特許 7599778 対数尤度比算出回路および無線受信装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-12-06

(45)【発行日】2024-12-16

(54)【発明の名称】対数尤度比算出回路および無線受信装置

(51)【国際特許分類】

   H03M 13/19 20060101AFI20241209BHJP

   H04L 27/00 20060101ALI20241209BHJP

【ＦＩ】

H03M13/19

H04L27/00 B

【請求項の数】 3

(21)【出願番号】P 2020186372

(22)【出願日】2020-11-09

(65)【公開番号】P2022076112

(43)【公開日】2022-05-19

【審査請求日】2023-11-01

(73)【特許権者】

【識別番号】000004330

【氏名又は名称】日本無線株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100126561

【弁理士】

【氏名又は名称】原嶋 成時郎

(74)【代理人】

【識別番号】100141678

【弁理士】

【氏名又は名称】佐藤 和彦

(72)【発明者】

【氏名】加藤 賢晃

【審査官】北村 智彦

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１５－１３３５３６（ＪＰ，Ａ）

【文献】特表２００４－５２８７８１（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許第０６７８５３４２（ＵＳ，Ｂ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０３Ｍ １３／１９

Ｈ０４Ｌ ２７／００

ＩＥＥＥ Ｘｐｌｏｒｅ

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

送信側において多値数が１６の直角位相振幅変調方式で変調され、４ｂｉｔのデータで変調された受信信号のうち、
理想シンボル点の位相角度に応じて０になるか１になるかが区別されているｂｉｔについては、
前記受信信号の位相角度を用いて、位相角度に応じて０になる確率密度分布と１になる確率密度分布とに基づいて対数尤度比を算出し、
振幅に応じて０になるか１になるかが区別されている理想シンボル点（「振幅区別シンボル点」と呼ぶ）と位相角度に応じて０になるか１になるかが区別されている理想シンボル点（「位相区別シンボル点」と呼ぶ）とに分けられるｂｉｔについては、
前記振幅区別シンボル点と前記位相区別シンボル点とのうちのどちらであるかを前記受信信号の振幅に基づいて判断したうえで、
前記振幅区別シンボル点について、前記受信信号の振幅を用いて、振幅に応じて０になる確率密度分布と１になる確率密度分布とに基づいて対数尤度比を算出し、
前記位相区別シンボル点について、前記受信信号の位相角度を用いて、位相角度に応じて０になる確率密度分布と１になる確率密度分布とに基づいて対数尤度比を算出する、
ことを特徴とする対数尤度比算出回路。

【請求項2】

前記理想シンボル点の位相角度に応じて０になるか１になるかが区別されているｂｉｔである１ｂｉｔ目について下記の数式１に従って対数尤度比を算出するとともに３ｂｉｔ目について下記の数式３に従って対数尤度比を算出し、
前記振幅区別シンボル点と前記位相区別シンボル点とに分けられるｂｉｔである２ｂｉｔ目について下記の数式２Ａ又は数式２Ｂに従って対数尤度比を算出するとともに４ｂｉｔ目について下記の数式４Ａ又は数式４Ｂに従って対数尤度比を算出する（但し、Ｒ _thre2 ＜Ｒ _thre1 において、ｘ_R≧Ｒ_thre1 または ｘ_R≦Ｒ_thre2 のときに数式２Ａおよび数式４Ａが用いられ、Ｒ_thre2＜ｘ_R＜Ｒ_thre1 のときに数式２Ｂおよび数式４Ｂが用いられる）、

【数1】

【数2A】

【数2B】

【数3】

【数4A】

【数4B】

ここに、
ｘφ：受信信号の位相角度
ｘ_R：受信信号の振幅
φ_i：理想シンボル点の位相角度（但し、φの添字ｉ＝０，１，２，・・・，１１）
Ｒ_i：理想シンボル点の振幅（但し、Ｒの添字ｉ＝０，１，２）
σ²：雑音分散
Ｒ_thre1：第１の振幅閾値
Ｒ_thre2：第２の振幅閾値
ことを特徴とする請求項１に記載の対数尤度比算出回路。

【請求項3】

請求項１または２に記載の対数尤度比算出回路を備える、
ことを特徴とする無線受信装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

この発明は、対数尤度比算出回路および無線受信装置に関し、特に、低密度パリティ検査復号における誤り訂正において使用される対数尤度比を算出する回路および前記回路を含む無線受信装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ：Ｌow Ｄensity Ｐarity Ｃheck の略）復号において、受信信号の熱雑音の分布に基づいて算出した対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌog－Ｌikelihood Ｒatio の略）を使用して誤り訂正を行う手法が知られている（例えば特許文献１参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】特開２０１３－２０１５８２号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

ところで、高多値の変調方式では、受信信号の位相雑音やフェージングなど熱雑音以外の影響も大きく、低密度パリティ検査の誤り訂正能力が低減する、という問題がある。具体的には、従来の対数尤度比の算出方法では、受信信号の熱雑音によって理想シンボル点を中心として正規分布／ガウス分布に基づいて受信信号の振幅が変動することを前提としている。しかしながら、この方法では、受信信号の位相雑音やフェージングなどによってシンボルの位相が回転した際の変動を考慮することができない。このため、特に位相雑音が存在する環境下において対数尤度比の算出精度が劣化し、延いては低密度パリティ検査の誤り訂正能力が低減してしまう。

【0005】

そこでこの発明は、対数尤度比の算出精度を向上させて低密度パリティ検査の誤り訂正能力を向上させることが可能な、対数尤度比算出回路および前記対数尤度比算出回路を含む無線受信装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0006】

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、送信側において多値数が１６の直角位相振幅変調方式で変調され、４ｂｉｔのデータで変調された受信信号のうち、理想シンボル点の位相角度に応じて０になるか１になるかが区別されているｂｉｔについては、前記受信信号の位相角度を用いて、位相角度に応じて０になる確率密度分布と１になる確率密度分布とに基づいて対数尤度比を算出し、振幅に応じて０になるか１になるかが区別されている理想シンボル点（「振幅区別シンボル点」と呼ぶ）と位相角度に応じて０になるか１になるかが区別されている理想シンボル点（「位相区別シンボル点」と呼ぶ）とに分けられるｂｉｔについては、前記振幅区別シンボル点と前記位相区別シンボル点とのうちのどちらであるかを前記受信信号の振幅に基づいて判断したうえで、前記振幅区別シンボル点について、前記受信信号の振幅を用いて、振幅に応じて０になる確率密度分布と１になる確率密度分布とに基づいて対数尤度比を算出し、前記位相区別シンボル点について、前記受信信号の位相角度を用いて、位相角度に応じて０になる確率密度分布と１になる確率密度分布とに基づいて対数尤度比を算出する、ことを特徴とする対数尤度比算出回路である。

【0007】

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の対数尤度比算出回路において、所定の数式に従って各ｂｉｔの対数尤度比を算出する、ことを特徴とする。

【0008】

請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載の対数尤度比算出回路を備える、ことを特徴とする無線受信装置である。

【発明の効果】

【0009】

請求項１や請求項２に記載の発明によれば、受信信号の位相雑音やフェージングなどによってシンボルの位相が正規分布／ガウス分布に基づいて回転・変動した際の確率分布も考慮して対数尤度比を算出するようにしているので、受信信号の位相雑音が支配的な環境下においても対数尤度比の算出精度を向上させることが可能となり、延いては、低密度パリティ検査の誤り訂正能力を向上させることが可能となる。

【0010】

請求項３に記載の発明によれば、対数尤度比を使用して低密度パリティ検査復号における誤り訂正を行う無線受信装置において上記の作用効果を奏することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】この発明の実施の形態に係る対数尤度比算出回路としてのＬＬＲ算出部を含む、実施の形態における無線受信装置の概略構成を示す機能ブロック図である。

【図2】１６ＱＡＭ方式の理想シンボル点の配置および各理想シンボル点に割り当てられているｂｉｔ列を示す図である。

【図3】対数尤度比の算出に纏わる変数の設定を説明する図である。

【図4】１ｂｉｔ目の対数尤度比の算出式の考え方を説明する図であり、特に１ｂｉｔ目が０の領域と１ｂｉｔ目が１の領域とを説明する図である。

【図5】１ｂｉｔ目の対数尤度比の算出式の考え方を説明する図である。

【図6】２ｂｉｔ目の対数尤度比の算出式の考え方を説明する図であり、特に振幅にｂｉｔ情報をのせているシンボルと位相にｂｉｔ情報をのせているシンボルとを説明する図である。

【図7】２ｂｉｔ目の対数尤度比の算出式の考え方を説明する図である。

【図8】従来の対数尤度比の算出方法の問題点とこの発明に係る対数尤度比算出回路による対策とを説明する図である。

【図9】この発明に係る対数尤度比算出回路の有効性の検証例で用いられた評価系の概略構成を示す機能ブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0012】

以下、この発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。なお、以下では、この発明の特徴的な構成について説明し、無線通信を行う際の従来と同様の仕組みについては説明を省略する。また、各図では、複素信号を構成する実部（Ｉ信号；別言すると、同相成分，Ｉ信号成分）を伝送する信号線と虚部（Ｑ信号；別言すると、直交成分，Ｑ信号成分）を伝送する信号線とをまとめて１本の信号線で表示している。また、下記の説明における「以上」と「より大きい」とは相互に置き換えられてもよく、さらに、「以下」と「未満」とは相互に置き換えられてもよい。

【0013】

図１は、この発明の実施の形態に係る対数尤度比算出回路としてのＬＬＲ算出部２０を含む、実施の形態における無線受信装置１の概略構成を示す機能ブロック図である。

【0014】

アンテナ１０は、図示していない無線送信装置から送出された信号波を受信して、前記信号波を受信信号としてチャネルフィルタ１１へと転送する。

【0015】

ここで、無線送信装置は、送信対象の無線フレームを、低密度パリティ検査符号化を施すとともに多値数が１６の直角位相振幅変調方式（即ち、１６ＱＡＭ方式；ＱＡＭは Ｑuadrature Ａmplitude Ｍodulation の略）で変調したうえでアンテナから送出する。つまり、無線受信装置１は、低密度パリティ検査符号化が施されて多値数が１６の直角位相振幅変調方式（１６ＱＡＭ方式）で変調された多値変調信号を受信する。

【0016】

チャネルフィルタ１１は、受信帯域を制限するためのフィルタであり、具体的には例えばバンドパスフィルタによって構成され得る。チャネルフィルタ１１は、アンテナ１０から転送される受信信号の入力を受け、前記受信信号に対して帯域制限処理を施して、前記受信信号から所望の周波数帯域の受信信号を抽出して出力する。

【0017】

ミキサ１３は、チャネルフィルタ１１から出力される受信信号の入力を受けるとともに局部発振器１２から出力されるローカル信号の入力を受け、前記受信信号に前記ローカル信号を乗算して、前記受信信号の周波数を変換（具体的には、ダウンコンバート）して出力する。

【0018】

自動利得制御部１４は、ミキサ１３から出力される受信信号の入力を受け、前記受信信号に対して前記受信信号のレベルが所定のレベルで一定になるように利得調整処理を施して、利得調整処理後（言い換えると、レベル補正後）の受信信号（尚、アナログ信号である）を出力する。

【0019】

Ａ／Ｄ変換器１５（Ａnalog－to－Ｄigital converter）は、自動利得制御部１４から出力される受信信号の入力を受け、前記受信信号に対してアナログ－デジタル変換処理を施して、アナログ信号からデジタル信号への変換を行う。すなわち、Ａ／Ｄ変換器１５は、デジタルの受信信号を出力する。

【0020】

デジタル直交検波部１６は、Ａ／Ｄ変換器１５から出力されるデジタルの受信信号の入力を受け、前記受信信号を直交検波によってベースバンド信号に変換する。デジタル直交検波部１６は、具体的には、数値制御発振器からｃｏｓ波が入力されて前記受信信号の同相成分を同期検出する乗算器と、数値制御発振器からｓｉｎ波が入力されて前記受信信号の直交成分を同期検出する乗算器とを備える。デジタル直交検波部１６は、デジタル信号処理による多値変調の直交検波を行い、実部を構成する実数成分（Ｉ信号）と虚部を構成する虚数成分（Ｑ信号）とのＩＱ直交座標で表現される複素信号（別言すると、同相成分および直交成分の検波信号）を生成して出力する。

【0021】

デジタル直交検波部１６の数値制御発振器は、設定値に応じた周波数で発振する発振器であり、位相が９０°だけ相互に異なるｃｏｓ波とｓｉｎ波とを発生させて２つの乗算器のそれぞれへと供給する。

【0022】

ロールオフフィルタ１７は、デジタル直交検波部１６から出力されるベースバンド信号（別言すると、同相成分および直交成分の検波信号）の入力を受け、前記ベースバンド信号の同相成分と直交成分とのそれぞれに対して符号間干渉を除去するための処理を施して、前記ベースバンド信号のスペクトラム波形を所望のロールオフとなるように整形して出力する。

【0023】

等化器１８は、ロールオフフィルタ１７から出力されるベースバンド信号の入力を受け、前記ベースバンド信号の同相成分と直交成分とのそれぞれに対して、周波数選択性フェージングによる符号間干渉を除去するための適応等化処理を施して、適応等化処理後のベースバンド信号（受信信号）を出力する。

【0024】

復号部１９は、ＬＬＲ算出部２０から出力される対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌog－Ｌikelihood Ｒatio の略）の入力を受け、前記対数尤度比を使用して例えばｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号法に従って低密度パリティ検査復号処理を行う。

【0025】

ＬＬＲ算出部２０は、低密度パリティ検査復号における誤り訂正において使用される対数尤度比を算出する回路であり、無線受信装置１に組み込まれる。

【0026】

実施の形態に係るＬＬＲ算出部２０は、送信側において多値数が１６の直角位相振幅変調方式で変調され、４ｂｉｔのデータで変調された受信信号のうち、理想シンボル点の位相角度φ_iに応じて０になるか１になるかが区別されているｂｉｔについては、受信信号の位相角度ｘφを用いて、位相角度に応じて０になる確率密度分布と１になる確率密度分布とに基づいて対数尤度比ＬＬＲφ_mを算出し、振幅に応じて０になるか１になるかが区別されている理想シンボル点（「振幅区別シンボル点」と呼ぶ）と位相角度に応じて０になるか１になるかが区別されている理想シンボル点（「位相区別シンボル点」と呼ぶ）とに分けられるｂｉｔについては、振幅区別シンボル点と位相区別シンボル点とのうちのどちらであるかを受信信号の振幅ｘ_Rに基づいて判断したうえで、振幅区別シンボル点について、受信信号の振幅ｘ_Rを用いて、振幅に応じて０になる確率密度分布と１になる確率密度分布とに基づいて対数尤度比ＬＬＲφ_mを算出し、位相区別シンボル点について、受信信号の位相角度ｘφを用いて、位相角度に応じて０になる確率密度分布と１になる確率密度分布とに基づいて対数尤度比ＬＬＲφ_mを算出する、ようにしている。

【0027】

まず、１６ＱＡＭ方式の理想シンボル点の配置および各理想シンボル点に割り当てられているｂｉｔ列（言い換えると、１６ＱＡＭの信号空間ダイヤグラム）を図２に示す。なお、図２において、Ａ_iは理想シンボル点配置の同相成分であり、Ｂ_iは理想シンボル点配置の直交成分である（但し、ｉ＝１，２，３，４）。また、図２に示す理想シンボル点の配置に対して規定される、下記の数式１乃至数式７で用いられる変数の設定を図３に示す。

【0028】

ＬＬＲ算出部２０は、下記の数式１Ａ，１Ｂに基づいて、ｍ ｂｉｔ目の対数尤度比ＬＬＲφ_mを算出する。

【数1】

【0029】

上記の数式１Ａ，１Ｂにおける各記号・変数の意味は下記のとおりである。なお、下記のうちの理想シンボル点の位相角度の「φ」は、図面では「Φ」として表示している。
ｍ：ビット番号（但し、ｍ＝１，２，３，４）
ｘφ：受信信号の位相角度
ｘ_R：受信信号の振幅
φ_i：理想シンボル点の位相角度（但し、φの添字ｉ＝０，１，２，・・・，１１）
Ｒ_i：理想シンボル点の振幅（但し、Ｒの添字ｉ＝０，１，２）
σ²：雑音分散
Ｒ_i(ｍ)＝1：ｍ番目のｂｉｔが１である理想シンボル点(振幅区別シンボル点)の振幅
Ｒ_i(ｍ)＝0：ｍ番目のｂｉｔが０である理想シンボル点(振幅区別シンボル点)の振幅
φ_i(ｍ)＝1：ｍ番目のｂｉｔが１である理想シンボル点(位相区別シンボル点)の位相
φ_i(ｍ)＝0：ｍ番目のｂｉｔが０である理想シンボル点(位相区別シンボル点)の位相

【0030】

Ｒ_i(ｍ)およびφ_i(ｍ)について、図３に示すマッピング方式で且つｍ＝２の場合には具体的には、Ｒ_i(ｍ)＝１はＲ₀であり、Ｒ_i(ｍ)＝０はＲ₂であり、また、φ_i(ｍ)＝１はφ₂，φ₃，φ₈，およびφ₉であり、φ_i(ｍ)＝０はφ₀，φ₅，φ₆，およびφ₁₁である。

【0031】

上記の数式１Ａは、受信信号の振幅ｘ_Rが下記の数式２を満たして、対応する理想シンボル点が同位相に複数存在する場合に用いられ、上記の数式１Ｂは、前記以外の場合に用いられる。１６ＱＡＭ方式の場合で図３に示す例（別言すると、設定）の場合には、下記の数式２におけるＲの添字ｉは１である。

【数2】

【0032】

対応する理想シンボル点が同位相に複数存在する場合とは、すなわち、或る理想シンボル点の位相角度φ_i（図面ではΦ_i）について理想シンボル点が複数存在する場合のことであり、図３に示すマッピング方式では具体的には例えば、ｂｉｔ列「００００」と「０１０１」とが存在する理想シンボル点の位相角度Φ₁やｂｉｔ列「１０００」と「１１０１」とが存在する理想シンボル点の位相角度Φ₄などのような場合のことである。

【0033】

上記の数式１は、１６ＱＡＭ方式の場合のビット番号ｍ＝１，２，３，４のそれぞれについて展開すると、下記の数式３乃至数式６のようになる。数式３乃至数式６における各記号・変数の意味は下記のとおりである。なお、下記のうちの理想シンボル点の位相角度の「φ」は、図面では「Φ」として表示している。
ｘφ：受信信号の位相角度
ｘ_R：受信信号の振幅
φ_i：理想シンボル点の位相角度（但し、φの添字ｉ＝０，１，２，・・・，１１）
Ｒ_i：理想シンボル点の振幅（但し、Ｒの添字ｉ＝０，１，２）
σ²：雑音分散
Ｒ_thre1：第１の振幅閾値
Ｒ_thre2：第２の振幅閾値

【0034】

１ｂｉｔ目の対数尤度比ＬＬＲφ₁は、下記の数式３に従って算出される。

【数3】

【0035】

２ｂｉｔ目の対数尤度比ＬＬＲφ₂は、受信信号の振幅ｘ_Rが第１の振幅閾値Ｒ_thre1以上または第２の振幅閾値Ｒ_thre2以下（即ち、ｘ_R≧Ｒ_thre1 または ｘ_R≦Ｒ_thre2）の場合に下記の数式４Ａに従って算出され、受信信号の振幅ｘ_Rが第１の振幅閾値Ｒ_thre1未満かつ第２の振幅閾値Ｒ_thre2より大きい（即ち、Ｒ_thre2＜ｘ_R＜Ｒ_thre1）の場合に下記の数式４Ｂに従って算出される。

【数4】

【0036】

３ｂｉｔ目の対数尤度比ＬＬＲφ₃は、下記の数式５に従って算出される。

【数5】

【0037】

４ｂｉｔ目の対数尤度比ＬＬＲφ₄は、受信信号の振幅ｘ_Rが第１の振幅閾値Ｒ_thre1以上または第２の振幅閾値Ｒ_thre2以下（即ち、ｘ_R≧Ｒ_thre1 または ｘ_R≦Ｒ_thre2）の場合に下記の数式６Ａに従って算出され、受信信号の振幅ｘ_Rが第１の振幅閾値Ｒ_thre1未満かつ第２の振幅閾値Ｒ_thre2より大きい（即ち、Ｒ_thre2＜ｘ_R＜Ｒ_thre1）の場合に下記の数式６Ｂに従って算出される。

【数6】

【0038】

上記の数式３乃至数式６は下記の考え方に基づいている（図４乃至図７参照）。

【0039】

１ｂｉｔ目は、位相角度が－９０°から＋９０°（言い換えると、２７０°から３６０°／０°を経て９０°；即ち、図４において理想シンボル点の位相角度Φ₉からΦ₁₁，Φ₀を経てΦ₂までを含むＩＱ直交座標系の第４象限および第１象限）のときに０になり、位相角度が＋９０°から－９０°（言い換えると、９０°から１８０°を経て２７０°；即ち、図４において理想シンボル点の位相角度Φ₃からΦ₅，Φ₆を経てΦ₈までを含むＩＱ直交座標系の第２象限および第３象限）のときに１になる。したがって、受信信号の位相が正規分布／ガウス分布に基づいて揺らぐと考えた場合、１ｂｉｔ目が０になる確率密度は図５Ａのように示され、１ｂｉｔ目が１になる確率密度は図５Ｂのように示される。これに基づいて、これら確率密度分布を各項として考慮することにより、１ｂｉｔ目の対数尤度比ＬＬＲφ₁を算出する上記の数式３が導出される（図５Ｃ参照）。

【0040】

３ｂｉｔ目も１ｂｉｔ目と同様の考え方に基づいており、すなわち、３ｂｉｔ目は、位相角度が０°から＋９０°を経て＋１８０°（即ち、図４において理想シンボル点の位相角度Φ₀からΦ₂，Φ₃を経てΦ₅までを含むＩＱ直交座標系の第１象限および第２象限）のときに０になり、位相角度が＋１８０°から＋２７０°を経て０°（即ち、図４において理想シンボル点の位相角度Φ₆からΦ₈，Φ₉を経てΦ₁₁までを含むＩＱ直交座標系の第３象限および第４象限）のときに１になる。これに基づいて、３ｂｉｔ目が０になる確率密度分布と３ｂｉｔ目が１になる確率密度分布とを各項として考慮することにより、３ｂｉｔ目の対数尤度比ＬＬＲφ₃を算出する上記の数式５が導出される。

【0041】

また、２ｂｉｔ目については、ＩＱ直交座標系のすべての象限で同じ考え方ができるため、ＩＱ直交座標系の第１象限を例に挙げて説明する。２ｂｉｔ目は、図６に示すように、０となるか１となるかが振幅によって区別されている理想シンボル点（同図中の「振幅にｂｉｔ情報をのせているシンボル」；尚、振幅区別シンボル点である）と、０となるか１となるかが位相によって区別されている理想シンボル点（同図中の「位相にｂｉｔ情報をのせているシンボル」；尚、位相区別シンボル点である）とに分かれる。このため、受信信号の振幅ｘ_Rを第１の振幅閾値Ｒ_thre1および第２の振幅閾値Ｒ_thre2と比較することにより、受信した信号／シンボルがｂｉｔ情報を振幅と位相とのうちのどちらにのせているかを判断して、それぞれで対数尤度比の算出方法を変えるようにしている。振幅にｂｉｔ情報をのせているシンボルについて２ｂｉｔ目が０になる確率密度分布と２ｂｉｔ目が１になる確率密度分布とはそれぞれ図７Ａのように示され、位相にｂｉｔ情報をのせているシンボルについて２ｂｉｔ目が０になる確率密度分布と２ｂｉｔ目が１になる確率密度分布とはそれぞれ図７Ｂのように示される。これに基づいて、これら確率密度分布を各項として考慮することにより、２ｂｉｔ目の対数尤度比ＬＬＲφ₂を算出する上記の数式４が導出される（図７Ｃ参照）。

【0042】

４ｂｉｔ目も２ｂｉｔ目と同様の考え方に基づいており、振幅にｂｉｔ情報をのせているシンボルについては２ｂｉｔ目と同様に、また、位相にｂｉｔ情報をのせているシンボルについては、４ｂｉｔ目が０になるのは理想シンボル点の位相角度がΦ₂，Φ₃，Φ₈，およびΦ₉であるとともに１になるのは理想シンボル点の位相角度がΦ₀，Φ₅，Φ₆，およびΦ₁₁であることを踏まえて、振幅にｂｉｔ情報をのせているシンボルについて４ｂｉｔ目が０になる確率密度分布と４ｂｉｔ目が１になる確率密度分布ならびに位相にｂｉｔ情報をのせているシンボルについて４ｂｉｔ目が０になる確率密度分布と４ｂｉｔ目が１になる確率密度分布とを各項として考慮することにより、４ｂｉｔ目の対数尤度比ＬＬＲφ₄を算出する上記の数式６が導出される。

【0043】

第１の振幅閾値Ｒ_thre1や第２の振幅閾値Ｒ_thre2は、特定の値に限定されるものではなく、例えば第１の振幅閾値Ｒ_thre1は理想シンボル点の振幅Ｒ₁とＲ₂との間に設定されるとともに第２の振幅閾値Ｒ_thre2は理想シンボル点の振幅Ｒ₀とＲ₁との間に設定されたうえで振幅にｂｉｔ情報をのせているシンボルと位相にｂｉｔ情報をのせているシンボルとを良好に判別し得る（言い換えると、対応する理想シンボル点が同位相に複数存在する場合を適切に抽出し得る）ことが考慮されるなどしたうえで適当な値に適宜設定される。具体的には例えば、第１の振幅閾値Ｒ_thre1は下記の数式７Ａのように設定され、第２の振幅閾値Ｒ_thre2は下記の数式７Ｂのように設定されることが考えられる。
（数７Ａ） Ｒ_thre1 ＝ Ｒ₁＋(Ｒ₂－Ｒ₁)／２
（数７Ｂ） Ｒ_thre2 ＝ Ｒ_o＋(Ｒ₁－Ｒ₀)／２

【0044】

ＬＬＲ算出部２０は、等化器１８から出力されるベースバンド信号（受信信号）の入力を受け、前記ベースバンド信号から受信信号の位相角度ｘφおよび受信信号の振幅ｘ_Rを取得し、前記受信信号の振幅ｘ_Rと第１の振幅閾値Ｒ_thre1や第２の振幅閾値Ｒ_thre2との大小関係も考慮したうえで、上記の数式３乃至数式６に従ってｍ ｂｉｔ目の対数尤度比ＬＬＲφ_mを算出して出力する。

【0045】

そして、復号部１９が、ＬＬＲ算出部２０から出力される対数尤度比ＬＬＲφ_mの入力を受け、前記対数尤度比ＬＬＲφ_mを使用して例えばｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号法に従って低密度パリティ検査復号処理を行う。

【0046】

実施の形態に係る対数尤度比算出回路としてのＬＬＲ算出部２０によれば、受信信号の位相雑音やフェージングなどによってシンボルの位相が正規分布／ガウス分布に基づいて回転・変動した際の確率分布も考慮して対数尤度比を算出するようにしているので、受信信号の位相雑音が支配的な環境下においても対数尤度比の算出精度を向上させることが可能となり、延いては、低密度パリティ検査の誤り訂正能力を向上させることが可能となる。

【0047】

具体的には、図８に示すように、従来の対数尤度比の算出方法では、受信信号の熱雑音によって理想シンボル点を中心として正規分布／ガウス分布に基づいて受信信号の振幅が変動することを前提としている（同図中の破線円Ｃf参照）。このため、受信信号の位相雑音によってシンボルの位相が回転した際の変動（同図中の円弧矢印Ｆp参照）があると、受信した確率が高いと判断した信号Ｓfが実際の送信信号Ｓsとは異なってしまう。これに対して、実施の形態に係る対数尤度比算出回路としてのＬＬＲ算出部２０では、受信信号の位相雑音による変動の分布を考慮するようにしているので、すなわち、受信信号の位相雑音によってシンボルが包絡線Ｅ上で変動する状況も考慮して対数尤度比を算出するようにしているので、受信信号の位相雑音によってシンボルの位相が回転した際の変動（同図中の円弧矢印Ｆp参照）があっても、受信した確率が高いと判断した信号が実際の送信信号Ｓsと一致して低密度パリティ検査の誤り訂正能力を向上させることが可能となる。

【0048】

この発明に係る対数尤度比算出回路の有効性の検証例を下記に説明する。

【0049】

この検証例では、位相雑音が存在する環境下において従来の対数尤度比の算出方法とこの発明に係る対数尤度比算出回路との対数尤度比の算出精度を比較することを目的として、図９に示す評価系が用いられた。この検証例の評価系は、所定のサンプル信号を１６ＱＡＭ方式で変調する（同図中の符号３１）とともに位相雑音を付加した（符号３２）うえで、受信信号の熱雑音の分布に基づいて対数尤度比を算出する従来手法（符号３３）と、受信信号の位相雑音も考慮して対数尤度比を算出するこの発明に係る対数尤度比算出回路（符号２０）とのそれぞれの対数尤度比の算出精度を比較する系として構成された。

【0050】

ここで、対数尤度比は、送信ｂｉｔが０である確率が高いときに正の値をとり、送信ｂｉｔが１である確率が高いときに負の値をとる。このことを利用し、実際の送信ｂｉｔと従来手法（図９中の符号３３）で算出した対数尤度比の符号とを比較して符号が誤っている回数を計数する（符号３４）とともに、実際の送信ｂｉｔとこの発明に係る対数尤度比算出回路（符号２０）で算出した対数尤度比の符号とを比較して符号が誤っている回数を計数した（符号３５）。

【0051】

図９に示す評価系による結果として、従来の対数尤度比の算出方法の場合の符号の誤り率は０．８２９％となり、この発明に係る対数尤度比算出回路の場合の符号の誤り率は０．３０７％となった。この結果から、この発明に係る対数尤度比算出回路によれば、従来の対数尤度比の算出方法と比べて、符号の誤り率がおよそ３分の１に低減することが確認された。

【0052】

以上、この発明の実施の形態について説明したが、具体的な構成は、上記の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。

【0053】

具体的には、上記の実施の形態ではこの発明に係る対数尤度比算出回路が図１に概略構成を示す無線受信装置１にＬＬＲ算出部２０として組み込まれるようにしているが、この発明に係る対数尤度比算出回路が組み込まれ得る無線装置の構成は図１に概略構成を示す無線受信装置１に限定されるものではなく、この発明に係る対数尤度比算出回路が他の構成の無線装置に組み込まれるようにしてもよい。

【符号の説明】

【0054】

１ 無線受信装置
１０ アンテナ
１１ チャネルフィルタ
１２ 局部発振器
１３ ミキサ
１４ 自動利得制御部
１５ Ａ／Ｄ変換器
１６ デジタル直交検波部
１７ ロールオフフィルタ
１８ 等化器
１９ 復号部
２０ ＬＬＲ算出部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】