特許 7599894 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-12-06

(45)【発行日】2024-12-16

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20241209BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 H

H02M3/28 U

H02M3/28 V

【請求項の数】 4

(21)【出願番号】P 2020172778

(22)【出願日】2020-10-13

(65)【公開番号】P2022064187

(43)【公開日】2022-04-25

【審査請求日】2023-07-06

(73)【特許権者】

【識別番号】000003078

【氏名又は名称】株式会社東芝

(73)【特許権者】

【識別番号】598076591

【氏名又は名称】東芝インフラシステムズ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002147

【氏名又は名称】弁理士法人酒井国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】河野 佑介

(72)【発明者】

【氏名】馬場 俊之

(72)【発明者】

【氏名】真木 康臣

(72)【発明者】

【氏名】野崎 雄一郎

(72)【発明者】

【氏名】藤田 常仁

【審査官】武内 大志

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１９－８８０４３（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００１－７８４４９（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１６－１９８０（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１９－８３６５８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特許第６５６９８３９（ＪＰ，Ｂ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／２８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

電源からの電力を直流電力に変換して出力するチョッパと、
前記チョッパの直流出力側に接続される上アームを構成するスイッチング素子と下アームを構成するスイッチング素子と、二直列に接続される複数の共振コンデンサとを有し、前記チョッパが出力した直流電力を交流電力に変換する共振インバータと、
一次巻線が前記上アームを構成するスイッチング素子と下アームを構成するスイッチング素子との中点と前記二直列の共振コンデンサの中点とに接続されて前記インバータの交流電力を変換する複数の高周波変圧器と、
前記複数の高周波変圧器の二次巻線から供給される交流電力を直流電力に変換する複数の整流器と、
前記複数の整流器のうちいずれかの出力電圧を検出する一または複数の電圧検出器と、
前記電圧検出器の出力に基づいて前記直流電力の出力電圧が所定の電圧値となるように前記チョッパを制御する制御装置と、を備え、
前記インバータを構成しているスイッチング素子がオンする期間を、前記複数の高周波変圧器の一次巻線に流れる共振電流の導通期間よりも長くする、
電力変換装置。

【請求項2】

前記制御装置は、前記電圧検出器の検出値に基づいて、特定の周波数帯のリプル電圧を抽出し、前記直流電力の出力電圧に含まれる前記リプル電圧を低減するように前記チョッパを制御する、
請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記複数の整流器のうち、複数の整流器の出力電圧をそれぞれ検出する複数の電圧検出器を備え、
前記制御装置は、複数の前記電圧検出器の検出値に基づいて、それぞれ特定の周波数帯のリプル電圧を抽出し、前記直流電力の出力電圧に含まれる前記リプル電圧を低減するように前記チョッパを制御する、
請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記直流電力の出力電流に含まれるリプル電流を検出する電流検出器を備え、
前記制御装置は、前記電流検出器により検出されたリプル電流に基づいて、特定の周波数帯のリプル電流を抽出し、前記直流電力の出力電圧に含まれるリプル電圧を低減するように前記チョッパを制御する、
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

高圧の電圧系統から低圧の負荷に電力を供給する場合、電圧値の変換だけでなく、変圧器（絶縁トランス）による絶縁が必要となる。絶縁トランスを用いた電力変換装置では、直流電力を交流電力に変換して絶縁トランスの一次側に入力し、二次側の出力を整流することで再度直流電力に変換する。絶縁トランスに入力する交流電力を高周波化するほど、絶縁トランスを小型化でき、システムの小型化が可能となる。
高周波絶縁方式の電力変換装置の一つの構成として、電源回路から供給される電力を所望の直流電力に変換するチョッパと、チョッパの直流電力を高周波数の交流電力に変換するインバータと、インバータから供給される高周波数の交流電流により励磁される高周波変圧器（絶縁トランス）と、高周波の交流電力を直流電力に変換する整流器を備える。また、回路上の静電容量とインダクタンスによる共振動作を利用した共振回路を適用することによって、インバータのスイッチング損失を大幅に低減でき、インバータの高周波スイッチングが可能となる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】特開２０１９－８３６５８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

ところで、電力変換装置のシステムによっては、定格電圧が異なる複数の負荷があることで、複数系統の異なる電圧の出力が求められる場合がある。それに対して、電力変換装置を複数台設けると、システムの大型化、高コスト化となるという問題点があった。
また一台の電力変換装置で複数系統の出力電圧を制御する場合、制御系の複雑化や共振回路の電流遮断によるインバータの損失増加やサージ電圧の発生の虞があった。
本発明は上記に鑑みてなされたものであり、一台で複数系統の異なる電圧を簡易な制御によって出力可能であり、かつ、インバータの電流遮断を回避することが可能な高周波絶縁方式の電力変換装置を提供することを目的としている。

【課題を解決するための手段】

【0005】

実施形態に係る電力変換装置は、電源からの電力を直流電力に変換して出力するチョッパと、チョッパの直流出力側に接続される上アームを構成するスイッチング素子と下アームを構成するスイッチング素子と、二直列に接続される複数の共振コンデンサとを有し、チョッパが出力した直流電力を交流電力に変換する共振インバータと、一次巻線が上アームを構成するスイッチング素子と下アームを構成するスイッチング素子との中点と二直列の共振コンデンサの中点とに接続されてインバータの交流電力を変換する複数の高周波変圧器と、複数の高周波変圧器の二次巻線から供給される交流電力を直流電力に変換する複数の整流器と、複数の整流器のうちいずれかの出力電圧を検出する一または複数の電圧検出器と、電圧検出器の出力に基づいて直流電力の出力電圧が所定の電圧値となるようにチョッパを制御する制御装置と、を備え、インバータを構成しているスイッチング素子がオンする期間を、複数の高周波変圧器の一次巻線に流れる共振電流の導通期間よりも長くする。

【図面の簡単な説明】

【0006】

【図1】図１は、第１実施形態に係る電力変換装置の概要構成説明図である。

【図2】図２は、第１実施形態に係る電力変換装置の共振インバータの上アームのオン期間の電流経路の説明図である。

【図3】図３は、第１実施形態に係る電力変換装置の共振インバータの下アームのオン期間の電流経路の説明図である。

【図4】図４は、第１実施形態に係る電力変換装置の共振インバータの上アームおよび下アームオン期間の電流波形の説明図である。

【図5】図５は、従来のチョッパの制御の説明図である。

【図6】図６は、第１実施形態に係る電力変換装置の各部の電圧の説明図である。

【図7】図７は、リプル電圧の発生を抑制する第１実施形態に係る電力変換装置のチョッパの制御を説明する図である。

【図8】図８は、第２実施形態に係る電力変換装置の概要構成説明図である。

【図9】図９は、第２実施形態に係る電力変換装置のチョッパ制御の説明図である。

【図10】図１０は、第３の実施形態に係る電力変換装置の概要構成説明図である。

【図11】図１１は、第３実施形態に係る電力変換装置のチョッパ制御の説明図である。

【図12】図１２は、第４実施形態に係る電力変換装置のチョッパ制御の説明図である。

【図13】図１３は、第４の実施形態に係る電力変換装置のチョッパの制御の説明である。

【発明を実施するための形態】

【0007】

以下、実施の形態について図面を参照して説明する。
［１］第１実施形態
図１は、第１実施形態に係る電力変換装置の概要構成説明図である。
一次側と二次側との絶縁を確保するために、電磁結合する一対の巻線（コイル）を備える変圧器を用いて、一次側と二次側とを絶縁する変圧器が知られている。
実施形態の電力変換システム１００は、変圧器を有する電力変換装置１と、電源装置２と、を備えている。

【0008】

ところで、変圧器は、励磁周波数が低くなる程大型化する。例えば、商用電源の５０Ｈｚ／６０Ｈｚの周波数に対応する励磁周波数が設定された変圧器では、大型になる。そこで、本実施形態の電力変換装置１は、高周波変圧器を用いることにより、一次側と二次側とを絶縁し、且つ小型化を実現している。

【0009】

ここで、電力変換装置１の構成について詳細に説明する。
電力変換装置１は、共振インバータ１１と、第１ダイオード整流器１２と、第２ダイオード整流器１３と、第１高周波変圧器２１と、第２高周波変圧器２２と、チョッパ３１と、電力変換装置１の入力系統の入力端子ＴＩと、電力変換装置１の第１出力系統の出力端子ＴＯ１と、電力変換装置１の第２出力系統の出力端子ＴＯ２と、出力端子ＴＯ１の電圧を検出する電圧検出器５１と、電圧検出器５１の電圧検出信号ＤＳ５１が入力されて共振インバータ１１及びチョッパ３１を制御する制御装置４１と、を備えている。

【0010】

入力端子ＴＩは、電源２Ａ、変圧器２Ｂ及び整流器２Ｃを有する電源回路２と接続されている。
ここで、整流器２Ｃがダイオードブリッジで構成される場合には入力端子ＴＩの電圧が変動するため、電源回路２から入力された電力をチョッパ３１で所定の電圧の直流電力に変換して共振インバータ１１に出力することで、電圧変動を抑制している。

【0011】

共振インバータ１１は、チョッパ３１から供給される直流電力を用いて、第１高周波変圧器２１および第２高周波変圧器２２に交流電力を供給する。共振インバータ１１は、例えば、共振方式単相ハーフブリッジインバータとして構成される。

【0012】

共振インバータ１１は、フィルタコンデンサＣ１と、第１スイッチングトランジスタＳ１と、第２スイッチングトランジスタＳ２と、第１共振コンデンサＲＣ１と、第２共振コンデンサＲＣ２と、第３共振コンデンサＲＣ３と、第４共振コンデンサＲＣ４と、を備えている。

【0013】

第１スイッチングトランジスタＳ１と第２スイッチングトランジスタＳ２との中点には、第１高周波変圧器２１の一次巻線が接続されている。同様に二直列の第１共振コンデンサＲＣ１と第２共振コンデンサＲＣ２との中点には、第１高周波変圧器２１の一次巻線が接続されている。

【0014】

そして、共振インバータ１１は、制御装置４１の制御に基づいて、第１スイッチングトランジスタＳ１及び第２スイッチングトランジスタＳ２を交互にオンオフ制御することにより、第１高周波変圧器２１に交流電力を供給する。

【0015】

第１スイッチングトランジスタＳ１と第２スイッチングトランジスタＳ２と、の中点には、第２高周波変圧器２２の一次巻線が接続されている。同様に二直列の第３共振コンデンサＲＣ３と第４の振コンデンサＲＣ４と、の中点には、第２高周波変圧器２２の一次巻線が接続されている。

【0016】

そして、共振インバータ１１は、制御装置４１の制御に基づいて、スイッチングトランジスタＳ１及び第２スイッチングトランジスタＳ２を交互にオンオフ制御することにより、第２高周波変圧器２２に交流電力を供給する。

【0017】

以下の説明においては、共振インバータ１１の第１スイッチングトランジスタＳ１側を、共振インバータ１１の上アームとする。また、共振インバータ１１の第２スイッチングトランジスタＳ２側を、共振インバータ１１の下アームとする。

【0018】

第１高周波変圧器２１は、磁束を発生させる一次側の巻線（一次巻線）と、一次巻線と絶縁され、且つ一次巻線に生じた磁束により励磁される二次側の巻線（二次巻線）とを有する絶縁トランスとして構成されている。
この第１高周波変圧器２１の一次巻線に共振インバータ１１から交流電流が供給された場合、一次巻線に磁束が生じる。一次巻線に生じた磁束は、二次巻線に誘導電流を発生させる。これにより、第１高周波変圧器２１は、一次側から入力された交流電流に応じた電力を二次側に供給する。

【0019】

ダイオード整流器１２は、第１高周波変圧器２１の二次巻線に生じた電力を整流する回路であり、図１においては、複数のダイオードが組み合わされたダイオードブリッジ（整流ブリッジ）と、フィルタコンデンサ２１と、を備えている。ここで、フィルタコンデンサＣ２１は、ダイオード整流器１２で整流した直流電圧の平滑化を行う。

【0020】

またリアクトル２３は、ダイオード整流器１２で整流した直流電流を平滑化する。
フィルタコンデンサＣ２２は、出力端子ＴＯ１における電圧を安定化する。

【0021】

第２高周波変圧器２２は、磁束を発生させる一次側の巻線（一次巻線）と、一次巻線と絶縁され、且つ一次巻線に生じた磁束により励磁される二次側の巻線（二次巻線）とを有する絶縁トランスである。第２高周波変圧器２２の一次巻線に共振インバータ１１から交流電流が供給された場合、一次巻線に磁束が生じる。一次巻線に生じた磁束は、二次巻線に誘導電流を発生させる。これにより、第２高周波変圧器２２は、一次側から入力された交流電流に応じて、二次側に電力を供給する。

【0022】

ダイオード整流器１３は、第２高周波変圧器２２の二次巻線に生じた電力を整流する回路であり、例えば、複数のダイオードが組み合わされたダイオードブリッジ（整流ブリッジ）と、フィルタコンデンサＣ３１と、を備えている。ここで、フィルタコンデンサＣ３１は、ダイオード整流器１３で整流した直流電圧を平滑化する。

【0023】

またリアクトル２４は、ダイオード整流器１３で整流した直流電流を平滑化する。
フィルタコンデンサＣ３２は出力端子ＴＯ２の電圧を安定化する。
出力端子ＴＯ１及び出力端子ＴＯ２からそれぞれ出力された直流電力は、直流負荷に電力を直接供給し、あるいは、図示されないインバータ等の変換器によって電圧を変換して負荷に電力を供給する。

【0024】

この場合において、電圧検出器５１は、出力端子ＴＯ１の出力電圧値を検出し、制御装置４１に電圧検出信号ＤＳ５１として入力する。

【0025】

これにより制御装置４１は、電圧検出信号ＤＳ５１に基づいて、共振インバータ１１及びチョッパ３１を制御する。
この場合において、制御装置４１は、例えば、パルス信号を生成する論理回路として構成される。あるいは、制御装置４１は、演算処理を実行する演算素子（コンピュータ）であるマイクロプロセッサと、プログラム及びプログラムで用いられるデータなどを記憶するメモリとを備え、マイクロプロセッサがプログラムを実行することにより、パルス信号を生成する構成を採ることも可能である。

【0026】

制御装置４１は、出力端子ＴＯ１の出力電圧を所定の電圧値となるようにチョッパ３１の通流率を制御する。また本実施形態においては、制御装置４１は、共振インバータ１１の上アームと下アームの通流率、すなわち、各アームのオン期間を一定として制御を行っている。

【0027】

この場合、出力端子ＴＯ２の出力電圧が一定とならずに多少変動することとなるが、インバータなどの変換器が出力端子ＴＯ２に接続されるシステムでは、出力電圧の電圧変動が可制御範囲内にあれば問題ない。

【0028】

以上の説明は、電力変換装置の出力が二系統の場合であったが、さらに第１共振コンデンサＲＣ１及び第２共振コンデンサＲＣ２と同様に、フィルタコンデンサＣ１と並列に直列に接続された一対の共振コンデンサと、高周波変圧器と、を設けることにより三系統以上の場合も同様の構成とすることが可能である。

【0029】

次に第１実施形態の動作を説明する。
図２は、第１実施形態に係る電力変換装置の共振インバータの上アームのオン期間の電流経路の説明図である。

【0030】

図２に示すように、第１共振コンデンサＲＣ１、第２共振コンデンサＲＣ２、フィルタコンデンサＣ１、共振インバータ１１の第１スイッチングトランジスタＳ１（上アーム）、第１高周波変圧器２１及び第１ダイオード整流器１２が共振回路を形成している。

【0031】

このとき、第１高周波変圧器２１に流れる共振電流の共振周波数に寄与する回路定数は、第１共振コンデンサＲＣ１および第２共振コンデンサＲＣ２の静電容量と、第１高周波変圧器２１の漏れインダクタンスおよび電流経路の導体インダクタンスが支配的となる。

【0032】

同様に第３共振コンデンサＲＣ３および第４共振コンデンサＲＣ４、フィルタコンデンサＣ１、共振インバータ１１の第１スイッチングトランジスタＳ１（上アーム）、第２高周波変圧器２２、第２ダイオード整流器１３が共振回路を形成している。

【0033】

このとき、第２高周波変圧器２２に流れる共振電流の共振周波数に寄与する回路定数は、第３共振コンデンサＲＣ３および第４共振コンデンサＲＣ４の静電容量と、第２高周波変圧器２２の漏れインダクタンスおよび電流経路の導体インダクタンスが支配的となる。

【0034】

図３は、第１実施形態に係る電力変換装置の共振インバータの下アームのオン期間の電流経路の説明図である。

【0035】

第１共振コンデンサＲＣ１および第２共振コンデンサＲＣ２、フィルタコンデンサＣ１、共振インバータ１１の第２スイッチングトランジスタＳ２（下アーム）、第１高周波変圧器２１、第１ダイオード整流器１２が共振回路を形成している。

【0036】

このとき、第１高周波変圧器２１に流れる共振電流の共振周波数に寄与する回路定数は、第１共振コンデンサＲＣ１および第２共振コンデンサＲＣ２の静電容量と、第１高周波変圧器２１の漏れインダクタンスおよび電流経路の導体インダクタンスが支配的となる。

【0037】

同様に第３共振コンデンサＲＣ３および第４共振コンデンサＲＣ４、フィルタコンデンサＣ１、共振インバータ１１の第２スイッチングトランジスタＳ２（下アーム）、第２高周波変圧器２２、第２ダイオード整流器１３が共振回路を形成している。

【0038】

このとき、第２高周波変圧器２２に流れる共振電流の共振周波数に寄与する回路定数は、第３共振コンデンサＲＣ３および第４共振コンデンサＲＣ４の静電容量と、第２高周波変圧器２２の漏れインダクタンスおよび電流経路の導体インダクタンスが支配的となる。

【0039】

図２及び図３に示したように、電流経路には、ダイオード整流器１２、１３が存在する。このため、共振電流の極性が反転するとダイオード極性と反対になるため、共振電流が０に達すると共振電流が流れなくなる。

【0040】

また、第１高周波変圧器２１に流れる共振電流と第２高周波変圧器２２に流れる共振電流は、共振インバータ１１と共振インバータのフィルタコンデンサＣ１でのみ電流経路が重なっているが、共振周波数に寄与する共振コンデンサと高周波変圧器が分離されている。
このため、共振動作の相互干渉は無視でき、共振電流の導通期間はそれぞれ一定とみなせる。

【0041】

図４は、第１実施形態に係る電力変換装置の共振インバータの上アームおよび下アームオン期間の電流波形の説明図である。
以下の説明においては、第１高周波変圧器２１の一次巻線に流れる共振電流の方が第２高周波変圧器２２の一次巻線に流れる共振電流よりも導通期間は長いものとする。

【0042】

共振インバータ１１の出力電流は、第１高周波変圧器２１の一次巻線に流れる共振電流と、第２高周波変圧器２２の一次巻線に流れる共振電流の和となる。

【0043】

従って、共振インバータ１１の出力電流の導通期間は、導通期間の長い変圧器２１の一次巻線に流れる共振電流で決まる。

【0044】

このため、共振インバータ１１の第１スイッチングトランジスタＳ１（上アーム）のオン期間および第２スイッチングトランジスタＳ２（下アーム）のオン期間を、変圧器に流れる全ての共振電流の導通期間よりも長くすれば、共振インバータ１１での電流遮断は発生しない。

【0045】

また共振インバータ１１の第１スイッチングトランジスタＳ１（上アーム）のオン期間および第２スイッチングトランジスタＳ２（下アーム）のオン期間を共振電流の導通期間に近い値に固定する。
これにより、共振電流のＲＭＳ値が低減し、回路の損失を低減することができる。
なお、共振インバータ１１のオン期間を固定すると制御に用いることができないため、前述のように、チョッパ３１で出力端子ＴＯ１の出力電圧を所定の電圧値となるように通流率を制御している。

【0046】

ここで、従来のチョッパ制御について説明する。
図５は、従来のチョッパの制御の説明図である。
図５においては、理解の容易のため、第１実施形態と同様の符号を付するものとする。
従来のチョッパ制御においては、電圧指令値と電圧検出器５１の出力した電圧検出信号ＤＳ５１の値の差分を、比例積分制御を行うＰＩ制御部６１に入力し、その演算結果を三角波比較６２に入力することで、チョッパ３１のゲート信号ＧＳが得られる。

【0047】

ところで、制御装置４１の性能の制約等でＰＩ制御部のゲインを大きくできない場合、出力端子ＴＯ１の平均電圧は一定にできるが、周期的に変動するリプル電圧は抑制できず、電圧変動の仕様値を超えるおそれがある。

【0048】

図６は、第１実施形態に係る電力変換装置の各部の電圧の説明図である。
例えば、出力端子ＴＯ２に単相インバータが接続されて、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの単相交流電圧を出力する場合、図６に示すように、交流電力は出力交流電圧の２倍の周波数である１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚで脈動する。

【0049】

この電力脈動の影響で、出力端子ＴＯ２の出力電圧ＶＴＯ２にも１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚのリプル電圧が発生する可能性がある。また、電力脈動は、電力供給源である共振インバータ１１のフィルタコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１にもリプル電圧を発生させ、結果として出力端子ＴＯ１の出力電圧ＶＴＯ１にもリプル電圧が発生することになる。
そこで、本第１実施形態においては、リプル電圧の発生を抑制している。

【0050】

図７は、リプル電圧の発生を抑制する第１実施形態に係る電力変換装置のチョッパの制御を説明する図である。
リプル電圧抽出部６３は、電圧検出器５１で検出した出力端子ＴＯ１の電圧に相当する電圧検出信号ＤＳ５１に含まれる特定のリプル電圧周波数帯のリプル電圧を抽出する。

【0051】

この場合において、リプル電圧の抽出の方法としては、バンドパスフィルタやＦＦＴなどを用いることが挙げられる。
そして、リプル電圧抑制制御部６４は、抽出されたリプル電圧値を入力とし、リプル電圧が低減するようにリプル電圧周波数帯の出力値を演算し、加算器６５に出力し、ＰＩ制御６１の出力値に加算する。

【0052】

この結果、三角波比較部６２に入力される実効的な電圧指令値は、リプル電圧の影響を抑制するものとなる。
したがって、本第１実施形態においては、三角波比較部６２から出力されるチョッパ３１のゲート信号ＧＳは、電力脈動に起因するリプル電圧の発生を抑制するものとなる。
以上の説明のように、本第１実施形態によれば、出力端子ＴＯ２の電圧ＶＴＯ２、フィルタコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１及び出力端子ＴＯ１の出力電圧ＶＴＯ１のリプル電圧を抑制しつつ電力変換を行うことができる。

【0053】

［２］第２実施形態
次に第２実施形態について説明する。
図８は、第２実施形態に係る電力変換装置の概要構成説明図である。
図８において、図１の第１実施形態と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
本第２実施形態が、第１実施形態と異なる点は、出力端子ＴＯ２の電圧ＶＴＯ２を検出して電圧検出信号ＤＳ５２を出力する電圧検出器５２を設けた点である。

【0054】

図９は、第２実施形態に係る電力変換装置のチョッパ制御の説明図である。
第１実施形態において、図６により説明した通り、出力端子ＴＯ２でもリプル電圧が発生する虞がある。このため、本第２実施形態においては、リプル電圧抽出部６３の入力値として、電圧検出器５２が出力した電圧検出信号ＤＳ５２を用いている。

【0055】

リプル電圧抽出部６３は、電圧検出器５２で検出した出力端子ＴＯ２の出力電圧ＶＴＯ２に相当する電圧検出信号ＤＳ５２に含まれる特定のリプル電圧周波数帯のリプル電圧を抽出する。

【0056】

そして、リプル電圧抑制制御部６４は、抽出されたリプル電圧値を入力とし、リプル電圧が低減するようにリプル電圧周波数帯の出力値を演算し、加算器６５に出力し、ＰＩ制御６１の出力値に加算する。

【0057】

この結果、三角波比較部６２に入力される実効的な電圧指令値は、第２出力端子ＴＯ２に現れるリプル電圧の影響を抑制するものとなる。

【0058】

したがって、本第２実施形態によれば、第１実施形態の効果に加えて、三角波比較部６２から出力されるチョッパ３１のゲート信号ＧＳは、第２出力端子ＴＯ２の出力電圧ＶＴＯ２に現れるリプル電圧の影響をより確実に抑制できる。

【0059】

［３］第３実施形態
次に第３実施形態について説明する。
図１０は、第３の実施形態に係る電力変換装置の概要構成説明図である。
図１０において、図１の第１実施形態と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
本第３実施形態が、第１実施形態と異なる点は、共振インバータ１１のフィルタコンデンサＣ１の電圧を検出して電圧検出信号ＤＳ５３を出力する電圧検出器５３を追加した点である。

【0060】

図１１は、第３実施形態に係る電力変換装置のチョッパ制御の説明図である。
第１実施形態において、図６により説明した通り、共振インバータ１１のフィルタコンデンサＣ１にもリプル電圧が発生する虞がある。

【0061】

このため、本第３実施形態においては、リプル電圧抽出部６３の入力値として、電圧検出器５３が出力した電圧検出信号ＤＳ５３を用いている。
リプル電圧抽出部６３は、電圧検出器５３で検出した共振インバータ１１のフィルタコンデンサＣ１の出力電圧ＶＣ１に相当する電圧検出信号ＤＳ５３に含まれる特定のリプル電圧周波数帯のリプル電圧を抽出する。

【0062】

そして、リプル電圧抑制制御部６４は、抽出されたリプル電圧値を入力とし、リプル電圧が低減するようにリプル電圧周波数帯の出力値を演算し、加算器６５に出力し、ＰＩ制御６１の出力値に加算する。

【0063】

この結果、三角波比較部６２に入力される実効的な電圧指令値は、共振インバータ１１のフィルタコンデンサＣ１の出力電圧ＶＣ１に現れるリプル電圧の影響を抑制するものとなる。

【0064】

したがって、本第３実施形態によれば、第１実施形態の効果に加えて、三角波比較部６２から出力されるチョッパ３１のゲート信号ＧＳは、共振インバータ１１のフィルタコンデンサＣ１の出力電圧ＶＣ１に現れるリプル電圧の影響をより確実に抑制できる。

【0065】

［４］第４実施形態
図１２は、第４実施形態に係る電力変換装置のチョッパ制御の説明図である。
図１２は、第４の実施形態に係る電力変換装置の概要構成説明図である。
図１２において、図１の第１実施形態と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。

【0066】

本第４実施形態が、第１実施形態と異なる点は、第２のリアクトル２４の電流を検出して電流検出信号ＤＳ５４を出力する電流検出器５４を追加した点である。

【0067】

図１３は、第４の実施形態に係る電力変換装置のチョッパの制御の説明である。
ところで、リプル電圧と同様に、リアクトル２４の電流にもリプル電流が発生するが、直流値に対する割合としてはリプル電圧よりもリプル電流の方が大きくなる。またリプル電圧を低減しても電力脈動によってリプル電流は発生する。

【0068】

そこで、本第４実施形態においては、リプル電圧抽出部６３は、電圧検出器５１で検出した出力端子ＴＯ１の電圧に相当する電圧検出信号ＤＳ５１に含まれる特定のリプル電圧周波数帯のリプル電圧を抽出してリプル電圧抑制制御６４の第１の入力値としている。

【0069】

さらに電流検出器５４が出力した電流検出信号ＤＳ５４に基づいて、リプル電流をリプル電流抽出部６５で抽出してリプル電圧抑制制御６４の第２入力値としている。
これらの結果、リプル電圧抑制制御部６４は、抽出されたリプル電圧値を第１入力とし、抽出されたリプル電流値を第２入力とし、リプル電圧が低減するようにリプル電圧周波数帯の出力値を演算し、加算器６５に出力し、ＰＩ制御６１の出力値に加算する。

【0070】

この結果、三角波比較部６２に入力される実効的な電圧指令値は、リプル電流も考慮することで、出力端子ＴＯ２の電圧ＶＴＯ２、フィルタコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１及び出力端子ＴＯ１の出力電圧ＶＴＯ１に現れるリプル電圧の影響を高い精度で抑制するものとなる。
したがって、本第４実施形態によれば、第１実施形態の効果に加えて、三角波比較部６２から出力されるチョッパ３１のゲート信号ＧＳは、リプル電流の影響を考慮したものとなり、より確実にリプル電圧の発生を抑制できる。

【0071】

以上、本発明の実施形態を説明したが、この実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

【0072】

例えば、電源からの電力を直流電力に変換して出力するチョッパと、前記チョッパが出力した直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの直流入力部に二直列に接続される複数の共振コンデンサと、一次巻線が前記インバータと前記複数の共振コンデンサの中点に接続されて前記インバータの交流電力を変換する複数の高周波変圧器と、前記複数の高周波変圧器の二次巻線から供給される交流電力を直流電力に変換する複数の整流器と、を備えた電力変換装置で実行される方法であって、前記複数の整流器のうちいずれかの出力電圧を検出する過程と、前記電圧検出の結果に基づいて前記直流電力の出力電圧が所定の電圧値となるように前記チョッパを制御する過程と、を備えるようにしてもよい。

【0073】

また、電源からの電力を直流電力に変換して出力するチョッパと、前記チョッパが出力した直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの直流入力部に二直列に接続される複数の共振コンデンサと、一次巻線が前記インバータと前記複数の共振コンデンサの中点に接続されて前記インバータの交流電力を変換する複数の高周波変圧器と、前記複数の高周波変圧器の二次巻線から供給される交流電力を直流電力に変換する複数の整流器と、を備えた電力変換装置をコンピュータにより制御するためのプログラムであって、コンピュータを、前記複数の整流器のうちいずれかの出力電圧を検出する手段と、電圧検出の結果に基づいて直流電力の出力電圧が所定の電圧値となるようにチョッパを制御する手段と、して機能させてもよい。

【符号の説明】

【0074】

１００…電力変換システム
１…電力変換装置
２…電源回路
１１…共振インバータ
１２…第１ダイオード整流器
１３…第２ダイオード整流器
２１…第１高周波変圧器
２２…第２高周波変圧器
２３…第１リアクトル
２４…第２リアクトル
３１…チョッパ
４１…制御装置
５１～５３…電圧検出器
５４…電流検出器
６１…ＰＩ制御部
６２…三角波比較部
６３…リプル電圧抽出部
６４…リプル電圧抑制制御部
６５…リプル電流抽出部
Ｃ１、Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ３１、Ｃ３２…フィルタコンデンサ
ＲＣ１～ＲＣ４…第１共振コンデンサ～第４共振コンデンサ
Ｓ１…第１スイッチングトランジスタ（上アーム）
Ｓ２…第２スイッチングトランジスタ（下アーム）
ＴＩ…入力端子
ＴＯ１，ＴＯ２…出力端子。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】