対して１％以下（Ｒｓ×０．０１，Ｒｂ×０．０１≫１／ωＣ、Ｒｓ×０．０１，Ｒｂ×０．０１≫ωＬ）となるように校正用ダミーセルを構成する。しかし、高周波になるとともに寄生容量・寄生インダクタンスが数％を超えてくる場合、その数％の寄生容量・寄生インダクタンスはバスバーインダクタンスＬｂ（後述）に加えて用いる。なお、寄生容量が式に表れないのは符号反転でＬｂに加算されたものとして扱うためである。

【0019】

このようにして求めた補正係数をその周波数毎にセルモジュール測定結果に乗じることで、バスバー２０５ａ～２０５ｃや交流インピーダンス測定手段３の非直線性あるいは信号増幅誤差と、その他の計測系（ハーネス、プリント基板配線）に分布する寄生容量・寄生インダクタンスによる測定誤差を角周波数ω毎に補正することができる。

【0020】

上記（１）式の和（Ｒｂ_１＋Ｒｓ_１）は、例えば、日置電機製RM3543等の直流抵抗計により、校正用ダミーモジュール１００の電極端子Ｃ０，Ｃ１間の抵抗値を測定することで算出できる。すなわち、電極端子Ｃ０，Ｃ１間の抵抗値は、第１の校正用ダミーセル１０１のバスバー２０５ａ，２０５ｂの抵抗値Ｒｂ_１と純抵抗器Ｒ_１の抵抗値Ｒｓ_１の和と見做すことができる。また、和（Ｒｂ_１＋Ｒｓ_１）の測定には、Keysight Technologies社製E4980AL等の交流抵抗計（ＬＣＲメータ）を使用してもよい。交流抵抗計を用いるときには、直流電流又は約１００Ｈｚ以下の周波数の交流電流を用いて上記と同様にして測定を行えばよい。直流抵抗計または低周波で抵抗測定する理由は、寄生インダクタンスによる抵抗計測誤差（高めの値を示す）を排除するためである。また、第１の校正用ダミーセル１０１のバスバー２０５ａ，２０５ｂの抵抗値Ｒｂ_１をより正確に測定する場合には、バスバー２０５ａ，２０５ｂのそれぞれの両端部に直流抵抗計又は交流抵抗計を接続して抵抗値Ｒｂ_１を計測してもよい。このとき、インダクタンスの測定周波数は交流インピーダンス測定手段の測定範囲のより高周波側或いはそれより高い周波数で測定すると、より高精度のインダクタンス値を得ることができる。また、インダクタンスの周波数特性の非線形性が強い計測系を用いる場合は、複数の周波数点のインダクタンスを測定し、周波数の関数とすることも有効である。また、測定には四端子法プローブを用いることが好ましい。

【0021】

本実施形態のように、測定対象セルを既知の純抵抗に置き換えて測定を行うことで、従来技術においてリード線及びバスバーの抵抗、自己インダクタンス、相互インダクタンスが合算された混合結果としてしか得られなかったリード線抵抗／インダクタンス値を精密に得る（抽出する）ことができる。

【0022】

また、Ｒｃ_１（ω）は、校正用ダミーモジュール１００の電極端子Ｃ０，Ｃ１間の周波数ごとの交流インピーダンスを交流インピーダンス測定手段３により測定することで算出することができる。

【0023】

上記（２）式の和（Ｒｂ_２＋Ｒｓ_２）は、校正用ダミーモジュール１００の電極端子Ｃ１，Ｃ２間の抵抗値を、上記と同様にして測定することで算出できる。また、Ｒｃ_２（ω）は、校正用ダミーモジュール１００の電極端子Ｃ１，Ｃ２間の周波数ごとの交流インピーダンスを交流インピーダンス測定手段３により測定することで算出することができる。

【0024】

また、本発明者等は、第２の原因として、大容量のＥＶ用車載セルモジュールはバスバーを有する構造を有しているため、このバスバーに起因するレジスタンス及びインダクタンスの影響により、交流インピーダンスの適切な補正ができないことを発見した。具体的には、本発明者等は、上記バスバーに起因するインダクタンスの影響により、実際の測定対象セルのインピーダンスに対して、高周波において過大な値を取る内部バスバー等（セル以外）のインピーダンスが生じることを発見した。よって、この過大なインピーダンスを除去するため、交流インピーダンスの虚部に対しては下記（３）及び（４）式の周波数毎のオフセット値を使用し、実部に対しては上記抵抗値Ｒｂ（Ｒｂ_１，Ｒｂ_２）をオフセット値として使用する。具体的には、校正用ダミーセル１０１，１０２のバスバーのインダクタンス値Ｌｂを測定し、インダクタンス値Ｌｂを所望の測定周波数点におけるリアクタンスＩｂに換算したものを用いる。
Ｉｂ_１（ω）＝Ｌｂ_１×ω ・・・ （３）
Ｉｂ_２（ω）＝Ｌｂ_２×ω ・・・ （４）
但し、上記（３）式において、Ｉｂ_１（ω）はオフセット値であり、Ｌｂ_１は第１の校正用ダミーセル１０１のバスバー２０５ａ，２０５ｂに由来するインダクタンス値であり、ωは交流電源２からの出力の角周波数（変数）である。また、上記（４）式において、Ｉｂ_２（ω）はオフセット値であり、Ｌｂ_２は第２の校正用ダミーセル１０２のバスバー２０５ｂ，２０５ｃに由来するインダクタンス値であり、ωは交流電源２からの出力の角周波数（変数）である。

【0025】

このように、測定対象モジュール２００と同一の構成のバスバー２０５ａ～２０５ｃのレジスタンスとリアクタンスの実測値をオフセット値とすることで、実態に合った精密なバスバーインピーダンスを除去することとなる。従って、測定対象セル２０１，２０２の交流インピーダンスを精度よく検出することが可能になる。

【0026】

インダクタンス値Ｌｂ_１の測定には、Keysight Technologies社製E4980AL等の交流抵抗計（ＬＣＲメータ）により、校正用ダミーモジュール１００の電極端子Ｃ０，Ｃ１間のインダクタンス値を測定することで算出できる。また、第１の校正用ダミーセル１０１のバスバー２０５ａ，２０５ｂのインダクタンス値Ｌｂ_１をより正確に測定する場合には、バスバー２０５ａ，２０５ｂのそれぞれの両端部に交流抵抗計を接続してインダクタンス値Ｌｂ_１を計測してもよい。このとき、四端子法プローブを用いることが好ましい。このときの交流電流の周波数は、特に限定されないが、１００ｋＨｚとすることができる。また、インダクタンス値Ｌｂ_２の測定には、上記と同様に、交流抵抗計により、校正用ダミーモジュール１００の電極端子Ｃ１，Ｃ２間のインダクタンス値を測定することで算出できる。

【0027】

補正手段４は、図１（ｂ）に示すように測定対象モジュール２００が接続されている場合には、記憶された補正係数Ｇ（ω）及びオフセット値（Ｒｂ，Ｉｂ（ω））を用いて、下記（５）及び（６）式に示すように、交流インピーダンス測定手段３からの出力値Ｒｄ_１（ω），Ｉｄ_１（ω）をＲｅ_１（ω），Ｉｍ_１（ω）に補正（校正）する。すなわち、測定対象セル２０１（２並列）の交流インピーダンスの測定値を補正する。
Ｒｅ_１（ω）＝Ｇ_１（ω）×Ｒｄ_１（ω）－Ｒｂ_１ ・・・ （５）
Ｉｍ_１（ω）＝Ｇ_１（ω）×Ｉｄ_１（ω）－Ｉｂ_１ ・・・ （６）
但し、上記（５）式において、Ｒｅ_１（ω）は補正後の交流インピーダンスのレジスタンス値であり、Ｇ_１（ω）は上述の補正係数であり、Ｒｄ_１（ω）は交流インピーダンス測定手段３により算出されたレジスタンス値であり、Ｒｂ_１は上述のオフセット値（バスバー２０５ａ，２０５ｂに由来する抵抗値）である。また、上記（６）式において、Ｉｍ_１（ω）は補正後の交流インピーダンスのリアクタンス値であり、Ｇ_１（ω）は上述の補正係数であり、Ｉｄ_１（ω）は交流インピーダンス測定手段３により算出されたリアクタンス値であり、Ｉｂ_１は上述のオフセット値である。

【0028】

また、補正手段４は、同様に、下記（７）及び（８）式に示すように、交流インピーダンス測定手段３からの出力値Ｒｄ_２（ω），Ｉｄ_２（ω）をＲｅ_２（ω），Ｉｍ_２（ω）に補正する。すなわち、測定対象セル２０２の交流インピーダンスの測定値を補正する。
Ｒｅ_２（ω）＝Ｇ_２（ω）×Ｒｄ_２（ω）－Ｒｂ_２ ・・・ （７）
Ｉｍ_２（ω）＝Ｇ_２（ω）×Ｉｄ_２（ω）－Ｉｂ_２ ・・・ （８）
但し、上記（７）式において、Ｒｅ_２（ω）は補正後の交流インピーダンスのレジスタンス値であり、Ｇ_２（ω）は上述の補正係数であり、Ｒｄ_２（ω）は交流インピーダンス測定手段３により算出されたレジスタンス値であり、Ｒｂ_２は上述のオフセット値（バスバー２０５ｂ，２０５ｃに由来する抵抗値）である。また、上記（８）式において、Ｉｍ_２（ω）は補正後の交流インピーダンスのリアクタンス値であり、Ｇ_２（ω）は上述の補正係数であり、Ｉｄ_２（ω）は交流インピーダンス測定手段３により算出されたリアクタンス値であり、Ｉｂ_２は上述のオフセット値である。

【0029】

そして、この補正手段４は、上記（５）～（８）式で算出した補正後の交流インピーダンスを周波数毎に劣化度判定手段５に出力する。劣化度判定手段５は、補正後の測定対象セル２０１，２０２の交流インピーダンスの値からそれぞれの測定対象セル２０１，２０２の劣化度を判定する。本実施形態では、補正手段４の出力の高周波側の所定周波数の実軸最小値（Ｒｅ_２（ω）の最小値）と、予め取得した電池劣化度（ＳＯＨ）と実軸最小値との相関特性と、を参照して測定対象セルの劣化度を診断する。特に、ＳＯＣ５０％領域での実軸最小値を用いることが好ましい。本発明者等の知見によれば、同一のセルにおける実軸抵抗値は高ＳＯＣから中間ＳＯＣに向けて一旦、低抵抗値に推移し、ＳＯＣ５０％以下は再び高抵抗になることが分かった（二次関数的挙動）。そこで、このＳＯＣ感度が低くなる（折り返し領域）ＳＯＣ５０％領域での実軸抵抗値（＝実軸最小値）を劣化度診断の指標として採用すれば、劣化度の診断結果のばらつきが小さくなる。つまり、ＳＯＣによる計測値のばらつきを低減することができる。

【0030】

次に、劣化検出システム１を用いた劣化検出方法について図３及び図４を参照して説明する。図３は、本実施形態に係る測定対象セルの劣化検出方法の手順を示すフローチャートである。

【0031】

ステップＳ１において、計測系（交流インピーダンス測定手段３）の周波数特性と、バスバー２０５ａ～２０５ｃ（図２参照）のインダクタンスを取得する。図４（ａ）は図３に示すステップＳ１における制御処理のサブフローを示すフローチャートである。まず、図４（ａ）のステップＳ１１において、校正用ダミーモジュール１００に劣化検出システム１の交流電源２及び交流インピーダンス測定手段３を接続する（図１（ａ）参照）。この校正用ダミーモジュール１００は、測定対象モジュール２００の測定対象セル２０１，２０２を、既知の抵抗値を有する純抵抗器Ｒ_１，Ｒ_２に置換したものである。次に、ステップＳ１２において、交流電源２の出力を所望の測定周波数ｆ（ｆ＝ω／２π）にセットする。ステップＳ１３において、交流インピーダンス測定手段３により、当該所望の周波数における交流インピーダンスを測定し、補正手段４に出力する。本実施形態では、交流インピーダンスの実軸（レジスタンス値Ｒｃ（ω）（Ｒｃ_１（ω），Ｒｃ_２（ω）））及び虚軸（リアクタンス値Ｉｃ（ω）（Ｉｃ_１（ω），Ｉｃ_２（ω）））を出力する。補正手段４は、レジスタンス値Ｒｃ（ω）及びリアクタンス値Ｉｃ（ω）を記録する。

【0032】

ステップＳ１４において、全ての所望の周波数における交流インピーダンスを測定したか否かを確認する。ここで、全ての所望の周波数における交流インピーダンスを測定していない場合には、ステップＳ１２～ステップＳ１４を繰り返すことで、全ての所望の周波数における交流インピーダンスを測定する。ステップＳ１４において、全ての所望の周波数における交流インピーダンスを測定済みである場合には、第１及び第２の校正用ダミーセル１０１，１０２の端子間（電極端子Ｃ０、Ｃ１間及び電極端子Ｃ１、Ｃ２間）の直流抵抗Ｒｂ（Ｒｂ_１，Ｒｂ_２）を直流抵抗計又は低周波交流抵抗計により測定する。次に、ステップＳ１６において、第１及び第２の校正用ダミーセル１０１，１０２の端子間のインダクタンスＬｂ（Ｌｂ_１，Ｌｂ_２）を高周波交流抵抗計により測定する。以上のように、計測系の周波数特性と、バスバーのインダクタンスを取得する。

【0033】

次に、図３のステップＳ２において、補正量（補正係数及びオフセット値）を算出する。図４（ｂ）は図３に示すステップＳ２における制御処理のサブフローを示すフローチャートである。図４（ｂ）のステップＳ２１において、上記（１）及び（２）式に基づき、周波数毎に上述の補正係数Ｇ（ω）（Ｇ_１（ω），Ｇ_２（ω））を算出する。次に、ステップＳ２２において、周波数毎に上述のオフセット値Ｉｂ（ω）（Ｉｂ_１（ω），Ｉｂ_２（ω））を算出する。以上のように、補正量を算出する。

【0034】

次に、図３のステップＳ３において、測定対象セル２０１，２０２の交流インピーダンスの測定値を補正し、当該補正後の交流インピーダンスの値に基づいて測定対象セル２０１，２０２の劣化度を診断する。図４（ｃ）は図３に示すステップＳ３における制御処理のサブフローを示すフローチャートである。図４（ｃ）のステップＳ３１において、校正用ダミーモジュール１００から劣化検出システム１を取り外し、測定対象モジュール２００に劣化検出システム１を接続する。ステップＳ３２において、測定対象モジュール２００に対する交流電源２の出力を所望の測定周波数ｆにセットする。ステップＳ３３において、交流インピーダンス測定手段３により、当該所望の周波数における交流インピーダンスを測定し、補正手段４に出力する。本実施形態では、交流インピーダンスの実軸（レジスタンス値Ｒｄ（ω）（Ｒｄ_１（ω），Ｒｄ_２（ω）））及び虚軸（リアクタンス値Ｉｄ（ω）（Ｉｄ_１（ω），Ｉｄ_２（ω）））を出力する。補正手段４は、このレジスタンス値Ｒｄ（ω）及びリアクタンス値Ｉｄ（ω）を一次記憶する。次に、ステップＳ３４において、補正手段４は、ステップＳ２で算出した補正量を使用して、レジスタンス値Ｒｄ（ω）及びリアクタンス値Ｉｄ（ω）を補正する（上記（５）～（８）式参照）。

【0035】

図５は、本実施形態に係る測定対象セルの劣化検出方法において測定された交流抵抗（図中の曲線ａ）と、補正後の交流インピーダンス（図中の曲線ｂ）と、の一例を示すナイキスト線図である。図５の曲線ａのように、補正前の交流抵抗は高周波領域において飽和（発散）してしまっており、正確な交流抵抗が測定できていないことがわかる。一方、図５の曲線ｂのように、補正前の交流抵抗は高周波領域の点Ｐにおいて収束している。

【0036】

ステップＳ３５において、全ての所望の周波数における交流インピーダンスを測定及び補正したか否かを確認する。ここで、全ての所望の周波数における交流インピーダンスを測定及び補正していない場合には、ステップＳ３２～ステップＳ３５を繰り返すことで、全ての所望の周波数における交流インピーダンスを測定及び補正する。ステップＳ３５において、全ての所望の周波数における交流インピーダンスを測定及び補正済みである場合には、ステップＳ３６において劣化度（ＳＯＨ）を判定する。具体的には、予め取得した電池劣化度（ＳＯＨ）と実軸最小値との相関特性（マップデータ）を参照して、補正後の交流インピーダンスの実軸最小値から電池劣化度を算出する。上述の図５の例であれば、実軸最小値は点Ｐにおける実軸である。なお、点Ｐにおける周波数は約４ｋＨｚである。

【0037】

図６は、本実施形態に係る測定対象セルの劣化検出方法において、劣化度の評価に用いるマップデータの一例である。このマップデータは、劣化度の異なる２つの測定対象セルを充放電して予め求めたＳＯＨ（縦軸）と、交流インピーダンス測定手段と出力補正手段を用いて得たセルの高周波インピーダンス（横軸）をプロットしたもので、それぞれ測定対象セルの充電量ＳＯＣの２水準（ＳＯＣ１００％及びＳＯＣ２０％）で重ね書きしてある。このグラフの横軸は周波数が約４ｋＨｚであるときの実軸である。ステップＳ３６では、図６のようなマップデータを参照して、測定対象セルの劣化度（ＳＯＨ）を診断できる。このように測定対象セルのＳＯＨと高周波インピーダンスの相関特性を所定のサンプル数で実測してマップデータを作成しておけば、以降、このマップデータの特性線図を参照して、未知の測定対象セルのＳＯＨを推定することが可能となる。なお、高周波インピーダンスを用いる理由は、セルの正／負極に起因するインピーダンス変化の影響が低減するからであり、セルのＳＯＨのうち、電解質劣化に伴う充放電容量ＦＣＣの変化を選択的に判定することが可能となるからである。

【0038】

本実施形態のように、従来技術の電気化学モデル（シミュレーション、フィッティング量）による補正では対応しきれない計測系の寄生インダクタンスや信号処理の非直線性を、実測値に基づいて算出した所望の周波数毎の補正係数により除去することで、検出系に起因する周波数依存の検出誤差を適切に補正することが可能になる。さらに、本実施形態のように、測定対象モジュール２００と同一の構成のバスバー２０５ａ～２０５ｃのレジスタンスとリアクタンスの実測値を補正量とすることで実態に合った精密な内部バスバーインピーダンスを除去することができる。これにより、所望の周波数毎に測定されたインピーダンスの直線性（精度）が向上する。よって、測定対象セル２０１，２０２の高周波インピーダンスが検出可能となり、セルの高周波インピーダンスと相関のあるＳＥＩ（solid-electrolyte interphase）の蓄積等による電解質の劣化等を精密に検出できる。その結果、セルの不可逆な劣化（健全度ＳＯＨ）の判定精度が向上する。

【0039】

以上、本発明の実施形態について説明したが、これらの実施形態は、本発明の理解を容易にするために記載されたものであって、本発明を限定するために記載されたものではない。したがって、上記の実施形態に開示された各要素は、本発明の技術的範囲に属する全ての設計変更や均等物をも含む趣旨である。

【符号の説明】

【0040】

１…劣化検出システム
２…交流電源
３…交流インピーダンス測定手段
４…補正手段
５…劣化度判定手段
１００…校正用ダミーモジュール
２００…測定対象モジュール

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】