特許 7595296 回転電機の回転角推定装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-11-28

(45)【発行日】2024-12-06

(54)【発明の名称】回転電機の回転角推定装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 6/185 20160101AFI20241129BHJP

   H02P 21/26 20160101ALI20241129BHJP

   H02P 25/22 20060101ALI20241129BHJP

【ＦＩ】

H02P6/185

H02P21/26

H02P25/22

【請求項の数】 13

(21)【出願番号】P 2020205927

(22)【出願日】2020-12-11

(65)【公開番号】P2022092923

(43)【公開日】2022-06-23

【審査請求日】2023-11-24

(73)【特許権者】

【識別番号】000004260

【氏名又は名称】株式会社デンソー

(73)【特許権者】

【識別番号】504139662

【氏名又は名称】国立大学法人東海国立大学機構

(74)【代理人】

【識別番号】100121821

【弁理士】

【氏名又は名称】山田 強

(74)【代理人】

【識別番号】100139480

【弁理士】

【氏名又は名称】日野 京子

(74)【代理人】

【識別番号】100125575

【弁理士】

【氏名又は名称】松田 洋

(74)【代理人】

【識別番号】100175134

【弁理士】

【氏名又は名称】北 裕介

(72)【発明者】

【氏名】近藤 孔亮

(72)【発明者】

【氏名】青木 康明

(72)【発明者】

【氏名】道木 慎二

(72)【発明者】

【氏名】今井 幸司

【審査官】安池 一貴

(56)【参考文献】

【文献】特開２０２０－０４３６４３（ＪＰ，Ａ）

【文献】国際公開第２０１６／１８９６９４（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０１２－１６５６０８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｐ ６／１８５

Ｈ０２Ｐ ２１／２６

Ｈ０２Ｐ ２５／２２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

２つの巻線群（１０Ａ，１０Ｂ）を有する回転電機（１０）と、
前記各巻線群に電圧を印加する電力変換器（２０Ａ，２０Ｂ）と、を備えるシステムに適用され、
前記回転電機の回転角（θｅｓｔ）を推定する推定部（５２）を備える回転電機の回転角推定装置（４０）において、
推定された前記回転角に基づいて、前記回転電機の推定回転座標系における前記各巻線群に対応するトルク電流及び励磁電流を算出し、前記各巻線群に対応する励磁電流の差である励磁差電流（ＩγＤｒ）、前記各巻線群に対応するトルク電流の差であるトルク差電流（ＩδＤｒ）、前記各巻線群に対応する励磁電流の和である励磁和電流（ＩγＳｒ）、及び前記各巻線群に対応するトルク電流の和であるトルク和電流（ＩδＳｒ）を算出する電流算出部（４１）と、
前記励磁差電流に基づいて励磁差指令電圧（ＶγＤ＊）を算出し、前記トルク差電流に基づいてトルク差指令電圧（ＶδＤ＊）を算出し、前記励磁和電流に基づいて励磁和指令電圧（ＶγＳ＊）を算出し、前記トルク和電流に基づいてトルク和指令電圧（ＶδＳ＊）を算出する電圧算出部（４２，４４）と、
前記励磁差指令電圧、前記トルク差指令電圧、前記励磁和指令電圧及び前記トルク和指令電圧に基づいて、前記各電力変換器のスイッチング制御を行うスイッチ制御部（４６～４８）と、
前記スイッチ制御部で用いられる前記励磁差指令電圧及び前記トルク差指令電圧のうち少なくとも一方、又は前記スイッチ制御部で用いられる前記励磁和指令電圧及び前記トルク和指令電圧のうち少なくとも一方に、高周波電圧（ＶγＤｈ，ＶδＤｈ，ＶγＳｈ，ＶδＳｈ）を重畳する重畳部（４５ａ，４５ｂ，６１ａ，６１ｂ）と、を備え、
前記推定部は、前記高周波電圧の重畳に伴って流れる高周波電流であって、前記励磁差電流及び前記トルク差電流それぞれに含まれる高周波成分の少なくとも一方、又は前記励磁和電流及び前記トルク和電流それぞれに含まれる高周波成分の少なくとも一方に基づいて、前記回転角を推定する、回転電機の回転角推定装置。

【請求項2】

前記重畳部は、前記励磁差指令電圧及び前記トルク差指令電圧のうち少なくとも一方に前記高周波電圧（ＶγＤｈ，ＶδＤｈ）を重畳し、
前記推定部は、前記励磁差電流及び前記トルク差電流それぞれに含まれる高周波成分の少なくとも一方に基づいて、前記回転角を推定する、請求項１に記載の回転電機の回転角推定装置。

【請求項3】

前記重畳部（４５ａ）は、前記励磁差指令電圧及び前記トルク差指令電圧のうち前記励磁差指令電圧に前記高周波電圧（ＶγＤｈ）を重畳する、請求項２に記載の回転電機の回転角推定装置。

【請求項4】

前記重畳部（４５ｂ）は、前記励磁差指令電圧及び前記トルク差指令電圧のうち前記トルク差指令電圧に前記高周波電圧（ＶδＤｈ）を重畳する、請求項２に記載の回転電機の回転角推定装置。

【請求項5】

前記推定部は、前記励磁差電流に含まれる高周波成分又は前記トルク差電流に含まれる高周波成分に基づいて、前記回転角を推定する、請求項３又は４に記載の回転電機の回転角推定装置。

【請求項6】

前記重畳部（４５ａ，４５ｂ）は、前記励磁差指令電圧及び前記トルク差指令電圧それぞれに前記高周波電圧（ＶγＤｈ，ＶδＤｈ）を重畳する、請求項２に記載の回転電機の回転角推定装置。

【請求項7】

前記重畳部（６１ａ，６１ｂ）は、前記励磁和指令電圧及び前記トルク和指令電圧のうち少なくとも一方に前記高周波電圧（ＶγＳｈ，ＶδＳｈ）を重畳し、
前記推定部は、前記励磁和電流及び前記トルク和電流それぞれに含まれる高周波成分の少なくとも一方に基づいて、前記回転角を推定する、請求項１に記載の回転電機の回転角推定装置。

【請求項8】

前記重畳部（６１ａ）は、前記励磁和指令電圧及び前記トルク和指令電圧のうち前記励磁和指令電圧に前記高周波電圧（ＶγＳｈ）を重畳する、請求項７に記載の回転電機の回転角推定装置。

【請求項9】

前記重畳部（６１ｂ）は、前記励磁和指令電圧及び前記トルク和指令電圧のうち前記トルク和指令電圧に前記高周波電圧（ＶδＳｈ）を重畳する、請求項７に記載の回転電機の回転角推定装置。

【請求項10】

前記推定部は、前記励磁和電流に含まれる高周波成分又は前記トルク和電流に含まれる高周波成分に基づいて、前記回転角を推定する、請求項８又は９に記載の回転電機の回転角推定装置。

【請求項11】

前記重畳部は、前記励磁和指令電圧及び前記トルク和指令電圧それぞれに前記高周波電圧（ＶγＳｈ，ＶδＳｈ）を重畳する、請求項７に記載の回転電機の回転角推定装置。

【請求項12】

前記重畳部は、前記高周波電圧として、前記回転電機の電気角周波数よりも高い角周波数で変動する正弦波の高周波電圧を重畳する、請求項１～１１のいずれか１項に記載の回転電機の回転角推定装置。

【請求項13】

前記重畳部は、前記高周波電圧として、前記回転電機の電気角周波数よりも高い角周波数で変動する矩形波の高周波電圧を重畳する、請求項１～１１のいずれか１項に記載の回転電機の回転角推定装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、回転電機の回転角推定装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、非特許文献１に記載されているように、２つの巻線群を有する回転電機と、各巻線群に電圧を印加する電力変換器とを備えるシステムに適用され、回転電機の回転角を推定する回転角推定装置が知られている。詳しくは、推定装置は、推定した回転角に基づいて、回転電機の推定回転座標系における各巻線群に対応するトルク電流及び励磁電流を算出し、算出したトルク電流及び励磁電流を制御するための指令電圧を算出する。推定装置は、算出した指令電圧に基づいて、各電力変換器のスイッチング制御を行う。

【0003】

推定装置は、各巻線のうち、一方に対応する指令電圧に第１高周波電圧を重畳し、他方に対応する指令電圧に第１高周波電圧の逆位相電圧である第２高周波電圧を重畳する。推定装置は、第１，第２高周波電圧の重畳に伴って各巻線に流れる高周波電流に基づいて、回転角を推定する。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0004】

【文献】”Modeling and Position Sensorless Control at Standstill/Low-speed Operation of the Wound-field Synchronous Motor with Double Three-phase Wound Stator for Integrated Starter Generator”, EVTeC and APE Japan, 2016

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

非特許文献１に記載の推定装置では、トルク電流及び励磁電流に、高周波電圧の重畳に伴う高周波成分が含まれる。このため、推定装置は、トルク電流及び励磁電流から高周波成分を除去するためのフィルタを備えている。推定装置は、高周波成分が除去されたトルク電流及び励磁電流に基づいて、指令電圧を算出する。ここで、フィルタが備えられることにより、トルク電流及び励磁電流の電流制御系における応答性が悪化する懸念がある。

【0006】

本発明は、応答性を改善できる回転電機の回転角推定装置を提供することを主たる目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本発明は、２つの巻線群を有する回転電機と、
前記各巻線群に電圧を印加する電力変換器と、を備えるシステムに適用され、
前記回転電機の回転角を推定する推定部を備える回転電機の回転角推定装置において、
推定された前記回転角に基づいて、前記回転電機の推定回転座標系における前記各巻線群に対応するトルク電流及び励磁電流を算出し、前記各巻線群に対応する励磁電流の差である励磁差電流、前記各巻線群に対応するトルク電流の差であるトルク差電流、前記各巻線群に対応する励磁電流の和である励磁和電流、及び前記各巻線群に対応するトルク電流の和であるトルク和電流を算出する電流算出部と、
前記励磁差電流に基づいて励磁差指令電圧を算出し、前記トルク差電流に基づいてトルク差指令電圧を算出し、前記励磁和電流に基づいて励磁和指令電圧を算出し、前記トルク和電流に基づいてトルク和指令電圧を算出する電圧算出部と、
前記励磁差指令電圧、前記トルク差指令電圧、前記励磁和指令電圧及び前記トルク和指令電圧に基づいて、前記各電力変換器のスイッチング制御を行うスイッチ制御部と、
前記スイッチ制御部で用いられる前記励磁差指令電圧及び前記トルク差指令電圧のうち少なくとも一方、又は前記スイッチ制御部で用いられる前記励磁和指令電圧及び前記トルク和指令電圧のうち少なくとも一方に、高周波電圧を重畳する重畳部と、を備え、
前記推定部は、前記高周波電圧の重畳に伴って流れる高周波電流であって、前記励磁差電流及び前記トルク差電流それぞれに含まれる高周波成分の少なくとも一方、又は前記励磁和電流及び前記トルク和電流それぞれに含まれる高周波成分の少なくとも一方に基づいて、前記回転角を推定する。

【0008】

本発明において、電流算出部は、推定された回転角に基づいて、推定回転座標系における各巻線群に対応するトルク電流及び励磁電流を算出する。電流算出部は、各巻線群に対応する励磁電流の差である励磁差電流、各巻線群に対応するトルク電流の差であるトルク差電流、各巻線群に対応する励磁電流の和である励磁和電流、及び各巻線群に対応するトルク電流の和であるトルク和電流を算出する。

【0009】

電圧算出部は、算出された励磁差電流に基づいて励磁差指令電圧を算出し、算出されたトルク差電流に基づいてトルク差指令電圧を算出し、算出された励磁和電流に基づいて励磁和指令電圧を算出し、算出されたトルク和電流に基づいてトルク和指令電圧を算出する。スイッチ制御部は、算出された励磁差指令電圧、トルク差指令電圧、励磁和指令電圧及びトルク和指令電圧に基づいて、各電力変換器のスイッチング制御を行う。

【0010】

重畳部は、スイッチ制御部で用いられる励磁差指令電圧及びトルク差指令電圧のうち少なくとも一方、又はスイッチ制御部で用いられる励磁和指令電圧及びトルク和指令電圧のうち少なくとも一方に、高周波電圧を重畳する。

【0011】

推定部は、高周波電圧の重畳に伴って流れる高周波電流であって、励磁差電流及びトルク差電流それぞれに含まれる高周波成分の少なくとも一方、又は励磁和電流及びトルク和電流それぞれに含まれる高周波成分の少なくとも一方に基づいて、回転角を推定する。

【0012】

ここで、励磁差電流及びトルク差電流の制御系を含む差系統と、励磁和電流及びトルク和電流の制御系を含む和系統との間においては、高周波電圧と、高周波電圧の重畳に伴い流れる高周波電流との間の干渉が発生しない。このため、励磁差指令電圧及びトルク差指令電圧のうち少なくとも一方に高周波電圧が重畳される場合、高周波電圧の重畳に伴う高周波成分が励磁和電流及びトルク和電流に含まれない。これにより、励磁和指令電圧の算出に用いられる励磁和電流、及びトルク和指令電圧の算出に用いられるトルク和電流から高周波成分を除去するフィルタ等の除去部を不要にできる。また、除去部が推定装置に備えられる場合であっても、除去部として、応答性の悪化が抑制されたものを用いることができる。

【0013】

一方、励磁和指令電圧及びトルク和指令電圧のうち少なくとも一方に高周波電圧が重畳される場合、高周波電圧の重畳に伴う高周波成分が励磁差電流及びトルク差電流に含まれない。これにより、励磁差指令電圧の算出に用いられる励磁差電流、及びトルク差指令電圧の算出に用いられるトルク差電流から高周波成分を除去する除去部を不要にできる。また、除去部が推定装置に備えられる場合であっても、除去部として、応答性の悪化が抑制されたものを用いることができる。

【0014】

以上説明した本発明によれば、応答性を改善できる回転電機の回転角推定装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0015】

【図1】第１実施形態に係る制御システムの全体構成図。

【図2】制御装置の処理を示すブロック図。

【図3】ｄｑ座標系とγδ座標系との関係を示す図。

【図4】高周波電圧の重畳態様を示す図。

【図5】位相推定部の処理を示すブロック図。

【図6】第１実施形態の変形例に係る高周波除去部の処理を示すブロック図。

【図7】第１実施形態の変形例に係る高周波抽出部の処理を示すブロック図。

【図8】第１実施形態の変形例に係る位相推定部の処理を示すブロック図。

【図9】第２実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。

【図10】第３実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。

【図11】高周波電圧の重畳態様を示す図。

【図12】第４実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。

【図13】第５実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。

【図14】高周波電圧の重畳態様を示す図。

【図15】第６実施形態に係る高周波電圧の重畳態様を示す図。

【図16】第７実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。

【図17】高周波電圧及び高周波電流等の推移を示すタイムチャート。

【図18】第９実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。

【図19】第１０実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。

【図20】第１１実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。

【図21】第１２実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。

【図22】第１３実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。

【図23】第１５実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。

【発明を実施するための形態】

【0016】

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る回転角推定装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

【0017】

図１に示すように、制御システムは、車両に搭載されており、回転電機１０を備えている。回転電機１０は、３相２重巻線を有する永久磁石界磁型の同期機である。本実施形態において、回転電機１０は、突極機であり、具体的には例えばＩＰＭＳＭである。

【0018】

回転電機１０は、車両の走行動力源となり、駆動輪と動力伝達が可能なロータ１２と、ステータ１３とを備えている。ステータ１３には、２つの電機子巻線群である第１巻線群１０Ａ及び第２巻線群１０Ｂが設けられている。第１，第２巻線群１０Ａ，１０Ｂに対して、ロータ１２が共通化されている。第１，第２巻線群１０Ａ，１０Ｂのそれぞれは、異なる中性点を有する３相巻線からなる。第１巻線群１０Ａは、電気角で互いに１２０°ずつずれたＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＡ，ＶＡ，ＷＡを有し、第２巻線群１０Ｂは、電気角で互いに１２０°ずつずれたＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＢ，ＶＢ，ＷＢを有している。本実施形態では、第１巻線群１０Ａと第２巻線群１０Ｂとのなす角度が電気角で０°とされている。すなわち、第１巻線群１０ＡのＵ相巻線ＵＡと第２巻線群１０ＢのＵ相巻線ＵＢとのなす角度が電気角で０°とされている。また、本実施形態では、第１巻線群１０Ａと第２巻線群１０Ｂとが同じ構成とされている。具体的には、第１巻線群１０Ａを構成するＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＡ，ＶＡ，ＷＡそれぞれの巻数と、第２巻線群１０Ｂを構成するＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＢ，ＶＢ，ＷＢそれぞれの巻数とが等しく設定されている。

【0019】

制御システムは、第１，第２巻線群１０Ａ，１０Ｂに対応した第１，第２インバータ２０Ａ，２０Ｂと、直流電源２１と、平滑コンデンサ２２とを備えている。第１，第２インバータ２０Ａ，２０Ｂは、入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力する電力変換器に相当する。第１インバータ２０Ａ及び第２インバータ２０Ｂのそれぞれには、共通の直流電源２１が接続されている。本実施形態において、直流電源２１は、蓄電池である。なお、直流電源２１には、コンデンサ２２が並列接続されている。

【0020】

第１インバータ２０Ａは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳｕＡＨ，ＳｖＡＨ，ＳｗＡＨと、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳｕＡＬ，ＳｖＡＬ，ＳｗＡＬとの直列接続体を備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点には、第１巻線群１０Ａを構成するＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＡ，ＶＡ，ＷＡが接続されている。本実施形態において、各スイッチＳｕＡＨ～ＳｗＡＬは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、ボディダイオードを備えている。

【0021】

第２インバータ２０Ｂは、第１インバータ２０Ａと同様に、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳｕＢＨ，ＳｖＢＨ，ＳｗＢＨと、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳｕＢＬ，ＳｖＢＬ，ＳｗＢＬとの直列接続体を備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点には、第２巻線群１０Ｂを構成するＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＢ，ＶＢ，ＷＢが接続されている。本実施形態において、各スイッチＳｕＢＨ～ＳｗＢＬは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、ボディダイオードを備えている。

【0022】

なお、各インバータ２０Ａ，２０Ｂが備えるスイッチとしては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。この場合、スイッチにフリーホイールダイオードが逆並列接続されていればよい。

【0023】

第１，第２インバータ２０Ａ，２０Ｂにおいて各上アームスイッチの高電位側端子であるドレインには、直流電源２１の正極端子が接続されている。第１，第２インバータ２０Ａ，２０Ｂにおいて各下アームスイッチの低電位側端子であるソースには、直流電源２１の負極端子が接続されている。すなわち、本実施形態では、各インバータ２０Ａ，２０Ｂで直流電源２１が共通化されている。ただし、各インバータ２０Ａ，２０Ｂに対応して個別の直流電源が設けられる構成であってもよい。

【0024】

制御システムは、電圧検出部３０、第１電流検出部３１Ａ、及び第２電流検出部３１Ｂを備えている。電圧検出部３０は、直流電源２１の出力電圧を電源電圧ＶＤＣとして検出する。第１電流検出部３１Ａは、第１巻線群１０Ａに流れる３相電流のうち少なくとも２相分の電流を検出する。第２電流検出部３１Ｂは、第２巻線群１０Ｂに流れる３相電流のうち少なくとも２相分の電流を検出する。なお、第１，第２電流検出部３１Ａ，３１Ｂとしては、例えば、カレントトランス又は抵抗器を備えるものを用いることができる。

【0025】

上記各検出部３０，３１Ａ，３１Ｂの検出値は、制御システムが備える制御装置４０に入力される。制御装置４０は、マイコンを主体として構成されている。制御装置４０は、ＣＰＵ及びメモリを備え、メモリに格納されたプログラムをＣＰＵにて実行する。

【0026】

制御装置４０は、回転電機１０の制御量を制御指令値に制御すべく、入力された検出値に基づいて、第１，第２インバータ２０Ａ，２０Ｂの各スイッチをオンオフする駆動信号を生成する。制御量は、例えば、トルク又はロータの回転速度である。図１に、第１インバータ２０Ａの各スイッチＳｕＡＨ，ＳｕＡＬ，ＳｖＡＨ，ＳｖＡＬ，ＳｗＡＨ，ＳｗＡＬに対応する駆動信号である第１駆動信号ＧｕＡＨ，ＧｕＡＬ，ＧｖＡＨ，ＧｖＡＬ，ＧｗＡＨ，ＧｗＡＬと、第２インバータ２０Ｂの各スイッチＳｕＢＨ，ＳｕＢＬ，ＳｖＢＨ，ＳｖＢＬ，ＳｗＢＨ，ＳｗＢＬに対応する駆動信号である第２駆動信号ＧｕＢＨ，ＧｕＢＬ，ＧｖＢＨ，ＧｖＢＬ，ＧｗＢＨ，ＧｗＢＬとを示す。

【0027】

続いて、図２を用いて、回転電機１０の制御量の制御について説明する。この制御は、回転電機１０の磁極位置である電気角を直接検出するレゾルバ等の角度検出器を用いない制御である位置センサレス制御である。

【0028】

変換部４１は、後述する位相推定部５２により算出された回転電機１０の電気角推定値である推定角θｅｓｔと、第１電流検出部３１Ａの検出値とに基づいて、ＵＶＷ座標系における第１巻線群１０Ａの第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流ＩｕＡ，ＩｖＡ，ＩｗＡを、γδ座標系における第１ｄ軸電流ＩγＡ及び第１δ軸電流ＩδＡに変換する。ＵＶＷ座標系は、回転電機１０の３相固定座標系であり、γδ座標系は、回転電機１０の２相回転座標系であるｄｑ座標系の推定座標系である。第１ｄ軸電流ＩγＡは、第１巻線群１０Ａに対応する「励磁電流」であり、第１δ軸電流ＩδＡは、第１巻線群１０Ａに対応する「トルク電流」である。

【0029】

変換部４１は、位相推定部５２により算出された推定角θｅｓｔと、第２電流検出部３１Ｂの検出値とに基づいて、ＵＶＷ座標系における第１巻線群１０Ａの第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流ＩｕＢ，ＩｖＢ，ＩｗＢを、γδ座標系における第２ｄ軸電流ＩγＢ及び第２δ軸電流ＩδＢに変換する。第２ｄ軸電流ＩγＢは、第２巻線群１０Ｂに対応する「励磁電流」であり、第２δ軸電流ＩδＢは、第２巻線群１０Ｂに対応する「トルク電流」である。

【0030】

変換部４１は、算出した第１ｄ軸電流ＩγＡ、第１δ軸電流ＩδＡ、第２ｄ軸電流ＩγＢ及び第２δ軸電流ＩδＢと、下式（ｅｑ１）とに基づいて、和系統γ軸電流ＩγＳｒ、和系統δ軸電流ＩδＳｒ、差系統γ軸電流ＩγＤｒ及び差系統δ軸電流ＩδＤｒを算出する。

【0031】

【数1】

本実施形態において、和系統γ軸電流ＩγＳｒは「励磁和電流」に相当し、和系統δ軸電流ＩδＳｒは「トルク和電流」に相当し、差系統γ軸電流ＩγＤｒは「励磁差電流」に相当し、差系統δ軸電流ＩδＤｒは「トルク差電流」に相当する。また、変換部４１が「電流算出部」に相当する。

【0032】

和系統算出部４２は、算出された和系統γ軸電流ＩγＳｒを和系統γ軸指令電流ＩγＳ＊にフィードバック制御するための操作量として、「励磁和指令電圧」に相当する和系統γ軸電圧ＶγＳ＊を算出する。また、和系統算出部４２は、算出された和系統δ軸電流ＩδＳｒを和系統δ軸指令電流ＩδＳ＊にフィードバック制御するための操作量として、「トルク和指令電圧」に相当する和系統δ軸電圧ＶδＳ＊を算出する。なお、和系統算出部４２で用いられるフィードバック制御は、例えば比例積分制御である。また、和系統γ軸指令電流ＩγＳ＊及び和系統δ軸指令電流ＩδＳ＊は、制御指令値に基づいて設定される値であり、例えば、制御装置４０よりも上位の制御装置から制御装置４０に入力される。

【0033】

本実施形態において、変換部４１から出力された和系統γ軸電流ＩγＳｒ及び和系統δ軸電流ＩδＳｒは、高周波成分を除去するフィルタを介さず和系統算出部４２に直接入力される。上記フィルタは、例えば、バンドストップフィルタ又はローパスフィルタである。

【0034】

高周波除去部４３は、算出された差系統γ軸電流ＩγＤｒに含まれる高周波成分を除去することにより、差系統γ軸電流ＩγＤｒに含まれる直流成分である差系統γ軸基本値ＩγＤｆを抽出する。また、高周波除去部４３は、算出された差系統δ軸電流ＩδＤｒに含まれる高周波成分を除去することにより、差系統δ軸電流ＩδＤｒに含まれる直流成分である差系統δ軸基本値ＩδＤｆを抽出する。本実施形態において、高周波除去部４５は、バンドストップフィルタである。また、差系統γ軸電流ＩγＤｒ及び差系統δ軸電流ＩδＤｒに含まれる高周波成分は、後述する高周波生成部５０により生成された差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈが差系統γ軸電圧ＶγＤ＊に重畳されることに起因して発生し、差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈの周波数と同等の周波数で変動する。

【0035】

差系統算出部４４は、抽出された差系統γ軸基本値ＩγＤｆを差系統γ軸指令電流ＩγＤ＊にフィードバック制御するための操作量として、「励磁差指令電圧」に相当する差系統γ軸電圧ＶγＤ＊を算出する。また、差系統算出部４４は、抽出された差系統δ軸基本値ＩδＤｆを差系統δ軸指令電流ＩδＤ＊にフィードバック制御するための操作量として、「トルク差指令電圧」に相当する差系統δ軸電圧ＶδＤ＊を算出する。なお、差系統算出部４４で用いられるフィードバック制御は、例えば比例積分制御である。また、本実施形態において、差系統γ軸指令電流ＩγＤ＊及び差系統δ軸指令電流ＩδＤ＊は０に設定されている。ただし、この設定に限らず、差系統γ軸指令電流ＩγＤ＊及び差系統δ軸指令電流ＩδＤ＊は０以外の値に設定されていてもよい。また、本実施形態において、差系統算出部４４及び和系統算出部４２が「電圧算出部」に相当する。

【0036】

γ軸重畳部４５ａは、差系統γ軸電圧ＶγＤ＊に、高周波生成部５０により生成された差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈを重畳する。

【0037】

指令電圧算出部４６は、算出された和系統γ軸電圧ＶγＳ＊、和系統δ軸電圧ＶδＳ＊及び差系統δ軸電圧ＶδＤ＊と、γ軸重畳部４５ａの出力値「ＶγＤ＊＋ＶγＤｈ」と、下式（ｅｑ２）とに基づいて、第１巻線群１０Ａの第１γ軸電圧ＶγＡ及び第１δ軸電圧ＶδＡと、第２巻線群１０Ｂの第２γ軸電圧ＶγＢ及び第２δ軸電圧ＶδＢとを算出する。

【0038】

【数2】

指令電圧算出部４６は、算出した第１γ軸電圧ＶγＡ及び第１δ軸電圧ＶδＡを、推定角θｅｓｔに基づいて、ＵＶＷ座標系における第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶｕＡ＊，ＶｖＡ＊，ＶｗＡ＊に変換する。本実施形態において、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶｕＡ＊，ＶｖＡ＊，ＶｗＡ＊は、電気角で位相が互いに１２０°ずつずれた波形となる。

【0039】

また、指令電圧算出部４６は、算出した第２γ軸電圧ＶγＢ及び第２δ軸電圧ＶδＢを、推定角θｅｓｔに基づいて、ＵＶＷ座標系における第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶｕＢ＊，ＶｖＢ＊，ＶｗＢ＊に変換する。本実施形態において、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶｕＢ＊，ＶｖＢ＊，ＶｗＢ＊は、電気角で位相が互いに１２０°ずつずれた波形となる。

【0040】

第１生成部４７は、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶｕＡ＊，ＶｖＡ＊，ＶｗＡ＊と、電圧検出部３０により検出された電源電圧ＶＤＣとに基づいて、第１駆動信号ＧｕＡＨ～ＧｗＡＬを生成する。第１生成部４７は、生成した第１駆動信号ＧｕＡＨ～ＧｗＡＬを各スイッチＳｕＡＨ～ＳｗＡＬのゲートに対して出力する。Ｕ相を例にして説明すると、例えば、第１生成部４７は、第１Ｕ相指令電圧ＶｕＡ＊を電源電圧ＶＤＣで規格化した信号と、三角波信号等のキャリア信号との大小比較に基づくＰＷＭ制御により、Ｕ相上，下アーム駆動信号ＧｕＡＨ，ＧｕＡＬを生成する。各相において、上アーム側の駆動信号と、下アーム側の駆動信号とは、互いに相補的な信号となっている。このため、上アームスイッチと、対応する下アームスイッチとは、交互にオンされる。

【0041】

第２生成部４８は、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶｕＢ＊，ＶｖＢ＊，ＶｗＢ＊と、電源電圧ＶＤＣとに基づいて、第１生成部４７と同様に、第２駆動信号ＧｕＢＨ～ＧｗＢＬを生成する。第２生成部４８は、生成した第２駆動信号ＧｕＢＨ～ＧｗＢＬを各スイッチＳｕＢＨ～ＳｗＢＬのゲートに対して出力する。これにより、各インバータ２０Ａ，２０Ｂにおいてスイッチング制御が行われ、回転電機１０の制御量が制御指令値に制御される。

【0042】

なお、本実施形態において、指令電圧算出部４６、第１生成部４７及び第２生成部４８が「スイッチ制御部」に相当する。

【0043】

制御装置４０は、高周波抽出部５１及び位相推定部５２を備えている。ここで、位相推定部５２における電気角の推定原理について説明する。

【0044】

２つの巻線群を備える回転電機１０における電圧方程式は、下式（ｅｑ３）により表せられる。

【0045】

【数3】

上式（ｅｑ３）において、ＶｄＡ，ＶｑＡは第１巻線群１０Ａの第１ｄ，ｑ軸電圧を示し、ＶｄＢ，ＶｑＢは第２巻線群１０Ｂの第２ｄ，ｑ軸電圧を示し、ＩｄＡ，ＩｑＡは第１巻線群１０Ａの第１ｄ，ｑ軸電流を示し、ＩｄＢ，ＩｑＢは第２巻線群１０Ｂの第２ｄ，ｑ軸電流を示す。ＲｄＡ，ＲｑＡは第１巻線群１０Ａのｄ，ｑ軸電機子抵抗を示し、ＲｄＢ，ＲｑＢは第２巻線群１０Ｂのｄ，ｑ軸電機子抵抗を示す。Ｌｄ，Ｌｑは第１，第２巻線群１０Ａ，１０Ｂそれぞれのｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、Ｍｄ，Ｍｑは第１，第２巻線群１０Ａ，１０Ｂ間のｄ，ｑ軸相互インダクタンスを示す。ｐは微分演算子を示し、ωｒｅは回転電機１０の電気角周波数を示し、Ｋｅは誘起電圧定数を示す。上式（ｅｑ３）では、第１，第２巻線群１０Ａ，１０Ｂそれぞれにおいて、ｄ軸インダクタンスが同じ値とされ、ｑ軸インダクタンスが同じ値とされている。ｄ，ｑ軸相互インダクタンスＭｄ，Ｍｑは、第１巻線群１０Ａと第２巻線群１０Ｂとが磁気的に結合しているために発生する。

【0046】

上式（ｅｑ３）において、右辺第１項は巻線抵抗による電圧降下を示し、右辺第２項は電流変化によるインダクタンスの電圧降下を示し、右辺第３項は電機子反作用を示す。右辺第２，３項のインダクタンス行列が示すように、相互インダクタンスは非対角成分となる。その結果、第１巻線群１０Ａに対応する系統と、第２巻線群１０Ｂに対応する系統との間に干渉が発生する。

【0047】

上式（ｅｑ１）の変換行列［Ｔｖｓｄ］を用いて、上式（ｅｑ３）に対して和系統及び差系統への座標変換を施すと、下式（ｅｑ４）が導かれる。

【0048】

【数4】

上式（ｅｑ４）において、添え字のＳは和系統であることを示し、添え字のＤは差系統であることを示す。

【0049】

図３に示すように、実際の電気角θｒｅと推定角θｅｓｔとの間の位置誤差をΔθにて示す。位置誤差Δθは、ｄ軸とγ軸とのなす角度である。各巻線群に高周波電圧を重畳し、ｄｑ座標系をγδ座標系に変換すると、下式（ｅｑ５）が導かれる。

【0050】

【数5】

上式（ｅｑ５）において、ＩγＳｈは和系統γ軸高周波電流を示し、ＩδＳｈは和系統δ軸高周波電流を示し、ＩγＤｈは差系統γ軸高周波電流を示し、ＩδＤｈは差系統δ軸高周波電流を示す。ＶγＳｈは和系統γ軸高周波電圧を示し、ＶδＳｈは和系統δ軸高周波電圧を示し、ＶδＤｈは差系統δ軸高周波電圧を示す。

【0051】

上式（ｅｑ５）に示すように、和系統と差系統との間に干渉が発生しない。また、上式（ｅｑ５）の右辺に示す係数行列は、位置誤差Δθと相関する項を含む。このため、上式（ｅｑ５）の左辺に示す和系統γ軸高周波電流ＩγＳｈ、和系統δ軸高周波電流ＩδＳｈ、差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈ及び差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈに基づいて、電気角を推定することができる。

【0052】

ここで、和系統及び差系統のいずれに高周波電圧を重畳することによっても電気角を推定することができる。本実施形態では、差系統に高周波電圧を重畳する。これは、回転電機１０のトルク脈動を低減するためである。詳しくは、回転電機１０のトルクＴｒｑは、下式（ｅｑ６）で表される。

【0053】

【数6】

上式（ｅｑ６）において、Ｐｎは極対数を示し、添え字のｆは直流成分を示し、添え字のｈは高周波成分を示す。和系統の高周波電流は、回転子磁束及び電流の直流成分の積でトルク脈動を発生させる。一方、差系統の高周波電流は、回転子磁束及び直流成分と非干渉化されているため、トルク脈動は差系統の高周波電流同士でしか発生しない。つまり、位置センサレス制御においてトルク脈動の低減を図るために、本実施形態では、和系統及び差系統のうち差系統に高周波電圧を重畳する。

【0054】

また、差系統において、差系統γ，δ軸のうちどちらの軸に高周波電圧を重畳する場合であっても電気角を推定することができる。本実施形態では、図４に示すように、差系統γ軸に高周波電圧を重畳する。

【0055】

高周波生成部５０は、下式（ｅｑ７）で表される高周波電圧を生成する。下式（ｅｑ７）において、Ｖｈは差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈの振幅を示し、ωｈは差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈの角周波数を示す。この角周波数ωｈは、回転電機１０の電気角周波数よりも十分高い角周波数である。

【0056】

【数7】

上式（ｅｑ７）を上式（ｅｑ５）に代入すると、「ＩγＳｈ＝０、ＩδＳｈ＝０」になるとともに、下式（ｅｑ８），（ｅｑ９）が導かれる。

【0057】

【数8】

【0058】

【数9】

差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈ及び差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈのいずれを用いても電気角を推定することができる。本実施形態では、差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈを用いて電気角を推定する。これは、差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈには直流成分が含まれているのに対し、差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈには直流成分が含まれておらず、差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈから位置誤差Δθの情報を取り出しやすいためである。

【0059】

高周波抽出部５１は、変換部４１から出力された差系統δ軸電流ＩδＤｒから差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈを抽出する。本実施形態において、高周波抽出部５１はバンドパスフィルタである。なお、高周波抽出部５１はハイパスフィルタであってもよい。

【0060】

位相推定部５２は、高周波抽出部５１により抽出された差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈに基づいて、推定角θｅｓｔを算出する。詳しくは、位相推定部５２は、図５に示すように、検波部５３と、位相同期回路５４とを備えている。

【0061】

検波部５３は、乗算部５３ａと、フィルタ部５３ｂとを備えている。乗算部５３ａは、抽出された差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈに、差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈとは位相がπ／２ずれた信号である検波信号「ｃоｓ（ωｈ×ｔ）」を乗算するヘテロダイン処理を行う。差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈが上式（ｅｑ９）で表されることを踏まえると、乗算部５３ａの出力値「ＩδＤｈ×ｃоｓ（ωｈ×ｔ）」である誤差量εは、下式（ｅｑ１０）で表される。

【0062】

【数10】

フィルタ部５３ｂは、乗算部５３ａの出力値である誤差量εにローパスフィルタ処理を施す。ローパスフィルタ処理が施された誤差量εは、下式（ｅｑ１１）で表される。

【0063】

【数11】

つまり、ローパスフィルタ処理が施された誤差量εは、位置誤差Δθに比例する信号となる。

【0064】

位相同期回路５４は、制御器５４ａと、積分器５４ｂとを備えている。制御器５４ａは、フィルタ部５３ｂから出力された誤差量εを０にフィードバック制御するための操作量として、電気角周波数の推定値である推定角周波数ωｅｓｔを算出する。

【0065】

積分器５４ｂは、推定角周波数ωｅｓｔを時間積分することにより、推定角θｅｓｔを算出する。算出された推定角θｅｓｔは、指令電圧算出部４６及び変換部４１で用いられる。

【0066】

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

【0067】

差系統と和系統との間においては、高周波電圧と、高周波電圧の重畳に伴い流れる高周波電流との間の干渉が発生しない。このため、差系統γ軸電圧ＶγＤ＊に差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈが重畳される場合、差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈの重畳に伴う高周波成分が和系統γ軸電流ＩγＳｒ及び和系統δ軸電流ＩδＳｒに含まれない。これにより、和系統算出部４２において和系統γ軸電圧ＶγＳ＊及び和系統δ軸電圧ＶδＳ＊の算出に用いられる和系統γ軸電流ＩγＳｒ及び和系統δ軸電流ＩδＳｒから高周波成分を除去するフィルタを、変換部４１と和系統算出部４２との間に設ける必要がない。このため、制御量の制御系における応答性を高めることができる等、応答性を好適に改善することができる。

【0068】

また、差系統に高周波電圧が重畳されるため、回転電機１０のトルク脈動を低減することができ、ひいては回転電機１０の騒音を低減することができる。

【0069】

さらに、差系統γ，δ軸のうちγ軸のみに高周波電圧が重畳されるため、制御装置４０における演算量を削減することができる。

【0070】

ちなみに、変換部４１と和系統算出部４２との間にフィルタが設けられていてもよい。この場合であっても、フィルタとして応答性の悪化が抑制されたものを用いることができるため、制御量の制御系における応答性を改善することはできる。

【0071】

＜第１実施形態の変形例＞
・図２に示す高周波除去部４３に代えて、例えば、図６に示す高周波除去部４９が用いられてもよい。高周波除去部４９は、高周波電流算出部４９ａ及び除去部４９ｂを備えている。高周波電流算出部４９ａは、差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈ及び上式（ｅｑ５）に基づいて、差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈを算出し、差系統δ軸高周波電圧ＶδＤｈ及び上式（ｅｑ５）に基づいて、差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈを算出する。

【0072】

除去部４９ｂは、変換部４１から出力された差系統γ軸電流ＩγＤｒから、高周波電流算出部４９ａにより算出された差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈを減算することにより差系統γ軸基本値ＩγＤｆを算出する。また、除去部４９ｂは、変換部４１から出力された差系統δ軸電流ＩδＤｒから、高周波電流算出部４９ａにより算出された差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈを減算することにより差系統δ軸基本値ＩδＤｆを算出する。算出された差系統γ軸基本値ＩγＤｆ及び差系統δ軸基本値ＩδＤｆは、差系統算出部４４に入力される。

【0073】

なお、和系統γ軸電流ＩγＳｒに含まれる直流成分である和系統γ軸基本値ＩγＳｆ、及び和系統δ軸電流ＩδＳｒに含まれる直流成分である和系統δ軸基本値ＩδＳｆについても、差系統γ軸基本値ＩγＤｆ等と同様に、高周波除去部４９により算出することができる。

【0074】

・図２に示す高周波抽出部５１に代えて、例えば、図７に示す高周波抽出部５５が用いられてもよい。高周波抽出部５５は、基本波電流算出部５５ａ及び除去部５５ｂを備えている。基本波電流算出部５５ａは、差系統δ軸における電圧直流成分である差系統δ軸基本電圧ＶδＤｆと、モデル式とに基づいて、差系統δ軸基本値ＩδＤｆを算出する。ここで、モデル式は、差系統δ軸基本電圧ＶδＤｆを入力とし、差系統δ軸基本値ＩδＤｆを出力とするモデル式である。

【0075】

除去部５５ｂは、変換部４１から出力された差系統δ軸電流ＩδＤｒから、基本波電流算出部５５ａにより算出された差系統δ軸基本値ＩδＤｆを減算することにより差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈを算出する。算出された差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈは、位相推定部５２に入力される。

【0076】

なお、差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈ、和系統γ軸高周波電流ＩγＳｈ及び和系統δ軸高周波電流ＩδＳｈについても、差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈと同様に、高周波抽出部５５により算出することができる。この場合、差系統γ軸における電圧直流成分である差系統γ軸基本電圧ＶγＤｆ、和系統γ軸における電圧直流成分である和系統γ軸基本電圧ＶγＳｆ、及び和系統δ軸における電圧直流成分である和系統δ軸基本電圧ＶδＳｆが基本波電流算出部５５ａの入力となる。

【0077】

・差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈとしては、上式（ｅｑ７）に示すものに限らず、例えば、「Ｖｈ×ｃоｓ（ωｈ×ｔ）」であってもよい。この場合、図５の乗算部５３ａに入力される検波信号は、差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈとは位相がπ／２ずれた信号である「ｓｉｎ（ωｈ×ｔ）」であればよい。

【0078】

・位相推定部５２は、例えば図８に示すように、検波部５３に代えて、誤差算出部５６を備えるものであってもよい。誤差算出部５６は、抽出された差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈと、差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈと、下式（ｅｑ１２）とに基づいて、位置誤差Δθを算出する。下式（ｅｑ１２）は、上式（ｅｑ９）から導かれたものである。なお、差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈが用いられるのは、下式（ｅｑ１２）の右辺の「ｃоｓ（ωｈ×ｔ）」の情報を把握するためである。

【0079】

【数12】

位相同期回路５４の制御器５４ａは、誤差算出部５６により算出された位置誤差Δθを０にフィードバック制御するための操作量として、推定角周波数ωｅｓｔを算出する。

【0080】

＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図９に示すように、位相推定部５２において、差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈに代えて、差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈが推定角θｅｓｔの算出に用いられる。なお、図９において、先の図２に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。

【0081】

高周波抽出部５１は、変換部４１から出力された差系統γ軸電流ＩγＤｒから差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈを抽出する。

【0082】

位相推定部５２として、例えば先の図８に示したものが用いられる。位相推定部５２の誤差算出部５６は、抽出された差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈと、差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈと、下式（ｅｑ１３）とに基づいて、位置誤差Δθを算出する。下式（ｅｑ１３）は、上式（ｅｑ８）から導かれたものである。

【0083】

【数13】

以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

【0084】

＜第３実施形態＞
以下、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１０に示すように、差系統γ軸に代えて、差系統δ軸に高周波電圧が重畳される。また、位相推定部５２において、差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈに代えて、差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈが推定角θｅｓｔの算出に用いられる。なお、図１０において、先の図２に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。

【0085】

高周波生成部５０は、下式（ｅｑ１４）で表される差系統δ軸高周波電圧ＶδＤｈを生成する。差系統δ軸高周波電圧ＶδＤｈは、図１１に示すように、差系統δ軸上に重畳される。

【0086】

【数14】

δ軸重畳部４５ｂは、差系統δ軸電圧ＶδＤ＊に、高周波生成部５０により生成された差系統δ軸高周波電圧ＶδＤｈを重畳する。

【0087】

指令電圧算出部４６は、算出された和系統γ軸電圧ＶγＳ＊、和系統δ軸電圧ＶδＳ＊及び差系統γ軸電圧ＶγＤ＊と、δ軸重畳部４５ｂの出力値「ＶδＤ＊＋ＶδＤｈ」と、下式（ｅｑ１５）とに基づいて、第１γ軸電圧ＶγＡ、第１δ軸電圧ＶδＡ、第２γ軸電圧ＶγＢ及び第２δ軸電圧ＶδＢを算出する。

【0088】

【数15】

上式（ｅｑ１４）を上式（ｅｑ５）に代入すると、「ＩγＳｈ＝０、ＩδＳｈ＝０」になるとともに、下式（ｅｑ１６），（ｅｑ１７）が導かれる。

【0089】

【数16】

【0090】

【数17】

差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈ及び差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈのいずれを用いても電気角を推定することができる。本実施形態では、差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈを用いて電気角を推定する。これは、差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈには直流成分が含まれず、差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈから位置誤差Δθの情報を取り出しやすいためである。

【0091】

位相推定部５２の検波部５３において、乗算部５３ａは、抽出された差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈに検波信号「ｃоｓ（ωｈ×ｔ）」を乗算するヘテロダイン処理を行う。差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈが上式（ｅｑ１６）で表されることを踏まえると、乗算部５３ａの出力値「ＩγＤｈ×ｃоｓ（ωｈ×ｔ）」である誤差量εは、上式（ｅｑ１０）で表される。なお、フィルタ部５３ｂ及び位相同期回路５４における処理は、第１実施形態と同様である。

【0092】

以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

【0093】

＜第４実施形態＞
以下、第４実施形態について、第３実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１２に示すように、位相推定部５２において、差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈに代えて、差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈが推定角θｅｓｔの算出に用いられる。なお、図１２において、先の図１０に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。

【0094】

位相推定部５２として、例えば先の図８に示したものが用いられる。位相推定部５２の誤差算出部５６は、抽出された差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈと、差系統δ軸高周波電圧ＶδＤｈと、下式（ｅｑ１８）とに基づいて、位置誤差Δθを算出する。下式（ｅｑ１８）は、上式（ｅｑ１７）から導かれたものである。

【0095】

【数18】

＜第５実施形態＞
以下、第５実施形態について、第１～第４実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１３に示すように、差系統γ，δ軸のいずれかではなく、差系統γ，δ軸の双方に高周波電圧が重畳される。なお、図１３において、先の図２及び図１０に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。

【0096】

高周波生成部５０は、下式（ｅｑ１９）で表される差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈ及び差系統δ軸高周波電圧ＶδＤｈを生成する。

【0097】

【数19】

上式（ｅｑ１９）において、「０＜ａ≦１」，「０＜ｂ≦１」である。差系統γ，δ軸座標系において、上式（ｅｑ１９）により表される高周波電圧の軌跡は、図１４に示すように、直線状の軌跡となる。周期的に極性が変化する高周波電圧が差系統γ，δ軸それぞれに印加されるため、回転電機１０のトルク脈動を低減でき、回転電機１０の騒音を低減できる。

【0098】

指令電圧算出部４６は、算出された和系統γ軸電圧ＶγＳ＊及び和系統δ軸電圧ＶδＳ＊と、γ軸重畳部４５ａの出力値「ＶγＤ＊＋ＶγＤｈ」と、δ軸重畳部４５ｂの出力値「ＶδＤ＊＋ＶδＤｈ」と、下式（ｅｑ２０）とに基づいて、第１γ軸電圧ＶγＡ、第１δ軸電圧ＶδＡ、第２γ軸電圧ＶγＢ及び第２δ軸電圧ＶδＢを算出する。

【0099】

【数20】

上式（ｅｑ１９）を上式（ｅｑ５）に代入すると、「ＩγＳｈ＝０、ＩδＳｈ＝０」になるとともに、下式（ｅｑ２１），（ｅｑ２２）が導かれる。

【0100】

【数21】

【0101】

【数22】

差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈ及び差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈの少なくとも一方に基づいて電気角を推定することができる。以下、推定方法の一例について説明する。

【0102】

まず、差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈを用いる場合について説明する。以下では、便宜上、「ａ＝ｂ」とする。ただし、「ａ≠ｂ」であってもよい。「ａ＝ｂ」の場合、上式（ｅｑ２１）は下式（ｅｑ２３）になる。

【0103】

【数23】

位相推定部５２として、例えば先の図５又は図８に示したものを用いることができる。まず、図５の場合について説明すると、乗算部５３ａは、高周波抽出部５１により抽出された差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈに検波信号「ｃоｓ（ωｈ×ｔ）」を乗算する。この乗算値である誤差量εは、下式（ｅｑ２４）で表される。

【0104】

【数24】

フィルタ部５３ｂは、乗算部５３ａの出力値である誤差量εにローパスフィルタ処理を施す。ローパスフィルタ処理が施された誤差量εは、下式（ｅｑ２５）で表される。

【0105】

【数25】

上式（ｅｑ２４）の右辺第２項の直流成分Ｃ２を誤差量εから減算した値が制御器５４ａに入力される。制御器５４ａは、入力値を０にフィードバック制御するための操作量として、推定角周波数ωｅｓｔを算出する。

【0106】

続いて、図８の場合について説明すると、誤差算出部５６は、抽出された差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈと、各高周波電圧ＶγＤｈ，ＶδＤｈのいずれかと、下式（ｅｑ２６）とに基づいて、位置誤差Δθを算出する。下式（ｅｑ２６）は、上式（ｅｑ２３）から導かれたものである。

【0107】

【数26】

続いて、差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈを用いる場合について説明する。以下では、便宜上、「ａ＝ｂ」とする。この場合、上式（ｅｑ２２）は下式（ｅｑ２７）になる。

【0108】

【数27】

位相推定部５２として、例えば先の図５又は図８に示したものを用いることができる。まず、図５の場合について説明すると、乗算部５３ａは、高周波抽出部５１により抽出された差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈに検波信号「ｃоｓ（ωｈ×ｔ）」を乗算する。この乗算値である誤差量εは、下式（ｅｑ２８）で表される。

【0109】

【数28】

上式（ｅｑ２８）の右辺第２項の直流成分Ｃ３を誤差量εから減算した値が制御器５４ａに入力される。

【0110】

続いて、図８の場合について説明すると、誤差算出部５６は、抽出された差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈと、各高周波電圧ＶγＤｈ，ＶδＤｈのいずれかと、下式（ｅｑ２９）とに基づいて、位置誤差Δθを算出する。下式（ｅｑ２９）は、上式（ｅｑ２７）から導かれたものである。

【0111】

【数29】

以上説明した本実施形態によれば、高周波電圧の重畳に伴い発生する騒音をより低減することができる。

【0112】

＜第６実施形態＞
以下、第６実施形態について、第５実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、差系統γ，δ軸の双方に重畳される高周波電圧が変更されている。高周波生成部５０は、下式（ｅｑ３０）で表される差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈ及び差系統δ軸高周波電圧ＶδＤｈを生成する。

【0113】

【数30】

上式（ｅｑ３０）において、「０＜ａ≦１」，「０＜ｂ≦１」である。差系統γ，δ軸座標系において、上式（ｅｑ３０）により表される高周波電圧の軌跡は、円を描く軌跡となる。「ａ＝ｂ」の場合、図１５に示すように、真円状の軌跡となり、「ａ≠ｂ」の場合、楕円状の軌跡となる。周期的に極性が変化する高周波電圧が差系統γ，δ軸それぞれに印加されることとなる。

【0114】

上式（ｅｑ３０）を上式（ｅｑ５）に代入すると、差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈは、上式（ｅｑ２１）と同じになる。このため、例えば、「ａ＝ｂ」の場合、推定角θｅｓｔの算出に差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈが用いられる場合、第５実施形態と同様の手法で位置誤差Δθを算出できる。

【0115】

一方、差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈは、下式（ｅｑ３１）で表される。

【0116】

【数31】

「ａ＝ｂ」の場合、上式（ｅｑ３１）は下式（ｅｑ３２）になる。

【0117】

【数32】

位相推定部５２として、例えば先の図８に示したものが用いられる。この場合、位相推定部５２の誤差算出部５６は、上式（ｅｑ３２）をΔθについて解いた式と、抽出された差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈと、各高周波電圧ＶγＤｈ，ＶδＤｈのいずれかとに基づいて、位置誤差Δθを算出する。

【0118】

以上説明した本実施形態によれば、第６実施形態と同様の効果を奏することができる。

【0119】

＜第７実施形態＞
以下、第７実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、差系統γ軸に高周波の矩形波電圧が重畳される。

【0120】

図１６は、本実施形態に係る制御装置４０の処理のブロック図である。なお、図１６において、先の図２に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。

【0121】

高周波生成部５０は、電気角周波数よりも高い周波数で変動する矩形波の差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈを生成する。差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈの振幅はＶｈである。差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈは、第１生成部４７及び第２生成部４８で用いられるキャリア信号ＳｇＣの１周期Ｔｃ毎に極性が切り替わる信号である。

【0122】

図１７を用いて、電気角の推定方法について説明する。図１７において、（ａ）はキャリア信号ＳｇＣの推移を示し、（ｃ）は差系統δ軸高周波電圧ＶδＤｈの推移を示し、（ｂ）は差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈの推移を示し、（ｄ）は差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈ及び差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈの推移を示す。

【0123】

図１７（ａ），（ｂ）に示すように、キャリア信号ＳｇＣと差系統δ軸高周波電圧ＶδＤｈとは同期している。詳しくは、キャリア信号ＳｇＣが最小値になるタイミングで差系統δ軸高周波電圧ＶδＤｈの極性が切り替わる。

【0124】

上式（ｅｑ５）から下式（ｅｑ３３），（ｅｑ３４）が導かれる。

【0125】

【数33】

【0126】

【数34】

本実施形態では、差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈを用いて推定角θｅｓｔを算出する。本実施形態では、図１７に示すように、差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈが正極性とされる場合において、キャリア信号ＳｇＣが最小値となるタイミング毎に、高周波抽出部５１において差系統δ軸電流ＩδＤｒが抽出される。この場合、差系統δ軸電流ＩδＤｒの一対のサンプリング値ＩδＤｒ（ｎ），ＩδＤｒ（ｎ－１）の差と、上式（ｅｑ３４）とから、下式（ｅｑ３５）が導かれる。

【0127】

【数35】

つまり、差系統δ軸電流ＩδＤｒの一対のサンプリング値ＩδＤｒ（ｎ），ＩδＤｒ（ｎ－１）の差は、位置誤差Δθの情報を含んでいる。

【0128】

位相推定部５２として、例えば先の図８に示したものが用いられる。位相推定部５２の誤差算出部５６は、一対のサンプリング値ＩδＤｒ（ｎ），ＩδＤｒ（ｎ－１）の差を算出し、算出した差を制御器５４ａに出力する。制御器５４ａは、入力値を０にフィードバック制御するための操作量として、推定角周波数ωｅｓｔを算出する。

【0129】

なお、本実施形態において、高周波除去部４３は、下式（ｅｑ３６）に基づいて、差系統γ軸基本値ＩγＤｆを算出する。また、高周波除去部４３は、下式（ｅｑ３７）に基づいて、差系統δ軸基本値ＩδＤｆを算出する。

【0130】

【数36】

【0131】

【数37】

＜第７実施形態の変形例＞
・差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈが負極性とされる場合において、キャリア信号ＳｇＣが最小値となるタイミング毎に、高周波抽出部５１において差系統δ軸電流ＩδＤｒが抽出されてもよい。

【0132】

・差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈを用いて推定角θｅｓｔが算出されてもよい。詳しくは、図１７に示すように、差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈが正極性とされる場合において、キャリア信号ＳｇＣが最小値となるタイミング毎に、高周波抽出部５１において差系統γ軸電流ＩγＤｒが抽出される。これにより、差系統γ軸電流ＩγＤｒの変化量を大きくでき、推定角θｅｓｔの算出精度を高めることができる。

【0133】

差系統γ軸電流ＩγＤｒの一対のサンプリング値ＩγＤｒ（ｎ），ＩγＤｒ（ｎ－１）の差と、上式（ｅｑ３３）とから、下式（ｅｑ３８）が導かれる。

【0134】

【数38】

上式（ｅｑ３８），（ｅｑ３３）から下式（ｅｑ３９）が導かれる。

【0135】

【数39】

位相推定部５２として、例えば先の図８に示したものが用いられる。位相推定部５２の誤差算出部５６は、一対のサンプリング値ＩγＤｒ（ｎ），ＩγＤｒ（ｎ－１）の差を算出し、算出した差と、上式（ｅｑ３９）とに基づいて、位置誤差Δθを算出する。

【0136】

・差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈに代えて、矩形波の差系統δ軸高周波電圧ＶδＤｈが差系統δ軸電圧ＶδＤ＊に重畳されてもよい。この場合、差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈ又は差系統δ軸高周波電流ＩδＤｈに基づいて、推定角θｅｓｔが算出されればよい。

【0137】

・差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈの極性が正極性に切り替わった後、差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈの極性が負極性に切り替わる前のタイミングにおいて、差系統γ軸高周波電流ＩγＤｈがサンプリングされてもよい。

【0138】

＜第８実施形態＞
以下、第８実施形態について、第７実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈの極性にかかわらず、キャリア信号ＳｇＣが最小値となるタイミング毎に、高周波抽出部５１において差系統δ軸電流ＩδＤｒが抽出される。この場合、上式（ｅｑ３５）に代えて、下式（４０）が用いられればよい。

【0139】

【数40】

また、上式（ｅｑ３８）に代えて、下式（４１）が用いられればよい。

【0140】

【数41】

＜第９実施形態＞
以下、第９実施形態について、上記各実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。上記各実施形態では、差系統に高周波電圧が重畳されたが、以降の実施形態では、和系統に高周波電圧が重畳される。第９実施形態では、図１８に示すように、和系統γ軸に高周波電圧が重畳される。なお、図１８において、先の図２に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。

【0141】

本実施形態において、変換部４１から出力された差系統γ軸電流ＩγＤｒ及び差系統δ軸電流ＩδＤｒは、高周波成分を除去するフィルタを介さず差系統算出部４４に直接入力される。上記フィルタは、例えば、バンドストップフィルタ又はローパスフィルタである。差系統算出部４４は、差系統γ軸電流ＩγＤｒを差系統γ軸指令電流ＩγＤ＊にフィードバック制御するための操作量として、差系統γ軸電圧ＶγＤ＊を算出する。また、差系統算出部４４は、差系統δ軸電流ＩδＤｒを差系統δ軸指令電流ＩδＤ＊にフィードバック制御するための操作量として、差系統δ軸電圧ＶδＤ＊を算出する。

【0142】

高周波除去部４３は、算出された和系統γ軸電流ＩγＳｒに含まれる高周波成分を除去することにより、和系統γ軸電流ＩγＳｒに含まれる直流成分である和系統γ軸基本値ＩγＳｆを抽出する。また、高周波除去部４３は、算出された和系統δ軸電流ＩδＳｒに含まれる高周波成分を除去することにより、和系統δ軸電流ＩδＳｒに含まれる直流成分である和系統δ軸基本値ＩδＳｆを抽出する。本実施形態において、高周波除去部４５は、バンドストップフィルタである。なお、高周波除去部４３としては、例えば、先の図６に示すものが用いられてもよい。

【0143】

和系統算出部４２は、算出された和系統γ軸基本値ＩγＳｆを和系統γ軸指令電流ＩγＳ＊にフィードバック制御するための操作量として、和系統γ軸電圧ＶγＳ＊を算出する。また、和系統算出部４２は、算出された和系統δ軸基本値ＩδＳｆを和系統δ軸指令電流ＩδＳ＊にフィードバック制御するための操作量として、和系統δ軸電圧ＶδＳ＊を算出する。

【0144】

高周波生成部６０は、下式（ｅｑ４２）で表される和系統γ軸高周波電圧ＶγＳｈを生成する。

【0145】

【数42】

γ軸重畳部６１ａは、和系統γ軸電圧ＶγＳ＊に、高周波生成部６０により生成された和系統γ軸高周波電圧ＶγＳｈを重畳する。

【0146】

指令電圧算出部４６は、算出された和系統δ軸電圧ＶδＳ＊、差系統γ軸電圧ＶγＤ＊及び差系統δ軸電圧ＶδＤ＊と、γ軸重畳部６１ａの出力値「ＶγＳ＊＋ＶγＳｈ」と、下式（ｅｑ４３）とに基づいて、第１γ軸電圧ＶγＡ、第１δ軸電圧ＶδＡ、第２γ軸電圧ＶγＢ及び第２δ軸電圧ＶδＢを算出する。

【0147】

【数43】

上式（ｅｑ４２）を上式（ｅｑ５）に代入すると、「ＩγＤｈ＝０、ＩδＤｈ＝０」になるとともに、下式（ｅｑ４４），（ｅｑ４５）が導かれる。

【0148】

【数44】

【0149】

【数45】

和系統γ軸高周波電流ＩγＳｈ及び和系統δ軸高周波電流ＩδＳｈのいずれを用いても電気角を推定することができる。本実施形態では、和系統δ軸高周波電流ＩδＳｈを用いて電気角を推定する。

【0150】

高周波抽出部５１は、変換部４１から出力された和系統δ軸電流ＩδＳｒから和系統δ軸高周波電流ＩδＳｈを抽出する。本実施形態において、高周波抽出部５１はバンドパスフィルタである。なお、高周波抽出部５１はハイパスフィルタであってもよいし、図７に示すものであってもよい。

【0151】

位相推定部５２は、高周波抽出部５１により抽出された和系統δ軸高周波電流ＩδＳｈに基づいて、推定角θｅｓｔを算出する。位相推定部５２として、例えば図５に示すものが用いられる。

【0152】

位相推定部５２の乗算部５３ａは、抽出された和系統δ軸高周波電流ＩδＳｈに、和系統γ軸高周波電圧ＶγＳｈとは位相がπ／２ずれた信号である検波信号「ｃоｓ（ωｈ×ｔ）」を乗算するヘテロダイン処理を行う。

【0153】

フィルタ部５３ｂは、乗算部５３ａの出力値である誤差量εにローパスフィルタ処理を施す。ローパスフィルタ処理が施された誤差量εは、下式（ｅｑ４６）で表される。

【0154】

【数46】

位相同期回路５４の制御器５４ａは、誤差量εを０にフィードバック制御するための操作量として、推定角周波数ωｅｓｔを算出する。

【0155】

なお、位相推定部５２として、例えば図８に示すものが用いられてもよい。

【0156】

以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態の効果に準じた効果を奏することができる。

【0157】

＜第１０実施形態＞
以下、第１０実施形態について、第９実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１９に示すように、位相推定部５２において、和系統δ軸高周波電流ＩδＳｈに代えて、和系統γ軸高周波電流ＩγＳｈが推定角θｅｓｔの算出に用いられる。なお、図１９において、先の図１８に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。

【0158】

高周波抽出部５１は、変換部４１から出力された和系統γ軸電流ＩγＳｒから和系統γ軸高周波電流ＩγＳｈを抽出する。

【0159】

位相推定部５２として、例えば先の図８に示したものが用いられる。位相推定部５２の誤差算出部５６は、抽出された和系統γ軸高周波電流ＩγＳｈと、和系統γ軸高周波電圧ＶγＳｈと、下式（ｅｑ４７）とに基づいて、位置誤差Δθを算出する。下式（ｅｑ４７）は、上式（ｅｑ４４）から導かれたものである。

【0160】

【数47】

以上説明した本実施形態によれば、第９実施形態と同様の効果を奏することができる。

【0161】

＜第１１実施形態＞
以下、第１１実施形態について、第９実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図２０に示すように、和系統γ軸に代えて、和系統δ軸に高周波電圧が重畳される。また、位相推定部５２において、和系統δ軸高周波電流ＩδＳｈに代えて、和系統γ軸高周波電流ＩγＳｈが推定角θｅｓｔの算出に用いられる。なお、図２０において、先の図１８に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。

【0162】

高周波生成部６０は、下式（ｅｑ４８）で表される差系統δ軸高周波電圧ＶδＤｈを生成する。

【0163】

【数48】

δ軸重畳部６１ｂは、和系統δ軸電圧ＶδＳ＊に、高周波生成部６０により生成された和系統δ軸高周波電圧ＶδＳｈを重畳する。

【0164】

指令電圧算出部４６は、算出された和系統γ軸電圧ＶγＳ＊、差系統γ軸電圧ＶγＤ＊及び差系統δ軸電圧ＶδＤ＊と、δ軸重畳部６１ｂの出力値「ＶδＳ＊＋ＶδＳｈ」と、下式（ｅｑ４９）とに基づいて、第１γ軸電圧ＶγＡ、第１δ軸電圧ＶδＡ、第２γ軸電圧ＶγＢ及び第２δ軸電圧ＶδＢを算出する。

【0165】

【数49】

上式（ｅｑ４９）を上式（ｅｑ５）に代入すると、下式（ｅｑ５０），（ｅｑ５１）が導かれる。

【0166】

【数50】

【0167】

【数51】

和系統γ軸高周波電流ＩγＳｈ及び和系統δ軸高周波電流ＩδＳｈのいずれを用いても電気角を推定することができる。本実施形態では、和系統γ軸高周波電流ＩγＳｈを用いて電気角を推定する。電気角は、例えば、先の図５に示した位相推定部５２を用いて推定すればよい。

【0168】

＜第１２実施形態＞
以下、第１２実施形態について、第１１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図２１に示すように、位相推定部５２において、和系統γ軸高周波電流ＩγＳｈに代えて、和系統δ軸高周波電流ＩδＳｈが推定角θｅｓｔの算出に用いられる。この場合、位相推定部５２として、例えば先の図８に示したものが用いられればよい。なお、図２１において、先の図２０に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。

【0169】

＜第１３実施形態＞
以下、第１３実施形態について、第９～第１２実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図２２に示すように、和系統γ，δ軸のいずれかではなく、γ，δ軸の双方に高周波電圧が重畳される。なお、図２２において、先の図１８及び図２０に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。

【0170】

高周波生成部６０は、下式（ｅｑ５２）で表される和系統γ軸高周波電圧ＶγＳｈ及び和系統δ軸高周波電圧ＶδＳｈを生成する。

【0171】

【数52】

指令電圧算出部４６は、算出された差系統γ軸電圧ＶγＤ＊及び差系統δ軸電圧ＶδＤ＊と、γ軸重畳部６１ａの出力値「ＶγＳ＊＋ＶγＳｈ」と、δ軸重畳部６１ｂの出力値「ＶδＳ＊＋ＶδＳｈ」と、下式（ｅｑ５３）とに基づいて、第１γ軸電圧ＶγＡ、第１δ軸電圧ＶδＡ、第２γ軸電圧ＶγＢ及び第２δ軸電圧ＶδＢを算出する。

【0172】

【数53】

なお、推定角θｅｓｔは、和系統γ軸高周波電流ＩγＳｈ及び和系統δ軸高周波電流ＩδＳｈの少なくとも一方に基づいて、第５実施形態で説明した方法と同様な方法で算出されればよい。

【0173】

＜第１４実施形態＞
以下、第１４実施形態について、第１３実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、和系統のγ，δ軸の双方に重畳される高周波電圧が変更されている。高周波生成部５０は、下式（ｅｑ５４）で表される和系統γ軸高周波電圧ＶγＳｈ及び和系統δ軸高周波電圧ＶδＳｈを生成する。

【0174】

【数54】

なお、推定角θｅｓｔは、和系統γ軸高周波電流ＩγＳｈ及び和系統δ軸高周波電流ＩδＳｈの少なくとも一方に基づいて、第６実施形態で説明した方法と同様な方法で算出されればよい。

【0175】

＜第１５実施形態＞
以下、第１５実施形態について、第９実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図２３に示すように、和系統γ軸に高周波の矩形波電圧が重畳される。なお、図２３において、先の図１８に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。

【0176】

高周波生成部６０は、和系統γ軸高周波電圧ＶγＳｈとして、第７実施形態の差系統γ軸高周波電圧ＶγＤｈと同様な高周波電圧を生成する。

【0177】

なお、推定角θｅｓｔは、和系統γ軸高周波電流ＩγＳｈの一対のサンプリング値ＩγＳｒ（ｎ），ＩγＳｒ（ｎ－１）の差、又は和系統δ軸高周波電流ＩδＳｈの一対のサンプリング値ＩδＳｒ（ｎ），ＩδＳｒ（ｎ－１）の差に基づいて、第７実施形態又は第７実施形態の変形例で説明した方法と同様な方法で算出されればよい。

【0178】

＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

【0179】

・第１巻線群１０Ａと第２巻線群１０Ｂとのなす角度が電気角で０°以外の角度（例えば３０°）とされていてもよい。

【0180】

・回転電機としては、永久磁石界磁型のものに限らず、例えば、ロータに界磁巻線を備える巻線界磁型のものであってもよい。

【0181】

・回転電機を構成する各巻線群の相数としては、３相に限らず，４相以上であってもよい。

【0182】

・制御システムが搭載される移動体としては、車両に限らず、例えば、航空機又は船舶であってもよい。例えば、移動体が航空機の場合、制御システムを構成する回転電機は航空機の飛行動力源となる。また、例えば、移動体が船舶の場合、制御システムを構成する回転電機は船舶の航行動力源となる。また、制御システムの搭載先は、移動体に限らない。

【0183】

・回転電機の用途としては、移動体の移動動力源に限らず、例えば、電動パワーステアリング装置又は電動ブレーキのアクチュエータとして用いられてもよい。

【0184】

・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウエア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウエア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

【符号の説明】

【0185】

１０…回転電機、１０Ａ，１０Ｂ…第１，第２巻線群、２０Ａ，２０Ｂ…第１，第２インバータ、４０…制御装置。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】