特許 7590029 ベクトル角制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-11-18

(45)【発行日】2024-11-26

(54)【発明の名称】ベクトル角制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/22 20160101AFI20241119BHJP

   H02M 7/12 20060101ALI20241119BHJP

【ＦＩ】

H02P21/22

H02M7/12 M

【請求項の数】 4

(21)【出願番号】P 2023514375

(86)(22)【出願日】2021-12-10

(65)【公表番号】

(43)【公表日】2023-09-15

(86)【国際出願番号】 CN2021137182

(87)【国際公開番号】W WO2023273184

(87)【国際公開日】2023-01-05

【審査請求日】2023-02-28

(31)【優先権主張番号】202110734358.7

(32)【優先日】2021-06-30

(33)【優先権主張国・地域又は機関】CN

(31)【優先権主張番号】202110734368.0

(32)【優先日】2021-06-30

(33)【優先権主張国・地域又は機関】CN

(73)【特許権者】

【識別番号】505072650

【氏名又は名称】浙江大学

【氏名又は名称原語表記】ＺＨＥＪＩＡＮＧ ＵＮＩＶＥＲＳＩＴＹ

(74)【代理人】

【識別番号】100146374

【弁理士】

【氏名又は名称】有馬 百子

(74)【代理人】

【識別番号】100205936

【弁理士】

【氏名又は名称】崔 海龍

(74)【代理人】

【識別番号】100132805

【弁理士】

【氏名又は名称】河合 貴之

(72)【発明者】

【氏名】李 武華

(72)【発明者】

【氏名】顔 曄

(72)【発明者】

【氏名】田 野

(72)【発明者】

【氏名】王 宇翔

(72)【発明者】

【氏名】李 成敏

(72)【発明者】

【氏名】李 楚杉

(72)【発明者】

【氏名】何 湘寧

【審査官】谿花 正由輝

(56)【参考文献】

【文献】特表２０２１－５２８０３８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特表２０２２－５４２５２９（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｐ ２１／２２

Ｈ０２Ｍ ７／１２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

三相コンバータの三相ブリッジインバータを、ベクトル角比例積分制御又はベクトル角比例共振制御するために用いられるベクトル角制御方法であって、
被制御対象の前記三相コンバータの各相の電流をサンプリングするステップであって、ベクトル角比例積分制御を行う場合、ａｂｃ／ｄｑ座標変換により同期座標系の電流ｉ_ｄとｉ_ｑを取得し、電流サンプリング値の複素ベクトル表現式をｉ_ｄｑ＝ｉ_ｄ＋ｊｉ_ｑと定義し、ここで、ｉ_ｄとｉ_ｑはそれぞれ同期座標系におけるｄ軸とｑ軸の電流値であり、ｊは虚数単位であり、ベクトル角比例共振制御を行う場合、ａｂｃ／αβ座標変換により静止座標系の電流ｉ_α、ｉ_βを取得し、電流サンプリング値の二次元列ベクトル表現式をＩ_αβ＝［ｉ_α ｉ_β］^Ｔと定義し、ここで、ｉ_αとｉ_βはそれぞれ静止座標系におけるα軸とβ軸の電流値であり、上付き文字Ｔは転置である、ステップと、
電流基準値から電流サンプリング値を減算して、電流誤差値を得るステップと、
電流誤差値をベクトル角比例積分部分又はベクトル角比例共振部分の入力として、計算により対応するベクトル角比例積分部分又はベクトル角比例共振部分の出力を取得するステップであって、ベクトル角比例積分制御を行う場合、ベクトル角比例積分部分の出力ｍ_ｄｑ＿Ｒの計算式は、ｍ_ｄｑ＿Ｒ＝ｉ_ｄｑ＿Ｅ・（Ｋ_ｐ＋Ｋ_ｉ・ｅ^ｊθｉ／ｓ）であり、ここで、Ｋ_ｐは比例係数、Ｋ_ｉは積分係数、θ_ｉはベクトル角、ｓはラプラス演算子、ｊは虚数単位、ｉ_ｄｑ＿Ｅは電流誤差値であり、ベクトル角比例共振制御を行う場合、ベクトル角比例共振制御の出力Ｍ_αβ＿Ｒの計算式は次のとおりであり、

【数1】

ここで、Ｋ_ｐαとＫ_ｐβはそれぞれ静止座標系におけるα軸とβ軸の比例係数であり、Ｋ_ｒαとＫ_ｒβはそれぞれ静止座標系におけるα軸とβ軸の共振係数であり、ω_０は基本角周波数であり、ｓはラプラス演算子であり、θ_ｒｐは差分ベクトル角で、その値は－９０°と０°の間の所定の値であり、Ｉ_αβ＿Ｅは電流誤差値である、ステップと、
電流サンプリング値をデカップリング部分の入力として、計算によりデカップリング出力を得るステップと、
ベクトル角比例積分部分又はベクトル角比例共振部分の出力とデカップリング出力を加算して遅延補償部分に入力し、遅延補償部分の出力を制御ループの合計出力とするステップであって、ベクトル角比例積分制御を行う場合、遅延補償部分の出力ｍ _ｄｑ の計算式はｍ _ｄｑ ＝ｍ _{ｄｑ＿ＲＤ} 又はｍ _ｄｑ ＝ｍ _{ｄｑ＿ＲＤ} ・ｅ ^{ｊｎＴｓ・ω０} であり、ここで、ｍ _{ｄｑ＿ＲＤ} ＝ｍ _ｄｑ＿Ｒ ＋ｍ _ｄｑ＿Ｄ であり、Ｔ _ｓ は制御周期、ｎは補償係数、ω _０ は基本角周波数、ｍ _ｄｑ＿Ｄ はデカップリング出力であり、ベクトル角比例共振制御を行う場合、遅延補償部分の出力Ｍ _αβ の計算式は次のとおりであり、

【数3】

ここで、Ｍ _{αβ＿ＲＤ} ＝Ｍ _αβ＿Ｒ ＋Ｍ _αβ＿Ｄ であり、ｎは補償係数、Ｔ _ｓ は制御周期、ω _０ は基本角周波数、Ｍ _αβ＿Ｄ はデカップリング出力である、ステップと
制御ループの合計出力に対応するｄｑ／ａｂｃ座標又はαβ／ａｂｃ座標変換を行って三相変調波を取得し、それを変調及び駆動モジュールにおいてキャリア波と比較し、駆動信号を生成して前記三相コンバータの三相ブリッジインバータを駆動して電気エネルギー変換を実現するステップとを含む、ことを特徴とするベクトル角制御方法。

【請求項2】

ベクトル角比例積分制御を行う場合、電流誤差値をベクトル角比例積分部分の入力として、計算によりベクトル角比例積分部分の出力を取得する前に、位相等化部分の処理も含まれ、これは、位相等化角度を導入して電流誤差ｉ_ｄｑ＿Ｅを等化し、次に等化された電流誤差をベクトル角比例積分部分の入力として、計算によりベクトル角比例積分部分の出力ｍ_ｄｑ＿Ｒを取得し、ベクトル角比例積分部分の出力ｍ_ｄｑ＿Ｒの計算式はｍ_ｄｑ＿Ｒ＝ｉ_ｄｑ＿Ｂ・（Ｋ_ｐ＋Ｋ_ｉ１・ｅ^ｊθｉ／ｓ）であり、ここで、ｉ_ｄｑ＿Ｂ＝ｉ_ｄｑ＿Ｅ・ｅ^ｊθｂであり、θ_ｂは位相等化角度であり、ｉ_ｄｑ＿Ｂは位相等化結果である、ことを特徴とする請求項１に記載のベクトル角制御方法。

【請求項3】

ベクトル角比例積分制御を行う場合、デカップリング出力ｍ_ｄｑ＿Ｄの計算式はｍ_ｄｑ＿Ｄ＝ｉ_ｄｑ・ｊω_０Ｌであり、ここで、Ｌは交流側インダクタンス値であり、ω_０は基本角周波数である、ことを特徴とする請求項１に記載のベクトル角制御方法。

【請求項4】

ベクトル角比例共振制御を行う場合、デカップリング出力Ｍ_αβ＿Ｄの計算式は次のとおりであり、

【数2】

ここでＬ_αとＬ_βはそれぞれ静止座標系におけるα軸とβ軸の等価インダクタンス値であり、ω_０は基本角周波数である、ことを特徴とする請求項１に記載のベクトル角制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、パワーエレクトロニクス制御の技術分野に属し、特にベクトル角に基づく制御方法に関する。

【背景技術】

【0002】

三相大容量コンバータは、エネルギー変換装置として、電化輸送や船舶電力システムなどの産業分野でますます広く使用されている。この種類のコンバータは通常、低キャリア比の条件下で動作し、制御及び変調遅延が大きく、制御ループの安定余裕が不十分であり、その動的性能に影響を及ぼす。

【0003】

三相コンバータは、通常、比例積分コントローラ（即ち、ＰＩコントローラ）又は比例共振コントローラ（即ち、ＰＲコントローラ）によって制御される。ＰＩコントローラは、同期回転座標系において三相電流の有効電力制御を実現する。しかし、通常１０００Ｈｚ未満の高電力デバイスのスイッチング周波数によって制限されるため、システム制御遅延はミリ秒レベルに達する可能性があり、モデリングと分析のために複素伝達関数の数学ツールを使用すると、その位相余裕と対応する動的性能は非常に不十分である。

【0004】

三相三線式高電力変換システムでは、突極同期電動機のｄｑ軸インピーダンス非対称性、三相非対称負荷、非対称障害状態などによる三相非対称の状況が存在する。三相非対称コンバータは、ＰＲコントローラを使用して、静止座標系において三相電流の有効電力制御を実現することができる。しかし、通常１０００Ｈｚ未満の高電力デバイスのスイッチング周波数によって制限されるため、システム制御遅延はミリ秒レベルに達する可能性があり、モデリングと分析のために伝達関数行列及び特性軌跡分析などの数学ツールを使用すると、その位相余裕と対応する動的性能も非常に不十分である。

【発明の概要】

【0005】

大容量コンバータが配置された低キャリア比動作条件において、本発明は、従来のＰＩコントローラ又はＰＲコントローラに対して新たな制御自由度を導入して位相余裕を増加させ、システムの安定性及び動的性能をより効果的に向上させる。大容量コンバータの動的性能を向上させるために、本発明は、ベクトル角制御方法を提供する。

【0006】

本発明の目的を達成するために、本発明は、ベクトル角比例積分制御又はベクトル角比例共振制御に用いられるベクトル角制御方法を提供する。ベクトル角制御方法は以下のステップを含む。

【0007】

被制御コンバータの各相の電流をサンプリングし、ベクトル角比例積分制御を行う場合、ａｂｃ／ｄｑ座標変換により同期座標系の電流ｉ_ｄとｉ_ｑを取得し、電流サンプリング値の複素ベクトル表現式をｉ_ｄｑ＝ｉ_ｄ＋ｊｉ_ｑと定義し、ここで、ｉ_ｄとｉ_ｑはそれぞれ同期座標系におけるｄ軸とｑ軸の電流値であり、ｊは虚数単位であり、ベクトル角比例共振制御を行う場合、ａｂｃ／αβ座標変換により静止座標系の電流ｉ_α、ｉ_βを取得し、電流サンプリング値の二次元列ベクトル表現式をＩ_αβ＝［ｉ_α ｉ_β］^Ｔと定義し、ここで、ｉ_αとｉ_βはそれぞれ静止座標系におけるα軸とβ軸の電流値であり、上付き文字Ｔは転置である。

【0008】

電流基準値から電流サンプリング値を減算して、電流誤差値を得る。

【0009】

電流誤差値をベクトル角比例積分部分又はベクトル角比例共振部分の入力として、計算により対応するベクトル角比例積分部分又はベクトル角比例共振部分の出力を取得し、ベクトル角比例積分制御を行う場合、ベクトル角比例積分部分の出力ｍ_ｄｑ＿Ｒの計算式は、ｍ_ｄｑ＿Ｒ＝ｉ_ｄｑ＿Ｅ・（Ｋ_ｐ＋Ｋ_ｉ・ｅ^ｊθｉ／ｓ）であり、ここで、Ｋ_ｐは比例係数、Ｋ_ｉは積分係数、θ_ｉはベクトル角、ｓはラプラス演算子、ｊは虚数単位、ｉ_ｄｑ＿Ｅは電流誤差値であり、ベクトル角比例共振制御を行う場合、ベクトル角比例共振制御の出力Ｍ_αβ＿Ｒの計算式は次のとおりであり、

【数1】

ここで、Ｋ_ｐαとＫ_ｐβはそれぞれ静止座標系におけるα軸とβ軸の比例係数であり、Ｋ_ｒαとＫ_ｒβはそれぞれ静止座標系におけるα軸とβ軸の共振係数であり、ω_０は基本角周波数であり、ｓはラプラス演算子であり、θ_ｒｐは差分ベクトル角で、その値は－９０°と０°の間の妥協点であり、Ｉ_αβ＿Ｅは電流誤差値である。

【0010】

電流サンプリング値をデカップリング部分の入力として、計算によりデカップリング出力を得る。

【0011】

遅延補償部分の入力として、ベクトル角比例積分部分又はベクトル角比例共振部分の出力とデカップリング出力を加算し、そして遅延補償部分の出力を制御ループの合計出力とする。

【0012】

制御ループの合計出力に対応するｄｑ／ａｂｃ座標又はαβ／ａｂｃ座標変換を行って三相変調波を取得し、それを変調及び駆動モジュールにおいてキャリア波と比較し、駆動信号を生成してコンバータトポロジーを駆動して電気エネルギー変換を実現する。

【0013】

本発明の一実施形態では、ベクトル角比例積分制御を行う場合、電流誤差値をベクトル角比例積分部分の入力として、計算によりベクトル角比例積分部分の出力を取得する前に、位相等化部分の処理も含まれ、これは、位相等化角度を導入して電流誤差ｉ_ｄｑ＿Ｅを等化し、次に等化された電流誤差をベクトル角比例積分部分の入力として、計算によりベクトル角比例積分部分の出力ｍ_ｄｑ＿Ｒを取得し、ベクトル角比例積分部分の出力ｍ_ｄｑ＿Ｒの計算式はｍ_ｄｑ＿Ｒ＝ｉ_ｄｑ＿Ｂ・（Ｋ_ｐ＋Ｋ_ｉ１・ｅ^ｊθｉ／ｓ）であり、ここで、ｉ_ｄｑ＿Ｂ＝ｉ_ｄｑ＿Ｅ・ｅ^ｊθｂであり、θ_ｂは位相等化角度であり、ｉ_ｄｑ＿Ｂは位相等化結果である。

【0014】

本発明の一実施形態では、ベクトル角比例積分制御を行う場合、デカップリング出力ｍ_ｄｑ＿Ｄの計算式はｍ_ｄｑ＿Ｄ＝ｉ_ｄｑ・ｊω_０Ｌであり、ここで、Ｌは交流側インダクタンス値であり、ω_０は基本角周波数である。

【0015】

本発明の一実施形態では、ベクトル角比例積分制御を行う場合、遅延補償部分の出力ｍ_ｄｑの計算式はｍ_ｄｑ＝ｍ_{ｄｑ＿ＲＤ}又はｍ_ｄｑ＝ｍ_{ｄｑ＿ＲＤ}・ｅ^{ｊｎＴｓ・ω０}であり、ここで、ｍ_{ｄｑ＿ＲＤ}＝ｍ_ｄｑ＿Ｒ＋ｍ_ｄｑ＿Ｄであり、Ｔ_ｓは制御周期、ｎは補償係数、ω_０は基本角周波数である。

【0016】

本発明の一実施形態では、ベクトル角比例共振制御を行う場合、デカップリング出力Ｍ_αβ＿Ｄの計算式は次のとおりであり、

【数2】

ここでＬ_αとＬ_βはそれぞれ静止座標系におけるα軸とβ軸の等価インダクタンス値であり、ω_０は基本角周波数である。

【0017】

本発明の一実施形態では、ベクトル角比例共振制御を行う場合、遅延補償部分の出力Ｍ_αβの計算式は次のとおりであり、

【数3】

ここで、Ｍ_{αβ＿ＲＤ}＝Ｍ_αβ＿Ｒ＋Ｍ_αβ＿Ｄであり、ｎは補償係数、Ｔ_ｓは制御周期、ω_０は基本角周波数である。

【0018】

要約すると、本発明は、ｄｑ同期座標系における三相コンバータの制御を目的としており、既存の位相等化方式は、正側と負側の位相余裕を等化することしかできず、全体の位相余裕を増加させることはできない。本発明は、ベクトル角ＰＩ制御を提案し、これは、従来のＰＩ制御を踏まえて、新しい制御自由度のベクトル角θ_ｉを導入することにより、正の位相余裕と負の位相余裕の同時改善を実現することができ、それによって低キャリア比動作条件での安定余裕と動的性能を向上させ、有益な技術的効果を達成する。一方、キャリア比が低い場合、従来のＰＲ制御では、三相非対称コンバータシステムの正側と負側の位相余裕は低く、不安定でさえある。本発明は、行列ベクトル角ＰＲ制御を提案し、これは、従来のＰＲ制御を踏まえて、新しい制御自由度の差分ベクトル角θ_ｒｐを導入することにより、特性軌跡の正の位相余裕と負の位相余裕の同時改善を実現することができ、それによって低キャリア比動作条件での安定余裕と動的性能を向上させ、有益な技術的効果を達成する。

【図面の簡単な説明】

【0019】

【図1】電力変換回路の概略図である。

【図2】本発明の第１の実施形態による全体制御ブロック図である。

【図3】本発明の第１の実施形態による、微分位相補正共振制御を備えた制御ループのブロック図である。

【図4】本発明の第１の実施形態による、制御ループの実数体における複素ベクトルの実装のブロック図である。

【図5】本発明の第１の実施形態によるベクトル角ＰＩコントローラの両側周波数領域ボード線図である。

【図6】同期座標系における従来の方式と第１の実施形態の方式１の過渡電流波形図である。

【図7】同期座標系における第１の実施形態の方式１と方式２の過渡電流波形図である。

【図8】本発明の第２の実施形態による全体制御ブロック図である。

【図9】本発明の第２の実施形態による、行列ベクトル角比例共振制御を備えた制御ループのブロック図である。

【図10】本発明の第２の実施形態による行列ベクトル角ＰＲコントローラの特性軌跡の両側周波数領域ボード線図である。

【図11】従来の方式と第２の実施形態の方式の過渡電流波形図である。

【発明を実施するための形態】

【0020】

図１は、電力変換回路の概略図であり、以下に説明する第１の実施形態及び第２の実施形態に適用可能である。図２～図７は、本発明の第１の実施形態によるベクトル角比例積分制御方法に関連する概略図である。図８～図１０は、本発明の第２の実施形態によるベクトル角比例共振制御方法に関連する概略図である。

【0021】

本発明の第１の実施形態は、一般的な三相ブリッジインバータトポロジーの電流ループ制御を例にとる。三相電流をサンプリングして交流側電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、ｉ_ｃを取得し、そしてａｂｃ／ｄｑ座標変換により静止座標系の電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑを取得し、制御ループの入力とする。次に、制御ループによって静止座標系の変調波ｍ_ｄ、ｍ_ｑを出力し、ｄｑ／ａｂｃ座標変換により三相変調波ｍ_ａ、ｍ_ｂ、ｍ_ｃを取得し、それらを変調及び駆動モジュールにおいてキャリア波と比較し、駆動信号を生成してコンバータトポロジーを駆動して電気エネルギー変換を実現する。

【0022】

本発明の第１の実施形態が提供するベクトル角比例積分制御方法は、位相等化部分、ベクトル角ＰＩ部分、及び遅延補償部分を含む。ここでは、複素ベクトルと複素伝達関数の表現式を使用する。静止座標系の電流サンプリング値ｉ_ｄｑを例として、複素ベクトルはｉ_ｄｑ＝ｉ_ｄ＋ｊｉ_ｑであり、ここでｊは虚数単位であり、ｉ_ｄとｉ_ｑはそれぞれｄ軸とｑ軸の電流値を表し、下付き文字にｄｑが含まれる残りの複素数ベクトルの定義は同じである。

【0023】

制御ループは、被制御対象から対応するｉ_ｄｑをサンプリングし、変調波ｍ_ｄｑを出力して被制御対象を制御する。本発明の第１の実施形態では、制御ループに対応するベクトル角に基づく比例積分制御方法のステップは次のとおりである。

【0024】

１）被制御コンバータの各相の電流をサンプリングし、ａｂｃ／ｄｑ座標変換により同期座標系の電流ｉ_ｄとｉ_ｑを取得し、電流サンプリング値をｉ_ｄｑ＝ｉ_ｄ＋ｊｉ_ｑと定義し、ここで、ｉ_ｄとｉ_ｑはそれぞれ同期座標系におけるｄ軸とｑ軸の電流値であり、ｉ_ｄｑは複素ベクトル、ｊは虚数単位である。

【0025】

２）電流基準値ｉ_ｄｑ＿Ｒから電流サンプリング値ｉ_ｄｑを減算して、電流誤差値ｉ_ｄｑ＿Ｅを得る。

【0026】

３）電流誤差ｉ_ｄｑ＿Ｅをｉ_ｄｑ＿Ｂとして直接使用するか、又は位相等化部分の入力として使用し、計算によりｉ_ｄｑ＿Ｂを取得し、位相等化部分の計算式は次のとおりであり、
ｉ_ｄｑ＿Ｂ＝ｉ_ｄｑ＿Ｅ又はｉ_ｄｑ＿Ｂ＝ｉ_ｄｑ＿Ｅ・ｅ^ｊθｂ
ここで、θ_ｂは位相等化角度であり、その値はゼロにすることも、通常は正側と負側の位相余裕の差の半分に設定して、両側の位相余裕を等化することもできる。

【0027】

４）等化後の電流誤差ｉ_ｄｑ＿Ｂをベクトル角ＰＩ部分の入力として、計算によりｍ_ｄｑ＿Ｒを取得し、ベクトル角ＰＩ部分の計算式は次のとおりであり、
ｍ_ｄｑ＿Ｒ＝ｉ_ｄｑ＿Ｂ・（Ｋ_ｐ＋Ｋ_ｉ・ｅ^ｊθｉ／ｓ）
ここで、Ｋ_ｐは比例係数、Ｋ_ｉは積分係数、θ_ｉは本実施形態で提案されたベクトル角、ｓはラプラス演算子である。

【0028】

５）電流サンプリング値ｉ_ｄｑをデカップリング部分の入力として、計算によりデカップリング出力ｍ_ｄｑ＿Ｄを取得し、デカップリング部分の計算式は次のとおりであり、
ｍ_ｄｑ＿Ｄ＝ｉ_ｄｑ・ｊω_０Ｌ
ここで、Ｌは交流側インダクタンス値、ω_０は基本角周波数である。

【0029】

６）遅延補償部分の入力として、ベクトル角ＰＩの出力ｍ_ｄｑ＿Ｒとデカップリング出力ｍ_ｄｑ＿Ｄを加算してｍ_{ｄｑ＿ＲＤ}を取得し、計算により制御ループの合計出力ｍ_ｄｑを取得し、遅延補償部分の計算式は次のとおりであり、
ｍ_ｄｑ＝ｍ_{ｄｑ＿ＲＤ}又はｍ_ｄｑ＝ｍ_{ｄｑ＿ＲＤ}・ｅ^{ｊｎＴｓ・ω０}
ここで、Ｔ_ｓは制御周期であり、ｎは補償係数で、標準値１．５、０、又は他の任意の値であってもよい。

【0030】

７）制御ループの合計出力ｍ_ｄｑにｄｑ／ａｂｃ座標変換を行って三相変調波ｍ_ａ、ｍ_ｂ、ｍ_ｃを取得し、それらを変調及び駆動モジュールにおいてキャリア波と比較し、駆動信号を生成してコンバータトポロジーを駆動して電気エネルギー変換を実現する。

【0031】

次に、実数体での上記の複素数ベクトルの実装について簡単に説明する。制御ループの表現式には、ｄ軸とｑ軸の間のクロスカップリングを表す虚数単位ｊが含まれる。フィードバックデカップリング部分にはｊが分子にある項ω_０Ｌが含まれ、即ち、ｍ_ｄｑ＿Ｄ＝ｉ_ｄｑ・ｊω_０Ｌであり、実数体でのその実装方式は図４の（ａ）に示され、即ち、次のとおりであり、
ｍ_ｄ＿Ｄ＝－ｉ_ｑ・ω_０Ｌ、ｍ_ｑ＿Ｄ＝ｉ_ｄ・ω_０Ｌ
ここで、ｍ_ｄ＿Ｄとｍ_ｑ＿Ｄは、それぞれｄ軸とｑ軸のデカップリング出力を表す。また、ベクトル角ＰＩ部分、位相等化部分（ｉ_ｄｑ＿Ｂ＝ｉ_ｄｑ＿Ｅ・ｅ^ｊθｂ）、遅延補償部分（ｍ_ｄｑ＝ｍ_{ｄｑ＿ＲＤ}・ｅ^{ｊｎＴｓ・ω０}）には指数関数が含まれる。上記の指数関数の一般的な形式ｙ_ｄｑ＝ｕ_ｄｑ・ｅ^ｊθを例にとると、実数体でのその実装方式は図４の（ｂ）に示され、即ち、次のとおりであり、
ｙ_ｄ＝ｕ_ｄ・ｃｏｓθ－ｕ_ｑ・ｓｉｎθ、ｙ_ｑ＝ｕ_ｄ・ｓｉｎθ＋ｕ_ｑ・ｃｏｓθ
ここで、ｙ_ｄｑとｕ_ｄｑも前述の複素ベクトルの定義、即ち、ｙ_ｄ＋ｊｙ_ｑ＝ｙ_ｄｑ、ｕ_ｄ＋ｊｕ_ｑ＝ｕ_ｄｑを使用し、θは指数関数で位相を進めるために使用される角度を表す。

【0032】

以下に、本発明の第１の実施形態の適用例を示す。

【0033】

図１に示される三相電力変換回路の場合、一般的な制御方式は、三相電流をサンプリングして交流側電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、ｉ_ｃを取得し、そしてａｂｃ／ｄｑ座標変換により静止座標系の電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑを取得し、制御ループの入力とする。ここで、制御ループの具体的な実装プロセスは上記と同じであり、位相等化、ＰＩ、フィードバックデカップリング、及び遅延補償を含む。ＰＩ部分の場合、本実施形態で提案された追加のベクトル角制御自由度を有するベクトル角ＰＩと比較し、従来の方式は次の式に対応する。
ｍ_ｄｑ＿Ｒ＝ｉ_ｄｑ＿Ｂ・（Ｋ_ｐ＋Ｋ_ｉ／ｓ）

【0034】

上記の制御ループの出力は、同期座標系の変調波ｍ_ｄ、ｍ_ｑであり、ｄｑ／ａｂｃ座標変換により三相変調波ｍ_ａ、ｍ_ｂ、ｍ_ｃを取得し、それらを変調及び駆動モジュールにおいてキャリア波と比較し、駆動信号を生成してコンバータトポロジーを駆動して電気エネルギー変換を実現する。

【0035】

大容量コンバータに対応する低キャリア比動作条件で、ｄｑ同期座標系での三相コンバータの制御の場合、既存の位相等化方式は、正側と負側の位相余裕を等化することしかできず、全体の位相余裕を増加させることはできない。本実施形態は、従来の位相等化方式の欠点を考慮して、ベクトル角ＰＩを提案し、これは、従来のＰＩ制御を踏まえて、新しい制御自由度のベクトル角θ_ｉを導入することにより、正の位相余裕と負の位相余裕の同時改善を実現することができ、それによって低キャリア比動作条件での安定余裕と動的性能を向上させ、具体的な分析は以下のとおりである。

【0036】

複素伝達関数を使用して、改良前後のＰＩコントローラを分析し、図５に示される両側周波数領域のボード線図を得た。この図において、θ_ｉは本実施形態で提案されたベクトル角であり、その値は０°～９０°の範囲であり、値が大きいほど極の右側の位相進み能力が強くなり、値が大きすぎると極の左側の帯域幅が減少することを考慮して、ここではθ_ｉを妥協点の６０°とした。本実施形態で提案されたベクトル角を適用した後、正の周波数帯域の位相遅れが大幅に減少し、対応する正端子の位相余裕が大幅に増加したことがわかる。負の周波数帯域の場合、クロスオーバー周波数を－１０Ｈｚより左側に設定すると、対応する負端子の位相余裕の減少は正端子の位相余裕の増加よりも小さくなり、更に－２６Ｈｚより左側に設定すると、対応する負端子の位相余裕もわずかに増加する。したがって、ベクトル角ＰＩコントローラは、両側の位相余裕の合計を増加させる機能を実現することができる。

【0037】

次に、従来の方式と本実施形態の方式の時間領域比較分析を行った。パラメータ設定では、周波数キャリア比を５、帯域幅ｆ_ｃを６０Ｈｚ、比例係数Ｋ_ｐを２πｆ_ｃＬ、積分係数Ｋ_ｉをπｆ_ｃＫ_ｐ／２とした。従来の方式では、ベクトル角θ_ｉと位相等化角度θ_ｂは両方とも０°であり、本実施形態の方式１及び方式２では、ベクトル角θ_ｉは両方とも６０°であり、位相等化角度θ_ｂは方式１では依然として０であり、方式２では両側位相余裕を等化するために４１．７°が選択され、即ち、方式１はｉ_ｄｑ＿Ｂ＝ｉ_ｄｑ＿Ｅに対応し、方式２はｉ_ｄｑ＿Ｂ＝ｉ_ｄｑ＿Ｅ・ｅ^ｊθｂに対応する。

【0038】

従来の方式と本実施形態の方式１を比較すると、図６に示されるように、有効電流指令が０．０３秒で０ｐｕから１ｐｕにジャンプするとき、従来のＰＩコントローラの電流応答は発散し、不安定になるが、ベクトル角ＰＩコントローラの電流応答はほぼ臨界安定性を達成することができる。

【0039】

本実施形態の方式１と本実施形態の方式２を更に比較すると、図７に示されるように、ベクトル角ＰＩコントローラは、周波数キャリア比が５で、設計帯域幅が６０Ｈｚであるという条件で、電流ループを不安定な状態から、位相余裕が４５°に近く、過渡調整時間が約０．０３ｓに大幅に短縮された状態に補正する。

【0040】

したがって、ベクトル角に基づく比例積分制御により、大容量コンバータの低キャリア比動作条件下でコンバータの安定余裕と動的性能を向上させることができ、有益な技術的効果を達成した。

【0041】

本発明の第２の実施形態は、一般的な三相ブリッジインバータトポロジーの電流ループ制御を例にとる。三相電流をサンプリングして交流側電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、ｉ_ｃを取得し、そしてαβ／ａｂｃ座標変換により静止座標系の電流ｉ_α、ｉ_βを取得し、制御ループの入力とする。次に、制御ループによって静止座標系の変調波ｍ_α、ｍ_βを出力し、αβ／ａｂｃ座標変換により三相変調波ｍ_ａ、ｍ_ｂ、ｍ_ｃを取得し、それらを変調及び駆動モジュールにおいてキャリア波と比較し、駆動信号を生成してコンバータトポロジーを駆動して電気エネルギー変換を実現する。

【0042】

本発明の第２の実施形態が提供するベクトル角比例共振制御方法は、行列ベクトル角ＰＲ部分、フィードバックデカップリング部分、及び遅延補償部分を含む。ここでは、行列及び伝達関数行列の表現式を使用し、この表現式の演算は行列の演算規則に従う。制御ループは、被制御対象から対応するＩ_αβをサンプリングし、変調波Ｍ_αβを出力して被制御対象を制御する。

【0043】

本発明の第２の実施形態では、制御ループに対応する行列ベクトル角に基づく比例共振制御方法のステップは次のとおりである。

【0044】

１）被制御コンバータの各相の電流をサンプリングし、ａｂｃ／αβ座標変換により静止座標系の電流ｉ_αとｉ_βを取得し、電流サンプリング値をＩ_αβ＝［ｉ_α ｉ_β］^Ｔと定義し、ここで、ｉ_αとｉ_βはそれぞれ静止座標系における_α軸とβ軸の電流値であり、Ｉ_αβは二次元列ベクトル、上付き文字Ｔは転置である。

【0045】

２）電流基準値Ｉ_αβ＿Ｒから電流サンプリング値Ｉ_αβを減算して、電流誤差値Ｉ_αβ＿Ｅを得る。

【0046】

３）電流誤差Ｉ_αβ＿Ｅを行列ベクトル角ＰＲ部分の入力として、計算によりＭ_αβ＿Ｒを取得し、行列ベクトル角ＰＲ部分の計算式は次のとおりであり、

【数4】

ここで、Ｋ_ｐαとＫ_ｐβはそれぞれ静止座標系におけるα軸とβ軸の比例係数であり、Ｋ_ｒαとＫ_ｒβはそれぞれ静止座標系におけるα軸とβ軸の共振係数であり、θ_ｒｐは、本発明の第２の実施形態で提案された差分ベクトル角であり、ω_０は基本角周波数であり、ｓはラプラス演算子である。

【0047】

４）電流サンプリング値Ｉ_αβをデカップリング部分の入力として、計算によりデカップリング出力Ｍ_αβ＿Ｄを取得し、デカップリング部分の計算式は次のとおりであり、

【数5】

ここでＬ_αとＬ_βはそれぞれ静止座標系におけるα軸とβ軸の等価インダクタンス値である。

【0048】

５）遅延補償部分の入力として、行列ベクトル角ＰＲの出力Ｍ_αβ＿Ｒとデカップリング出力Ｍ_αβ＿Ｄを加算してＭ_{αβ＿ＲＤ}を取得し、計算により制御ループの合計出力Ｍ_αβを取得し、遅延補償部分の計算式は次のとおりであり、

【数6】

ここで、Ｔ_ｓは制御周期であり、ｎは補償係数で、標準値１．５、０、又は他の任意の値であってもよい。

【0049】

６）制御ループの合計出力Ｍ_αβにαβ／ａｂｃ座標変換を行って三相変調波ｍ_ａ、ｍ_ｂ、ｍ_ｃを取得し、それらを変調及び駆動モジュールにおいてキャリア波と比較し、駆動信号を生成してコンバータトポロジーを駆動して電気エネルギー変換を実現する。

【0050】

以下に、本発明の第２の実施形態の適用例を示す。

【0051】

図１に示される三相電力変換回路の場合、一般的な制御方式は、三相電流をサンプリングして交流側電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、ｉ_ｃを取得し、そしてａｂｃ／αβ座標変換により静止座標系の電流ｉ_α、ｉ_βを取得し、制御ループの入力とする。ここで、制御ループの具体的な実装プロセスは上記と同じであり、ＰＲ、フィードバックデカップリング、及び遅延補償を含む。ＰＲ部分の場合、本発明の第２の実施形態で提案された追加の差分ベクトル角制御自由度を有する行列ベクトル角ＰＲと比較し、従来の方式は次の式に対応する。

【数7】

【0052】

上記の制御ループの出力は、静止座標系の変調波ｍ_α、ｍ_βであり、αβ／ａｂｃ座標変換により三相変調波ｍ_ａ、ｍ_ｂ、ｍ_ｃを取得し、それらを変調及び駆動モジュールにおいてキャリア波と比較し、駆動信号を生成してコンバータトポロジーを駆動して電気エネルギー変換を実現する。

【0053】

大容量コンバータに対応する低キャリア比動作条件で、αβ静止座標系での三相コンバータの制御の場合、従来のＰＲ制御では、システムの正側と負側の位相余裕は低く、不安定でさえある。本発明の第２の実施形態は、従来のＰＲ制御方式の欠点を考慮して、行列ベクトル角ＰＲを提案し、即ち、従来のＰＲを踏まえて、新しい制御自由度の差分ベクトル角θ_ｒｐを導入することにより、特性軌跡の正の位相余裕と負の位相余裕の同時改善を実現することができ、それによって低キャリア比動作条件での安定余裕と動的性能を向上させ、具体的な分析は以下のとおりである。

【0054】

伝達関数行列及び特性軌跡分析などの数学ツールを使用して、改良前後のＰＲコントローラを分析し、図１０に示される両側周波数領域のボード線図を得た。この図において、点線は従来の方式を表し、実線は、本発明の第２の実施形態で提案された方式を表し、θ_ｒｐは、本発明の第２の実施形態で提案された差分ベクトル角であり、その値は－９０°～０°の範囲であり、値が－９０°に近いほど、特性軌跡の振幅－周波数特性が歪みやすく、システムが不安定になりやすく、０°に近いほど、特性軌跡の位相余裕の改善効果が顕著でなくなるため、ここでは、θ_ｒｐを妥協点の－６０°とした。本発明の第２の実施形態で提案された行列ベクトル角ＰＲを適用した後、負の周波数帯域の位相余裕は－４．２°から３０．７°に増加し、正の周波数帯域の位相余裕は１９．９°から２７．５°に増加したことが分かる。したがって、行列ベクトル角ＰＲコントローラは、正側と負側の位相余裕を増加させる機能を実現することができる。

【0055】

次に、従来の方式と本発明の第２の実施形態の方式の時間領域比較分析を行った。パラメータ設定では、周波数キャリア比を７、帯域幅ｆ_ｃを５０Ｈｚ、比例係数Ｋ_ｐαを２πｆ_ｃＬ_α、Ｋ_ｐβを２πｆ_ｃＬ_β、共振係数Ｋ_ｒαをＫ_ｐαω_ｃ／４、Ｋ_ｒβをＫ_ｐβω_ｃ／４とした。従来の方式では、差分ベクトル角θ_ｒｐは０°であり、本発明の第２の実施形態の方式では、差分ベクトル角θ_ｒｐは－６０°である。

【0056】

従来の方式と本発明の第２の実施形態の方式を比較すると、図１１に示されるように、有効電流指令が０．１秒で０ｐｕから１ｐｕにジャンプするとき、従来の方式では、電流応答は何度も振動した後に徐々に発散するが、本発明の第２の実施形態の方式では電流応答は急速に収束する。

【0057】

したがって、行列ベクトル角に基づく比例共振制御により、大容量コンバータの低キャリア比動作条件下でコンバータの安定余裕と動的性能を向上させることができ、有益な技術的効果を達成した。

【0058】

本発明は、上記の特定の実施形態に限定されるものではなく、当業者は、本発明に開示された内容に従って、フィードバックデカップリング部分をフィードフォワードデカップリングに置き換えたり、２レベルコンバータトポロジーを３レベルトポロジーに置き換えたりするなど、様々な他の実施形態を採用することができる。したがって、特許請求の範囲は、本発明の真の精神及び範囲内のすべての変更をカバーすることを意図している。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】